transistores de potência
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Transistores de potência
Os transistores de potência tem características de entrada em condução e de corte
controladas. Os transistores, utilizados como elementos de chaveamento, são operados
na região de saturação, resultando em uma baixa queda de tensão em estado de
condução. A velocidade de chaveamento dos transistores modernos é muito maior que a
dos tiristores, e eles são extencivamente empregados em conversores CC-CC e CC-CA ,
com diodos conectados em antiparalelo para fornecer fluxo bidirecional de corrente.
Entretanto, suas especificações de corrente e tensão são menores que a dos tiristores, e
os transistores são normalmente utilizados em aplicações de baixa para média potência.
Transistor Bipolar de Junção
Um transistor bipolar é formado pela adição de uma segunda região P ou N a um
diodo de junção PN. Com duas regiões N e um região P são formadas duas junções e
essa estrutura é conhecida como transistor NPN, como mostrada na figura 5.1a. Com
duas regiões P e uma N, a estrutura é chamada PNP como mostrado na figura 5.1b. Os
três terminais são designados por coletor, emissor e base. Um transistor bipolar tem
duas junções, a junção coletor-base ( CB ) e a base-emissor ( BE ).
Apesar de haver 3 configuraçoes possíveis – coletor comum, base comum e
emissor comum, a configuração emissor comum, que é mostrada na figura 5.2a, para
um transistor NPN, geralmente é utilizada em aplicações de chaveamento. As curvas
características típicas de entrada da corrente de base Ir, em função da tensão base –
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emissor VBE, são mostradas na figura 5.2b. A figura 5.2c, mostra as curvas
características típicas de saída da corrente do coletor Ic, em função da tensão coletor –
emissor VCE. Para um transistor PNP, as polaridades de todas as correntes e tensões
são invertidas.
Há três regiões de operação de um transistor: de corte, ativa e de saturação. Na
região de corte, o transistor está desligado ou a corrente de base não é suficiente para
ligá-lo e ambas as junções estão reversamente polarizadas. Na região ativa, o transistor
age como um amplificador, no qual a corrente de coletor é amplificada por um ganho e
a tensão coletor – emissor diminui com a corrente de base. A junção coletor – base ( CB
) esta reversamente polarizada e a junção base – emissor ( BE ) esta diretamente
polarizada. Na região de saturação, a corrente de base é suficientemente elevada para
que a tensão coletor – emissor seja baixa e o transistor aja como uma chave. Ambas as
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junções ( CB e BE ) estão diretamente polarizadas. A curva característica de
transferência, que é uma plotagem de VCE em função de IB, é mostrada na figura 5.3
A corrente de base é efetivamente a corrente de entrada e uma, a corrente de
coletor, a corrente de saída. A relação de corrente do coletor Ic, para a corrente de base
Ib, é conhecida como o ganho de corrente (β).
Se a corrente de base aumentar acima de Ibm, VBE aumenta e a corrente de
coletor aumenta com VCE caindo abaixo de VBE. Isso continuara ate que a junção CB
esteja diretamente polarizada com VCB em aproximadamente 0,4 a 0,5 V. O transistor,
então, vai para a saturação. A saturação do transistor pode ser definida como o ponto
acima do qual qualquer aumento da corrente de base não ampliara a corrente de coletor
significativamente.
Quanto às curvas características de chaveamento, uma junção PN diretamente
polarizada exibe duas capacitâncias paralelas: uma capacitância de camada de depleção
e um capacitância de difusão. Por outro lado, uma junção PN reversamente polarizada
tem apenas a capacitância de depleção. Sob condições de regime permanente, essas
capacitâncias não tem qualquer importância. Entretanto, sob condições transitórias, elas
influenciam o comportamento do transistor na entrada em condução e em corte.
O modelo de um transistor sob condições transitórias é mostrado na figura 5.4,
onde se Ccb e Cbe são as capacitâncias efetivas das junções CB e BE, respectivamente.
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transcondutância Gm de um BJT é definida com uma relação de ∆Ic para ∆Vbe. Essas
capacitâncias são dependentes das tensões das junções e da construção física do
transistor. Ccb afeta a capacitância de entrada significativamente devido ao efeito de
multiplicação Miller; Rcb e Rbe são as resistências do coletor para o emissor e da base
para o emissor, respectivamente.
Devido às capacitâncias internas, o transistor não entra em condução
instantaneamente. A figura 5.5 ilustra as formas de onda e os tempos de chaveamento.
À medida que a tensão de entrada Vb cresce de zero a V1 e a corrente de base cresce
para Ib1, a corrente de coletor não responde imediatamente. Há um retardo, conhecido
como tempo de atraso antes de haver qualquer fluxo de corrente de coletor. O retardo é
necessário para carregar a capacitância do BJT com a tensão de polarização direta VBE
( aproximadamente 0,7 V ). Após esse retardo, a corrente de coletor cresce para seu
valor de regime permanentemente de Ics. O tempo de subida TR depende da constante
de tempo determinada pela capacitância da junção BE.
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A corrente de base é normalmente maior que a necessária para saturar o
transistor. Como resultado, o excesso de carga de portadores minoritários é armazenado
na região de base. Quanto maior o fator de sobreexcitação ODF, maior é a quantidade
de carga extra armazenada na base. Essa carga extra chamada de carga de saturação, é
proporcional ao excesso de excitação de base.
Quando a tensão de entrada é invertida de V1 para – V2 e a corrente de base
também é mudada para –Ib2, a corrente de coletor não muda, por um tempo chamado
tempo de armazenamento ts. Esse tempo é necessário para remover a carga de saturação
da base. Como VBE ainda é positivo com apenas 0,7 V aproximadamente, a corrente de
base inverte seu sentido devido à mudança na polaridade de VB de V1 para – V2. A
corrente reversa –Ib2 ajuda a descarregar a base e a remover a carga extra desta. Sem –
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Ib2, a carga de saturação teria de ser inteiramente removida por recombinação e o
tempo de armazenamento seria maior.
Uma vez que a carga extra seja removida, a capacitância da junção BE se carrega
ate a tensão de entrada –V2 e a corrente de base cai a zero. O tempo de descida tf
depende da constante de tempo, que é determinada pela capacitância da junção BE
reversamente polarizada.
A figura 5.6a mostra a carga extra armazenada na base de um transistor saturado.
Durante o desligamento, essa carga extra é removida primeiro no tempo ts e o perfil da
carga é mudada de A para C, como mostrada na figura 5.6b. Durante o tempo de
descida, o perfil da carga diminui de C para D, ate que todas as cargas sejam removidas.
Limites de chaveamento
Segunda ruptura. A ruptura secundária (SB), que é um fenômeno
destrutivo, resulta do fluxo de corrente em uma pequena porção da base, produzindo
pontos quentes localizados. Se a energia nesses pontos for suficiente, o aquecimento, o
aquecimento excessivo localizado poderá danificar o transistor. Assim, a ruptura
secundária é causada por uma agitação térmica localizada, resultante de altas
concentrações de corrente. A concentração de corrente pode ser causada por defeitos na
estrutura do transistor. A SB ocorre em certas combinações de tensão, corrente e tempo.
Como o tempo está envolvido, a ruptura secundária é basicamente um fenômeno
dependente da energia.
Área de operação segura em polarização direta. Durante as condições de
entrada em condução e condução, a temperatura média da junção e a ruptura secundária
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limitam a capacidade de potência de um transistor. Os fabricantes normalmente
fornecem as curvas da FBSOA sob as condições de teste especificadas. A FBSOA
indica os limites ic-Vce do transistor; e para operação confiável o transistor não deve ser
submetido a uma dissipação de potência maior que aquela mostrada na curva FBSOA.
Área de operação segura em polarização reversa. Durante o desligamento,
uma corrente e uma tensão elevadas têm de ser suportadas pelo transistor, na aioria dos
casos com a junção base-emissor reversamente polarizada. A tensão coletor-emissor
tem de ser mantida a um nível seguro igual ou abaixo de um valor especificado de
corrente de coletor. Os fabricantes fornecem os limites Ic-Vce durante o desligamento
em polarização reversa como a área de operação segura em polarização reversa
(RBSOA).
Diminuição de capacidade de potência. O circuito equivalente térmico é
mostrado na Figura 5.7.
Onde:
Rjc = resistência térmica da junção para o encapsulamento.
Rcs = resistência térmica do encapsulamento para o dissipador.
Rsa = resistência térmica do dissipador para o ambiente.
A máxima dissipação de potência Pt normalmente é especificada a Tc = 25º C.
se a temperatura ambiente aumentar para Ta = Tj (max) = 150º C, o transistor poderá
dissipar potencia zero. Por outro lado, se a temperatura da junção for Tc = 0º C, o
dispositivo pode dissipar potencia máxima, e isso não é pratico. Portanto, a temperatura
ambiente e as resistências térmicas têm de ser consideradas quando da interpretação das
especificações dos dispositivos. Os fabricantes mostram as curvas de diminuição das
capacidades dos dispositivos para as características térmicas e de ruptura secundária.
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Tensões de ruptura. Uma tensão de ruptura é definida como a tensão máxima
absoluta entre dois terminais com o terceiro terminal aberto, em curto-circuito ou
polarizado direta ou reversamente. Na ruptura, a tensão de ruptura a seguir são
estabelecidas pelos fabricantes:
Vbeo: a máxima tensão entre os terminais de base e o emissor com o terminal
do coletor aberto.
Vcev ou Vcex: a máxima tensão entre os terminais de coletor e o emissor a uma
tensão negativa especificada, aplicada entre a base e o emissor.
Vceo (sus): a máxima tensão suportada entre os terminais de coletor e o emissor
com a base aberta (essa especificação é feita na máxima corrente e tensão de coletor,
aparecendo simultaneamente sobre o dispositivo com um valor especificado de
indutância da carga).
Considerar o circuito da figura 5.8a. Quando a chave CH é fechada, a corrente
de coletor aumenta e após um transiente, a corrente de coletor de regime permanente é
Ics = (Vcc – Vce (sat) / Rc). Para uma carga indutiva, a linha de carga seria o cainho
ABC, mostrado na figura 5.8b. Se a chave for aberta para remover a corrente de base, a
corrente de coletor começará a cair e uma tensão de L (di/dt) será induzida sobre o
condutor para se opor à redução de corrente. O transistor será submetido a uma tensão
transitória. Se a tensão atingir o nível daquela suportada, a tensão de coletor
permanecerá aproximadamente constante e a corrente de coletor cairá. Após um
pequeno tempo, o transistor estará desligado, e a linha de carga do desligamento é
mostrada na figura !!!!, pelo caminho CDA.
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Pra controlar a excitação da base a velocidade de chaveamento pode ser
aumentada reduzindo-se os tempos de entrada em condução ton e desligamento toff. O
ton pode ser reduzido aumentando-se a corrente de base durante a entrada em condução,
resultando em um pequeno B forçado (Bf) no início. Após a entrada em condução, o Bf
pode ser aumentado a um valor suficientemente elevado para manter o transistor na
região de quase saturação. O toff pode ser reduzido invertendo-se a corrente de base,
fazendo com que esta atinja um valor de pico durante o desligamento. Aumentando o
valor da corrente reversa de base Ib2, diminui-se o tempo de armazenamento. Uma
forma de onda típica para a corrente de base é mostrada na figura 5.9.
Diferente de uma forma fixa de corrente de base, como mostrado na figura 5.9, o
B forçado pode ser continuamente controlado para se adequar às variações da corrente
de coletor. As técnicas comummente utilizadas para a otimização da excitação de base
de um transistor são:
controle da entrada em condução;
controle do desligamento;
controle proporcional da base;
controle anti-saturação.
Controle da entrada em condução. A elevação da corrente de base pode ser
fornecida pelo circuito da figura 5.10. Uma vez que a tensão de entrada vb torna-se
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zero, a junção base-emissor é reversamente ´polarizada e C1 se descarrega através de
R2.
Controle do desligamento. Se a tensão de entrada na figura 8.15 mudar para –
V2 durante o desligamento, a tensão do capacitor é somada a V2 como uma tensão
inversa sobre o transistor. Haverá elevação da corrente de base durante o desligamento.
À medida que o capacitor C1 se descarregar, a tensão inversa será reduzida para um
valor de regime permanente, V2. Se forem necessárias características de entrada em
condução e em bloqueio diferentes, um circuito de desligamento (usando C2, R3 e R4),
como mostrado na figura 5.11, pode ser adicionado. O diodo D1 isola o circuito de
excitação de base em polarização direta do circuito de excitação de base em polarização
reversa durante o desligamento.
Controle proporcional da base. Esse tipo de controle tem vantagens sobre o
circuito de excitação constante. Se a corrente de coletor mudar devido a uma variação
na demanda da carga, a corrente de excitação da base é variada na proporção da corrente
de coletor. Um arranjo é mostrado na figura 5.12. quando a chave Ch1 é ligada, um
pulso de corrente de curta duração flui através da base do transistor Q1; e Q1 é colocado
em saturação. Uma vez que a corrente de coletor começa a fluir, uma corrente de base
correspondente é induzida devido à ação do transformador. O transistor se manteria em
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condução e CH1 poderia ser desligada. A relação de espirar é N2/N1 = Ic/Ib = B. para
que haja operação adequada do circuito, a corrente de magnetização, que tem de ser
muito menor que a corrente de coletor, deve ser a menor possível. A chave CH1 pode
ser implementada através de um pequeno transistor de sinal, tendo um circuito adicional
para descarregar C1 e descarregar o núcleo do transformador, caso seja necessário,
durante o desligamento do transistor de potencia.
Controle anti-saturação. Se o transistor for fortemente excitado, o tempo de
armazenamento, que é proporcional à corrente de base, aumentará e a velocidade de
chaveamento será reduzida. O tempo de armazenamento pode ser reduzido através da
operação do transistor em saturação leve, em vez de saturação forte. Isso pode ser
alcançado limitando-se (grampeando-se) a tensão coletor-emissor em um nível
predeterminado.
A ação do grampeamento resulta em uma corrente de coletor reduzida e na quase
eliminação do tempo de armazenamento. Ao mesmo tempo, é conseguida uma rápida
entrada em condução. Entretanto, devido ao aumento de Vce, a potencia dissipada no
transistor durante sua condução aumenta, enquanto a perda de potencia no chaveamento
diminui.
MOSFET
Um MOSFET de potência é similar ao MOSFET usado para pequenos sinais,
exceto no que se refere aos valores nominais de tensão e de corrente. É um transistor de
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chaveamento rápido, caracterizado por uma alta impedância de entrada, apropriado para
potências baixas (até alguns quilowatts) e para aplicações de alta freqüência (até 100
kHz). Um MOSFET tem aplicações importantes em fontes de alimentação chaveadas,
nas quais freqüências altas de chaveamento subentendem componentes menores e mais
econômicos além de motores de baixa velocidade de controle que utilizem modulação
por largura de pulso.
Os MOSFETs estão disponíveis no mercado nos tipos canal N e canal P.
Entretanto, os dispositivos em canal N, têm valores nominais de corrente e de tensão
mais altos. A figura 6.1 mostra o símbolo de um MOSFET canal N. Ele tem três
terminais: a porta G, a fonte S e o dreno D. A fonte está sempre em um potencial
próximo da porta. O dreno é ligado à carga. Para a configuração desse dispositivo, o
dreno torna-se positivo em relação à fonte e uma tensão pequena positiva (VGS)
aplicada na porta. Não havendo tensão na porta, a chave fica desligada: ou seja, é a
tensão da porta que controla as condições ligado e desligado.
Curvas características de tensão-corrente do MOSFET
A curva característica V-I de um MOSFET de potência é mostrada na figura 6.2.
Nela é representada a relação entre a tensão da fonte do dreno (CDS) e a corrente de
dreno (ID) para valores diferentes de VGS. Quando a tensão da porta crescer a partir de
zero, a corrente de dreno não aumentará de maneira significativa. O MOSFET passará
para o estado ligado quando VGS exceder o valor denominado tensão limiar (VTH),
que é normalmente de 2 a 4 V para MOSFETs de alta tensão. Considera-se assim que o
dispositivo opera no modo de enriquecimento, uma vez que aplicação de uma tensão
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positiva maior do que VTH resultará na condução do canal N. Esse canal atua
basicamente como uma resistência e fornece um caminho para o fluxo de corrente, no
sentido do dreno para a fonte. A tensão da porta controla a corrente do dreno. Quanto
maior o velor de VGS, maior a corrente de dreno. Entretanto, quando se tratar de uma
dado valor de VGS, a corrente máxima terá um limite. Se continuarmos a aumentar
VDS, a corrente de dreno (ID) crescerá rapidamente, até alcançar o valor de saturação
(Ipss). Depois disso não haverá aumento significativo na corrente para aquele valor
particular de VGS. Se o MOSFET de potência for usado como chave, deverá ser
operado na região não-saturada, para que seja assegurada uma queda de tensão baixa no
dispositivo quando ele estiver no estado ligado. Uma vez que o valor de saturação seja
alcançado, um acréscimo adicional em VDS somente causará uma queda ainda maior de
tensão no dispositivo e na dissipação de potência nele, sem que haja aumento de
corrente. Há três regiões distintas de operação na curva característica de V-I para uma
dada tesão da porta: a região de corte, a região ativa e a região de resistência constante
(ôhmica ou não saturada).
A região que interessa em eletrônica de potência é a região ôhmica, em que a
corrente de dreno aumenta de maneira diretamente proporcional à tensão dreno-fonte e
o MOSFET fica ligado. Nesse caso, VDS > 0. Nessa região, similar àquela de saturação
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do BJT, a relação da tensão VDS com a corrente ID – denominada resistência no estado
ligado do dreno para a fonte (RDS(ON)) – é praticamente constante.
Curva característica ideal do MOSFET
A chave eletrônica MOSFET tem uma curva característica ideal, como mostra a
Figura 6.3. Sem sinal aplicado na porta, o dispositivo está desligado. A corrente de
dreno (ID) é igual a zero e a tensão VDS, igual ao valor da fonte de alimentação. A
tensão da porta (VGS) faz com que o dispositivo passe para o estado ligado e a corrente
de dreno seja limitada pela resistência de carga. A tensão (VDS) no MOSFET é igual a
zero.
Um MOSFET como chave
Quando um MOSFET de potência é usado como chave e está na condição
ligado, é forçado a operar na região ôhmica. Isso garante que a queda de tensão no
dispositivo seja baixa, de tal modo que a corrente de dreno fique determinada pela
carga. Assim, a perda de potência no dispositivo é pequena.
A condição para a operação do MOSFET na região ôhmica é dada por:
VDS < VGS – VTH e VDS > 0
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Portanto, para aplicações de chaveamento, a resistência no estado ligado
(RDS(ON)) passa a ser um parâmetro muito importante, uma vez que determina a perda
de potência durante a condução para um dado valor de corrente de carga (dreno).
Quanto mais baixo a dissipação de potência e mais alta a capacidade de corrente do
dispositivo.
Perdas no MOSFET
Há quatro fontes de perdas de potência no chaveamento do MOSFET: as perdas
da condução ou no estado ligado, as perdas na ligação da chave e as que ocorrem no
desligamento da chave.
Perdas na condução ou perdas no estado ligado
Um MOSFET tem perdas relativamente altas dadas por:
PON = I²D RDS(ON) t ON
T
onde T é o período total.
Perdas no estado desligado
As perdas no período desligado são dadas por:
POFF = VDS(MAX) IDSS TOFF
T
Perda na ligação da chave
A perda da energia no MOSFET quando a chave passe de desligado para ligado
é dada por:
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WON = VDS(MAX) IDtR
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onde tR é o tempo de descida da corrente de dreno (ID).
Perdas de potência por chaveamento
A perda de potência por chaveamento é:
PSW = (WON + WOFF) . f
onde f é a freqüência de chaveamento.
Perda total de potência no MOSFET
PT = PON + POFF + PSW
É importante ressaltar que nas baixas freqüências de chaveamento a perda total
de potência em um MOSFET é mais alta do que em um BJT por causa da perda na
condução maior do MOSFET. Entretanto, à medida que a freqüência cresce, as perdas
por chaveamento do BJT aumentam mais do que as do MOSFET. Portanto, para
aplicações em altas freqüências é desejável o uso do MOSFET.
Diodo interno de um MOSFET de potência
Quando houver inversão na polarização da fonte (quando ela for positiva em
relação ao dreno), o MOSFET não pode bloquear a tensão. Isso significa que ele não
tem capacidade para bloqueio de tensões inversas. O fato se deve ao diodo intrínseco
antiparalelo existente em sua estrutura. Esse diodo fornece um caminho interno direto
para que a corrente passe na direção inversa (da fonte para o dreno) através da junção,
que se torna diretamente polarizada. Denominado diodo de corpo e mostrado na Figura
6.4, ele é muito útil para a maioria das aplicações de chaveamento, uma vez que fornece
um caminho de retorno para a corrente.
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Proteção do MOSFET
Um MOSFET, como todos os dispositivos semicondutores, deve ser protegido
contra sobretenções, sobrecorrentes e transitórios. Essa proteção ocorre quando há
anulação da tensão da porta, o que desliga o dispositivo. Na realidade, os MOSFETs
trazem, embutidos, sensores internos de corrente e de temperatura e circuitos de
acionamento de porta, os quais anulam o efeito da tensão da porta em caso de
ocorrência de sobrecorrentes ou de transitórios.
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Transistores
As próximas informações apresentadas a seguir são referentes aos transistores
bipolares de potência, mosfet´s e igbt. Esses transistores tem como finalidade chavear a
tensão recebida pela carga, onde foram onde foram buscadas nesses experimentos
medir-se a tensão, freqüência de chaveamento de cada um.
O primeiro a ser utilizado foi o transistor bipolar de potência, onde o circuito de comando esta sendo mostrado abaixo. A corrente I1 que passa por R1 chega a base do transistor T1 (NPN). Como seu emissor esta ligado ao terra, a corrente segue por R2 ate a base do transistor T2 (PNP), onde seu emissor esta ligado à uma alimentação de 15V. Continuando a malha, a corrente passa pelo coletor do transistor T2 resistência RB e o diodo, até chegar a base do bipolar de potência, que tem seu emissor ligado ao terra e o coletor ligado a RL e a uma tensão de 30V. Ao catodo do diodo também esta sendo ligado o emissor do transistor T3 (PNP), que tem a resistência R3 ligada à base desse
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transistor, junto com o anodo do diodo ( mesmo nó ), e outra resistência R4 ligada ao coletor do mesmo transistor, que estão sendo ambos ligados a uma alimentação de -15V.
O circuito descrito é o circuito de comando do transistor bipolar de potência, onde o chaveamento dos outros transistores é de grande importância para o bipolar de potência. . A função do diodo, além de anular a polarização da junção B-E, junto com T3, R3 e R4, é de garantir uma extração de corrente das capacitâncias internas do bipolar para um melhor chaveamento da tensão.
O sinal de entrada, gerado pelo gerador de função entra em R1, que esta ligado a base do transistor T1 (NPN), que tem seu emissor ligado ao terra e o coletor a R2. Se a tensão em cima da base do transistor de T2 for maior q a tensão da junção base-emissor, envia por Vcc igual a 15V, o transistor envia uma corrente pelo coletor, que circula também pelo diodo e polariza o bipolar , que após ter sido polarizado libera toda a tensão que havia sobre ele na carga RL.
O circuito composto por R3, T3, R4 e R5 e emissor ligados ao terra tem como objetivo a extração das capacitâncias dos transistores, acelerando a comutação. . A função do diodo, como no circuito anterior, além de anular a polarização da junção B-E, junto com T3, R3, R4 e R5 é de garantir uma extração de corrente das capacitâncias internas do bipolar para um melhor chaveamento da tensão.
A próxima figura mostra a forma de onda da carga, onde a freqüência de entrada
do circuito enviada pelo gerador de função iniciou-se com 100Hz e chegou ate 25 KHz,
medidos na carga, após esse nível de freqüência o circuito não teria um resultado
desejado.
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A forma de onda mostra que o tempo de comutação é de aproximadamente 10%
da tensão na carga, após isso o chaveamento do transistor pode interferir no
funcionamento de um circuito a frente.
O próximo transistor utilizado foi o mosfet, onde como nos experimentos com os diodos, o circuito permaneceu o mesmo ao anterior. A foto a seguir mostra a forma de onda desse transistor. O sinal de entrada, gerado pelo gerador de função entra em R1, que esta ligado a base do transistor T1 (NPN), tem seu emissor ligado ao terra e o coletor a R2. Se a tensão em cima da base do transistor de T2 for maior q a tensão da junção base-emissor, envia por Vcc igual a 15V, o transistor envia uma corrente pelo coletor, que circula também pelo diodo e polariza o mosfet, que após ter sido polarizado libera toda a tensão que havia sobre ele na carga RL.
O circuito composto por R3, T3, R4 e R5 e emissor ligados ao terra tem como objetivo a extração das capacitâncias dos transistores, acelerando a comutação. . A função do diodo, como no circuito anterior, além de anular a polarização da junção B-E, junto com T3, R3, R4 e R5 é de garantir uma extração de corrente das capacitâncias internas do bipolar para um melhor chaveamento da tensão.
A forma de onda mostra que o tempo de comutação é de aproximadamente 10%,
15% da tensão na carga, após isso o chaveamento do transistor pode interferir no
funcionamento de um circuito a frente.
![Page 21: Transistores de potência](https://reader036.vdocuments.site/reader036/viewer/2022081420/5571fb16497959916993e9b3/html5/thumbnails/21.jpg)
Bipolar com freqüência de 5k.
B
Bipolar com freqüência de 10k.
![Page 22: Transistores de potência](https://reader036.vdocuments.site/reader036/viewer/2022081420/5571fb16497959916993e9b3/html5/thumbnails/22.jpg)
Conclusão
Concluímos através das experiências apresentadas por este relatório que os níveis de freqüência e potência aplicados aos circuitos demonstrados, e a outros possíveis, e os limites dos componentes devem ser muito bem estudados na hora de se projetar um circuito, pois alguns dos componentes mostrados nesse documento acabam não funcionando muito bem a certos níveis de freqüência mais elevada e não a uma tensão mais elevada, como o caso do diodo 1N4007 e os transistores bipolares de potência, que apresentam certo tempo, de recuperação reversa e bloqueio, respectivamente, os quais podem levar a um mal funcionamento do circuito.