Схемотехника широкополосных усилителей: монография

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ

Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования

Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса

Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк

СХЕМОТЕХНИКА ШИРОКОПОЛОСНЫХ

УСИЛИТЕЛЕЙ

Монография

ШАХТЫ 2005

Оглавление

УДК 621.375 ББК 32.846

П 804

Рецензент: к.т.н., доцент кафедры «Информационные системы и радиотехника»

А.Э. Попов

П 804 Прокопенко Н.Н. Схемотехника широкополосных усили-телей: Монография / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк. – Шах-ты: Изд-во ЮРГУЭС, 2005. – 218с. ISBN 5-93834-174-4

В монографии приводятся достаточно точные аналитические выражения (в сис-

теме hб-параметров транзисторов) для параметров классических каскадов с общим эмиттером, общей базой, общим коллектором, дифференциальных и каскодных усили-телей. Показана зависимость предельных значений основных параметров базовых схем ШУ и их основных функциональных узлов (активных нагрузок, согласующих подсхем, источников опорного тока и т.п.) от статического режима и свойств применяемых тран-зисторов. Приводятся архитектурные и схемотехнические решения источников опор-ного тока и активных нагрузок ШУ, которые дополняют существующие представления разработчиков о данном классе функциональных узлов. Рассматриваются принципы построения и свойства базовых схем составных многоплюсников с компенсацией ем-кости Скб выходных транзисторов. В данной работе рассматривается архитектура и практическая схемотехника усилителей постоянного тока, несимметричных дифферен-циальных усилителей, дифференциальных усилителей со следящим питанием, широ-кополосных усилителей на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах, каскодных видеоусилителей, операционных усилителей на основе ячеек Джильберта, дифференциальных усилителей с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов, усилителей с управляемой верхней граничной частотой, широкополос-ных усилителей на дискретных транзисторах.

УДК 621.375 ББК 32.846

ISBN 5-93834-174-4 © Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса, 2005

ОГЛАВЛЕНИЕ

Введение ................................................................................................. 5 Глава 1 Динамические параметры и основные характеристики

базовых схем широкополосных усилителей .................... 8 1.1 Основные параметры широкополосных усилителей ................... 8 1.2 Амплитудно- и фазочастотные характеристики ........................... 10 1.3 Приближенные эквивалентные схемы биполярных

транзисторов ..................................................................................... 12 1.4 Каскад с общей базой ...................................................................... 14 1.5 Каскад с общим эмиттером ............................................................. 19 1.6 Каскад с общим коллектором ......................................................... 23 1.7 Каскодный усилитель ...................................................................... 27 1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками ............... 29 Глава 2 Источники опорного тока и активные нагрузки

широкополосных усилителей .............................................. 40 2.1 Выходная проводимость классических активных нагрузок ....... 40 2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным

выходным сопротивлением ............................................................. 45 2.3 Источники опорного тока (напряжения) с низкой

чувствительностью к нестабильности источников питания ....... 61 2.4 Цепи запуска источников опорного тока...................................... 64 2.5 Схемотехника функционально интегрированных источников

опорного тока и управляемых активных нагрузок дифференциальных усилителей...................................................... 66

Глава 3 Составные транзисторы с каналами компенсации

паразитных параметров ....................................................... 72 3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб

выходных транзисторов широкополосных усилителей .............. 72 3.2 Неавтономные параметры компенсированных транзисторов .... 89 3.3 Составные транзисторы с компенсацией входной

проводимости ................................................................................... 93 3.4 Варианты построения активных многополюсников

с компенсацией входных и выходных импедансов ..................... 100 3.5 Составные активные элементы с некачественными биполярными

транзисторами .................................................................................. 112 3.6 Модифицированный составной p-n-p – n-p-n транзистор ........... 117

Оглавление

Глава 4 Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей ............................................................................. 121

4.1 Структурные схемы температурно-компенсированных усилителей постоянного тока ........................................................ 121

4.2 Несимметричные дифференциальные усилители ........................ 130 4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием ............. 139 4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных

и p-канальных полевых транзисторах .......................................... 150 4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной

и выходной емкостей ....................................................................... 163 4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта ............. 173 4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости

коллектор-база выходных транзисторов ....................................... 186 4.8 Усилители с управляемой верхней граничной частотой ............ 195 4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах ....... 201 Заключение ............................................................................................. 212 Библиографический список .................................................................. 214

ВВЕДЕНИЕ

Качественные показатели достаточно широкого класса устройств радиотехники, приборостроения, связи, автоматики существенно зави-сят от динамических параметров одного из самых распространенных функциональных аналоговых узлов РЭА – широкополосных усилителей (усилителей постоянного тока, операционных усилителей, НЧ-усилителей мощности, видеоусилителей и т.д.). Совершенствованию микросхем данного класса уделяется большое внимание фирмами Burr-Brown, Maxim, Analog Devices, Philips, Harris, Texas Instruments и др., которые в настоящее время доминируют в России на этом рынке микро-электронных изделий.

Внедрение субмикронной технологии ведущими западными фир-мами показало, что, в отличие от цифровых микросхем, где ужесточение технологических норм привело к существенному повышению произво-дительности при практически неизменной потребляемой мощности, в аналоговых ИС этого результата достигнуть не удалось. Выполненные в 2000-2002 гг. исследования в области надежности различных микросхем показывают, что переход на субмикронную технологию существенно снижает надежность и увеличивает граничную частоту низкочастотных шумов, что в конечном итоге указывает на существование целого ряда далеко не технологических ограничений в области аналоговой микро-электроники.

Кроме этого в России в настоящее время отсутствуют экономиче-ские, технологические и организационные основы создания и эксплуа-тации предприятий, удовлетворяющие требованиям субмикронной тех-нологии.

Обеспечить относительную независимость отечественных систем радиоэлектронного профиля путем разработки и выпуска необходимой номенклатуры аналоговых микросхем различного уровня интеграции можно и уровне микронной технологии. Указанную проблему в ряде случаев удается решить на схемотехническом уровне – путем создания нового поколения принципиальных схем, обеспечивающих уменьшение степени влияния паразитных параметров активных компонентов и не-линейных режимов их работы на результирующие динамические харак-теристики и параметры широкополосных усилителей (ШУ).

Введение

В монографии систематизированы сведения о базовых схемах транзисторных каскадов ШУ и их функциональных узлах, используе-мых в качестве «кирпичиков» при построении более сложных аналого-вых устройств. Подробно рассмотрена схемотехника широкополосных усилителей с многоканальной компенсацией влияния емкости коллек-тор-база (Скб) входных и выходных транзисторов на верхнюю гранич-ную частоту вω . Если компенсация Скб входного транзистора ШУ давно

применяется в аналоговых устройствах, то теория и схемотехника ШУ с нейтрализацией влияния емкости Скб выходного транзистора на вω раз-

вита в меньшей степени, а публикации, в основном авторов настоящей монографии, носят фрагментарный характер.

В главе 1 приводятся достаточно точные аналитические выраже-ния (в системе hб-параметров транзисторов) для параметров классиче-ских каскадов с общим эмиттером, общей базой, общим коллектором, дифференциальных и каскодных усилителей. Показана зависимость предельных значений основных параметров базовых схем ШУ и их ос-новных функциональных узлов (активных нагрузок, согласующих под-схем, источников опорного тока и т.п.) от статического режима и свойств применяемых транзисторов. Выполненные в данной главе ис-следования зависимостей малосигнальных характеристик ШУ от свойств нагрузки и источника входного напряжения дополняют совре-менную теорию усиления сигналов, могут использоваться при парамет-рическом синтезе аналоговых микросхем различного функционального назначения.

В главе 2 приводятся архитектурные и схемотехнические решения источников опорного тока и активных нагрузок ШУ, которые дополня-ют существующие представления разработчиков о данном классе функ-циональных узлов. Полученные аналитические выражения для выход-ного сопротивления основных типов активных нагрузок, повторителей и источников тока позволяют более глубоко исследовать их свойства и выбрать наиболее оптимальные схемотехнические решения.

В главе 3 рассматриваются принципы построения и свойства базо-вых схем составных многоплюсников с компенсацией емкости Скб вы-ходных транзисторов. Такие структуры предоставляют разработчикам аналоговых микросхем дополнительную возможность повышения (в 2-10 раз) верхней граничной частоты широкополосных усилителей с не-посредственной связью каскадов. Рассмотренный метод улучшения час-

Введение

тотных свойств ШУ рекомендуется использовать в тех случаях, когда емкость коллектор-база выходного транзистора образует с сопротивле-нием нагрузки достаточно большую эквивалентную постоянную време-ни и является доминирующим фактором. При этом выигрыш по вω зави-

сит от соотношения инерционности компенсируемого и компенсирую-щего каналов усиления.

В главе 4 рассматривается архитектура и практическая схемотех-ника усилителей постоянного тока, несимметричных дифференциаль-ных усилителей, дифференциальных усилителей со следящим питанием, широкополосных усилителей на n-p-n биполярных и p-канальных поле-вых транзисторах, каскодных видеоусилителей, операционных усилите-лей на основе ячеек Джильберта, дифференциальных усилителей с ком-пенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов, усилителей с управляемой верхней граничной частотой, широкополосных усилите-лей на дискретных транзисторах и т.д. Приводятся результаты компью-терного моделирования ШУ в среде PSpice.

Авторы выражают признательность Заякиной Л.А. и Сергеенко И.Н. за большую работу по подготовке материалов к изданию, а также к.т.н. Старченко И.Е. за компьютерное моделирование амплитудно-частотных характеристик (разделы 3.1, 4.2, 4.8)).

Глава 1

ДИНАМИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БАЗОВЫХ СХЕМ

ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

1.1 Основные параметры широкополосных усилителей Одним из весьма распространенных классов аналоговых уст-

ройств являются широкополосные усилители (ШУ) [1] (рис. 1.1а). Качественные показатели и параметры ШУ в соответствии с [1, 2, 7] характеризуют более 30 параметров, в том числе: 1. Малосигнальный коэффициент усиления по напряжению в диа-

пазоне средних частот Кy - отношение выходного напряжения ШУ к входному напряжению.

2. Малосигнальная верхняя граничная частота (полоса пропускания) fв - наибольшее значение частоты, на которой коэффициент уси-ления уменьшается на 3 дБ (в 2 раз) от значения Ку в диапазоне средних частот.

3. Малосигнальная нижняя граничная частота fн, которая определя-ется аналогично fв.

4. Площадь усиления ( )нвy ffKQ −= .

5. Коэффициент неравномерности амплитудно-частотной характери-стики в рабочем диапазоне частот ε, который измеряется в дБ или % (рис. 1.1б).

1.1 Основные параметры широкополосных усилителей

6. Частота полной амплитуды выходного сигнала fm. Этот параметр может быть приблизительно оценен по формуле:

выхт U

fπϑ≈ ,

где выхϑ - максимальная скорость нарастания выходного напряжения

усилителя в режиме большого сигнала [4, 5]; Um2 - максимальная ам-плитуда неискаженного выходного синусоидального сигнала.

Диапазон низкихчастот

Диапазон среднихчастот

Диапазон высокихчастот

Рис. 1.1. К определению параметров усилителя fв, fн и ε 7. Частота единичного усиления f1(fср)- значение частоты, на которой

коэффициент усиления ШУ равен единице. Данный параметр ха-рактеризует частотные свойства усилителя, предназначенного для работы в схемах с отрицательной обратной связью, например, опе-рационных усилителей.

Глава 1. Динамические параметры и основные характеристики базовых схем широкополосных усилителей

8. Входная (Свх) и выходная (Свых) емкости усилителя. Величина Свх определяется как эквивалентная емкость между входным уз-лом и общей шиной ШУ. Аналогично находится Свых. Данные па-раметры определяют поведение усилителя в частотном диапазоне с различными сопротивлениями источника сигнала и нагрузки.

9. Входное и выходное сопротивления (проводимости) ШУ в диапа-зоне средних частот [1, 2, 7].

10. Приведенное ко входу напряжение шума [1, 2, 7]. 11. Время нарастания выходного напряжения (uвых), в течение которо-

го uвых изменяется от 10 до 90% установившегося значения [1, 2, 7].

1.2 Амплитудно- и фазочастотные характеристики В тех случаях, когда широкополосный усилитель состоит из

n-каскадов, каждый из которых описывается функцией ( )ωϕ= jK iyi& ,

его эквивалентный комплексный коэффициент передачи по напряже-нию yK& может быть найден как произведение

нynyyy U

&&&&& =⋅⋅⋅= ...21 .

ωτ+ n

Вх Вых.1 Вх.n Вых.n

вхU& нU&

Рис. 1.2. Функциональная схема n-каскадного усилителя

Если yiK& - функции первого порядка

yiyi j

ωτ+=

1& , (1.1)

)1)...(1)(1(

ynyyy jjj

ωτ+ωτ+ωτ+⋅⋅⋅

1.2 Амплитудно- и фазочастотные характеристики

где iτ - частная постоянная времени высоких частот i-го каскада.

Формула (1.1) позволяет достаточно точно определить ампли-тудно-частотную и фазочастотную характеристики усилителя в ши-роком диапазоне частот

2 111 n

τω+⋅⋅⋅τω+⋅τω+=& , (1.2)

nωτ−ωτ−ωτ−=ϕ arctg...arctgarctg 21 , (1.3) где ynyy KKK ...1= .

2134 τ<τ<τ<τ

f2lg20lg20 π=ω

yKlg20 &

уКlg20

Рис. 1.3. Пример логарифмической амплитудно-частотной

характеристики четырехкаскадного усилителя (n=4) В тех случаях, когда рассматривается диапазон частот, близкий

к верхней граничной частоте усилителя fв и 441 iτω>> , формулы (1.2) и

(1.3) могут быть представлены приближенными соотношениями:

Στω+≈& , (1.4)

Σωτ−≈ϕ .вarctg , (1.5)

где 222

2. ... nв τ++τ+τ=τ Σ - эквивалентная постоянная времени ШУ.

Таким образом, при оценочном анализе поведения широкопо-лосного n-каскадного усилителя в диапазоне рабочих частот необхо-димо найти его эквивалентную постоянную времени Στ .в , которая оп-

ределяется через частные постоянные времени отдельных каскадов iτ .

При этом, как следует из (1.4), верхняя граничная частота n-каскадного усилителя по уровню 0,707 будет равна:

21 ...

вв fτ++τ+τ

=π=ω .

Если необходим анализ частотных свойств широкополосного усилителя при f>fв, то формулы (1.4) и (1.5) дают большую ошибку. Однако такая ситуация возникает редко, так как на практике разра-ботчика мало интересует поведение усилителя в этой области час-тотного диапазона.

1.3 Приближенные эквивалентные схемы биполярных транзисторов

Коэффициент усиления по напряжению усилителя в широком диапазоне частот обычно рассчитывается на основе замещения тран-зистора той или иной эквивалентной схемой. При попытке точного решения этой задачи в общем виде требуется большой объем матема-тических преобразований и вычислений. Получающиеся при этом ре-зультаты часто приводят к громоздким и малонаглядным формулам. В то же время точность расчета зависит от того, насколько эквива-лентная схема адекватна реальным транзисторам.

В радиоэлектронике используется несколько вариантов эквива-лентных схем транзисторов [1, 2]. Широко известна Т-образная схема замещения (рис. 1.4). Наряду с сопротивлениями rэ, rб, rк [1, 2] на ри-сунке 1.4 показаны барьерные емкости p-n-переходов Сэ и Ск. Диффу-зионная емкость Ск отсутствует, так как коллекторный переход в ак-тивном режиме всегда смещен в обратном направлении, и поэтому диффузионная емкость коллектора мала.

Отсутствие диффузионной емкости эмиттера объясняется тем, что инерционность транзистора, связанная с процессами изменения зарядов в базе, здесь показана иначе – управляемый источник тока

эI&&α в схеме замещения (рис. 1.4) принят зависящим от ωj и, следова-

тельно, от времени. Эта схема учитывает основные факторы, ухуд-шающие частотные свойства транзистора. Заметим, что влияние Сэ не проявляется так сильно, как Ск. Это объясняется тем, что Сэ зашунти-рована резистором rэ, имеющим малую величину. Емкостное сопро-тивление эCω1 начинает влиять на частотах, где оно соизмеримо с rэ:

1.3 Приближенные эквивалентные схемы биполярных транзисторов

ϕ≈≈ω

1, (1.6)

где ϕт≈25 мВ – температурный потенциал; Iэ – статический ток эмит-тера.

ЭI&& ⋅α

αωτ+α=αj1

αα πτ

Рис. 1.4. Т-образная схема замещения биполярного транзистора

Однако на этих частотах Ск почти полностью шунтирует rк тран-

зистора и является доминирующим фактором, ухудшающим усиление транзисторного каскада. Значение емкости коллекторного перехода Ск и произведение

бкб rС ⋅=τ , как правило, даются в справочниках для всех типов высо-

кочастотных транзисторов. Для характеристики усилительных свойств транзистора на вы-

соких частотах в справочной литературе также указываются следую-щие параметры: верхняя граничная частота усиления по току в схеме с общей базой αf , произведение бкб rС ⋅=τ , частота генерации fг. Все

эти параметры связаны друг с другом следующим приближенным со-отношением:

⋅τ≈ α

30. (1.7)

Параметры Т-образной схемы замещения транзистора связаны с его hб-параметрами при включении с общей базой следующими точ-ными формулами:

α−=бh21 , кб rh =22 , )1(11 α−+= бэ

б rrh , 112

−⋅= кбб rrh . (1.8)

Численные значения бh (или эh )-параметров и их режимные за-

висимости приводятся в справочниках по биполярным транзисторам.

Кроме Т-образной эквивалентной схемы транзистора (рис. 1.4) существует более 20 других эквивалентных схем, с той или иной сте-пенью точности описывающих его поведение в диапазоне частот, температур, статических режимов, отражающих его шумовые пара-метры [1-5].

1.4 Каскад с общей базой

Вариант построения классического каскада данного класса по-казан на рисунке 1.5. Он содержит источник тока I1, обеспечивающий статический режим VT1, и эквивалентное сопротивление нагрузки Rн. Транзистор VT1 имеет емкость коллекторно-базового перехода Скб=Ск1.

Вых

вхU&

Рис. 1.5. Усилитель на транзисторе в схеме с общей базой

Диапазон средних частот В диапазоне средних частот, когда можно пренебречь влиянием

Ск1 и Ср, коэффициент усиления по напряжению каскада (рис. 1.5):

⋅+−=

1, (1.9)

где б

1.110 = ; ббббб hhhhh 1.211.121.221.111 −= ; б

ijh 1. - h-параметры VT1 в схеме

с общей базой (ОБ). В зависимости от режима работы по постоянному току и конст-руктивных особенностей транзистора VT1 возможны два случая: ко-

гда бб hh 121 ≈ или когда ббб hhh 1.221.111 ≈ .

В первом случае в транзисторе VT1 преобладает внутренняя об-

ратная связь и можно пренебречь его выходной проводимостью бh 1.22 .

Поэтому коэффициент усиления по напряжению:

1.121.11 1 Kh

нy ⋅+

≈ . (1.10)

При небольших K0 (малых сопротивлениях нагрузки Rн) диффе-ренциальный параметр Ky может быть определен через параметры статического режима транзистора VT1:

ϕ⋅≈=≈ 1

1.110 , (1.11)

где 1IRU нRH = - статическое падение напряжения на сопротивлении,

эквивалентном Rн; мВт 25=ϕ - температурный потенциал.

С другой стороны, когда эквивалентное сопротивление нагрузки Rн велико, что характерно для схем с источниками тока в коллектор-ной цепи VT1 [1, 2]:

max.1≈

∞→. (1.12)

Таким образом, в первом случае в диапазоне средних частот максимальное усиление каскада с ОБ определяется глубиной внут-

ренней обратной связи транзистора VT1 – параметром 4312 1010 −− ÷=бh .

Во втором случае, когда можно пренебречь внутренней обрат-

ной связью VT1 ( 01.12 =бh ), коэффициент усиления по напряжению

каскада с ОБ:

нбб

1.221.11 1)1( +≈

+≈ . (1.13)

При этом предельное значение Ky:

ббн

ϕ⋅≈≈≈

∞→11

1.221.11

1, (1.14)

где rк1 – сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1

( бк hr 1.22

11 =− ).

Рис. 1.6. Зависимость коэффициента усиления Ky от сопротивления

нагрузки Rн в диапазоне средних частот при 01.22 =бh

ϕ⋅= 11

Рис. 1.7. Зависимость коэффициента усиления Ky

от сопротивления нагрузки при 01.12 =бh

Диапазон высоких частот Если транзистор VT1 представить комплексными h-параметра-

ми в схеме с общей базой, то точное выражение для комплексного ко-эффициента усиления по напряжению усилителя (рис. 1.5) приводит-ся к виду:

нбб

нббб

RhhRhhh

⋅−⋅+⋅−==

1.221.121.221.111.11

&&&&&&

&& . (1.15)

Последнее уравнение можно представить в иной форме:

01.1211.22

1 KhhR

ббн

y &&&&

⋅α+⋅+⋅α= , (1.16)

где б

1.110 && = ,

11 1 αωτ+

α=αj

& - комплексный коэффициент усиления по

току эмиттера VT1 [3]; бh 1.22& , бh 1.12

& , бh 1.11& , бh 1.21

& - комплексные значения h-

параметров VT1. Если предположить, что VT1 – высокочастотный транзистор, имеющий верхнюю граничную частоту αω , превышающую вω усили-

теля (рис. 1.5) ( вω>>τ−α

11 ) и 11.11 Irh тэ

б ϕ=≈& , а 11.22 кб Сjh ω≈& , 11.12 кб

б Сrjh ω≈& ,

то уравнение (1.16) упрощается:

( ) БCбск

11 ωτ+=

⋅τ+τω+≈& , (1.17)

где бкб rС 1=τ ; нкск RС 11. =τ ; т

н IRK

ϕ≈ 1

0 ; ϕт ≈ 25 мВ; 01.. KбскБС τ+τ=τ ;

rб1 – объемное сопротивление базы VT1. При этом коэффициент частотных искажений:

ωτ+≈=

&& . (1.18)

Следовательно, уравнение нормированной амплитудно-частот-ной характеристики ( )ωϕ=M и верхняя граничная частота вω каскада

с общей базой:

τω+≈=

, (1.19)

≤⋅τ+τ

≈π=ω101..

бскБС

вв . (1.20)

Таким образом, при вω>>ωα повышение верхней граничной

частоты вω каскадов с общей базой связано прежде всего с уменьше-

нием численных значений Rн, Ск1, rб, K0. Если верхняя граничная час-тота αω<ωв задана, то допустимые значения сопротивлений нагрузки

н +ϕϕ⋅

ω≈ .

Более общее уравнение для коэффициента усиления по напря-жению каскада (рис. 1.5) (с учетом частотной зависимости 1α& ) полу-

чается из (1.16):

( )( )1.

11 αωτ+ωτ+≈

& . (1.21)

Поэтому для диапазона верхних частот, незначительно отличающего-ся от вω :

( )( )1.0 11

αωτ+ωτ+==

& , (1.22)

( )2*.

222. 1

БCБC

Mτω+

≈τω+ω⋅τ+

, (1.23)

где ( ) ( )201.222

2*. 11

KбСКБСБC τ+τ+τ=τ+τ=τ αα .

Следовательно, верхняя граничная частота вω усилителя

(рис. 1.5) в этом более общем случае:

БСБС

τ=ω . (1.24)

0Rн1 →

3.вω 2.вωf2π=ω

1.вω =1τα

Рис. 1.8. Влияние сопротивления нагрузки Rн на нормированную логарифмическую АЧХ каскада (Rн1<Rн2<Rн3)

1.5 Каскад с общим эмиттером

Для сравнения усилителя данного класса (рис. 1.9) с усилителя-ми при других схемах включения VT1 (рис. 1.5) целесообразно ис-пользовать одну и ту же систему h-параметров транзистора VT1, на-пример, для схемы с общей базой ( бh ). Типовой усилитель с ОЭ (рис. 1.9) содержит резистор нагрузки Rн и элементы цепи установления статического режима Rб и Rэ. Блокирующий конденсатор Сэ обеспе-чивает в диапазоне средних частот шунтирование Rэ ( ээ RС <<ω1 ) и

исключает его влияние на Ку. Rс – внутреннее сопротивление источ-ника сигнала.

Рис. 1.9. Схема усилителя с общим эмиттером VT1

Диапазон средних частот при 1э эR С<< ω

В этом частотном диапазоне можно пренебречь влиянием разде-лительных (Ср1, Ср2) и блокирующего Сэ конденсаторов, а также и инерционностью VT1.

Точное аналитическое выражение для коэффициента усиления по напряжению схемы (рис. 1.9) приводится к виду:

нбб

, (1.25)

где ббббб hhhhh 1.211.121.221.111 −= .

С учетом численных значений h-параметров из уравнения (1.25)

следует, что при бб hh 1.121 ≈ , в первом приближении

нбб

+−≈

1.121.11

. (1.26)

Первый вывод, который можно сделать из уравнений (1.10) и (1.26) (при сравнении схем ОЭ и ОБ по коэффициенту усиления Ky), состоит в том, что эти схемы при одинаковых параметрах и одинако-вых условиях в цепи источника сигнала (Rc=0) имеют одинаковое усиление в диапазоне средних частот. Уравнения для их Ky отличают-ся только знаком, который показывает, что схема с ОЭ изменяет фазу входного сигнала на 180o. Если изменять сопротивление нагрузки Rн в широких пределах, то коэффициент усиления Ky для различных диапазонов изменения Rн рассчитывается по различным приближенным формулам:

RкОмR

⋅≈≈≤

, (1.27)

max.1≈

∞→, (1.28)

где URн – напряжение на эквивалентном двухполюснике Rн в статиче-ском режиме; ϕт ≈ 25 мВ – температурный потенциал. Если численные значения h-параметров VT1 таковы, что внут-ренней обратной связью VT1 можно пренебречь, т.е. в уравнении

(1.25) ббб hhh 1.221.111 ≈ , то коэффициент усиления по напряжению каскада

с ОЭ так же, как в схеме с ОБ, определяется формулой (1.13). Следо-вательно, для данного каскада справедливы те же рекомендации по повышению Ky, что и для схемы с ОБ. Входное сопротивление схемы с ОЭ в диапазоне средних час-тот:

нбб

вхRhh

1.221.21

1.121.11

1 +++= . (1.29)

При малых сопротивлениях нагрузки Rн уравнение (1.29) принимает вид:

11 α−≈

+≈ э

hR . (1.30)

1.5 Каскад с общим эмиттером

В диапазоне средних сопротивлений нагрузки:

нбб

вхRh

1.121.11 +≈ . (1.31)

Если сопротивление нагрузки велико ( ∞→нR ), то

1.1.121.22

1.12к

вх rhh

hR ⋅≈≈ , (1.32)

где rк1 – сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1.

Диапазон средних частот при Сэ=0 Исключение конденсатора Сэ, шунтирующего резистор Rэ в

эмиттерной цепи VT1 (рис. 1.9), существенно изменяет свойства ба-зового каскада. Так, в этом случае коэффициент усиления по напря-жению

211.121.211.221.11

])1([1 yyб

эббэ

KKhYhhh

+++++−

−= , (1.33)

где э

RK ≈1 ; б

нy hRK 1.222 = ; б

1.111.11

1+≈ .

Если Rэ и Rн сравнительно малы, то:

+−≈

⋅++−≈

++−≈

1.111.121.1111.121.11

1. (1.34)

При небольших Rэ и Rн →∞

ббн

yhRhhR

K1.121.221.12

11 −≤+

−≈∞→

. (1.35)

Если внутренняя обратная связь мала, то:

RhRK 1

1 ≈−≈∞→

. (1.36)

В области средних значений Rн и Rэ

RK −=−≈ . (1.37)

При ∞→эR и соблюдении неравенств 11.22 <<нб Rh ,

ббб hhh 1.221.111.211 >>+ коэффициент усиления меняет знак:

11.222 <<== нб

yy RhKK .

Это объясняется прямым прохождением сигнала со входа на вы-ход каскада через сопротивление rк транзистора VT1.

Диапазон высоких частот 1э эR С<< ω Верхняя граничная частота вω усилителя (рис. 1.9) определяет-

ся, с одной стороны, высокочастотными параметрами применяемого транзистора ( 1−

αα τ=ω , Ск1 и др.), а с другой – существенно зависит от эквивалентного сопротивления нагрузки. Весьма часто использование транзистора VT1 с большими значениями верхней граничной частоты

αω , измеряемой единицами ГГц, не дает существенного повышения величины вω усилителя из-за его нерационального построения, не-правильного выбора параметров элементов, окружающих транзистор.

В области высоких частот при 0=cR коэффициент усиления схемы с общим эмиттером зависит от параметров элементов, так же, как и у каскада с ОБ:

01.1211.22

1 KhhR

ббн

y α++α−=

&&& , (1.38)

где 1α& , 0K& , бijh& - коэффициенты уравнения (1.16), полученного для

схемы с общей базой (рис. 1.5). Поэтому уравнения для нормированной амплитудно-частотной

характеристики ( )ωϕ=М и верхней граничной частоты вω схемы с ОЭ имеют такой же вид, что и для схемы с ОБ:

Мτω+

≈ , (1.39)

KбскБС

в τ+τ=

τ≈ω , (1.40)

где бкб rС 1=τ ; нкск RС 11. =τ ; т

н IRK

ϕ≈ 1

0 ; мВт 25≈ϕ ; 01.. KбскБС τ+τ=τ .

Таким образом, при вω>>ωα повышение верхней граничной частоты каскадов с общим эмиттером связано с уменьшением сопро-тивления нагрузки Rн и коэффициента усиления в диапазоне средних частот K0, а также с выбором VT1 с малыми значениями емкости кол-лектор-база Ск1. Данные рекомендации хорошо работают до тех пор, пока 01. Kбск τ+τ<<τα . Поэтому дальнейшее повышение вω будет свя-зано с повышением верхней граничной частоты транзистора VT1 αω , так как предельное значение вω каскада с общим эмиттером не луч-ше, чем:

ατ≤ω 1

max.в . (1.41)

1.6 Каскад с общим коллектором

Данное включение транзистора (рис. 6.1), известное как схема с общим коллектором (ОК) [1, 2, 3], предполагает подачу сигнала uвх на базу VT1. При этом выходное напряжение uн снимается в эмиттерной цепи VT1 либо непосредственно, либо через разделительный конден-сатор Ср2:

нэбнвх uuuu >+= , (1.42)

где uэб – переменная составляющая напряжения на эмиттерно-базовом переходе VT1. Статический режим VT1 устанавливается двухполюсником I1, в качестве которого могут применяться подсхемы источников тока, ре-зисторы, динамические нагрузки и т.п.

ВыхвхU&эбU&

Рис. 1.10. Каскад с общим коллектором (эмиттерный повторитель)

Диапазон средних частот

Представляя транзистор VT1 системой hб-параметров в схеме с ОБ, можно получить следующее уравнение для коэффициента усиле-ния по напряжению каскада с ОК в диапазоне средних частот:

uK ϕ+

−==1

1.12 , (1.43)

где нRH RIU ⋅= 1 ; 25=ϕт мВ – температурный потенциал; I1 – статиче-

ский ток эмиттера VT1; Rн – эквивалентное сопротивление в эмиттер-ной цепи VT1. При ∞→нR или ∞→нRI1 из (1.43) получаем:

11 1.12max. ≈−=∞→

K . (1.44)

Рис. 1.11. Зависимость коэффициента усиления Ky от параметра URH

Входное сопротивление каскада с ОК определяется формулой:

нвхб

нвхтвхвх

1++= , (1.45)

где ( )1

111.21

1.11. 1

hR тт

твх

ϕβ≈α−

+= − ; ( ) ннб

ннвх RR

1.21. 1

1β≈α−≈

+= − ;

бh 1.211 −≈α - коэффициент усиления по току эмиттера VT1; 1

11 1 α−

α=β -

коэффициент усиления по току базы VT1. При 0→нR входное сопротивление Rвх принимает минимальное

значение Rвх.min = Rвх.т. Если эквивалентное сопротивление нагрузки велико ∞→нR , то:

кбн

вх rhR

R ≈=∞→

, (1.46)

где rк1 – сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1. В диапазоне средних значений Rн входное сопротивление опре-деляется двумя слагаемыми

нвхтвхвх RRR .. +≈ . (1.47)

1.6 Каскад с общим коллектором

б1.22

Рис. 1.12. Зависимость входного сопротивления каскада с ОК от Rн

11.11 I

h тб ϕ≈ Rγ

( )бR h 1.211tg +=γ

Рис. 1.13. Зависимость выходного сопротивления каскада с ОК от Rс

Учитывая, что схема с ОК широко используется как выходной каскад транзисторных усилителей, представляется целесообразным исследовать зависимость его выходного сопротивления Rвых от свойств источника сигнала uвх. В общем случае:

выхRh

1.211.11

+++= , (1.47)

где Rс – внутреннее сопротивление источника сигнала uвх. При малых Rс, когда в качестве uвх используется источник на-

пряжения

11.11min. I

hRR тбвыхвых

ϕ≈≈= . (1.49)

Если Rс принимает большие значения, что характерно для вклю-чения схемы ОК после каскадов с активными нагрузками [1, 2, 3, 4], то

( ) бккб

вых hr

RR 1.11

1.21max. 1

1 >>β

≈α−≈+=∞→

. (1.50)

Следует обратить внимание на то, что величины Rвых.max в этом случае могут достигать десятков-сотен кОм. Об этом необходимо помнить при разработке электронных схем. В среднем диапазоне изменений Rс:

( )бc

бвых hRhR 1.211.11 1++≈ . (1.51)

Диапазон высоких частот (Rc= 0) Комплексный коэффициент усиления по напряжению yK&

−= . (1.52)

Если считать, что бб hh 1.111.11 =& , и учесть, что 111.12 кбб Сrjh ω≈& , то

верхняя граничная частота вω каскада с ОК при данных допущениях:

≈ω , (1.53)

где rб1 – объемное сопротивление базы VT1; Ск1 – емкость коллектор-ного перехода VT1. Если сопротивление источника сигнала не равно нулю ( 0≠cR ),

то частотные свойства каскада с общим коллектором ухудшаются. Это объясняется тем, что Rс и Rвх каскада образуют делитель напря-жения, который вносит дополнительные к (1.52) частотные искажения сигнала.

1.7 Каскодный усилитель

Подкласс каскодных транзисторных усилителей (КТУ) относит-ся к числу наиболее широкополосных [1, 2, 3]. Это связано с тем, что КТУ имеют наименее глубокую внутреннюю обратную связь между входом и выходом, обусловленную физическими процессами в тран-зисторе. Типовая обобщенная схема КТУ приведена на рисунке 1.14.

нU&VT1

вх1US &&

СП1вхU&

Вых

Рис. 1.14. Обобщенная схема каскодного усилителя

Она содержит выходной транзистор VT1 с емкостью коллектор-база Ск1, эквивалентное сопротивление нагрузки Rн и паразитную ем-кость в цепи эмиттера Сэ. Согласующая подсхема СП1 преобразует изменение uвх в приращение тока iэ1 с крутизной S1. В качестве СП1 наиболее часто применяются каскады ОЭ.

Диапазон средних частот В этом диапазоне можно считать, что все реактивные элементы

не влияют на работу схемы (Cэ=0, Ск1=0, 11 SS =& ), а транзистор VT1

имеет 0=τα . Тогда коэффициент усиления по напряжению КТУ

(рис. 1.14):

спвыхбб

нвх

.1.121.22

⋅++α≈= , (1.54)

где 1−= нн RY , Yвых.сп – выходная проводимость согласующей подсхемы

СП1.

Если Yвых.сп, бh 1.22 , yн – величины одного порядка, то:

+≈ . (1.55)

Максимально возможный коэффициент усиления по напряже-нию КТУ (рис. 1.14):

11.1.121.22

1max. к

спвыхбб

y rSYhh

RK ≤

⋅+≈

∞→, (1.56)

где бк hr 1.221 1≈ - сопротивление закрытого коллекторного перехода

VT1. Таким образом, для увеличения Ky необходимо уменьшать па-

раметры бh 1.22 , бh 1.12 , Yвых.сп и увеличивать крутизну (S1) преобразования

входного напряжения uвх в ток iэ1.

Диапазон высоких частот В этом диапазоне инерционная подсхема СП1 обеспечивает пре-

образование входного напряжения вхU& в ток эмиттера VT1 1эI& с кру-

тизной ( ) 1111 1 −ωτ+= sjSS& и имеет, как правило, высокое выходное со-

противление. Поэтому обобщенное уравнение для коэффициента уси-ления по напряжению КТУ:

( )( )( )( )эsск

y jjjj

ωτ+ωτ+ωτ+ωτ+=

α 1111

0& , (1.57)

где 1

11 1 αωτ+

α=αj

& ; нRSK 110€ α= ; τск.1 = RнСк1; τэ=rэ1Сэ.

Следовательно, коэффициент частотных искажений каскада (рис. 1.14):

( )( )( )( )эsск

ωτ+ωτ+ωτ+ωτ+==

α 1111

&& . (1.58)

Если в рабочем диапазоне частот выполняются неравенства

111.2 <<ττω αск , 111.

2 <<ττω sск , 1112 <<ττω α s , 11.

2 <<ττω эск , то приближен-

но можно считать, что уравнение нормированной АЧХ:

1.8 Дифференциальные каскады с активными нагрузками

Στω+≈

М , (1.59)

где 21

2. эsскв τ+τ+τ+τ=τ αΣ .

При этом верхняя граничная частота усилителя (рис. 1.14):

ααΣ

≈ω1.

в . (1.60)

Таким образом, в каскодных усилителях расширение диапазона рабочих частот связано с минимизацией инерционностей транзистора

VT1 ( 0→τα ) и согласующей подсхемы СП1 ( 01 →τs ), а также

уменьшением эквивалентного сопротивления нагрузки Rн и емкостей

Ск1 ( 011. →=τ кнск СR ) и Cэ ( 0→τэ ).

Применение активных нагрузок [1, 2, 3] позволяет спроектиро-вать высококачественный усилитель на основе двух-трех каскадов. Дальнейшее уменьшение числа каскадов и, следовательно, числа ма-лых постоянных времени передаточной функции коэффициента уси-ления создает предпосылки к синтезу более широкополосных уст-ройств. Однако данное направление повышения частоты единичного усиления f1 (частоты среза fср), например, в операционных усилителях, несмотря на перспективность, используется довольно редко. Это объ-ясняется трудностями в разработке достаточно технологичных для микроэлектронного исполнения прецизионных дифференциальных каскадов (ДК) с малым дрейфом и повышенным усилением

( 65 1010 ÷=yK ).

Рассмотрим факторы, ограничивающие сверху коэффициент усиления ДК (рис. 1.15) с типовыми активными нагрузками, схемы которых приведены в таблице 1.1 (стр. 35).

ДУI1

VT1 VT2u1

Вх.2Вх.1

Вых.i2

VT1 VT2

VT3 VT4

-Кi.1

Вых.

Вх.1 Вх.2

Рис. 1.15. Типовые дифференциальные каскады с активными нагрузками АН1

При расчете модуля коэффициента усиления воспользуемся из-вестным уравнением теории цепей:

кy yy

, (1.61)

где yн – проводимость нагрузки ДК; у21, y22 – проводимость передачи и выходная проводимость ДК соответственно.

При типовом построении ДК (рис. 1.15а) проводимость переда-чи y21 определяется крутизной входного дифференциального усили-теля ДУ Sд [1, 2, 3, 4] и коэффициентом передачи по току активной нагрузки Ki.1:

( )бб

2.111.11

1.1.21

++=+= , (1.62)

где 121. iiK i = ; бб hh 2.111.11 , - h-параметры входных трехполюсников ДУ.

В частном случае, когда в эмиттерной цепи ДУ отсутствуют ре-зисторы местной отрицательной обратной связи [3]:

12.111.11

Ihh тбб ϕ=≈ , (1.63)

где мВт 25≈ϕ - температурный потенциал; I1 – статический ток об-

щей эмиттерной цепи ДУ. Выходная проводимость ДК относительно выходного узла «К» определяется двумя слагаемыми:

ДУa yhy .22.2222 +≈ , (1.64)

где h22.a – выходная проводимость подсхемы активной нагрузки АН1 в режиме холостого хода в цепи узла 1; y22.ДУ – выходная проводи-мость ДУ относительно узла «К» при h22.a = 0 в режиме короткого за-мыкания на входах Вх.1, Вх.2. Таким образом, коэффициент усиления по напряжению ДК (рис. 1.15а):

( )( )нДУaбб

.22.222.111.11

1.1. (1.65)

В частном случае, с учетом формулы (1.63):

нДУa

+++⋅

.22.22

1.1 125,0 . (1.66)

Формула (1.66) показывает основные направления повышения Ky дифференциальных каскадов. Это - увеличение сомножителей I1,

Ki.1 и минимизация численных значений h22.a, y22.ДУ и yн, а также учет их режимной зависимости.

Однако практически всегда для получения небольшого дрейфа э.д.с. смещения нуля приходится выбирать активную нагрузку ДК так, чтобы Ki.1=1, т.е. АН должна быть повторителем тока. Далее, энергетические ограничения и ограничения на входные токи ДК не позволяют также иметь большие уровни статического то-ка транзисторов ДК ( мА11,01 ÷<I ). Следовательно, основным на-

правлением повышения Ky дифференциального каскада с АН остается рациональная схемотехника подсхем ДУ, АН и выбора способа под-ключения конкретной нагрузки к узлу «К», при которых удается обеспечить h22.a ≈ 0, y22.ДУ ≈ 0, yн ≈ 0. Рассмотрим пути и предельные возможности минимизации каж-дого из слагаемых в знаменателе формулы (1.65). Составляющая yн

Численные значения yн, как нагрузки первого каскада в много-каскадном усилителе (МУ), зависят от способов построения второго каскада МУ. Если это типовой эмиттерный повторитель ПН1 (рис. 1.16), то

( ) эбб

н Yhhy ⋅++= *1.21

*1.22 1 , (1.67)

где Yэ – эквивалентное сопротивление в эмиттерной цепи входного

транзистора ПН1 (VT1*); *1.22

бh , *1.21

бh - h-параметры VT1* в схеме с об-

щей базой. Предельные значения yн.min:

( ) 1*1

*1.22min. 0

−≈≈

→ кб

н rhY

y , (1.68)

где r*к1 – сопротивление закрытого коллекторного перехода VT1*.

Если повторитель ПН1 выполнить по схеме со следящим питанием [1-5], то проводимость yн.min уменьшается:

( ) *1.223min. 1

н hKY

y −≈→

, (1.69)

где 1uuK выхп3п ≈= – коэффициент передачи по напряжению цепи

следящего питания ПН3 (рис. 1.16, разрыв в точке «а»).

Таким образом, современные схемотехнические приемы позво-ляют обеспечить достаточно малые значения эквивалентной прово-димости нагрузки ДК, приведенной к его выходному узлу «К». При-менение полевых транзисторов во втором каскаде также способствует успешному решению данной задачи. Составляющая y22.ДУ

Численные значения проводимости y22.ДУ зависят от свойств входных трехполюсников ДУ, а также от коэффициента усиления по току подсхемы АН Ki.1. Так, для схемы ДУ (рис. 1.15а):

( )бб

ДУhh

2.111.11

2.121.2.22.22 1

+++≈ . (1.70)

С учетом (1.63) последняя формула принимает вид:

бДУ h

Ihy 2.12

12.22.22 5,0

ϕ+≈ . (1.71)

Если учесть аппроксимированную режимную зависимость выходной проводимости биполярного транзистора от статического тока эмитте-ра Iэ:

эбх

Ihh .2222 ≈ , (1.72)

где const.22 =бхh – численное значение бh 2.22 транзистора VT2 при за-

данном характеристическом токе эмиттера const2 == хэ II , то

ϕ+≈

hIy 2.12.221.22 5,0 . (1.73)

Таким образом, минимизация составляющей y22.ДУ связана, пре-жде всего, с применением режима микротоков транзисторов VT1, VT2 ДУ (рис. 1.15а), а также с рациональным построением его вход-ных трехполюсников VT1, VT2, при котором удается получить (схе-мотехническими методами) 02.22 ≈бh , 02.12 ≈бh . Такое решение возмож-но за счет использования специальных составных транзисторов в ка-честве трехполюсников VT1, VT2 с малыми значениями бh 2.22 , бh 2.12 [8].

Заметим, что введение следящего питания (повторителя ПН3, рис. 19) для минимизации составляющей y22.ДУ практически невоз-можно осуществить. Поэтому единственным схемотехническим приемом, позволяющим уменьшить y22.ДУ до уровня б

ДУ hy 2.22.22 << , яв-

ляется предложенная в [6] следящая связь по току закрытого коллек-торного p-n- перехода VT2 (VT1). В тех случаях, когда выходная проводимость ДУ y22.ДУ опреде-ляется вторым слагаемым (1.70), т.е. когда она существенно зависит от глубины внутренней обратной связи VT2, целесообразно использо-вать каскодные ДК (рис. 1.15б). В схемах каскодных ДК (рис. 1.15б):

( )бб

ббiб

ДУhh

2.111.11

4.122.121.4.22.22

+⋅++≈ . (1.74)

Для частного случая (рис. 1.15б), когда выполняются условия (1.72) бб

бДУ hh

IIhy 4.122.12

114.22.22 5,0 ⋅⋅

ϕ+≈ . (1.75)

Следовательно, выигрыш по усилению Ny, который дает каскод-ный усилитель (рис. 1.15б) в сравнении со схемой ДК (рис. 1.15а):

14.122.1214.22

12.1212.22.

;0 −

ϕ⋅+ϕ+≈=

тббб

тбб

yN , (1.76)

где Ky.кy – коэффициент усиления по напряжению схемы (рис. 1.15б). Предельные значения Ny.max не лучше, чем:

ббaн

N4.12)2(4.22.22

0;0;0≈

===. (1.77)

Однако условия реализации предельных значений Ny.max в схеме (рис. 1.15б) трудно выполнимы. Поэтому:

бтaн

N 2.124.22

0;0⋅

⋅ϕ+≈

==. (1.78)

Составляющая h22.a Анализ численных значений выходной проводимости h22.a типо-

вых активных нагрузок, приведенных в таблице 1.1, показывает, что при Ki.1 ≈ 1 в первом приближении можно считать, что:

*3.122

*3.221.22 2

Ihhh тбб

ϕξ+ξ≈ , (1.79)

где *3.

бijh – h-параметры выходного транзистора активной нагрузки; ξ1,

ξ2 – коэффициенты, зависящие от конфигурации схемы АН (табл. 1.1).

Таблица 1.1 № Схемы активных нагрузок Параметры уравнения 1.79 1

1;2 21 =ξ=ξ

0;2 21 =ξ=ξ

VD1VT4VT3*

1;1 21 =ξ=ξ

VT4VT5

0;2 21 =ξ=ξ

1;1 21 =ξ=ξ

В активных нагрузках с местной отрицательной обратной свя-

зью, минимизирующей влияние бh 3.12 на h22.а, коэффициенты 21,ξξ ле-

жат в пределах 102 ÷=ξ и 211 ÷=ξ . Учитывая большой разброс вы-

ходной проводимости транзисторов *3.22

бh и численные значения 1ξ ,

можно приближенно считать, что h22.a и *3.22

бh имеют одинаковый по-

рядок. В тех случаях, когда проводимость активной нагрузки является доминирующим фактором, целесообразно использовать два следую-щих схемотехнических приема повышения Ky. Первый прием – это специальное построение подсхемы АН [6], при котором вводится сле-дящая связь по току закрытого коллекторного перехода выходного транзистора АН1, уменьшающая выходную проводимость h22.a до

уровня, меньшего, чем *3.22

бh одиночного транзистора VT3* [6]. Второй

схемотехнический прием состоит в использовании следящего питания в активной нагрузке АН1 (рис. 1.16).

ДУВх.2Вх.1

Вых.

uвых

ПН3а

2-Кi.1

uK ПН1

СПТ1

Рис. 1.16. Функциональная схема входного каскада операционного

усилителя К5005УД1 с цепью следящего питания (ПН1, ПН2) активной нагрузки АН1

Дифференциальные каскады с цепью следящего питания активной нагрузки Типовая функциональная схема ДК этого класса приведена на

рисунке 1.16. Она содержит активную нагрузку АН1, классический дифференциальный усилитель ДУ и два основных повторителя на-пряжения ПН1, ПН2. Для повышения входного сопротивления второ-го каскада может применяться цепь следящего питания VT1*, реали-зованная на основе повторителя ПН3. В ряде случаев подсхема ПН2 может отсутствовать.

Введение следящего питания уменьшает эффективное значение

выходной проводимости АН от уровня h22.a до уровня эфah .22 :

( ) ( )12.2221.22.22 11 KhKKhh aaэф

a −=⋅−= , (1.80)

где 11 ≈=к

вых

uK , 10

2 ≈=выхu

uK – коэффициенты усиления по напряже-

нию повторителей ПН1,ПН2, 2112 KKK ⋅= .

Так как 12112 ≈⋅= KKK , выигрыш по выходной проводимости эф

ah .22 и, следовательно, Ky может достигать значительных величин.

Следует, однако, отметить, что передача с помощью ПН1, ПН2 (рис. 1.16) выходного напряжения ДК от узла «К» к узлу «0», а затем в узел К* приводит к изменению составляющей выходной проводимо-сти ДК, обусловленной влиянием внутренней обратной связи VT1, VT2 (рис. 1.15а):

( ) ( ) 121.1.221.12122.122.111.11

1.2.22.22

1KKhhKh

ббб

iбДУ ⋅⋅+⋅−

+++≈ . (1.81)

При идентичных значениях h12.2 = h12.1 и Ki.1=1, K12=1 в схеме (рис. 1.16) обеспечивается компенсация второй составляющей y22.ДУ (1.70) и y22.ДУ принимает следующее предельное значение:

121.222.22min..22 Khhy ббДУ ⋅+≈ . (1.82)

Практически из-за большого разброса бh12 транзисторов следя-

щее питание не дает существенного уменьшения y22.ДУ. Однако оно обеспечивает более высокую степень симметрии статического режи-ма ДУ, минимизирует градиент температуры эмиттерных областей VT1, VT2 из-за разных рассеиваемых мощностей на коллекторе и, как

следствие, уменьшает дрейф э.д.с. смещения нуля ДК. В этой связи передача выходного напряжения ДК uк в узел «К*» может применять-ся независимо от передачи uк в цепь питания активной нагрузки.

Вых.2

Вх.1 Вх.2

Вых.1

Рис. 1.17. Пример построения цепи следящего питания (ПН1) активной нагрузки АН1

Учитывая, что на высоких частотах 1.22 птa Cjh ω≈& , где Спт1 – вы-

ходная емкость АН1, следует ожидать некоторого улучшения частот-ных характеристик ДК в схемах со следящим питанием. Однако ука-занный положительный эффект существенно зависит от частотных свойств (инерционности) повторителей ПН1, ПН2, ПН3, которые мо-гут быть реализованы как по традиционным, так и специальным схе-мам (рис. 1.17).

Выводы

1. Предельные значения основных параметров базовых схем широ-кополосных усилителей (общий эмиттер, общая база, общий кол-лектор, каскодный усилитель, дифференциальный усилитель)

существенно зависят от координат статического режима и свойств применяемых транзисторов, рациональной схемотехники их основных функциональных узлов (активных нагрузок, согла-сующих подсхем, источников опорного тока и т.п.).

2. Полученные в настоящей главе точные и приближенные аналити-ческие выражения для малосигнальных параметров и характери-стик ШУ, исследования их зависимостей от свойств нагрузки и источника входного напряжения дополняют современную теорию усиления сигналов, могут использоваться при параметрическом синтезе аналоговых микросхем различного функционального на-значения.

Глава 2

ИСТОЧНИКИ ОПОРНОГО ТОКА И АКТИВНЫЕ НАГРУЗКИ

ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ 2.1 Выходная проводимость классических активных нагрузок В современной аналоговой микросхемотехнике активные на-

грузки (АН) являются одним из основных функциональных узлов, от которых зависят многие параметры усилительных каскадов.

Различают управляемые АН, когда в их структуре, кроме выхо-да «Вых», выделяется вспомогательный входной узел «Вх», и не-управляемые АН-двухполюсники. В первом случае на вход «Вх» по-дается токовый сигнал iвх. Если Rэ=Rб (рис. 2.1), то такая схема актив-ной нагрузки известна как повторитель тока или «токовое зеркало», так как ее коэффициент передачи по току близок к единице:

вых ≈≈=R

Во втором случае вход «Вх» не используется на переменном то-ке и служит только для установления статического режима VT1. В та-ком режиме АН может рассматриваться как источник некоторого ста-

2.1 Выходная проводимость классических активных нагрузок

тического тока I0 с дифференциальным выходным сопротивлением гвых=1/увых. Численные значения I0 и его стабильность определяются цепями установления статического режима VT1.

Выходная проводимость типовых АН, которые приводятся к эк-вивалентной схеме (рис. 2.1), определяется следующим соотношением:

( ) ( ) ( )э*э

б1.12

бб1.22

эк.11

вых 111

α−+µ⋅α+

α−++⋅≈ , (2.1)

где ;, *эээ

*ббб RrRRrR +=+= ( )эк rr - сопротивление коллекторного

(эмиттерного) перехода VT1; бr - объемное сопротивление базы VT1;

1α - коэффициент усиления по току эмиттера VT1; эк.1 12.1бhµ ≈ - коэф-

фициент внутренней обратной связи транзистора VT1; ijh - h-

параметры VT1.

Рис. 2.1. Обобщенная эквивалентная схема управляемых

активных нагрузок

В соответствии с формулой (2.1) при невысоких значениях Rэ, преобладающим фактором является второе слагаемое, которое харак-теризует влияние внутренней обратной связи транзистора:

( ) .1

б1.12

эк.1вых

−+≈

+µ≈ rRh

Глава 2. Источники опорного тока и активные нагрузки широкополосных усилителей

Если обеспечить достаточно высокие значения Rэ, то предельная величина выходной проводимости АН ограничивается сопротивлени-ем гк обратно смещенного р-n перехода выходного транзистора VT1:

.б1.22

-1к.1вых.min hry ≈≈

Численные значения параметров транзистора существенно зави-сят от его режима по постоянному току. На рисунке 2.2 приведены

экспериментальные графики функции ( ),, кбэб12 UIfh = ( )кбэ

б22 ,UIfh =

для типовых интегральных p-n-р и п-р-п транзисторов.

Рис. 2.2. Типовая зависимость глубины внутренней

обратной связи интегрального n-p-п транзистора

от координат статического режима

Рис. 2.3. Зависимость выходной проводимости

интегрального n-p-п транзистора от статического

режима

2.1 Выходная проводимость классических активных нагрузок

Сравнение АН на полевых (ПТр) и биполярных транзисторах

показывает, что более высокие выходные сопротивления (при одина-ковых и сравнительно небольших Rэ) имеют схемы на биполярных транзисторах. Это связано с тем, что ПТр характеризуются в схеме с общим затвором более глубокой внутренней обратной связью:

312 hh >> ,

где 32312 1010 −− ÷=h - h-параметр ПТр в схеме с общим затвором.

Однако предельные значения их выходного сопротивления мо-

гут быть значительно выше, так как у полевого транзистора б22

322 hh >> .

Данный режим обеспечивается при ∞→эR , а также введением мест-

ных обратных связей.

Рис. 2.4. Типовая зависимость глубины внутренней обратной связи интегрального n-p-п транзистора от координат статического режима

Рис. 2.5. Зависимость выходной проводимости интегрального

n-p-п транзистора от статического режима

а) б)

Рис. 2.6. Базовые схемы активных нагрузок

Для наиболее распространенных активных нагрузок (рис. 2.6)

при токах эмиттера Iэ2<1 мА и типовых значениях параметров спра-ведливы следующие соотношения:

э.2эк.22.22вых ϕ

⋅µ+≈ Ihy (рис. 2.6а) (2.2)

,2 э.2m

эк.2эк.12.22вых Ihy

ϕµ⋅µ+≈ (рис. 2.6б) (2.2)

где ≈ϕm 25 мВ - температурный потенциал; эк. 12.б

i ihµ ≈ . При этом численные значения выходного сопротивления АН не

превышают сотен килоом (рис. 2.6а) или единиц мегаом (рис. 2.6б).

Таблица 2.1

Эквивалентные h-параметры типовых подсхем активной нагрузки

№№ Подсхема 1 hij .1 Формула 1 2 3 4 1

VT1 VT2

2.112/212.11 )1( −++

ббб

11.112.12

2.111.112.22 )( −+

+ бб

ббб hh

ббб

1.111.111.21

2.111.11

ббб hh

hhh 1.112.21

2.211.112.12 +

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки с повышенным выходным сопротивлением

Продолжение табл. 2.1 1 2 3 4 2

VT1 VT2

-UИП

3.111.11 R

бб +

11.112.122.22 )( −+ ббб hhh

−бббб

3.211.213.211.21

3.211.21

5,0)1)(1(

)1)(1(1

ббб hh

hhh 3.112.21

2.213.112.12

VT1 VT3

)1(1.11

2.113.11 б

3.122.12

3.112.22 )1( ++

1)12(1

3.213.212.21

3.212.213.212.21ббб

бббб

++++++

)( 3.112.112.223.11

1.112.123.12

ббб

ббб hhh

hhh ++−

2.2 Источники опорного тока и активные нагрузки

с повышенным выходным сопротивлением

Относительно низкие выходные сопротивления (rвых) типовых источников опорного тока (ИТ) на транзисторах в схемах активных нагрузок не позволяют обеспечить дальнейшее улучшение ряда каче-ственных показателей широкополосных усилителей, например, коэф-фициента усиления по напряжению. Для повышения rвых между эмиттером и базой выходного тран-зистора ИТ часто включается инвертирующий усилитель [1]. Однако, у таких источников тока выходное сопротивление оказывается всегда

меньше сопротивления закрытого коллекторного перехода транзисто-ра в схеме с общей базой [1]. Значительное увеличение rвых можно получить в схеме ИТ на рисунке 2.7а [6, 8, 27]. Полагая, что усилитель У2 имеет низкое вход-ное и высокое выходное сопротивления, аналитическое выражение для выходной проводимости ИТ (рис. 2.7а) можно привести к виду:

( )[ ] 1вых

22.2б11.1

б22.111.221.2

б21.1

б12.122.222.211.2

б11.121.2

б22.1

вых rhhhhhhh1

hhhhhh1hy −=

+++++⋅+++

= , (2.4)

где б22.1h , б

11.1h , б21.1h , ( 22.2h , 11.2h , 21.2h ) - h-параметры транзистора VT1

усилителя У2. Рассмотрим наиболее простой, с точки зрения практической реализации схемы случай, когда в уравнении (2.4) 1h21.2 −= . Послед-

нее условие соответствует применению в качестве У2 неинверти-рующего усилителя тока с единичным коэффициентом усиления по то-ку (рис. 2.7б).

При 1hh б22.111.2 << , 1hh 22.2

б11.1 << , 1h21.2 −= из уравнения (2.4) сле-

дует, что предельно возможные значения выходной проводимости:

( )[ ]б22.111.2

б11.1

б12.122.2

121.2вых.min hhhhh

hy ⋅++=

−=. (2.5)

ВыхI0

rk1irk

Вых ВхirkУ2

rk21.2 ih ⋅−

VT4VT3

Вых

а) б)

Рис. 2.7. Обобщенная схема источников тока с повышенным

выходным сопротивлением (а) и пример построения подсхемы У2 (б) [27]

С другой стороны, если учесть, что усиление по току компенси-рующего канала У2 меньше единицы:

( )21.2б22.1

*вых.min h1hУ +≈ .

Анализ соотношения (2.5) при реальных значениях входящих в него параметров показывает, что выходное сопротивление ИТ (рис. 2.7а) может в десятки и сотни раз превышать выходное сопро-тивление транзистора VT1 в схеме с общей базой.

Усилитель У2, наряду с единичным коэффициентом усиления по току, должен иметь низкое входное и высокое выходное сопротив-ления. Этому требованию, в большинстве случаев, удовлетворяют простейшие усилительные каскады.

H-параметры трех частных вариантов построения У2 (рис. 2.7б и рис. 2.8) связаны с номиналом резисторов цепи установления стати-ческого режима следующими выражениями:

1. Усилитель У2 на рисунке 2.7б ( )

( )б21.3

б11.3

б21.32.4

б11.3

++≈ ,

dб21.3

б11.3

б21.3

++++≈ ,

322.2 R

1h ≈ ,

где ( )42422.4 RRRRR +⋅= ; rd – динамическое сопротивление диода VD1.

Вых

+Есм

Вых

+Есм1

+Есм2

а) б)

Рис. 2.8. Варианты построения неинвертирующего усилителя У2 с единичным коэффициентом передачи по току (h21.2 ≈ -1)

2. Усилитель У2 на рисунке 2.8а

2.3d1.211.2

+≈ ,

d1.2б11.3

2.3б21.3

⋅≈ , б

22.322.2 hh ≈ ,

где ,rrr d5d4d1.2 += ( )б11.32

б11.322.3 hRhRR +⋅= .

3. Усилитель У2 на рисунке 2.8б

б11.3

+≈ ,

б11.3

б21.3

+≈ , б

22.4б22.322.2 hhh +≈ .

Экспериментальные значения выходного сопротивления ИТ, реализованных в соответствии с обобщенной схемой (рис. 2.7а), ле-жат в диапазоне нескольких сотен мегаом. Компенсирующий усилитель У2 существенно влияет на темпе-ратурную стабильность выходного тока I0 и частотную зависимость выходного сопротивления ИТ, которая в основном определяется ем-костью закрытого коллекторного p-n-перехода VT1. Несколько до-полнительных вариантов построения подсхемы У2 показаны на ри-сунках 2.9, 2.10.

Вых.

+ЕСМ

Вых.

- а) б)

Рис. 2.9. Варианты построения компенсирующих каналов У2 (начало, окончание на стр. 49)

в) г)

Рис. 2.9. Варианты построения компенсирующих каналов У2

(окончание, начало на стр. 48)

В схеме (рис. 2.9а) компенсирующий усилитель У2 реализован

по двухканальной схеме на транзисторах VT2, VT3, VT4. Особен-

ность ИТ (рис. 2.9б) состоит в том, что он выполнен на однотипных n-

p-n-транзисторах. Схемы ИТ рисунков 2.9в и 2.9г иллюстрируют осо-

бенности построения многоярусных ИТ, которые в принципе могут

иметь более высокие качественные показатели по стабильности вы-

ходного тока и выходному сопротивлению.

Усилители тока У2 компенсирующего канала могут быть реали-

зованы и по схеме с глубокой отрицательной связью (рис. 2.10). Такие

решения эффективны при построении радиационно-стойких преобра-

зователей «напряжение-ток», а также в схемах высоковольтных ИТ на

мощных транзисторах, характеризующихся повышенной температур-

ной нестабильностью обратного тока коллекторного перехода Iкб.0.

VT3 VT4

Вх.1

Вх.2

Рис. 2.10. Управляемый высоковольтный ИТ с компенсацией Ск1

и температурной нестабильности Iкб.0 выходного транзистора VT1

Как было показано в главе 1, динамические параметры совре-

менных усилителей с непосредственной связью каскадов существенно

зависят от свойств активных нагрузок (АН) [27]. В работах [6, 8, 27-

30] впервые было обращено внимание специалистов в области анало-

говых микросхем на возможность получения сверхвысоких значений

выходного сопротивления АН на биполярных транзисторах (в т.ч. и

на горизонтальных p-n-p-типа) схемотехническими методами. На ри-

сунке 2.11 показана одна из базовых конфигураций АН этого класса.

=suвх

Вых

VT1БЭ

Рис. 2.11. Активная нагрузка на основе составного транзистора (VT1, VT2) с компенсацией выходного

сопротивления VT2

Можно показать, что выходная проводимость активной нагрузки (рис. 2.11) определяется следующим соотношением:

( ) ( )б21.2

б21.11

б12.2

*б22.1

б21.21

б21.2

б21.11

б21.11б

22.2выхh1hK1

+++≈ , (2.6)

где ;hh1

*б22.1

б11.2

1 += ;

б22.1

*б22.1 += hij1, hij2 – параметры транзи-

сторов VT1 и VT2 в схеме с общей базой соответственно; Rэ – экви-валентное сопротивление в эмиттерной цепи выходного транзистора VT2. Так как нагрузкой транзистора VT1 является низкое входное со-

противление эмиттерной цепи транзистора VT2, а б11.1h много меньше

входного сопротивления базовой цепи транзистора VT2, то при выво-

де соотношения (2.6) было принято, что 0h,0h б12.1

б11.1 ≈≈ .

Для нейтрализации влияния внутренней обратной связи транзи-стора VT2, как уже отмечалось, необходимо обеспечить выполнение условия ( ббб hhh 2.222.12

*1.22 << ). Тогда величина выходной проводимости

АН определяется в основном первым слагаемым в соотношении (2.6). Заменяя в (2.6) h-параметры параметрами Т-образной эквивалентной схемы транзистора в схеме с общей базой, получим:

)б(1бK1r

211к2

вых

вых −−−

== (2.7)

++= (2.8)

Аналогично для коэффициента передачи тока активной нагрузки (рис. 2.11) справедливо следующее соотношение:

( ) .б1бK1

нвх

2i2 −−

= (2.9)

При реальных значениях параметров транзисторов VT1-VT2 1,rr к1э2 << 1Rr ээ2 << . В этом случае K1≈1 и соотношения (2.7) и (2.9)

принимают вид:

)б(1б1rR

21к2вых −

−−≈ (2.10)

( )( )

βα+β+α

=α−−

= , (2.11)

где 1

11 1 α−

α=β .

Если цепь компенсации выходной проводимости выключена (коллектор транзистора VT1 подключен к источнику питания, то вы-ходное сопротивление и коэффициент передачи по току активной на-грузки (рис. 2.11) определяются следующим образом:

к2*вых rR ≈ , 2

*i2 бK ≈ . (2.12)

Таким образом, введение в активную нагрузку цепи компенса-ции (транзистора VT1) позволяет не только получить выходное со-противление, значительно превышающее величину rк2, но и повысить коэффициент передачи тока. Это связано с тем, что та часть эмиттер-ного тока транзистора VT2, которая ответвляется в его базовую цепь, направляется на выход через транзисторы VT1 и VT2. Если ∞>>β1 , то Ki2=1 независимо от величины 2,01,02 −>α . Для оценки эффективности цепи компенсации целесообразно использовать специальный параметр: отношение выходных сопро-тивлений АН, определяемых формулами (2.10), (2.12):

i2 >β+

β+==α ,

21*вых

выхR

)б(1б1

−−−

== . (2.13)

Графические зависимости коэффициента KR, характеризующего эффективность цепи компенсации для различных значений коэффи-циентов передачи тока транзисторов VT1 и VT2, приведены на ри-сунке 2.12. Из анализа выражения (2.10) и графиков (рис. 2.12) следу-ет, что эффективность цепи компенсации rк2 в первую очередь опре-деляется свойствами транзистора VT1.

00,2 0,4 0,6 0,8 2α

95,01 =α

00,2 0,4 0,6 0,8 1α

95,02 =α

а) б)

Рис. 2.12. Эффективность компенсации выходного сопротивления транзистора VT2 при разных значениях α1 и α2 При достаточно малых значениях разности 1-α1 степень компен-

сации Rвых слабо зависит от коэффициента передачи тока транзистора VT2. Этот вывод также подтверждается графическими зависимостями коэффициента передачи тока Ki2, представленными на рисунке 2.13.

Таким образом, при малых значениях α2 или изменении α2 в широких пределах ( 11,02 ÷=α ) необходимым условием получения

стабильного единичного коэффициента передачи по току Ki.2 рассмат-риваемой активной нагрузки является следующее ограничение на па-раметры n-p-n-транзистора VT1: 11 →α ; ∞→β1 .

0,2 0,4 0,6 0,8 2α

95,01 =α

0,2 0,4 0,6 0,8 1α

95,02 =α0,8

а) б)

Рис. 2.13. Влияние α2, α1 на эквивалентный коэффициент

усиления по току эмиттера Ki.2 составного транзистора (рис. 2.11)

Низкие требования к усилительным свойствам транзистора VT2 позволяют использовать интегральные «боковые» p-n-p- транзисторы, не ухудшая существенно параметров активной нагрузки. Следова-тельно, применение активных нагрузок с цепями компенсации вы-ходной проводимости в интегральных микросхемах не приводит, в большинстве случаев, к усложнению стандартных технологических процессов. Управляемые источники тока (УИТ)

Для построения программируемых операционных усилителей необходимо иметь семейство опорных источников тока, у которых выходная координата устанавливается внешним двухполюсником ISET (RSET). Для получения повышенных выходных сопротивлений хотя бы для одного (основного) выхода такие УИТ целесообразно выпол-нять в соответствии с функциональной схемой (рис. 2.14а).

Она содержит выходной транзистор VT1, коллекторно-базовый переход которого моделируется элементами Ск1 – rк1, и два инверти-рующих повторителя тока ПТ1 и ПТ2, имеющих низкое входное и высокое выходное сопротивления, а также близкие к единице коэф-фициенты усиления по току 1K i.1 ≈ и 1K i.2 ≈ . Двухполюсник I1 опре-

деляет статический режим схемы. Переменный входной сигнал, если это необходимо, может подаваться не только на выход УИТ, но и в узлы Вх.1 или Вх.2.

Вх.2

Вх.1

Вых.

(+ISET)

ic-K i.1

-K i.2

Вых.i+ECM

Рис. 2.14. Функциональная схема УИТ с повышенным выходным сопротивлением (а) и ее модификация (б)

Выходная проводимость УИТ (рис. 2.14а) существенно зависит от численных значений Ki.1 и Ki.2:

( )i.2i.11б22.1вых KKб1hУ ⋅−≈ . (2.14)

Варьируя площади эмиттерных переходов транзисторов в струк-туре ПТ1 (ПТ2) можно на этапе изготовления микросхемы обеспечить изменения Ki.1 (Ki.2) в небольших пределах. При 1KKб i.2i.11 =⋅ выход-

ная проводимость близка к нулю. Если 1KKб i.2i.11 >⋅ , то выходная

проводимость имеет достаточно стабильное отрицательное значение. Этот эффект может быть полезен в схемах многокаскадных широко-полосных усилителей.

Частные варианты построения УИТ показаны на рисунках 2.15-2.17. Вых.

+ЕСМ

Вх.2

(+ISET)

(-ISET)

Вых +Есм

ПТ1Вх

а) б)

Рис. 2.15. Примеры построения УИТ

В схеме рисунка 2.15а потенциальные координаты транзисторов

ПТ1-ПТ2 устанавливаются источником напряжения Есм, а токовые – источником тока I1.

В схеме рисунка 2.16 согласование потенциалов обеспечивается стабилитроном на транзисторе VT3, а резистор RSET определяет вы-ходные токи транзисторов VT1, VT4-VT7 УИТ.

Вых.

Вх.2 (+ISET)VT1

(-ISET)

2* 2**

VT6 VT7

Рис. 2.16. Пример построения УИТ с цепью согласования

потенциалов на базе стабилитрона VT3

Особенность схемы рисунка 2.17а состоит в том, что статиче-ский потенциал на базе транзистора VT1 здесь определяется источни-ком опорного напряжения Еоп.

Синтез новых модификаций УИТ на базе двух повторителей то-ка ПТ1, ПТ2 можно осуществить, если учесть их индивидуальные свойства. Так, согласующий двухполюсник Еоп1 в схеме рисунка 2.18 включен в цепь общей шины ПТ1. Это стало возможным в связи с тем, что у большинства практических схем повторителей тока ПТ1 (ПТ2) напряжение между узлами «1» и «0» слабо изменяется в широ-ком диапазоне изменения I2. Это позволяет увеличивая или уменьшая Еоп1 устанавливать статический режим VT1.

В современных аналоговых микросхемах высокостабильные нерегулируемые источники опорного тока реализуются на основе двух классических повторителей тока. В этой связи двухполюсник I1 в схемах рассматриваемого класса может быть функционально совме-щен с повторителями ПТ2 (ПТ1), что упрощает схему в целом.

Вых. +

rк1VT1

Вх.2 (+ISET)ПТ2

(-ISET)

Вых.

R2 VD2

ИСТ2

Рис. 2.17. Примеры построения УИТ с цепью согласования потенциалов на базе двухполюсника Еоп (а) и транзистора VT2 (б)

Вых.Вх.1

I2 RН1

ЕОП1

-Кi.1

-Кi.2

Рис. 2.18. Функциональная схема УИТ с последовательным включением согласующих повторителей тока ПТ1-ПТ2

и источника опорного напряжения Еоп1

Управляемые активные нагрузки на базе дифференциальных каскадов с токовыми выходами Типовой дифференциальный каскад можно рассматривать как

подсхему, имеющую два противофазный токовых выхода. Это позво-ляет реализовать на их основе управляемые активные нагрузки (УИТ) с повышенным выходным сопротивлением, показанные на рисунках 2.19-2.21.

Основная особенность схем (рис. 2.19-2.21) заключается в наличии цепи прецизионного выделения «паразитного» тока через закрытый кол-лекторный переход транзистора VT1 (ic1) и существовании высокочас-тотного канала передачи выделенного тока ic1 на выход УИТ. Для компенсации отрицательного эффекта, обусловленного элементами rк - Ск транзистора VT1, в схемах рисунков 2.19-2.21 при-меняются повторители тока ПТ1-ПТ2 и цепи согласования статиче-ских потенциалов, реализованные на основе двухполюсников (источ-ников опорного напряжения).

ПТ1 ПТ2

-Кi.2

ЕОП1

ДУВх.1

Вх.2 Вых.

ЕОП2

2 1 21

-Кi.1

Рис. 2.19. Функциональная схема УИТ с параллельно-последовательным включением согласующих повторителей

тока ПТ1-ПТ2

ПТ1 ПТ2

Вых.Вх.1 Вх.2ДУ

1 22 1

ЕОП1

-Кi.1 -Кi.2

Рис. 2.20. Функциональная схема УИТ с параллельно-последовательным включением согласующих повторителей

тока ПТ1-ПТ2

2.3 Источники опорного тока (напряжения) с низкой чувствительностью к нестабильности источников питания

Вых.2

Вх.1 Вх.2

Вых.1

RH2 RH1I1

-K i.1

-K i.2

Рис. 2.21. Функциональная схема УИТ на базе мультивходового

повторителя тока ПТ2

Рассмотренные в настоящем разделе функциональные схемы УИТ и активных нагрузок могут послужить основой для построения широкополосных усилителей в микроэлектронном исполнении.

2.3 Источники опорного тока (напряжения)

с низкой чувствительностью к нестабильности источников питания

Одним из базовых функциональных узлов аналоговых микро-

схем являются источники тока (ИОТ опорного напряжения (ИОН), которые устанавливают статический режим усилительных элементов. Параметры ИОН (ИОТ) определяют точностные статические характе-ристики дифференциальных каскадов (ДК), ослабление синфазных сигналов ДК, шумы в компенсационных стабилизаторах напряжения, погрешности АЦП и т.п.

Рассмотрим (применительно к базовой функциональной схеме ИОН рис. 2.22а) схемотехнические методы минимизации чувстви-тельности опорного напряжения Uоп1 к нестабильности напряжения питания Е1 (Е2). Такая задача возникает при построении прецизион-ных аналоговых устройств, работающих в широком диапазоне изме-нения питающих напряжений.

VT1 VT2

UОП.1

ЕОП

1 2ΣKr

Вых.u VT3

Вых.i IОП

Вых.i

а) б)

Рис. 2.22. Базовая функциональная схема источника опорного

напряжения (тока) на биполярных транзисторах (а) и пример ее практической реализации (б)

Схема (рис. 2.22а) содержит повторитель тока ПТ1, выходной

ток которого определяет статический режим двухполюсника Еоп. В свою очередь входным током ПТ1 является выходной ток ИТ2. В ка-честве Еоп могут применяться стабилитроны, а также более сложные подсхемы с заданным температурным коэффициентом Еоп.

Одной из причин нестабильности Uоп1 является конечное значе-ние эквивалентного выходного сопротивления ПТ1 и ИТ2:

( )[ ] 11выхст

оп.1н.1 yr1

−−⋅+≈= , (2.15)

2.3 Источники опорного тока (напряжения) с низкой чувствительностью к нестабильности источников питания

где yвых = y22.пт + y22.ит = (rк.∑)-1; y22.пт, y22.ит - выходные проводимости ПТ1, ИТ2; rст- дифференциальное сопротивление Еоп.

При работе типовых Еоп в режиме малых токов численные зна-

чения rст лежат в пределах сотен Ом, а 76вых 1010y −− ÷= см. Поэтому

54н.1 1010K −− ÷≈ , что в ряде случае недостаточно.

Из формулы (2.15) следует, что уменьшить коэффициент чувст-вительности Kн.1 можно путем уменьшения выходной проводимости ПТ1 и ИТ2, т.е. за счет их построения по схемам с цепями компенса-ции rк1. Конкретный пример такого ИОН приведен на рисунке 2.23. При достаточно больших сопротивлениях R1, R2, R3, коэффициент чувствительности схемы рисунка 2.23 Kн.2 равен:

( )( )i.Уб22.3

б22.2ст.3н.2 K1hhrK −+≈ , (2.16)

где rст.3– дифференциальное сопротивление двухполюсника Еоп3;

б11.2

б11.1ст.2

21i.У ≈

= , (2.17)

б11.ih - h-параметры VT1, VT2 в схеме с общей базой; 21, αα - коэф-

фициенты усиления по току эмиттера VT1, VT2. Следовательно, улучшение Кн.2, которое дает схема (рис. 2.23)

по сравнению со схемой (рис. 2.22а), может достигать больших зна-чений:

hr1бб1

б11.2

б11.1ст.2

н.1н >>

≈=−−

. (2.18)

Источник опорного напряжения (тока) (рис. 2.23) может иметь ряд модификаций, отличающихся конкретным построением узлов, Еоп, ПТ1, ИТ2, а также конфигурацией подсхем, образующих токовые выходы Вых.i.

+Е1ЕОП1

ЕОП3

ЕОП2

Вых.u

IОП Вых.i

Рис. 2.23. Источник опорного напряжения

с низкой чувствительностью Uоп к нестабильности напряжения питания Е1(-Е2)

2.4 Цепи запуска источников опорного тока

ИОТ на базе повторителей тока могут иметь два устойчивых со-стояния, – когда во всех элементах протекают расчетные значения то-ков (номинальный режим), и когда токи всех элементов, несмотря на наличие напряжения питания, равны нулю (или близки к нулю). Это порождает проблему запуска ИОТ при включении питания, которая обычно решается путем введения специальных цепей запуска стати-ческого режима (ЦЗ).

Основное требование к ЦЗ – минимальное энергопотребление и минимальное влияние на опорный ток после выхода ИОТ в номи-нальный режим.

В наиболее распространенных схемах (рис. 2.24) последняя за-дача решается диодом VD1, который запирается и отключает ЦЗ (R1, VD3) от базовой схемы ИОТ, когда напряжение на стабилитроне VD2 станет равным напряжению на VD3. Однако после выхода ИОТ в но-минальный режим цепь запуска в данной схеме продолжает потреб-лять энергию от источника питания.

2.4 Цепи запуска источников опорного тока

R2ИТ2

Вых.2

Вых.1

Рис. 2.24. Источник опорного тока с цепью принудительного запуска

(R1, VD3, VD1) От данного недостатка свободны ИОТ (рис. 2.25). Их принци-

пиальная особенность состоит в том, что цепь запуска самовыключа-ется после выхода ИОТ в номинальный режим и не влияет на его ра-боту. В конечном итоге это повышает экономичность ИОТ.

ПТ22

Io2Io1

VT2VT1

VD1 R1

VT5VT3

VT4 R2 R3

а) б)

Рис. 2.25. Примеры построения источника опорного тока с выключающейся цепью запуска статического режима

Функциональная интеграция рассмотренных схемотехнических методов позволяет создавать микромощные широкополосные усили-тели с повышенными качественными показателями.

2.5 Схемотехника функционально интегрированных источников опорного тока и управляемых активных нагрузок дифференциальных усилителей

Каждый из усилительных каскадов с цепями компенсации емко-

сти коллектор-база выходных транзисторов Cкб [8] содержит несколь-ко источников стабильного тока (ИСТ), «привязанных» к шинам по-ложительного и/или отрицательного напряжения питания. Данные ИСТ могут быть реализованы по традиционным схемам [6]. В тех случаях, когда ИСТ используется в качестве активной на-грузки дифференциальных каскадов (ДК), к нему могут предъявлять-ся повышенные требования к величине Rвых и выходной емкости. В данной ситуации в качестве ИСТ целесообразно применять подсхемы с компенсацией емкости Скб (рис. 2.26).

Рис. 2.26. Обобщенная функциональная схема цепей компенсации Ск1 выходного транзистора VT1 активных нагрузок

и источников стабильного тока

Рассмотрим варианты построения цепей компенсации емкости коллектор-база Ск1 выходного транзистора VT1 активных нагрузок (АН), в которых применяется местная отрицательная обратная связь (ООС) (рис. 2.26). Это достаточно распространенное схемотехниче-ское решение [6], которое включает согласующую (СП1) и вспомога-тельную (ВП1) подсхемы, имеющие коэффициент усиления по на-пряжению Kyc и Ky1. При отсутствии цепей компенсации, то есть когда передача тока от узла 2 к узлу 3 подсхемы ВП1 равна нулю (Ki1=0) в диапазоне низ-ких частот выходное сопротивление классической АН (рис. 2.26) в значительной степени зависит от глубины Тм местной ООС:

11.111.1.12

hRhhR вх

вых ++

+≈−

− , (2.19)

где hij .1 – h-параметры VT1 в схеме с общей базой; Rвх.1–входное со-противление СП1 относительно узла 1; Kyik – частные коэффициенты передачи напряжения подсхем СП1, ВП1 и эмиттерного повторителя на основе VT1; Тм=Ky1·Kyс·Kyп1 – коэффициент усиления по петле ООС. Обычно выбирают Тм>>1, поэтому даже при малых Rвх.1 выход-ное сопротивление АН получается достаточно большим:

>>≈ hR

мTвых . (2.20)

Если Тм≈0, что характерно для АН без ООС [6], то численные значения Rвых, как правило, определяются вторым слагаемым уравне-ния (2.19):

1.111.

hRR вх

Tвых

≈. (2.21)

Очевидно, что при малых Rвх.1≈h11.1 [6] предельное значение вы-ходного сопротивления АН не выше чем:

11.121.11

−−−

=⋅⋅ϕ≈⋅≈ hIhhR э

Tвых

, (2.22)

где Iэ.1 – статический ток эмиттера VT1; ϕт≈25мВ – температурный потенциал.

Если в подсхеме ВП1 организовать канал передачи Ki1 тока ic1 через коллектор-базовый переход VT1 на вход подсхемы СП1 и обес-печить Ki1≈1, то предельное значение выходного сопротивления АН существенно возрастет:

)()1( 111.22

11.1.12

111.221

вых KhТ

hRhKhR α−≈

+α−≈−−

− , (2.23)

где α1≈1 – коэффициент усиления по току эмиттера VT1. На высоких частотах:

11.22 кCjh ω≈& . (2.24)

Поэтому эффективная выходная емкость АН с цепью компенса-ции Ск1 значительно меньше, чем Ск1 одиночного транзистора. Это повышает диапазон рабочих частот усилителя с АН. Варианты построения каналов компенсации Ск1 выходного тран-зистора VT1 активных нагрузок с местной ООС приведены на рисун-ке 2.27.

-Кyс +

I2 I1R1

Вых.

Вх.1

Вх.2

VT1 VT2

Вх.1

Вых.

Вх.2

а) б)

Рис. 2.27. Пример построения подсхемы ВП1 (VT2, I2) (а) и промежуточного каскада с местной ООС на базе АН (б)

Следует заметить, что данные схемотехнические решения могут быть полезными в тех случаях, когда необходимо обеспечить макси-мальный диапазон изменения выходного напряжения АН, близкий к напряжению питания. Частные случаи построения источников стабильного тока и управляемых активных нагрузок, соответствующих функциональной схеме (рис. 2.26), приведены на рисунке 2.28.

VT1 VT2

VT1VT2

Рис. 2.28. Схемотехника ИСТ с компенсацией емкости Ск1

С целью минимизации числа транзисторов и повышения коэф-фициента усиления по напряжению в диапазоне средних частот целе-сообразна функциональная интеграция элементов ИСТ и транзисто-ров (резисторов) базового каскада. На рисунках 2.39-2.30 приведены примеры построения усилите-лей с объединенными цепями установления статических режимов ИСТ и транзисторов ДК (видеоусилителей).

Вх.1

VT1VT2

Вых.

Вх.2

а) б)

Вых.R3

(t) VT3 VT4

Вых.R3

VT3 Вх.2

Вх.1

в) г)

Рис. 2.29. Функциональная интеграция ИСТ,

согласованного с шиной положительного источника питания, и элементов базового ДК

В первой группе схем (рис. 2.29) источники тока, связанные с шиной положительного, а во второй (рис. 2.30) – отрицательного пи-тания, управляются токами одного из плеч дифференциального кас-када. Это увеличивает крутизну преобразования входного напряже-ния в ток нагрузки и упрощает схему в целом.

Вх.1

Вых.

Вх.2

Вх.1

Вых.

Вх.2

VT4 VT6

а) б)

Вх.1

Вых.

VT4 VD1

Вх.1

Вых.

VT3 Вх.2

в) г)

Рис. 2.30. Примеры функциональной интеграции элементов ДК и ИСТ, согласованных с шиной отрицательного источника питания

Выводы 1. Рассмотренные в главе 2 архитектурные и схемотехнические

решения источников опорного тока и активных нагрузок, до-полняют существующие представления разработчиков о данном классе функциональных узлов.

2. Полученные аналитические выражения для выходного сопро-тивления основных типов активных нагрузок, повторителей и источников тока позволяют более глубоко исследовать их свой-ства и выбрать наиболее оптимальные схемотехнические реше-ния.

Глава 3 СОСТАВНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ С КАНАЛАМИ

КОМПЕНСАЦИИ ПАРАЗИТНЫХ ПАРАМЕТРОВ 3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб

выходных транзисторов широкополосных усилителей

Если в широкополосном каскодном усилителе (ШКУ) емкость коллектор-база (Ск1) выходного транзистора (VT1) оказывает сущест-венное влияние на его частотные характеристики, что особенно силь-но проявляется при высокоомных нагрузках, то ее целесообразно скомпенсировать с помощью так называемой цепи следящей связи по току этой емкости [8, 13, 14, 15, 16].

Возможны три основных варианта построения цепей компенса-ции Cк1 – последовательные, параллельные и параллельно-последовательные.

Последовательная компенсация. Физические процессы При последовательной компенсации выходной транзистор VT1

(рис. 3.1) выполняет две функции. С одной стороны, он обеспечивает передачу в цепь нагрузки Rн.экв приращений тока 1эi , пропорциональ-

ных входному сигналу (составляющая Suвх.). С другой стороны, он пе-

3.1 Сравнительный анализ базовых схем компенсации rк-Скб

редает в коллекторную цепь емкостную составляющую 1сi тока базы

VT1, которая выделяется подсхемой ВП1, а затем с усилением Ki.1 по-ступает в эмиттер и далее в цепь нагрузки VT1:

c1i.11*к1 iКбi ⋅= .

suвх

ВП1 uвых

Вых

Rн.экв

111 ci.вхэ iКuSi ⋅+⋅=

Рис. 3.1. Последовательная компенсация Ск1

Для точного измерения тока 1сi и компенсации Cк1 необходимо:

- обеспечить высокое сопротивление в эмиттерной цепи VT1 с помощью подсхем ВП1;

- выделить емкостную составляющую тока базы транзистора VT1 с помощью вспомогательной подсхемы ВП1 (рис. 3.1). Такой режим обеспечивается соответствующим построением подсхемы ВП1, которая должна иметь близкое к нулю вход-ное сопротивление.

- передать ток 1сi в эмиттерную цепь VT1 с коэффициентом

передачи тока 1i.К , близким к единице в широком диапазоне

частот и без дополнительных фазовых сдвигов. При выполнении данных условий в нагрузке VT1 произойдет почти полная взаимная компенсация двух близких по величине, но

противоположных по знаку токов 1ci и *кi 1. В результате эффективное

значение емкости Ск1 уменьшится до уровня Ск.эф. Причем отношение данных емкостей:

Глава 3. Составные транзисторы с каналами компенсации паразитных параметров

1 )1( −⋅−== бКС

СД i.

к.эф

к , (3.1)

где α1 – коэффициент усиления тока эмиттера VT1 в схеме с общей ба-зой.

Предельные значения коэффициента Д:

.Дlim

,)К(1Дlim

,1)б(1Дlim

1i.11б

>>−=

−→

Таким образом, в идеальном случае необходимо иметь 1Кб i.11 = .

Последовательная компенсация. Частотные характеристики Рассмотрим в широком диапазоне частот свойства каскодных

усилителей с цепями последовательной компенсации емкости коллек-тор-база выходного транзистора (рис. 3.1). Для этого подсхему ВП1 целесообразно представить в виде двух подсхем - УТ1 и СП1 (рис. 3.2).

СП1Вх

Вых

Rн.экв

выхU&

вхU&вх1US &&

Рис. 3.2. Функциональная схема выходного каскада каскодного усилителя (рис. 3.1) в широком диапазоне частот

На обобщенной схеме (рис. 3.2) учитываются емкость в цепи ба-зы VT1 (Сб1), емкость в цепи эмиттера VT1 (Сэ1), инерционность уси-лителя тока УТ1 ( i.1K& ), частотные свойства преобразователя СП1

входного напряжения вхU& в ток sI& , частотная зависимость коэффици-ента усиления по току эмиттера VT1 )( 1α& , компенсируемая емкость коллекторного перехода VT1 (Ск1). При этом предполагается, что входное активное сопротивление (Rвх.1) и выходные проводимости подсхем УТ1 и СП1 – сравнительно малы, входное сопротивление VT1 по цепи эмиттера (rэ) также мало и имеет активный характер, а частотные зависимости 1α& , 1S& , i.1K& описываются передаточными функциями первого порядка:

1 jщф=

+& , 1

1 jщфα

& , i.1i.1

1 jщф=

+& , (3.3)

где τs1, τα1, τi.1 – соответствующие постоянные времени высоких час-тот.

Вводя обозначения вх.y1б1б1 RСф ⋅= , э1э1э1 rCф ⋅= , э.1тэ1 Ir ϕ= ,

н.эквк1ск.1 RСф ⋅= , н.экв11y.0 RSбK = , i.11i.У KбK = и решая систему уравне-

ний Киргофа для схемы (рис. 3.2), можно показать, что комплексный коэффициент передачи по напряжению каскада (рис. 3.2) описывается формулой:

( )( )( )( )

вы хy

1 н .экв

1 i.1ск .1

б1 i.1 э1 б1

б K1 jщф 1

1 jщф 1 jщф 1 jщф 1 jщф

⋅= ⋅+ − + + + +

& ,(3.4)

где ( )( )( )1 1 н .экв

1s1 э1 б1

б S RS

1 jщф 1 jщф 1 jщф

⋅ ⋅=+ + +

Если 0фs1 ≈ , то для диапазона частот, незначительно превы-

шающего полосу пропускания ωв,

i.Уск.1

фjщ1

K1фjщ1

KK& , (3.5)

где ( ) 2б1

2*i ффффф +++≈ .

При этом отношение М, характеризующее нормированную АЧХ каскада:

( ) ( )2

i.У2ск.1

*iск.1

K1фщ

ффщK1

+⋅⋅−

. (3.6)

В частном случае, когда инерционность подсхем УТ1, СП1 и

VT1 ( 1α& ) сравнительно мала, т.е. для диапазона частот, когда

( ) 2ск.1

2 фщфщ << , формула (3.5) принимает вид:

y.0 y.0y

ск .1 1 i.1

щ1 jщф (1 б K ) 1 jщ

= =+ − ⋅ +

& , (3.7)

где ωв - верхняя граничная частота усилителя (рис. 3.2) с цепями ком-пенсации Ск1:

( )i.11ск.11

в Kб1фщ ⋅−=− (3.8) Нормированная АЧХ усилителя (рис. 3.2):

( )2в

22i.У

2ск.1

K1фщ1

−+= . (3.9)

Из формулы (3.9) следует, что предельный выигрыш по площа-ди усиления (Nmax), который обеспечивается в схеме (рис. 3.2), может достигать значений:

i.11*в

*max >>⋅−

=== , (3.10)

где *вв

* щ,щ,QQ, - площади усиления и верхние граничные частоты

усилителя (рис. 3.2) с цепью компенсации Ск1 (Q , ωв) и без нее

( *Q , *вω ).

Вводя промежуточные обозначения τск.1=τн1, ωτн=Xн и ωτi=NXн,

KM = ,

iNττ

= , уравнение (3.6) можно привести к виду:

222222242

нiнiнiннн

XKXKXKNXXNXN

ΣΣΣ +−+−+++

= , (3.11)

где Хн – относительная частота, нормированная по τн.

Графики функции (3.11) при различных значениях параметров N и KiΣ показаны на рисунках 3.3-3.5. Значения KiΣ больше единицы рассматривать нецелесообразно из-за проблем с физической реали-зуемостью такого компенсирующего канала, а также из-за соображе-ний устойчивости схемы. Следует отметить, что значение нормиро-ванной частоты Хн=1 соответствует полосе пропускания не компен-сированного усилителя (KiΣ=0).

Рис. 3.3. Нормированная АЧХ усилителя при 1=ττ=н

iN и КiΣ=1; 0,9; 0,5; 0.

Рис. 3.4. Нормированная АЧХ усилителя при 1,0=ττ=н

iN и КiΣ=1; 0,9; 0,5; 0

Рис. 3.5. Нормированная АЧХ усилителя при 01,0=ττ=н

iN и КiΣ=1; 0,9; 0,5; 0

Полосу пропускания Xн0.707 по уровню 0,707 можно определить:

ΣΣΣΣΣ

ΣΣΣΣ

++−+−

−+−++−+−

−+++−+−=

iiiiн

KNKNNKNKNK

NKNKKNK

KKNKKNN

422432

222707.0

44484...

...2..424...

...612122

(3.12)

Зависимость полосы пропускания от коэффициента усиления по каналу компенсации KiΣ, при различных отношениях постоянных вре-мени τi и τн приведена на рисунке 3.6.

Рис. 3.6. Полоса пропускания по уровню 0,707 при н

iNττ

= =1;0,1;0,01

Частота максимума передаточной функции («выброса» М=f(ω)) определяется выражением:

1221 2

0 −−+= ΣΣΣ iiiн KKNKN

X . (3.13)

Максимальное значение относительного коэффициента усиле-ния М зависит от коэффициента усиления току компенсирующего ка-нала KiΣ при различных соотношениях постоянных времени τi и τн в соответствии с номограммой (рис. 3.7).

Рис. 3.7. Зависимость частоты максимума передаточной функции М

от значений коэффициента KiΣ при н

iNττ

= =1;0,1;0,01

Из функции (3.13), находя ее область определения, можно найти

значение некоторого критического коэффициента KiΣкр:

NNNK крi 21 2 +−+=Σ . (3.14)

Физический смысл KiΣкр состоит в том, что при значениях KiΣ, меньших, чем KiΣкр, экстремума функции М=f(ω) не наблюдается.

График зависимости критического коэффициента KiΣкр от соот-ношения постоянных времени τi и τн (значений N) приведен на рисун-ке 3.8.

Рис. 3.8. Зависимость критического коэффициента усиления

по каналу компенсации от соотношения постоянных времени τi и τн

Полосу пропускания усилителя при отсутствии колебательности

М можно определить, подставив формулу (3.14) в (3.11):

крii

ΣΣ =

++= )4(2

1 222707.0 .

Максимальное значение нормированного коэффициента М (по-

казателя колебательности) определяется выражением:

12)()22(

244 22

−−−+−+−+

ΣΣΣΣ

ΣΣΣii

iii KKNKNK

Зависимость максимума нормированного коэффициента М от

усиления по току канала компенсации KiΣ при различных соотноше-

ниях постоянных времени τi и τн (значениях N) показана на рисунке 3.9.

Рис. 3.9. Зависимость максимума функции M=f(ω) от значений

коэффициента KiΣ, при н

iNττ

= =1;0.1;0.01.

Выводы.

1. При изменении коэффициента передачи по току канала компенса-ции от нуля (не компенсированный УК) до единицы (полная ком-пенсация Ск):

− увеличивается значение полосы пропускания по уровню 0.707 нормированной АЧХ усилительного каскада;

− при KiΣ≥K iΣкр возрастает неравномерность АЧХ, усилитель приобретает резонансные свойства;

− частота максимума нормированного коэффициента усиления (при KiΣ≥K iΣкр) повышается.

2. Имеется область значений коэффициента усиления компенсирую-щего канала KiΣ < KiΣкр, при которых колебательность АЧХ отсут-

ствует, но в то же время при этих величинах KiΣ обеспечивается расширение полосы пропускания относительно некомпенсирован-ного усилителя.

3. Максимальный выигрыш по полосе пропускания (при отсутствии колебательности, то есть при KiΣ≤K iΣкр) может достигать величины,

приблизительно равной i

ττ .

4. Максимальное значение нормированного коэффициента усиления

УК (при KiΣ≥K iΣкр) пропорционально KiΣ и отношению постоянных

времени н

iNττ= .

5. Максимальный выигрыш по полосе пропускания при KiΣ≥K iΣкр,

численно равный Xн0.707, существенно зависит от KiΣ и N, и может

быть рассчитан на основе построенных выше номограмм. Так при

отношении постоянных времени τн/τi =100 этот выигрыш достигает

15 раз.

Параллельная компенсация. Физические процессы

При параллельной компенсации (рис. 3.10) ток через компенси-

руемую емкость ic1 поступает на вход подсхемы СКТ1, а затем в кол-

лекторную цепь VT1 без участия транзистора VT1- по параллельному

каналу.

Для точного выделения тока ic1 и компенсации Ck1 необходимо:

- обеспечить высокое сопротивление в эмиттерной цепи VT1 с

помощью подсхемы СП1;

- создать близкое к нулю сопротивление в цепи базы тран-

зистора VT1, такой режим обеспечивается соответствующим

построением подсхем СКТ1;

- выделить емкостную составляющую тока базы транзистора

VT1 с помощью вспомогательной подсхемы СКТ1;

- передать ток ic1 в коллекторную цепь VT1 с коэффициентом

передачи, близким к единице (Kiк 1≈ ) в широком диапазоне

частот и без дополнительных фазовых сдвигов;

- преобразовать с крутизной S1 входное напряжение в прира-

щении эмиттерного тока VT1 ( *вх1э1 uSi = ).

Рис. 3.10. Параллельная компенсация Ск1

Очевидно, что при Ki.к 1≈ (полной компенсации Ск1) выходная

емкость каскада не может быть меньше, чем Скт. Выигрыш по величине эффективной емкости, образующей с на-грузкой Rн.экв постоянную времени высоких частот (τв=Rн.эквСк.эф), оп-ределяется формулой:

к.эф

K11 )bK(1

СД −+−== , (3.15)

где 1К1Кc СCb −⋅= .

Предельные значения коэффициента Д1 принимают следующие значения:

.Дlim

,)К(1Дlim

СДlim

)b(1К1

1i.K0b1

K11К1

−→

(3.16)

Из формул (3.15-3.16) следует, что при сb <<1, коэффициент пе-

редачи тока i.KK подсхемы СКТ1 может быть меньше единицы

( i.KK ≤1).

Параллельная компенсация. Частотные характеристики Если учесть паразитную емкость в цепи базы VT1 (Сб1), емкость

в цепи эмиттера VT1 (Сэ1), инерционность подсхемы СКТ1 ( i.кK& ), час-

тотную зависимость крутизны 1S& преобразователя СП1, комплексный

характер коэффициента усиления по току эмиттера VT1 ( 1α& ), а также

компенсируемую емкость Ск1, то уравнение для комплексного коэф-фициента усиления по напряжению yK& каскада (рис. 3.11) можно

привести к виду:

ск.У

н.эквУ

выхy

фjщ1

+⋅== , (3.17)

где 11У бSS &&& = , 11

1 jщф=

+& , 1

1 jщф=

+& , i .к

i .ктi .к

1 jщф=

н.эквктст RСф ⋅= , н.эквк1ск.1 RСф ⋅= , вх.ктб1б1 RСф ⋅= , э1э1

тэ1э1э1 C

ϕ=⋅= ,

( )( )i .к

ск .У ст ск .1б 1 i.к

Kф ф ф 1

1 jщф 1 jщф

= + − + +

Вых

i.к.K&

выхU&

вхU&

Rн.экв

вх1US &&

СКТ1

Скт

Рис. 3.11. Обобщенная функциональная схема каскада

с параллельной компенсацией емкости Ск1 выходного транзистора VT1 в широком диапазоне частот

Если ,0,0 11 ≈τ≈τ αs то коэффициент усиления по напряжению:

i.кст ск.1

ком

K1 jщ ф ф 1

1 jщф

+ + − +

& , (3.18)

где 2т.

2кiбком τ+τ=τ ; Ky.0=α1S1Rн.экв – коэффициент усиления в диапазоне

средних частот. Нормированная АЧХ:

τω+−+τω+

τω+τ⋅τ⋅ω⋅−

ком

кск

ком

комсккi KС

СKМ . (3.19)

В частном случае при 11т <<кк СС , т.е. когда емкость Скт очень мала:

τω+−τω+

τω+τ⋅τ⋅ω⋅−

ком

кiск

ком

комсккi KKМ . (3.20)

Следовательно, уравнение ( )ωϕ=M (3.20) имеет вид типового уравнения АЧХ (3.6), свойства которого исследованы выше.

При небольшом отклонении ω от диапазона средних частот уси-лителя и ωτб1<<1, ωτi.кт<<1 приближенное выражение для ( )ωjK y

принимает вид:

ωω+≈

10.& , (3.21)

где ( )22 2 2 2 2 21 1 1 ст ск.1 .к1в s э iKαω ≈ τ + τ + τ + τ + τ − ; ωв – верхняя граничная часто-

та усилителя с параллельной компенсацией. Следовательно, выигрыш по верхней граничной частоте ωв, ко-

торый дает введение цепей параллельной компенсации Ск1, может быть значительным только в том случае, когда:

( ) ( )2к.

2ск.1

21 11 iэквнкiэs KRCK −=−τ<<τ+τ+τ+τα .

Условия полной компенсации выходной емкости в каскадах (рис. 3.10-3.11) при 1ккт СС ≈ Если синтез трехполюсника СКТ1 с малыми значениями Cкт не-

возможен, то нужно обеспечить .кiK =1+ сb ≥1. Так, при сb =1, то есть, когда Скт= Ск1, необходимое усиление для полной компенсации вы-ходной емкости:

.кiK ≈ 2. (3.22)

Пример построения такого СКТ1, удовлетворяющего условию (3.22), показан на рисунке 3.12. Для данной схемы справедливо сле-дующее уравнение Кирхгофа:

1221 ciccн imiii ⋅α−+= , (3.23)

где mi – коэффициент усиления тока подсхемы УТ1*.

VT3 VT4

Вых.i

Вх.i

УТ1*

Вых.

12 ci im ⋅⋅α

Suвх

Рис. 3.12. Пример построения широкополосного каскада

при Скт=Ск2≈Ск1

Чтобы при Ск2= Ск1 иметь Ck.эф≈0, необходимо обеспечить уси-ление по току каскада УТ1*

=im . (3.24)

Данное условие в схеме (рис. 3.11) реализуется за счет соответ-ствующего выбора соотношения площадей эмиттерных переходов VT3-VT4. Если потребовать, чтобы усиление по току канала компенсации

удовлетворяло условию кт

кткi d

CK =+=

1. 1 , то нормированная АЧХ

(3.20) приводится к виду:

τω+−ωτ+

τω+ωτ⋅τ−

ком

комск

М , (3.25)

где

+τ=τ

ктскск

Выбирая подсхему УТ1* с mi = 2, можно в достаточно широком диапазоне частот получить

ωτ+ωτ+−ωτ+

ктiск

KK& . (3.26)

Параллельно-последовательная компенсация Данный способ компенсации Скб является модификацией схем

(рис. 3.12) и (рис. 3.2). Он позволяет исключить выходной транзистор VT1 из канала компенсации Ск1 за счет создания вспомогательного параллельного канала (не усиливающего основной сигнал) на более высокочастотном транзисторе VT2 и усилителе тока УТ1. В схеме (рис. 3.13) также снижаются требования к величине выходного сопро-тивления СП1.

Вых

выхU&

вхU&

Rн.экв

вх1US &&

Рис. 3.13. Параллельно-последовательная компенсация емкости Ск1

выходного транзистора VT1

Для данного варианта построения СКТ1, в котором емкость Ск2 компенсирующего транзистора VT2 минимизируется за счет введения усилителя тока УТ1 с Ki.1=1, коэффициент передачи по напряжению:

( )( )( )( )

ωτ+ωτ+ωτ+ωτ+⋅α−ωτ+

21.1.2

111111

эквнy

&& , (3.27)

где 1.

1.1. 1 i

ωτ+=& , ( )21.2.1.. ккэквнскскск ССR +=τ+τ=τ Σ ,

11 1 αωτ+

α=αj

22 1 αωτ+

α=αj

11 1 sj

ωτ+=& , 11α=Σ &&& SS , Ki.1≈1 – коэффициент усиле-

ния по току подсхемы УТ1 в диапазоне средних частот. Если в рабочем диапазоне частот выполняются неравенства

ωτα2<<1, ωτi.1<<1, ωτб<<1, ωτэ2<<1, ωτα<<1, ωτs<<1, ωτэ1<<1, то

( ) эф

эквн

эквнy j

ωτ+⋅⋅α≈

⋅α−ωτ+⋅≈

111.11

& , (3.28)

где τэф=(Ск1+Ск2)⋅Rн.экв⋅(1-α2Ki.1) Στ<<ω

; ωв – верхняя граничная

частота усилителя.

Таким образом, усилитель со структурной схемой (рис. 3.12) имеет более широкий частотный диапазон в сравнении с традицион-ным построением данного класса схем. Сравнительный анализ трех базовых способов компенсации вы-ходной емкости транзистора позволяет сделать следующие выводы:

1. Параллельная компенсация может быть легко реализована на транзисторах одного типа проводимости. При этом для под-схемы СКТ1 необходимо выбирать высококачественные тран-зисторы с малой емкостью коллекторного перехода Скт<<Ск1

и высокими значениями fα в микрорежиме.

2. Параллельная компенсация эффективна при малых значениях емкости Скт<<Ск1.

3. Если отношение емкостей 11 ≈ккт СC не изменяется в широ-

ком диапазоне температур и координат статического режима,

3.2 Неавтономные параметры компенсированных транзисторов

то улучшение частотных свойств каскада (рис. 3.11) с парал-лельной компенсацией Скб может быть достигнуто за счет вы-бора коэффициента усиления по току канала компенсации на

уровне 1. 1 кктктi СCK += .

4. Частотные свойства каскадов (рис. 3.10, 3.11, 3.12) описыва-ются практически одинаковыми уравнениями и существенно зависят от соотношения постоянных времени основного и компенсирующего каналов, а также от усиления по току ком-пенсирующего канала [17].

5. Для эффективной последовательной компенсации в эмиттер-ной цепи выходного транзистора необходимо иметь малые значения Сэ1 и выходной проводимости подсхемы СП1.

6. В схемах с параллельной компенсацией входной усиливаемый сигнал может подаваться как по цепи базы, так и по цепи эмиттера составного транзистора.

3.2 Неавтономные параметры компенсированных

транзисторов

Для расчета динамических характеристик широкополосных уси-лителей, реализуемых на основе рассмотренных выше составных компенсированных транзисторов [6, 8, 9], необходимо располагать информацией об их неавтономных параметрах.

Составные транзисторы с последовательной компенсацией Обобщенная функциональная схема составных транзисторов с

последовательной компенсацией емкости Ск1 (рис. 3.14) может быть представлена (при включении с общей базой) в виде выходного трех-полюсника VT1 и усилителя тока УТ2, имеющего высокое выходное

бутвых hR 1.22. >> и малое входное сопротивления б

утвх hR 1.11. << , а также

коэффициент усиления по току, близкий к единице Ki.2≈1.

i2 2Ku2

УТ2i1

u1Rвых.утБ

Rвх.ут

Ki.2iб

Ky2uб

Рис. 3.14. Составные транзисторы с последовательной компенсацией Ск1

H-параметры составного транзистора (рис. 3.14) как трехполюс-ника в схеме с общей базой характеризуются следующей зависимо-стью от hб-параметров VT1 и свойств усилителя тока УТ2:

( )( ) 2.1.21

1.21.1.11.11

бутвх

+−++

≈Σ , (3.29)

утвхб

iбббб RhKhhhh .1.222.1.221.111.12.12 +⋅+≈Σ , (3.30)

( )2.1.211.22.22 1 iббб Khhh ⋅+≈Σ , (3.31)

( ) 2.1.21

1.21.21

11 iб

+−≈Σ . (3.32)

С учетом типовых значений бh 1.21 , бh 1.11 , Ki.2≈1, утвыхR . , бh 1.22 фор-

мулы (3.29-3.32) можно упростить: бб hh 1.11.11 ≈Σ , бб hh 1.12.12 ≈Σ , бб hh 1.21.21 ≈Σ ,

)1( 2.1.211.22.22 iббб Khhh +≈Σ .

Таким образом, эквивалентные hб–параметры составных транзи-сторов с компенсацией Ск1 незначительно отличаются от соответст-вующих hб–параметров выходного транзистора VT1 (за исключением

выходной проводимости бб hh 1.22.22 <<Σ ). В идеальном случае при вы-

полнении условия 12.1.21 −=iб Kh данная выходная проводимость близка

3.2 Неавтономные параметры компенсированных транзисторов

к нулю: 0.22 ≈Σбh . Это позволяет с помощью таких составных транзи-

сторов (СТ) решить ряд проблем аналоговой микросхемотехники – повысить верхнюю граничную частоту широкополосных усилителей, увеличить коэффициент усиления каскадов с активными нагрузками и т.д.

Составные транзисторы с параллельной компенсацией Функциональная схема составных транзисторов с параллельной

компенсацией емкости коллектор-база VT1 приведена на рисунке 3.15.

СКТ1С

VT1K i.кт

Ki.ктiб

Рис. 3.15. Составные транзисторы с параллельной

компенсацией емкости Ск1

Она содержит выходной транзистор с большой емкостью Ск1,

которую необходимо скомпенсировать, и трехполюсник СКТ1, име-

ющий близкую к единице передачу тока от узла 1 к узлу 2 (Ki.кт≈1),

низкое входное ( бствх hR 1.111. < ) и высокое выходное ( б

ствых hR 1.221

1. >− ) со-

противления. Его hб–параметры определяются формулами: ббб

сктбб hhhhh 1.111.21.111.11.11 )1( ≈++≈Σ ; (3.33)

бктi

ббб hKhhh 1.21.1.211.21.21 )1( ≈+−≈Σ ; (3.34)

бскт

бббскт

бскт

бб hhhhhhh .121.121.21.11.121.12.12 +≈⋅++≈Σ ; (3.35)

бскт

бсктктi

бб hhKhh .22.22.1.22.22 )1( ≈+−≈Σ , (3.36)

где бсктijh . – h-параметры трехполюсника СКТ1.

Таким образом, при параллельной компенсации происходит из-

менение выходной проводимости эквивалентного составного транзи-

стора от уровня бh 1.22 до уровня бсктh .22 . Поэтому данное построение СТ

целесообразно использовать только в том случае, когда удается полу-

чить ббскт hh 1.22.22 << . Последнее условие может быть реализовано не-

сколькими способами – рациональным построением СКТ1, примене-

нием полевых транзисторов в СКТ1, выбором малых статических то-

ков биполярного транзистора в структуре СКТ1.

Составные транзисторы с параллельно-последовательной

компенсацией

Этот класс составных усилительных элементов приводится к

функциональной схеме (рис. 3.16), которая включает выходной VT1 и

компенсирующий VT2 транзисторы, а также усилитель тока УТ2,

удовлетворяющий условиям, характерным для УТ2 в схеме с после-

довательной компенсацией (рис. 3.14).

K i.2iб

Ky2uб

Рис. 3.16. Составные транзисторы с параллельно-последовательной

компенсацией Ск1

3.3 Составные транзисторы с компенсацией входной проводимости

hб-параметры подсхемы (рис. 3.16) определяются формулами: ббб

утбб hhhhh 1.111.212.111.11.11 )1( ≈++≈Σ ; (3.37)

ббут

бббб hhhhhh 1.121.112.221.221.12.12 )( ≈++≈Σ ; (3.38)

)1)(( 2.2.212.221.22.22 iбббб Khhhh ++≈Σ ; (3.39)

бббб hKhhhh 1.212.2.211.211.21.21 )1( ≈⋅++≈Σ . (3.40)

При выполнении условия 12.2..21 −=iб Kh эквивалентная выходная

проводимость составного транзистора с параллельно-последова-тельной компенсацией (рис. 3.16) может быть значительно меньше,

чем бh 1.22 отдельно взятого транзистора в аналогичном статическом

режиме.

Задача обеспечения широкополосности транзисторных усилите-лей решается в аналоговой микросхемотехнике различными метода-ми: емкостной эмиттерной коррекцией, мостовой нейтрализацией коллекторных емкостей транзисторов, дифференциальным каскадом, модифицированной схемой Дарлингтона, усилителями тока с диффе-ренциальной конфигурацией и т.д. [18]. Входная емкость усилителя Свх вместе с внутренним сопротив-лением источника сигнала Rc образуют постоянную времени высоких

частот τс=RсСвх, которая отрицательно влияет на его верхнюю гранич-

ную частоту (fв) и другие параметры [18]. Одной из доминирующих составляющих Свх является емкость коллектор-база Ск1 входного транзистора [18], которую целесообразно скомпенсировать тем или иным способом [6]. Для этой цели во входном каскаде используют так называемую следящую связь по напряжению, сущность которой по-ясняет (рис. 3.17).

ic1uк

Вых

Свх

Рис. 3.17. Функциональная схема составного транзистора с цепью компенсации Свх

Для уменьшения величины эффективной входной емкости Сэф.u<<Ск1 в схеме (рис. 3.17) вводится неинвертирующий повтори-тель напряжения ПН1, коэффициент передачи которого близок к еди-нице Kп≈1. Подсхема ПН1 должна, в идеальном случае, обеспечивать единичную передачу сигнала на базе VT1 uб в коллекторную цепь VT1 без фазовых искажений во всем рабочем диапазоне частот и иметь низкое выходное сопротивление. В результате чего напряжение коллектор-база VT1 не будет изменяться uкб=uб-uк≈0, и поэтому ток через Ск1 близок к нулю независимо от численных значений Ск1. Это эквивалентно уменьшению эффективного значения Ск1. Для схемы (рис. 3.17) справедливы следующие соотношения:

uн = Кэп⋅uб, uк=Кэп⋅Кп⋅uб, uкб=uб-uк=uб(1-Кэп⋅Кп), ic1=uкб⋅ωСк1, Сэф.u=Ск1(1-Кэп⋅Кп)= Ск1(1-Тu),

где Кэп, Кп – коэффициенты передачи по напряжению эмиттерного по-вторителя на транзисторе VT1 и подсхемы ПН1; Тu =Kп⋅Kэп; Сэф.u – эффективное значение входной емкости составного транзистора. Предельный выигрыш по величине Сэф.u, который дает примене-ние данного схемотехнического решения, достигает значений:

uпэпэф.u

ТKKС

⋅−==

11 , (3.41)

∞=→1u

М , 11

=→ пэп

сu KKМ , 1

=→ эпп

сu KKМ ,

Таким образом, при построении усилителей необходимо обес-печивать усиление близкое к единице в цепи следящей связи Тu=Kп⋅Kэп=1. В тех случаях, когда входная емкость Свх.п повторителя напря-жения ПН1 мала (Свх.п<<Ск1), его вход может соединяться непосредст-венно с базой VT1 (рис. 3.18б). В этом случае в формуле (3.41) необ-ходимо положить Кэп=1.

Вых

VT2 Вх

Сзс

Рис. 3.18. Примеры построения подсхемы повторителя ПН1

(VT2, I1 – рис. 3.18а) (VT2 – рис. 3.18б)

Если предположить, что Tu в общем случае характеризует вели-чину и фазу коэффициента усиления сигнала из цепи базы VT1 в цепь его коллектора, то схема (рис. 3.17) и формула (3.41) объясняют эф-фект умножения входной емкости в (1+Tu)-раз в каскадах с общим эмиттером [20] - к емкости Ск1 добавляется напряжение uб+Tuб, и по-этому емкостный ток через Ск1 становится в (1+Tu)-раз больше, чем в каскадах с Tu=0. Это эквивалентно увеличению Свх до уровня Ск1 (1+Tu)>>Ск1.

Таким образом, в схеме (рис. 3.17) возможно реализовать сле-дующие варианты: 1. Входная емкость Свх=Ск1, если Tu=0. Такой режим без проблем

реализуется в эмиттерных повторителях и каскодных усилителях. 2. Входная емкость значительно превышает Ск1. Это характерно для

усилителей с общим эмиттером, которые инвертируют фазу сиг-нала и имеют большой отрицательный коэффициент передачи на-пряжения: Tu<0, |Tu|>>1.

3. Эффективная входная емкость близка к нулю Свх=0, если Tu=1, т.е. когда в качестве подсхемы ПН1 применяется неинвертирующий повторитель напряжения.

4. Входная эффективная емкость принимает отрицательное значение, если Tu>1. Физически это означает, что ток через Ск1 при положи-тельном приращении uб изменяет свое направление на противопо-ложное. Этот эффект можно использовать для компенсации пара-зитной (монтажной) емкости С0, включенной между базой VT1 и

шиной питания. При этом необходимо выбирать 1

CT += .

"отрицательная"емкость

Свх

>>Cк1

u1 Ttgγ =к1

uвх С

вх ==

Tu<0 0Tu ≥

Рис. 3.19. График зависимости эффективной входной емкости составного транзистора (рис. 3.17) от коэффициента Tu=uк/uб и его фазы

Рассмотрим амплитудно-частотные характеристики усилителя на составном транзисторе с цепью следящей связи по напряжению (рис. 3.20).

Вх Rc

Iэ1 R

VT1ВыхвхU& бU&

кU&пK&

Рис. 3.20. Обобщенная функциональная схема усилителя на составном транзисторе (рис. 3.17) в широком диапазоне частот

Полагая, что источник сигнала имеет сопротивление Rc, входной

транзистор VT1 характеризуется емкостью коллектор-база Ск1, инерцион-ность повторителя напряжения ПН1 учитывается комплексным коэффици-ентом передачи Kп, а в качестве нагрузки используется RC-цепь (Rэ, Сэ), ко-эффициент передачи по напряжению в цепь эмиттера примет к вид:

( ) вх

сээээ

фKфKjKK

&&&& =

211 щ1

1, (3.42)

где ( )э

.бc.бэ R

hRhK 2111

&++= ; ( ) пэ

.бэ Kj

&& −++= щ11 11

2 ; п

щ1+==

- комплексный коэффициент передачи по напряжению повторителя

ПН1; ij.бh& - комплексные h-параметры транзистора VT1 в схеме с об-

щей базой; τэ=RэСэ – эквивалентная постоянная времени цепи нагруз-

ки; τп – постоянная времени ПН1; τс=RсСк1 – эквивалентная постоянная времени входной цепи VT1.

Частотные свойства усилителя на составном транзисторе улуч-шаются при условии, что источник сигнала низкоомный (Rc→0):

( ) ( )ээ

.бээc

hфjKR

0 111 ++≈

& . (3.43)

Для диапазона средних частот, когда ωτэ<<1:

эрэ

K ϕ+=

⋅ϕ+

=→ 1

& , (3.44)

где ϕт≈25 мВ, Iэр – статический ток эмиттера VT1, Uэ=Rэ⋅Iэр. С учетом емкостного характера нагрузки, т.е. при Сэ≠0:

( )эээр

фjRIR

0 +ϕ+=

& . (3.45)

Поэтому при данных условиях формула для амплитудно-частотной характеристики принимает вид:

. (3.46)

Из формулы (3.46) следует, что при фиксированных значениях емкости нагрузки Сэ улучшить частотные свойства каскада можно це-ной ухудшения его энергетических параметров - увеличения статиче-ского тока Iэр.

Если емкость нагрузки мала (Сэ≈0), то с учетом внутреннего со-противления источника сигнала (Rc≠0) амплитудно-частотная харак-теристика каскада (рис. 3.20) будет описываться формулой

−++++

.бсээ

hфjKС

111 1щ11

. (3.47)

Полагая, что для рабочего диапазона частот 121 −=.бh& , τп=0,

h11.б≈rэ, формулу (3.47) можно упростить:

−ϕ++ϕ+

. (3.48)

При этом уравнение амплитудно-частотной АЧХ характеристи-ки Ky=ϕ(ω)

−ϕ+ω+

K . (3.49)

Следовательно, для улучшения частотных свойств каскада (рис. 3.20) при высоких значениях Rc необходимо, чтобы повторитель ПН1 имел усиление по напряжению больше единицы:

11 ≥ϕ+=э

тп U

Если учесть инерционность повторителя, то есть положить, что (τп≠0), то уравнение для АЧХ при Сэ=0 примет вид:

щ11щ

+−ϕ++

+−ϕ+

псп

K . (3.50)

Когда ϕm/Uэ<<1, то есть при высокоомной нагрузке и использо-вании в качестве Iэ1 источников тока на транзисторах [26],

2 222 2

2 2 2 2

щ1 щ 1

1 щ 1 щ

п с п пс

KK фф K

фф ф

− + − + +

. (3.51)

Графики функций (3.51), построенные для различных значений параметров Kп=Ki.Σ, τс=τн, τп=τi, приведены в разделе 3.1. При опреде-ленных соотношениях τс, τп на АЧХ наблюдаются подъемы. В много-каскадных усилителях этот подъем АЧХ на верхних частотах можно использовать для компенсации частотных искажений, вносимых дру-гими каскадами.

Более общие, но громоздкие уравнения АЧХ при произвольных соотношениях τс и τп, а также с учетом частотной зависимости h-параметров транзистора VT1, могут быть получены из формулы (3.42).

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией входных и выходных импедансов

Большое значение для развития схемотехники широкополосных усилителей (ШУ) имеет поиск таких структур составных транзисто-ров (СТ), у которых в той или иной степени реализуется эффект одно-временной компенсации емкостей коллекторного перехода (Скб) входного и выходного активного элемента [8, 21, 22]. Это, в принци-пе, возможно, если при синтезе СТ предусмотреть введение двух ка-налов компенсации Скб [22] – следящей связи по напряжению питания входного транзистора и следящей связи по току емкости Скб выходно-го транзистора. При этом на первом этапе синтеза следует снять огра-ничения на сложность многополюсника СТ, количество и типы ис-пользуемых в нем источников опорного тока и применяемых транзи-сторов (полевые, p-n-p, n-p-n).

Таблица 3.1 Составные транзисторы на базе двух активных элементов

Схемы СТ 1

VT1VT2

-I2 I3

3.4 Варианты построения активных многополюсников с компенсацией

входных и выходных импендансов

В таблицах 3.1-3.3 представлены варианты построения составных

транзисторов, обладающих эффектом компенсации Скб по входу и вы-

ходу.

Следует обратить внимание на то, что среди представленных в

таблицах 3.1-3.3 схем СТ имеются и широко известные структуры.

Однако зачастую разработчики аналоговых микросхем не замечали их

положительных достоинств по компенсации Скб и не знакомы с усло-

виями обеспечения полной компенсации Скб, использовали эти СТ

исходя из улучшения совершенно других параметров усилителя

(входное сопротивление, компенсация входных токов, защита от про-

боев коллекторных p-n-переходов, согласование потенциалов, усиле-

ние по току и т.д.).

В соответствии с [22] эффективность компенсации Скб зависит

от численных значений коэффициентов передачи по току и напряже-

нию компенсирующих каналов.

Частотные свойства СТ (табл. 3.1-3.3) определяются, прежде

всего, соотношением постоянных времени основного канала усиления

сигнала и канала компенсации Скб.

Заметим, что предельные значения входных и выходных сопро-

тивлений СТ (табл. 3.1-3.3) оказываются значительно выше, чем в

традиционных схемах.

Всесторонний сравнительный анализ структур, показанных в

таблицах 3.1-3.3, представляет собой самостоятельную задачу. Ее ре-

шение значительно упрощается благодаря широкому применению со-

временных компьютерных программ анализа электронных схем.

Следует заметить, что эффект компенсации емкостей коллектор-

база входного и выходного транзисторов в структуре многополюсни-

ков, приведенных в таблицах 3.1-3.3, существенно зависит от схемы

включения СТ в конкретном усилителе и, особенно, от величины эк-

вивалентного сопротивления в цепи эмиттера (Э, Э*, Э** , Э*** ). В уси-

лителях с последовательной компенсацией это сопротивление должно

быть достаточно большим в сравнении с сопротивлением эмиттерно-

го перехода транзистора [23]. Усилители на СТ с параллельно-

последовательной компенсацией в значительной степени свободны от

данных ограничений.

Таблица 3.2

Составные транзисторы на базе трех активных элементов Схемы СТ

Э Э*

VT1VT2 VT3

ЭЭ**

I2 I3 I0

VT4 VT3

Э* К

VT2VT3

КЭ**

Продолжение табл. 3.2 7

I2 I3 I0

VT1 VD1

VD2VT2

VT3 К

VT3 VT2

VT3VT2

VT2 VT4

13 КС

14 CK1

VT1VT2

VT3VT4

Продолжение табл. 3.2 15 +

I1СК1

VT1VT2

Э* СК2

VT3 VT2

VT1 VT2

Э* СК2

19 Э*

VT3VT1

CЗС3

Окончание табл. 3.2 21 К

ЕОП

VT2 VT1

VT2VT1

Э Э**

Таблица 3.3 Составные транзисторы на базе четырех активных элементов

Схемы СТ 1

СК3-4VT3

VT4 VT3

VT4VT3

Таблица 3.4 Перечень элементов в структуре составных транзисторов,

образующих каналы компенсации Свх и Свых

№ схе-мы

Элементы компенсации Свх Элементы компенсации Свых

1 2 3 Составные транзисторы на базе двух активных элементов

1 VT1, I1, VT2, I2 VT1, VT2 2 VT1, I2, VT4, VT3, I1, VT2 VT3, VT4, VT1 3 VT1, I1, VT2 VT1, VT2 4 VT1, I2, VT2, I3, VD2, I1 VT1, VD2, VT2

Составные транзисторы на базе трех активных элементов 1 VT3, I3, VT2, I2 VT2 2 VT3, I3, VT2, I2, VT1, I1 VT2 3 VT2, I3, VT3, I1 VT2, VT3 4 VT1, I1, VT2, I2 VT1, VT2 5 VT1, I2, VT4, I3, VT2, I1 VT1, VT2, VT4 6 VT1, I1, VT2, I2 VT1, VT2 7 VT1, I2, VT2, I3, VD2, VD1, I1 VT1, VT2 8 VT2, I2, VD2, VD1, I1, VT1 VD1, VD2, VT2 9 VT1, I2, VT2, I2 VT1, VT2, VT3 10 VT1, I2, VT4, I3, VT3, I1 VT3, VT4, VT2 11 VT3, I1, VT2, I2 VD1, VT3, VT2, VT1 12 VT2, I2, VT3 VT2, VT1, VT3 13 VT3, I1, VT1, VT2; VT2 VT3, VT2, VT1 14 VT1, I1, VT2, I2 VT4, VT1, VT2, VT3 15 VT1, VT3, VT2, I1 VT1, VT2 16 VT3, I1, VT2, I2 VT3, VT2 17 VT1, VT3, VD2, VD1 VT1, VT3 18 VT1, I2, VT2, I1 VT1, VT2, VT3 19 VT1, VT3 VT1, VT3 20 VT1, VT3, VT2 VT1, VT2 21 VT1, I2, EОП, VT3 VT3, VT1, VT2 22 VT2, R1, VT3 VT2, VT3; R1, VT1 23 VT3, I2, VT2, I1 VT3, VT2, VT1

Продолжение табл. 3.4

24 VT3, I1; VT2, I3, VT1, I2 VT2, VT3, VT1

25 VT3, I3, VT1, I1 VT3, VT1, VT2

26 VT3, R2, VT2, I3 VT3, VT2

Составные транзисторы на базе четырех активных элементов

1 VT1, I2, VT4 VT2, VT4, VT3

2 VT1; VT2, VT3 VT2, VT1

3 VT1, VT4, VT2 VT1, VT2

4 VT3, VT4, VT2, VT1 VT3, VT2

5 VT3, VT4, VT2, VT1 VT3, VT2, VT5

6 VT3, VT4; VT2,VT1 VT3,VT1; VT2, VT4

Число вариантов построения СТ, показанных в таблицах 3.1-3.3, возрастает в два раза, если в них заменить p-n-p-транзисторы на тран-зисторы n-p-n-типа и соответствующим образом изменить направле-ния источников тока и полярности источников питания. Большие возможности в синтезе структур многополюсников, обладающих эффектом компенсации Скб, открывают гибридные схе-мы, содержащие полевые и биполярные транзисторы. Все схемы, представленные в таблицах 3.1-3.3, можно условно разделить на СТ с последовательной [17, 23] и СТ с параллельной [21] компенсацией Скб. В первом классе усилителей выходной транзистор используется дважды – для усиления основного сигнала и для переда-чи в коллекторную цепь СТ сигнала компенсации его Скб, пропорцио-нального току через емкость Скб. Это накладывает существенные ог-раничения на величину эквивалентного сопротивления (Rэ.экв) в эмит-терной цепи СТ, которая вместе с rэ одного из транзисторов образует делитель тока, влияющий на коэффициент передачи по току компен-сирующего канала. В таблицах 3.5-3.7 приведен перечень схем из таблиц 3.1-3.3, в которых необходимо обеспечить высокие значения Rэ.экв.

Таблица 3.5 Ограничения на эквивалентное сопротивление

в эмиттерной цепи СТ (табл. 3.1)

№ схемы

Эмиттерный вывод в схеме СТ

Ограничение на Rэ.экв

Э 2. ээквэ rR >>

Э* 1. ээквэ rR >>

Э* 41. эээквэ rrR +>>

Э** 341. ээээквэ rrrR ++>>

1-3 Э 11.−>> SR эквэ

1-4 Э 221. эddэквэ rrrR ++>>

Э** 2. ээквэ rR >>

Таблица 3.6

Ограничения на эквивалентное сопротивление

№ схемы

1 2 3 2-1

Э* 1. ээквэ rR ≥

2-3 Э 1. ээквэ rR ≥

Э* 3ээкв.э rR >>

Продолжение табл. 3.6 1 2 3

Э* 42. эээквэ rrR +>>

Э** 4. ээквэ rR >

Э** 221. эddэквэ rrrR ++>>

Э* 221. эddэквэ rrrR ++>>

2-9 Э 2. ээквэ rR >>

2-10 Э 4. ээквэ rR >>

Э*** 43. эээквэ rrR +>>

2-11 Э 2. ээквэ rR >>

Э** 31. эdэквэ rrR +>>

2-12 Э 1. ээквэ rR >>

Э** 3ээкв.э rR >>

Э*** 4. ээквэ rR ≥

2-13 Э 2. ээквэ rR >>

2-14 Э 2. ээквэ rR >>

Окончание табл. 3.6 1 2 3

2-15 Э 2. ээквэ rR >>

2-17 Э 2. ээквэ rR >>

Э* 221. эddэквэ rrrR ++>>

2-18 Э 2. ээквэ rR >>

2-20 Э 3. ээквэ rR >>

2-21 Э 1. ээквэ rR >>

2-22 Э 2. ээквэ rR >>

2-23 Э 2. ээквэ rR >>

2-24 Э 3. ээквэ rR >>

2-25 Э 3. ээквэ rR >>

Э* 11. SR эквэ >>

2-26 Э 3. ээквэ rR >>

Э** 1. ээквэ rR ≥

Таблица 3.7 Ограничения на эквивалентное сопротивление

№ схемы

3-2 Э 1. ээквэ rR >>

Э 1. ээквэ rR ≥

Представленные в настоящем разделе структуры СТ могут быть

дополнены и другими схемотехническими решениями, использую-щими принцип компенсации импеданса двухполюсника [22].

3.5 Составные активные элементы с некачественными биполярными транзисторами Горизонтальные p-n-p транзисторы, изготавливаемые в рамках

традиционных планарных технологий, обладают крайне низкими зна-чениями коэффициентов усиления по току базы, имеют малое выход-ное сопротивление, плохие частотные свойства, глубокую внутрен-нюю обратную связь и т.д. В этой связи представляет интерес поиск составных структур, в которых минимизируется влияние p-n-p тран-зисторов на основные параметры эквивалентного активного элемента.

3.5 Составные активные элементы с некачественными

биполярными транзисторами

Такими свойствами обладают составные транзисторы, представлен-ные на рисунке 3.21.

Для схемы рисунка 3.21а эквивалентный коэффициент усиления по току эмиттера (выводы - Э, Э*) определяется формулой:

ббб1

+−== , (3.52)

где α1, α2 - коэффициенты усиления по току эмиттера транзистора VT1 и истока VT2.

ИСТ1

Сзс.2

эI∆

кI∆

+ эI∆

кI∆

а) б)

Рис. 3.21. Базовые схемы составного транзистора с последовательной (а) и параллельной (б) компенсацией

параметров VT1

Из выражения (3.52) следует, что при 1б2 = (это характерно для

полевых транзисторов), эквивалентный коэффициент усиления по то-ку многополюсника (рис. 3.21а) равен единице независимо от числен-ных значений параметра α1 p-n-p транзистора VT1. Таким образом, в данной структуре малые значения α1, а также деградация α1, напри-мер, при радиационном воздействии, слабо влияют на Уб . Это позво-

ляет рекомендовать составной транзистор (рис. 3.21а) в тех случаях, когда применение некачественных p-n-p активных элементов неиз-бежно.

В таблице 3.8 (схемы №1-7) показаны примеры построения уси-лительных каскадов, использующих свойства структуры (рис. 3.21а). Схемы различных усилителей, реализованные на p-канальных и некачественных (например, высоковольтных) n-p-n биполярных тран-зисторах, приведены в таблице 3.8 под номерами 3, 5, 7.

Таблица 3.8

Варианты построения усилительных каскадов на основе базовой схемы рис. 3.21

№ п/п

Схема усилителя Пояснения

1 2 3 1 +

Сз.с.2

СТ1Вх.1

Вх.2

Вых.

1. При достаточно высокоомном R1 может использо-ваться как диф-ференциальный усилитель

2. При идентичных элементах имеет малые значения э.д.с. смещения нуля

iвх.2

VT2VT1VD1

VT3CK3

Вх.1 Вх.2

I1iвх.1.

Вых

1. Основное назна-чение – согласо-вание входного дифференциаль-ного каскада с выходным каска-дом

3.5 Составные активные элементы с некачественными

биполярными транзисторами

Продолжение табл. 3.8 1 2 3 3

Вх.1

Вых.

Uэб.2

Вх.2С

R1 СТ2

VT3VD1

Uзи.3

зи.1

Uзи.1

1. Может выполнять функции дифферен-циального усилите-ля

СТ3 СТ4

Вых.

Вх.2Вх.1

CT2CT1

R1VT2 VT3

1. Дифференциальный усилитель с токо-вым выходом

Вх.2

Вх.1

Вых.

+СТ1

R1 VT3

Uэб.3

Uэб.2

Uзи.1

1. Дифференциальный усилитель

2. R2 определяет ус-ловия компенсации СК3

Окончание табл. 3.8 1 2 3 6

СТ3 СТ4

Вых.

Вх.2

Вх.1

VD1CT5

CT2CT1

1. Несимметричный дифференциаль-ный усилитель

2. R1 определяет условия компен-сации СК2

7 СТ3 СТ4

Вых.

Вх.2

Вх.1 VT1 CK2 VT2

CT1 R1

Cзс.1

Uзи.1 U

эб.2

1. Несимметричный дифференциаль-ный усилитель

Рассмотрим свойства второй структуры составного транзистора

(рис. 3.21б). Эквивалентный коэффициент усиления по току составного тран-

зистора (рис. 3.21б)

( ) 122 1 αα−+α=∆∆=αΣ

I. (3.53)

3.6 Модифицированный составной p-n-p – n-p-n транзистор

Чувствительность Σα к нестабильности 1α некачественного p-n-

p транзистора зависит от численных значений 2α :

α−=αα=

constd

dS . (3.54)

Если 12 →α , то 0→αS .

То есть в схеме рисунка 3.21б разброс 1α практически не влияет

на эквивалентное усиление по току эмиттера составного транзистора. Аналогично схемам (рис. 3.21) могут быть построены последо-

вательно-параллельные составные транзисторы (рис. 3.22). Это значи-тельно расширяет множество схемотехнических решений СТ, обла-дающих свойствами инвариантности эквивалентных параметров от свойств применяемых некачественных p-n-p (n-p-n) транзисторов.

Рис. 3.22. Гибридный составной транзистор с параллельно-последовательной компенсацией

3.6 Модифицированный составной p-n-p – n-p-n транзистор В аналоговой микросхемотехнике широкое распространение

имеет составной транзистор (СТ), реализуемый на p-n-p и n-p-n ак-тивных элементах. Данная структура СТ (рис. 3.23), эквивалентна по своим свойствам входному транзистору VT1. Это одна из ее замеча-тельных особенностей.

VT1 ΣБ

ΣЭ.I

Σкб.U

а) б)

Рис. 3.23. Составной транзистор (а) и его эквивалент (б)

Выходная проводимость и эквивалентный коэффициент усиле-

ния по току эмиттера СТ (рис. 3.23):

constIДU

э.Укб.У

б22.2б

22.1б22.У =

constUДI

)h1)(h1(h

кб.Уэ.У

к.Уб21.2

б21.1

+++=αΣ ,

где hij.n – h-параметры трехполюсников VT1, VT2 в схеме с общей ба-

зой (общим эмиттером).

Таким образом, предельная выходная проводимость СТ

(рис. 3.23) не лучше, чем выходная проводимость входного трехпо-

люсника VT1: б22.1

б22.У hh ≈ .

Существенное уменьшение выходной проводимости СТ

(рис. 3.23) может быть получено за счет введения в схему (рис. 3.23)

цепи следящей связи (ЦСС) по току закрытого коллекторного перехо-

да VT1. Практический вариант построения такого СТ показан на ри-

сунке 3.24 [31]. В нем цепь компенсации rк1 реализована на транзи-

сторе VT3.

3.6 Модифицированный составной p-n-p – n-p-n транзистор

VT1VT3

ЦСС

Рис. 3.24. Модифицированный СТ с повышенным выходным и входным сопротивлениями

При этом выходная проводимость эквивалентного трехполюс-ника рисунке 3.24 уменьшается:

( ) б22.УУ3

б22.У

б22.м hб1hh <<α−= , (3.55)

где α3 – коэффициент усиления по току эмиттера VT3. Следует заметить, что предельное значение входного сопротив-ления СТ (рис. 3.24) Rвх.max , которое также относится к числу его важ-ных параметров, может быть значительно выше, чем в схеме (рис. 3.23). Этот эффект объясняется наличием цепи следящего пита-ния у транзистора VT3:

( ) 1б22.3к3

э.Увх.max hr

−=>>

∞→, (3.56)

где э.УR - эквивалентное сопротивление в цепи эмиттера УЭ .

Выводы 1. Рассмотренные в главе 3 свойства базовых схем составных мно-

гоплюсников с компенсацией емкости Скб выходных транзисторов предоставляют разработчикам аналоговых микросхем дополни-тельную возможность повышения верхней граничной частоты широкополосных усилителей вω . При этом выигрыш по вω зави-

сит от соотношения инерционности компенсируемого и компен-сирующего каналов усиления.

2. Рассмотренный метод улучшения частотных свойств широкопо-лосных усилителей рекомендуется использовать в тех случаях, ко-гда емкость коллектор-база выходного транзистора образует с со-противлением нагрузки достаточно большую эквивалентную по-стоянную времени и является доминирующим фактором.

Глава 4

АРХИТЕКТУРА И СХЕМОТЕХНИКА ШИРОКОПОЛОСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

4.1 Структурные схемы температурно-компенсированных

усилителей постоянного тока

Широкое применение классического параллельно-балансного

дифференциального каскада в аналоговой микросхемотехнике обу-

словлено, прежде всего, замечательным свойством его структуры –

взаимной компенсацией температурных эффектов, связанных с дрей-

фом характеристик применяемых транзисторов. При идентичных

транзисторах величина э.д.с. смещения нуля ДУ (Есм) и температур-

ный дрейф есм получаются небольшими [6].

Схемы несимметричных ДК, как правило, не обеспечивают эф-

фективную температурную компенсацию есм. Если несимметричный

дифференциальный усилитель (НДУ) имеет повышенную, но детер-

минированную (не случайную) температурную нестабильность есм, то

устранить этот недостаток можно структурными методами.

На рисунках 4.1-4.9 приведены функциональные схемы баланс-

ных усилителей с непосредственной связью каскадов, имеющих вза-

Глава 4. Архитектура и схемотехника широкополосных усилителей

имную температурную компенсацию двух идентичных, но неста-

бильных НДУ. Один из них – НДУ1 – обеспечивает усиление сигнала,

второй – НДУ2 – совместно с повторителями тока ПТ1 (ПТ2) создает

цепь параметрической компенсации температурных эффектов. Если

НДУ1 и НДУ2 совершенно идентичны, а повторители тока ПТ1 (ПТ2)

имеют единичные коэффициенты усиления по току, то, несмотря на

высокую нестабильность статического режима НДУ1, результирую-

щие параметры по дрейфу усилительных структур (рис. 4.1-4.9) могут

быть не хуже, чем у классического параллельно-балансного каскада.

В качестве НДУ2 должны использоваться дифференциальные

усилители, допускающие непосредственное соединение входов Вх.1 и

Вх.2 без существенного нарушения статического режима. В общем

случае НДУ1 (НДУ2) имеют основной (3) и вспомогательный (3*) вы-

ходы, характеризующиеся высокими значениями выходных сопро-

тивлений.

Входы вспомогательного НДУ2 могут также использоваться как

дополнительные входные узлы в мультивходовых ОУ, а также для

включения цепей регулировки Есм и его температурного дрейфа, вве-

дения корректирующих сигналов и т.п. Это значительно расширяет

области применения балансных усилителей рассматриваемого класса.

Замечательной особенностью балансных усилителей рисун-

ков 4.1-4.9 является их способность к самоустановлению нулевых

значений регулярной составляющей есм без каких-либо дополнитель-

ных настроек и балансировок. Это весьма важный факт особенно для

несимметричных ДУ.

Рассмотрим условия минимизации дрейфа э.д.с. смещения нуля

в усилителях (рис. 4.1–4.9), полагая, что НДУ1 и НДУ2 имеют неко-

торые значения автономных параметров есм1 и есм2:

dEe см.iсм.i ⋅= . (4.1)

Схема рис. 4.1. +

Вх.1

Вх.2Вх.1

Вх.2НДУ1

НДУ2

Вых.

Рис. 4.1. Последовательно-балансный ДУ

Практическая реализация структуры (рис. 4.1) на биполярных транзисторах затруднена. Применение полевых транзисторов с управ-ляющим p-n переходом в каскадах НДУ1 и НДУ2 позволяет легко выполнить условия получения минимального дрейфа э.д.с. смещения нуля:

yее см.2

21.2см.1см.У ⋅−= (4.2)

где y21.1 (y21.2) – крутизна преобразования входного дифференциаль-ного напряжения НДУ1 (НДУ2) в его выходной ток. При одинаковых значениях есм.1=есм.2 и y21.1=y21.2 в схеме (рис. 4.1) обеспечивается полная компенсация температурной неста-бильности есм несимметричных НДУ1 и НДУ2. Схема рис. 4.2. Уравнение для дрейфа э.д.с. смещения нуля:

yее см.2

i.121.1

21.2см.1см.У ⋅

⋅−= (4.3)

где Ki.1≈1 – коэффициент усиления по току повторителя ПТ1.

-K i.1

НДУ1 НДУ2Вх.1 Вх.2

K i.1i1

Вх.2Вх.1

ПТ1Вых.

Рис. 4.2. Балансный ДУ на основе повторителя тока ПТ1 в выходной цепи НДУ1

Условие полной компенсации дрейфа:

y21.2 = y21.1K i.1. (4.4) Схема рис. 4.3. По свойствам на постоянном токе близка к схе-ме (рис.4.2):

.ееKy

yе см.1см.2i.1

21.2см.У −⋅= (4.5)

Полная компенсация нестабильности статического режима воз-можна, если

y21.2K i.1 = y21.1. (4.6)

-K i.1

K i.1i2

Вх.2Вх.1

ПТ1Вых.

Рис. 4.3. Балансный усилитель на основе повторителя тока

в выходной цепи НДУ2

Схема рис. 4.4. Основная особенность – наличие двух повтори-телей тока ПТ1-ПТ2, а также более высокая степень симметрии на переменном токе.

.ееyK

yKе см.1см.2

21.1i.1

21.2i.2см.У −⋅= (4.7)

-K i.1

K i.1i2Вх.2Вх.1

Вых.

K i.2i1

ПТ2 -K i.2

Рис. 4.4. Балансный усилитель на основе инвертирующих

повторителей тока ПТ1-ПТ2

Схема рис. 4.5. Является модификацией структурной схемы (рис. 4.3). Отличие состоит в том, что эффект компенсации здесь дос-тигается использованием неинвертирующего повторителя тока ПТ1:

yKее

1см.2

21.2i.1см.1см.У −−=

где j1 – температурная нестабильность источника опорного тока I1. +

K i.1i2Вх.2Вх.1

Вых.

2 133*

Рис. 4.5. Балансный усилитель на основе неинвертирующего

При высокой стабильности I1 минимальный температурный дрейф будет получен при:

y21.1= Ki.1y21.2. (4.8)

Схема рис. 4.6. Использует более сложный двухвходовой по-

вторитель тока ПТ1. Температурный дрейф э.д.с. смещения нуля:

i.121.1

1см.1см.2

i.2см.У −−⋅= (4.9)

K i.1i1

Вх.2Вх.1

Вых.

-K i.2

K i.2i2

Рис. 4.6. Балансный усилитель на основе двухвходового

Схема рис. 4.7. В ней применяются неинвертирующие повтори-

тели тока ПТ1, ПТ2. Обладает более высокой, чем на рисунках 4.2,

4.3, 4.5, симметрией на переменном токе. Э.д.с. смещения нуля:

.ееy

Kе см.1см.2

i.2см.У −⋅= (4.10)

K i.1i1Вх.2Вх.1

Вых.

K i.2i2

Рис. 4.7. Балансный усилитель на основе неинвертирующих

повторителей тока ПТ1-ПТ2

Если обеспечить Ki.2y21.2= Ki.1y21.1, то детерминированная темпе-ратурная нестабильность э.д.с. смещения нуля будет иметь мини-мальное значение. Схемы рис. 4.8 и рис. 4.9. Реализованы на основе схем рисун-ков 4.3 и 4.5 соответственно. По существу являются их модифика-циями.

НДУ1 НДУ2Вх.1 Вх.2*

K i.2i2Вх.2Вх.1

Вых.

1+Ki.12

i.2K±

Рис. 4.8. Модификация балансного усилителя рис. 4.5

-K i.1

i2K i.1i2

Вх.2Вх.1

Вых.

K i.2 2

Рис. 4.9. Модификация балансного усилителя рис. 4.3

Поэтому для усилителя (рис. 4.8) справедливы соотношения:

jееy

21.1i.2

ПТ21

ПТ1см.1см.221.2

i.1см.У

+−−−⋅= (4.11)

В схеме (рис. 4.9) дрейф э.д.с. смещения нуля:

Kyеее

i.221.1

ПТ21

i.121.2см.2см.1см.У

+−−−= (4.12)

При оценке дрейфовых параметров балансных усилителей

(рис. 4.1–4.9) ранее не учитывались автономные [6] (дрейфовые) па-

раметры повторителей тока ПТ1 – ПТ2: еп1, jпт1, епт2, jпт2. Анализ пока-

зывает, что влиянием епi, характеризующего смещение входной ха-

рактеристики ПТ, можно практически всегда пренебречь. Что касает-

ся влияния jпт, то более точные выражения, дополняющие полученные

выше формулы для есм.∑, приведены в таблице 4.1.

Таблица 4.1 Влияние повторителей тока на э.д.с. смещения нуля балансных

усилителей (рис. 4.1-4.9)

№ схемы Уточненные формулы для есм.∑ 1

см.221.1

21.2см.1 е

yе −

i.121.1

ПТ1см.2

i.121.1

21.2см.1 Ky

yе −⋅−

ПТ1см.1см.2i.1

jееK

y−−⋅⋅

i.121.1

ПТ1см.1см.2

21.1i.1

21.2i.2

yK−−−

1см.2

21.2i.1см.1 y

yKе −−−

i.121.1

1см.1см.2

21.1i.1

21.2i.2

yK−−−

i.121.1

21.1i.1

ПТ1см.1см.2

21.1i.1

21.2i.2

yK−−−

jееy

21.1i.2

ПТ21

ПТ1см.1см.221.2

i.1см.У

+−−−⋅=

Kyеее

i.221.1

ПТ21

i.121.2см.2см.1см.У

+−−−=

Для высококачественных типовых повторителей тока на бипо-лярных транзисторах [27]:

кб.0б

ппт ДI2ДTвT

2K2jj +=≈ , (4.13)

где Kα=1,5÷3 – поправочный коэффициент; β - коэффициент усиления по току базы выходного транзистора ПТ; Т – температура в градусах Кельвина и ее приращение (∆Т); ∆Iкб.0 – температурное приращение обратного тока коллекторного p-n перехода выходного транзистора ПТ.

4.2 Несимметричные дифференциальные усилители

В современных аналоговых устройствах находят применение более 30 модификаций составных транзисторов (СТ) [1-8, 24], пред-ставляющих собой структуры из двух-трех активных элементов. Как показано в главе 3, данный схемотехнический прием позволяет целе-направленно изменять свойства эквивалентного четырехполюсника (СТ), добиваясь некоторого улучшения тех или иных его параметров за счет рационального выбора структуры СТ, статических режимов и типов применяемых в нем полевых и биполярных n-p-n и p-n-p транзисторов. Исследуем более подробно составные транзисторы с цепями компенсации емкости коллектор-база входного и выходного транзи-сторов [25, 26] и покажем, что они обладают некоторыми свойствами классического дифферен-циального каскада.

2Кi.2

Кy2uб

i2.2=Ki.2i1.2

Рис. 4.10. Функциональная схема составного транзистора (а)

и пример построения усилителя тока УТ2 (б)

Обобщенная функциональная схема СТ приведена на рисун-ке 4.10. В качестве усилителя тока УТ2, имеющего низкое входное

б. hh 111211 ≤ ) и высокое выходное ( б

. hh 111222 1<< ) сопротивления, а также

близкие к единице коэффициент усиления по напряжению от узла «Б»

к узлу 1 (Ky.2=1) и коэффициент усиления по току от узла 1 к узлу 2 (Ki.2≈1), могут применяться каскады с общей базой. Примеры по-строения таких СТ показаны на рисунке 4.11. Рассматриваемая структура СТ обладает рядом существенных особенностей.

Вх.1

Вх.2

Вых.

VT2VT1

1КВх.2

Вх.1

Вых.

а) б)

Рис. 4.11. Примеры построения дифференциальных усилителей на основе составных транзисторов (рис. 4.10а)

Статический режим и его температурная стабильность В статическом режиме разность потенциалов между узлами «Э»

и «Б» близка к нулю Uэб.∑ ≈ 0. Это позволяет выбирать сопротивление Rэ независимо от статического режима СТ, т.к. в сбалансированном СТ резистор Rэ слабо влияет на эмиттерный ток VT1. В схемах (рис. 4.11) температурные дрейфы напряжений Uэб.1 и Uэб.2 транзисторов взаимно компенсируются:

Ueее ,эб

hhсм ДД 21

21 ⋅=−= , (4.14)

где eh1, eh2 - автономные параметры VT1, VT2; ∆Uэб1,2=Uэб1-Uэб2 - раз-ность напряжений Uэб1, Uэб2 в статическом режиме СТ; Т – температу-ра окружающей среды в градусах Кельвина; ∆Т - диапазон рабочих температур СТ. Из формулы (4.14) следует, что ДУ (рис. 4.11) в диапазоне тем-ператур обладает свойствами классического параллельно-балансного

усилителя [6]. Действительно, э.д.с. смещения нуля есм каскада (рис. 4.11а) или одинаковых параметрах входной характеристики транзисторов VT1, VT2:

бln −−−

ϕ=эсм

тсм ReII

Iе , (4.15)

где α2 - коэффициент усиления по току эмиттера VT1, ≈ϕm 25 мВ.

Для получения нулевых значений есм необходимо, чтобы:

I эсм ≈+

±=−

(4.16)

Таким образом, балансировка СТ (рис. 4.11), при которой 0→смe , осуществляется введением некоторой асимметрии в токи I1 и

I2 относительно их расчетных величин. Численные значения э.д.с. смещения нуля лежат в пределах eсм≈∆Uэб1,2≈2÷10 мВ, т.е. источник тока I1 (I2) должен допускать регулировку в пределах:

20%10ДД

1 ÷≤≈ϕ

см . (4.17)

Температурная нестабильность токов I1 и I2 создает дополни-тельную статическую погрешность СТ:

тт*см I

Iе ϕ−ϕ≈

1 ДД. (4.18)

Это накладывает ограничения на их схемотехнику. Условием минимизации температурного дрейфа э.д.с. смещения нуля СТ (рис. 4.10) является равенство есм=0, которое, как и в класси-ческих ДУ, обеспечивается регулировкой I1(I2) или высокой точно-стью изготовления p-n переходов VT1-VT2. Влияние автономных па-раметров jh1 и jh2, характеризующих температурные смещения вы-ходных характеристик VT1 и VT2 [6] неодинаково. Соответствующие им составляющие э.д.с. смещения нуля определяются формулами:

( )б.

б.см.j hhjhе 21111111 −≈ , (4.19)

21112 jhhе б.см.j ≈ ,

где 01111 ДДб кб.э IIjh +⋅= , 02222 ДДб кб.э IIjh +⋅= , ∆αi - температурные

приращения коэффициента усиления тока эмиттера VT1; ∆Iкб.0i- тем-пературные приращения обратного тока коллекторного перехода VT1.

Из формулы (4.19) следует, что при б.

б. hh 211111 = , что соответствует

условиям минимизации есм1, в схеме СТ1 (рис. 4.11) происходит ком-пенсация составляющей есм.ji, обусловленной температурным смеще-нием выходной характеристики VT1. У современных интегральных транзисторов второе слагаемое формулы для автономного параметра jhi, как правило, меньше перво-го слагаемого. Поэтому численные значения jh2 могут быть рассчита-ны по следующим приближенным формулам [6]:

( )11 б1Д −≈T

Tjh , (4.20)

( )22 б1Д −≈T

Значения входных токов дифференциального усилителя на ри-сунке 4.11а:

)1( 111. α−≈ II вх , (4.21) 1

2.−±≈ эсмвх RеI .

Температурный дрейф входных токов:

))(1( 21121. jhIjhj tвх +∆α−+≈ , (4.22)

−∆≈ эtсмвх Rеj ,

где ,1tI∆ t

смe∆ - температурные приращения I1 и есм.

Приведенный анализ показывает, что каскад на основе СТ (рис. 4.10) может рассматриваться как дифференциальный усилитель, имеющий также как и классический параллельно-балансный ДУ, не-большие значения э.д.с. смещения нуля и его температурного дрейфа. При рациональном выборе параметров элементов схемы такой ДУ имеет также небольшие входные токи и их температурный дрейф.

Динамические параметры Для расчета динамических параметров электронных схем на ба-

зе СТ (рис. 4.10, 4.11) необходимо располагать информацией об их [y] или [h]-параметрах. Используя методику определения h-параметров электронных схем [6], можно получить следующие формулы для СТ (рис. 4.10, 4.11):

( )( )бб

бббб

1.212.21

1.212.111.11.11

++++≈Σ ;

ббббббб hhhhhhh 2.211.221.112.111.221.12.12 ⋅−+≈Σ ; (4.23)

( )бббб hhhh 1.212.211.22.22 1 ⋅−≈Σ ;

( ) бб

2.211.21

1.21.21

11 ++≈Σ .

Поэтому коэффициент усиления по напряжению каскадов (рис. 4.11) в диапазоне средних частот:

1−≈ энy RRK . (4.24)

Входные дифференциальные сопротивления каскадов неодина-ковы:

)1)(1( 2.211.211.бб

эвх hhRR ++≈ , (4.25)

1.1.112. вхб

эвх RhRR <<+≈ .

Заметим, что выходная проводимость каскадов (рис. 4.11) зави-сит от сопротивления резистора Rэ:

+⋅−=

бббб

выхRh

1.111.212.211.22 1 . (4.26)

Это обстоятельство накладывает существенные ограничения на выбор Rэ. Чем более высокую степень компенсации выходной емко-сти Ск1 транзистора VT1 необходимо получить, тем больше должно быть сопротивление резистора Rэ. В идеальном случае необходимо иметь:

1.212.21. ≈

hhK . (4.27)

В реальных схемах эффективная выходная проводимость СТ (рис. 4.10) сравнительно мала:

0)1( .1 ≈−ω≈ Σiквых KCjy && . (4.28)

Таким образом, эффективная выходная емкость СТ (рис. 4.10, 4.11) меньше, чем емкость коллектор-база отдельно взятого транзи-стора VT1. Это позволяет выполнять на основе СТ (рис. 4.10) широ-кополосные схемы.

Диапазон активной работы Одним из важных параметров любого ДУ, определяющих быст-

родействие операционных усилителей на их основе в нелинейных ре-жимах [6], является напряжение ограничения Uгр проходной характе-ристики в режиме короткого замыкания на выходе (рис. 4.11).

iн= i

вых

)(грU +

)(maxI −−

)(грU −−

)(maxI +

Рис. 4.12. Проходная характеристика ДУ (рис. 4.11)

Для рассматриваемых дифференциальных каскадов (рис. 4.11а):

тэгр IRU ϕ+β≈+11

тэтэгр RIRIIU ϕ+≈ϕ+−≈−212

)( 5,0)( , (4.29)

max II β≈+ ,

max 5,0 II ≈− ,

где 11 >>β – коэффициент усиления по току базы VT1; ≈ϕт 25 мВ – температурный потенциал. Таким образом, в отличие от классических ДУ каскады (рис. 4.11) имеют (при одинаковых Rэ и статических токах транзисто-ров) в du-раз более широкий диапазон активной работы:

2β≈

u , (4.30)

)()( ≤

−−

Однако )()( −+ >> uu dd и )()( −+ >> гргр UU . Для схемы (рис. 4.10б) )()( +− >> uu dd , )()( +− >> гргр UU .

Ослабление синфазных сигналов в дифференциальных каскадах на основе СТ1 (рис. 4.10) Способность дифференциального усилителя (рис. 4.10) подав-

лять синфазные сигналы характеризуется коэффициентом ослабления входных синфазных напряжений Kос.сф:

)( 211.121

.1. yyRhKKК эycyсфос ++≈⋅= −− , (4.31)

где Ky.c – коэффициент преобразования входного синфазного сигнала uc в выходное напряжение uн; y1, y2 - выходные проводимости источ-ников тока I1 и I2. Если Rэ ≤ 1кОм, y1≈y2≤106÷107 Ом

-1, то гарантированные значе-ния Кос.сф лежат в пределах 60-80 дБ. Такое ослабление синфазных сигналов удовлетворяет многим применениям. При этом входные проводимости для синфазного сигнала:

( ),)1(

)1()1)(1()1(

1.2211

11.22212111.

бсвх

+α−≈

≈α−+α−α−+α−≈ (4.32)

21.111.121

21.1112.111

hRhRyhhRyyбб

ббэ

свх

≈⋅+⋅+α−≈−

−−−

В каскадах (рис. 4.11) свх

свх yy 2.1. << , а входная проводимость с

вхy 1.

может быть значительно меньше, чем выходная проводимость бh 1.22

одиночного транзистора в схеме с общей базой. Этот эффект объясня-ется наличием следящего питания в коллекторной цепи VT2. Таким образом, дифференциальный усилитель на основе СТ (рис. 4.10) несимметричен при работе с синфазными сигналами. Во-прос только в том, насколько эта несимметрия влияет на характери-стики конкретных аналоговых устройств. В ряде случаев это влияние несущественно.

Амплитудно-частотная характеристика несимметричного ДУ в широком диапазоне частот Для расчета АЧХ коэффициента усиления по напряжению Ky(jω)

рассмотрим частный случай несимметричного ДУ, соответствующего схеме (рис. 4.13), где Ск2, Ск1 – емкости коллекторного перехода тран-зисторов VT2, VT1.

VT2VT1

Вых.

Вх.2Э

uвых

Бuвх

Рис. 4.13. К расчету АЧХ несимметричного ДУ (рис. 4.11)

Формулу для Кy в широком диапазоне частот при сопротивлении источника сигнала Rc≠0 можно привести к виду:

( ) ( )( )[ ] ( )[ ] вх

вых

& =−ωτ+⋅αα−ωτ+

−ωτ+αα−τ

ω+=ω

, (4.33)

где Э

RK = - коэффициент передачи каскада по напряжению в диа-

пазоне средних частот; cКc RC 2=τ - постоянная времени входной це-

пи; НКН RC 1=τ - постоянная времени цепи нагрузки; ΣyK& - коэффици-

ент передачи по напряжению от узла «Б» в узел 2; 2yK& - коэффициент

передачи по напряжению из узла «Б» в узел 1; 21,αα && - коэффициенты

усиления по току эмиттера VT1, VT2. Рассмотрим АЧХ ДУ (рис. 19.5) для случая, когда

2211 , α=αα=α && , 22, yyyy KKKK == ΣΣ&& , т.е. при доминирующем влия-

нии на работу каскада постоянных времени τн и τс. В этом случае из уравнения (4.20) можно сделать следующие выводы: 1. В схеме (рис. 4.13) имеется два контура компенсации, умень-

шающих влияние постоянных времени τc и τН [25]. 2. Возможна неустойчивость каскада в случае, когда 121 >αα .

3. Для повышения устойчивости и снижения показателя колеба-тельности АЧХ целесообразно уменьшать α2, так как изменение α1 приводит к изменению Ky. Снижение коэффициента α2 можно обеспечить схемотехниче-

ским приемом, суть которого иллюстрирует (рис. 4.14). Включение транзистора VT3 снижает эквивалентный коэффициент передачи тока от узла 1 к узлу 2, который в этом случае определяется как:

VTЭКВ SS

+=α , (4.34)

где SVT2 и SVT3 – площади эмиттерных переходов транзисторов VT2 и VT3 соответственно.

Вых.

Рис. 4.14. Схемотехнический прием снижения

показателя колебательности АЧХ Результаты компьютерного моделирования схемы (рис. 4.14)

приведены на рисунке 4.15. При этом использовались модели транзи-сторов КТ3102Б и КТ3107Б. На рисунке 4.15 приведена частотная за-висимость коэффициентов передачи каскада при Rс=1кОм, I1=1мА и различных значениях αЭКВ. Для сравнения на рисунке 4.15 приведена АЧХ усилителя, состоящего из эмиттерного повторителя и каскада с общим эмиттером в аналогичном статическом режиме.

4.3 Дифференциальные усилители со следящим питанием

Рис. 4.15. АЧХ каскада (рис. 4.14) при различных αЭКВ

Рассмотренные несимметричные дифференциальные усилители

дополняют схемотехнику аналоговых устройств различного функ-

ционального назначения.

Как показано в главе 3, с для компенсации составляющей вход-

ной емкости классического дифференциального каскада (рис. 4.16),

обусловленной емкостью коллекторного перехода Ск1 входного тран-

зистора VT1, необходимо обеспечить единичную передачу входного

сигнала uвх в коллекторную цепь VT1 с минимальными амплитудны-

ми и фазовыми искажениями. Для этой цели (помимо введения сле-

дящих повторителей) целесообразно использовать специальный дели-

тель напряжения ДН1 в цепи неинвертирующего выхода ДУ

(рис. 4.16).

Вых.

Вх.1

VT2VT1

Вх.2

+Кд1

uвых

Rэ1 R

Рис. 4.16. Способ организации следящего питания транзистора VT1

в классическом дифференциальном каскаде (VT1, VT2, I1)

В этом случае эффективное напряжение на емкости Ск1

( ) вх1д1yвх1двыхвх1к1ск u1KKuKuuuu −=−=−= , (4.35)

где вых

кд u

1 = , 21

выхy RR

+≈= .

Поэтому действующая входная емкость (при достаточно высо-

кочастотных подсхемах ДН1, VT1 и VT2):

( )111. 1 дyкэфвх KKСС −≈ . (4.36)

В зависимости от численных значений коэффициентов передачи

Ку1 и Кд1 возможны следующие частные случаи:

1. 111 =дy KK . Входная емкость полностью компенсируется.

2. 111 >дy KK . Входная емкость принимает отрицательные значения

и может использоваться для нейтрализации емкости источника

сигнала.

3. 011 =дy KK . Входная емкость имеет положительное значение

1. кэфвх СС = .

4. 011 <дy KK . Емкость коллекторного перехода «умножается» в

( )1д1y KK1+ -раз.

Примеры практической реализации структурной схемы рисунка

4.16 показаны на рисунках 4.17-4.19. В схеме рисунка 4.17 делитель

напряжения реализован на резисторах R1 и R2. Причем

RKд +

211 43

y rrRR

++++≈ , (4.37)

111 RR

RKK yд +

где rэ1, rэ2 – сопротивления эмиттерных переходов VT1, VT2.

То есть, для полной компенсации Ск1 необходимо обеспечить равен-

ство 431 RRR +≈ .

Вх.1Вх.2

Вых.

VT1 VT2

uвых.

uвх.

Рис. 4.17. Пример построения ДУ с компенсацией входной емкости

В схеме рисунка 4.18 единичный коэффициент усиления со вхо-

да Вх.1 в цепь коллектора VT1 устанавливается резистором R3, или

(при необходимости) - входным сопротивлением повторителя тока

ПТ2.

Вх.1 Вх.2

Вых.

VT1 VT2

ПТ1 ПТ2

Рис. 4.18. Схема несимметричного ДУ с компенсацией емкости

коллекторного перехода транзистора VT1

На рисунке 4.19 показаны варианты построения несимметрич-

ной цепи следящего питания в типовых каскодных усилителях. Здесь

необходимый коэффициент петлевого усиления Ky1 11 ≈дK устанав-

ливается резисторами R3 и R1, R2:

31 ≈

RKд . (4.38)

Вх.1 Вх.2

Вых.

VT1 VT2

-K i12.1

VT4+Ec

Вх.1 Вх.2Вых.

VT1 VT2

-Кi12.1

Рис. 4.19. Варианты построения несимметричной цепи следящего питания транзистора VT1 в каскодных усилителях

на р-n-p (а) и n-p-n (б) транзисторах

Для получения эффекта компенсации входной емкости по обоим входам ДУ необходимо ввести две симметричные цепи следящего пи-тания (рис. 4.20).

Вых.2Вых.1

Вх.2Вх.1

VT1 VT2

VT4VT3

R3 R4R1 R2

Рис. 4.20. Симметричные усилитель со следящим питанием VT1, VT2

Другие варианты построения симметричных цепей компенсации входной емкости показаны на рисунке 4.21.

Вх.1 Вх.2

Вых.2

VT1 VT2

ПТ1 ПТ2

Вых.1

Вх.1 Вх.2

Вых.

VT1 VT2

VT5 VT6

-Кi12.1

а) б)

Рис. 4.21. Варианты построения симметричных ДУ

В этих схемах транзисторы VT3, VT4, обеспечивающие стаби-лизацию напряжения коллектор-база VT1 и VT2, работают на границе активного режима, что несколько ограничивает динамический диапа-зон цепи компенсации. В ряде случаев, для устранения этого недос-татка целесообразно вводить дополнительные элементы установления статического режима VT3* и VT4* (рис. 4.22).

Вых.1 Вых.2

Вх.1

VT4VT3

VT1 VT2I1

Вх.2

VT5 VT6

Рис. 4.22. Способ установления статического режима транзисторов VT3 и VT4

Примеры построения цепей компенсации входной емкости в «перегнутых» каскодных усилителях показаны на рисунке 4.23.

Необходимый эффект снижения Свх здесь реализуется за счет соответствующего выбора дифференциальных параметров двухпо-люсников Rк3 (Rк4).

Вых.Вх.1

Rк3VT4VT3

VT1 VT2

Вх.2

VT5 VT6

K i12.1ПТ1

Рис. 4.23. Способ организации следящего питания транзисторов VT1-VT2 «перегнутого» каскода на n-p-n (а) и p-n-p (б) транзисторах VT3-VT4

Особенность схемы рисунка 4.24 состоит в том, что в ней при-менены дополнительные цепи установления статического режима VT3 и VT4 на основе диодов VD1-VD2 (рис. 4.24а).

-K i12.1

Rк3 R

1 2ПТ1

Вх.2

VT1 VT2

VT6VT5

Вх.1 +Ес

Вых.

Вых.1 +Ес

Вых.2

Вых.3Вых.4

Вх.2Вх.1

VT1 VT2

VT4VT3

VD1 VD2

VT6VT5R1 R2

VT7 VT8

Рис. 4.24. Следящее питание VT1-VT2 с дополнительными элементами установления статического режима VT3-VT4

На рисунке 4.25 приведена схема модифицированного каскодно-го ДУ с элементами компенсации (VT3-VT4) емкостей Ск1 и Ск2 тран-зисторов VT1-VT2.

VT1 VT2

VT4VT3

VT5 VT6

Вх.1

Ск2С

Вх.2

Вых.1 Вых.2

Рис. 4.25. Компенсация составляющей входной емкости (Ск1, Ск2) в модифицированном «перегнутом» каскодном усилителе

За счет выбора динамических параметров двухполюсников Rк3-

Rк4 обеспечивается единичная передача входного сигнала в коллек-торную цепь VT1 (VT2) и, поэтому, нейтрализуется влияние на Свх емкостей Ск1 (Ск2). Рассмотренные методы организации следящего питания вход-ных транзисторов могут быть применены и в других дифференциаль-

ных каскадах, например, со структурой ОУ µА741 (рис. 4.26).

+ПТ1

Вх.2

-Вых.2Вых.1

Вх.1

VT1 VT2

VT5 VT6

VT4VT3

Рис. 4.26. Компенсация составляющей входной емкости Ск1 (Ск2)

в усилителях со структурой ОУ µА741

Рис. 4.27. Применение параллельного ДУ (VT3, VT4) для организации последовательной компенсации (начало, окончание на стр. 150)

Рис. 4.27. Применение параллельного ДУ (VT3, VT4) для организации последовательной компенсации (окончание, начало на стр. 149)

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах

Изопланарная технология позволяет создавать на одном кри-сталле структуры, содержащие достаточно качественные биполярные n-p-n (БТ) и p-канальные полевые (ПТ) транзисторы [11]. В этой связи представляет интерес развитие схемотехники широкополосных уси-лителей и других функциональных узлов аналоговых микросхем в данном, а также в расширенном элементном базисе, допускающем применение вертикальных или недостаточно качественных горизон-тальных p-n-p-транзисторов [11].

Несимметричные дифференциальные каскады Предельно простые дифференциальные каскады могут быть

реализованы на БТ и ПТ- транзисторах по схеме, приведенной на ри-сунке 4.28.

4.4 Широкополосные усилители на n-p-n биполярных и p-канальных

полевых транзисторах

VT1 Ic

эб.2

Вх 2VT2

Uзи.1

Вх.1

Вых.1

Вых.2

Рис. 4.28. Несимметричный дифференциальный каскад на основе

составного транзистора VT1-VT2

Используя аналитические выражения для вольтамперных харак-теристик VT1-VT2 Uзи.1=f(Iс), Uэб.2=f(Iэ) [11], для входной цепи ДК (рис. 4.28) можно получить:

xxотсвх

насс

эотсээ

эт UUU

I −+=++ϕ.

2.ln , (4.39)

где Iс.нас, Uотс, Uxx, Ixx – параметры уравнений вольтамперных характе-ристик VT1 и VT2:

1..1. 1

отс

зинассc U

этxxэб I

IUU 2.

2. lnϕ+= . (4.40)

Таким образом, статический ток транзисторов ДК (рис. 4.28) (при Uвх= 0) рассчитывается решением нелинейного уравнения:

xxотс

этэ

насс

отсээ UU

UIR −=ϕ++ 2.

2. ln . (4.41)

Э.д.с. смещения нуля есм и его температурная нестабильность ∆есм: 2.2.1. эбээзисм URIUе −−= , (4.42)

ээбh

зhсм RIеее .221 ∆−−≈∆ , (4.43)

где зhе 1,

бhе 2 - автономные параметры VT1, VT2 [6]; ∆Iэ2 – температур-

ные приращения тока Iэ.2.

Малосигнальная крутизна преобразования входного напряжения uвх в приращение токов Iэ.2, Iк.2 и Iс:

⋅++ϕ≈≈≈=

нассэ

отсэ

dIS . (4.44)

Коэффициенты усиления по напряжению Ky1 и Ky2 и коэффици-енты ослабления входных синфазных сигналов относительно выходов Вых.1 и Вых.2 :

11 нy SRK = , 22 нy SRK = (4.45) бз

сфос hhK 2.121.121.. −≈ , 2.2.221.122.122.. нбзб

сфос RhhhK +−≈ .

Особенность ДК (рис. 4.28) состоит в том, что для обеспечения его статического режима не требуется каких-либо дополнительных источников опорного тока. Кроме этого, данный каскад, в принципе, может иметь нулевое значение э.д.с. смещения нуля, если за счет вы-бора Rэ обеспечить

2.2.1. эбээзи URIU += . (4.46)

Однако такой режим требует регулировки Rэ, что не всегда приемле-мо.

Источники опорного тока На основе n-p-n-биполярного и p-канального полевого транзи-

сторов реализуются практически «идеальные» источники опорного тока (ИОТ) (рис. 4.29). Величина тока I1 ИОТ зависит от численных значений сопротивления Rэ в соответствии с формулой (4.41). Такой ИОТ характеризуется достаточно высокими выходными сопротивле-ниями r1, r2 и r12:

1.122.12

112.11

12 +++≈

, (4.47)

)( 112.112.122.22

−− +++== ShRhhrY бэ

бб , (4.48)

)()( 112.111.12

112.111.121.22

−−− ++≈+++== ShRhShRhhrY бэ

збэ

зз , (4.49)

где hij.n - h-параметры VT2 и VT1 в схеме с общей базой и общим за-твором соответственно; S1 – крутизна ПТ V1. Температурные приращения тока I1

эбод

зи ∆−−∆≈∆ 2..0

1.1 , (4.50)

где 01.зиU∆ , Т∆ - приращение Uзи.1 в диапазоне рабочих температур

Т∆ , Uд.о ≈ 1,2 В. Вых.1

Вых.2 Вых.2

Вых.1

а) б)

Рис. 4.29. Источник опорного тока на базе СТ1 (а)

и его эквивалентная схема (б)

В зависимости от выбора рабочей точки ПТ температурный ко-эффициент тока ИОТ (рис. 4.29) может изменяться, т.к. температур-

ные приращения 01.зиU∆ принимают как положительные, так и отрица-

тельные значения [6]. N-канальные усилители Составной транзистор СТ1 (рис. 4.28а) позволяет создавать про-

стые многоканальные усилители, имеющие несколько входов и выхо-дов (рис. 4.30). При разрыве соединения в узлах «а» и «в» схемы (рис. 4.30) число входов увеличится до 4.

Ряд перспективных модификаций схемы (рис. 4.30) реализуется за счет более сложных H и T-образных мостовых резистивных под-схем, включаемых вместо R1. Это предоставляет дополнительные возможности управления параметрами усилителя на малом и боль-шом сигналах.

Вх.2

Вх.*2

Вх.1

Вх.*1

Вых.1

Вых.*1

Вых.2

Вых.*2

R*H.2R*

х а хв

Рис. 4.30. N-канальный усилитель

Дифференциальные каскады с дополнительным каналом параметрической компенсации дрейфа э.д.с. смещения нуля Компенсация температурной нестабильности нулевого уровня в

классических параллельно-балансных усилителях базируется на принципах вертикальной симметрии этого класса устройств. Если эта симметрия разрушается по каким-либо причинам, то хорошего ре-зультата по дрейфу э.д.с. смещения нуля достичь не удается. В этой связи представляет интерес поиск альтернативных (классическому ДУ) несимметричных структур, обладающих эффектом параметриче-ской компенсации нулевого уровня и позволяющих при идентичных транзисторах получить аналогичные классическому ДК показатели по стабильности статического режима.

Рассмотренные в [12] способы компенсации дрейфа э.д.с. сме-щения нуля несимметричных дифференциальных каскадов дают удовлетворительные результаты и для рассматриваемого класса схем.

Основная идея построения температурно-стабильных ДК с ма-лым значением э.д.с. смещения нуля на нестабильных активных эле-ментах базируется на свойствах структур со взаимной параметриче-ской компенсацией погрешностей, описанных в [12]. Необходимые для компенсации фазовые и амплитудные соотношения [12] обеспе-чиваются в рассматриваемых ниже схемах ДК повторителями и сум-маторами токов.

Вх.1(-)

Вх.2(-)

+ЕСМ

Вх.2(+)

3Вых.

Вх.1(+)

Вх.2(+)Вх.1(-)

Вых.

U*СМ

а) б)

-Вх.1

Вх.2

Вых.

Вых.Вх.1(-)

Вх.1(+)

в) г)

Рис. 4.31. Широкополосные каскады с малым значением э.д.с. смещения нуля

Те или иные резисторы нагрузки Rн в схеме (рис. 4.31а) могут включаться в разрыв цепи в узлах «А» и «В».

Если на кристалле кроме ПТ и n-p-n БТ создаются вертикальные (горизонтальные) p-n-p-транзисторы, то число возможных вариантов построения температурно-стабильных дифференциальных усилителей с использованием p-канальных ПТ существенно возрастает (рис. 4.32-4.38).

хххА В СТ2СТ1

Вх.1(+)

+ЕСМ

Вых.1

1 23 3

Вх.1(-)

Вх.2(+)

Вх.2(-)

Вых.2

Рис. 4.32. Функциональная схема мультивходового ДУ на основе

составного транзистора СТ1 (СТ2) Как показано в [11], нестабильности характеристик транзисто-ров СТ1 и СТ2 в схеме (рис. 4.32) взаимно компенсируются.

Применение высококачественных повторителей тока ПТ1, ПТ2 в схеме (рис. 4.33), идентичность СТ1 и СТ2 и соединение входов

)(Вх.1 + , )(Вх.2 − друг с другом создают в аналоговых устройствах на базе ДК (рис. 4.33) условия для параметрической компенсации э.д.с. смещения нуля. Аналогичные повторители тока могут быть включены в узлах «А» и «В» схемы (рис. 4.33).

Вх.1(-)

СТ1 СТ2

Вых.

1 2ПТ2

Вх.1(+)

Вх.2(-)Вх.2(+)

Рис. 4.33. Дифференциальный каскад с широким диапазоном изменения входных и выходных напряжений

В схеме (рис. 4.34), в связи с введением компенсирующего кана-

ла на транзисторах VT1*, VT2* (VT3, VT4), обеспечиваются малые значения э.д.с. смещения нуля.

На (рис. 4.35) приведена схема широкополосного температурно-стабильного (при высокой идентичности VT1, VT2, VT5, VT6 и R1=R2=R3=R4) дифференциального каскада, реализованного на ос-нове полевых транзисторов VT1-VT2.

Вх.1(-)

Вх.1(+)

Вых.

Вх.2(+)

Вх.2(-)

VT4 VT5

R2R3VT2

VT5 VT6

R1 VT3

Вх.1*

Вых.

Вх.2*

Вх.1

Вх.2

Рис. 4.34. Варианты построения ДК на n-p-n и p-n-p биполярных и p-канальных полевых транзисторах

Вх.1 VT1 VT2

VT3VT4

VT5 VT6

Вых.

Вх.2

Рис. 4.35. Широкополосный усилитель с компенсацией емкости коллектор-база выходного транзистора

Входной каскад быстродействующего операционного усилителя На основе составного транзистора VT1 (рис. 4.28) реализуются

дифференциальные каскады с расширенным диапазоном активной работы (рис. 4.36), которые позволяют за счет простых схемотехниче-ских решений получить выигрыш по быстродействию операционных усилителей в режиме большого сигнала на 1-2 порядка [8]. В статиче-ском режиме VT3 и VT4 закрыты, т.к. выходной ток ПТ1 и ПТ2 больше, чем ток источника I1=I3. Это достигается выбором

312 22 III => . При уменьшении коллекторного тока VT1 до уровня I1,

в соответствии с алгоритмом [8], включается нелинейная отрицатель-ная обратная связь (ООС), которая в дальнейшем обеспечивает еди-ничную передачу дифференциального входного сигнала в цепь истока VT3. Это позволяет создать дополнительное приращение тока эмит-

тера VT2 2Rui вхэ ≈ и, следовательно, выходного тока ДК в широком

диапазоне изменения входных сигналов. При другой полярности uвх входное граничное напряжение ДК (рис. 4.36) увеличивается за счет включения нелинейной ООС на основе ПТ2 и VT4.

Рис. 4.36. Входной каскад быстродействующего ОУ

Мультивходовые операционные усилители В современных активных фильтрах возникает необходимость в

построении ОУ, имеющих 2хN дифференциальных входов и несколь-ко выходов. В рассматриваемом элементном базисе эта задача реша-ется путем параллельного соединения N-дифференциальных каскадов (рис. 4.28) и построения ОУ по функциональной схеме (рис. 4.37). Ее основная особенность – малые значения э.д.с. смещения нуля по каж-дому входу и высокая температурная стабильность Есм, что обеспечи-вается введением параметрического канала компенсации дрейфа на транзисторах VT5, VT6. Следует заметить, что увеличение числа па-раллельно включенных составных транзисторов VT1-VT2, VT1*-VT2* в основном канале усиления должно сопровождаться аналогич-ным увеличением числа таких же СТ в канале компенсации. В ряде случаев транзисторы канала компенсации могут также использовать-ся для подачи сигналов.

Вх.1

Вх.2

Вх.1*

Вх.2*

Вых.

VT3VD1

R3 R2 R2*

VT6 VT6*

R4 R4*

Рис. 4.37. Мультивходовой ОУ на базе составных транзисторов VT1-VT2

УМ2 УМ1

Вых.2 Вых.1

VT2VT1

R1 R2 R3

Вх.2

Вх.1

Рис. 4.38. Мультивходовой и мультивыходовый

операционный усилитель

На рисунке 4.39 показаны схемы параллельно-балансного ДК с источником опорного тока общей эмиттерной цепи на основе состав-ного транзистора (рис. 4.28). Варианты построения драйверов для двухтактных усилителей мощности и температурно-стабильного уси-лителя переменного тока представлены на рисунке 4.40.

Вых.2

Вх.2

Вых.3

Вх.1

RH.2RH.3

Вх.2Вх.1

Вых.

VT1 VT2

VT3 VT4

а) б)

Вх.2

Вых.

Вх.1

Рис. 4.39. Параллельно-балансные дифференциальные УТП

4.5 Каскодные видеоусилители с каналами компенсации входной и выходной емкостей

Вых.1

Вых.2

RЭ RH

Вых.1

Вых.2

а) б)

Рис. 4.40. Повторитель (а) и усилитель (б) напряжения на составных транзисторах VT1-VT2

Рассмотренные схемотехнические решения могут послужить ос-новой построения микросхем различных широкополосных усилите-лей.

Рассмотренные в главе 3 принципы построения составных тран-зисторов могут быть эффективны при построениии широкополосных каскодных усилителей. Функциональная схема каскодных видеоуси-лителей (КУ) данного класса, имеющих повышенную площадь усиле-ния, приведена на рисунке 4.41а.

Она включает входной (ВК) и согласующий (СК) каскады, а также выходной транзистор VT2, имеющий сравнительно большую емкость коллекторного перехода СК2. В общем случае входной каскад, пример построения которого приведен на рисунке 4.41б, содержит входной транзистор VT1 с емкостью коллекторного перехода СК1 и повторитель напряжения ПН1, обеспечивающий передачу входного сигнала в цепь коллектора VT1 для нейтрализации влияния СК1 [20].

Подсхема ВК выполняет три функции – обеспечивает с крутиз-ной 1S преобразование входного напряжения uвх в выходной ток ВК iΣ

и, как следствие, в ток 22 эк ii ≈ , передает с коэффициентом 1uK входное

напряжение uвх цепь базы VT2 (в некоторых частных вариантах по-строения схем), передает приращение тока базы VT2 2бi от низкоом-

ного входа 2 к узлу 3 с коэффициентом передачи по току 12 ≈iK . Со-

гласующий каскад СК имеет сравнительно большое выходное сопро-тивление 3эR и коэффициент передачи по току 14 ≈iK .

Следует отметить, что существует большое число вариантов со-гласования по постоянному току ВК и VT2 [8]. Так, для входного кас-када, представленного на рисунке 4.41б, база VT2 может соединяться с узлами 2, 2*, 2**

и 3 при условии, что повторитель напряжения ПН1 имеет близкий к единице коэффициент передачи тока Σi к узлу 3

( 13 ≈iK ).

Вых

-S1 Кi2

CKuвх

122 SuKii вхiб −=Σ

RЭ2 ПН1+КП

вхк uu ≈

Рис. 4.41. Функциональные схемы каскодного усилителя

с повышенной площадью усиления (а) и его входного каскада (б)

Физическая сущность рассматриваемого способа повышения верхней граничной частоты каскодных усилителей состоит в миними-зации влияния СК1и СК2 на вf . Это достигается путем введения следя-

щей связи по напряжению во входном каскаде [20], которая создается повторителем ПН1, и следящей связью по току емкости коллекторно-го перехода 2бi [6, 8, 21], которая обеспечивается подсхемами ВК и

СК. При этом передача тока 2бi на выход каскада должна (в идеаль-

ном случае) быть близка к единице в широком диапазоне частот. В результате, при малой инерционности подсхем ВК, СК, ПН1 площадь усиления КУ повышается в несколько раз [8].

В диапазоне средних частот коэффициент передачи по напряже-нию каскодного усилителя (рис. 4.41) определяется соотношением:

(321 эээ

выхo RRR

uК ++≈= . (4.51)

Более точное выражение для К0 может быть получено с учетом неидеальности ПН1, СК, ВК, VT2. Из формулы (4.20) следует, что в каскодных усилителях рассматриваемого класса существует несколь-ко способов формирования заданных усилительных свойств в диапа-зоне средних частот – путем соответствующего выбора сопротивле-ний 321 ,,, эээк RRRR .

Полагая, что 24211 ,,,, α&&&&&iiu KKKS частотно зависимы и аппрок-

симируются функциями однополюсника, имеющими соответствую-щие постоянные времени 24211 ,,,, ατττττ iius , можно определить uK& в

широком диапазоне частот (при нулевом внутреннем сопротивлении

cR источника сигнала вхu ):

)1)(1)(1)(1( 4220 isк

выхu jjjj

cωτ+ωτ+ωτ+ωτ+

==Σα=

&& , (4.52)

где

>>>>≈τ

>>≈>>τ≈τ Σ б

эээu

бэээs

2.113211

1.112131

mh .11 - h-параметр m–го транзи-

стора в схеме с общей базой; 2кτ - эквивалентная постоянная времени

цепи нагрузки кR .

Если предположить, что VT2 имеет высокие значения гранич-ной частоты 2αω в схеме с общей базой )1( 22 αα τ=ω , а 1sτ и 4iτ соиз-

меримы с 2ατ , то

)1(*22 iкк Т−τ≈τ , (4.53)

где 2*

2 ккк СR=τ ; 242 iii KKT α= - усиление по току от низкоомного узла 2

подсхемы ВК до выхода КУ (Вых.). С учетом сопротивления источника сигнала ( 0≠cR ):

)1)(1( .0

Σ≠ ωτ+ωτ+≈==

ввх

выхu

&& , (4.54)

где )1(*uвхвх Т−τ=τ ; 1

*ксвх CR=τ ; пэвхкu ККuuT ⋅≈= - коэффициент пе-

редачи по напряжению от входа КУ (рис. 4.41) до коллектора транзи-стора VТ1 его входного каскада; 1≈≈ пэ КК - коэффициенты усиле-

ния по напряжению эмиттерного повторителя на VТ1 и повторителя цепи следящей связи по напряжению ПН1; Στв - эквивалентная посто-

янная времени высоких частот подсхем ВК, СК и VТ2;

2 )1( isiкв T τ+τ+τ+−τ≈τ ΣαΣ . (4.55)

Для оценки площади усиления воKQ ω= формулу (4.54) можно

представить в виде:

ωτ+≈

1* , (4.56)

где 2222.

2 )2( −−Σ π=ω=τ+τ=τ вввхвв f .

При этом верхняя граничная частота вf усилителя рассматри-

ваемого класса удовлетворяет неравенствам: 2.1. , вввв ffff ≤≤ , (4.57)

где 222

1.)1()1(2

ucкiкк

TRCTRСf

−+−π= ;

вfτ+τ+τπ

Тогда площадь усиления КУ (рис. 16.1а) составит:

)1()1( isuкiк TT

τ+τ+τ+−τ+−τ≈

. (4.58)

Если для некоторого частного случая предположить, что тран-зисторы VT1, VT2 идентичны ( 21 кк CC = ), а cк RR ≈ , то предельный

выигрыш по площади усиления (n), который дает построение усили-

телей по функциональной схеме (рис. 4.41а) (при условии *

42 квхis τ≈τ<<τ≈τ≈τ Σα ), не может превышать значений

1)1()1(

max >>−+−

≈≈<ui TTQ

Qnn , (4.59)

где Q – площадь усиления при отсутствии цепей компенсации). При полной компенсации влияния 1кC и 2кC на вf , то есть когда

в существенном диапазоне частот обеспечивается 1== ui TT , коэффи-

циент n не превышает величины:

2*2*2 nnn

вхкр <

τ+τ+τ

τ+τ=≤

. (4.60)

Таким образом, данный способ улучшения частотных свойств каскодных усилителей, основанный на введении двух цепей следящей связи – по напряжению и по току [6, 8, 21], эффективен прежде всего в том случае, когда выходной и входной транзисторы КУ имеют по-вышенные значения емкости коллектор – база ( кiC ), а также при вы-

сокоомной нагрузке кR и большом внутреннем сопротивлении источ-

ника сигнала cR .

Рассмотрим частные примеры построения функциональных уз-лов КУ (рис. 4.41а.) В каскодном дифференциальном усилителе (ДУ) (рис. 4.42) по-вторитель напряжения ПН1 реализован на транзисторе VT2 и стаби-литроне VD1. Коэффициент передачи по напряжению в диапазоне средних частот Кo определяется отношением сопротивлений резисто-

ров R3 и R4. Резистор R4 должен удовлетворять условию бhR 2.114 >> . В

ином случае емкость коллектор-база VT2 будет нейтрализована не полностью. Особенность усилителя (рис. 4.43) состоит в том, что он реали-зован на однотипных транзисторах VT1-VT4. В принципе данный каскад является дифференциальным. Однако его свойства по входу 2 существенно отличаются от свойств по входу 1. Отношение сопро-тивлений резисторов R1 и R2 определяет усиление по напряжению КО в диапазоне средних частот.

В дифференциальном усилителе (рис. 4.44) эффективность цепи следящей связи по току СК2 существенно зависит от сопротивления резистора R2, который должен быть относительно высокоомным. Цепь следящей связи по напряжению входного транзистора VT1 реа-лизована здесь на транзисторах VT2-VT4.

IO 2IO IO

R4Вх.1

Вых.

Вх.2

Рис. 4.42. Каскодный ДУ с несимметричным выходом

Вых

VT1 VT3

Рис. 4.43. Широкополосный ДУ на однотипных транзисторах

Вых

Вх.2Вх.1

IO1 IO3

VT2 VT3

VT4VT1

Рис. 4.44. Каскодный ДУ на однотипных транзисторах

В несимметричном дифференциальном усилителе (рис. 4.45)

усиление по напряжению определяется следующей формулой:

−− += RRRКo . (4.61)

Вых

Вх.2

Вх.1

VT2 VT3

VT4VT1

Рис. 4.45. Несимметричный дифференциальный усилитель

В схеме (рис. 4.46) минимизация влияния СК1 на верхнюю гра-ничную частоту усилителя обеспечивается транзистором VT3, кото-рый имеет собственную емкость СК3. В свою очередь, влияние СК3 на

вf уменьшается цепью следящей связи [20] на транзисторе VT2. Эф-

фективность компенсации СК2 существенно зависит от сопротивления резистора R2, а также от численных значений коэффициентов усиле-ния по току эмиттера VT1-VT3 и их частотных свойств.

2IOIO2

Вх.1

Вх.2

IO1 IO3 2IO

Вых

Рис. 4.46. Дифференциальный усилитель с несимметричным входом

В основу построения дифференциального каскада (рис. 4.47)

положены свойства каскодного усилителя (рис. 4.46).

VT2 VT3 VT4

Вых. I4

Вх.1

Вх.2

I2 I3 I5

Рис. 4.47. Широкополосный дифференциальный усилитель

Вых.1 Вых.2

IO1 IO2

Вх.1 Вх.2

CЗС2 C

CК1 C

Рис. 4.48. Каскодный усилитель на полевых транзисторах

Рассматриваемый метод повышения верхней граничной частоты

широкополосных усилителей дают также весьма простые схемотех-

нические решения и в каскадах на полевых транзисторах (рис. 4.48).

В рассмотренных ранее усилителях с функциональной схемой

(рис. 4.41а) следящая связь по току емкости 2кC выходного транзи-

стора VТ2 вводится последовательно - цепь эмиттера VТ2. В ряде

случаев [8] компенсацию влияния емкости коллекторного перехода

2кC на вf целесообразно обеспечивать без использования для этой

цели выходного транзистора VТ2 путем введения параллельного VT2

канала передачи 2бi – транзистора VТ2* (рис. 4.49). Это позволяет

разделить каналы усиления сигнала вхu и компенсации 2кC , ослабить

их взаимное влияние. В схеме (рис. 4.49) должны выполняться усло-

вия 1,11 ≈≈ Σiu КК .

Примеры практических схем усилителей с данным вариантом компенсации 2кC показаны на рисунках 4.49, 4.50.

1uK Σ1S

VT2* VT2Cк2

ВК-СК

Вых

Рис. 4.49. Функциональная схема усилителя с разделением каналов усиления сигнала и канала компенсации 2кC

VT1VT4

Вх.1

CK1 C*K2

I2 I3 I4

Вых.

_ Рис. 4.50. Широкополосный усилитель с параллельным каналом

компенсации 2кC

4.6 Операционные усилители на основе ячеек Джильберта

Вых.

R1 CK1

Рис. 4.51. Широкополосный усилитель на р-n-p и n-p-n транзисторах

Все усилители данного класса содержат источники стабильного тока mo II ÷ , которые могут быть реализованы как на транзисторах, так и на основе резисторов. Предпочтение следует отдавать таким схемотехническим решениям, которые обеспечивают для выбранной технологии изготовления микросхемы наименьшую выходную ем-кость источников тока. В ином случае рассмотренный способ повы-шения верхней граничной частоты не дает существенного выигрыша.

Усилители с непосредственной связью каскадов, выполненные с использованием ячеек Джильберта (ЯД), относятся к числу наиболее широкополосных и в схемах без обратной связи характеризуются ма-лым временем установления переходного процесса после перегрузки. На рисунке 4.52 приведена обобщенная функциональная схема ОУ с ЯД, в которой реализуются несколько иные принципы построе-ния, чем в традиционных ОУ.

Рис. 4.52. Функциональная схема ОУ с промежуточным каскадом

на ячейках Джильберта

Основой ОУ данного класса является N-каскадов усиления тока (ячеек Джильберта), которые с минимальными частотными искаже-ниями в KЯД-раз усиливают выходной ток входного преобразователя «напряжение-ток» (ПНТ). Выходной конвертор «ток-напряжение» (ПТН) осуществляет обратное преобразование токовой координаторы ЯД 1.выхi ( 2.выхi ) в напряжение выхu . Заданные значения коэффициента усиления по напряжению в таком ОУ устанавливаются, как правило, за счет коэффициента усиления по току ячеек Джильберта. В ОУ со структурой рисунка 4.52 могут найти применение ячей-ки Джильберта первого (рис. 4.53) и второго (рис. 4.54) типов, а также их предлагаемые ниже модификации.

VT4VT3

VT2VT1

I1 Вых.i

1Вых.i

Вх.2Вх.1

Вх.я1

Вх.я2

Iвых.1

Iвых.2

VD1 VD2

ПНТ

Рис. 4.53. Ячейки Джильберта (VD1, VD2, VT3, VT4) первого типа

Вых.i1

Вых.i2

VT3 VT4

VT6VT5

Вх.2Вх.1

VT1 VT2

Iвых.2

Iвых.1

Вх.я1

Вх.я2

Рис. 4.54. Ячейка Джильберта второго типа (VT3-VT6, I2) Все они отличаются построением преобразователей выходного

тока дифференциального каскада (ПНТ) (Iк1) (Iк2) в выходной ток ЯД

1.выхI , 2.выхI .

Как показано в при идентичных p-n-переходах выходной ток одной ячейки Джильберта 1.выхI , 2.выхI пропорционален ее входному

току Iк1 (Iк2): 11. кЯДвых IKI = , (4.62)

где КЯД – коэффициент усиления по току одной ЯД. Причем последний параметр зависит от статического режима

схемы:

IKЯД = . (4.63)

Из уравнения (4.62) следует, что при 12 II > ограничение выход-

ного тока ЯД (рис. 4.53-4.54) произойдет при ограничении тока 1кI .

Таким образом, напряжение ограничения Uгр.ЯД двухкаскадной структуры «преобразователь напряжение – ток» - «ячейка Джильбер-

та» определяется напряжением ограничения входного преобразовате-ля «напряжение-ток»: грЯДгр UU =. .

В структуре ОУ на основе ячейки Джильберта крутизна преоб-разования подсхемы ПНТ ( ПНТS ) увеличивается в КЯД-раз

выхЯДПНТ U

∆∆==Σ

1. . (4.64)

На рисунке 4.55 приведены результаты компьютерного модели-рования схемы рисунка 4.54 при различных соотношениях токов

опорных источников I2 и *11 II = .

В/мА4S≈

В/мА5,0S≈

Рис. 4.55. Проходные характеристики ячейки Джильберта (рис. 4.54)

при I1=I2=1 мА, R1=1 КОм Они показывают, что пропорционально величине суммарной крутизны в усилителях на основе ЯД (рис. 4.54-4.55) растет статиче-ский ток ΣI , потребляемый схемой от источника питания:

)2(2 121 ЯДKIIII +=+=Σ . (4.65)

При построении ОУ на основе ячеек Джильберта должны быть решены следующие основные задачи:

- выбор входного преобразователя «напряжение-ток», обеспе-чивающего заданную крутизну (SПНТ), диапазон активной ра-боты (UГР), диапазон изменения входного синфазного сигна-ла, э.д.с. смещения нуля и т.п.;

- выбор выходного преобразователя «ток-напряжение», обес-печивающего заданный диапазон изменения выходного на-пряжения при известном напряжении питания, выходное со-противление, энергетические параметры и т.п.;

- согласование статических потенциалов входного и выходно-го преобразователей ПНТ и ПТН с входными и выходными потенциалами одной или нескольких ячеек Джильберта;

- коррекция амплитудно-частотной характеристики ОУ для обеспечения заданных запасов устойчивости и формирования f1.

В схемах ОУ с низковольтным питанием большой практический интерес представляет функциональная интеграция ячеек Джильберта и элементов «перегнутого каскода» (рис. 4.56).

Рис. 4.57. Варианты функциональной интеграции ячейки Джильберта и «перегнутого» каскода (начало, окончание на стр. 179)

+Ес1

VT8VT7

VT4VT3

VT5 VT6

VT1VT2

Вх.1 Вх.2 Вых.*i2

Вых.*i1

ПНТ

Рис. 4.57. Варианты функциональной интеграции ячейки Джильберта и «перегнутого» каскода (продолжение, окончание на стр. 179)

+ПТ2ПТ1

Вх.i1

Вх.i2

VT2VT1

VT3 VT4

VT6VT5

-Вых.i

1Вых.i

Рис. 4.57. Варианты функциональной интеграции ячейки Джильберта и «перегнутого» каскода (окончание, начало на стр.177)

Это позволяет обеспечить построение ОУ с максимальным вы-ходным напряжением Uвых.max, отличающимся от напряжения питания на ВU рэб 4,12 . = .

Число (N) ячеек Джильберта в ОУ зависит от требуемого усиле-ния по напряжению, крутизны SПНТ, ограничений по потребляемому току, и полосы пропускания ЯД, которая достаточно сложным обра-зом зависит от N [18]. В схеме ОУ рисунка 4.57 функции выходного преобразователя «ток-напряжение» выполняются повторителем тока ПТ1 и выходны-ми транзисторами VT10, VT9. Данный усилитель имеет три ячейки Джильберта первого типа. Транзисторы VT9 обеспечивают симметрирование статического ре-жима VT7-VT8, что повышает точность преобразования сигнала.

Рис. 4.57. Операционный усилитель на трех ячейках Джильберта первого типа

Особенность схемы (рис. 4.58) состоит в том, что здесь входной ПНТ (VT1, VT2, VT3, VT4) и выходной ПТН (VT9, I7, I9) реализованы на основе «перегнутых» каскодов.

Рис. 4.58. Операционный усилитель на основе двух ячеек Джильберта

первого типа и «перегнутых» каскодов

На рисунке 4.59 показана схема ОУ, в которой для повышения крутизны преобразования входного напряжения в выходной ток при-менена ячейка Джильберта второго типа (VT5-VT6, I4), функциональ-но интегрированная с «перегнутым» каскодом (VT3, VT4).

-Кi12.1

Вх.1 Вх.2

VT1 VT2R1

VT3 VT4

VT5 VT6

Вых.

1 2ПТ1

Вх.я1

Вх.я2

Рис. 4.60. ОУ на основе перегнутого каскада и ячейки Джильберта

(VT3-VT6)

Для увеличения общего усиления по напряжению в схеме ОУ

(рис. 4.59) введен еще один каскад Джильберта (VT3, VT4, VT7, VT8, I2).

Рис. 4.60. ОУ с двухкаскадным усилителем Джильберта

на n-p-n и p-n-p транзисторах

В схеме ОУ (рис. 4.61) промежуточный каскад выполнен на трех

последовательно включенных ячейках Джильберта второго типа, а в

выходном преобразователе «ток-напряжение» применена схема ЯД

первого типа.

Входной преобразователь ПНТ реализован здесь на основе ти-пового ДУ (VT1-VT2) и повторителях тока (VT3, VT4).

Вых.БУ

Вх.Я1 Вх.Я2

-Ес3

Вх.2Вх.1 +Ес1

+Ес2

VD2VD1

VT11 VT12

VT6VT5

VT13 VT14

VT10VT9

VT7 VT8

VT15 VT16

VT19 VT20

VD3 VD4 VT18VT17

VT2VT1

Рис. 4.61. ОУ на основе ячеек Джильберта первого и второго типов

Схема (рис. 4.62) иллюстрирует принципы соединения N-

каскадов Джильберта, функционально интегрированных с N-

«перегнутыми» каскодами.

Рис. 4.62. Операционный усилитель на «перегнутых» каскодах

и трех ячейках Джильберта

Сравнение схем (рис. 4.54-4.62) показывает, что ОУ рассматри-

ваемого класса являются многоканальными структурами. Так при

исключении из ячеек Джильберта схемы (рис. 4.62) дифференциаль-

ных каскадов (VT9, VT10; VT11, VT12; VT13, VT14) граф передачи

токовых сигналов (рис. 4.64) будет образован ветвями, произведение

весов которых близко к единице ( 163 ≈ααα э ).

1.1 2.1 3.1 4.1

Вых.Вх.

1.2 2.2 3.2 4.2

S(+)ПНТ

S(-)ПНТ

3α 6α 7α

8α5α4α

Z(+)ПНТ

Z(-)ПНТ

3α 6α 7α

8α5α4α б)

Рис. 4.63. Граф передачи сигналов в ОУ рис. 4.63

без ячеек Джильберта (а) и с ячейками Джильберта (б)

При введении дифференциальных каскадов в ячейки Джильбер-

та структура ОУ становится более многоканальной, усиление по току

после каждого каскада возрастает, резко увеличивается число «путей»

прохождения сигнала со входа на выход (рис. 4.63б).

В ряде случаев это может привести к увеличению времени уста-

новления переходного процесса для малых зон динамической ошибки

При построении входного преобразователя «напряжение-ток»

ОУ по двухтактной структуре возможны реализации двухтактных

промежуточных каскадов с ячейками Джильберта на p-n-p и n-p-n

транзисторах (рис. 4.64).

Рис. 4.64. Операционный усилитель с двухтактным ВК

и ПК на ячейках Джильберта 4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов ДУ с последовательной компенсацией Повышение верхней граничной частоты ( вf ) операционных

усилителей (ОУ) с непосредственной связью [6] является одной из центральных проблем в современной аналоговой микросхемотехнике. В значительной степени вf ОУ определяется его входным дифферен-циальным каскадом (ДК), транзисторы которого в большинстве слу-чаев работают в микрорежиме. Рассмотренные в главе 2 принципы построения составных транзисторов могут быть эффективны и для решения задачи повышения вf . Функциональная схема широкополос-ных ДК данного класса приведена на рисунке 4.65.

4.7 Дифференциальные усилители с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов

Она включает составные компенсированные транзисторы СКТ1–СКТ2 [19], имеющие цепь следящей связи по току емкости коллектор-база СКi выходного транзистора [8, 19] и, как следствие, характеризующиеся малой выходной емкостью СКiэф. << CКi.

Особенность СКТ1-СКТ2 состоит в том, что они имеют совме-щенные и взаимовлияющие канал последовательной компенсации СКi и канал усиления входного сигнала [8].

В зависимости от типа активных элементов (p-n-p или n-p-n) ДК (рис. 4.65) имеет выходы, согласованные с шиной положительного или отрицательного питания. Двухполюсники RКi могут быть реали-зованы в виде резисторов или различных источников тока (активных нагрузок). Эмиттеры СКТ1 и СКТ2 (Э1, Э2) при условии, если они имеют одинаковые потенциалы на постоянном токе, необходимо со-единять друг с другом через резистор RЭ, который определяет, с од-ной стороны, усилительные свойства ДК в диапазоне низких частот, а с другой, существенно влияет на эффективность компенсации СКi. В качестве СТК1-СТК2 рекомендуется использовать активные трехпо-люсники, схемы которых приведены в главе 2, а также на рисунках 4.67-4.71, или их дуальные аналоги на транзисторах противоположно-го типа проводимости.

Рис. 4.65. Функциональная схема широкополосных дифференциальных каскадов

RK1 RK2

Вых.2

Вх.2

Вых.2*Вых.1*

Вых.1

Э1 Э2

Вх.1

RK1* RK2*

CTK1 CTK2

VT1* VT2*

а) б)

Рис. 4.66. Варианты построения составных компенсированных транзисторов СТК1 – СТК2

а) б)

Рис. 4.67. Подсхемы СТК1 – СТК2 с компенсацией (а) и без компенсации СК (б)

Возможный набор совместимых подсхем СТК1-СТК2 определя-ется согласованием (с высокой точностью) статических потенциалов на эмиттерах Э1-Э2 (UЭ1=UЭ2) в широком диапазоне температур, а

Вых

-EI2 I3

Вых

VT3VT2

Вых

также требованием “привязки” выходов ДК к той или иной шине пи-тания (Вых.1, Вых*.1, Вых.2, Вых*.2). Невыполнение первого требо-вания приведет к ухудшению статических параметров ДК, темпера-турного дрейфа ЭДС, смещению нуля и входных токов.

а) б) Рис. 4.68. Варианты построения входных подсхем ДК

на р-n-р транзисторах

а) б) Рис. 4.69. Построение подсхем компенсированных СТК1 – СТК2

на транзисторах р-n-р и n-р-n типа

I1Вых

Вых

Вых*

Вых

а) б) Рис. 4.70. Подсхемы СКТ1-СКТ2. Варианты построения

Следует заметить, что ради повышения вf , ДК (рис. 4.65) могут

не иметь того уровня симметрии плеч, которая характерна для клас-сического ДК [6]. Использовать в качестве СТК1-СТК2 можно не только разнотипные составные структуры (рис. 4.66-4.70), но и ак-тивные многополюсники без компенсации емкости СКi (рис. 4.67б, 4.68б), а также структуры на полевых транзисторах (рис. 4.66б).

В общем случае эффективность компенсации (Д) емкости СКi выходного транзистора VТ*1 в структуре СТК (рис. 4.65) определяет-ся формулой:

Кэф

11( −

++−==

CД , (4.66)

где б

Rni ≈= ; 1≈iК – коэффициент передачи тока емкости СКi по

цепи «база VТ*1» – «эмиттер VT*1» – «коллектор VT*1» для случая,

когда ∞=эR ; б11h – входное сопротивление четырехполюсника СКТ1

(СКТ2) в схеме с общей базой.

Вх.1

RK Вых

Вх.2

+ERK I1

Вых

Предельные значения Д определяются формулами:

ii −

∞→ 1

; 2lim10 =

≈→i

iКnД .

Графики зависимости ( )ii nКfД ,= для различных значений Кi, ni

приведены на рисунке 4.71. Анализируя графики (рис. 4.71), можно сделать следующие вы-

воды: 1. Эффективность компенсации СКi при 1≈in незначительна.

2. Численные значения Кi существенно влияют на предельно возможные величины Д, особенно при 10>in .

3. Уменьшение выходной емкости ДК (рис. 4.65) в 8-10 раз воз-можно уже при 10≥in и 96,0≥iK .

Коэффициент усиления по напряжению ДК (рис. 4.65) с увели-чением ni деградирует:

iу n,

+= , (4.67)

где бб

2.111.11

≈ - коэффициент усиления при Rэ=0.

Так, если 10≈in , то уК уменьшается в 6 раз, однако это соот-

ветствует значению Д >12.

Рис. 4.71. Эффективность компенсации емкости коллектор-база выходного транзистора ДК при разных значениях

коэффициентов Кi и ni

К i = 0,99К i = 0,95

К i = 0,9

К i = 1

К i = 0,8

1012141618

0,1 1 10 100

C К/ C Кэф

Диапазон активной работы ДК (рис. 4.65), определяющий свой-ства ОУ в нелинейных режимах [6], с увеличением ni улучшается:

*гр0гр URIU э +⋅= , (4.68)

где I0 - статический ток эмиттерной цепи СКТ1 (СКТ2); Uгр - диапазон активной работы СКТ при Rэ=0.

Рассмотренный способ построения ДК эффективен прежде всего в тех случаях, когда емкость СКi, которую невозможно уменьшить технологическими решениями, определяет вf . При этом существен-ное влияние на эффективность компенсации СКi будет оказывать час-тотная зависимость коэффициента усиления по току Кi [8].

Рассмотренные выше свойства ДК (рис. 4.65) позволяют осуще-ствить параметрический синтез конкретных схем широкополосных ОУ.

ДУ с параллельной компенсацией Рассмотрим задачу поиска схемотехнических решений ДК, у ко-

торых в сравнении со схемой (рис. 4.72) каналы компенсации Ск и усиления входного сигнала независимы, или в незначительной степе-ни влияют друг на друга. Это позволит исключить высокоомный ре-зистор Rэ из эммитерной цепи ДК и реализовывать схемы ДК по клас-сической структуре [2, 3]. Ниже приводятся варианты построения составных компенсиро-ванных транзисторов (СКТ) для такого класса ДК (рис. 4.72-4.85). Их основная особенность – параллельная компенсация емкости Ск.

Вх.1 Вх.2

СКТ1 СКТ2

Вых.1 Вых.2К К

RК1 R

Рис. 4.72. Структурная схема ДК с параллельной компенсацией

коллектор–база выходного транзистора

I2 I3 I0

VT4 VT3

Вых

I2 I3 I0

Вых

VT1 VD1

VD2VT2

VT3 К

Рис. 4.73 Рис. 4.74

VT2VT3

Вых

КЭ**

VT3 VT2

Вых

Рис. 4.75 Рис. 4.76

VT1VT2 VT3

Вых*

I1 I3RK

ЭЭ**

Вх.1

Вых.

Вх.2

VT2VT3

Рис. 4.77 Рис. 4.78

I2 I3 I4

Вх.2

CK1CK3

Вых.

Вх.1

VT3 VT4

Вых

Вх.1

Вх.2

Рис. 4.79 Рис. 4.80

Вх.1

Вых.

Вх.2

VT2VT3

Вх.1

Вх.2 Вых.

VT3VT4

Рис. 4.81 Рис. 4.82

Вх.1

Вых.

Вх.2

Рис. 4.83

4.8 Усилители с управляемой верхней граничной частотой

Вх.1

Вых.

Вх.2

СК2I1

Рис. 4.84

Рис. 4.85

4.8 Усилители с управляемой верхней граничной частотой Одним из направлений в разработке широкополосных микро-

электронных усилителей (ШУ) являются, рассмотренные в главе 3, схемотехнические методы компенсации емкостей коллекторных пе-реходов Ск их входных и выходных транзисторов [8, 17, 21, 22, 23]. На базе таких ШУ возможно создание перестраиваемого по ωв усили-теля, у которых верхняя граничная частота ωв зависит от величины управляющего напряжения Uупр.

Это объясняется влиянием в схемах данного класса [17, 22] инерционности канала компенсации емкости Ск и коэффициента пе-редачи по каналу компенсации на ωв. По существу в качестве ВЧ-

VT2 VT1

I2 I3 I4

Вх.2

Вх.1

Вых.

фильтра могут использоваться любые схемы дифференциальных кас-кадов с компенсацией Ск [23], если на один из их входов подавать по-стоянное управляющее напряжение Uупр, а второй вход использовать для усиливаемого сигнала.

В таких схемах в зависимости от величины и знака Uупр проис-ходит перераспределение статических токов транзисторов основного и компенсирующего каналов, и, как следствие, меняются эквивалент-ные постоянные времени этих каналов и поэтому – верхняя граничная частота ωв.

Возможны три базовые модификации функциональных схем управляемых усилителей рассматриваемого класса. В первом вариан-те меняется инерционность только основного канала усиления. Такой режим обеспечивается изменением тока эмиттера выходного транзи-стора (рис. 4.86-4.88).

Во второй модификации управляемых усилителей статический режим основного канала остается без изменений, а управление ωв осуществляется только за счет управления статическим режимом транзисторов компенсирующего канала.

В третьем варианте (рис. 4.89-4.91) происходит противофазное изменение частотных свойств основного и компенсирующего кана-лов.

На практике число вариантов построения широкополосных уси-лителей с управляемой верхней граничной частотой существенно воз-растает, если эти подходы применить к схемам с последовательной, параллельной и параллельно-последовательной компенсацией емко-сти коллекторного перехода [23].

Для усилителей с управляемым компенсирующим каналом диа-пазон изменения ωв определяется предельно-возможным выигрышем по верхней граничной частоте, который дает введение цепей компен-сации емкости Ск выходного транзистора. Минимальное значение

min.вв ω=ω для ШУ рассматриваемого класса:

в RС

1min. ≈ω , (4.69)

где Rн – эквивалентное сопротивление нагрузки. Максимально возможная верхняя граничная частота:

∑−ω≈ω

min.max. 1 i

вв K

, (4.70)

где ∑.iK - коэффициент передачи тока компенсирующего канала [17, 22].

Вх.1

Вых.

Вх.2

Uупр

Рис. 4.86. Каскад с управляемым статическим режимом основного канала усиления

VT1Вх.1

Вх.2

Вых

Uупр

Рис. 4.87. Вариант построения каскада с управляемым статическим

режимом основного канала усиления

Вх.2

Вх.3

Вых.

Вх.1 VT1 VT3

упр

Рис. 4.88. Широкополосный каскад с управляемым статическим

режимом основного канала усиления

Вх.1

Вых.

R2 R3 R4

Вх.2

Uупр

Рис. 4.89. Каскад с противофазным управлением

эмиттерными токами транзисторов основного (VT2) и компенсирующего (VT1) каналов

Вх.1

Вх.2

Вых.

VT3 VT4

UупрR3

Рис. 4.90. Вариант построения каскада с противофазным

управлением эмиттерными токами транзисторов VT3 и VT1

Вх.1

Вх.2

Вых.

R2VT2VT3

СК4 С

R3 Uупр

Рис. 4.91. Каскад с противофазным управлением эмиттерными токами транзисторов основного

и компенсирующего каналов

Результаты компьютерного моделирования схемы (рис. 4.89) при-ведены на рисунке 4.92. При моделировании использовались Spice-модели транзисторов КТ3102В и КТ3107В. Статические токи основ-

ного и компенсирующего каналов - 1мА и 50мкА соответственно. Управляющее напряжение изменяется от 1 до 3.5В, при этом статиче-ский ток канала компенсации принимает значение в диапазоне от 50 до 25мкА.

Рис. 4.92. Модуль коэффициента передачи усилителя

при различных значения Uупр.

Из графиков (рис. 4.92) следует, что полоса пропускания ШУ (рис. 4.89) изменяется приблизительно в четыре раза. При этом на 0,3Дб падает коэффициент передачи каскада в диапазоне средних частот. Это объясняется тем, что коэффициент передачи канала ком-пенсации Ki.Σ для схемы (рис. 4.89) приближенно определяется выра-жением:

11. RRr

i +++α≈Σ , (4.71)

где α1 – коэффициент передачи эмиттерного тока транзистора VT1; rэ1 – дифференциальное сопротивление эмиттера транзистора VT1.

При снижении статического тока канала компенсации, умень-шается α1 и увеличивается rэ1, а Ki.Σ падает. Коэффициент передачи каскада на постоянном токе, при условии rэ2<<R6<<(R3+R4), описы-вается выражением:

у ⋅++

+≈ . (4.72)

4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах

Анализируя формулы (4.32) и (4.33) нетрудно заметить, что снижение Ki.Σ приводит к снижению Ку0.

Для получения достаточно широкого диапазона перестройки ωв в схеме ШУ (рис. 4.90) необходимо, чтобы преобладающим фактором регулирования было изменение α1 и инерционности канала компенса-ции. То есть в усилителе целесообразно использовать транзисторы с сильной зависимостью этих параметров от статического тока эмиттера.

Следует обратить внимание, что во всем диапазоне электронной перестройки ωв амплитудно-частотная характеристика не остается оп-тимальной по Г.В. Брауде, имеет выбросы, характерные для резо-нансных усилителей.

4.9 Широкополосные усилители на дискретных транзисторах Наиболее распространенные среднечастотные высоковольтные

транзисторы имеют, как правило, большие значения емкости коллек-торного перехода Скб, что не позволяет создавать на их основе доста-точно широкополосные усилители (ШУ). Применение рассмотренных в главе 3 цепей компенсации емкости Скб, образующей с эквивалент-ной нагрузкой Rн.экв паразитную постоянную времени высоких частот

эквнкбн RС .⋅=τ , является достаточно перспективным схемотехниче-

ским приемом повышения верхней граничной частоты вω ШУ и уве-

личения его площади усиления Q [8]. Теоретические основы построения ШУ данного класса рассмот-рены в главе 3. В настоящем разделе приводятся результаты компью-терного моделирования частотной зависимости нормированного ко-эффициента усиления конкретных схем ШУ при разных параметрах их элементов и режимах по постоянному току. В схеме ШУ (рис. 4.93) канал компенсации емкости Скб.3 вклю-чает транзисторы VT4, VT2 и VT3. На передачу в нагрузку компенси-рующего тока, численно равного току через емкость Скб.3, влияет ре-

зистор R1, который должен удовлетворять условию бhR 2.111 >> . Общий

коэффициент усиления тока по петле компенсации:

1322.111

3. ≤α⋅α⋅

+⋅α==Σ б

iK . (4.73)

Поэтому в соответствии с [16] эффективная постоянная времени

цепи нагрузки уменьшается, что повышает вω

( )Σ−≈τ .3... 1 iкбэквнэфн KСR . (4.74)

Вых

Есм

Скб2

Скб3

Скб4

VT1-КТ3102Б VТ2-КТ3107Б VТ3-КТ814Б (КТС622А) VТ4-КТ3102Б

Рис. 4.93. Широкополосный видеоусилитель

На рисунке 4.94 показаны частотные зависимости относительно-

го (нормированного) коэффициента усиления ( ) 1

−= yy KKМ при на-

личии (1*, 2*) и отсутствии (1, 2) цепи компенсации Скб.3 для разных типов транзисторов (VT3, графики 1, 1* - КТ814Б; VT3, графики 2,2* - КТС622А). Рисунок 4.95б показывает влияние резистора R1 на АЧХ каскада. Физически это объясняется тем, что при уменьшении R1 уменьшается коэффициент передачи тока по каналу компенсации и, следовательно, ухудшается условие нейтрализации Скб.3.

Рис. 4.94. Нормированные АЧХ каскада (рис. 4.93) при наличии (1*, 2*) и отсутствии (1, 2) цепей компенсации Скб.3

Анализ АЧХ (рис. 4.94) показывает, что:

— «выброс» на АЧХ может регулироваться резистором R1; — выигрыш по верхней граничной частоте вω , который реализуется в

схеме (рис. 4.93) (в сравнении со схемой без компенсации), лежит в пределах 2…10.

В схеме (рис. 4.95) приняты дополнительные меры по исключе-нию одновременного влияния R1 на эффективность компенсации Скб и коэффициент усиления по напряжению. Эта задача решается здесь за счет сложного составного транзистора VT2-VT3-VT4. Нормиро-ванные АЧХ ШУ (рис. 4.95) при разных режимах по току цепи компен-сации и разных типах выходных транзисторов VT3 (КТ814Б, КТС622А) приведены на рисунке 4.96.

Есм

-25ВR2

Вых

Скб3

Скб2 С

VT1-КТ3102Б VT2-КТ3107Б VT3-КТ814Б (КТС622А)

VT4-КТ3102Б

Рис. 4.95. Широкополосный усилитель с повышенной крутизной

вхн ЕiRy == −1121

а) VT3-КТ814Б б) VT3-КТС622А

Рис. 4.96. Нормированные АЧХ усилителя (рис. 4.95) для разных выходных транзисторов

Основная особенность схемы (рис. 4.97) состоит в том, что в ней

обеспечивается компенсация не только емкости выходного транзи-

стора Скб.2, но и емкости Скб.3 транзистора выходного эмиттерного по-

вторителя (VT3). Вместе с этим в данной схеме, так же как и в схемах

(рис. 4.95) емкость нагрузки определяет постоянную времени высо-

ких частот. Следовательно, схемы (рис. 4.93, 4.95, 4.97) эффективны

только при малых емкостях нагрузки, что можно обеспечить за счет

введения следящих связей по напряжению в последующих каскадах

[17]. Об этом свидетельствуют номограммы (рис. 4.98). Изменяя ток

I1 или резистор R1 можно в 5-10 раз изменять верхнюю граничную

частоту усилителя. По существу схемы ШУ (рис. 4.93, 4.95, 4.97) мо-

гут выполнять функции перестраиваемого ВЧ-фильтра.

VT1VT2

R2 I2 Cн

Вых

Скб1

Скб3

Скб2

VT1-КТ3192Б VT2-КТ3107Б VT3-КТ815Б (КТ630Б)

Рис. 4.97. Широкополосный усилитель с цепями компенсации

емкости Скб2, Скб1, Скб3

Рис. 4.98. Нормированная АЧХ усилителя (рис. 4.97) при разных емкостях нагрузки и выходных транзисторах (рис. 4.97а - КТ815Б),

(рис. 4.98б - КТ630Б)

Результаты компьютерного моделирования широкополосных усилителей на высоковольтных транзисторах с цепями компенсации емкости коллекторных переходов показывают, что при рациональном построении канала компенсации в них возможно получить расшире-ние площади усиления и увеличение верхней граничной частоты в несколько раз (3…6…8).

Компьютерное моделирование АЧХ ШУ на составных p-n-p и n-p-n транзисторах с цепями компенсации емкости коллектор-база Составной p-n-p- и n-p-n транзистор (СТ, рис. 4.99а), являющий-

ся основой построения достаточно широкого класса транзисторных усилителей с непосредственной связью каскадов (УНС), имеет огра-ниченные возможности по площади усиления Qs, верхней граничной

частоте ωв=2πfв, предельным значениям входного Rвх и выходного

Rвых сопротивлений.

VT1VT2

Вых

Rc Вх.1

Вх.2

fв =247kHz (Ik2=8mA)

fв = 298kHz (Ik2=1mA)

f, kHz10 30 100 300 1000 3000

Рис. 4.99. Базовая схема широкополосного усилителя на СТ (а) и его нормированная АЧХ коэффициента усиления

по напряжению при Rc=0 (б) (Еп=24В, Ik1=1.5mA, Rн=12kОм, Rэ=1kОм, VT1-KT815b, VT2-KT363b)

Основная причина инерционности усилителя рисунка 4.99а – на-

личие постоянных времени высоких частот (τн, τс), которые образу-ются емкостями коллектор-база Ск выходного VT1 и входного VT2 транзисторов, а также сопротивлениями нагрузки Rн и источника сиг-нала Rc:

ннкв RC τ=<ω−1

1 , сскв RC τ=<ω−2

1 . Предельные значения входного и выходного сопротивлений в

диапазоне низких частот в схеме рисунка 4.100 также невелики:

2квх rR < , 1квых rR < , где rк1, rк2 – сопротивления коллекторного перехода VT1, VT2.

Графики АЧХ, приведенные на рисунке 4.100б, построены для

случая, когда сопротивление Rc=0. В этом случае fв≈ 300kГц. При на-

личии сопротивления Rc=12kOм частотные свойства каскада ухуд-шаются и fв принимает значение 148kГц (при Ik2=1mA).

С помощью среды PSpice исследована эффективность схемотех-нических методов расширения полосы пропускания усилителей на ба-зе СТ (рис. 4.99а), основанных на введении в исходную схему некото-рой структурной избыточности – дополнительных каналов компенса-ции Ск. В ряде случаев (рис. 4.100а) положительный эффект удается обеспечить и без дополнительных транзисторов – путем целенаправ-ленной коммутации элементов в базовой схеме рисунка 4.99а.

Одна из замечательных особенностей УНС (рис. 4.100а – 4.101а) – малые значения э.д.с. смещения нуля, что позволяет выбирать вели-чину резистора Rэ независимо от величины статического тока транзи-стора VT1. Коэффициент усиления по напряжению в диапазоне низ-

ких частот определяется отношением резисторов Rн и Rэ: Ку≈Rн /Rэ.

Верхняя граничная частота зависит в основном от постоянных време-

ни τн и τс:

( ) ( ) αω<+≈ω2

нкcк

вRСRС

где ωα - граничная частота коэффициента усиления по току эмиттера VT1.

Введение канала последовательной компенсации Ск1 [8, 9, 33] и хорошо известного канала компенсации входной емкости Cк2 [8], как это показано на рисунке 4.100а, позволяет решить проблему расши-рения в несколько раз частотного диапазона базовой схемы.

Графики нормированной по Ky АЧХ УНС (рис. 4.100а), снятые при разных значениях режимных токов и без учета влияния Rc, пока-зывают, что схемотехнические решения, рассмотренные в [8, 9, 32,

33], позволяют увеличить ωв в 3-10 раз. Если источник сигнала имеет

Rc=12kОм, то ωв в схеме (рис. 4.100а) снижается до 3МГц (Ik2=1mA).

VT1VT2

Вых

f =7.96MHz (Ik2=1mA)

f = 10.4MHz (Ik2=2mA)

f,MHz1 1003 3010

0.70.7

f =11.68MHz (Ik2=3mA)

f = 12.37MHz (Ik2=4mA)

1 1003 3010

f = 13.1MHz (Ik2=6mA)

1 1003 3010

f =13.29MHz (Ik2=7mA)

f = 13.42MHz (Ik2=8mA)

1 1003 3010

Рис. 4.100. Усилитель с последовательной компенсацией

коллекторной емкости (а) и его АЧХ при разных значениях

режимных токов (б) (Еп=±24В, I1=1.5mA, Rн=12k, Rэ=1k, Rc=0)

Модификация ШУ (рис. 4.100а), иллюстрирующая эффектив-

ность параллельно-последовательной компенсации Ск [9], а также нормированные АЧХ данного каскада, полученные при различных

значениях режимных токов и без учета влияния сопротивления ис-точника сигнала Rc, показаны на (рис. 4.101).

Rвх R

Ск1С

VT1VT2VT3

Вых

f = 8.14MHz (Ik3=2mA)

1 503 3010

f = 10.4MHz (Ik3=4mA)

1 503 3010

f = 10.4MHz (Ik3=6mA)

1 503 3010

f = 10.4MHz (Ik3=6mA)

1 503 3010

f =13.29MHz (Ik3=7mA)

f = 13.4MHz (Ik3=8mA)

1 503 3010

Рис. 4.101. Широкополосный усилитель с параллельной компенсацией коллекторной емкости и его АЧХ при разных

значениях режимных токов. (Еп=±30В, Ik1=Ik2=1mA, Rн=12k, Rэ=1k, Rc=0)

Сравнение АЧХ ШУ (рис. 4.99-4.101) показывает, что последо-вательная (рис. 4.100б) или параллельно-последовательная (рис. 4.101а) компенсации Ск повышают ωв усилителя (рис. 4.99а) в 3-10 раз. Эти данные хорошо согласуются с результатами теоретических исследо-ваний главы 3.

Предельные значения входных и выходных сопротивлений УНС (рис. 4.100, 4.101) значительно превышают аналогичные параметры базовой схемы (рис. 4.99а):

22.211.21

.)1)(1(101 kбб

махвх rhh

÷> (4.75)

kвых r

+≈ .

Выводы

1. Рассмотренные в главе 4 функциональные схемы усилителей по-стоянного тока позволяют создавать нетрадиционные ШУ со ста-тическими и дрейфовыми параметрами, близкими к параметрам классического дифференциального каскада.

2. Показанные в главе 4 другие примеры построения операционных усилителей на основе ячеек Джильберта, дифференциальных кас-кадов и видеоусилителей могут найти применение при проекти-ровании аналоговых микросхем различного функционального на-значения.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Рассмотренные в монографии свойства классических усили-тельных каскадов дополняют известные представления об их работе в широком диапазоне частот, приведенные в справочной, научной и учебной литературе. Несмотря на широкие возможности современных систем автоматизированного проектирования РЭА, точные аналити-ческие зависимости основных качественных показателей каскадов с общим эмиттером, общим коллектором, общей базой, каскодных и дифференциальных усилителей, по-прежнему остаются одним из ос-новных инструментов для разработчиков аналоговых микросхем раз-личного функционального назначения - НЧ-усилителей мощности, операционных усилителей, умножителей сигналов, дифференциаль-ных и инструментальных усилителей, непрерывных стабилизаторов напряжения, компараторов сигналов, видеоусилителей и т.п. Они по-зволяют радиоинженеру на качественном уровне выбрать направле-ния оптимизации параметров РЭА, а затем с помощью САПР прове-рить эффективность той или иной схемотехнической идеи.

Дальнейшее улучшение параметров широкополосных усилите-лей (ШУ) связано прежде всего с совершенствованием их архитекту-ры и схемотехники. Рассмотренные в монографии схемотехнические решения несимметричных дифференциальных усилителей, усилите-лей постоянного тока, дифференциальных усилителей со следящим питанием, широкополосных усилителей на n-p-n биполярных и p-канальных полевых транзисторах, каскодных видеоусилителей, опе-рационных усилителей на основе ячеек Джильберта, дифференциаль-ных усилителей с компенсацией емкости коллектор-база выходных транзисторов, усилителей с управляемой верхней граничной часто-той, широкополосных усилителей на дискретных транзисторах могут применяться как в интегральных микросхемах, так и в «не микроэлек-тронных» аналоговых функциональных узлах различной РЭА.

Применение в структуре широкополосных усилителей состав-ных активных многополюсников с цепями компенсации влияния ем-кости коллектор-база емкости транзисторов (Скб) на верхнюю гранич-ную частоту ШУ вω создает в ряде случаев условия для увеличения

Заключение

вω . Рассмотренные в монографии принципы построения таких много-

полюсников и их свойства предоставляют разработчикам дополни-тельные возможности повышения вω . При этом выигрыш по вω зави-

сит от соотношения инерционности компенсируемого и компенси-рующего каналов. Данный схемотехнический прием рекомендуется использовать в тех случаях, когда постоянная времени, образованная емкостью коллектор-база выходного транзистора и сопротивлением нагрузки является доминирующим фактором (существенно влияет на вω ).

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Павлов В.Н. Схемотехника аналоговых электронных устройств [Текст]: учебник для вузов / В.Н. Павлов, Ногин В.Н. – 2-е изд., исправ. – М.: Горячая линия – Телеком, 2001. – 320 с.

2. Остапенко Г.С. Усилительные устройства [Текст]: учеб. пособие для вузов / Г.С. Остапенко. – М.: Радио и связь, 1989. – 400 с.

3. Степаненко И.П. Основы микроэлектроники [Текст]: учеб. посо-бие для вузов / И.П. Степаненко. – М.: Сов. радио, 1980. – 424 с.

4. Алексеенко А.Г. Основы микросхемотехники. Элементы морфо-логии микроэлектронной аппаратуры [Текст] / А.Г. Алексеенко. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: «Сов. радио», 1977. – 408 с.

5. Полонников Д.Е. Операционные усилители: Принципы построе-ния, теория, схемотехника [Текст] / Д.Е. Полонников. – М.: Энер-гоатомиздат, 1983. – 216 с.

6. Анисимов В.И. Операционные усилители с непосредственной связью каскадов [Текст] / В.И. Анисимов, М.В. Капитонов, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов. - Л., 1979. - 148 с.

7. Загорский Я.Т. Измерительные усилители на транзисторах [Текст] / Я.Т. Загорский, Д.Г.Левченко, В.М. Носов. – М.: Энергия, 1971.

8. Прокопенко Н.Н. Нелинейная активная коррекция в прецизионных аналоговых микросхемах [Текст]: монография / Н.Н. Прокопенко. – Ростов-на-Дону: Изд-во Северо-Кавказского научного центра высшей школы, 2000. – 224 с.

9. Прокопенко Н.Н. Параллельно-последовательная компенсация коллектор-база выходного транзистора широкополосных усили-телей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники: тру-ды восьмой Междунар. НТК. – Таганрог, 2002. - Ч.2. - С.81-83.

10. Прокопенко Н.Н. Эффективность схемотехнических методов компенсации входной емкости транзисторных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Проблемы современной ана-логовой микросхемотехники: труды Междунар. семинара. – Шах-ты: ЮРГУЭС. - 2002. - Ч.1.

Библиографический список

11. Аваев Н.А. Основы микроэлектроники [Текст]: учеб. пособие для вузов / Н.А. Аваев, Ю.Е. Наумов, В.Т. Фролкин. - М.: «Радио и связь», 1991. - С.288.

12. Структурные схемы температурно-компенсированных балансных усилителей на основе несимметричных каскадов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, В.Г. Манжула и др. // Проблемы современной анало-говой микросхемотехники: труды Междунар. науч.-практ. семи-нара. – Шахты-Минск. - Ч.1. - 2002.

13. Дифференциальный усилитель[Текст]: а.с. 657585 СССР, МКИ Н 03 F 3/45 / В.И. Анисимов, В.М. Капитонов, Н.Н. Прокопенко и др.

14. Двухтактный усилитель. [Текст]: а.с. СССР 657586, МКИ Н 03 F 3/45 / Н.Н. Прокопенко, В.М. Редько.

15. Устройство автоматической регулировки усиления. [Текст]: а.с. СССР 853776, МКИ G 03 G 3/30 / Н.Н. Прокопенко.

16. Прокопенко Н.Н. Эффективность последовательной компенсации емкости коллектор-база выходного транзистора в каскодных уси-лителях [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники: тру-ды восьмой Междунар. НТК. – Таганрог, 2002. - Ч.2. - С.78-80.

17. Прокопенко Н.Н. Математический анализ АЧХ усилителя с по-следовательной компенсацией емкости Скб выходного транзисто-ра [Текст] / Н.Н. Прокопенко, И.Е. Старченко // Проблемы совре-менной аналоговой микросхемотехники: труды Междунар. науч.-практ. семинара. – Шахты-Минск. - Ч.1. - 2002.

18. Ламекин В.Ф. Широкополосные интегральные усилители [Текст] / В.Ф. Ламекин; под ред. С.Я. Шаца. - М.: Сов. Радио, 1980. - 224 с.

19. Прокопенко Н.Н. Основы структурного синтеза нелинейных кор-ректирующих цепей усилительных каскадов [Текст] / Н.Н. Прокопенко / Шахт. технологич. ин-т; РЖ «Радиотехника» №7, 1992. Вып. 24Б. Реф. 7В550ДЕП.– Деп. в ВИНИТИ, № 862-В92. – 364 с.

20. Ложников А.П. Каскодные схемы на транзисторах [Текст] / А.П. Ложников, Е.К. Сонин. - М.: «Энергия», 1969. - 144с.

21. Prokopenko N.N., Starchenko Е.I. Method of rising the upper level frequency limit of wide-band amplifier \\ 1st IEEE International Confe-

rence of Circuits and Systems for Communications, Saint-Petersburg, 2002.

22. Прокопенко Н.Н. Схемотехнические методы компенсации импе-данса двухполюсника [Текст] / Н.Н. Прокопенко, И.Е. Старченко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: труды Междунар. науч.-практ. семинара. – Шахты-Минск, Ч.1. - 2002.

23. Прокопенко Н.Н. Широкополосные дифференциальные усилите-ли с последовательной компенсацией емкости коллектор-база вы-ходных транзисторов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Современные проблемы фундаментальных наук, информацион-ных технологий и радиоэлектроники: Сб. науч. трудов. – Шахты, 2001.

24. Достал И. Операционные усилители [Текст] / И. Достал; пер.с англ. – М.: Мир, 1982.

25. Прокопенко Н.Н. Способ повышения верхней граничной частоты широкополосных транзисторных усилителей [Текст] / Н.Н. Прокопенко // Проблемы современной аналоговой микро-схемотехники: труды Междунар. науч.-практ. семинара. – Шахты-Минск, 2001.

26. Прокопенко Н.Н. Структуры составных многополюсников, обла-дающих эффектом одновременной компенсации емкости коллек-тор-база входного и выходного транзисторов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк, И.Е. Старченко // Проблемы современной аналоговой микросхемотехники: труды междунар. науч.-практ. семинара. – Шахты-Минск, 2002. - Ч.1.

27. Прокопенко Н.Н. Вопросы проектирования входных каскадов микроэлектронных операционных усилителей [Текст]: автореф. дис. … канд. техн. наук / Н.Н. Прокопенко; Ленинградский элек-тротехнический институт им. В.И.Ульянова (Ленина). - Л., 1975. - 20 с.

28. Прокопенко Н.Н. Построение усилителей для высокодобротных гираторов [Текст] / Н.Н. Прокопенко, В. Югай // Активные изби-рательные системы: межвуз. науч.-техн. сб. - Таганрог, 1978. - № 4. - С.123−124.

29. Андриевский Б.М. Схемотехника активных нагрузок усилитель-ных устройств [Текст] / Б.М. Андриевский, Н.Н. Прокопенко,

М.В. Капитонов [и др.] // Электронная техника в автоматике / под ред. Ю.И. Конева - М., 1983. - С.138−143.

30. Капитонов М.В. Схемотехника источников тока для интегральных стабилизаторов [Текст] / М.В. Капитонов, Н.Н. Прокопенко, Ю.М. Соколов, В.Я. Югай // Электронная техника в автоматике / под ред. Ю.И. Конева. - М., 1981. - Вып. 11. - С.118−127.

31. Регулирующий узел степени затора напряжения (тока) [Текст]: а.с. 726513 СССР, МКИ G 05F 1/56, БИ № 13, 1980 / Н.Н. Проко-пенко, В.М. Редько.

32. Прокопенко Н.Н. Параллельно-последовательная компенсация коллектор-база выходного транзистора широкополосных усили-телей [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники: тру-ды восьмой междунар. НТК. – Таганрог, 2002. - Ч.1.

33. Прокопенко Н.Н. Эффективность последовательной компенсации емкости коллектор-база выходного транзистора в каскодных уси-лителях [Текст] / Н.Н. Прокопенко, Н.В. Ковбасюк // Актуальные проблемы твердотельной электроники и микроэлектроники: тру-ды восьмой междунар. НТК. – Таганрог, 2002. - Ч.1..

Научное издание

Прокопенко Николай Николаевич Ковбасюк Николай Васильевич

СХЕМОТЕХНИКА ШИРОКОПОЛОСНЫХ

УСИЛИТЕЛЕЙ

Монография

Ответственный за выпуск Н.В. Ковбасюк Редакторы: В.В. Крайнова, И.Г. Мазур, И.Н. Щухомет

Технический редактор Е.Г. Воротникова Компьютерная верстка Е.Н. Черненко

ИД № 06457 от 19.12.01 г. Издательство ЮРГУЭС. 346500, г. Шахты, Ростовская обл., ул. Шевченко, 147.

ИП Чучкова И.Н. Подписано в печать 16.01.05.

Формат бумаги 60х80/16. Печать оперативная. Усл. п.л. 13,6. Уч.-изд. л. 10,9. Тираж 50экз. Заказ №72.

Схемотехника широкополосных усилителей: монография

Documents

Проективная дидактика :...

Схемотехника операционных...

Вепрева монография

Корнев, В.В. ВЕЩИ НАШЕГО ВРЕМЕНИ:...

Муханин Л.Г. Схемотехника...

Схемотехника (углубленный курс)

578.проблемы рациональности ...

488.молодежный парламент...

Монография - msu.ru · 2014. 11. 28. ·...

high performance amplifier€¦ · Поздравляем...

Монография Заразные Болезни...

687.мировая сделка использование...

835.физическая подготовка в...

Селф Д. Проектирование...

Цифрова схемотехника - записки

НЕЙРОСЕТИ И НЕЙРОКОМПЬЮТЕРЫ...

Введение - mpei.ru...Введение. КМОП...

774.нелинейные осцилляции...

Монография Форсайт Киров 2040

Примерни задачи по ЦИФРОВА...