UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA

UNIDAD IZTAPALAPA

DIVISIÓN DE CBI

DEPARTAMENTO DE INGENIERIA ELECTRICA

TESl NA

PARA OBTENER EL TíTULO DE INGENIERO ELECTRóNICO

IMPLEMENTACIÓN DE UN TRANSMISOR-RECEPTOR DE RADIOFRECUENCIA

ANDRADE FERNÁNDEZ JOSÉ RODRIGO 95212592

GIL MARTINEZ ROMAN 95319367

ASESOR:

GANDARILLA CARRILLO OTHÓN

FECHA:

JULIO DEL 2000

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INDICE

1 - Introducción. 1

2- Introducción de Modulación Angular - Modulación Angular. - Transmisión de Modulación en Frecuencia. - Recepción de Frecuencia Modulada. - Teoría básica de las Antenas. - Propiedades generales de las antenas. - Antenas para H F .

- Antenas para VHF y UHF. - Características de Antenas y Campos. - Factores de Ionosfera. - Acoplamiento de Antenas. - Antena Yagi. - Factores de Apilamiento. - Reflectores y guiaondas abocinados. - Líneas de Transmisión.

3- Circuitos de aplicación. - Circuitos Transmisores de Frecuencia Modulada. (Hojas de datos) - Circuitos Receptores de *Frecuencia Modulada. (Hojas de datos)

4- Planteamiento del Problema.

7- Conclusiones.

8- Bibliografía.

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CAPITULO 1

INTRODUCCION

A través de los tiempos el hombre se ha distinguido de las formas inferiores de vida por su habilidad para la comunicación verbal y escrita. Al principio de su historia se valió de las aptitudes vocales y de los gestos para comunicar sus pensamientos a los semejantes que le rodeaban. A medida que la sociedad humana se hizo más compleja fue más imperativa la necesidad de comunicación a mayores distancias. Los primeros intentos para aumentar el alcance de la comunicación por el sonido incluyeron el batido de tambores o el uso de megáfonos y bocinas. Para aumentar la distancia de comunicación se emplearon medios visuales tales como señales de humo, ondeo de banderas, o en la oscuridad de antorchas.

Cuando la sociedad progreso tuvieron que ampliarse los limites inherentes a tales métodos para aumentar la distancia de comunicación. Cuando el hombre invento la escritura se enviaron mensajes escritos y este medio de comunicación evoluciono hasta el sistema de correos. Los descubrimientos en el campo de la electricidad y electrónica y el gradual perfeccionamiento de nuestros conocimientos y la utilización de tales principios hicieron posible finalmente los sistemas directo e inmediato de comunicación sonoros y ópticos.

En esencia, las comunicaciones electrónicas son la transmisión, recepción y procesamiento de la información usando circuitos electrónicos. La información se define como el conocimiento, la sabiduría o la realidad y puede ser en forma analógica (proporcional o continua), tal como la voz humana, información sobre una imagen de video, o música; o en forma digital, tales como números codificados en binario, códigos alfanuméricos, símbolos gráficos, códigos operacionales del microprocesador, o información de base de datos. Toda la información debe de convertirse a energía electromagnética antes de que pueda propagarse por un sistema de comunicaciones electrónicas.

Para la transmisión de información en un sistema de comunicación, la información debe sufrir varios cambios tales como la modulación o codificación. Para los circuitos de modulación y los sistemas se puede aprender mas fácilmente familiarizándose inicialmente en las características básicas de las formas de onda de las señales.

1

Aunque las señales transmitidas difieren eléctricamente según los tipos de circuito, el contenido armónico de la señal, las relaciones de banda lateral, las amplitudes de modulación y otros factores, coinciden con los de las señales presentes en las etapas finales del transmisor.

Para transmitir una información esta se hace por medio de una portadora en los sistemas de comunicación una portadora es generada por un oscilador de RF. La fiecuencia fundamental de la señal portadora puede ser establecida por el oscilador, o bien, la salida de señal del oscilador puede tener una fiecuencia inferior a la de la portadora transmitida, y entonces la frecuencia de la señal del oscilador es elevada por multiplicadores de frecuencia.

También se utilizan osciladores de alta frecuencia en las etapas de sintonía de los receptores de AM, FM y TV. Un receptor puede utilizar un oscilador para generar la frecuencia de señal portadora necesaria en los sistemas de modulación del tipo banda lateral única.

Los osciladores de alta frecuencia proyectados para generar señales de onda senoidal, son del tipo resonante, y se denominan así a causa de que se ponen en resonancia con la frecuencia deseada por medio de combinaciones serie o paralelo de condensador y bobina.

Después de que ha sido generada la señal portadora en los sistemas de transmisión es necesario proveer etapas amplificadoras de RF para elevar el nivel de la señal portadora hasta el valor deseado en su aplicación a los sistemas de antenas. Estas etapas de RF son usualmente tipos de circuitos resonante que reciben un alto grado de excitación de potencia de la señal desde la etapa anterior. Los amplificadores deben estar sintonizados a la frecuencia de la señal recibida, o puede estar sintonizados a una frecuencia múltiple de la señal de entrada. También son necesarios amplificadores de RF en los receptores a fin de que las amplitudes de las señales débiles obtenidas del sistema sintonizador puedan ser aumentadas hasta el valor correcto para su aplicación en los sistemas de demodulacion. A estos amplificadores se les denomina de frecuencia intermedia (FI) ya que fbncionan con una frecuencia que es resultado de la heterodinacion de la señal portadora y la del oscilador local.

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En esencia, una antena es un sistema conductor metálico capaz de radiar y recibir ondas electromagnéticas, por lo general entre una antena y un transmisor, un receptor o ambos. Una antena se utiliza como la interfase entre un transmisor y el espacio libre, o entre el espacio libre y el receptor. Una antena es un dispositivo recíproco y pasivo, pasivo en cuanto a que en realidad no puede amplificar una señal, por lo menos no en el sentido real de la palabra, y reciproco en cuanto a que las características de transmisión y recepción de una antena son casi idénticas. Las antenas sirven como resistencias de carga de propagación en el transmisor o como interceptor de señal en el receptor; por tanto tiene una doble relación llamada reciprocidad de antena.

Se ha dicho que muchas son las causas que impulsaron la creación de un sistema de comunicación que permitiera la transmisión de información a distancia sin demasiadas complicaciones. En una comunicación telefónica, al hablar una persona, la señal de ondas generada circula a través de conductores hacia el otro abonado, pero ¿porque son necesarios los cables?. La respuesta es que las señales de audio (baja frecuencia) no pueden irradiarse a traves del espacio con costos accesibles, razón por la que se intenta “montar” dicha información sobre una portadora de RF mas fácil de propagar por el aire. Además, si se quiere transmitir la información de varias personas en forma simultánea por distintas emisoras, las señales se mezclarían por ser todas de audio y resultaría imposible para un receptor separar una de otra. Este inconveniente se soluciona “modulando” a diferentes portadoras (cada una de distinta frecuencia) con cada información; de esta manera el receptor deberá primero reconocer a la portadora deseada y una vez logrado esto se le extrae la información.

Modular significa cambiar algún parámetro de una señal llamada portadora, para ello se emplea otra señal llamada información o moduladora y que el objeto de la modulación es poder transmitir una información de baja frecuencia a través del espacio, que como vehículo utiliza una señal portadora. Básicamente existen tres tipos de modulación analógica: - Modulación en amplitud (AM) - Modulación en fase (PM) - Modulación en fiecuencia (FM)

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Modulación en frecuencia. Modular en FM significa variar la fiecuencia de la portadora al ritmo de la información, lo que significa que en la señal de FM, la amplitud y la fase de la señal permanecen constantes y la frecuencia cambia en fimción de los cambios de amplitud y frecuencia de la señal que se desea transmitir.

Se ha hablado de los inicios y la evolución de los sistemas de comunicación, sin estos el hombre no seria lo que hoy es en cuestión de tecnología. Gracias a ellos el hombre establece comunicación diariamente, desde sus inicios con las señales de humo, tambores, posteriormente escritura, música, telégrafo, teléfono, código morse, televisión, computadoras, satélite, telefonía celular.

Se puede decir que todavía falta mucho por ver de los avances de la tecnología.

El principal objetivo que se persigue es dar a conocer nuestro trabajo, que por medio del cual se aprobara la materia de proyecto terminal de la carrera de ing. Electrónica. Este trabajo consiste en el diseño y construcción de un sistema transmisor receptor (Tx-Rx) inalámbrico para voz, el cual deberá cubrir ciertos requisitos, como tener buen alcance, portátil y deberá ser económico. Se eligió la fiecuencia modulada (FM) porque posee mayor fidelidad que es uno de los requisitos que se persiguen. Como es sabido en el mercado existen circuitos integrados que tienen aplicaciones en las comunicaciones por lo que se consultaran manuales para conocerlos y determinar si alguno de ellos puede ser utilizado en nuestro trabajo. Una vez hecho esto se determinara su accesibilidad, en cuanto al costo y la existencia de estos en el mercado.

Por otra parte se revisará las distintas etapas que componen a los transmisores y receptores de FM, como es el modulador, el oscilador, la etapa de potencia del transmisor, etc. Así mismo se hace un estudio de los tipos de antenas describiendo la forma de propagación de las ondas de radio, su alcance, etc. Además se determinará la mas adecuada para la banda de frecuencias en la que se va a trabajar.

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Una vez hecho esto se propondrá un transmisor y un receptor que sean sencillos pero respetando los requisitos antes mencionados, de preferencia usando lo que ya este hecho, es decir, si existe en mercado un circuito integrado que sea un amplificador de audio, un VCO, etc., utilizarlos. La frecuencia escogida esta por debajo de la banda comercial de FM, sin embargo, dependerá de el o los circuitos integrados utilizados. Si es necesario se probaran varios circuitos integrados y además se trabajara con componentes discretos para tener varias opciones.

Por último se hace una serie de mediciones del sistema transmisor-receptor, como es su alcance, claridad del mensaje enviado etc.

Con este trabajo se determina que al armar un sistema transmisor-receptor se presentan muchos problemas que no se contemplan en la teoría. También se tiene una idea del costo aproximado del sistema.

Comercialmente no existen sistemas de transmisor-receptor que tengan el alcance que tiene el que nosotros proponemos, por lo que podría tener aplicaciones en distintas áreas, por ejemplo en edificios o unidades habitacionales como interfón inalámbrico, para monitorear un bebe dentro de casa, etc. En particular a los estudiantes de esta carrera les será de mucha utilidad la información recopilada en este trabajo ya que, a diferencia de los libros de texto, viene en forma resumida y se enfoca a la construcción del sistema transmisor-receptor de FM.

Al inicio del trabajo se presentaban dos alternativas para la construcción de sistema, hacerlo mediante circuito integrado o con componentes discretos. La primera opción requería de una investigación y selección de los circuitos integrados que nos pudieran servir, esto directamente en los manuales del fabricante. Una vez seleccionados los circuitos integrados adecuados para el proyecto se determino la disponibilidad de estos en el mercado. Ahora si se utilizan componentes discretos también habría que conseguirlos todos, de lo contrario se tendría que cambiar el diseño.

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CAPITULO 2

INTRODUCCION DE MODULACION ANGULAR.

En una señal analógica puede variar tres de sus propiedades: la amplitud, la frecuencia y la fase. Cuando se hace variar su amplitud se llama Modulación en Amplitud, muy conocida como AM, cuando se hace variar su frecuencia se llama Modulación en Frecuencia, conocida como FM, cuando se hace variar la Fase de la señal se la llama Modulación en Fase, conocida como PM.

La modulación en frecuencia y en fase, son dos formas de la modulaciún angular. Desafortunadamente ambas formas de modulación angular se les llama simplemente FM cuando, en realidad, existe una diferencia clara (aunque sutil), entre las dos. Existen varias ventajas en utilizar la modulación angular en vez de la modulación en amplitud, tal como la reducción de ruido, la fidelidad mejorada del sistema y el uso más eficiente de la potencia.

Sin embargo, FM y PM, tienen varias desventajas importantes, las cuales incluyen requerir un ancho de banda extendida y circuitos más complejos, tanto en el transmisor como en el receptor.

La modulación angular fue introducida primero en 193 I , como una alternativa a la modulación en amplitud. Se sugirió que la onda con modulación angular era menos susceptible al ruido AM y, consecuentemente, podía mejorar el rendimiento de las comunicaciones de radio.

% -.

i.

c- ” .

6

MODULACION ANGULAR

La modulación angular resulta cuando el ángulo de la fase 8 de una onda sinusoidal, varía con respecto al tiempo. La onda con modulación angular se muestra matemáticamente como:

m(t) = Vc COS [act + O(t)] (1)

en donde m(t) = onda con modulación angular Vc = amplitud pico de la portadora (voltios) oc = frecuencia en radianes de la portadora ( 2 . n f c )

8(t) = desviación instantánea de fase (radianes)

Con la modulación angular, es necesario que O(t) sea una función prescrita de la señal modulante. Por lo tanto, si vm(t) es la señal modulante, la modulación angular se muestra matemáticamente como:

8(t) = F[vm(t)] (2)

en donde vm(t) = V m sen(omt) a m = velocidad angular de la señal modulante (radianeslsegundo) fm = frecuencia de la señal modulante (hertz) V m = amplitud de la señal modulante (voltios)

En esencia, la diferencia entre la modulante en frecuencia y en fase está en cud propiedad de la portadora (la frecuencia o la fase) está variando directamente por la señal modulante y cuál propiedad está variando indirectamente. Siempre que la frecuencia de la portadora está variando, la fase también se encuentra variando, y viceversa. Por lo tanto, FM y PM, deben ocurrir cuando se realiza cualquiera de las formas de la modulación angular.

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Si la frecuencia de la portadora varía directamente de acuerdo con la señal modulante, resulta que es una señal de FM. Si la fase de la portadora varía directamente de acuerdo con la señal modulante, resulta ser una señal PM. Por lo tanto, la FM directa es la PM indirecta y la PM directa es la FM indirecta. La modulación en frecuencia y en fase pueden definirse como:

Modulación en frecuencia directa (FM): variando la frecuencia de la señal portadora de amplitud constante es directamente proporcional, a la amplitud de la señal modulante con una relación igual a la frecuencia de la señal modulante. Modulación en fase directa (PM): variando la fase de una señal portadora con amplitud constante es directamente proporcional, a la amplitud de la señal modulante, con una relación igual a la frecuencia de la señal modulante.

En la figura 1 muestra la forma de onda para una portadora sinusoidal para la cual la modulación angular está ocurriendo. La frecuencia y la fase de la portadora están cambiando proporcionalmente, con la amplitud de la señal (v,). El cambio en frecuencia (Af) se llama desviación en frecuencia y el cambio de la fase (A0) se llama desviacibn en fase. La desviación en frecuencia es el desplazamiento relativo a la frecuencia de la portadora en hertz. La desviación en fase es el desplazamiento angular relativo (en radianes), de la portadora, con respecto a una fase de referencia. La magnitud de la desviación en frecuencia y en fase es proporcional a la amplitud de la señal modulante (v,) y la relación en que la desviación ocurre es igual a la frecuencia de la señal modulante ( f,). Siempre que el periodo (T) de una portadora sinusoidal cambia, también cambia su frecuencia y, si los cambios son continuos, la onda ya no es una señal de frecuencia sencilla. Se muestra que la forma de onda resultante abarca la frecuencia de la portadora original (a veces llamada la frecuencia de reposo de la portadora) y un número infinito de pares de frecuencias laterales desplazadas en ambos lados de la portadora como un número entero como múltiplo de la frecuencia de la señal modulante.

8

Figura 1 Frecuencia variante con el tiempo

En la siguiente gráfica, se muestra una portadora sinusoidal en la cual la frecuencia (f) será cambiada (desviada), en un periodo de tiempo.

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I I - L i "

Figura 2 Fase variante con la ff-ecuencia.

La porción ancha de la forma de onda corresponde al cambio de pico a pico en el periodo de la portadora (AT). El periodo mínimo (T,J corresponde a la máxima frecuencia ( fmJ y el periodo máximo (T,J corresponde a la fi-ecuencia mínima ( fmin). La desviación en frecuencia pico a pico se determina simplemente midiendo la diferencia entre las frecuencias mínimas y máximas (A fp-p = l/Tmín - l/Tmbx).

La diferencia entre FM y PM se entiende mejor haciendo las siguientes definiciones.

Desviación de la fase instantánea. La desviación de la fase instantánea es el cambio instantáneo en la fase de la portadora, en un instante de tiempo, e indica cuánto está cambiando la fase de la portadora con respecto a su fase de referencia. La desviación de fase instantánea se muestra matemáticamente como

Desviación de la fase instantánea = O(t) radianes (3)

Fase instantánea. La fase instantánea es la fase precisa de la portadora, en un instante de tiempo, y se muestra matemáticamente como

fase instantánea = act + 0(t) (4)

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en donde act =fase de referencia de la portadora

fc = frecuencia de la portadora (hertz) e(t) = desviación de fase instantánea (radianes)

Desviación de frecuencia instantánea. La Desviación de frecuencia instantánea es el cambio instantáneo en la frecuencia de la portadora y se define como la primera derivada con respecto al tiempo de la desviación de fase instantánea. Por lo tanto, la desviación de fase instantánea es la primera integral de la desviación de frecuencia instantánea. Puede expresarse matemáticamente como

Desviación de frecuencia instantánea = W(t) rad/seg. (5)

Frecuencia insta ntánea. La Frecuencia instantánea es la frecuencia precisa de la portadora, en un instante de tiempo, y se define como la primera derivada con respecto al tiempo de la fase instantánea, matemáticamente se puede expresar como

=QC + W(t) radheg.

Al sustituir a 2n fc por mc da la frecuencia instantánea = fi(t)

O

La modulación en fase puede definirse como la modulación angular en la cual la desviación de fase instantánea, B(t), es proporcional al voltaje de la señal modulante. Al igual, la modulación en frecuencia es la modulación angular en la cual, la desviación de la frecuencia instantánea, B’(t), es proporcional al voltaje de la señal modulante. Para una señal modulante vm(t), la modulación en fase y en frecuencia es:

Modulación en fase = B(t)=Kvm(t) rad (7) (8) Modulación en frecuencia = B’(t)=Klv,(t) radlseg.

En donde K y K1 son constantes y son las sensibilidades de desviación de los moduladores de fase y de frecuencia, respectivamente. Las sensibilidades de desviación son las funciones de transferencia de salida contra entrada para los moduladores. La sensibilidad de desviación para un modulador de fase es:

Y para un modulador en frecuencia:

La modulación en fase es la primera integral de la modulación de frecuencia. Por lo tanto, de las ecuaciones (7) (8):

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Modula& de fase= O(t) =fOT(t)dt

= IKlxlct>at

Por lo tanto, al sustituir una señal modulante vm(t) = V' cos(cumt), en la ecuación (1) da como resultado:

Para modulación en fase

v ( l ) = cos[ L$d + 44 = v, cos[ hI,i + K G COS(hlJ)]

Para la modulación en frecuencia

.

Un resumen de lo anterior se muestra en la tablal.

TABLA 1 ECUACIONES PARA LAS PORTADORAS DE FASE Y DE FRECUENCIA MODULADAS

Tipo de modulación Señal modulante Onda de modulación angular (a) Fase Vdt) Vccos[o,t+Kv,(t)] (b) Frecuencia Vdt) Vccos[oct+K~ IVm(t)] (c) Fase V,,, cos(omt) VCCOS[CO~~+KV~COS(CO~~)] (d) Frecuencia -V, sen(omt) Vccos[oct+(K~V,lom)cos(o,t)] (e) Frecuencia V, sen(omt) Vccos[o,t+(KIVmlo,)sen(o,t)]

' L r ,

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Las formas de onda de FM y de PM, se muestran en la figura 3. Se puede observar que las formas de onda de FM y de PM son idénticas, excepto con una relación de tiempo (fase). Por lo tanto, es imposible distinguir una forma de onda de FM de una forma de onda de PM, sin saber las características de la señal modulante.

Figura 3 Modulacidn en fase y en frecuencia de una portadora de onda seno, por una señal de onda seno; (a) portadora demodulada; (b) señal modulante; (c) onda de frecuencia modulada; (d) onda de fase modulada.

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Con FM, la máxima desviación de frecuencia ocurre durante los máximos puntos negativos y positivos de la señal modulante, es decir, la desviación de frecuencia es proporcional a la amplitud de la modulante. Con PM, la máxima desviación de frecuencia ocurre durante los cruces de cero de la señal modulante, es decir, la desviación de frecuencia es proporcional a la pendiente o primera derivada de la señal modulante. Para la modulación de frecuencia y de fase, la razón por la cual los cambios de frecuencia ocurren es porque es igual a la frecuencia de la señal modulante.

En la tabla I , se muestra que la formula para una portadora que se está modulando, en fase o en frecuencia, por una señal modulante de frecuencia sencilla, puede escribirse en forma general modificando la ecuación 1 de la siguiente manera:

m(t) = V, COS [act + ~cos(cD,~) ]

donde m cos(a,t) = desviación de fase instantánea, e(t).

Cuando la señal modulante es una sinusoide de frecuencia sencilla, es evidente, en la ecuación 10, que el ángulo de fase de la portadora varía de su valor no modulada bajo un enfoque de sinusoide sencilla. En la ecuación 10, m representa la máxima desviación de fase, en radianes,

para una portadora modulada en fase. La máxima desviación de fase se llama índice de modulación. Una diferencia importante, entre la modulación en frecuencia y fase, es la manera en que se defina el índice de modulación. Para PM, el índice de modulación es proporcional a la amplitud de la señal modulante, independientemente de su frecuencia. El índice de modulación para una portadora de fase modulada se muestra matemáticamente como:

m =KV, radianes (11)

en donde V, = voltaje pico de la señal modulante (voltios) KV, = desviación pico de fase (radianes)

Para una portadora modulada en frecuencia, el índice de modulación es directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante e inversamente proporcional a su frecuencia y se muestra matemáticamente como:

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m=- x1 Vm Q m

- - %x- relaci6n s i n unidad para FM

en donde KIVm = desviación de frecuencia (radiadsegundo)

" - desviaci6n de frecuencia (hertz) 2n:

De la ecuación (12b), puede observarse que con FM el índice de modulación es una relación sin unidades y se utiliza sólo para describir la profundidad de la modulación lograda para la señal modulada en amplitud y frecuencia dada. La desviación de frecuencia es el cambio en la frecuencia que ocurre en la portadora, cuando actúa sobre ella una señal modulante. La desviación en frecuencia pico a pico a veces se llama oscilación de la portadora.

Para un modulador de FM, la sensibilidad de la desviación se da frecuentemente en hertz por volt. Por lo tanto, la desviación de frecuencia es simplemente el producto de la sensibilidad de la desviación y el voltaje de la señal modulante. Además, con FM es común mostrar el índice de modulación como simplemente la relación de la desviación pico de frecuencia dividida entre la frecuencia de la señal modulante o rearreglando la ecuación 12b da:

m = df (relaci6n s i n unidades) fm Hz

Moduladores y demoduladores de fase y de frecuencia.

Un modulador de fase es un circuito en el cual la portadora varía de tal manera que su fase instantánea es proporcional a la señal modulante. L a portadora no modulada es una sinusoide de frecuencia sencilla y se llama comúnmente la frecuencia de reposo. Un modulador de frecuencia (frecuentemente llamado un desviador de frecuencia), es un circuito en el cual

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la portadora varía, de tal manera, que su fase instantánea es proporcional a la integral de la señal modulante. Por lo tanto, con un modulador de frecuencia, si la señal modulante v(t) es diferenciada, antes de ser aplicada al modulador, la desviación de fase instantánea es proporcional a la integral de v(t) o, en otras palabras, proporcional a v(t) porque v’(t) = v(t). De manera semejante, un diferenciador que precede a un modulador de FM produce una onda de salida en la cual la desviación de fase es proporcional a la señal modulante t es, por lo tanto, equivalente a un modulador de fase. Son posibles varias equivalencias interesantes. Por ejemplo, un modulador de frecuencia, seguido por un integrador, es equivalente a un demodulador de fase. A continuación se mencionan cuatro equivalencias comúnmente usadas:

Modulador de PM = diferenciador seguido por un modulador FM Demodulador de PM = un demodulador de FM seguido por un integrador Modulador de FM = integrador seguido por un modulador de PM Demodulador de PM = demodulador de PM seguido por un diferenciador

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Análisis de frecuencia de las ondas con modulación angular.

Con la modulación angular, los componentes de la frecuencia de la onda modulada están más complejamente relacionados a los componentes de frecuencia de la señal modulante, que con la modulación en amplitud. En un modulador en frecuencia o de fase, una señal modulante de frecuencia sencilla produce un número infinito de pares de frecuencias laterales y, por lo tanto, tiene un ancho de banda infinito. Cada frecuencia lateral se desplaza de la portadora por un múltiplo integral de la frecuencia de la señal modulante. Sin embargo, generalmente la mayoría de las frecuencias laterales son insignificantes en amplitud y pueden ignorarse.

Modulación por una sinusoide de frecuencia sencilla. El análisis de frecuencia de una onda modulada angular, por una sinusoide de frecuencia sencilla, produce una desviación pico de fase de m radianes, en donde m es el índice de modulación. Nuevamente de la ecuación 10 y para una modulación en frecuencia igual a a m , m(t) se escribe como:

m(t) = V, cos[a,t + m ~ ~ ~ ( o m t ) ]

En la ecuación 10, los componentes de la frecuencia individual que forman la onda modulada no son obvios. Sin embargo, las identidades de función Bessel están disponibles y se pueden aplicar directamente. Una identidad como tal es:

J,,(m) es la función Bessel de primera clase de enésimo orden con argumento m. Si la identidad (1 5) se aplica a la ecuación (1 l), m(t) puede reescribirse como:

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Expandiendo la ecuación (1 6), para los primeros cuatro términos, resulta en:

Las ecuaciones (1 6) y (1 7) muestran que con la modulación angular, una señal de modulación en frecuencia sencilla, produce un número infinito de conjuntos de frecuencias laterales, cada uno desplazados de la portadora por una integral múltiple de la frecuencia de la señal modulante. Un conjunto de bandas laterales incluye una frecuencia lateral superior e inferior ( f c +_ f m , f c

f 2 f m , f c k n fm, etc.). Los conjuntos sucesivos de bandas laterales, se llaman bandas lateras laterales de primer orden, bandas laterales de segundo orden, etc., y sus magnitudes se determinan por los coeficientes JI(m), Jz(m), etc., respectivamente. La tabla 2 muestra las funciones Bessel de primera clase para varios valores del índice de modulación. Por ejemplo, J2=0.35 indica que la amplitud del segundo conjunto de frecuencias laterales es igual al 35% de la amplitud de la portadora no modulada. Para los valores superiores de m, el valor de J,(m) comienza a disminuir rápidamente en cuanto n = m. Conforme el índice de modulación aumenta a partir de cero, la magnitud de la portadora Jo(m) disminuye. Cuando m es igual aproximadamente a 2.4, Jo(m) =O y la componente de la portadora tiende a cero (Primer cero de la portadora). Esta propiedad frecuentemente se usa para determinar el índice de modulación o establecer la sensibilidad de la desviación de un modulador de FM. La portadora reaparece conforme m incrementa a más de 2.4. Cuando m alcanza 5.4, la componente de la portadora nuevamente desaparece (Segundo cero de la portadora). Los demás incrementos en el índice de modulación producirán ceros de la portadora adicionales a intervalos periódicos.

19

20

La figura 5 muestra las curvas para las amplitudes relativas de la portadora y varios conjuntos de frecuencias laterales, para valores de m, hasta 10. Puede observarse que la amplitud, de la portadora y las frecuencias laterales, varía en una proporción periódica que se parece a una onda seno amortiguada. Los valores negativos para J(m), simplemente indican la fase relativa de ese conjunto de frecuencias laterales.

+1 D

+o9

+O8

+ o I

+O6

+O5

+ o .4 ”. $ +o3

+o2

+ 0.1 O

-0.1

-0 a

-0 3

-0.4

La tabla 2, se menciona sólo las frecuencias laterales importantes. Una frecuencia lateral no se considera importante, a menos que tenga una amplitud igual o mayor que 1% de la amplitud de la portadora no modulada.

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Las formas de onda de modulación angular se clasifican generalmente como de índice bajo, mediano o alto. Para el caso del índice bajo, la desviación de fase pico (índice de modulación), es menor que 1 rad, y el caso de índice alto ocurre cuando la desviación de fase pico es mayor que 10 rad. Los indices de modulación mayor que 1 y menores quel0, se clasifican como un índice de modulación mediano. De la tabla 2 puede observarse que con la modulación angular de índice bajo la mayoría de la información de la señal se cargará por el primer conjunto de bandas laterales, y el mínimo de ancho de banda requerido es aproximadamente, igual al doble de la frecuencia de la señal modulante más alta. Por esta razón, los sistemas de FM de índice bajo a veces se llaman banda angosta de FM. Para una señal de índice alto, se puede utilizar un método para determinar el ancho de banda llamado causi - estacionario. Con este método, se asume que la señal modulante está cambiando lentamente. Por lo tanto, para la modulación de índice bajo, el espectro de frecuencia es semejante a la doble banda lateral de AM y el mínimo ancho de banda es aproximado de la siguiente manera:

B = 2 fm (hertz)

y para la modulación de índice alto, el mínimo de ancho de banda se aproxima de la siguiente manera:

B = 2 d’(hertz)

El ancho de banda real requerido, para pasar todas las bandas laterales importantes, para una onda de modulación angular, es igual a dos veces el producto de la frecuencia de la señal modulante más alta y el número de bandas laterales importantes determinado por las funciones de la tabla de Bessel. Matemáticamente, la regla para determinar el mínimo ancho de banda para una onda de modulación angular utilizando la tabla Bessel es:

B = 2 ( n ) ( f i ) (hertz) (20)

en donde n = número de bandas laterales significativas fm = frecuencia de la señal modulante (hertz)

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La regla de Carson aproxima el ancho de banda de una onda de modulación angular como el doble de la suma de la desviación de frecuencia pico y la máxima frecuencia de la señal modulante. Matemáticamente la regla es:

B =[A f + f ,,,(m&)/ (hertz) (21)

en donde A f = máxima desviación de frecuencia (hertz) fm(máx) = frecuencia más alta modulante de la señal (hertz)

La regla de Carson es una aproximación y proporciona anchos de banda de transmisiones que son un poco más angostos que los anchos de banda determinados utilizando la tabla de Bessel y la ecuación (20). La regla de Carson define un ancho de banda que incluye aproximadamente el 98% de la potencia total en la onda modulada. El ancho de banda real necesario es una función de la forma de onda de la señal modulante y la calidad de la transmisión deseada.

Relación de desviación. Para un sistema de FM predeterminado, el mínimo ancho de banda es el más grande, cuando se obtiene la máxima desviación en fi-ecuencia con la máxima frecuencia de la señal modulante (es decir, la modulación en frecuencia más alta ocurre con la máxima amplitud permitida). Por definición, la relacidn de desviacidn (DR), es el índice de modulación del peor caso y es igual a la máxima desviación de frecuencia dividida por la máxima fi-ecuencia de la señal modulante. El índice de modulación del peor caso produce el espectro de frecuencia de salida más ancho. Matemáticamente, la relación de desviación es:

en donde DR = relación de desviación (sin unidad) Af(máx) = máxima desviación de frecuencia (hertz) f,(máx)= máxima frecuencia de la señal modulante (hertz)

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TRANSMISI~N DE MODULACI~N EN FRECUENCIA

Moduladores de FM directos.

La FM directa es la modulación angular en la cual la frecuencia de la portadora varía, directamente por la señal modulante. Con FM directa, la desviación de frecuencia instantánea es directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante. En la figura 6 muestra un diagrama esquemático de FM simple, aunque es no es práctico, pero si es directo.

Figura 6 Modulador de FM h c t o simple.

El circuito tanque L y Cm es la sección para determinar la frecuencia para un oscilador LC estándar. El capacitor del micrófono es un transductor que convierte la energía acústica a energía mecánica, la cual se usa para variar la distancia entre las placas del Cm y consecuentemente, cambia su capacitancia. Conforme Cm varía, la frecuencia de resonancia varía. Por lo tanto, la frecuencia de salida del oscilador varía directamente con la fuente de sonido externa. Esto es FM directa porque la frecuencia del oscilador cambia directamente por la señal modulante y la magnitud del cambio de frecuencia es proporcional a la amplitud del voltaje de la señal modulante.

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Moduladores de diodo varactor. La figura 7 muestra el diagrama esquemático para un generador de FM más práctico y directo que usa un diodo varactor para desviar la frecuencia de un oscilador de cristal.

deFM

RI y Rz desarrollan un voltaje de cd que invierte el diodo polarizado VD! y determinan la frecuencia de reposo del oscilador. El voltaje de la señal modulante externa agrega y resta del cd polarizado, lo cual cambia la capacitancia del diodo y, por lo tanto, la frecuencia de oscilación. Los cambios positivos de la señal modulante incrementan la polarización inversa sobre VDI, la cual disminuye su capacitancia e incrementa la frecuencia de la oscilación. Al contrario, los cambios negativos de la señal modulante disminuyen la frecuencia de la oscilación. Los moduladores de FM de diodo varactor, son extremadamente populares, por que son fáciles de usar, confiables y tienen la estabilidad de un oscilador de cristal. Sin embargo, debido a que se usa un cristal, la desviación de frecuencia pico se limita a valores relativamente pequeños. Consecuentemente, se usa principalmente para las aplicaciones de índice bajo, por ejemplo en un radio móvil de dos sentidos.

Ahora en la figura 8 se muestra un diagrama esquemático simplificado para un generador de FM de oscilador de voltaje controlado (VCO). Nuevamente, se usa un diodo varactor para transformar los cambios, en la amplitud de la señal

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modulante a cambios en la frecuencia. La fiecuencia central para el oscilador se determina de la siguiente manera:

f,= ' hertz 2 x m

en donde L= inductancia del embobinado primario de TI (henrys) C= capacitancia del diodo varactor (farads)

Con una señal modulante aplicada, la frecuencia es:

f,= 1 hertz 2 x m c

en donde f es la nueva frecuencia de oscilación y AC es el cambio de la capacitancia del diodo varactor debido a la señal modulante. El cambio en la frecuencia es:

df= /A - f/

F i g u r a 8 M o d u M o r d e ~ d e V C O con diodo varactor

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Modulador de reactancia de FM. En la figura 9 se muestra un diagrama esquemático para un modulador de reactancia usando un JFET como el dispositivo activo. Esta configuración del circuito se llama un modulador de reactancia por que el JFET observa como una carga de reactancia variable al circuito tanque LC. La señal modulante varía en la reactancia de Q1, lo cual causa un cambio correspondiente en la frecuencia resonante del circuito tanque del oscilador.

La figura 10 muestra el circuito de ca equivalente. RI, R3, R4, y R, proporcionan la polarización en cd para Q1. RE se evita por Cc y es, por lo tanto, omitido del circuito de ca equivalente. La operación del circuito es de la siguiente manera. Asumiendo un JFET ideal (la corriente de compuerta i, =O).

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vg = i 8

en donde

Por lo tanto

y la corriente del drenado en el JFET es

en donde g, es la transductancia del JFET y la impedancia en entre el drenado y la tierra es:

Al sustituir y reasegura nos da:

Asumiendo que R < < < X,:

g,Rc es equivalente a una capacitancia variable y es inversamente proporcional a la resistencia (R), la velocidad angular de la señal de modulación (27cfm), y la transconductancia (gm) de Ql, la cual varía con el

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voltaje de la compuerta a fuente. Cuando una señal modulante se aplica a la parte inferior de R3, el voltaje de compuerta a drenado varía, causando un cambio proporcional en g,. Como resultado, la impedancia del circuito equivalente (zd), es una función de la señal modulante. Por lo tanto, la frecuencia resonante del circuito tanque del oscilador es una función de la amplitud de la señal modulante, la proporción a la cual cambia es igual a f m .

Intercambiar R y C, causa que la reacción variable sea inductiva, en vez de una capacitiva, pero no afecta al resultado de la forma de onda de FM. La máxima desviación de fi-ecuencia obtenida, como un modulador de reactancia, es aproximadamente 5 kHz.

Moduladores de FM directos de circuito integrado lineal. Los osciladores de controlador de circuito integrado lineal y generadores de funciones pueden generar una forma de onda de salida de FM directa que relativamente estable, exacta y directamente proporcional a la señal modulante de entrada. La desventaja principal de usar los LIC VCO y generadores de funciones, para la modulación de FM directa, es su baja potencia de salida de información y la necesidad de varios componentes externos adicionales para que funciones, tales como capacitores para tomar el tiempo, resistores para la determinación de frecuencia y filtros para el abastecimiento de potencia.

Figura 11 Generador de FM dmctpo LIC: dmpma esquemitico simplficado

La figura 1 1 muestra un diagrama a bloques simplificado para un generador de funciones de circuito integrado lineal monolítico que puede utilizarse para la generación de FM directa. La frecuencia central del VCO se determina por un resistor externo y por un capacitor (R y C). La señal modulante de entrada desvía la frecuencia del VCO, la cual produce una forma de onda de FM de salida de información.

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El multiplicador analógico y el formador de seno convierten la señal de salida del VCO de onda cuadrada a una onda senoidal, y el amplificador de ganancia unitaria proporciona una salida con búfer. La frecuencia de salida del modulador es:

en donde la desviación de frecuencia pico (At) es igual a la amplitud pico de la señal modulante multiplicada por la sensitividad de desviación del VCO. Los generadores de funciones de circuito integrado lineal y osciladores de voltaje controlado generalmente se pueden usar para operaciones de frecuencia de barrido, transmisión de desplazamiento en frecuencia o generación de FM directa.

La figura 12a muestra el diagrama esquemático para el transmisor de FM monolítico, Motorola MC1376. El MC1376 es un modulador de FM completo, en un chip de circuito integrado DIP de 8 pines sencillo. El MC 13 76 puede operar con frecuencias de portadora entre 1.4 y 14 MHz y está hecho para utilizarse en la producción de ondas de FM directas para las aplicaciones de baja potencia, tales como los teléfonos inalámbricos. Cuando el transistor auxiliar se conecta a una fuente de voltaje de 12 V, se puede lograr potencias de salida tan altas como 600 mW. La figura 12b muestra la curva de voltaje de entrada contra la frecuencia de salida para el VCO interno. Como lo muestra la figura, la curva es relativamente lineal entre 2 y 4 V y puede producir una desviación de frecuencia pico de casi 150 kHz.

30

Vcc = 5.0 Y

P

21 r T, = 25T v,, = 12 v

I I I

o 1 2 3 4 5 6 3 Voltaje de entrada de CD, pin 5 (volts)

(b)

Figura 12 Transmisor de LFC de FM MC1376: (a) dqmma esquematico; curva de respuesta de salida contra entrada

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Transmisores de FM directos

Los transmisores de FM directos producen una forma de onda de salida, en la cual la desviación de frecuencia es directamente proporcional a la señal modulante. Consecuentemente, el oscilador de la portadora debe desviarse directamente. Por lo tanto, para los sistemas de FM de índice mediano y alto, el oscilador no puede ser un cristal, porque la frecuencia a la cual el cristal oscila no puede variarse de manera significativa. Como resultado, la estabilidad de los osciladores en los transmisores de FM directos

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frecuentemente no pueden llenar las especificaciones de FCC. Para superar este problema, se utiliza un control de frecuencia automática (AFC). Un circuito de AFC compara la frecuencia de la portadora del oscilador sin cristal con un oscilador de cristal de referencia y, entonces, produce un voltaje de corrección proporcional a la diferencia entre las dos frecuencias. El voltaje de corrección se regresa al oscilador de la portadora para compensar automáticamente cualquier movimiento que pueda haber ocurrido.

Transmisor directo de FM de Crosby. La figura 13 muestra el diagrama a bloques para un transmisor de banda de radiodifusión comercial.

Modulador de frecuencia Multiplicadores de frecuencia

" -I f, = 2 MHz

""_ I I I I I I I I I I I I I

circuito

L i Figura 13 Transmisor de FM dmcto Crosby.

Esta configuración en particular se llama transmisor directo de FM de Crosby e incluye un circuito de AFC. El modulador de frecuencia puede ser un modulador de reactancia o un oscilador de voltaje controlado. La frecuencia de descanso de la portadora es la frecuencia de salida no modulada del oscilador principal c f c ) . Para este transmisor, la frecuencia central del oscilador principal f c = 5.1 MHz, el cual se multiplica por 18, en tres etapas (3x2x3), para producir una frecuencia de portadora de transmisión final f l =

9 1 .S MHz. En este momento, se deben notar tres aspectos de la conversión de frecuencia. Primero, cuando la frecuencia de una portadora de frecuencia modulada se multiplica, y sus desviaciones de frecuencia y de fase se multiplican también. Segundo, la proporción en la cual la portadora se desvía

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no se afecta por el proceso de multiplicación. Por lo tanto, el índice de modulación se multiplica. Tercero, cuando una portadora de modulación angular es heterodinada con otra frecuencia en un mezclador no lineal, la portadora puede convertirse hacia arriba o abajo, dependiendo del filtro pasa bandas de salida. Sin embargo, la desviación de frecuencia, desviación de fase y la razón de cambio no se afectan por el proceso heterodinaje.

Entonces la desviación de frecuencia y de fase, en la salida del modulador, también se multiplican por 18. Para lograr la máxima desviación de frecuencia permitida a las estaciones de banda de radiodifusión de FM en la antena (75 kHz), la desviación en la salida del modulador debe ser:

75 kHz 18

Af = = 4166.7 Hz

y el índice de modulación debe ser: 4166.7 Hz

m = f m

Para la máxima frecuencia de señal modulante permitida, fm= 15 kHz,

4166.7 Hz 15,000 Hz m = = 0.2778

Por lo tanto, el índice de modulación en la antena es

m = 0.2778(18) =5

el cual es la relación de desviación para los transmisores de radiodifusión de FM comercial con una señal modulante de 15 kHz.

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Circuito AFC. El propósito del circuito AFC es lograr una estabilidad casi de cristal de la frecuencia de la portadora de transmisión sin utilizar un cristal en el oscilador de la portadora. Con la AFC, la señal de la portadora se mezcla con la señal de salida de un oscilador de cristal de referencia en un dispositivo no lineal, convirtiendo descendentemente la frecuencia y, después, regresándola a la entrada de un discriminador de frecuencia. Un discriminador de frecuencia es un dispositivo selector de frecuencia, cuyo voltaje de salida es proporcional a la diferencia, entre la frecuencia de entrada y su frecuencia resonante. Para el transmisor de la figura anterior, la salida del duplicador f2= 30.6 MHz, que está mezclada con una frecuencia de cristal de referencia controlada fr = 28.6 MHz, para producir una frecuencia de diferencia fd = 2 MHz. El discriminador es un circuito Q (de banda angosta) sintonizado, relativamente, alto que reacciona sólo a las frecuencias cerca de su frecuencia central (2 MHz en este caso). Por lo tanto, el discriminador responde a los cambios a largo plazo y frecuencias bajas, en la frecuencia central de la portadora debido al arrastre de la frecuencia del oscilador principal ya que el filtro pasa bajas no responde a la desviación de frecuencia producida por la señal modulante. Si el discriminador respondiera a la desviación de frecuencia el circuito de retroalimentación cancelaría la desviación y, por lo tanto, removería la modulación de la onda de FM (este efecto se llama borrado). El voltaje de corrección de cd se agrega a la señal modulante para ajustar automáticamente la frecuencia central del oscilador principal para compensar el arrastre de baja frecuencia.

Control de frecuencia automática. Debido a que el transmisor de Crosby utiliza un VCO, un oscilador de reactancia o un oscilador de circuito integrado lineal para generar la frecuencia de la portadora, es más susceptible al arrastre de la frecuencia debido al cambio de temperatura, fluctuaciones de la fuente de poder, etc., que si hera un oscilador de cristal.

Transmisor de FM directa de circuito de fase cerrada. La figural4 muestra un transmisor de FM de banda ancha que utiliza un circuito de fase cerrada para lograr una estabilidad de cristal de un oscilador maestro VCO y, al mismo tiempo, generar una señal de salida de FM de banda ancha de índice alto. La frecuencia de salida de VCO se divide entre N y se retroalimenta al comparador de fase PLL, en donde se compara a una frecuencia de cristal de

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referencia estable. El comparador de fase genera un voltaje de corrección que es proporcional a la diferencia entre las dos frecuencias. El voltaje de corrección se agrega a la señal modulante y se aplica a la entrada del VCO. El voltaje de corrección ajusta la frecuencia central del VCO a su valor correcto. Nuevamente, el filtro pasa bajas previene los cambios en la frecuencia de salida del VCO, debido a que la señal modulante no se convierte a voltaje, y se retroalimenta al VCO y borra la modulación. El filtro pasa bajas también previene que el circuito se adhiera a una frecuencia lateral.

r -+ """_ t" 1 I

t Entrada'& la s e a

m o h t e

Figura 14 Transmisor de FM de circuito de fase cerrada.

PM a partir de FM. Como se muestra en la figura 4, un modulador de FM precedido precedidos por un diferenciador, genera una forma de onda de PM. Si los transmisores mostrados en las figuras 13 y 14 son precedidos por una red de preénfasis, que es un diferenciador (filtro pasa altas), ocurre una situación interesante. Para una constante de tiempo de 75 ps, la amplitud de las frecuencias arriba de 2.12 kHz es enfatizada por el diferenciador. Por lo tanto, para las frecuencias modulantes menores de a 2.12 kHz, la forma de onda de salida es proporcional a la señal modulante, y para las frecuencias superiores a 2.12 kHz, la forma de onda de salida es proporcional a la derivada de la señal de entrada. En otras palabras, la modulación en frecuencia ocurre para frecuencias menores a 2.12 kHz y la modulación en fase ocurre para las frecuencias arriba de 2.12 kHz. Debido a que la ganancia de un diferenciador incrementa con frecuencia arriba de la frecuencia de corte (2.12 kHz), y ya que la desviación de frecuencia es

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proporcional a la amplitud de la señal modulante, la desviación de frecuencia también incrementa con frecuencias superiores a 2.12 kHz.

Moduladores de FM indirectos.

La FM indirecta es una modulación angular en la cual ala frecuencia de la portadora se desvía indirectamente por la señal modulante. La FM indirecta se logra cambiando directamente la fase de la portadora y es por lo tanto, una forma de modulación en fase directa. La fase instantanea de la portadora es directamente proporcional a la señal modulante.

La figura 15 muestra un diagrama esquemático para un modulador de FM indirecto. El modulador consiste de un diodo varactor VD1 en serie con una red inductiva (bobina sintonizable LI y el resistor RI). La red combinada, serie - paralelo aparece como un circuito resonante en serie a la frecuencia de salida del oscilador de cristal. Una señal modulante se aplica a VDI, el cual cambia su capacitancia y, consecuentemente el ángulo de fase de la impedancia visto por la portadora varía, lo cual resulta en un desplazamiento en fase correspondiente en la portadora. El desplazamiento en la fase es directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante. Una ventaja de la FM indirecto es que se usa un oscilador de cristal con buffer para la fuente de la señal de la portadora.

Consecuentemente los transmisores de FM indirectos son más estables en la frecuencia que sus contrapartes directas. Una desventaja es que las características de capacitancia contra voltaje de un diodo varactor no son lineales. En realidad, se parecen bastante a una función de raíz cuadrada. Consecuentemente, para minimizar la distorsión en la forma de onda modulada, la amplitud de la señal modulante debe mantenerse bastante pequeña lo cual limita la desviación de fase a valores pequeños y sus usos a las aplicaciones de banda angosta de índice bajo.

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la povt,&ra Entrada de

del oscllador de cristal

A bs amplificadores y dtiplicadores

Entrada de la

Figura 15 Diagrama e s q u m t i c o de un modulador de FM indrecto.

Transmisores de FM indirectos.

Los transmisores de FM indirectos producen una forma de onda de salida, en la cual la desviación de fase es directamente proporcional a la señal modulante. Consecuentemente, el oscilador de la portadora no se desvía directamente. Por lo tanto, el oscilador de la portadora puede ser un cristal, ya que el oscilador, por si mismo no es el modulador. Como resultado, la estabilidad de los osciladores con transmisores de FM indirectos pueden llenar las especificaciones del FFC sin utilizar un circuito de AFC.

Transmisores de FM indirectos de Armstrong. Con la FM indirecta, la señal modulante desvía directamente la fase de la portadora, la cual cambia indirectamente la frecuencia. La figura 16 muestra el diagrama a bloques para un transmisor de FM indirecto de Armstrong de banda ancha. La fuente de la portadora es un cristal. Por lo tanto, los requerimientos de estabilidad para la frecuencia de la portadora establecida por la FCC, se puede lograr sin usar un circuito de AFC.

Con un transmisor de Armstrong, una portadora de frecuencia relativamente baja ( f c ) se cambia de fase 90" ( f c ' ) y se alimenta de un modulador balanceado, en donde se mezcla con la señal modulante de entrada urn). La salida del modulador balanceado es una onda portadora de doble banda lateral con portadora suprimida que se combina, con la portadora original en una red de combinación, para reducir una forma de onda modulada en fase con índice bajo.

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de C r L t a l

13.15 kHz Figura 16 Transmisor de FM indirectos de Armstrong I

FM a partir de PM. Como se muestra en la figura 4, un modulador de PM produce una forma de onda de FM. Si un integrador precede a un filtro pasa bajas precede al transmisor de PM mostrado en la figura 16 (el cual es un integrador), resulta una FM. El filtro pasa bajas es simplemente un filtro llf, el cual comúnmente se le llama un predistorcionador o red de corrección de fi-ecuencia.

FM contra PM

Desde un punto de vista puramente teórico, la diferencia entre FM y PM es muy sencilla, el índice de modulación para FM se define de forma diferente que para PM. Con PM, el índice de modulación es directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante e independiente de su frecuencia. Con FM, el índice de modulación es directamente proporcional a la amplitud de la señal modulante e inversamente proporcional a su frecuencia.

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Considerando a la FM como una forma de modulación en fase, entre mayor sea la desviación de frecuencia, mayor es la desviación de fase. Por lo tanto, éSta depende, o por lo menos hasta cierto punto, de la amplitud de la señal modulante, así como PM. Con PM el índice de modulación es proporcional a la amplitud del voltaje de la señal modulante solamente, mientras que con FM el índice de modulación también es inversamente proporcional a la frecuencia de la señal modulante. Si las transmisiones de FM se reciben en un receptor de PM, las frecuencias bajas tendrían considerablemente más desviación de fase de las que un modulador de FM les hubiera dado. Debido a que el voltaje de salida de un demodulador de PM es proporcional a la desviación de fase, la señal aparece excesivamente elevada (amplificada) en graves. Alternativamente (y ésta es la situación más práctica), la PM demodulada por un receptor de FM produce una señal de información en la cual se incrementan las señales modulantes de frecuencia más alta.

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RECEPCION DE FRECUENCIA MODULADA

En la figura 17 muestra un diagrama a bloques simplificado para un receptor de FM superheterodino de doble versión. Es muy similar a un receptor de AM convencional. Las etapas de RF mezclador y de IF son casi idénticas a las que se usan en los receptores de AM, aunque los receptores de FM generalmente tienen más amplificación de frecuencias intermedias. Además, debido a las características de supresión de ruido inherentes en los receptores de FM, los amplificadores de RF frecuentemente no se requieren. Sin embargo, la etapa del detector de audio en un receptor de FM es bastante diferente a los utilizados en los receptores de AM. El detector de envolvente utilizado en los receptores de AM convencionales se reemplaza por un limitador, discriminador de frecuencia y red de deénfasis. El circuito del limitador y de r- -. red de deénfasis contribuye a la mejora en la relación de S/N que se logra en [ I"; la etapa del demodulador de audio. Para los receptores de banda de I, I . radiodifusión de FM, el primer IF es de una frecuencia relativamente alta, generalmente, 10.7 MHz, para un buen rechazo a la frecuencia imagen, y el segundo IF es relativamente una frecuencia baja, normalmente 455 kHz, que

$ 2 aun así no son susceptibles a romperse en las oscilaciones. ;; c .

Demoduladores de FM. f? c:

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les permite a los amplificadores de IF tener una ganancia relativamente alta y .?#

F"II .$

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Los demoduladores de FM son circuitos dependientes de la frecuencia que producen un voltaje de salida que es directamente proporcional a la frecuencia instantánea en su entrada. Se usan varios circuitos para demodular las señales de FM. Los más comunes son el detector de pendientes, discriminador de Foster-Seeley, detector de relación, demodulador de PLL y detector de cuadratura.

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40

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22 .5906

Detector de pendiente. En la figura 18a se muestra el diagrama esquemático para un detector de pendientes de un solo lado, la cual es la forma más sencilla de discriminador de frecuencia de circuito sintonizado. El detector de pendiente de un solo lado tiene la mayor cantidad de características de voltaje contra frecuencias no lineales y, por lo tanto, se usa raramente. Sin embargo, su operación de circuito es básico para todos los discriminadores de frecuencia de circuito sintonizado.

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En la misma figura, el circuito sintonizado (L, y C,) produce un voltaje de salida que es proporcional a la frecuencia de entrada. El voltaje máximo de salida ocurre en la frecuencia resonante del circuito tanque ( f c ) , y su salida disminuye proporcionalmente conforme la frecuencia de entrada se desvía por encima o por debajo de f o . El circuito está diseñado para que la frecuencia central IF ( f c ) caiga en el centro de la porción más lineal de la curva de voltaje contra frecuencia, como está mostrado en la figura 18b. Cuando la frecuencia intermedia de desvía por encima de f c , el voltaje de salida se incrementa, y cuando la frecuencia intermedia se desvía por debajo de f c , el voltaje de salida disminuye. Por lo tanto, el circuito sintonizado convierte las variaciones de frecuencia a variaciones de amplitud. Di, Ci y Ri componen un detector de picos simples que convierte las variaciones de amplitud a un voltaje de salida que varía a una proporción igual a los cambios de entrada de frecuencia y de los cuales su amplitud es proporcional a la amplitud de los cambios de frecuencia.

Detector de pendiente balanceado. La figura 19a muestra el diagrama esquemático para un detector de pendiente balanceado. Un detector de pendiente con un solo lado es un discriminador de frecuencia de un circuito sintonizado, y un detector de pendiente balanceado es simplemente dos detectores de pendiente con los lados sencillos conectados en paralelo y alimentados 180" fuera de fase.

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,r fa

Figura 19 Detector de pendiente balanceado: (a> diagrama esquemaico; (b) curva de respuesta de voltaje contra frecuencia

La inversión de fase se logra al conectar el centro de los de los embobinados secundarios sintonizados del transformador TI. En la misma figura, los circuitos sintonizados (Lu, Cu, y L b , Cb) realizan la conversión de FM a AM y los detectores de picos balanceados (Dl, Cl, RI y 02, C2, R2) remueven la información de la envolvente de AM. El circuito superior sintonizador (La y Cu) se sintoniza a una frecuencia (fa) que está por arriba de la frecuencia central IF (fo). El circuito inferior sintonizado ( L b y Cb) se sintoniza a una frecuencia c f b ) que está por debajo de la frecuencia central IF.

La operación del circuito es muy sencilla. El voltaje de salida, de cada circuito sintonizado, es proporcional a la frecuencia de entrada y cada salida se rectifica por su detector de picos respectivo. Por lo tanto, entre más cerca esté la frecuencia de entrada a la fiecuencia resonante del circuito tanque, mayor es el voltaje de salida del circuito tanque. La frecuencia central de IF cae exactamente a la mitad, entre las frecuencias resonantes y los dos circuitos sintonizados. Por lo tanto, en la frecuencia central de IF los voltajes de salida de los dos circuitos sintonizados son iguales en amplitud pero opuestos en polaridad. Consecuentemente, el voltaje de salida rectificado a través de RI y R2, cuando se suman, produce un voltaje de salida diferencial Vsarida = O. Cuando la IF se desvía por arriba de la resonancia, el circuito superior sintonizado produce un voltaje de salida más alto que el circuito tanque inferior y Vsalida se hace positivo. Cuando la IF se desvía por debajo de la resonancia, el voltaje de salida del circuito tanque superior, y Vsalida se hace negativo. La curva de respuesta de salida contra frecuencia se muestra en al figura 19b.

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Discriminadores de Foster-Seeley. A veces llamado un discriminador de desplazamiento de la fase, es un discriminador de frecuencia de circuito sintonizado, cuya operación es muy similar a la de un detector de pendiente balanceado. El diagrama esquemático para un discriminador de este tipo se muestra en la figura 20a. El valor de la capacitancia para Cc,CI y C2 se elige para que sean circuitos cortos para la frecuencia central IF. Por lo tanto, el lado derecho de L3, está en el potencial a tierra en c.a., la señal de IF (Ventrada)

se alimenta directamente, a través de L3 (&). La IF que está entrando se invierte 180" por el transformador TI y se divide igualmente entre La y Lb. En la frecuencia resonante del circuito tanque secundario, la corriente secundaria (Is) está en fase, con el voltaje secundario total (V,) y 180" fuera de fase con VL3. Además, debido a una conexión floja, el primario de TI actúa como un inductor, y la corriente principal IP está 90" fuera de fase con Venirada, y debido a que la inducción magnética depende de la corriente primaria, el voltaje inducido en el secundario está 90" fuera de fase con Ventrada (VL3). Por lo tanto, VLa y VLb están 180" fuera de fase, uno con otro, y en cuadratura, o 90", fuera de fase con VL3. El voltaje a través del diodo superior (VOI) es la suma vectorial de VL3 y VLa y el voltaje a través del diodo inferior ( V D 2 ) es la suma vectorial de VL3 y VLb. Los diagramas de vector correspondientes se muestran en la figura 20b. La figura muestra que los voltajes a través de DI y 0 2 son iguales. Por lo tanto, en la resonancia, I1 y I2 son iguales y C1 y C2 se cargan a voltajes de magnitud iguales, excepto que son polaridades opuestas, consecuentemente, Vsalida = VcI - Vc2 = O. El diagrama fasorial correspondiente se muestra en la figura 20c. Y los fasores se muestran en la figura 20d.

Detectores de relación. Este tiene una ventaja principal, sobre el detector de pendiente y el discriminador de Foster-Seeley, para la demodulación de FM; un detector de relación es relativamente inmune a las variaciones de amplitud en su señal de entrada. La figura 2 1 a muestra el diagrama esquemático para un detector de relación. Como el discriminador de Foster-Seeley, el detector de relación tiene un circuito sintonizado sencillo en el secundario del transformador. Por lo tanto, la operación de un detector de relación es muy similar al discriminador de Foster-Seeley. En realidad, los vectores de voltaje para DI y D2, son idénticos a los del circuito del discriminador de Foster- Seeley mostrado en la figura anterior. Sin embargo, con el detector de relación, el diodo D2 está invertido y la corriente Id puede fluir alrededor del circuito. Además, el voltaje de salida del detector de relación se toma con respecto a tierra, y para las polaridades de diodo mostradas en la figura 21 a, el voltaje promedio de salida es positivo. En resonancia, el voltaje de salida se

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divide igualmente entre Cl y C2 y se redistribuye conforme la frecuencia de entrada se desvía por arriba y por debajo de la resonancia. Por lo tanto, los cambios en Vsalida son debidos a la relación cambiante del voltaje a través de Cl y C2, mientras que el voltaje total se sujeta por C3.

Entrada de FM

v,=v +v 01 'salida

Figura 20 Discriminador de Foster-Seeley: (a) Diagrama esquemático;(b) diagrama vectorial, fentrada= f, IC> diagrama vectorial, femrada > f, (d) diagramavectorial femrada< f,

La figura 21b muestra la curva de respuesta de la frecuencia de salida para el detector de relación mostrado en la figura 21 a. Puede observarse que en resonancia, Vsalida no es igual a 0 V pero, más bien, es la mitad del voltaje a través de los bobinados secundarios de Tl. Debido a que el detector de relación es relativamente inmune a las variaciones de amplitud, se relaciona frecuentemente sobre el discriminador. Sin embargo un discriminador produce una curva de respuesta casi lineal, de voltaje de salida contra frecuencia.

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Entrada de FM

""_ """""_

I I / I

-Af -fo-+Af

CJ)

Figura 21 Detector de relacibn: (a) diagrama esquematico; (b) cuna de respuesta de voltaje contra frecuencia.

Demodulador de FM de circuito de fase cerrada. Desde el desarrollo de los circuitos integrados lineales LSI, la demodulación de FM puede lograrse muy fácilmente con un circuito de fase cerrada (PLL). Aunque la operación de un PLL es bastante complicada, la operación de un demodulador de PLL de FM es, probablemente, la más sencilla y fácil de entender. Un demodulador de frecuencia de PLL no requiere de circuitos sintonizados y automáticamente compensa los cambios en la frecuencia de la portadora debido a la estabilidad en el oscilador de transmisión. Esto se muestra en la figura 22.

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Entrada de FM - pasa-bajas ' V5:1ida Salida demo- Amplificador ~ de Fase - Filtro de Detector

Kd Ka dulada de audio

Oscilador con- trolador de voltaje

(a)

4

Sehal de entrada de FM

0.1 MF

XR-2212 u u+

0.1 JLF

Cbp I - -

Resistores de sincronizaci6n

Resistor de Sehal de salida - retroalimentaci6n del demodulador (audio)

- Y

I Resistor de sincroniraci6n

b

R 1

c1 Cbp r - -

RX r L

Figura 22 (a) Diagrama a bloques para un demodulador de FM de PLL; - (b) demodulador de FM de PLL utilizando el XR-2212 PLL

Demodulador de FM en cuadratura. Un demodulador de este tipo aveces es llamado detector de coincidencia, extrae la señal de información original, de la forma de onda de IF compuesta, multiplicando a dos señales en cuadratura (90' grados fbera de fase). Un detector de cuadratura utiliza un desplazador de

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fase de 90" y un detector de producto para demodular las señales de FM. El desplazador utilizado produce una señal que está en cuadratura con las señales de IF recibidas. El circuito sintonizado convierte las variaciones de frecuencia a variaciones de fase y el detector de producto multiplica las señales de IF recibidas por la señal de IF desplazadas en fase.

La figura 23 muestra un diagrama esquemático simplificado, para un detector de FM en cuadratura. Ci es un capacitor de alta reactancia que cuando se coloca en serie con un circuito tanque (Ro, Lo y Co), produce un desplazamiento de fase de 90" con la frecuencia central de IF. El circuito tanque se sintoniza a la frecuencia central de IF y produce un desplazamiento de fase adicional (e) que es proporcional a la desviación de frecuencia. La señal de entrada de IF (Vi) se multiplica por la señal en cuadratura (v,), en el detector de producto, y produce una señal de salida que es proporcional a la desviación de frecuencia. A la frecuencia resonante, la impedancia del circuito tanque es resistiva. Sin embargo, las variaciones en la frecuencia en la señal de IF producen un desplazamiento adicional de fase positiva o negativa. Por lo tanto, el voltaje de salida del detector de producto es proporcional a la diferencia de fase entre las dos señales de entrada y se expresa matemáticamente como:

Sustituyendo en la identidad trigonométrica para el producto de una onda seno y coseno de igual frecuencia nos da:

Vsalida= KVJ2(sen (2 wt + 9 + sen (91

La segunda armónica (20~) se filtra, dejando

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En donde e= tan"&

p=2x f / fo (desviación de frecuencia fraccionada) Q = factor de calidad del circuito tanque

tintada de FM

- vi Salida del

T Detector 'demoduladar N fcx

de producto

I

Figura 23 Demodulador de FM en cuadratura.

Limitadores de amplitud y amplitud de FM

La gran mayoría de los sistemas de comunicación de radio de FM terrestre utilizan demodulación no coherente y convencional, porque la mayoría de los discriminadores de frecuencia estándar usan detección de envolvente demodulan las variaciones de amplitud incidentales, así como variaciones de frecuencia. El ruido de transmisión e interferencia se agregan a la señal y producen variaciones de amplitud no deseadas. Además la modulación en frecuencia generalmente se acompaña por unas cantidades pequeñas de modulación en amplitud residual. En el receptor, la interferencia de ruido de AM y aleatorios no deseados se demodulan junto con la señal y producen una distorsión no deseada en la señal de información recobrada. El ruido es más persistente en los picos de la forma de onda de FM y relativamente insignificante durante los cruces por cero. Un limitador un circuito que produce una salida de amplitud constante para todas las señales de entrada por arriba de un nivel mínimo de entrada preestablecido, el cual frecuentemente es llamado el nivel de umbral. Con los limitadores de amplitud, la relación de señal a ruido a la salida del demodulador pueden mejorarse por hasta 20 dB o más arriba de la señal de entrada a ruido.

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Esencialmente, un limitador de amplitud es un amplificador de IF adicional que está cambiado. Comienza la limitación cuando la señal de IF es lo suficientemente grande que lleva al amplificador, de manera alterna, a la saturación y al punto de corte. La figura 24 muestra las formas de onda de entrada y salida para un limitador típico.

Ruido de PM

Figura 24 Formas de onda de entrada y salida del limitador de amplitud: (a) formas de onda de entrada; (b) formas de onda de salida

La figura 25a muestra la salida del limitador cuando el ruido es mayor que la señal. Los anchos irregulares del diente de sierra son causados por los impulsos de ruido, saturando al limitador. La figura 25b muestra la salida del limitador, cuando la señal es suficientemente mayor que el ruido. La mejora en la relación S/N se llama umbral de FM, reposo de FM. Tres criterios deben satisfacerse antes de que el umbral de FM pueda ocurrir:

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l . La relación señal a ruido de predetección debe ser de 1 O dB o más. 2. La señal de IF debe ser lo suficientemente amplificada para cambiar al

3. La señal debe tener un índice de modulación igual a o mayor que la unidad. limitador.

225906

Figura 25 Salida del limitador: (a) capturado por el ruido; (b) capturado por la setíal.

Circuitos del limitador.

La figura 26a muestra un diagrama esquemático para un circuito limitador, de etapa sencilla, con un filtro de salida incluido. Esta configuración se llama comúnmente un limitador o amplificador de pasa banda (BPL). Un BPL es esencialmente un amplificador de IF polarizado y sintonizado y para que la limitación y el reposo de FM ocurran, requiere una señal de entrada IF suficiente para llevarlo a saturación y al punto de corte. El circuito tanque de salida se sintoniza a la frecuencia central de IF.

La figura 26b muestra la acción del limitador, para el circuito mostrado en la figura 26a.

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m

m 'p - >"

e Salida de Limitada

"umbral "max

'entrada

@I Figura 26 Limitador sintonizado de etapa sencilla: (a) diagrama esquematico; (b) acción del limitador.

FM

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TEORIA BASICA DE LAS ANTENAS

Antenas: Una antena podría denominarse como un * * ingenio * * que transforma una corriente eléctrica alternada en ondas electromagnéticas o viceversa. También podría definirse como un sistema de conductores que radia o intercepta ondas electromagnéticas.

POSIBILIDADES DE ANTENAS Y TIPOS DE ELLAS

Para esta primera parte de la teoría básica dividiremos las antenas en dos grandes tipos dependiendo de su forma de irradiación de las ondas electromagnéticas y que llamaremos.

1. Antenas Omnidireccionales

Las antenas omnidireccionales son aquellas que irradian un campo en todo su contorno en la forma de una figura geométrica llamada "TORO" (similar a un picarón) pero sin agujero central.

2. Antenas Direccionales

Las antenas direccionales son aquellas con la que es posible dirigir su campo de irradiación hacia uno o más lugares en forma instantánea dependiendo del concepto de cálculo y su forma de construcción.

Para redundancia valga decir que una antena vertical es por naturaleza generalmente omnidireccional y antena horizontal tipo dos polos es por lo general direccional o directiva.

Dado que es una realidad que existen innumerables y variados tipos de antenas construidos por el hombre de las mas variadas y diferentes propiedades tales como verticales, plano de tierra, cuadracúbicas, de alambre largo (long wire), yagis, quagis, dipolos plegados, doble Lazy, de período logarítmico (log periodocs) colineales, doble zeppellin, de cuernos, parabólicas, rómbicas, etc. para este curso básico trataremos solamente en forma inicial sobre la antena Yagi del tipo direccional (llamada así en honor a su inventor un profesor japonés de apellido Yagi) y entre ellas las mas primitiva y elemental como es el dipolo que muchos radioaficionados habrán fabricado.

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A este simple dipolo construido por lo general con alambres, veremos mas adelante que es posible agregarle mas elementos (sintonizados o desintonizados) con los cuales se van formando antenas direccionales de buenos rangos de eficiencia en la relación recepción - transmisión de ondas electromagnéticas y que son la base de los contactos entre radioaficionados.

Figura típica DIPOLO DE MEDIA ONDA

[ANTENA TlPlCA MEDIA ONDA)

EL DIPOLO TlPlCO DE MEDIA ONDA POLARIZADO HORIZONTAL ES SIN DUDA LA ANTENA MAS POPULAR ENTRE LOS RADIOAFICIONADOS.

FIGURA 27

DIPOLO TIPO HORIZONTAL)

AL EQUIPO TRANSMISOR

CABLE COAXIAL O BAJADA ABIERTA PARA ADAPTAR LAS IMPEDANCIAS (ENTRE ANTENA Y EQUIPO TRANSMISOR)

En la figura 27 se muestra el típico dipolo de media onda en su forma más básica, de uso ampliamente generalizado en las bandas de cuarenta y ochenta metros, con los cuales es posible efectuar excelentes contactos a pesar de tener ganancia unitaria, dipolo en la figura en forma horizontal.

Para terminar esta introducción a la teoría de las antenas diremos que un señor de apellido HERTZ fue quien ideó y fabricó la primera antena de radio por el año 1884 aproximadamente cuando hacía experimentos de comunicaciones,

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aumentando con ello en forma substancial los precarios conocimientos que se tenían de las antenas y sus propiedades.

En la actualidad los ingenios usados para transmisión y recepción de ondas electromagnéticas distan mucho de aquella precaria antena fabricada por Hertz, pero su teoría básica sigue siendo la misma de aquella época.

CONCEPTO ELEMENTAL DE LA TRASMISION DE ONDAS.

FIGUFIA NI 28

(DIAGRAMA ESQUEMATICO DE TRANSMISION DE ONDAS)

TRANSMISOR

CONCEPTO DE TRANSMlSlON DE ONDAS ELECTROMAGNETICAS DE M D l O

La figura 28 muestra el concepto de transmisión de las ondas efectuadas por un transmisor siguiendo por una línea de transmisión hasta la antenas que es la encargada de irradiar las ondas al espacio.

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NATURALEZA DE LA ONDA DE RADIO-LA ONDA ELECTROMAGNETICA

Un campo electromagnético variable en el tiempo puede ser propagado a través del espacio vacío a la velocidad de la luz.

La onda así propagada está constituida por CAMPOS ELECTRICOS (E) y CAMPOS MAGNETICOS (H) según se puede apreciar en la figura 29.

FIGURA 29

La onda electromagnética plana puede ser representada en fünción de sus campos. Se dice que la onda está polarizada verticalmente cuando su campo eléctrico es vertical y que está polarizada horizontalmente cuando su campo eléctrico es horizontal.

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El camino del rayo de energía desde la fuente productora hasta cualquier punto de la esfera es una línea recta y a una distancia grande el frente de onda no se percibe esférico, sino que aparentemente se percibe como una superficie plana. La onda electromagnética viajando a través del espacio es muy dificil de comprender sin recurrir a las Ecuaciones de Maxwell que conforman la herramienta básica para el análisis de la mayoría de los problemas de las ondas electromagnéticas.

Para resumir podemos acotar que una antena montada en forma horizontal a la tierra esta polarizada horizontalmente y viceversa cuando la antena está instalada en forma vertical se dice que está polarizada verticalmente. Mas adelante veremos que las propiedades de ambas difieren en los aspectos básicos de irradiación de las ondas.

PROPIEDADES GENERALES DE ANTENAS

Resistencia de radiación (Rr): Es una resistencia ideal que agregada a circuito resonante equivalente a la antena, disipa la misma potencia calórica que la antena radia realmente en el espacio. Esta alcanza un valor máximo cuando el conductor es resonante.

Angulo de radiación (r) Es el ángulo sobre el horizonte con respecto al eje del lóbulo principal de radiación y que va ligado directamente a la polarización de la antena (horizontal o vertical) como a la altura por sobre la superficie del suelo, frecuencia de funcionamiento, etc.

Antena imagen: Es una antena imaginaria o imagen especular de una antena real, donde las direcciones del flujo de corriente son diferentes (tal como mirados de frente a un espejo) donde además su polarización eléctrica instantánea es de signo opuesto.

La diferencia de fase entre la antena real y antena imagen es de 180" cuando la antena está colocada en forma horizontal al plano de tierra. Y para el caso del dipolo vertical la antena real y su imagen están en fase.

Impedancia de la antena: La impedancia de entrada de una antena podríamos definirla como la impedancia presentada por una antena en sus terminales o como la relación del voltaje - corriente en un par de terminales, o como la

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relación de los componentes apropiados del campo eléctrico - magnético en un punto cualquiera.

Luego podemos decir que si la corriente y el voltaje están en fase la impedancia es puramente resistiva y la antena es resonante.

Cuando la antena no es resonante (corriente y voltaje fuera de fase) la antena muestra reactancia y resistencia.

Polarización de la antena: Como fue explicado anteriormente las antenas pueden estar polarizadas vertical u horizontalmente dependiendo del campo eléctrico de la antena (Campo eléctrico [E])

Ganancia de la antena: Se llama ganancia de la antena la relación del poder entregado por la antena (que generalmente está relacionado con su directividad) y su unidad de ganancia se expresa en decibeles (dB).

Decibel: Decibel o decibelio es la unidad de medida para las relaciones de poder entregado por una antena y representa un cambio detectable en la fuerza de la señal, mirado como valor actual de voltaje de dicha señal.

Eficiencia de la antena: Es la relación entre la resistencia de radiación de la antena con respecto a la resistencia total del sistema transmisor que incluye resistencia de radiación, la resistencia de los conductores, de dieléctricos incluidas las bobinas si se usan en el sistema, así como la resistencia de la tierra.

Ancho de banda de la antena: Es la medida de su aptitud para funcionar en una gama especificada de frecuencias en buenas condiciones de resonancia.

Relación Pecho - Espalda (Front to Back): Es la relación de irradiación de la antena calculada entre su lóbulo principal y el lóbulo opuesto (y se relaciona para antenas direccionales o directivas).

(Q) de la antena: El factor Q de la antena es la medida del factor de calidad o factor de mérito y se le expresa como selectividad de la antena.

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Directividad de la antena: Es la capacidad de una antena para concentrar el máximo valor de radiación en una dirección deseada seleccionando el objetivo donde se desea trasmitir o recepción en el caso inverso.

LARGO DE ONDA - LONGITUD FISICA - LONGITUD ELECTRICA

La onda electromagnética viaja en el espacio a una velocidad cercana a los 300,000 Kilómetros por segundo dependiendo del medio en que lo hace, por lo que podemos calcular que una onda de radio demora aproximadamente 1/7 de segundo para dar la vuelta al mundo, siguiendo las líneas del círculo máximo.

El concepto de la onda se desarrolla porque una corriente eléctrica alterna fluye a través de un alambre (antena) moviendo así campos eléctricos y magnéticos. Esta onda tiene un largo específico llamado largo de onda que se representa por la letra griega (X) y es la medida en que una emisión de onda, en una frecuencia dada con respecto al largo fisico de la antena, la mantienen en resonancia.

La ecuación para calcular el largo de onda puede ser resumida como sigue

Es preciso aclarar que la longitud fisica o geométrica de un elemento varía ligeramente con respecto a la longitud eléctrica del mismo fundamentalmente a causa del diámetro usado en el elemento para construir la antena por ejemplo antenas de alambre, tubo, etc. y además por el efecto de cuerpos próximos al elemento irradiador o antena.

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FIGURA 30

[ANTENA DIPOLD DE MEDIAONDA]

CORRIE DE R.F. \ LINEA D T Sb - f fO

Cuando se aplica potencia de radiofrecuencia (r.f.) a una antena esta potencia es irradiada en el espacio actuando la antena como carga para el transmisor de radio, y esta base de referencia puede compararse con un circuito eléctrico en lo referente a la relación Corriente / Voltaje y su potencia disipada con una carga artificial. (Este concepto fue explicado como Resistencia de Radiación).

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Por ser de interés incluiremos los conceptos básicos de la Ley de Ohm por las similitudes que tiene con los conceptos de las antenas.

E = Voltaje en Voltios I = Corriente en Amperios

R = Resistencia en ohms P = Potencia en Watts

FIGURA 31

ClRCUlTO ELECTRICO BASE. \

( 1 ) y CORRIENTE EN AMPERIOS

T I E )

VOLTAJE EN VDLTS IR) I RESISTENCIA EN OHMS

P I I = EjR [ CORRIENTE EN AMPERES) I

R = E l I [ RESISTENCIA EN OHMS

Ley de ohm: La corriente (I) en amperes en un circuito es igual al cuociente de dividir la Tensión o Voltaje (e) en Voltios por la Resistencia del Circuito (r) expresada en Ohms.

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La potencia necesaria para producir una corriente en un circuito está relacionada en forma directa con la corriente que debe fluir a lo largo del circuito y por ende de su resistencia y voltaje.

La unidad de potencia es el Watt que corresponde a la cantidad de potencia necesaria para producir una corriente de un amperio con una energía aplicada de un volt al circuito. Luego la potencia representa un consumo de energía por unidad de tiempo.

Como en el circuito existe un flujo de electrones libres que chocan constantemente con los átomos de la materia (conductor) esto produce un desprendimiento de energía traducida en calor disipado por el circuito y se calcula por las siguientes fórmulas.

P = I2 x R (expresada en watts)

P = E x I (expresada en watts)

P = Et/ R (expresada en watts)

CALCULO SIMPLIFICADO DE UNA ANTENA RESONANTE - DIPOLO MEDIA ONDA

El largo de una antena resonante (es decir) la medida fisica del largo de una antena sintonizada no es exactamente el largo de la medida calculada con la fórmula del largo de onda (L) o largo eléctrico de la antena.

Por diferentes motivos que explicaremos mas adelante, el largo fisico de la antena para poder resonar, generalmente es mas corto que el largo eléctrico debido a los efectos de la relación largo/diámetro de la antena y el efecto de punta de la misma. A este factor de corrección del largo fisico lo denominaremos con la letra I' k 'I que tendrá valores entre 0,9257 y 0,9772 dependiendo de la relación largo/diámetro entre 10 hasta 4,000 veces según la banda de transmisión a calcular. El factor (k) deberá ser aplicado al largo eléctrico para acortar fisicamente la antena y hacerla así resonante.

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El dipolo horizontal tiene una radiación bidireccional teórica, es decir irradia en forma perpendicular a la línea del dipolo y con la misma intensidad para cada lado.

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DIAGRAMAS DE RADIACION DE ANTENA DIPOLO MEDIA ONDA

Como decíamos al comienzo de este capítulo, el campo irradiado por una antena omnidireccional tenía la forma geométrica de un TORO (similar a un picarón). Para poder representar las características de irradiación de una antena (que son diagramas de irradiación tridimensionales) recurriremos a la representación plana con el motivo de comprender el concepto que encierra.

FIGURA 32

FIGURA NP6 CORTE ESQUEMATICO DE DIAGRAMA DE IRRADIACION DE M ANTENA

I EJE DE LA ANTENA

I I

DIAGRAMA DE IRRADIACION DE UNAANTENADIPOLO DE MEDIA ONDA EN EL ESPACIO LIBRE

CORTE ESQUEMATltO -

REPRESENTAMON GRAFICA ESQUEMATILA DE DIAGRAMA SOLIDO [PATTERNS] DE LA IRRADIACIQN DEL DIPOLO DE MEDIA ONDA.

Si se suspende una antena dipolo en el espacio libre o a una altura suficiente de la tierra (para poder despreciar el efecto de la cercanía de la misma) la radiación del campo magnético toma la forma mostrada en la parte superior.

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Si la antena es montada cerca de la tierra o de otro objeto conductor el diagrama de irradiación dejará de ser concéntrico o regular. Esto es debido principalmente a la influencia de las ondas reflejadas que se sumarán vectorialmente a las ondas generadas por la antena.

Cuando estas ondas (real y reflejada) se suman vectorialmente aumenta la fuerza del campo irradiado y viceversa.

Este efecto tiene mucha importancia cuando el dipolo está montado cerca de la tierra aunque no afecta el diagrama de irradiación de una antena vertical u horizontal, pero referida solamente a la radiación contenida en el plano horizontal.

Es necesario aclarar que las representaciones gráficas de los diagramas de irradiación corresponde a una antena hipotética llamada *radiador isotrópico* (o antena ideal) y se han mostrado para establecer una base de cálculo para las antenas reales, las que en realidad no tienen la misma intensidad en todas las direcciones por igual, presentando unas intensidades máximas y mínimas dependiendo del diseño o de la cercanía de objetos que lo distorsionen.

Para comprender y estudiar las características de irradiación de las antenas representaremos sus diagramas en forma plana que sería el resultado de cortar la figura geométrica TORO (diagrama de abajo) para quedar como la vista del corte (diagrama superior).

DIAGRAMA PLANO DE IRRADIACION (E) (H) CAMPOS ELECTRICOS Y MAGNETICOS

Como explicamos anteriormente, era muy dificil representar los diagramas de radiación en forma tridimensional, por lo que para su estudio y discusión presentamos un corte seccional plano tomando como centro la antena o elemento irradiador representado en la figura 33.

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360'

DIAGRgMADE IRRAOIACION 9OE r 27F FIGURA 33

n

ANTENA /' 27[! 901 PUNTDDE MEUIA POTENCIA I LOS PUNTOS DEL DMiRAM4 DE IRRADIACIDN DONDE SUVALDR ES CERO SE LLAMAN NULLS (NUtoS]Y LA SECCION DE LA CURVA ENTRE LOS DOS PUNTOS DE RADIALION DE VALOR CERO EN ELDIAGRAMAPLANDSE DENOMIN4 ' LOBULD DE RADIACION"

Las áreas encerradas entre líneas punteadas representan el diagrama plano (E plane) de una antena de media onda. Se puede observar que el campo irradiado es perpendicular a ella y tiene una magnitud igual para cada lado de la antena ( y tal como explicáramos del radiador isotrópico o ideal).

Luego las antenas reales (que tienen siempre en sus cercanías elementos fisicos que alteran su campo irradiado) pueden calcularse tomando como base la figura 33 que representa el campo eléctrico (E) de una antena media onda.

En las antenas simples (como el dipolo de referencia) la ganancia suele ser modesta y no tiene una relación apreciable pecho - espalda (adelante - atrás) y su lóbulo es de tamaño igual para ambos lados, motivo por el cual se puede llamar bidireccional lo que está expresado en la figura superior.

El sistema de coordenadas del gráfico (donde está representado el lóbulo principal de irradiación) está compuesto de círculos concéntricos que representan la graduación de la escala de decibeles (círculos que por comodidad han sido encuadrados dentro de un cuadrilátero).

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El eje central de partida del lóbulo (donde la irradiación es cero) representa la antena dipolo de media onda.

Representaciones Gráficas en Sistemas de Coordenadas

Dada la importancia de las representaciones gráficas en el ramo de las antenas (ya que generalmente efectos de leyes fisicas y fórmulas se representan de esa manera) estimamos de interés incluir un pequeño recordatorio de los sistemas de coordenadas que serán de mucha conveniencia para entender los capítulos posteriores.

Sistemas de Coordenadas Cartesianas

El sistema de coordenadas cartesianas determina la situación de un punto con respecto al plano, referidas sus distancias a dos rectas perpendiculares entre sí (en forma de cruz) llamadas * ejes de coordenadas *.

En la representación gráfica de la figura 34 superior llamamos eje vertical al eje de las * Y * y eje horizontal al eje de las * X * y la intersección entre ambos ejes se llama origen.

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EJE DE COORDENADAS Y

Para situar un punto dentro de estos ejes, debe ser acompañado de dos variables (ejemplo punto 2,3) que significa que el punto está con un valor de X=2 .(Eje de las absisas) y un valor de Y=3 (eje de las ordenadas).

Se ha convenido que desde su centro (origen) de valor =O los valores de X hacia la derecha sean los positivos (signo +) y hacia la izquierda sean los negativos.(Signo -), del mismo modo en eje de las Y hacia arriba sean positivos (signo +) y hacia abajo sean negativos.

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SISTEMA DE COORDENADAS POLARES

Además del sistema de coordenadas cartesianas existe otro sistema llamado de coordenadas polares para definir la situación de un punto "O" de una línea en un plano.

Esta es una definición algebraica de la situación del punto que queda determinado por su distancia al origen "O" y con el ángulo que forma con el eje llamado OX.

SISTEMA DE COORDENADAS POLARCS

ANG ULD VECTORIAL

x t J t - X "

Figura 35

En la figura 35 el punto se define por la longitud "OP" conocida como radio vector y por el ángulo llamado ángulo vectorial. Ejemplo: P = 3 60"

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ANTENAS PARA HF

Sin duda dentro de las propiedades de las antenas la que tiene mas efecto para trasmitir de un punto a otro, es el ángulo de radiación (afectado por la altura sobre el suelo) y la impedancia que permita una buena adaptación a las líneas de tra.nsmisión con antenas y equipos, a objeto de poder lograr el máximo de eficiencia en la ganancia de salida.

Bajo circunstancias normales las ondas electromagnéticas en H.F. se propagan a distancias largas siguiendo la trayectoria del círculo máximo hasta el área elegida como meta o blanco de destino de la transmisión

La reiflexión ionosfera de esta trayectoria es más efectiva cuando la onda se propkiga el lóbulo principal de radiación a un cierto ángulo (denominado r) por sobre el horizonte Generalmente este lóbulo en antenas moderadas en transmisiones de H.F. es muy ancho y ocupa un área grande delante de la antena con la cual ésta rocía una gran sección de la ionosfera con la energía irrad:iada permitiendo la posibilidad de llegar en buena forma al punto de desti no.

Este ángulo de radiación es afectado por la altura sobre el suelo, la polarización elegida para la antena y la frecuencia de funcionamiento. El cálculo del ángulo vertical de radiación se hace partiendo del concepto de antena imagen a fin de establecer la efectiva reflexión de las ondas elecatromagnéticas para esto suponemos que la superficie de la tierra bajo la antena es plana y perfectamente conductora.

Nota: en condiciones reales la conductividad del suelo varía ampliamente con la d&bicaciÓn geográfica (donde en áreas de mala conductividad superficial la vendadera superficie reflectante puede estar ubicada a varios metros bajo el sue.'lo) actuando las capas superficiales como dieléctrico que actúa sobre las ondas de radio causando pérdidas en su ganancia. Si la amplitud de la onda reflejada se reduce por pérdidas del suelo su característica vertical se verá afectada lo mismo que la impedancia en el punto de alimentación de la antena.

El principal efecto del dieléctrico es absorber una gran parte de la energía racliada por la magnitud de sus lóbulos resulta seriamente disminuida por la cantidad de energía perdida y los nulos tienden a ser oscurecidos.

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El arreglo para lograr un suelo perfectamente conductor se puede lograr instalando una pantalla de tierra bajo la antena, extendida por lo menos media longitud de largo de onda en cada dirección desde el centro de la antena hacia afuera. (radiales de las antenas verticales)

Antena Imagen: Como vimos al principio de este tema la antena imagen se introduce por debajo del plano de tierra (como mirada en un espejo)

CONCEPTO DE ANTENA IMAGEN / CONCEPTO DE ANTENA IMAGEN

1 (ALTURA SOBRE EL SU

I

"-- (ANTENA IMAGEN]

H2[DISTANCIA B ELSUELO IGUALA[Hl]

Figura 36

Esta antena imagen especular situada a una misma distancia bajo tierra que la ' real (como se observa en la imagen) emite un rayo reflejado que en algún

punta distante se combina con el directo dependiendo su resultante de la orientación de la antena con respecto al suelo.

. - 3

Si ambw rayos están en fase se suman y por el contrario si llegan en oposición de fase, !A campo resultante es la diferencia entre ellos (se restan los campos).

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ANTENAS PARA VHF Y UHF

Para clasificar las ondas de radio se toman como medida los múltiplos de diez en la longitud de onda. Por lo tanto las ondas de VHF tienen una longitud de onda entre 1 Metro y 10 Metros mientras que las de UHF tienen una longitud de entre 10 Centímetros y un Metro. Como la relación es que la frecuencia es igual a la velocidad de la luz (misma velocidad que la de propagación de las ondas electromagnéticas, aproximadamente 300.000 Km./h) dividida por la longitud de onda, entonces tenemos que la banda de VHF va desde los 30 Mhz a los 300 Mhz y la de UHF va de los 300 Mhz a los 3 GHz. Las actuales aplicaciones en comunicaciones de punto a punto o móviles que superan los 30 Mhz son muy populares y han hecho que aparezca un gran numero de antenas para estas aplicaciones. La figura 37 ilustra algunos tipos de antenas buenas para polarizaciones eléctricas verticales y fáciles de montar en un mástil. Excepto por un aislante que esta señalado como "insulator" en la figura todas las demás líneas son de materiales conductores ya que para una representación simple se han obviado los aislantes.

La parte mas baja de 37a es el coaxial que alimenta media longitud de onda de .a parte superior de la antena en el medio en una conexión en serie (Toda la

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:orriente de la línea de alimentación fluye a través de la antena). La porción le diámetro ancho no toca el conductor exterior de la línea de alimentación :xcepto en la punta, esto es una condición que tiende a minimizar que las smdas se queden el mástil que sostiene a la antena. 3n la antena 37b vemos que hay una conexión entre la parte interna y las )artes adyacentes, la alimentación esta perfeccionada por traer el conductor nterior de la línea de alimentación a través de un agujero al exterior en un Junto dentro del aislamiento que esta protegido del clima. 3n la antena 37c y 37d son dos antenas en forma de "J" en las que la sección radiante es la media onda superior de una de las líneas de alimentación sobre 21 punto en que la otra termina. En la figura 37e se ve una cruz horizontal de cuatro cafíos tierra sobre un largo cilindro, en el final hueco del cual esta montado el conductor interno que se extiende sobre el un poco menos que un cuarto de onda, se pone el punto de conexión coaxial de tal manera que coincidan las impedancias. La sección que continua este punto de conexión provee un fberte soporte mecánico a la parte radiante por sobre ella. Cuando se usa polarización horizontal en transmisiones de UHF hay muchos tipos de antenas a ser considerados. En esta polarización es mas fácil incrementar la ganancia que en la vertical por el método de "Stacking" (apilar). Muchos tipos están indicados en la siguiente figura 3 8.

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1 B

2 2 5 9 0 6 I

Noditemhales Usando horizontal

La ltTunrstilelt que es la mostrada en el punto 38a. Esencialmente tiene dos partes radiantes con una longitud de media onda desfasadas 90" y puestas en fases de cuadratura. Esta alimentada por un sistema de alimentación de líneas de transmisión. Cuando corrientes iguales son usadas en dos radiadores, el diagrama direcciones en el plano horizontal es un circulo deformado que va tendiendo a un cuadrado. La separación vertical entre elementos apilados es de media onda. La antena Turnstile esta adaptada para el uso de una banda de transmisión por el empleo de conductores largos y un cuidado extremo de todós los detalles. Una sección cruzada de dicha antena esta mostrada en la figura 38b donde se ve una antena usada en el Empire State, donde los conductores con diámetros de un cigarrillo y las partes adyacentes centradas son superficies de revoluciones sobre las líneas AC y BD. Líneas separadas de transmisión son proveídas en F para cada uno de los cuatro radiadores.

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La figura 38c es un "Aldorf Loop" que es en forma de cuadrado, donde el largo de cuyo vértice es una cuestión de diseño, pero por propósitos descriptivos puede ser tomado por aproximadamente un tercio de longitud de onda. La corriente es entregada como se muestra en la figura, las corrientes en los cuatro radiadores son iguales en magnitud y parecidas en fase como se muestra en las flechas del diagrama. En apilamiento en un espacio vertical se usa una distancia de media onda.

La figura 38d muestra una antena circular que también se llama antena de loop. Los dos conductores circulares radiantes están eléctricamente rotos en B por un condensador plano paralelo sin perdida de continuidad mecánica y de fuerza, toda la construcción es capaz de ser soportada desde el punto A. El circulo mas bajo esta roto en C, de donde el sistema es alimentado en la forma de "Folded Dipole" (Dipolo Doblado) el "largo eléctrico" de la circunferencia (Tomando en cuenta la carga capacitiva de B) es de media onda. Físicamente la circunferencia es menos que esto. Esta antena esta enganchada a un mástil en el punto A y por lo tanto metálicamente a tierra. El mástil esta dentro de la circunferencia. La forma dirección horizontal es elíptica, la máxima diferencia en campo de fuerza es un poco menos que 2 dB. Cuando estas unidades están apiladas en vertical el espacio entre ellas es de una longitud de onda.

La antena "Coverleaf' esta mostrada en la figura 38e. Esta consiste en una torre de estructura metálica delgada. En el centro hay un conductor que junto con la torre misma forma un sistema de transmisión coaxial. Las "Hojasf' radiantes están agarradas como se muestra en la figura, formando una circunferencia horizontal compuesta. El largo de cada uno de estos conductores el de aproximadamente 0.4 de longitud de onda. En apilamientos se usan intervalos de media longitud de onda. El diagrama horizontal prácticamente circular.

La antena Cohete que se muestra en la figura 38f, es un cilindro vertical cerrado metálicamente en sus dos extremos, pero tiene una grieta abierta en un elemento del cilindro como muestra la figura (slot), Esta alimentado como se muestra en el lugar donde se ve un corte en el cilindro estableciendo un voltaje a través de la grieta. La antena tiene un efecto externo como una distribución

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vertical de circunferencias horizontales. Las unidades apiladas son puestas muy juntas. El diámetro es mas o menos que media longitud de onda. La figura 38g es una antena de circunferencia horizontal que tiene un particular sistema de alimentación coaxial. Las antenas de VHF y UHF también se puede clasificar en cuatro categorías dependiendo de otros parámetros como se ve en la siguiente tabla.

DE MBERTUU

REDES

Cada una de estos tipos de antenas tiene asociadas formas de antenas especificas del mismo. Algunas de estas formas de antena fueron mencionadas o explicadas con anterioridad.

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Calculo de la perdida de Transmisión o de Trayectoria

El alcance de las ondas en el espacio esta prácticamente limitado a atenuación que sufre la señal a medida que se aleja de la fuente que la genero. Esta atenuación esta dada por la siguiente formula:

Donde Lp es la relación entre potencia transferida y potencia recibida. (Pt/Pr) y d es la distancia entre las dos antenas. Lo mismo se puede calcular en dB con la siguiente formula

Lp = 32.5 + 20 log f + 20 log d Donde:

Lp es la perdida en dB f es la frecuencia en Mhz d es la longitud de la trayectoria en Km.

Esto nos demuestra que cuanto mayor es la frecuencia o menor es la longitud de onda mayores serán las perdidas. Esto es muy importante de considerar en antenas de VHF y UHF ya que trabajan con frecuencias elevadas y longitudes de onda muy cortas. Considerando lo antes mencionado si transmitimos a 30 Mhz (limite inferior de VHF) entonces para que la relación entre potencia transferida y potencia recibida sea aproximadamente 1, debemos colocar el transmisor a (1 O m )(4.n) del receptor lo que nos da un total de 125.66 metros. Si lo colocamos a 1000 metros la atenuación seria de alrededor de 1.500.000. Entonces si transmitimos con 10 Watts de potencia se recibirían 7 Micro Watts lo que todavía es suficiente, por lo tanto y debido a que las características de este tipo de ondas hace que viajen a elevadas alturas, este tipo de enlaces es bueno para las comunicarse dentro de una ciudad (especialmente comunicaciones móviles donde el equipo es reducido y no se puede emplear mucha potencia para transmitir ni para amplificar ) donde las distancias son cortas pero hay muchos obstáculos a bajas alturas.

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Características de radiación

Otro aspecto que hay que tener en cuenta cuando se elige una antena es la característica de radiación. de la misma ya que es uno de los parámetros más importantes de la antena. Por ejemplo la característica de radiación de una antena emisora debe ser igual a la característica de recepción de la antena receptora para que el proceso de transmisión sea optimo. La característica de radiación de una antena representa el cambio de intensidad de un cambio magnético en una esfera cuyo centro es la antena radiante. Esta es una representación en 3 dimensiones y resulta muy complicada, por lo tanto también se puede usar un descripción bidimencional que aproxima la forma tridimensional. Entonces se puede decir que la radiación de la antena tiene una forma circular, elíptica, etc. Por ejemplo la onda de la antena Turnstile tiende a formar un cuadrado entonces es compatible con la Aldorf Loop cuya onda es cuadrada. Por su forma de onda circular, la antena cohete es compatible con la antena Coverleaf.

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CARACTERISTICAS DE ANTENAS Y CAMPOS

En la figura 39 está representada una sección de línea abierta de un cuarto de longitud de onda.

Figura 39 Cuarto de onda, extremo abierto

Estando abierta esta sección de línea, los campos de polaridad opuesta de los dos hilos ya no se cancelan para reducir las pérdidas de radiación, y se forma una estructura de antena, como se representa en la figura 40.

Figura 40 Antena dipolo media onda

Como la sección de líneas tiene una longitud igual a la de un cuarto de onda, la sección abierta se extiende ahora media longitud de onda y la distribución de tensión y de corriente se mantiene. Así, cada extremo tiene todavía una tensión máxima, alcanzando la corriente su valor de cresta en el centro. Esta antena es la de longitud más corta posible para un elemento recto representativo de un circuito resonante con la frecuencia de señal que se desea.

Esta antena simple suele estar abierta en el centro para unirla a la línea de transmisión, y en este caso se le denomina antena dipolo, o antena Hertz. La antena de media onda transmite o recibe las señales perpendicularmente a su longitud como se muestra en la figura 4 l.

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* Figura41 Característica de racfiaci6n en sección transversal

Las secciones individuales de la característica de radiación se denominan lóbulos e indican la intensidad relativa de la transmisión o recepción de señal en las diversas direcciones.

La característica direccional de la figura 41 representa una vista en sección transversal, ya que aparecería la misma característica si la observación se hiciese desde un lado paralelamente a la longitud de la antena. Esto resulta evidente en la figura 42, en que la característica está vista desde el extremo de antena y está representada como si circunscribiese completamente a la antena. Así esta antena es capaz de funcionar con señales cuyas direcciones sean perpendiculares a la antena.

Figura 42 caracteristica de radiaciin, vista de extremo

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Cuando un transmisor alimenta potencia de señal a la antena, se crean campos eléctricos y magnéticos alrededor de la antena como en la figura 43. Las líneas E son paralelas a la antena y las líneas H que son las magnéticas, son las que circundan, estando las amplitudes más altas en el centro, como se muestra en la figura 43b. Como la naturaleza de las señales es la de c.a., se desarrollan con una polaridad específica, se extinguen y vuelven a desarrollarse nuevamente con polaridad opuesta.

Líneas E

(a) Campo eléctrico f.+.

Líneas magnéticas

U P W

@) campo magntitico

Figura43 Campos de antena de media onda

Durante el tiempo en que las señales de c.a. disminuyen hasta anularse entre las alternancias, los campos tenderán a extinguirse en la antena. A causa de la rapidez del cambio de polaridad en las señales de alta frecuencia, emergen nuevos campos de polaridad opuesta desde la antena antes de que los existentes se extingan. Por consiguiente, los campos no pueden quedar confinados en la estructura de antena y se propagan en el espacio a la velocidad de la luz.

Los campos compuestos que constituyen la señal en el espacio libre se componen de líneas magnéticas y eléctricas que se expanden, como se muestra en la figura 44.

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f

magnhcac Líneas

C l é C t r i c a S

(a] polanzauh horizontal (b] polanzauh m i c a l

Figurn 44 Polzirad6n de antenas

Cuando la antena receptora o transmisora está en posición horizontal con respecto al suelo, la onda propagada está polarizada horizontalmente, las líneas eléctricas también están en un plano horizontal. Cuando la antena está en posición vertical, el frente de onda de la energía de señal tiene ahora las líneas eléctricas en posición vertical, situación conocida por polarización vertical. Para que la transferencia de energía entre la antena transmisora y la antena receptora sea máxima, uno de los factores esenciales es el mantenimiento de idéntica polarización entre las dos antenas. Otros factores son la altura de la antena, la situación correcta con respecto a la característica de radiación, el hgulo de radiación y las condiciones atmosféricas.

La mayoría de las señales de televisión están polarizadas horizontalmente, aunque en el receptor pueda haber presente alguna polarización vertical en las señales a causa de las reflexiones e inversiones durante la propagación entre las antenas. Cuando las señales son transmitidas o recibidas a los niveles del

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suelo, la estructura de antena polarizada horizontalmente adolece de pérdidas reactivas shunt (desviadas) a causa de la capacidad existente entre la antena y la tierra. Por consiguiente es preferible la polarización vertical.

Cuando se utiliza transmisión con sistemas de antena polarizados verticalmente, como ocurre en la norma o estándar de AM, se emplea una sola antena vertical de un cuarto de longitud de onda, como en la figura 45. La parte inferior de la antena está eléctricamente unida a tierra, con lo que elimina la necesidad de obtener la resonancia en media longitud de onda para la frecuencia de la señal que se desea transmitir. Cuando la antena vertical está conectada a tierra, como se muestra en la figura 45a, el sistema simula las características de una antena de media onda a causa del llamado efecto de imagen de espejo. Esto es como si la tierra presentara una extensión reflejada '? de la sección de cuarto de onda, como se muestra en la figura 45a, y la $3; sección equivalente de media onda tiene nuevamente la característica de radiación con figura de ocho, representada en la figura 46b. Sin embargo la imagen de espejo teórica es la mitad, como se muestra. Así esta antena propaga las señales en todas las direcciones a lo largo de un plano horizontal. Se le conoce por antena del tipo Marconi.

% y;.

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Caxacteristica de radiaci6n Antena de W4

L a alimenta

(a) efecto de imagen de apqo

- (b) s a alimentada

Figura 45Antena Marconi verhcal (conectada a tierra)

ción de señal a la antena Marconi se puede realiza lr como se indica en la figura 45b, utilizando un cable coaxial para un acoplamiento desequilibrado (un extremo de la antena a tierra y el otro conductor de la línea coaxial también a tierra). Como la impedancia de la antena vertical es cero en el extremo de la tierra, la impedancia aumenta a lo largo de su altura. Así, el conductor inferior de la línea coaxial está unido o fijado en un punto en que se obtiene la adaptación de impedancias. El término antena de media onda significa que la unidad se utiliza para una

señal que tenga una frecuencia correspondiente a la longitud de la antena. Por lo tanto, si se emplean señales de frecuencia más baja, el rendimiento y la eficacia de la antena disminuyen bruscamente. Esto no es decir que la operación sea imposible, ya que virtualmente cualquier objeto metálico capta hasta un cierto grado las señales transmitidas, dependiendo de la intensidad de las señales ene el área de recepción. Analógicamente se puede utilizar una antena receptora horizontal para recibir ondas polarizadas verticalmente si las señales que llegan son suficientemente fuertes para permitir la demodulación y la amplificación normales. Sin embargo, para transmisión o recepción distante son importantes los factores concernientes a la longitud, altura, orientación y polarización.

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t L I

I I

i 4 (a) antena simulada de onda. completa

0 o W

(b) característica de radiaci6n

Figura 46 Característica de antenas de onda completa

Si intervienen señales de varias frecuencias (tales como las recibidas por las antenas de televisión), la característica de radiación cambia radicalmente con señales más altas que las correspondientes a media longitud de onda. Por ejemplo, si la antena de media onda recibe señales cuya frecuencia es igual al doble de la fundamental, se puede considerar que la antena se compone de dos antenas de media onda para señales de frecuencia más altas unidas entre sí formando una sola longitud, como se muestra en la figura 46. Así, ahora la antena representa una onda completa para la frecuencia utilizada.

En la figura 46a las distribuciones de tensión y de corriente están desfasadas cada media longitud de onda. En la figura 46b las mitades individuales de la antena tienen una característica de radiación con figura de ocho, excepto en cuanto a las polaridades respectivas. Las condiciones de desfasamiento están presentes en los planos verdaderos vertical y horizontal, y la diferencia de la fase de 180" da lugar a la cancelación de la señal en estas direcciones, tanto en los tipos de antenas receptoras como transmisoras.

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En otros ángulos que no sean los de O" o 90" (horizontal o vertical) con respecto a la posición de la antena, solamente prevalecen condiciones parciales de desfase; por tanto es posible la recepción o la transmisión en estos ángulos, como se muestra en la figura 47. La característica de radiación en forma de trébol significa que la antena tiene una sensibilidad de captación máxima en cuatro direcciones separadas y cuatro lóbulos correspondientes a la onda completa presentará la misma característica de trébol en la transmisión.

Si se emplea la misma antena para señales de frecuencia triple de la fundamental, se comporta como una ante cuya longitud fbera igual a una y media longitudes de onda y aparecen nuevamente los lóbulos de trébol, aunque separados un ángulo de 42". En frecuencias más altas aparecen también lóbulos secundarios de baja sensibilidad agrupados alrededor de la unión de los lóbulos principales. Así se obtienen resultados de directividad múltiple. Aunque esto puede reportar algunas ventajas cuando se trate de señales que lleguen desde varias direcciones, también aumentan los problemas de interferencia.

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Las medias longitudes de onda para frecuencias específicas se pueden hallar utilizando diversas ecuaciones. Para el cálculo de la media longitud de onda se utiliza la ecuación típica para el cálculo de longitud de onda (A) solamente que dividida entre dos.

Figura47 Caracteristica de radiación de antena de onda completa

A causa de los efectos de onda progresiva a lo largo de un hilo en lugar en el espacio libre, también a causa del efecto extremo, que es consecuencia de la capacidad existente entre los extremos de la antena, es necesario un factor de corrección, particularmente para señales cuyas frecuencias sean superiores a 30 MHz. Se debe multiplicar por 0.94 para obtener un resultado bastante aproximado a la longitud eléctrica necesaria, en lugar de a la longitud fisica o geométrica.

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FACTORES DE IONOSFERA

Las distancias hasta las que se obtiene una recepción satisfactoria de las señales transmitidas varían considerablemente en los diversos medios de comunicación. El frente de onda de energía propagada que sale de la antena transmisora puede disminuir de intensidad cuando se propaga hacia antenas receptoras distantes a causa de la absorción del suelo y la expansión con la distancia. Además, ocurre perdidas a causa de las condiciones atmosféricas, mala orientación de las antenas, polarización incorrecta o a causa de objetos que obstaculicen los caminos de la señal. Algunas señales pueden ser transmitidas a grandes distancias alrededor de la tierra a causa de las características de reflexión de las capas iónicas que existen encima de la tierra. Otras señales penetran en estas capas con las mínimas perdidas y, en consecuencia, son utilizadas para comunicaciones por satélites y para mantener contacto por audio y sonido o por imagen con los astronautas. Las capas iónicas se denominan ionosfera, y con señales de baja frecuencia (tales como la banda de radiodifusión en AM) la mayoría de la energía de señal es reflejada y devuelta a la tierra. Después de ser reflejada en la tierra, las señales puede ser reflejadas en esta nuevamente hacia arriba, produciendo un efecto de salto y permitiendo la recepción a distancia de muchos kilómetros. Cuando las frecuencias de las señales transmitidas aumenta, se producen reflexiones en diferentes capas, y mediante la utilización de determinados ángulos de radiación con respecto a la tierra, es posible la recepción en determinadas áreas. A frecuencias mayores de 30 MHz, la penetración de la señal en la ionosfera es mayor, y a causa de cambios de las características de la ionosfera, las condiciones de reflexión pueden cambiar frecuentemente. En las transmisiones de VHF (incluyendo la televisión) las condiciones de reflexión llegan hacer inseguras y la mayoría de la energía pasa a través de la ionosfera. Las variaciones de las características iónicas tienen lugar a causa de la naturaleza de la ionosfera. La radiación ultravioleta que llega a la tierra desde el sol afecta las capas superiores y crea capas de electrones e iones libres. Estos niveles de ionización aumentan durante los periodos de máxima actividad de las manchas solares (el que la radiación ultravioleta aumenta considerablemente).

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La capa iónica más próxima a la tierra se denomina capa D y la intensidad iónica alcanza en ella su máximo valor alrededor del mediodía en que el sol está más alto. La capa D tiene una altura de 50 a 100 km. aproximadamente. La capa siguiente más alta es la E, que también existe durante el día y alcanza alturas de 90 a 150 km. aproximadamente. La capa E tiene comportamiento algo errático y los niveles de ionización pueden cambiar apreciablemente cada hora.

Como la capa D es la más baja, existe en ella más partículas atmosféricas y hay mayor actividad mutua entre los electrones y los iones, dando lugar a mayor absorción de la señal. Ocurre una absorción análoga de señal en la capa E, ya que la actividad de las partículas es muy intensa. Sin embargo, las ondas de radio transmitidas verticalmente desde la tierra se suelen reflejar más en la capa E que en la capa D. El área de capa más inestable está situada inmediatamente encima de la capa E y se le denomina capa E esporádica. Puede estar presente a cualquier hora del día o de la noche y en todas las áreas, siendo ordinariamente sus resultados imprevisibles en lo que respecta al tiempo y al grado de reflexión de señal. La inestabilidad ha sido atribuida a la ionización por radiación de partículas provenientes del sol además de la radiación ultravioleta. Las capas iónicas más altas contribuyen principalmente a las comunicaciones por radio a larga distancia. Durante la noche existe una región denominada capa F, cuya altura varía entre 140 y 240 km. Durante las horas del día la capa F se divide en las FI y F2, extendiéndose esta última a alturas de 200 hasta aproximadamente 350 k m . Nuevamente los niveles de ionización depende de la presencia del sol y alcanzan su máximo alrededor del mediodía local, declinando lentamente a medida que avanza el día. Sin embargo, durante la noche subsiste alguna ionización por efecto combinado de las capas FI y F2, haciendo que la capa F (nocturna) sea valiosa para las comunicaciones a larga distancia durante la puesta del sol. El número de colisiones de las partículas es menor en la capa F y, por tanto, hay menos absorción y mayor reflexión de la señal.

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La figura 48 muestra las características de reflexión de las capas iónicas. Las reflexiones en la ionosfera tienen lugar cuando la cantidad de ionización presente provoca el mínimo de absorción, con una determinada frecuencia, y cuando el ángulo es el adecuado. Así, puede ocurrir que la señal SI penetre en todas las capas y no se refleje en absoluto. Para un cambio de ángulo tal como el de S2, una señal de la misma frecuencia se pueden reflejar hacia la tierra como se muestra. Análogamente, si una señal tiene una cierta frecuencia, S3, puede penetrar en la ionosfera; pero si la frecuencia disminuye, se alcanza un punto en que nuevamente ocurre la reflexión, como para S4. La frecuencia en que ocurre la penetración y la reflexión (50 por 100 de la señal penetra y 50 por 100 se refleja) se denomina frecuencia crítica.

Figura 48 Efecto de la ionqsfera sobre el ángulo y l a fiecuencla de las ondas

Otro término en uso es máxima frecuencia utilizable (MUF) el cual se refiere a la aptitud de la ionosfera para reflejar las ondas transmitidas entre dos puntos. Nuevamente la MUF para las capas E y F como guía para predecir la fiabilidad durante ciertos intervalos de tiempo y distancias. Los enlaces comerciales de radio utilizan fiecuentemente el método de

dispersión en la troposfera para las comunicaciones a distancia. Tanto las ondas de VHF como las de UHF tienen tendencia a dispersarse en la atmósfera, además de la curvatura en la troposfera. Esta última es resultado

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del cambio de índice de refracción cuando hay capas de aire a diferentes temperaturas sobre la tierra. Así, aunque las ondas de VHF y UHF se propagan se propagan por su propia naturaleza en línea recta (en lo que se llama transmisión de línea óptica o visual), redes especiales de antenas para transmisión y recepción hacen posible la recepción tras el horizonte óptico en ciertos servicios comerciales.

Acoplamiento de antenas

Las líneas de transmisión pueden ser acopladas a las antenas en los extremos (puntos de alta impedancia) o en el centro (puntos de baja impedancia), dependiendo de los requisitos. Para la recepción de FM y de TV las líneas de transmisión son tipos de baja impedancia; por tanto, se puede emplear los métodos de acoplamiento representados en la figura 49. En la figura 49a el dipolo se forma con dos varillas de media onda en oposición y una línea de transmisión del tipo de conductores gemelos conectados en el centro.

(c) dipalo dablado alimentado (d) Antem de muiposa haadz

Figura 49 Métodos de ahnentacidn de antenas

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Aunque la impedancia en el punto abierto debe de ser cero teóricamente, siempre se crea alguna capacidad entre los extremos abiertos y se produce algún efecto reactivo. Además, dependiendo del diámetro de la antena, hay un efecto peculiar en estos factores contribuyen a que la impedancia total sea aproximadamente de 75 SZ. Así, si se utiliza una línea de transmisión de 300 Q, se produce una desadaptación, lo que da lugar a la reducción de la máxima transferencia posible de señal entre la antena y el receptor.

La corriente en una antena se utiliza como referencia para determinar lo que se denomina resistencia de radiación en antenas de transmisión o de recepción. En un sistema de transmisión, la energía de la señal es alimentada a la antena y mediciones de tensión y de corriente se determina la potencia consumida. Aunque la propia antena no consume potencia, la convierte en el tipo de energía que puede ser propagada. La resistencia equivalente que consume esta potencia es lo que se llama resistencia de radiación.

En una antena de recepción la resistencia de radiación se puede definir como relación entre la potencia captada por la antena y el cuadrado de la corriente eficaz existente en el punto seleccionado de referencia sobre la antena. Así, en la antena dipolo en el punto de referencia de corriente, la impedancia de entrada de la antena es igual a la resistencia de radiación. Si la línea de alimentación estuviera conectada en los extremos, la impedancia de entrada ya no sería igual a la resistencia de radiación, y entonces se determinaría por la relación ED existente en el punto de alimentación.

En lugar de formar un dipolo con la antena, se puede conservar en ésta la media longitud de onda como en la figura 49b, y unir los hilos de la línea de transmisión a los puntos en que se obtenga adaptación de impedancia. Esto es posible a causa de que la impedancia aumenta hacia el extremo de la sección de media onda, y todo lo que se requiere es separar los hilos una corta distancia. A este método se le llama de adaptación en delta a causa de que la disposición de los hilos forman una figura que recuerda a la letra griega A.

Se puede utilizar también una antena del tipo dipolo doblado como la de la figura 49c. Esta antena proporciona una impedancia de 300 Q en la sección abierta de la parte inferior, constituyendo una perfecta adaptación a la línea estándar de dos hilos gemelos de 300 a. La figura 49d representa la antena llamada de lazo de corbata o de torniquete que se utiliza algunas en televisión de UHF. La línea se conecta en el centro en que se obtiene una impedancia aproximada. Cuando se desea la mínima

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captación de señal por la línea se utilizan cables coaxiales, con el conductor exterior (el blindaje) conectado a 1 otra. Como son usuales los cables coaxiales de 75 R, se obtiene fácilmente la adaptación de impedancia con la antena básica del tipo dipolo alimentada en el centro. Sin embargo, las perdidas son mayores con cables coaxiales utilizados en recepción de televisión.

Antena Yagi

Si se conecta es paralelo con la antena una varilla adicional, separadas una corta distancia, la varilla intercepta alguna energía de señal y la vuelve a radiar, reflejándola hacia la antena. Esta varilla se denomina reflector y hace que aumente la captación de señal (o transmisión) en dirección perpendicular al lado de la antena que no tenga reflector. La varilla de reflector es un poco más larga que la antena. También es posible añadir una o más varillas delante de la estructura de antena, como muestra la figura 50, para formar la antena denominada Yagi. La construcción Yagi no sólo aumenta al ganancia y la sensibilidad sino que confina la característica de radiación a una sola dirección, indicada por la línea de trazos en la figura 50.

Ekmnto p r o \

1 I ' 11 I:

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La agudeza del lóbulo minimiza también la recepción de señales indeseadas o de la reflexión de señal por objetos cercanos a la trayectoria de ésta. Como se muestra en la figura 50, las varillas anteriores se llaman directores y contribuyen a dirigir la energía de la señal propagada hacia la antena con un aumento de ganancia. Los directores o reflectores se llaman elementos parásitos para distinguirlos de los de la propia antena a la cual está fijada la línea de transmisión. La sección de antena se llama elemento excitado.

Tal como también se indica, todos los elementos pueden estar conectados directamente a la varilla o barra metálica soporte, ya que sus áreas centrales son puntos de nodos de tensión y tienen la mínima impedancia. Los directores suelen hacerse progresivamente más cortos en las secciones añadidas para proveer mayor anchura de banda. Con la antena Yagi suele ser necesario aumentar la respuesta para varias frecuencias a causa de que su configuración aumenta el valor de Q (factor de calidad), y si todos los elementos estuviesen proyectados para una sola frecuencia, la banda de frecuencias llegaría a ser extremadamente estrecha. En las estructuras Yagi, los reflectores ser 5 por 100 más largos que el

elemento de antena, y los directores son aproximadamente 4 por 100 más cortos que la antena para fimcionamiento en la frecuencia nominal de la antena o en una aproximación a ella. Sin embargo para ensanchar la banda, los directores sucesivos deben ser progresivamente más cortos. Los espaciamientos suelen ser de O. 15 por longitud de onda (0.15 h) entre la varilla de antena y el reflector, y O. 1 longitud de onda (0.1 h) entre el director y la antena, o entre directores sucesivos.

La ganancia aumenta rápidamente en la antena Yagi cuando se añade un reflector o directores. Cuando se añade un elemento parásito al elemento excitado, la ganancia aumenta aproximadamente 5.5 dB con respecto a la de un dipolo simple (suponiendo que el sistema este adaptado). Una antena Yagi de cuatro elementos correctamente diseñada puede proporcionar una ganancia de 9 dB sobre la de un dipolo simple. La adición de elementos parásitos al sistema de antena da por resultado la disminución de la impedancia en el punto de alimentación. Sin embargo la impedancia puede ser nuevamente aumentada utilizando una varilla de mayor diámetro para el dipolo doblado. Para una antena Yagi de cuatro elementos se obtienen una impedancia de 300 R haciendo que la relación de diámetro entre la varilla superior y la varilla inferior sea igual a 4/1. Así, si el elemento continuo de varilla es un tubo de una pulgada de diámetro, la sección a la que está fijada la línea debe ser la de un tubo de ?4 de pulgada de diámetro.

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Factores de apilamiento

Las antenas de cualquier tipo pueden ser superpuestas o apiladas una encima de otra, utilizando una sola línea de transmisión para la alimentación de la antena. Cuando se toman las precauciones debidas para que la adaptación y las relaciones de la fase sean correctas, la superposición de dos o más antenas en un plano vertical aumenta la sensibilidad a la señal y altera la característica de radiación con respecto a la obtenida con un solo dipolo. Con el apilamiento la sensibilidad de la señal puede ser mínima en el plano vertical, por ejemplo, y ser aumentada en la horizontal, aumentándose así la selectividad directiva de la antena. El inconveniente es que el sistema ocupa mayor espacio, pero esto llega a tener poca importancia cuando la frecuencia de la señal aumenta. Para obtener una característica de directividad horizontal es necesario que las

antenas superpuestas estén separadas media longitud de onda, como muestra la figura 5 l . Se utilizan dos varillas o secciones de línea de transmisión con la línea de alimentación conectada en el centro. Sin embargo, como muestra la figura 5 lb, la línea de alimentación puede ser fijada también al extremo inferior del conjunto, a condición de que la sección existente entre las dos antenas este transpuesta como se indica en la figura.

(a) superposicdn en plano Vertical a distancia M 2

k h a trampuesta y ntada en el exbemo

o+ inferior

Figura 51 Superposici6n o apilamiento de antenas

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Con cualquiera de los métodos representados, las relaciones de fase de las señales son idénticas en cada antena, como muestra la figura 5 IC. Así, en las condiciones de concordancia de la fase que prevalece en el plano horizontal aumenta la directividad de la característica de radiación. Hay mínima sensibilidad en el plano vertical, a causa de la energía de la señal de una polaridad en particular se altera durante media longitud de onda. Luego, si el frente de onda de la señal que sale de la antena inferior es positivo se desplaza hacia arriba, durante el tiempo que se ha desplazado una media longitud de onda la señal que emana de la antena superior tendrá una polaridad negativa y se producirá la cancelación. Análogamente, aunque en cualquier instante la señales están en fase en la antena, cuando la energía de la antena superior se propaga hacia la antena inferior, el intervalo de tiempo es suficiente para la señal de esta antena experimente un cambio de polaridad, creando así condiciones opuestas de la señal. La superposición de dos antenas hace que sus impedancias actúen en paralelo dando por resultado la disminución de la impedancia total que la antena presenta a la línea de transmisión. Además como las separaciones están basadas en medía longitud de onda, un cambio de frecuencia de la señal altera las características de radiación del sistema. Al tipo de características representado en la figura 5 IC se le llama característica de radiación transversal a causa de que la directividad es perpendicular al conjunto de las antenas superpuestas. Se pueden superponer antenas adicionales en el plano vertical para aumentar la directividad horizontal del sistema. Con separaciones de medía onda entre las antenas, el espacio que ocupa el conjunto aumenta rápidamente en sistemas de baja frecuencia. Si no se transponen las secciones de línea de la figura 5 1 b las polaridades de la señal en cualquier instante serán opuestas en las antenas superior e inferior. Por consiguiente existirán condiciones de desfase en direcciones horizontales. Sin embargo, en direcciones verticales la señal recorre una distancia de media longitud de onda para pasar de un elemento a otro de la antena y, por consiguiente, las fases de las señales coinciden.

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Reflectores y guiaondas abocinados

En las aplicaciones de microondas se utiliza un reflector parabólico con un sistema de antena para la transmisión y recepción de señales en una trayectoria de línea recta con un mínimo de expansión de frente de onda durante la propagación. El resultado es un alto rendimiento a causa de la mínima pérdida de señal y de la orientación del tipo de punto a punto altamente adecuada para sistemas buscadores de dirección o de radiogoniómetro.

Como la señal de microondas tiene frecuencias que se aproximan a las de las ondas de la luz, se comportan análogamente en cuanto a la reflexión. Así, un reflector parabólico tiene la propiedad de dirigir las microondas en una dirección lo mismo que un reflector de espejo utilizado para la formación de un rayo luminoso. En el reflector de parabólico de microondas el radiador de antena debe ser dirigida hacia el interior de la parábola, la cual refleja la energía hacía adelante. Como se ve en la figura 52a, se puede utilizar un elemento dipolo, aunque se suele colocar una pantalla metálica cerca de la antena para que contribuya a dirigir la energía de señal hacia la parábola.

(a) reflector parabblico con radmdor

(b) bocina radiante

Figura 52 Antena de reflector parabblico y guaondas abocinado

Como muestra la figura 52b, los extremos de una guiaondas pueden estar ensanchados en forma de bocina para propagar la energía en una sola dirección. Aunque la estructura del tipo de bocina dirige la energía en una dirección, la señal se dispersa cuando se desplaza hacia fuera, por lo que con

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el radiador de extremo de embudo no se obtiene el haz estrecho que proporciona la estructura parabólica.

Detrás de la antena se pueden colocar pantallas metálicas rectangulares para que actúen como elemento reflector que aumente la ganancia directa o hacia delante tanto en la transmisión como en la recepción. A veces se utilizan secciones en ángulo recto (reflectores angulares) para minimizar la sensibilidad hacia la parte posterior. Como muestra la figura 53, se utilizan varillas o mallas de alambre para disminuir la resistencia al viento. Estos reflectores se conectan a tierra ya que son elementos parásitos, lo mismo que los reflectores y directores. Los reflectores de ángulo no son el elemento excitado, y deben de ser utilizados conjuntamente con un elemento de antena.

Figura 53 Sistema de antena con reflector angular L

? i

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LINEAS DE TRASMISION

Es sabido que las estaciones de radio básicamente están compuestas por un equipo transmisor - receptor (transceiver) una antena y para acoplar ambas cosas se usa una línea de transmisión cuya finalidad es hacerlo de forma más eficiente, donde parámetros muy complejos están involucrados.

Para este cursillo básico separaremos las líneas de transmisión entre aquellas formadas por dos conductores paralelos (líneas balanceadas) y las coaxiales (líneas desbalanceadas) que corresponden a los coaxiales comúnmente usados por los radioaficionados (RG8 - RG58 - RG59 etc.).

CONCEPTOS BASICOS DE LINEAS DE TRASMISION

Relación de ondas estacionarias: Cuando una línea de transmisión lleva potencia a una carga que no la disipa completamente decimos que la línea tiene una componente reactiva, que tiene entre sus características devolver potencia hacia la fuente emisora (equipo de radio). Esta potencia devuelta se llama componente reflejada que fluye en sentido contrario a la componente directa (la que va del transmisor de radio a la antena) y como hay dos ondas que fluyen en sentido contrario éstas se suman vectorialmente para producir ondas estacionarias en la línea de transmisión. La relación entre los valores máximos y mínimos de tensión de R.F en la línea se denomina R.0.E (relación ondas estacionarias) y resulta una medida de relación de desajuste de la impedancia entre la línea y la carga o viceversa ( en inglés se denomina S.W.R).

Impedancia de la línea: Tal como indican las tablas, la línea de transmisión coaxial tiene una impedancia característica la que debe ser adaptada a la impedancia de la antena para evitar esta relación de ondas estacionarias y por ende un desmejoramiento en el sistema transmisor.

Líneas balanceadas de transmisión: Se denomina a las que están formadas por dos conductores paralelos en proximidad fisica y generalmente van espaciados por medio de separadores (para mantener paralelismo) mediante aisladores de porcelanas, poliestireno, madera impregnada, etc. y que trabajan abiertas (al aire).

Las fabricadas en forma comercial tienen por lo general impedancias características elevadas de orden de 300 - 450 - 600 Ohms.

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Líneas coaxiales o desbalanceadas: Llaman líneas desbalanceadas a las concéntricas que poseen dos conductores (interno y externo) con un espaciado constante entre conductores y muy usada hoy en las instalaciones modernas por su fácil instalación entre equipo y antena ( El conductor interno generalmente es de alambre que va recubierto con un aislante y envuelto en una malla metálica)

Atenuación por línea de transmisión: Dada su construcción fisica las líneas de transmisión son una combinación de constantes capacitivas, resistivas e inductivas y como tienen elementos conductores tienen también agregada una cierta resistencia. La suma de estos componentes hace que las líneas tengan pérdidas que varían logarítmicamente con el largo de la línea. Y cuya pérdida se expresa en decibeles por unidad de largo . La atenuación aumenta a medida que se eleva la frecuencia de funcionamiento aunque no en proporción directa a ese cambio.

BALUNES (Balanced to Unbalanced): En los cables coaxiales la corriente fluye por el conductor interno y es balanceada por una corriente igual que fluye en dirección opuesta por la superficie del conductor (malla).

Al acoplar esta línea desbalanceada (coaxial) a una antena dipolo ( de carga balanceada en dos polos iguales) se produce un efecto de desbalance cuyo resultado es que una corriente neta fluye de regreso a tierra por la parte externa del conductor.

La cantidad de corriente I (3) que fluye por la parte extema está determinada por la impedancia Z(g) de la malla externa a tierra. Si esta impedancia se logra hacer grande, la corriente I(3) será reducida considerablemente. El dispositivo que se usa en esos casos es un adaptados de impedancias balanceadas a desbalanceadas para cancelar la corriente 1(3) que fluye por la parte externa. Y que es llamado BALUN (abreviación de la palabra inglesa 'I BALANCED TO UNBALANCED").

1 O0

REPRESENTACION GRAFICA DEL DESBALANCE

I *

1 2 - 1 3 . d

REPRESENTACION ELECTRICA.

".'1 [' l] 1 '1 R E P R E S E N T A C I O N DE L INEA BALANCEADA

Y I? > 1 \ I

I

I d (distancia) I I X, - - d

T- I LINEA DESBALANCEADA (COAXIAL]

Figura 54

Estos balunes pueden hacerse de las más variadas formas y materiales pero lo que analizaremos será el balún 1 : 1 que adapta el sistema pero sin transformar la impedancia de la línea ( b a l k relación 1 : 1 )

Existen balunes que además pueden transformar la impedancia para adaptar las líneas (ejemplo balún 4: 1 usado en TV para adaptar cable paralelo de 300 Ohrns a cable coaxial RG-59 de 75 Ohms de impedancia)

101

CAPITULO 3

CIRCUITOS RECEPTORES DE FRECUENCIA MODULADA (Hojas de datos)

102

Bipolar Transistors Plastic-Encapsulated Transistors

Table 1. Plastic-Encapsulated General-Purpose Transistors

V(BR)CEO fT@k FE @ I C

IC NF

Volts dB mA MHz NPN Max rnA Max Min Max mA Min Min PNP

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92)

MPS8099 MPSAO6 2N4410 0C546 0C5460 MPSA05

0C182 0C237B 0C337 0C547 0C547A BC5470 0C547C MPSA20 MPS2222A 2N4401 2N4400 MPS6602 2N3904 0C548A 805480 BC548C

-

1 1 0C338

MPS8599 MPSA56

-

0C556 0C5560 MPSA55 MPS2907A 0c212 BC307B BC327 X 5 5 7 0C557A 0C557B 0C557C MPSA70

2N4403 2N4402 MPS6652 2N3906

-

- 0C5580

- 86328

80 80 80 65 65 60 60 50 45 45 45 45 45 45 40 40 40 40 40 40 30 30 30 25

150 1 O0 60 150 150 1 O0 200

200(1)

210(1) 1 50

150 150 150 150 125 300 200 150 1 O0 250

300(l) 300(1)

300 210(1)

10 10 10 10 10 10 50 10 10 10 10 10 10 10 5.0 20 20 20 50 10 10 10 10 10

500 500 250 1 O0 1 O0 500 600 1 O0 1 O0 800 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 600 600 600 1 O00 200 1 O0 1 O0 1 O0 800

1 O0 1 O0 60 120 180 1 O0 1 O0 120 200 1 O0 120 120 180 380 40 1 O0 1 O0 50 50 1 O0 120 200 120 1 O0

300 -

400 450 450

300 500 460 630 800 220 450 800 400 300 300 1 50

300 220 450 800 630

1 .o 1 O0 10 2.0 2.0 'I O0 150 2.0 2.0 1 O0 2.0 2.0 2.0 2.0 5.0 150 150 1 50 500 10 2.0 2.0 2.0 1 O0

-

- 10 10

10 10

10 10 10 10

5.0 10 10 10

i -

( I ) Typical

,---,--- Volts Volts A MHz

NPN rnA Max mA Max Min Max mA Min Min PNP mA

Case 29-09 - TO-226AE (I-WATT TO-92)

MPSWO6 I MPSW56 I 80 50 I 200 I 0.5 I 80 - 50 0.4 I 250 I 10

Devlces llsted In bold, italic are Motorola preferred devlces

Plastic-Encapsulated Transistors (continued)

Table 2. Plastic-Encapsulated Low-Noise and Good hFE Linearity

I NPN I PNP I . Voits I Min

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92)

- 2.0 - 0.1 800 250 50 2N5087 MPS6428

3.0 - 2.0 600 300 25 MPS6523 MPS6521 2.0 - 1 .o - 450 25 - 2N5089(6) 3.0 - 1 .o - 350 30 - 2N5088

10 5.0 - 300 1 O0 40 MPS3906 MPS3904 6.5(1) 1 .o - 500 45 - MPSAl8

2.5 - 2.0 800 380 45 BC56OC BC550C 3 .5M 7.0(7) 0.1 650 250 50 -

-

(l) Typical (2) Min (4) VT: Total Input Noise Voltage (see BC413iBC414 and BC4151BC416 Data Sheets) at RS = 2.0 kR, I C = 200 PA, VCE = 5.0 Volts. (5) NF: Noise Figure at RS = 2.0 kl l . I C = 200 PA, VCE = 5.0 Volts. f = 30 Hz to 15 kHz. (7) RS = 10 kll, BW = 1.0 Hz, f = 100 MHz

RS = 500 R, BW 1.0 HZ, f = 10 MHz

Table 3. Plastic-Encapsulated Darlington Transistors

FE @ IC fT@ IC VCE(sat) @ IC IB

V(BR)CEO Volts IC NPN mA Min mA rnA Max mA Max Min Max Volts PNP

Case 29-09 - TO-226AE (I-WATT TO-92)

MPSW45A 10 125 0.1 1 O0 1.5 1 O0 - 20K 1000 30 MPSW64 -

200 100 2.0 1 O00 1.5 200 150K 25K 1000 50 -

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92) MPSA29 -

55 - BC618 60 MPSA77 MPSA27 80 - BC373 1 O0

- MPSA75 40 2N6427 - 40 2N6426 -

30 MPSA64 MPSAl4 40

30 - BC517 30 MPSA63 MPSA13

( I ) Typical

20K

- 1 O0 160K

1 O0 - 100

50K 200 1 O0

200K 100 300K 100

1 O0 1 O0 20

-

- - -

1.5 1 .I 1.5 1.1 1.5 1.5 1.5 1.5 1.5 1 .o

1 O0 250 1 O0 200 1 O0 500 500 1 O0 1 O0 1 O0

0.1 0.25 0.1 0.2 0.1 0.5 0.5 0.1 0.1 0.1

125 1 O0 - 150 -

125 125 125

-

200(1)

I O 1 O0

500 -

- - 10 10 10 10

Table 4. Plastic-Encamdated Hiah-Current Transistors

NPN rnA rnA mA Max Max Min Max mA Min Min PNP

Case 29-09 - TO-226AE (I-WATT TO-92)

MPSWOIA 100 1000 OW0.7 1000 - 50 50 50 1000 MPSW51A 40

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92)

BC489

100 1000 0.5 1 O00 - 60 1000 10 65 20 BC369 BC368 200 2000 0.5 1 O00 - 75 2000 50 75 60 MPS751 MPS651 50 500 0.5 150 160 40 500 10 60 80 BC640 BC639 100 1000 0.3/0.5 100 400 60 1000 50 200/150(1) 80 X 4 9 0

( l ) Typical

Plastic-Encapsulated Transistors (continued)

Table 5. Plastic-Encapsulated High-Voltage Amplifier Transistors

V(BR)CEO IC FE @ I C f T @ k VCE(sat) @ IC IB

Volts MHz Volts Amp Min rnA Min rnA mA Max mA Min Max

I9 - TO-226AE (1 -WATT TO-92)

Polarity

Case 29-0

I - 40 25 30 40 40 80 40 30 40 45 60 I -

30 30 30 10 10 10 10 30 10 30 10 1

300 300 350 300 300 160 350 350 300 300 150

0.5 0.5 0.3 0.2 0.5 0.15 20 0.3 0.5 0.3 0.2

20 20 10 20 20 10 20 10 20 10 10

NPN PNP NPN NPN NPN NPN PNP PNP PNP PNP PNP

2.0

10 1 O0 1 .o 10 40 1 .o 10 50 2.0 10 40 1 .o 10 50 2.0 10 1 O0 1 .o 10 50 2.0 10 50 2.0 10 40 1 .o 10 50 2.0 10 50 0.5

0.5 0.5 0.5 0.5 0.6 0.5 0.5 0.5 0.5 0.6

MPS W42 MPS W92 2N6517 BF393 MPSA42 2N5551 BF493S 2N6520 MPSA92 2N6519 2N5401

V(BR)CEO IC FE @ IC fT @ IC VCE(sat) @ IC IB

Volts MHz Volts Amp NPN rnA Min mA mA Max rnA Min Cont Min PNP

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92)

BF420 10 60 2.0 20 2.0 25 50 0.5 250 BF423 0F422 10 60 2.0 20 2.0 25 50 0.5 300 BF421

Table 6. Plastic-Encamulated RF Transistors

V(BR)CEO Volts Min

NF dB TY P

f MHz Polarity

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92)

MPSHIO BF959 MPSHl7 MPS918 MPS5179 MPS3563

25 20 15 15 12 12

1 O0 -

- 50 50 50

60 ' 40

25 ' 20 25

' 20

4 .O ' 20

5.0 8.0 3.0 8.0

10 10 10 10 1 .o 10

0.65 0.65 0.9 1.7

NPN NPN NPN NPN NPN NPN

200 200 60

200 60 1.7

Table 7. Plastic-Encapsulated Telecorn Transistors

FE @ IC @ VCE

Min Volts rnA Max

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92)

P2N2222A PNP 200 10 10 - 1 O0 600 625 60 P2N2907A NPN 300 10 10 - 75 600 625 40

Plastic-Encapsulated Surface Mount Transistors

Table 8. Plastic-Encapsulated Surface Mount General-Purpose Transistors

FE 62 I C fT Device Polarity MHz Min mA Min Max V(BR)CEO Marking I

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23)

BC846ALTI BC846BLTl BC817-16LT1 BC817-25LT1 BC81740LTl BC847ALTl BC847BLTl BC847CLTl MMBT2222ALTl MMBT3904LTl MMBT4401LTl BC848ALTl BC848BLTl BC848CLTl BC856ALTl BC856BLTl MMBT2907ALTI BC807-16LT1 BC807-25LT1 BC80740LTl BC857ALTl BC857BLTl MMBT3906LTl MMBT4403LTl BC858ALTl BC858BLTl BC858CLTl

1A 1B 6A 6B 6C 1E I F 1G 1P

1 AM 2 x 1J 1K 1L 3A 38 2F 5A 58 5 c 3E 3F 2A 2T 3J 3K 3L

65 65 45 45 45 45 45 45 40 40 40 30 30 30 65 65 60 45 45 45 45 45 40 40 30 30 30

110 200 1 O0 160 250 110 200 420 1 O0 1 O0 1 O0 110 200 420 125 220 1 O0 1 O0 160 250 125 220 1 O0 1 O0 125 220 420

220 450 250 400 600 220 450 800 300 300 300 220 450 800 250 475 300 250 400 600 250 475 300 300 250 475 800

2.0 2.0 1 O0 1 O0 1 O0 2.0 2.0 2.0 150 10 1 50 2.0 2.0 2.0 2.0 2.0 1 50 1 O0 1 O0 1 O0 2.0 2.0 10

150 2.0 2.0

1 O0 1 O0 200 200 200 1 O0 1 O0 1 O0 200 200 250 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 200 200 200 200 1 O0 1 O0 250 200 1 O0 1 O0

NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP

Plastic-Encapsulated Surface Mount Transistors (continued)

Table 8. Plastic-Encapsulated Surface Mount General-Purpose Transistors (continued)

FE @ IC

I I fT

Device Polarity MHz Min Min Max mA V(BR)CEO Marking

Case 318D-04 - SC-59

MSD601-RTl MSD601-ST1 MSD602-RT1 MSD1328-RT1 MSB709-RT1 MSB710-RTI

1 DR 200 AR 210 CR 25 120

Case 419-02 - SC-701SOT-323

BCBIBWTI BC818-25WTl BC8184OWTl BC846AWT1 BC846BWT1 BC847AWTl BC847BWTl BC847CWTl BC848AWTl BC848BWT1 BC848CWTl MMBT2222AWTl MMBT3904WTI MSC3930-BT1 MSD1819A-RTl BC808-25WT1 BC808-4OWTl BC856AWT1 BC856BWT1 BC857AWTl BC857BWTl BC858AWT1 BC858BWTl BC858CWTl MMBT2907AWT1 MMBT3906WTl MSB1218A-RT1

61 6F 6G 1A 1B 1E I F 1G 1J 1K 1L 1P AM VB ZR 5F 6F 3A 38 3E 3F 3J 3K 3L 20 2A BR

45 45 45 65 65 45 45 45 30 30 30 40 40 20 50 45 45 65 65 45 45 30 30 30 60 40 45

1 O0 160 250 110 200 110 200 420 110 200 420 1 O0 1 O0 70

210 160 250 125 220 125 220 110 200 420 1 O0 1 O0 210

350 500 340 240

600 400 600 220 4 50 220 450 800 220 450 800 300 300 140 340 400 600 250 475 250 475 220 450 800 300 300 340

1 O0 1 O0 1 O0 2.0 2 0 2.0 2.0 2.0 2.0 2 0 2.0 1 50 10 1 .o 2.0 1 O0 1 O0 2.0 2.0 2.0 2.0 2.0 2.0 2.0 150 10

NPN NPN NPN NPN PNP PNP

- -

1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 I O0 300 300 150

-

- -

1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 200 250

-

-

NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN NPN PNP PNP PNP PNP . PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP PNP

Case 4198-01 - SOT-363

MBT3904DWlTl MA

('1 Typical

Dual PNP 250 10 300 1 O0 -40 A3 MBT3906DW9Tl Dual PNP 250 10 300 1 O0 -40 A2 MBT3906D W l T I Dual NPN 300 10 300 1 O0 40 MB MBT3904DW9Tl Dual NPN 300 10 300 1 O0 40

Plastic-Encapsulated Surface Mount Transistors (continued)

Table 8. Plastic-Encapsulated Surface Mount General-Purpose Transistors (continued)

FE @ IC fl Device Polarity MHz Min mA Max Min V(BR)CEO Marking

Case 4196-01 - SOT-363

MBT3946DWl T1 I 46 I 40 I 1 O0

Case 463-01 - SOT-416lSC-90

2SC4617 B9 50 120 PNP 140 1 .o 560 120 50 F9 2SA1774 NPN 180 1 .o 560

I 300 I 10 Dual NPN & PNP 2 50

Table 9. Plastic-Encapsulated Surface Mount Bias Resistor Transistors for General Purpose Applications

These devices include bias resistors on the semiconductor chip with the transistor. See the BRT diagram for orientation of resistors.

Device Marking

NPN I PNP v'%k.Eo (Min) 1-1 Max ?A 1 Ohm R1 NPN PNP Ohm R2 I Case 318D-04 - SC-59

MUN2211T1 MUN2212T1 MUN2213Tl MUN2214T1 MUN2215Tl MUN2216T1 MUN2230Tl MUN223lT1 MUN2232T1 MUN2233Tl MUN2234T1

MUN2111Tl MUN2112Tl MUN2113T1 MUN2114Tl MUN2115Tl MUN2116Tl MUN2130T1 MUN213lT1 MUN2132Tl MUN2133Tl MUN2134Tl

8A

6L 8L 6K 8K 6J 8J 6H 8H 6G 8G 6F 8F 6E 8E 6D 8D 6C 8C 6B 8B 6A

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) MMUN221lLT1 MMUNZ212LTl MMUN2213LTl MMUN2214LT1 MMUN2215LTl MMUN2216LTl MMUN2230LT1 MMUN2231LTl MMUN2232LTl MMUN2233LTl MMUN2234LTl

50 50 50 50 50 50 50 50 50 50 50

35 60 80 80 160 160 3.0 8.0 15 80 80

MMUNZlllLTl

80 50 A6L A8L MMUN2134LT1 80 50 A6K A8K MMUN2133LT1 15 50 A6J A8J MMUN2132LTl 8.0 50 A6H A8H MMUN2131LTl 3.0 50 A6G A8G MMUNZl3OLTl 160 50 A6F A8F MMUN2116LTl 160 50 A6E A8E MMUN2115LTl 80 50 A6D A8D MMUN2114LT1 80 50 A6C A8C MMUN2113LTl 60 50 A6B A88 MMUN2112LTl 35 50 A6A A8A

1 O0 5.0 1 O0 5.0 5.0 1 O0

5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0

j 1 O0 1 O0

1 OK 22K 47K 1 OK 1 OK 4.7K 1 .OK 2.2K 4.7K 4.7K 22K

1 OK 22K 47K 47K

m

m

1 .OK 2.2K 4.7K 47K 47K

1 OK 22K 47K 1 OK 1 OK 4.7K 1 .OK 2.2K 4.7K 4.7K 22K -

1 OK 22K 47K 47K

m

m

1 .OK 2.2K 4.7K 47K 47K

Plastic-Encapsulated Surface Mount Transistors (continued)

Table 9. Plastic-Encapsulated Surface Mount Bias Resistor Transistors for General Purpose Applications (continued)

Device IC FE@ IC V(BR)CEO Marking

I ' R2 R1 mA Volts

NPN PNP Ohm Ohm Max Min mA (Min) PNP NPN

Case 41 9-02 - SC-70/SOT-323 MUN5211 T I MUN5212Tl MUN5213Tl MUN5214Tl MUN5215Tl MUN5216Tl MUN5230Tl MUN5231 T l MUN5232Tl MUN5233Tl MUN5234Tl

Case 419B-01 MUN5211DWlTl MUN52iZDWlTl MUN5213DWlT1 MUN5214DWlTl MUN5215DWlTl MUN5216DWlTl MUN5230DWlTi MUN523lDWlJl MUN5232DWlTl MUN5233DWlTi MUN5234DWlTl MUN5235DWlTi

1 MUN5111T1 MUN5112Tl MUN5113Tl MUN5114Tl MUN5115Tl MUN5116Tl MUN5130Tl MUN513lT1 MUN5132Tl MUN5133Tl MUN5134Tl

- SOT-363 Duals MUN5111DWlTl MUN51iZDWlTl MUN5113DWlTl MUN5114DWlTl MUN5115DWlTI MUN5116DWlJl MUN5130DWiTi MUN513lDWlTl MUN5132DW1 Jl MUN5133DWlTi MUN5134DWITi MUN5135DWlTi

8A 8 0 ac 8D 8E 8F 8G 8H 8J 8 K 8L

7A 7 0

8A

8M 7M 8L 7L 8K 7K 8J 7J 8H 7H 8G 7G 8F 7F 8E 7E 8D 7D 8C 7 c 80

50 50 50 50 50 50 50 50 50 50 50

50 50 50 50 50 50 50 50 50 50 50 50

35 60 80 80 160 160 3.0 8.0 15 80 80 80

5.0

47K 2.2K 1 O0 5.0 47K 22K 1 O0 5.0 47K 4.7K 1 O0 5.0 4.7K 4.7K 1 O0 5.0 2.2K 2.2K 1 O0 5.0 1.OK 1.OK 1 O0 5.0 c= 4.7K 1 O0 5.0 m 1 OK 1 O0 5.0

47K 1 OK 1 O0 5.0 47K 47K 1 O0 5.0 22K 22K 1 O0 5.0 1 OK 1 OK 1 O0

FE @ IC IC

I mA R2 R1 Device Ohm Ohm Max Min mA V(BR)CEO Marking

Case 4198-01 - SOT-363 - Dual Combination NPN and PNP

MUN5311DWlTl MUN5312DWlTl MUN5313DWlTl MUN5314DWlTl MUN5315DWlT1 MUN5316DWlTl MUN5330DWlT1 MUN5331DWlTl MUN5332DWl T I MUN5333DWlTl MUN5334DWlTl MUN5335DWl T1

1 1 12 13 14 15 16 3x 31 32 33 34 35

50 50 50 50 50 50 50 50 50 50 50 50

35 60 80 80 160 160 3.0 8.0 15 80 80 80

5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0 5.0

1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0 1 O0

1 OK 22K 47K 1 OK 1 OK 4.7K 1 .OK 2.2K 4.7K 4.7K 22K 2.2K

1 OK 22K 47K 47K c=

m

1 .OK 2.2K 4.7K 47K 47K 47K

I Device I Marking

I NPN I PNP NPN PNP

Case 463-01 - SOT-416/SC-90 DTCll4TE

43 - DTA143EE - 59 69 DTAll4YE DTC114YE

94 - -

V(BR)CEO IC FE@ IC Volts R2 R1 mA . (Min) Ohm Ohm Max Min mA

50

4.7K 4.7K 1 O0 5.0 15 50 47K 1 OK 1 O0 5.0 80 50

1 OK 1 O0 1 .o 1 O0 m

Plastic-Encapsulated Surface Mount Transistors (continued)

Table I O . Plast ic-Encapsulated Surface Mount VHFlUHF Ampl i f iers, Mixers, Osci l lators

Ccb(’3) fi-@IC

Device GHz Min pF Max V(BR)CEO Marking I rnA

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) - NPN

MMBTHlOLTl 4.0 0.6 1.7(14) 15 M3B MMBT918LT1 4 .O 0.65 0.7 25 3EM

Case 318D-O4 - SC-59 - NPN

MSC2295-BT1

5.0 1.4 - 10 1 s MSC3130Tl 1 .o 0.15 1.5(13) 20 vc MSC2295-CT1 1 .o 0.15 1 20 VB

( ’3) c,, ( I4) cob

Table 11. Plast ic-Encapsulated Surface Mount Dar l ingtons

VCE(sat) FE @ IC Device Min I Max I mA Volts Max V(BR)CES Marking

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) - NPN

MMBTAl4LTl I I N 1 30 I 1.5 I I I I

20K - 1 O0

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) - PNP

MMBTAWLTl I 2 v I 30 I 1.5 I 20K I - I 1 O0

Table 12. Plastic-Encapsulated Surface Mount Low-Noise Transistors

hFE@ IC

Device I Marking I d:FYP I VfBR)CEO MHz Min Polarity I Min I Max I rnA

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23)

MMBT5089LTl

PNP 40 10 - 250 50 2.0(15) 2Q MMBT5087LTl NPN 1 O0 10 - 500 45 3.0 1L MMBT6429LTl NPN 1 O0 10 - 250 50 3.0 I KM MMBT6428LTl NPN - 10 800 - 60 3.0(15) 1 u MMBT2484LTl NPN 50 10 - 400 25 2.0(15) I R

~

(15) Max

Table 13. Plast ic-Encapsulated Surface Mount High-Voltage Transistors

FE@ IC

I fT

Device Polarity MHz Min Max mA Min V(BR)CEO Marking

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23)

MMBT6517LTl

PNP 1 O0 50 - 50 150 2L MMBT5401LTl PNP 50 30 - 25 300 2D MMBTA92LTl PNP 40 1 O0 - 15 350 22 MMBT6520LTl NPN 1 O0 50 - 30 160 G I MMBT5551LTl NPN 50 30 - 40 300 I D MMBTA42LTl NPN 40 1 O0 - 15 350 1z

Table 14, Plast ic-Encapsulated Surface Mount Dr ivers

FE@ IC Device Polarity Min Max mA VBE(sat) VCE(sat) V(BR)CEO Marking I

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23)

MMBTAOGLTl

PNP 1 O0 - 1 O0 - -0.25 80 2GM MMBTA56LTl PNP 25 - 30 -0.90 -0.25 1 O0 T I BSS63LT1 NPN 10 - 20 - 0.15 80 AM BSS64LT1 NPN 1 O0 - 1 O0 - 0.25 80 1 GM

Plastic-Encapsulated Surface Mount Transistors (continued)

Table 15. Plast ic-Encapsulated Surface Mount General Purpose Ampl i f iers

FE@ IC

Device Polarity Min rnA V(BR)CEO Marking Max I I ~

Case 318E-04 - SOT-223

BCP56Tl PNP 150 25 40 80 AH BCP53TI NPN 150 250 40 80 BH

Table 16. Plast ic-Encapsulated Surface Mount Switching Transistors

FE fT

Device Polarity @ IC (mA) Min (MHz) in I Max V(BR)CEO teff ton Marking

Case 318E-04 - SOT-223

PZT2222ATl

Table 17. Plastic-Encapsulated Surface Mount Darlingtons

PNP 200 50 300 1 O0 60 1 O0 45 P2F PZT2907ATl NPN 300 20 300 1 O0 40 285 35 P IF

VCE(sat) FE

Device Polarity @ IC (mA) Min Max Max (V) V(BR)CER Marking I Case 31 8E-04 - SOT-223

BSP52T1

PNP 500 - 2000 1.3 90 BS3 BSP62Tl NPN 1 O0 - 20k 1.5 30 P I N PZTA14TI NPN 500 - 2000 1.3 80 AS3

Table 18. Plastic-Encapsulated Surface

~

Device

Case 318E-04 - SOT-223

PZTA42T1 BF720Tl PZTA92T1 BSP16Tl BF721Tl

Marking

SP19A P I D

BF720 P2D

1 BSP16 BF721

lount High-Voltage Transistors

FE Polarity @IC (mA) Min (MHz) Max Min V(BR)CEO

f-r

250 NPN 300 40 PNP 300 150 15 PNP 250 50 10 60 PNP

Table 19. Plastic-Encapsulated Surface Mount High Current Transistors

VCE(sat) FE@ IC

Device Polarity Min Max mA Volts V(BR)CEO Marking I Case 31 8E-04 - SOT-223

PZT65 1 T1

PNP 1 O00 - 60 0.5 20 CE BCP69Tl PNP 1000 - 75 0.5 60 ZT751 PZT751Tl NPN 1 O00 - 60 0.5 20 CA BCP68T1 NPN 1 O00 - 75 0.5 60 651

Field-Effect Transistors JFETs

Table 20. JFET Low-Frequency/Low-Noise

R. lY fd Q f

Volts PF PF pm ho mmho V(BR)GDO Crss Ciss V(BR)GSS ReIYodQf

vGS(off) IDSS mA Volts

Device Polarity Max Min Max Min Min Max Max kHz Max kHz Min

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92)

21115457

P-Channel 16 4.0 9.0 1.8 40 2.0 7.0 1 .o 75 1.0 2.0 2N5462 P-Channel 9.0 2.0 7.5 1 .o 40 2.0 7.0 1 .o 75 1.0 1.5 2N5467 P-Channel 5.0 1 .o 6.0 0.75 40 2.0 7.0 1 .o 75 1.0 1.0 2N5460 N-Channel 9.0 2.0 7.0 1 .o 25 3.0 7.0 1 .o 50 1.0 1.5 2N5458 N-Channel 5.0 1 .o 6.0 0.5 25 3.0 7.0 1 .o 50 1.0 1.0

Table 21. JFET High-Frequency Amplifiers

& p s p volts VJSRIGSS

NF Q = IK R.ro+sf vGS(off) IDSS mA

mmho pmho Volts f dB pF pF c iss crss (BR)GDO

Device Polarity Max Min Max Min Min MHz Max Max Max MHz Max MHz Min L Case 29-08 - TO-226AA (TO-92)

2.5

(l) Typical

- -

400 400 1 O0 1 O0 1 O0

N-Channel N-Channel

25 25

Table 22. JFET Switches and Choppers

vGS(off) IDSS RDS(on) ID V(BR)GSS mA Volts

V(BR)GDO ns ns PF PF Volts R b f f b n Crss Ciss

Device Polarity Max Max Max Max Min Max Min Max Min mA Max

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92) J112

N-Channel - - - - 25 - 10 4.0 0.5 - 18 J l lO N-Channel 25 10 1.2 5.0 25 - 15 1.0(16) - - 150 2N5555 N-Channel 55 15 3.5 10 30 30 5.0 (12)(1) - - 1 O0 MPF4393 N-Channel - - 4.0 10 30 - 25 (8.0)(1) - 1 .o 60 2N5639 N-Channel 35 15 3.5 10 30 75 25 - - - 60 MPF4392 N-Channel - - 5.0 28 35 - 5.0 5.0 1 .o - 50

(l) Typical (16) "GS(f)

Table 23. TMOS Switches and Chomers .. VGS(th)

RDS(on) @ ID Volts V(BR)DSS

Polarity Max Max Max Max Min Max Min A Max Device ns ns PF PF Volts R bff ton Crss Ciss

Case 29-08 - TO-226AA (TO-92) 2N7000

N-Channel 10 10 5.0 60 60 2.5 0.6 0.5 7.5 VN2222LL N-Channel 20 20 5.0 50 60 2.5 1 .o 0.5 7.5 2N7008 N-Channel 10 10 5.0 60 60 2.5 0.8 0.5 5.0 VN0610LL N-Channel 10 10 3.0(l) 25(1) 60 3.0 0.8 0.2 5.0 BS170 N-Channel 10 10 5.0 60 60 3.0 0.8 0.5 5.0

(l) Typical

Surface Mount FETs

Table 24. Surface Mount RF JFETs NF yfs @ VDS

dB rnrnhos rnrnhos f Device Polarity V(BR)GSS Volts Max Min MHz TYP Marking

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) MMBFJ309LTl MMBFJ3lOLTl

N-Channel 25 10 20 10 450 1.5 6U

N-Channel 25 15 6.0 3.0 1 O0 2.0 M68 MMBF5484LTl N-Channel 30 15 7.5 4.5 1 O0 ~ ( 3 ) M6A MMBF4416LTl N-Channel 25 10 18 10 450 1.5 M6C MMBFU31OLTl N-Channel 25 10 18 8.0 450 1.5 6T

(3) Max

Table 25. Surface Mount General-Purpose JFETs

yfs @ VDS IDSS

rnrnhos rnA rnA rnrnhos Device Polarity Max Min Volts Max Min V(BR)GSS Marking

Case 318-08 - TG236AB (SOT-23) MMBF5457LTl

M6E MMBF546OLTl N-Channel 5.0 1 .o 15 5.0 1 .o 25 6D P-Channel 5.0 1 .o 15 4.0 1 .o 40

Surface Mount FETs (continued)

Table 26. Surface Mount ChopperslSwitches JFETs

RDS(on) b f f vGS(off) IDSS

Ohms mA mA Volts Volts ns Device Polarity Max Min Max Min V(BR)GSS Max Max Marking

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) MMBF4391LTl 6J

P-Channel 20 1.5 2.5 0.8 30 - 300 6Y MMBFJl77LTl P-Channel 60 7.0 6.0 3.0 30 - 125 6W MMBFJ175LTl N-Channel 30 5.0 -3.0 -0.5 30 50 1 O0 6G MMBF4393LTl N-Channel 75 25 -5.0 -2.0 30 35 60 6K MMBF4392LTl N-Channel 150 50 -1 o 4.0 30 20 30

Table 27. TMOS FETs

RDS(on) @ ID Switching Time VGS(th) Volts Volts

Device Polarity b f f n s ton ns Max Min VDSS mA Ohm Marking

Case 318-08 - TG236AB (SOT-23) MMBF170LT1 BSSl23LTl

10 10 3.0 0.8 60 200 5.0 6Z N-Channel SA 6.0 1 O0

P-Channel 16 2.5 2.0 1 .o 20 200 1.4 P3 MMBFOZOZPLTl P-Channel 16 2.5 2.4 1 .o 50 1 O0 6.0 PD BSS84LTl N-Channel 16 2.5 2.4 1 .o 30 1200 0.09 N3 MGSFlN03LTl N-Channel 16 2.5 2.4 1 .o 20 1200 0.085 N2 MGSFlNOZLTl N-Channel 15 2.5 2.4 1 .o 20 300 1 .o N I MMBFOZOlNLTl N-Channel 20 20 2.5 1 .o 60 500 7.5 702 ZN7002LTl N-Channel 40 20 2.8 0.8 1 O0

MGSFlPOZLTl PC 0.35 1500 20 1 .o 2.4 2.5 16 MGSFIPOZELTl

P-Channel PE 0.16 1500 P-Channel 15 2.5 1.2 0.7 20

RDS(on) Switching Time VGS(th) Volts Volts

Device Polarity bHns ton ns Max Min VDSS mA Ohm Marking

Case 419-02 - SC-7OlSOT-323 MMBFZZOlNTl N-Channel

P-Channel 2.5 16 1 .o 2.4 20 2.2 200 P3 MMBFZZOZPTl 2.5 15 1 .o 2.4 20 1 .o 300 N I

Tuning and Switching Diodes Tuning Diodes - Abrupt Junction

Table 28. General-Purpose Plastic Abrupt Tuning Diodes Capacitance Ratio Q 2.0 Volts/30 Volts

CT Q VR = 4.0 V, 1.0 MHz Cap Ratio Q

I PF I PF PF 4.0 V, 50 MHz C4lC30 VR(BR)R

I Device I Min Nominal Max vol ts I I I TYP I Min

Case 182-05 - TO-226AC (TO-92) - 2-Lead

MV2105 200 2.5 30 36.3 33 29.7 MY2109 350 2.5 30 16.5 15 13.5

Table 29. Surface Mount Abrupt Tuning Diodes Capacitance Ratio @ 2.0 Voltsl30 Volts

CT Q VR = 4.0 V, 1.0 MHz Cap Ratio Q

PF 4.0 V, 50 MHz CZIC30 VR(BR)R PF PF Device TYP Min Volts Max Nominal Min

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23)

MMBY2105LTl 13.5

200 2.5 30 36.3 33 29.7 MMBYZlOBLTl 300 2.5 30 24.2 22 19.8 MMBV2107LTl 350 2.5 30 16.5 15

Tuning Diodes - Hyper-Abrupt Junction

Table 30. Hyper-Abrupt Tuning Diodes for Telecommunications - Single CT Q VR (f = 1.0 MHz) Q Cap Ratio Q VR

PF 50 MHz 3.0V PF Device Max Min Volts Max Min Volts Max Min

Case 18245 - TO-226AC (TO-92) M Y209 26 32 3.0 5.0 6.5 3/25 200 I - Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) MMBVlOSGLTI

300 218 2.6 1.8 2.0 6.1 4.5 MMBY809LTl 200 318 1.9 1.5 3.0 32 26 MMBV409LTl

- 200 3/25 6.5 5.0 3.0 32 26 MMBWOSLTI - 200 3/25 6.5 4.0 25 2.8 1.5

- -

Table 31. Hyper-Abrupt Tuning Diodes for Communications - Dual CT Q VR (f = 1.0 MHz) Q Cap Ratio Q VR

PF 50 MHz 3.0V PF Device Max Min Volts Max Min Volts Max Min

I I I cv V(BR)R

Fig Style Marking Volts Curve Case Device

30 - 1 2

20 x5 20 5K 8 4

m Volts Marking Style

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) ~~~~ ~

MMBV609LTI 26 32 3.0 1.8 2.4 318 250 - 20 5L 9 6

Schottky Diodes

Table 32. Schottky Diodes

C T Q V R Lifetime nA Volts PF V(BR)R

Minority IR Q V R V F Q I O ~ Device

Device Marking PS (np) Max Max Max Volts

Case 182-05 - TO-226AC (TO-92) MBD701

15 200 @ 25 V 0.6 1.5 @ 15 V 30 MBD301 15 200 @ 35 V 1 .o 1.0 @ 20 v 70

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) - Single BAS4OLTl 40 5.0 @ 1.0 V 0.5 @ 30 mA 1000 @ 25 V

LD3 - 2000 @ 25 V 0.4 10@l .OV 30 BAT54SLTl LV3 - 2000 @ 25 V 0.4 10@l .OV 30 BAT54LT1

2000 @ 25 V 0.4 l O @ l . O V 30 BAT54ALTl BE - 100 @ 50 V 0.75 2.0 @ o v 70 BAS7OLTl

- l 0 0 0 @ 2 5 V 0.5@30mA 5.O@l.OV 40 BAS4044LTl B1 -

MMBD701LT1 70 l .O@20V 1 .o 200 @ 35 V 15 5H MMBD301LTl 30 1.5@ 15V 0.6 200 @ 25 V 15 4T

Case 316-08 - TO-236AB (SOT-23) - Dual B A S 4 M 6 L T l 40 5.O@l.OV 1000@25V 0.5@30mA -

BAS7M#LT1(23) 70 2.0 @ o v 0.75 l 0 0 @ 5 0 V - MMBD452LTl 30 1.5@1.5V 0.6 200 @ 25 V 15 5N

Case 4 2 W 4 - (SOD-123) BATST1 30 10@l .OV 0.4 2000 @ 25 V MMSD701T1 70 l .O@20V 1.2 0.2 @ 35 v 15 XH MMSD301T1 30 1 .5@15V 0.6 0.2 @ 25 V 15 XT

Case 419-02 - (SC-7O/SOT-323) - Single BAT54WT1 30 10@l .OV 0.4 2000 @ 25 V - MMBD330Tl 30 1 .5@15V 0.6 0.2 @ 25 V - MMBD770Tl 70 l .O@20V 1 .o 0.2 @ 35 v - Case 419-02 - (SC-701SOT-323) - Dual BAT54SWTl 30 10 @ 1.0 v 0.4 2000 @ 25 V

MMBD717LT1(23) 20 2.5@1.OV 0.37@1mA 0.2@1OV - 83

(23) Common Anode

- -

-

- -

- -

- -

- - -

- -

Case 419B-01- SOT-363 - Duals

V(BR)R t, cT(30) VF IR

Min (ns) (pF) (mA) Volts Volts Volts (PA) (PA) Volts Marking Device Max Max Q IF Max Min Q V R Max QIBR

MBD54DWTl BL 30

1 .o 1 .o 0.5 - 25 200 10 70 H5 MBD77ODWTl 1.5 1 .o 0.4 - 25 200 10 30 T4 MBD33ODWTl

5.0 1 .o 1 .o 0.32 - 25 2.0 10 - -

(30) VR = O V. f = 1.0 MHz

Switching Diodes

Table 33. PIN Switching Diodes

C T @ V R @ ~ . O M H Z Series

V(BR)R Resistance IR 63 VR Volts Device Ohm PA PF

Device Marking Max Max Volts Max Min

Case 182-05 - TO-226AC (TO-92)

MPN3700 0.85 @ 10 mA 0.1 @ 25 V 15 2.0 20 MPN3404 1.0 @ 10 mA 0.1 @ 150 20 1 .o 200 -

-

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23) MMBV3700LTl

4D 0.7 @ 10 mA 0.1 @ 25 V 20 1 .o 35 MMBV3401LTl 4R 1.0 @ 10 mA 0.1 @ 150 20 1 .o 200

I Table 34. Gene

Device

Case 31 8-08 - BASZlLTl MMBD914LTl BAS16LT1

!I -al-Purpose Signal and Switching Diodes - Single

V(BR)R t, cT(30) VF IR

Min (ns) (PF) (mA) Volts Volts Volts (PA) (M) volts Marking

Max Max @ I F Max Min @VR Max @IBR

TO-236AB (SOT-23)

JS

6.0 2.0 50 1 .o - 75 1 .o 1 O0 75 A6 4.0 4.0 10 1 .o 75 5.0 1 O0 1 O0 5D 50 5.0 1 O0 1 .o - 200 0.1 1 O0 250

-

MMBD605OLTl 6.0 1.5 50 1 .o - 70 2.5 1 O0 70 JF BAL99LT1 4.0 2.5 1 O0 1 .I 0.85 50 0.1 1 O0 70 5A

Case 318 D-04 - S C 6 9

MlMAlSlATl 3.0 2.0 1 O0 1.2 - 35 0.1 1 O0 40 MA MlMAlSlKTl MH 40

6.0 2.0 150 1.25 - 20 0.02 1 .o 75 A6 BAS16WT1

Case 419-02 - SC-7O/SOT-323

3.0 2.0 1 O0 1.2 - 35 0.1 1 O0

MlMA141KTl MH 40 1 O0 0.1 35

4.0 4.0 10 1 .o - 75 5.0 1 O0 1 O0 J6 MlMA174Tl 3.0 2.0 1 O0 1.2 - 75 0.1 1 O0 80 MI MlMAl42KTl 3.0 2.0 1 O0 1.2 -

Case 42M4- SOD-I23

MMSD914T1 4.0 2.0 1 O0 - 1.2 80 0.5 - - 6s MMSD71 RKTI 4.0 4.0 10 - 1 .o 75 5.0 1 O0 1 O0 5D

(30) VR = O V. f = 1.0 MHz

Switching Diodes (continued)

Table 35. General-Purpose Signal and Switching Diodes - Dual

V(BR)R t, cT(30) VF IR

Min (ns) (PF) (mA) Volts Volts volts (M) (M) volts Marking Device Max Max @ I F Max Min @ V R Max @IBR

Case 318-08 - TO-236AB (SOT-23)

MMBD7000LTl M5C

70 2.5 1 O0 70 A7 BAV99LT1 6.0 1.5 50 1 .o - 70 5.0 1 O0 70 A4 BAV70LT1 4.0 4.0 10 1 .o - 50 0.1 1 O0 75 A6 MMBD2838LTl 4.0 4.0 10 1 .o 50 0.1 1 O0 75 A2 MMBD2836LTl 4.0 1.5 1 O0 1.1 0.75 50 1 .o 1 O0 1 O0

- 1 .o 50 1.5 4.0 BA W56LT1 A I 70 1 O0 2.5 70

Case 318D-04 - S C J 9

4.0 4.0 10 1 .o - 30 0.1 1 O0 35 A5 MMBD2837LTl 4.0 4.0 10 1 .o - 30 0.1 1 O0 35 A3 MMBD2835LTl 4.0 2.0 1 O0 1 .o - 50 0.1 5.0 50 JA BAW4LT1 4.0 2.5 1 O0 1.1 0.85 50 0.1 1 O0 70 5BM MMBD6100LTl 6.0 2.0 50 1 .o -

-

MlMA151WATl 35 0.1 1 O0 40 MT MlMA151WKT1

10 15 1 O0 1.2 - 35 0.1 1 O0 40 MN - 1.2 1 O0 2.0

Case 41 9-02 - SC-701SOT-323

3.0

75 0.1 1 O0 80 MU MlMA142WKTl - 1.2 1 O0 2.0 3.0 MlMA142WAT1 M 0 80

70 5.0 1 O0 70 A4 BAV7OWT1 6.0 2.0 50 1 .o - 70 2.5 1 O0 70 A I BA W56WTl 10 15 1 O0 1.2 - 75 0.1 1 O0

- 1 .o 50 1.5 6.0 BAV99WT1 A7 70 1 O0 2.5 70 1 .o 50 1.5

70 2.5 1 O0 70 F7 BAV99RWT1 6.0

- 1 .o 50 1.5 6.0 MlMA141WKM MT 40 1 O0 0.1 35 - 1.2 1 O0 2.0 3.0 MlMA141WATl MN 35 0.1 1 O0 40 - 1.2 1 O0 15 10

Case 46341 - SOT416/SC-90 (Common Anode)

DAP222 I P9 80 I 100 I 100 I 70 - 1.2 I 100 I 3.5 I 4.0

-

Case 46341 - SOT416/SC-90 (Common Cathode)

DAN222 N9 80 1 O0 I 100 I 70 - 1.2 I 100 3.5 I 4.0 ~ ~.

(30) VR = O V, f = 1.0 MHz

Small Signal Multi-integrated Devices

Table 36. lntearated RelavlSolenoid Driver

vou'K

MDCHO5LTl

INTERNAL CIRCUIT DIAGRAM

I I I I I Case 31848 - SOT-23 MDC3105LT1 I I 2.0 5.5 5.5 2.5 2.0 0.4 I 1 I 250

CASE 182-05 TO-226AC

1-WATT (TO-92) 1 2 (TO-92)

CASE 425-04 SOD-123

CASE 419-02 SC-7OlSOT-323

2w "

CASE 318-08 TO-236AB

SOT-23

1 * 3

1 4s 2

CASE M ~ D - O ~ SC-59

CASE 3 1 8 ~ 4 CASE 4196-01 CASE 463-01 SOT-223 SOT363 SOT41 WSC-90

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Motorola reserves the right to make changes without further notice to any products herein. Motorola makes no warranty, representation or gUarantee regarding the suitability of its products for any particular purpose, nor does Motorola assume any liability arising out of the application or use of any product or circuit, and specifically disclaims any and all liability, including without limitation consequential or incidental damages. "Typical" parameters which may be provided in Motorola datasheets andlorspecifications canand do vary in differentapplicationsand actual performance may vary overtime. Alloperating parameters, including'Typicals" must be validated for each customer application by customer's technical experts. Motorola does not convey any license under its patent rights nor the rights Of others. Motorola products are not designed, intended, or authorized for use as components in systems intended for surgical implant into the body, or Other applications intended to support or sustain life. or for any other application in which the failure of the Motorola product could create a situation where personal injury ordeathmay occur. Should Buyerpurchaseor useMotorolaproductsforanysuchunintendedorunauthorizedapplication, Buyershall indemnify and hold Motorola and its officers, employees, subsidiaries, affiliates, and distributors harmless against all claims, costs, damages, and expenses. and reasonable attorney fees arising out of, directly or indirectly, any claim of personal injury or death associated with such unintended or unauthorized use, even if such claim alleges that Motorola was negligent regarding the design or manufacture of the part. Motorola and @ are registered trademarks of Motorola, Inc. Motorola, Inc. is an Equal Opportunity/Affirmative Action Employer.

Mfax is a trademark of Motorola, Inc. How to reach us: USAlEUROPElLocatIons Not Usted: Motorola Literature Distribution; JAPAN: Nippm Motorda Ltd.; SPD, Strategic Planning O R i c e , 141, P.O. Box 5 4 0 5 , Denver, Colorado 80217.1~3475-2140 or 1-800-441-2447 432-1 Nishffiotanda. Shinagawa-ku, Tokyo, Japan. 81-3-54874438

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@) MOTOROLA O SG275lD

TDA7000 FM radio circuit

Product specification File under Integrated Circuits, IC01

Philips Semiconductors

May 1992

PHILIPS

Philios Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

GENERAL DESCRIPTION

The TDA7000 is a monolithic integrated circuit for mono FM portable radios, where a minimum on peripheral components is important (small dimensions and low costs).

The IC has an FLL (Frequency-Locked-Loop) system with an intermediate frequency of 70 kHz. The ¡.f. selectivity is obtained by active RC filters. The only function which needs alignment is the resonant circuit for the oscillator, thus selecting the reception frequency. Spurious reception is avoided by means of a mute circuit, which also eliminates too noisy input signals. Special precautions are taken to meet the radiation requirements.

The TDA7000 includes the following functions:

0 R.F. input stage

0 Mixer

0 Local oscillator

o I.F. amplifier/limiter

0 Phase demodulator

0 Mute detector

0 Mute switch

QUICK REFERENCE DATA

Supply voltage range (pin 5) Vp 2,7 to 10 V Supply current at Vp = 4 3 V R.F. input frequency range Sensitivity for -3 dB limiting

Ip typ. 8 mA ffi 1,5 to 110 MHz

(e.m.f. voltage) (source impedance: 75 R; mute disabled) EMF typ. 1,5 pV

Signal handling (e.m.f. voltage)

(source impedance: 75 Q) EMF typ. 200 mV A.F. output voltage at RL = 22 kR V, typ. 75 mV

PACKAGE OUTLINE

18-lead DIL; plastic (SOT1 02HE); SOT1 02-1 ; 1996 July 24.

May 1992 2

Philips Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

r.f. input

+T T

a.f. outDut

Fig.1 Block diagram.

May 1992 3

Philips Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

RATINGS Limiting values in accordance with the Absolute Maximum System (IEC 134)

Supply voltage (pin 5) VP max. 12 v Oscillator voltage (pin 6) v6-5 Vp-0,5 to Vp + 0,5 V Total power dissipation see derating curve Fig.2

Storage temperature range Tstg -55 to +150 "C Operating ambient temperature range Tarnb O to +60 "C

D.C. CHARACTERISTICS Vp = 4 5 V; Tamb = 25 "C; measured in Fig.4; unless otherwise specified

PARAMETER I SYMBOL

Supply voltage (pin 5)

Supply current

Oscillator current (pin 6) Voltage at pin 14 Output current at pin 2 Voltage at pin 2; RL = 22 kQ

at Vp = 4 3 V

VP

IP I6

v14-16

12

v2-l 6 I UNIT

V

mA

PA

PA

V

V

May 1992 4

Philips Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

A.C. CHARACTERISTICS Vp = 4,5 V; Tamb = 25 "C; measured in Fig.4 (mute switch open, enabled); f,, = 96 MHz (tuned to max. signal at 5 pV e.m.f.) modulated with Af = f 22,5 kHz; f, = 1 kHz; EMF = 0,2 mV (e.m.f. voltage at a source impedance of 75 Q); r.m.s. noise voltage measured unweighted (f = 300 Hz to 20 kHz); unless otherwise specified.

PARAMETER

Sensitivity (see Fig.3) (e.m.f. voltage) for -3 dB limiting; muting disabled for -3 dB muting for S/N = 26 dB

Signal handling (e.m.f. voltage) for THD e 10%; Af = f 75 kHz

Signal-to-noise ratio Total harmonic distortion

at Af = k 22,5 kHz at Af = k 75 kHz

AM suppression of output voltage (ratio of the AM output signal referred to the FM output signal) FM signal: f, = 1 kHz; Af = f 75 kHz

AM signal: f, = 1 kHz; m = 80% Ripple rejection (AVp = 1 O0 mV;

f = 1 kHz) Oscillator voltage (r.m.s. value)

at pin 6 Variation of oscillator frequency

with supply voltage (AVp = 1

Selectivity

A.F.C. range Audio bandwidth at AVo = 3 dB

measured with pre-emphasis (t = 50 ps) A.F. output voltage (r.m.s. value)

at RL= 22 kQ Load resistance

at Vp = 4,5 V at V, = 9,0 U

SYMBOL

EMF EMF EMF

EMF S/N

THD THD

AMS

RR

V6-5(rms)

Afosc

s+300

s-300

Afll

B

MIN. TY P.

1 3 6

5 3

200

60

0,7

2,3

50

10

250

60 45

35 f 300

10

75

-

-

MAX. UNIT

I V I V AV

TIV AB

YO

YO

AB

JB

n V

t H f l JB JB (Hz

(Hz

mV

kQ kQ

May 1992 5

PhiliDs Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

"o (dB)

O

-20

-40

-60 10-6 10-5 1 0 - ~ 10-3 10-2 10" 1

EMF ( V ) at R S = 75C¿

Fig.3 A.F output voltage (V,) and total harmonic distortion (THD) as a function of the e.m.f. input voltage (EMF) with a source impedance (Rs) of 75 Q: (1) muting system enabled; (2) muting system disabled.

Conditions: O dB = 75 mV; f,, = 96 MHz. for S + N curve: Af = f 22,5 kHz; f, = 1 kHz. for THD curve; Af = f 75 kHz; f, = 1 kHz.

Notes

l. The muting system can be disabled by feeding a current of about 20 pA into pin l. 2. The interstation noise level can be decreased by choosing a low-value capacitor at pin 3. Silent tuning can be

achieved by omitting this capacitor.

May 1992 6

Philips Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

'f" I 1

L

O PF

T:' 3.3 nF

c8 T l8OPF

1

U '

mute control + LOOP FILTER

"

I VCO

+ NOISE

SOURCE

3 4 5 6

Fig.4 Test circuit; for printed-circuit boards see Figs 5 and 6.

May 1992 7

Philips Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

Fig.5 Track side of printed-circuit board used for the circuit of Fig.4.

7288937.1

May 1992 8

Philips Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

PACKAGE OUTLINE

DIP1 8: plastic dual in-line package; 18 leads (300 mil) SOTl 02-1

DIMENSIONS (inch dimensions are derived from the oriainal mm dimensions) - UNIT w MH ME L e l e E(1) c bz bl b max. A2

A1 max. A

z(1) max.

3'9 0.85 0.254 ::E mm

0.26 0.86 0.013 0.055 0.021 0.055

6.48 21.8 0.32 1.40 0.53 1.40 7.80 3.4 7'62 2'54 6.20 21.4 0.23 1.14 0.38 1.14 3'7 4'7

inches 0.19 o'o2o ''O1 :::: :::: 0.24 0.84 0.009 0.044 0.015 0.044

Note l . Plastic or metal protrusions of 0.25 mm maximum per side are not included.

OUTLINE VERSION

EUROPEAN REFERENCES

e"+e 95-01 -23 e @ SOTl 02-1

IEC EIAJ JEDEC PROJECTION lSSUE DATE

May 1992 9

Philips Semiconductors Product specification

FM radio circuit TDA7000

SOLDERING

Introduction

There is no soldering method that is ideal for all IC packages. Wave soldering is often preferred when through-hole and surface mounted components are mixed on one printed-circuit board. However, wave soldering is not always suitable for surface mounted ICs, or for printed-circuits with high population densities. In these situations reflow soldering is often used.

This text gives avery brief insight to a complex technology. A more in-depth account of soldering ICs can be found in our ‘YCPackageDafabook”(order code 9398 652 9001 1).

Soldering by dipping or by wave

The maximum permissible temperature of the solder is 260 “C; solder at this temperature must not be in contact with the joint for more than 5 seconds. The total contact time of successive solder waves must not exceed 5 seconds.

DEFINITIONS

The device may be mounted up to the seating plane, but the temperature of the plastic body must not exceed the specified maximum storage temperature (TStg If the printed-circuit board has been pre-heated, forced cooling may be necessary immediately after soldering to keep the temperature within the permissible limit.

Repairing soldered joints

Apply a low voltage soldering iron (less than 24 V) to the lead(s) of the package, below the seating plane or not more than 2 mm above it. If the temperature of the soldering iron bit is less than 300 “C it may remain in contact for up to 1 O seconds. If the bit temperature is between 300 and 400 “C, contact may be up to 5 seconds.

Data sheet status

Objective specification

This data sheet contains preliminary data; supplementary data may be published later. Preliminary specification This data sheet contains target or goal specifications for product development.

I Product specification 1 This data sheet contains final product specifications. I Limiting values

Limiting values given are in accordance with the Absolute Maximum Rating System (IEC 134). Stress above one or more of the limiting values may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only and operation of the device at these or at any other conditions above those given in the Characteristics sections of the specification is not implied. Exposure to limiting values for extended periods may affect device reliability.

Application information

Where application information is given, it is advisow and does not form part of the specification.

LIFE SUPPORT APPLICATIONS

These products are not designed for use in life support appliances, devices, or systems where malfunction of these products can reasonably be expected to result in personal injury. Philips customers using or selling these products for use in such applications do so at their own risk and agree to fully indemnify Philips for any damages resulting from such improper use or sale.

May 1992 10

Order this document by MC34119lD

@ MO7OROl.A

Low Power Audio Amplifier The MC34119 is a low power audio amplifier intergrated circuit intended

(primarily) for telephone applications, such as in speakerphones. It provides differential speaker outputs to maximize output swing at low supply voltages (2.0 V minimum). Coupling capacitors to the speaker are not required. Open loop gain is 80 dB, and the closed loop gain is set with two external resistors. A Chip Disable pin permits powering down and/or muting the input signal. The MC34119 is available in standard 8-pin DIP, SOlC package, and TSSOP package.

Wide Operating Supply Voltage Range (2.0 V to 16 V), Allows Telephone Line Powered Applications

Powered Applications Low Quiescent Supply Current (2.7 mA Typ) for Battery

Chip Disable Input to Power Down the IC Low Power-Down Quiescent Current (65 FA Typ) Drives a Wide Range of Speaker Loads (8.0 R and Up) Output Power Exceeds 250 mW with 32 R Speaker Low Total Harmonic Distortion (0.5% Typ) Gain Adjustable from <O dB to >46 dB for Voice Band Requires Few External Components

MAXIMUM RATINGS

Rating

Vdc -1 .O, VCC + 1 .O Maximum Voltage @ Vin, FC1, FC2, CD

mA f250 Maximum Output Current at V o l , V o 2

VdC -1 .O to +18 Supply Voltage

Unit Value

Applied Output Voltage to V o l , V o 2 when disabled -1 .O, VCC + 1 .O

Junction Temperature -55, +140 "C

NOTE: ESD data available upon request.

Block Diagram and Simplified Application

75 k Rf

." I r""" +""_ 6 k c 1 I

= Optional

Differential Gian = 2 x - - Rf

Ri This device contains 45 active transistors.

-

I LOW POWER

AUDIO AMPLIFIER

SEMICONDUCTOR TECHNICAL DATA

I

P SUFFIX PLASTIC PACKAGE

CASE 626

1

D SUFFIX PLASTIC PACKAGE

CASE 751 (S0-8)

1

DTB SUFFIX PLASTIC PACKAGE

CASE 948J (TSSOP)

PIN CONNECTIONS

I (Top View)

ORDERING INFORMATION

Operating Device Temperature Range Package

MC34119P Plastic DIP

MC34119D TA = -20" to +70"C

MC34119DTB TSSOP

O Motorola, Inc. 1996 Rev 1

MC34119 RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS

Characteristics

Supply Voltage

Unit Max Min Symbol

Vdc +16 +2.0 vcc Voltage Q CD (Pin 1) VCD O

"C +70 -20 TA Ambient Temperature

dB 46 O AVD Differential Gain (5.0 kHz Bandwidth)

mA S O 0 - IL Peak Load Current

R - 8.0 RL Load Impedance

Vdc V c c

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (TA = 25%, unless otherwise noted.)

Characteristics Unit Min 1 TYP I Max Symbol

AMPLIFIERS (AC CHARACTERISTICS)

1 AC Input Resistance (@ Vln) I ri I - I >30

I Open Loop Gain (Amplifier #1, f < 100 Hz) I AVOL1 I 80 I - I Closed Loop Gain (Amplifier #2. V c c = 6.0 V, f = 1 .O kHz, RL = 32 R) I Av2 I -0.35 I O

I Gain Bandwidth Product I GBW I - I 1.5

Output Power; V C C = ~ . ~ V , R L = ~ ~ R , T H D I ~ O % V c c = 6.0 V, RL = 32 R, THD I 10% V c c = 12 V, RL= 100 R, THD < l o % Pout1 2

Total Harmonic Distortion (f = 1 .O kHz) THD ( V c c = 6.0 V, RL = 32 Q Pout = 125 mW) ( V c c 2 3.0 V, RL = 8.0 R, Pout = 20 mW) ( V c c 2 12 V, RL = 32 R, Pout = 200 mW)

Power Supply Rejection (VCC = 6.0 V, AVCC = 3.0 V) PSRR (C1 = m, C2 = 0.01 IF) (C1 = 0.1 pF, C2 = O, f = 1 .O kHz) (C1 = 1 .O pF, C2 = 5.0 pF, f = 1 .O kHz)

Differential Muting (VCC = 6.0 V, 1 .O kHz I f 5 20 kHz, CD = 2.0 V) GMT

55 250 400

0.5 0.5 0.6

12 52

-

>70

AMPLIFIERS (DC CHARACTERISTICS)

Output DC Level Q V o l , V o z , V c c = 3.0 V, RL = 16 (Rf = 75 k) VO(3) vo(6)

Vdc 1.25 1.15 1 .o VCC = 6.0 V - - 2.65 v c c = 1 2 v - 5.65 - VO( 12)

Output Level Vdc High (lout = -75 mA, 2.0 V I VCC I 16 V) Low (lout = 75 mA, 2.0 V I VCC 2 16 V)

- vcc - 1.0 - VOH - 0.16 - VOL Output DC Offset Voltage (V01-Vo2) mV AVO

(Vcc = 6.0 V, Rf = 75 kQ RL = 32 R) +30 O -30

Input Bias Current Q y n ( V c c = 6.0 V)

kR Equivalent Resistance

nA -200 -1 O0 - IIB

Q FC1 (VCC = 6.0 V) Q FC2 (VCC = 6.0 V)

220 150 1 O0 RFC 1 40 25 18 RFC2

CHIP DISABLE (Pin 1)

Input Voltage Vdc Low 0.8 - - VIL High - - 2.0 VIH

Input Resistance ( V c c = VCD = 16 V) m 175 90 50 RCD a

POWER SUPPLY

Power Supply Current (VCC = 3.0 V, RL = m, CD = 0.8 V)

mA 5.0 3.3 - k c 1 6 (VCC= 16 V, RL = m, CD = 0.8 V) mA 4.0 2.7 - I c c 3

(Vcc = 3.0 V, RL = =, CD = 2.0 V) FA 1 O0 65 - ICCD NOTE: Currents into a pin are positive, currents out of a pin are negative.

2 MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA

MC34119 PIN FUNCTION DESCRIPTION

I I The dc level is = ( V c c - 0.7 V)12.

I

TYPICAL TEMPERATURE PERFORMANCE (-20" C < TA e +70"C)

Function

Input Bias Current (@ Yn)

Units Typical Change

%lac +0.003 Total Harmonic Distortion

pN"C +40

( V c c = 6.0 V, RL = 32 R. Pout = 125 mW, f = 1 .O kHz)

Power Supply Current w c ( V c c = 3.0 V, RL = -, CD = O V)

-0.03 ( V c c = 3.0 V, RL = -, CD = 2.0 V) -2.5

MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA 3

MC34119

DESIGN GUIDELINES

General The MC34119 is a low power audio amplifier capable of

low voltage operation (Vcc = 2.0 V minimum) such as that encountered in line-powered speakerphones. The circuit provides a differential output (Vo1-Vo2) to the speaker to maximize the available voltage swing at low voltages. The differential gain is set by two external resistors. Pins FCI and FC2 allow controlling the amount of power supply and noise rejection, as well as providing alternate inputs to the amplifiers. The CD pin permits powering down the IC for muting purposes and to conserve power.

Amplifiers Referring to the block diagram, the internal configuration

consists of two identical operational amplifiers. Amplifier #I has an open loop gain of 280 dB (at f 5 100 Hz), and the closed loop gain is set by external resistor Rf and Ri. The amplifier is unity gain stable, and has a unity gain frequency of approximately 1.5 MHz. In order to adequately cover the telephone voice band (300 Hz to 3400 Hz), a maximum closed loop gain of 46 is recommended. Amplifier #2 is internally set to a gain of - 1 .O (O dB).

The outputs of both amplifiers are capable of sourcing and sinking a peak current of 200 mA. The outputs can typically swing to within 20.4 V above ground, and to within 21.3 V below Vcc, at the maximum current. See Figures 18 and 19 for VOH and VOL curves.

The output dc offset voltage (Vo1-Vo2) is primarily a function of the feedback resistor (Rf), and secondarily due to the amplifiers’ input offset voltages. The input offset voltage of the two amplifiers will generally be similar for a particular IC, and therefore nearly cancel each other at the outputs. Amplifier #l’s bias current, however, flows out of Vin (Pin 4) and through Rf, forcing V o l to shift negative by an amount equal to [Rf x 11~1. Vo2 is shifted positive an equal amount. The output offset voltage, specified in the Electrical Characteristics, is measured with the feedback resistor shown in the Typical Application Circuit, and therefore takes into account the bias current as well as internal offset voltages of the amplifiers. The bias current is constant with respect to Vcc.

FC1 and FC2 Power supply rejection is provided by the capacitors (C1

and C2 in the Typical Application Circuit) at FCI and FC2. C2 is somewhat dominant at low frequencies, while C1 is dominant at high frequencies, as shown in the graphs of Figures 4 to 7. The required values of C1 and C2 depend on the conditions of each application. A line powered speakerphone, for example, will require more filtering than a circuit powered by a well regulated power supply. The amount of rejection is a function of the capacitors, and the equivalent impedance looking into FCI and FC2 (listed in the Electrical Characteristics as R F C ~ and RFC~).

In addition to providing filtering, C1 and C2 also affect the turn-on time of the circuit at power-up, since the two capacitors must charge up through the internal 50 k and 125 kR resistors. The graph of Figure 1 indicates the turn-on time upon application of V c c of +6.0 V. The turn-on time is =6O% longer for Vcc = 3.0 V, and 220% less for Vcc = 9.0 V. Turn-off time is c10 ps upon removal of Vcc.

Figure l. Turn-On Time versus C l , C2 at POWer-On

360

300 - 240

E r I-

? leo z 11I 2 120 c

60

O O 2.0 4.0 6.0 8.0 10

C2, CAPACITANCE (pF)

Chip Disable The Chip Disable (Pin 1) can be used to power down the

IC to conserve power, or for muting, or both. When at a Logic “ O (O V to 0.8 V), the MC34119 is enabled for normal operation. When Pin 1 is at a Logic “1” (2.0 V to Vcc V), the IC is disabled. If Pin 1 is open, that is equivalent to a Logic “O,” although good design practice dictates that an input should never be left open. Input impedance at Pin 1 is a nominal 90 kR. The power supply current (when disabled) is shown in Figure 15.

Muting, defined as the change in differential gain from normal operation to muted operation, is in excess of 70 dB. The turn-off time of the audio output, from the application of the CD signal, is c2.0 ps, and turn on-time is 12 ms-15 ms. Both times are independent of C1, C2, and Vcc.

When the MC34119 is disabled, the voltages at FCI and FC2 do not change as they are powered from Vcc. The outputs, Vol and Vo2, change to a high impedance condition, removing the signal from the speaker. If signals from other sources are to be applied to the outputs (while disabled), they must be within the range of Vcc and Ground.

Power Dissipation Figures 8 to 10 indicate the device dissipation (within the

IC) for various combinations of Vcc, RL, and load power. The maximum power which can safely be dissipated within the MC34119 is found from the following equation:

PD = (1 40°C - TA)/8 JA

where TA is the ambient temperature; and 8JA is the package thermal resistance (1OO”CNv for the standard DIP package, and 18O”CNv for the surface mount package.)

The power dissipated within the MC34119, in a given application, is found from the following equation:

PD = (Vcc x k c ) + (IRMS x Vcc) - (RL x IRMS~)

where ICC is obtained from Figure 15; and IRMS is the RMS current at the load; and RL is the load resistance.

Figures 8 to 10, along with Figures 11 to 13 (distortion curves), and a peak working load current of e 0 0 mA, define the operating range for the MC34119. The operating range is further defined in terms of allowable load power in Figure 14 for loads of 8.0 R, 16 R and 32 R. The left (ascending) portion

4 MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA

MC34119 of each of the three curves is defined by the power level at which 10% distortion occurs. The center flat portion of each curve is defined by the maximum output current capability of the MC34119. The right (descending) portion of each curve is defined by the maximum internal power dissipation of the IC at 25°C. At higher ambient temperatures, the maximum load power must be reduced according to the above equations. Operating the device beyond the current and junction temperature limits will degrade long term reliability.

Figure 2. Amplifier #1 Open Loop Gain and Phase

"100 1.0 k 10 k 100 k 1.0 M f, FREQUENCY (Hz)

Layout Considerations Normally a snubber is not needed at the output of the

MC34119, unlike many other audio amplifiers. However, the PC board layout, stray capacitances, and the manner in which the speaker wires are configured, may dictate otherwise. Generally, the speaker wires should be twisted tightly, and not more than a few inches in length.

Figure 3. Differential Gain versus Frequency 36

- 32

z 5 24 9

$ 16

k

%

I-

W L L

n a

O 1 O0 1.0 k 10k 20k

f, FREQUENCY (Hz)

MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA 5

MC34119

Figure 4. Power Supply Rejection versus Frequency (C2 = 10 pF)

1 60

5 50

! 40

3 g 30

20

S I-

U

I3 o

g 10 U-

U m I I I I I I l l I

200 1.0 k 10k 20k

f, FREQUENCY (Hz)

Figure 6. Power Supply Rejection versus Frequency

60 (C2 = 1 .O pF)

h

m

50 o $ 40

2 30 n

-0 1

I-

U >

2 o 20 2

g u- 10 E o a 0

200 1.0 k 10k 20k

f, FREQUENCY (Hz)

Figure 8. Device Dissipation, 8.0 R Load I O00

800

600

400

200

O O 30 60 90 120 150

LOAD POWER (mW)

Figure 5. Power Supply Rejection versus Frequency (C2 = 5.0 pF) - 60

z I- O 50 E 3 40 3 U

30 3 o U w 20 S

E- 10

a

2 U o

I I I I I I l l I 200 1.0 k 10k 20k

f, FREQUENCY (Hz)

- S z I- o $ E 3 a n 3 o E

2 2 E-

a E o

Figure 7. Power Supply Rejection versus Frequency (C2 = O)

I I I I I I l l I 200 1.0 k 10k 20k

f, FREQUENCY (Hz)

Figure 9. Device Dissipation, 16 R Load 1200

- 1000 2 Y

5 o ¿i 600 2 n

800

400 2 n

200

O O 1 O0 200 300 400

LOAD POWER (mW)

6 MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA

MC34119

Figure 1 O. Device Dissipation, 32 z2 Load 1200 , I I I I I I I I I

o ¿E 600 2 a 3 400

n 200

n

800 z > Lu

O 1 O0 200 300 400 500 LOAD POWER (mW)

Figure 12. Distortion versus Power (f = 3.0 kHz, AVD = 34 dB)

Vcc = 6.0 V, RI = 16.h I Vcc = 12 V, RL = 32 R I O 1 O0 200 300 400 500

Pout, OUTPUT POWER (mW)

Figure 14. Maximum Allowable Load Power - 500

400

300

200

1 O0

o TA = 25"CDerate at higher temperatures O 2.0 4.0 6.0 8.0 10 12 14 16

Vcc, SUPPLY VOLTAGE (V)

l -

I -

JU O

Figure 11. Distortion versus Power (f = 1 .O kHz, AVD = 34 dB)

1 O0 200 300 Pout, OUTPUT POWER (mW)

400

Figure 13. Distortion versus Power (f = 1,3.0 kHz, AVD = 12 dB)

500

O 1 O0 200 300 400 500 Pout, OUTPUT POWER (mW)

Figure 15. Power Supply Current

Vcc, SUPPLY VOLTAGE (V)

MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA 7

MC34119

Figure 16. Small Signal Response Figure 17. Large Signal Response

20 @DlV 20 M D l V

Figure 18. VCC-VOH O Vol, Vo2 versus Load Current 1.5

1.4

1.3

L I 1.2 O 7 0 1.1 Y

1 .O

0.9

0.8

-

O 40 80 120 160 200 ILOAD, LOAD CURRENT (mA)

Figure 19. VOL O Vol, Vo2 versus Load Current 1.4

- 1.2 1.0

> 1 - -1 g 0.8 1 I-

I- 2 0.6

5 0.4 0.2

O O 40 80 120 160 200

ILOAD, LOAD CURRENT (mA)

Figure 20. Input Characteristics O CD (Pin 1) Figure 21. Audio Amplifier with High Input Impedance 200

160

3 120 o -0 80

40

O O 4.0 8.0 12 16

VCD, CHIP DISABLE VOLTAGE (V) Differential Gain = M dB Frequency Response: See Figure 3 Input Impedance = 125 kR PSRR = 50 dB

- -

8 MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA

MC34119

Figure 22. Audio Amplifier with Bass Suppression 75 k

Figure 24. Audio Amplifier with Bandpass

1 O00 DF

" 1 O00 pF

Figure 23. Frequency Response of Figure 22

36 - - % 32 z 4 CI]

2 24 F z W

16

o $ 8.0

O 1 O0 1.0 k 10k 20k

f, FREQUENCY (Hz)

Figure 25. Frequency Response of Figure 24

36 32

z a a 2 24

5 I-

I r g 16 LL n

8.0

n 1 O0 1.0 k 10k 20k

f, FREQUENCY (Hz)

Figure 26. Split Supply Operation

Rf 75 k

Audio Input

¿ NOTE: If Vcc and VEE are not symmetrical about ground then FC1 must be VEE

connected through a capacitor to ground as shown on the front page.

MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA 9

MC34119

OUTLINE DIMENSIONS

-+ P SUFFIX

PLASTIC PACKAGE

ISSUE K CASE 626-05

NOTES: 1, DIMENSION L TO CENTER OF LEAD WHEN

2. PACKAGE CONTOUR OPTIONAL (ROUND OR

3 DIMENSIONING ANO TOLERANCING PER ANSI

FORMED PARALLEL.

SQUARE CORNERS).

Y145M. 1982.

NOTE 2 "- I

f o. z - o m

D SUFFIX PLASTIC PACKAGE

CASE 751-05 (SO-8)

ISSUE P

NOTES: 1, DIMENSIONS A ANO BARE DATUMS AND T IS A

2. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI

3 DIMENSIONS ARE IN MILLIMETER. 4 DIMENSION A AND B DO NOT INCLUDE MOLO

5. MAXIMUM MOLD PROTRUSION O 15 PER SIDE. 6. DIMENSION D DOES NOT INCLUDE MOLO

PROTRUSION ALLOWABLE DAMBAR

OF THE D DIMENSION AT MAXIMUM MATERIAL PROTRUSION SHALL BE 0.127 TOTAL IN EXCESS

CONDITION.

DATUM SURFACE.

Y14.5M, 1982.

PROTRUSION.

10 MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA

MC34119

OUTLINE DIMENSIONS

DTB SUFFIX PLASTIC PACKAGE

CASE 948J-01 (TSSOP) ISSUE O

- 4 h - E X KREF I I

T- I ' SECTION N-N

I DETAIL E f C J==JijF

SEE DETAIL E

NOTES: 1 DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI

2 CONTROLLING DIMENSION. MILLIMETER. 3 DIMENSION A DOES NOT INCLUDE MOLD FLASH

OR GATE BURRS SHALL NOT EXCEED 0.15 PROTRUSIONS OR GATE BURRS MOLD FLASH

(0.00s) PER SIDE. 4 DIMENSION B DOES NOT INCLUDE INTERLEAD

FLASH OR PROTRUSION. INTERLEAD FLASH OR PROTRUSION SHALL NOT EXCEED 0.25 (0.010) PER SIDE.

PROTRUSION. ALLOWABLE DAMBAR PROTRUSION SHALL BE O O8 ( 0 . N ) TOTAL IN EXCESS OF THE K DIMENSION AT MAXIMUM MATERIAL CONDITION.

REFERENCE ONLY

AT DATUM PLANE -W-.

Y14 5M. 1982.

5 DIMENSION K DOES NOT INCLUDE DAMBAR

6 TERMINAL NUMBERS ARE SHOWN FOR

7 DIMENSION A AND B ARE TO BE DHERMINED

MILLIMETERS INCHES

430 450 0.169 0.177 310 0.114 0.122

MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA 11

MC34119

Motorola reserves the right to make changes without further notice to any products herein. Motorola makes no warranty, representation or guarantee regarding the suitability of its products for any particular purpose, nor does Motorola assume any liability arising out of the application or use of any product or circuit, and specifically disclaims any and all liability, including without limitation consequential or incidental damages. "Typical" parameters which may be provided in Motorola datasheetsand/orspecificationscananddovaryindifferentapplicationsandactualperformancemayvaryovertime. Alloperatingparameters,including"Typicals" must be validated for each customer application by customer's technical experts. Motorola does not convey any license under its patent rights nor the rights of others. Motorola products are not designed, intended, or authorized for use as components in systems intended for surgical implant into the body, or other applications intended to support or sustain life, or for any other application in which the failure of the Motorola product could create a situation where personal injury or death may occur. Should Buyerpurchaseor use Motorolaproductsforanysuch unintended or unauthorized application, Buyer shall indemnify and hold Motorola and its officers, employees, subsidiaries, affiliates, and distributors harmless against all claims, costs, damages, and expenses, and reasonable attorney fees arising out of, directly or indirectly, any claim of personal injury or death associated with such unintended or unauthorized use, even if such claim alleges that Motorola was negligent regarding the design or manufacture of the part. Motorola and @ are registered trademarks of Motorola, Inc. Motorola, Inc. is an Equal Opportunity/Affirmative Action Employer.

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MC34119lD

I11111111 1111 1111 11111 11111 11111 11111 1111 I II 1111 111 1111

CAPITULO 4

PLANTEAMIENTO DEL PROBLEMA

Queremos construir un sistema de comunicación analógico económico, eficiente, fácil de construir y transportar.

Sabemos que el método de mayor calidad para un sistema de comunicaciones de forma analógica es la Frecuencia Modulada (FM). Pero este sistema debe de ser inalámbrico y queremos solamente transmitir voz.

Este sistema que queremos construir lo queremos para una situación en la cual se necesite una comunicación entre habitaciones, edificios, para vigilancia entre alguna zona habitacional, etc.

103

CAPITULO 5

TRANSMISOR - RECEPTOR

TRANSMISOR

Proponemos un sistema de Frecuencia Modulada eficiente, sencillo y económico.

Para el transmisor se propone el siguiente modelo.

Figura 1 Transmisor de FM

Este transmisor, es un transmisor de salida push pull transistorizado, posee una salida cerca de 1/2 de watt.

104

Este sistema funciona como se puede ver con un voltaje de alimentación de 12V, y funciona con una pequeña antena telescópica. El oscilador para generar la portadora está determinado por el circuito tanque Cvl y L1. Este se encuentra en el colector del Ql, que a su vez tiene un capacitor entre el emisor y el colector que es el que proporciona las retroalimentaciones para mantener oscilando el circuito tanque. Las resistencias R1 y R2 proporcionan la polarización de la base de Q1 y la R3 es la que determina la corriente máxima de colector. La etapa amplificadora de este sistema está compuesta por dos transistores Q2 y Q 3 , y estos conforman una configuración en push pull. En esta configuración cada transistor amplifica la mitad de los hemiciclos, así se obtiene un excelente rendimiento para el sistema.

El segundo circuito tanque que lo conforma L3 y Cvz debe de ser sintonizado a la misma frecuencia del primer circuito tanque, así, de este modo se transferirá el máximo rendimiento de la señal a la bobina L4 que es la que hace el acoplo a la antena.

Las bobinas son los elementos dificiles de este transmisor, el primer cuidado que debemos tener es que al montarlo los conjuntos de bobinas LI/L2 deben de estar en ángulo recto con respecto a L3/L4, por así no interferirán los campos magnéticos de cada conjunto de bobinas.

El segundo cuidado que debemos tener es en el número de espiras de cada bobina, se pueden hacer alteraciones a estás para desplazar la frecuencia de oscilación fuera de la banda comercial. El capacitor C3 puede ser variado en el rango de 4.7 pF a 47 pF para seleccionar en parte de la banda de FM se quiere trabajar, sí el capacitor C3 se aumenta es para trabajar en frecuencias alrededor de 60 MHz y sí se disminuye es para trabajar en frecuencias alrededor de 1 1 O MHz. La bobina de acoplo a la antena debe tener menos espiras que L3. Las bobinas que realizamos para este transmisor fueron de la siguiente manera: Ll = 4 espiras L2 = 5 espiras con toma central e intercalada a L1. L3 = 8 espiras con toma central. L4 = 4 espiras e intercalada a L3. Con alambre de calibre 20.AWG.

105

Los t r imers son comunes, con base de porcelana. Las resistencias deben de ser de 1/8 W ó 1/4 W. Para poder ajustar este transmisor primero se tiene que variar Cvl para captar la señal y después Cv2 para una señal de mayor intensidad.

RECEPTOR

Para el receptor se utilizó un circuito integrado, el cual es el TDA 7000 que lo fabrica la compañía PHILIPS.

El diagrama del receptor es el siguiente:

El TDA 7000 es un circuito integrado monolitico, el cual requiere un mínimo de componentes, como se puede ver en la figura.

Para este sistema de recepción se implemento de la siguiente manera.

106

En donde está indicada una pequeña fuente, solo se le agrego una bobina de choque y una antena telescópica. Y en la parte donde está indicado la salida de frecuencias de audio, se le colocó un amplificador de audio. Con estos pocos componentes y los que se indican en la figura del receptor se logro establecer el sistema de Recepción.

Para lograr sintonizar a la frecuencia de transmisión, solo se tuvo que variar el trimmer que está indicado como C, en la figura del receptor, dependiendo de los valores de C, y C, se puede hacer una variación un poco más precisa para la sintonización.

El amplificador de audio que se utilizo fue el MC34119, que lo fabrica MOTOROLA.

El amplificador de audio es el siguiente:

Fig- 3 Amplificador de audio

Este circuito integrado es un amplificador de audio de baja potencia. En la entrada de audio solo se conecta la salida del TDA 7000. Para controlar el volumen del amplificador es a través de la relación de Ri y Rf. Con la ayuda de dos integrados se puede construir un sistema de recepción eficiente y de buena calidad.

107

CAPITULO 6

RESULTADOS Y COMENTARIOS

Medidas del Transmisor.

Medidas generales.

I Medida I Símbolo I Valor I Voltaje de alimentación

160 mA ICC Corriente consumida 12 v v c c

Frecuencia del primer oscilador Voltaje del primer oscilador Frecuencia del segundo oscilador Voltaje del segundo oscilador

Fcl 61 MHz

Vfc 1 4.96 V pp

Fc2 63 Mhz

Vfc2 5.3 v pp

I Frecuencia en la antena I Fantena I 59 MHz I Voltaje en la antena

55 mts D Alcance 0.5 Watt P Potencia 4.6 V pp Vantena

108

Medidas de los elementos.

Componente Valor Símbolo Medida

Ro Voltaje 127.6 A nn IR0 Corriente 600 mV ,,,, VRO

R1

R 2

Voltaje

1.38 V ,,,, VR2 Voltaje 97.56 pA ,,,, IR1 Corriente 800 mV ,,,, VR 1

Corriente IR2 203 pA ,,,, I R~

Voltaje 14.4 mA nn IR^ Corriente 1.44 V ,,,, VR3

R4 Voltaje 323.4 pA ,,,, IR^ Corriente

1.52 V ,,,, v R 4

Voltaje R5 250 mV ,,,, VR5 Corriente IR5 11.36 mA ,,,,

Q1

Como se puede ver en la tabla de medidas generales las frecuencias de los 6.0 V ,,,, VCE Voltaje Q3

6.2 V p,, VCE Voltaje Q2

1.48 V ,,,, VCE Voltaje

osciladores no son iguales. Esto se debe a que no se pudo igualar las señales porque los inductores no los construimos de las mismas espiras.

Medidas del Receptor.

I Medida I Voltaie de alimentación Corriente de alimentación

I Frecuencia

I Valor I v c c I 6V I ICC 8 m A

fc 60 DA Iout

59 MHz

En el receptor, el voltaje de alimentación, corriente consumida, la frecuencia de oscilación y corriente de salida, son las únicas mediciones que se pueden obtener porque el receptor es un circuito integrado. En las hojas de especificaciones del circuito integrado se muestran todas sus medidas y especificaciones del circuito TDA 7000.

109

COMENTARIOS

Se tuvieron varios problemas durante la elaboración del sistema de Transmisor Receptor de Frecuencia Modulada. Por ejemplo al comienzo de la elaboración del sistema intentó realizar el transmisor con el circuito integrado MC283 1A de Motorola, el cual contiene los elementos necesarios para construir un transmisor de FM, este integrado utiliza una modulación de FM con ayuda de un cristal; para realizar un transmisor completo solo falta la etapa de potencia y listo. El problema fue que no se logró conseguir las bobinas adecuadas para este sistema, porque estas se utilizaban en circuitos tanque, para funcionar como filtros pasa banda y su objetivo eran eliminar las armónicas de la señal del cristal. Sin embargo este sistema no logró satisfacer lo planeado.

Debido al problema en el primer experimento de elaboración del transmisor con el circuito integrado, se optó por construir un transmisor con elementos discretos, es decir, un transmisor transistorizado. Al tener terminado este sistema de transmisión se le hicieron pruebas y nos convenció, entonces decidimos trabajar con él.

Una pequeña falla que se presentó en el sistema es que cuando se calentaban los transistores la frecuencia de oscilación se volvía inestable; este problema lo logramos eliminar con unos pequeños disipadores de calor que le construyó a cada transistor con un pedazo de aluminio.

Colocando las bobinas del transmisor en ángulo recto se logro eliminar los efectos de interferencia de campos magnéticos que generaban ellas mismas. Para el acoplamiento a la antena este transmisor ya tiene una bobina, la cual está indicada como L4 y como no está en unión con otro componente, la información que recibe es a través de inducción, y esto hace que no se altere la señal al tocar la antena con la mano.

Para el receptor se utilizó un circuito integrado el cual es prácticamente un sistema de radio ya integrado. Para este sistema no hubo mucho problema en la elaboración de este porque con unos cuantos componentes se logró que sistema funcionará.

110

El capacitor que se le colocó al receptor para la sintonización de la frecuencia de transmisión no es muy preciso, por lo que al intentar sintonizar a la frecuencia del transmisor cuesta un poco de trabajo.

Este sistema tiene un alcance 55 metros, debido a los tipos de transistores que emplea en su funcionamiento. Pero si a este sistema se le colocará otro tipo de etapa de potencia o se le cambiaran los transistores por otros de mayor potencia, creemos que el sistema tendría un alcance mayor.

La distancia obtenida se midió en un lugar poblado, es decir, con edificios, tal vez si se hiciera una prueba de transmisión en un lugar libre de todo elemento que le estorbe a la señal del transmisor, posiblemente este tenga un mayor alcance de funcionamiento.

Cabe mencionar que el transmisor utiliza un método de generación de FM llamada en ingles QUASI-STATIC porque la desviación de frecuencia es muy pequeña y al observarla da la apariencia de que es casi estática.

Y el receptor utiliza una técnica de demodulación de FM utilizando un FLL y así lograr una buena recepción el sistema. La operación de un sistema FLL es muy complicada, pero la demodulación utilizando uno de estos tal vez es la más sencilla y fácil de entender.

1 1 1

CAPITULO 7

CONCLUSIONES

Después de todo el trabajo que se hizo, al final se consiguió construir el sistema de comunicación transmisor - receptor de FM que se tenía contemplado al plantear el problema de comunicación.

Aunque el alcance fue poco, creemos que este sistema es bueno ya que posee una buena calidad para la voz. El sistema con el que se resolvió el problema de comunicación es de tipo SIMPLEX; con otro sistema como este adicionado al que proponemos se puede construir un sistema de comunicación SEMIDUPLEX ó DUPLEX COMPLETO con algunas alteraciones. Creemos que si se logra hacer esto se obtendría un sistema mas completo para la comunicación bidireccional. También si se le mejorara la etapa de potencia tendría un mayor alcance, pudiendo fácilmente transmitir en lugares habitados (como edificios, casas, etc.).

La elaboración del transmisor receptor, nos ayudó ya que tuvimos que buscar bastante información y así conocimos más sobre los tipos de generación de la frecuencia modulada, así como también de la modulación en general y de los factores que influyen en la propagación de las ondas electromagnéticas.

Estamos seguros de que nuestro sistema nos dejó satisfechos por lo que logramos: Un sistema económico, de buena calidad auditiva, de fácil transporte, etc.

112

CAPITULO 8

BIBLIOGRAFIA

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[3] Telecomunicaciones J. Brown, E. V. D. Glazier Alfaomega Marcombo

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114