rectificacion_altas_corrientes

Universidad de Concepción Facultad de Ingeniería

Departamento de Ingeniería Eléctrica

Curso

¨Avances Tecnológicos en Rectificación de Altas Corrientes y Electroobtención de Cobre¨

Autor : Eduardo Wiechmann F. (Ph.D)

Co-Autor: Pablo Aqueveque N. (I.C.E) Rolando Burgos (M. Sc) Guillermo Vidal R. (M. Sc)

2001

Eduardo Wiechmann Fernández email: [email protected]

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Indice

1. EQUIPOS DE RECTIFICACIÓN....................................................................... 4

1.1 Introducción ....................................................................................................................................... 4

1.2 Estándares C 34.2 Rev. 73 e IEEE 519. ............................................................................................ 4 1.2.1 IEEE 519 Rev. 1992....................................................................................................................... 4 1.2.2 Reglamento Eléctrico Chileno ...................................................................................................... 6 1.2.3 ANSI C 34.2 Rev. 73 ...................................................................................................................... 7

1.3 Puente y Doble Puente a Diodos. Transformadores Poligonales, Reactores de Interfase............ 8 1.3.1 Rectificador Puente de Diodos ..................................................................................................... 8 1.3.2 Rectificador Doble Puente de Diodos........................................................................................... 9

1.4 Rectificadores Controlados Cuádruple Estrella y Doble Puente a Tiristores............................. 11 1.4.1 Introducción................................................................................................................................. 11 1.4.2 Rectificadores de 12-pulsos......................................................................................................... 12 1.4.3 Rectificadores de 24-pulsos......................................................................................................... 18 1.4.4 Discusión ...................................................................................................................................... 25 1.4.5 Conclusión.................................................................................................................................... 25

1.5 Transformadores Poligonales.......................................................................................................... 25

1.6 Reactores de Interfase...................................................................................................................... 28

1.7 Electrónica de Sincronismo y Control............................................................................................ 31 1.7.1 Circuito de Excitación................................................................................................................. 31 1.7.2 Método de sincronismo Rampa. ................................................................................................. 32 1.7.3 Circuito de distribución de pulsos.............................................................................................. 33 1.7.4 Circuito de amplificación y aislación. ........................................................................................ 33

1.8 Armónicos ac, Factor de Potencia................................................................................................... 35 1.8.1 Armónicos ac ............................................................................................................................... 35 1.8.2 Factor de Potencia ....................................................................................................................... 37

2. RECTIFICACIÓN SECUENCIAL Y MODULADA. .......................................... 38

2.1 Control Secuencial Optimizado para Rectificador de Altas Corrientes de Electro-Obtención de Cobre 38

2.1.1 Introducción................................................................................................................................. 38 2.1.2 Topología y Control del Convertidor......................................................................................... 40 2.1.3 Modelación del Sistema de Rectificación................................................................................... 42 2.1.4 Descripción de la Estrategia de Control Propuesta .................................................................. 44 2.1.5 Resultados .................................................................................................................................... 47 2.1.6 Evaluación.................................................................................................................................... 50 2.1.7 Discusión ...................................................................................................................................... 52 2.1.8 Conclusión.................................................................................................................................... 53

2.2 Rectificación Modulada PWM: Situación Actual y Tendencias en Aplicaciones de Altas Potencias.......................................................................................................................................................... 54


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2.2.1 Introducción................................................................................................................................. 54 2.2.2 Rectificación................................................................................................................................. 55 2.2.3 Rectificación en Altas Potencias................................................................................................. 62 2.2.4 Tendencias en rectificación de altas potencias .......................................................................... 64 2.2.5 Conclusión.................................................................................................................................... 67

2.3 Referencias........................................................................................................................................ 67

3. BARRAS DE CORRIENTE CONTINUA .......................................................... 69

3.1 Densidad de Corriente y Dimensionamiento. ................................................................................ 69

3.2 Reactancia de Barras. ...................................................................................................................... 74

4. RED ELÉCTRICA Y FILTROS. ....................................................................... 76

4.1 Introducción ..................................................................................................................................... 76

4.2 Regulación de Voltaje, Factor de Potencia y Distorsión ............................................................... 76 4.2.1 Interrelación factor de potencia – regulación de voltaje – distorsión ..................................... 77 4.2.2 Ejemplo de compensación de factor de potencia ...................................................................... 78 4.2.3 Distorsión de voltaje .................................................................................................................... 84

4.3 Diseño y dimensionamiento de filtros sintonizados de etapas múltiples...................................... 85 4.3.1 Consumo de potencia (Situación antes de modificaciones). ..................................................... 85 4.3.2 Consumo de potencia (Situación con modificaciones).............................................................. 86 4.3.3 Compensación de reactivos......................................................................................................... 87 4.3.4 Compensación con condensadores ............................................................................................. 89 4.3.5 Compensación con filtros sintonizados...................................................................................... 90 4.3.6 Filtros sintonizados...................................................................................................................... 91 4.3.7 Corriente de Inrush..................................................................................................................... 91

4.4 Control y Operación de Filtros ....................................................................................................... 93

4.5 Partida de Grandes Motores en Sistemas con Filtros ................................................................... 94

4.6 Fotos de equipamiento ..................................................................................................................... 95

5. CELDAS ELECTROLÍTICAS DE CONEXIÓN MULTICIRCUITAL............... 100

5.1 Introducción ................................................................................................................................... 100

5.2 Circuito de alimentación eléctrica convencional: Fuente de voltaje.......................................... 101

5.3 Alimentación eléctrica multicircuital: Fuente de corriente ........................................................ 103

5.4 Modelación de la celda................................................................................................................... 105

5.5 Distribución de corriente............................................................................................................... 106


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Capítulo 1

1. Equipos de Rectificación. 1.1 Introducción En este capítulo se discuten los rectificadores convencionales de altas corrientes. Estos equipos de conmutación natural y de fase controlada inyectan armónicos a la red. Esto es la circulación de corrientes de frecuencias múltiplos de la fundamental en el sistema eléctrico (p.ej. 250, 350, 550, 650 Hz) provocando distorsión del voltaje del sistema de distribución industrial. En el primer punto de este capítulo se revisan los estándares que norman los niveles máximos de inyección armónica permitida. Estos estándares son el IEEE 519 y el Reglamento Eléctrico Chileno. Además se revisa el estándar ANSI C34.2 en el que se establecen las características operacionales que deben cumplir los rectificadores a diodos y tiristores. En el punto 2 se analiza el rectificador puente de diodos y el doble puente de diodos, se muestran sus formas de onda de corriente/voltaje en la red y en la carga y los parámetros de diseño más relevantes. En este mismo punto se analiza la configuración de transformadores poligonales para producir operación multipulso. Se establece el criterio de diseño para los reactores de interfase que posibilita conectar equipos rectificadores en paralelo. En el punto 3 se estudian los rectificadores de fase controlada Cuádruple Estrella y Doble Puente de Tiristores. En el punto 4 se presenta el método rampa de sincronismo y control de rectificadores que es el más utilizado industrialmente. En el punto 5 se estudian los componentes armónicos inyectados por un rectificador de altas corrientes en AC y DC. También se discute sobre el factor de potencia en equipos rectificadores de fase controlada.

1.2 Estándares C 34.2 Rev. 73 e IEEE 519.

1.2.1 IEEE 519 Rev. 1992 El Instituto de Ingenieros Eléctricos y Electrónicos (IEEE) desarrolló el estándar IEEE 519-1981 “Guide for Harmonic Control and Reactive Compensation of Static Power Converters”, el cual fue elevado a la jerarquía de práctica recomendada IEEE 519-1992 “Recomendad Practices and Requeriments for Harmonic Control in Electric Power System”, relativo a normar los límites de inyección de corrientes armónicas producto del uso de múltiples convertidores estáticos en Sistemas de Potencia Industrial (SPI). Esta norma fija límites para la contaminación armónica que un usuario puede inyectar en corriente y los límites en la distorsión de voltaje que la empresa de suministro debe


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respetar. Esto también es un estándar ANSI (American National Standard Institute). Una particularidad del estándar es que los niveles máximos de inyección de armónicas dependen del tamaño relativo entre el sistema eléctrico y el cliente. Para determinar esto, se calcula la razón entre la corriente de cortocircuito y la corriente nominal (Isc/IL) en el Punto de Contacto Común (PCC) o empalme. Los niveles permisibles de inyección de armónicas, según el voltaje de trabajo, se muestran en la Tabla 1-1, Tabla 1-2 y Tabla 1-3. Los niveles de distorsión máxima del voltaje en entregado por el sistema eléctrico se muestra en la Tabla 1-4. Además, se define el Índice de Distorsión Total (THD) como:

L

nn

I

ITHD

∑∞

== 2

2

Distorsión Máxima de Corriente en % de IL (de 120V a 69kV) Orden de las armónicas individuales (Impares)

ISC/IL n<11 11<n<17 17<n<23 23<n<35 35<n THD

<20 4.0 2.0 1.5 0.6 0.3 5.0 20 - 50 7.0 3.5 2.5 1.0 0.5 8.0 50 - 100 10.0 4.5 4.0 1.5 0.7 12.0

100 - 1000 12.0 5.5 5.0 2.0 1.0 15.0 >1000 15.0 7.0 6.0 2.5 1.4 20.0

Tabla 1-1.- Límite de corrientes armónicas en el PCC para cargas no lineales con voltajes entre 120[V] y 69[KV] en [%] respecto de la fundamental.

Distorsión Máxima de Corriente en % de IL (de 69001V a 161kV) Orden de las armónicas individuales (Impares)

ISC/IL n<11 11<n<17 17<n<23 23<n<35 35<n THD

<20 2.0 1.0 0.75 0.3 0.15 2.5 20 – 50 3.5 1.75 1.25 0.5 0.25 4.0 50 - 100 5.0 2.25 2.0 0.75 0.35 6.0

100 - 1000 6.0 2.75 2.5 1.0 0.5 7.5 >1000 7.5 3.5 3.0 1.25 0.7 10.0

Tabla 1-2.- Límite de corrientes armónicas en el PCC para cargas no lineales con voltajes entre 69[KV] y 161[KV] en [%] respecto de la fundamental.

Distorsión Máxima de Corriente en % de IL (más de 161kV) Orden de las armónicas individuales (Impares)

ISC/IL n<11 11<n<17 17<n<23 23<n<35 35<n THD

<50 2.0 1.0 0.75 0.3 0.15 2.5 >50 3.0 1.5 1.15 0.45 0.22 3.75 Tabla 1-3.- Límite de corrientes armónicas en el PCC para cargas no lineales con voltajes mayores a

161[KV] en [%] respecto de la fundamental.

Nota: Los armónicos pares se limitan al 25[%] de los impares y la Distorsión Armónica


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Voltaje en PCC Distorsión de Voltaje,

armónicas individualesDistorsión armónica

Total (THD). Menor que 69kV 3.0 5.0 69kV a 161kV 1.5 2.5 Mayor a 161kV 1.0 1.5

Tabla 1-4.- Límite de armónicas de Voltajes en el PCC para los distribuidores de potencia, en [%] respecto de la fundamental.

1.2.2 Reglamento Eléctrico Chileno

En el Título IX del "Reglamento de la ley general de servicios eléctricos” se establece el marco legal concerniente a la normalización de perturbaciones del sistema eléctrico, donde se encuentra lo relacionado con la distorsión armónica en calidad de disposiciones transitorias. Esta norma establece los límites permitidos y la forma en que se debe medir. a) Distorsión de Corriente Individual y Total

En condiciones normales de operación, se deberá cumplir para un período de registro de mediciones de una semana cualquiera del año o de 7 días consecutivos que el 95% de los valores estadísticos de las corrientes armónicas y de su índice de distorsión total (THD), cumplen con lo indicado en la Tabla 1-5.

El valor estadístico de las corrientes armónicas y de su índice de distorsión será obtenido para cada intervalo de diez minutos, como resultado de evaluar estadísticamente un conjunto de mediciones efectuadas en dicho intervalo.

Máxima Distorsión Armónica de Corriente en el Sistema Eléctrico Expresada como % del valor de Corriente Máxima de Carga a frecuencia fundamental

Orden de la Armónica (armónicas impares) Isc/IL < 11 11 < H<17 17 < H < 23 23 < H < 35 35 < H Índice DI < 20 * 4.0 2.0 1.5 0.6 0.3 5.0 20 - 50 7.0 3.5 2.5 1.0 0.5 8.0 50 - 100 10.0 4.5 4.0 1.5 0.7 12.0

100 - 1000 12.0 5.5 5.0 2.0 1.0 15.0 > 1000 15.0 7.0 6.0 2.5 1.4 20.0

Las armónicas pares están limitadas al 25% de los límites establecidos para las armónicas impares. * Todos los equipos de generación de potencia están limitados a los valores indicados de distorsión armónica de corriente, independiente de la razón Isc/IL.. Donde: Isc = Máxima corriente de cortocircuito en el Punto Común de Conexión (PCC). PCC es el nudo más cercano de la red donde dos o más

usuarios obtienen energía eléctrica. IL = Máxima corriente de carga (valor efectivo) de frecuencia fundamental en el PCC. Se calcula como el promedio de los doce valores previos

de las máximas demandas mensuales. Para el caso de Clientes en Puntos Comunes de Conexión comprendidos entre 69 kV y 154 kV, los límites son el 50% de los límites establecidos en la Tabla. Para el caso de Clientes en PCC superiores a 154 kV se aplicarán los límites de 110 kV en tanto el Ministerio a proposición de la Comisión no fije la norma respectiva. ·Si la fuente productora de armónicas es un convertidor con un número de pulsos "q" mayor que seis, los límites indicados en la tabla deberán ser aumentados por un factor igual a la raíz cuadrada de un sexto de "q".

Tabla 1-5.- Límite de corrientes armónicas en el PCC para cargas no lineales.


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b) Distorsión de Voltaje Individual y Total

En todo sistema eléctrico, en condiciones normales de operación, se deberá cumplir para un período de registro de mediciones de una semana cualquiera del año o de siete días consecutivos, que el 95% de los valores estadísticos de los voltajes armónicos y de su índice de distorsión total, cumplen con lo indicado en la Tabla 1-6. El valor estadístico de los voltajes armónicos y de su índice de distorsión es obtenido para cada intervalo de diez minutos, como resultado de evaluar estadísticamente un conjunto de mediciones efectuadas en dicho intervalo, de acuerdo a lo establecido en la norma correspondiente.

Al aplicar la estadística del 95 % a los valores registrados del índice de distorsión total armónica, se debe cumplir, para un período de registro de mediciones de una semana cualquiera del año o de siete días consecutivos y para tensiones iguales o inferiores a 110 kV, que este índice deberá ser inferior a 8%.

Al aplicar la estadística del 95 % a los valores registrados del índice de distorsión

total armónica, se debe cumplir, para un período de registro de mediciones de una semana cualquiera del año o de siete días consecutivos y para tensiones superiores a 110 kV, que este índice deberá ser inferior a 3%.

Armónicas Impares No múltiplo de 3 Armónicas Impares múltiplo de 3 Pares Orden Armónica Voltaje (%) Orden Voltaje (%) Orden Voltaje (%)

<= 110 kV >110 kV <= 110 kV >110 kV <= 110 kV >110 kV 5 6 2 3 5 2 2 2 1.5 7 5 2 9 1.5 1 4 1 1 11 3.5 1.5 15 0.3 0.3 6 0.5 0.5 13 3 1.5 21 0.2 0.2 8 0.5 0.4 17 2 1 >21 0.2 0.2 10 0.5 0.4 19 1.5 1 12 0.2 0.2 23 1.5 0.7 >12 0.2 0.2 25 1.5 0.7

>25 0.2+1.3*25/h 0.2+0.5*25/h Tabla 1-6.- Límite de armónicas de Voltajes en el PCC para los productores de potencia, en [%] respecto de

la fundamental.

1.2.3 ANSI C 34.2 Rev. 73 El estándar ANSI C 34.2 establece los requerimientos específicos para los rectificadores de altas potencias fabricados con semiconductores, en especial con diodos y tiristores. Este estándar define en el punto 2 un vocabulario común utilizado en la fabricación, uso y prueba de estos equipos. En el punto 3 se define la simbología utilizada para representar cada una de las señales presentes en el circuito esquemático, por ejemplo: α = ángulo de control de fase, Id = Corriente continua media de salida (carga) del rectificador en Amperes. En el punto 4 se presentan las distintas configuraciones de


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circuitos rectificadores, con sus nombres aprobados (estandarizados) y los diagramas de las distintas topologías. Otro aspecto muy importante que cubre este estándar, en el punto 5, son los requerimientos generales que debe cumplir cualquier equipo rectificador, estableciendo así una norma para fabricantes, instaladores y usuarios de estos equipos. Con esta norma se puede establecer condiciones en los contratos de compra e instalación, ya que se definen los requerimientos que debe cumplir un rectificador para asegurar que trabaja en condiciones normales, por ejemplo la temperatura a la cual debe trabajar, factor de potencia, análisis armónico y pérdidas. También en este punto se plantean las pruebas que se deben aplicar al equipo, como por ejemplo para determinar los límites de desbalance en las corrientes entre diodos, o unidades paralelas.

1.3 Puente y Doble Puente a Diodos. Transformadores Poligonales, Reactores de Interfase.

1.3.1 Rectificador Puente de Diodos El rectificador Puente de Diodos se muestra en la Figura 1-1. Este rectificador entrega un voltaje medio constante a la salida dado por la conmutación de los diodos gobernados por los voltajes de fase.

1 3 5

4 6 2

idc

+

v-

dc

Figura 1-1.- Rectificador Puente de Diodos.

voltaje medio de salida LLLLdc vVV ⋅=⋅

⋅= 35.123

π

corriente de línea (rms) dcLL Ii ⋅=

32

corriente rms por diodo dcdiodo Ii ⋅=

31

potencia aparente del transformador dcdcdcdcff IVIVivVA ⋅⋅=⋅⋅=⋅⋅= 0472.1

93 π


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Las formas de onda más importantes que se pueden observar en el rectificador Puente de Diodos, se muestran en la Figura 1-2:

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383

Vo

Va Vb Vc D1

D2

D3

D4

D5

D6 D6

D1

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

ia

ib

ic

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383

Io D1

D2

D3

D4

D5

D6 D6 D6

D5 D5

D4

D3

D2

D1

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

D1

D3

V

V

Figura 1-2.- Formas de onda del Rectificador Puente de Diodos.

1.3.2 Rectificador Doble Puente de Diodos. El Rectificador Doble Puente de Diodos esta formado por la conexión paralela de dos Puentes de Diodos de 6p con la ayuda de un reactor de interfase, lo que permite aumentar la capacidad de corriente de salida idc y disminuir la distorsión armónica inyectada a la red. En la Figura 1-3 se muestra la configuración de este rectificador de 12 pulsos. El voltaje medio de salida sigue siendo el voltaje medio de salida del rectificador puente mencionado en el punto anterior. La corriente idc se distribuye en los dos rectificadores aportando a la corriente de cada secundario del transformador. Finalmente la corriente del primario es la resultante de la interacción que producen las corrientes de una pierna del transformador


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trifásico. Los secundarios están desfasados 30º entre sí, lo que permite formar un sistema de 12 pulsos, por lo tanto, la corriente de entrada al primario tendrá las frecuencias armónicas dominantes en valores mas altos.

+

v

Primario

2 Secundarios

Reactor deInterfase

-dc

idc

a:1

3:1 a

Figura 1-3.- Rectificador Doble Puente de Diodos.

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

Vo Puente A

Vo Puente B

Vo Rectificador de 12p

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

ia

ica

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

Vreactor

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02 0.0217 0.0233 0.025 0.0267 0.0283 0.03 0.0317 0.0333 0.035 0.0367 0.0383 0.04

ip

Figura 1-4.- Formas de onda del Rectificador doble Puente de Diodos.


11

voltaje de salida LLLLdc vVV ⋅=⋅

⋅= 35.123

π

corriente rms por diodo 23

1 dcdiodo

Ii ⋅=

corriente rms de alimentación dcLL Ii ⋅=

61

potencia aparente por secundario del transformador

dcdcdcdcff IVIVivVA ⋅⋅=⋅⋅=⋅⋅= 5235.06

3 π

potencia aparente del primario dcdcdcdcfpfp IVIVivVA ⋅⋅=⋅⋅

+=⋅⋅= 01.1

26)13(3 π

1.4 Rectificadores Controlados Cuádruple Estrella y Doble Puente a Tiristores.

1.4.1 Introducción

En este punto se presentan los rectificadores de alta-corriente de actual uso en procesos de electro-obtención de cobre. Estos son el rectificador Doble Puente de Graetz (DPG) y el rectificador Cuádruple Estrella con reactor de Interfase (CEI) [1]. Tanto el DPG como el CEI son estructuras de rectificación de 12 pulsos. De éstas se derivan los rectificadores de 24 pulsos DPG-24 y CEI-24, realizados mediante la conexión paralela de los convertidores DPG y CEI respectivamente. Esta conexión permite incrementar la capacidad de corriente y mejorar la distorsión armónica con que operan estos equipos.

Los rectificadores en plantas de electroobtención trabajan con niveles de corriente generalmente superiores a 20 kA, por lo que hasta ahora se han empleado semiconductores del tipo tiristor [2-3]. Esto deja como única opción para regular la corriente de carga (barra dc) el uso de control de fase. Esta técnica de control regula el flujo de potencia del rectificador forzando un desfase entre las tensiones de alimentación y las corrientes ac del mismo. Esta acción disminuye el flujo de potencia activa en favor del flujo de potencia reactiva, degradando entonces el factor de potencia del rectificador. En consecuencia, los rectificadores presentados en este capítulo presentan un alto consumo de reactivos.

El elevado nivel de corriente de los rectificadores en procesos de electroobtención significa cerca del 75% del consumo total de energía de la planta donde operan. A esto debe sumarse el hecho que los rectificadores operan generalmente con ángulos de control de fase entre 30º y 60º, donde presentan el mayor consumo de potencia reactiva. En consecuencia, operan con un bajo factor de potencia, lo que hace que el consumo de reactivos de toda la planta sea elevado.


12

[i1]rst

[i2]rst

idc+vdc

[v1]rst

[v2]rst

3:1 a

a:1

_Ls

LC

11a7a5a

R

[is]rst [ii]rst

[if5]rst [if7]rst [if11]rst

[vf]rst[vs]rst

13a

[if13]rst

17a

[if17]rst

Figura 1-5.- Rectificador DPG.

Para solucionar el problema de un bajo factor de potencia, los rectificadores operan con bancos de filtros pasivos, los cuales proporcionan los reactivos requeridos por el control de fase. Los filtros empleados son del tipo sintonizados, con lo que se evitan posibles resonancias con las corrientes armónicas producidas por los convertidores. Para optimizar la regulación de voltaje del sistema se utilizan bancos de filtros automatizados. Estos bancos de filtros son conectados y desconectados según los requerimientos de potencia reactiva.

Este capítulo presenta las principales características operacionales de los rectificadores de 12-pulsos DPG y CEI, y de los rectificadores de 24-pulsos DPG-24 y CEI-24, incluyendo esquemáticos, parámetros de diseño, y simulaciones para mostrar la operación de los convertidores en una planta de electroobtención de cobre.

1.4.2 Rectificadores de 12-pulsos 1.4.2.1 DPG

El rectificador DPG es formado por la conexión paralela de dos puentes de Graetz trifásicos mediante un reactor de interfase. La Figura 1-5 muestra el esquemático del convertidor. La función del reactor de interfase es absorber la diferencia instantánea de tensión a entre los terminales dc de los rectificadores, filtrando la sexta armónica y sus múltiplos impares. Cada rectificador es alimentado por uno de los secundarios del transformador de alimentación, conectados en delta o estrella con el fin de generar un sistema equivalente de 12-pulsos. El primario del transformador se encuentra conectado en delta a la tensión de alimentación en media tensión (13.8 kV). En los terminales de media tensión del transformador también se encuentra conectado el banco de filtros sintonizados.


13

Voltaje de Alimentación entre-líneas rms Vrms Razón de vueltas transformador (∆, Y)

a, 3a

Voltaje dc rmsdc aVV 23

π=

Corriente dc Idc Corriente Media por tiristor

6dcI

Corriente rms por tiristor

32dcI

VA Secundarios dcdc IV

3π

VA Primario dcdc IV

3π

Tabla 1-7.- Parámetros de diseño rectificador DPG

Voltaje entre-líneas de alimentación rms 13.8 kV Potencia Aparente del Sistema 10.5 MVA Potencia del Sistema 10 MW Potencia de Filtros 3.5 MVar Voltaje dc 250 V Corriente dc 42 kA Parámetros de Carga (R-L-V) 2.4 mΩ, 10 mH, 150 V Tabla 1-8.- Parámetros de planta de electroobtención de cobre

En particular la Figura 1-5 muestra cinco bancos sintonizados a la 5a, 7a, 11a, 13a, y 17a armónicas. La Tabla 1-7 muestra los principales parámetros de diseño del DPG. Con el propósito de mostrar las principales características de operación del convertidor, se ha simulado una planta de electro-obtención con los parámetros mostrados en la Tabla 1-8. En la Figura 1-6 se muestran las formas de onda de las tensiones y corrientes de alimentación vsr e isr (Figura 1-6a), y la tensión y corrientes dc vdc e idc (Figura 1-6b). La Figura 1-7 muestra las tensiones y corrientes en los secundarios del transformador. En la Figura 1-7a) se muestra el voltaje v1rs y la corriente i1rs del secundario en delta, y en la Figura 1-7b) el voltaje v2r y la corriente i2r del secundario conectado en estrella. Finalmente, en la Figura 1-8 se muestran las curvas características de la operación del convertidor en función de la corriente de carga dc. La Figura 1-8a) muestra el consumo de potencia reactiva y la Figura 1-8b) muestra la distorsión armónica total de corriente (THD).


14

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-1000

-500

0

500

1000

Tiempo [ms]

[V] /

[A]

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

100

200

300

Tiempo [ms]

[V] /

[A]

a)

b)

vsr/13

isr

vdc

idc/200

Figura 1-6.- Formas de onda características de rectificador DPG operando a 88% de la tensión nominal. a)

Voltaje y corriente de alimentación vsr e isr. b) Voltaje y corriente dc, vdc e idc.

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-300

-200

-100

0

100

200

300

Tiempo [ms]

[V] /

[A]

a)

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-300

-200

-100

0

100

200

300

Tiempo [ms]

[V] /

[A]

b)

v1rs

i1rs/100

i2r/100v2r

Figura 1-7.- Formas de onda características de rectificador DPG operando a 88% de la tensión nominal. a) Voltaje y corriente de secundario en delta v1rs e i1rs. b) Voltaje y corriente de secundario en estrella v2r e i2r.


15

10 20 30 400

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

Corriente dc [kA]

Pot

enci

a R

eact

iva

[MV

ar]

a)

10 20 30 400

1

2

3

4

5

6

7

8

9

Corriente dc [kA]

Dis

tors

ion

Arm

onic

a To

tal d

e C

orrie

nte

[%]

b)

Figura 1-8.- Curvas características de rectificador DPG operando en planta de electro-obtención (Tabla

1-8). a) Consumo de potencia reactiva en Mvar; b) distorsión armónica total de corriente (THD). 1.4.2.2 CEI

El rectificador CEI se forma con la conexión paralela de dos rectificadores doble estrella con reactor de interfase, empleando un tercer reactor de interfase para lograr la conexión. La

Figura 1-9 muestra el esquemático del convertidor. La función de los reactores de interfase es absorber la diferencia instantánea de tensión entre los neutros de los devanados secundarios del transformador. El reactor de interfase restante absorbe la diferencia instantánea de tensión entre los terminales dc de los rectificadores doble estrella, filtrando la sexta armónica.

Como muestra la

Figura 1-9, cada rectificador es alimentado por dos secundarios en estrella desfasados en 180º. Cada rectificador posee su propio primario, conectados en delta y polígono, con un desfase relativo de 30º entre ellos con el fin de generar un sistema equivalente de 12-pulsos. Ambos primarios del transformador de alimentación son alimentados en media tensión (13.8 kV). En los terminales de media tensión del transformador también se encuentra conectado el banco de filtros sintonizados. Tal como el DPG, el filtro del CEI consiste de cinco bancos sintonizados a la 5a, 7a, 11a, 13a, y 17a armónicas. La Tabla 1-9 muestra los principales parámetros de diseño del CEI.


16

idc +vdc

[i2]rst

[v2]rst [-v2]rst

[i1]rst

[v1]rst [-v1]rst

3:1 a

_

3:1 a

[-i1]rst

[-i2]rst

Ls

LC

11a7a5a

R

[is]rst [ii]rst


[vf]rst[vs]rst

13a

[if13]rst

17a

[if17]rst

Figura 1-9.- Rectificador CEI.

Voltaje de Alimentación entre-líneas rms Vrms Razón de vueltas transformador (∆)

3a

Constantes de devanado en conexión polígono con 30º de atraso (k1, k2)

31 , 31

Voltaje dc rmsdc VaV

23

π=

Corriente dc Idc Corriente Media por tiristor

12dcI

Corriente rms por tiristor

34dcI


32π

VA Primarios ( ) dcdc IVkk 211

6++

π

Tabla 1-9.- Parámetros de diseño rectificador CEI

Las principales características de operación del convertidor son mostradas a continuación mediante simulaciones realizadas en la misma planta de electro-obtención utilizada con el DPG (Tabla 1-8). En la Figura 1-10 se muestran las formas de onda de las tensiones y corrientes de alimentación vsr e isr (Figura 1-10a), y la tensión y corrientes dc vdc e idc (Figura 1-10b). La Figura 1-11 muestra las tensiones y corrientes del secundario con conexión delta en el primario. Se muestra el voltaje v1r y la corriente i1r del secundario positivo, y el voltaje -v1r y la corriente -i1r del secundario desfasado en 180º.


17

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-1000

-500

0

500

1000

Tiempo [ms]

[V] /

[A]

a)

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

100

200

300

Tiempo [ms]

[V] /

[A]

b)

vsr/13

isr

vdc

idc/200

Figura 1-10.- Formas de onda características de rectificador CEI operando a 88% de la tensión nominal. a)

Voltaje y corriente de alimentación vsr e isr. b) Voltaje y corriente dc, vdc e idc.

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-400

-200

0

200

400

[V] /

[A]

Tiempo [ms]

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-400

-200

0

200

400

[V] /

[A]

Tiempo [ms]

b)

a)

v1r i1r/100

-v1r

-i1r/100

Figura 1-11.- Formas de onda características de rectificador CEI operando a 88% de la tensión nominal. a) Voltaje y corriente del secundario positivo v1rs e i1rs. b) Voltaje y corriente del secundario desfasado en 180º -

v1r e -i1r.


18

10 20 30 400

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

Corriente dc [kA]

Pot

enci

a R

eact

iva

[MV

ar]

a) b)

10 20 30 400

1

2

3

4

5

6

7

8

9

Corriente dc [kA]D

isto

rsio

n A

rmon

ica

Tota

l de

Cor

rient

e [%

]

Figura 1-12.- Curvas características de rectificador CEI operando en planta de electro-obtención (Tabla

1-9). a) Consumo de potencia reactiva en Mvar; b) distorsión armónica total de corriente (THD).

Por último, en la Figura 1-12 se muestran las curvas características de la operación del convertidor en función de la corriente de carga dc. La Figura 1-12a) muestra el consumo de potencia reactiva y la Figura 1-12b) muestra la distorsión armónica total de corriente (THD).

1.4.3 Rectificadores de 24-pulsos 1.4.3.1 DPG-24

El rectificador DPG-24 es formado por la conexión paralela de dos rectificadores DPG mediante un reactor de interfase. La Figura 1-13 muestra el esquemático del convertidor. El fin de esta conexión es duplicar la capacidad de corriente del rectificador, con lo que además se logra mejorar la distorsión armónica del convertidor. El reactor de interfase tiene como función absorber la diferencia instantánea de tensión entre los terminales dc de los rectificadores DPG, filtrando las armónicas 12.k, con k par. Como se muestra en la Figura 1-13, los secundarios de los rectificadores DPG son alimentados desde primarios individuales. La conexión de los devanados primarios es tipo delta y polígono con desfase de -15º, generando un sistema equivalente de 24-pulsos. Los devanados secundarios de cada DPG se encuentran conectados en delta-estrella, tal como el DPG de 12-pulsos, provocando un desfase de 30º entre las tensiones de cada puente. La Tabla 1-10 muestra los principales parámetros de diseño de este rectificador.


19

Voltaje de Alimentación entre-líneas rms Vrms

Razón de vueltas transformador (∆, Y) a, 3a

Constantes de devanado en conexión

polígono con 15º de atraso (k1, k2) 32 , ( ) 21332 −

Voltaje dc rmsdc aVV 23

π=

Corriente dc Idc

Corriente Media por tiristor 12dcI

Corriente rms por tiristor 34dcI


3π

VA Primarios ( ) dcdc IVkk 2116

++π

Tabla 1-10.- Parámetros de diseño rectificador DPG-24

Voltaje entre-líneas de alimentación rms 13.8 kV

Potencia Aparente del Sistema 21 MVA

Potencia del Sistema 18.75 MW

Potencia de Filtros 7 Mvar

Voltaje dc 250 V

Corriente dc 75 kA

Parámetros de Carga (R-L-V) 1.3 mΩ, 10 mH, 150 V

Tabla 1-11.- Parámetros de planta de electroobtención de cobre

El funcionamiento del rectificador DPG-24 se muestra mediante simulaciones realizadas en una planta de electroobtención de cobre. Los parámetros de la planta se muestran en la Tabla 1-11. La Figura 1-14 muestra las formas de onda de las tensiones y corrientes de alimentación vsr e isr, y la forma de onda de la tensión y corriente dc vdc e idc.


20

La Figura 1-15 muestra las curvas características de la operación del convertidor en función de la corriente de carga dc. La Figura 1-15a) muestra el consumo de potencia reactiva y la Figura 1-15b) muestra la distorsión armónica total de corriente (THD).

Ls

LC

11a7a5a

R

[is]rst [ii]rst


[i1]rst

[i2]rst

[v1]rst

[v2]rst

[vf]rst[vs]rst 3:1 a

a:1

_

[i3]rst

[i4]rst

idc +vdc

[v3]rst

[v4]rst

13a

[if13]rst

17a

[if17]rst

a:1

3:1 a

Figura 1-13.- Rectificador DPG-24.


21

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

[V] /

[A]

Tiempo [ms]

vsr/8isr

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

50

150

250

Tiempo [ms]

[V] /

[A]

a)

b)

vdc

idc/400

Figura 1-14.- Formas de onda características de rectificador DPG-24 operando a 88% de la tensión

nominal. a) Voltaje y corriente de alimentación vsr e isr. b) Voltaje y corriente dc, vdc e idc.

10 20 30 40 50 60 700

1

2

3

4

5

6

Corriente dc [kA]

Pote

ncia

Rea

ctiv

a [M

Var]

a)

10 20 30 40 50 60 700

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

Corriente dc [kA]

Dis

tors

ion

Arm

onic

a To

tal d

e C

orrie

nte

[%]

b)

Figura 1-15.- Curvas características de rectificador DPG operando en planta de electro-obtención (Tabla



22

1.4.3.2 CEI-24

El rectificador CEI-24 es formado por la conexión paralela de dos rectificadores CEI mediante un reactor de interfase. La

Figura 1-16 muestra el esquemático del convertidor. Tal como el DPG-24, el fin de esta conexión es duplicar la capacidad de corriente del rectificador, con lo que además se logra mejorar la distorsión armónica del convertidor. El reactor de interfase tiene como función absorber la diferencia instantánea de tensión entre los terminales dc de los rectificadores CEI, filtrando las armónicas 12.k, en que k es par. Como se muestra en la

Figura 1-16, los dos secundarios en estrella de cada rectificador CEI son alimentados desde primarios individuales, formando un transformador con cuatro devanados primarios y ocho devanados secundarios. La conexión de los devanados secundarios de cada rectificador doble estrella en los CEI sigue siendo estrella, y el desfase entre los primarios en polígono de cada CEI es de 30º, existiendo un desfase de 15º entre los devanados de los dos CEI. De esta manera se tiene que los cuatro primarios se encuentran desfasados en 15º, generando un sistema equivalente de 24-pulsos. La Tabla 1-12 muestra los principales parámetros de diseño de este rectificador.

Voltaje de Alimentación entre-líneas rms Vrms Razón de vueltas transformador (∆, Y)

a, 3a


32 , ( ) 21332 −


31 , 31


( ) 21332 − , 32

Voltaje dc rmsdc aVV

23

π=

Corriente dc Idc Corriente Media por tiristor 24dcI Corriente rms por tiristor

38dcI


32π

VA Primario dcdc

jj IVk

+ ∑

=

6

11

12π

Tabla 1-12.- Parámetros de diseño rectificador CEI-24


23

Ls

LC

11a7a5a

R

[is]rst [ii]rst


[vf]rst[vs]rst

13a

[if13]rst

17a

[if17]rst

idc +vdc

[i2]rst

[v2]rst [-v2]rst

[i1]rst

[v1]rst [-v1]rst

3:1 a

[i4]rst

[v4]rst [-v4]rst

[i3]rst

[v3]rst [-v3]rst

3:1 a

3:1 a

_

3:1 a

[-i1]rst

[-i2]rst

[-i3]rst

[-i4]rst

Figura 1-16.- Rectificador CEI-24.

El funcionamiento del rectificador CEI-24 es mostrado a continuación mediante simulaciones realizadas en la misma planta de electro-obtención de cobre utilizada con el DPG-24 (Tabla 1-11). La Figura 1-17 muestra las formas de onda de las tensiones y corrientes de alimentación vsr e isr, y la forma de onda de la tensión y corriente dc vdc e idc. La Figura 1-18 muestra las curvas características de la operación del convertidor en función de la corriente de carga dc. La Figura 1-18a) muestra el consumo de potencia reactiva y la Figura 1-18b) muestra la distorsión armónica total de corriente (THD).


24

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-1500

-1000

-500

0

500

1000

1500

[V] /

[A]

Tiempo [ms]

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

50

150

250

[V] /

[A]

Tiempo [ms]

a)

b)

vsr/8

isr

vdc

idc/400

Figura 1-17.- Formas de onda características de rectificador CEI-24 operando a 88% de la tensión nominal.

a) Voltaje y corriente de alimentación vsr e isr. b) Voltaje y corriente dc, vdc e idc.

10 20 30 40 50 60 700

1

2

3

4

5

6

Corriente dc [kA]

Pot

enci

a R

eact

iva

[MV

ar]

a)

10 20 30 40 50 60 700

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

Corriente dc [kA]

Dis

tors

ion

Arm

onic

a To

tal d

e C

orrie

nte

[%]

b)

Figura 1-18.- Curvas características de rectificador CEI operando en planta de electro-obtención (Tabla



25

1.4.4 Discusión El nivel de producción de las industrias de electroobtención ha requerido el manejo

de niveles de corriente en exceso de 30 kA. En consecuencia las configuraciones preferidas son los rectificadores de 24 pulsos DPG-24 y CEI-24, que permiten operar con el doble de corriente dc empleando los mismos semiconductores que los DPG y CEI de 12-pulsos. La generación del sistema de 24-pulsos se realiza como se mostró en las secciones anteriores empleando primarios de conexión poligonal. Los desfases se introducen en el primario porque el nivel de corriente en media tensión es alrededor de 70 veces menor que en el secundario. Esto facilita y reduce los costos de la construcción del transformador del rectificador.

1.4.5 Conclusión

En este capítulo se han presentado las principales estructuras de rectificación de alta-corriente en actual uso industrial. En particular se presentó el DPG y el CEI en rectificación de 12-pulsos, y los rectificadores DPG-24 y CEI-24 en rectificación de 24-pulsos. Se describió la operación de los convertidores, así como se especificaron los principales componentes y parámetros de diseño. Finalmente, se presentaron resultados de simulación mostrando la operación de los rectificadores en una planta de electroobtención de cobre.

1.5 Transformadores Poligonales.

Se presenta el análisis sobre un transformador poligonal y los criterios para obtener un voltaje entre líneas del polígono desfasado un ángulo φ con respecto al los voltajes de línea del transformador conectado en delta. Para este análisis se considera la Figura 1-19. Se puede observar del diagrama de vectores que:

)º60sin()sin()º120sin( φφ −== NlNsLS VVV

Así, de esta manera:

Voltaje mayor del polígono: )º60sin(3

2 φ−

= LSNl VV

Voltaje menor del polígono: )sin(3

2 φLSNs VV

=


26

Figura 1-19.- Conexión Delta - Polígono.

Por lo tanto se puede llegar, desde la Figura 1-19, a expresar :

)º60cos()º60sin(tan

NsNl

Ns

VVV+

=φ

De esta forma el radio entre las vueltas del transformador poligonal esta dado por:

Ns

NlV

Vn =

y el ángulo de desfase estará dado por:

)21(3tan 1

n+= −φ

para realizar un análisis de las corrientes se debe partir de:

131 iii mm =−

212 iii mm =−


27

Y considerando la suma de corrientes para una pierna del transformador, se puede obtener la corriente del primario, dada por:

+

+

=

p

s

p

s

p

lin N

NiNN

NNii 211

Donde pN , lN y sN son la cantidad de vueltas de los devanados primario (delta), devanado mayor del polígono y devanado menor del polígono, respectivamente. A continuación se verá un ejemplo de diseño de transformadores poligonales para la construcción de un rectificador de 12 pulsos. Ejemplo Se desea diseñar un sistema de rectificación de altas corrientes de 12 pulsos con 2 puentes de tiristores. El voltaje de alimentación a cada puente debe ser de 380[V] entre líneas, el circuito se muestra en la Figura 1-20.

+

v-

dc

idc

+15º

-15º

+1i

−1i

Figura 1-20.- Rectificador 12 pulsos, conexión paralelo.

Aplicando las ecuaciones para obtener el voltaje mayor y menor de cada polígono, se tiene:

[ ]VVV LSNl 310)15º60sin(3803

2)º60sin(3

2=−⋅⋅

=−

= φ

[ ]VVV LSNs 113)15sin(3803

2)sin(3

2=⋅⋅

=

= φ


28

+15º

-15º

0º

Figura 1-21.- Relación de los vectores entre los transformadores.

1.6 Reactores de Interfase.

Para lograr un rectificador de 12 pulsos, se deben conectar dos rectificadores de 6 pulsos desfasados en 30º entre sí. Como se puede observar, la tensión instantánea dc de cada rectificador no es idéntica, por lo que se deben conectar a través de un reactor.

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183

Vo Puente A

Vo Puente B

Vo Rectificador de 12p

Figura 1-22.- Voltajes en el reactor de interfase.

La función fundamental del reactor de interfase es absorber la diferencia instantánea de voltaje entre los terminales dc (de salida) de los rectificadores, filtrando la sexta armónica y sus múltiplos impares. El rector de interfase absorbe sólo las diferencias instantáneas de voltaje. No absorbe diferencias entre tensiones medias de cada rectificador. En conclusión, el voltaje de salida de un rectificador se puede expresar como un voltaje dc


29

más un voltaje ac (que produce el ripple). El reactor se diseña para limitar la corriente que circulará por causa de esta señal ac. La corriente dc que circula por el reactor es siempre la mitad de la corriente que sale del reactor y su dirección cambia para cada mitad del reactor como se puede observar en la Figura 1-23. Por criterio de diseño el ripple de corriente que se permite es aproximadamente un 5% de la corriente dc que circula por el reactor.

dc dc

dc

i i

i

/2/2

Figura 1-23.- Corrientes en el reactor de interfase.

Ejemplo de diseño. Se desea diseñar un reactor de interfase para conectar dos rectificadores de fase controlada tipo puente en paralelo para obtener operación de 12 pulsos. La corriente de salida es de 10.000[A] . El circuito se muestra en la Figura 1-24.

dc dc

dc

i i

i

/2/2

+

v-

dc

Figura 1-24.- Doble Puente con Reactor de Interfase.

Un sistema de p pulsos tiene armónicas pn ⋅ en el lado dc. Su amplitud se puede obtener del gráfico de la Figura 1-25. Este gráfico muestra la amplitud peak de la armónica, en el lado dc, por unidad de Vomax para un α dado. Los voltajes de alimentación a cada uno de los rectificadores tipo puente de la Figura 1-24 están desfasados 30º para así obtener un sistema equivalente de 12 pulsos y su amplitud entre líneas es de 380 [V].


30

Figura 1-25.- Variación de la Amplitud de las armónicas presentes en el voltaje dc en función del ángulo de

disparo para convertidores de dos cuadrantes con conducción continua. Se puede dibujar un esquema simplificado con sólo las armónicas dominantes y el reactor de interfase, como se observa en la Figura 1-26, donde el signo + indica la fase de la 6ª armónica. Este desfase de 180º existente entre las 6ª armónicas de cada rectificador resultan del desfase que existe entre los rectificadores de 30º (0º x 6 =0º y 30º x 6 = 180º).

v6h v6h

L

+

+

2v6h

L

+

Figura 1-26.- 6ª armónica presente en un rectificador doble puente de diodos.

Para determinar el voltaje armónico se utiliza la Fig.1.11,

[ ]VvVV LLLLdc 8.51438035.135.123=⋅=⋅=⋅

⋅=

π


31

Considerando α = 30º y que el voltaje máximo dc es de 514.8 [V] se obtiene,

[ ]VVKV nomdch 5.878.51417.0,max,6 =⋅=⋅= , [ ]VV rmsh 9.6125.87

,6 ==

La frecuencia de la 6ª armónica es:

[ ]Hzff inh 30050666 =⋅=⋅= y se planteó que el reactor debe permitir circular corrientes armónicas de hasta un 5% de la Idc que circula por el reactor que es 5[kA], esto es:

[ ] [ ]AAdei h 2505000%56 ⇒= y del circuito equivalente de la Figura 1-26.b

iLwV ⋅⋅= ó hrmsh iwLV 6,62 ⋅=⋅

[ ]Hif

Viw

VL

h

rmshrmsh µππ

7.2622503002

9.612222

6

,6,6 =⋅⋅⋅

⋅=

⋅⋅⋅⋅

=⋅

⋅=

1.7 Electrónica de Sincronismo y Control.

1.7.1 Circuito de Excitación. El circuito de excitación es primordial en los rectificadores de fase controlada, ya que permite generar los pulsos para obtener el nivel de voltaje deseado a la salida del rectificador. Este circuito se debe encargar de:

• Proveer los pulsos de disparo con amplitud y pendiente apropiado a cada tiristor cada vez que un SCR se entre en conducción (circuito de amplificación y aislación).

• Proveer el control del retardo de estos pulsos en el rango correcto (circuito de

generación y sincronismo).

• Minimizar el retardo entre el cambio de la señal de control y el cambio del ángulo de disparo (circuito de generación).

• Coordinar el tiempo exacto entre los disparos de los SCR’s de las diferentes fases y

además un disparo simultaneo para SCR’s en paralelo.


32

Circuito deSincronismo

Circuito deGeneraciónde Pulsos

Circuito deDistribución

Amplificacióny Aislación

ControladorConvertidor

EstáticoRef. +

-

Carga

Circuito de Excitación

Red

Realimentación

Figura 1-27.- Diagrama en bloques del circuito de excitación

1.7.2 Método de sincronismo Rampa. Existen varios métodos de sincronismo para lograr el desfase correcto de los pulsos de disparo respecto al punto α = 0º del circuito de potencia, entre los cuales se encuentran el método del coseno, método rampa, método integral y otros. De estos métodos el más utilizado industrialmente es el método rampa, el cual genera el pulso de disparo en el instante que una señal sincronismo (rampa) se interfecta con una señal de control. El nivel más alto de la rampa debe permitir obtener un α = 0º. En este método se usa una rampa sincronizada con α = 0º (una por fase) que se compara con la referencia de control Este método no es autorregulado. Se opera en lazo cerrado para obtener una función de transferencia lineal.

Vc

α α α

Figura 1-28.- Método Rampa


33

1.7.3 Circuito de distribución de pulsos. El método rampa genera un pulso para cada SCR (una señal de sincronismo por SCR). En la configuración punte de tiristores, no basta disparar con un único pulso, ya que la corriente circula por dos tiristores. Esto obliga a distribuir los pulsos de forma tal, que cada pulso dispare a dos tiristores en forma simultánea.

Figura 1-29.- Método Rampa integrado en el TCA 780.

1.7.4 Circuito de amplificación y aislación. El pulso al gate debe cumplir los requerimientos de éste, que en general exceden las capacidades de los circuitos integrados utilizados. Por ello se requiere una amplificación utilizando transistores. Cada pulso de corriente debe estar referido al cátodo del tiristor. Ya sea para que la tensión del circuito de potencia no esté referida en el circuito de control y porque los distintos cátodos están a un potencial distinto, es que los pulsos deben ser aislados galvánicamente. Para cumplir este propósito se utilizan transformadores de pulso.


34

Figura 1-30.- Circuitos típicos de Aislación.


35

1.8 Armónicos ac, Factor de Potencia.

1.8.1 Armónicos ac Una de las características principales de una carga no lineal, es la generación de armónicos. Los convertidores estáticos son por naturaleza sistemas no lineales, ya que poseen “interruptores electrónicos” que hacen que la relación entre el voltaje y la corriente no sea lineal. Esto produce la generación de corrientes no senoidales de un rectificador.

0 0.0017 0.0033 0.005 0.0067 0.0083 0.01 0.0117 0.0133 0.015 0.0167 0.0183 0.02

ia

Va

Figura 1-31.- Forma de onda del Voltaje y corriente de entrada a un rectificador tipo puente de diodos.

Utilizando las Series de Fourier, se puede representar cualquier señal periódica como una suma de componentes senoidales de distintas frecuencias. Cada una de estas señales representa el contenido armónico de una forma de onda específica. La Serie de Fourier se definió como:

f(t) = a0

1

∞

n

an cos w n. t.( ). bn sin w n. t.( ).

=

Donde n=1, 2, 3, 4, ….

con,

a0=1T 0

Ttf t( ) d.

, an=

1T 0

Ttf t( ) cos w n. t.( ). d.

bn=1T 0

Ttf t( ) sin w n. t.( ). d.

w es la frecuencia a la está la componente armónica y nb la amplitud de cada armónica.


36

El contenido armónico de la corriente de un puente de diodos puede determinarse con las Series de Fourier. Por inspección de la forma de onda se establece que es una señal impar, por lo tanto los coeficientes 0a y na son iguales a cero.

f t( ) =

1

20

n

2 A.

π n.( )cos

16

n. π. cos56

n. π.. sin w n. t.( ).

= Y expresando los términos hasta n=20 se tiene:

f t( ) = 2A

π. 3. sin w t.( ). 2

5A

π. 3. sin 5 w. t.( ). 2

7A

π. 3. sin 7 w. t.( ). ...

211

Aπ

. 3. sin 11 w. t.( ). 213

Aπ

. 3. sin 13 w. t.( ). 217

Aπ

. 3. sin 17 w. t.( ). ....

219

Aπ

. 3. sin 19 w. t.( ).

Encontrándose componentes de frecuencia de 5, 7, 11, 13, 17 y 19 veces la frecuencia original, Si la frecuencia base es 50 [Hz] las componentes están en 250, 350, 550, 650, 850 y 950 [Hz], respectivamente.

Figura 1-32.- Contenido armónico de un rectificador de 6 pulsos.


37

1.8.2 Factor de Potencia El factor de potencia fp es la relación que existe entre la potencia activa P y la potencia aparente S, se define como:

SPfp =

Cuando un convertidor funciona conectado a una red débil, es decir, la potencia real es superior al 1% de la potencia de cortocircuito de la red, el cálculo de la potencia activa P debe considerar no solamente la forma de onda no senoidal de la corriente, sino también la forma de onda no senoidal de la tensión. El factor de potencia fp es entonces:

IV

dttitvT

SPfp

⋅

⋅==

∫ )()(1

En cambio, para una potencia inferior al 1% de la potencia de cortocircuito de la red, la forma de onda de la tensión en los bornes de red del convertidor puede suponerse senoidal. Para una corriente no senoidal y una tensión senoidal, el factor de potencia fp se puede calcular a partir del contenido de fundamental Gi de la corriente y del factor de desfase (factor de potencia de la componente fundamental) )cos( 1φ en base a la siguiente fórmula.

)cos()cos( 11

1 φφ ⋅=⋅=IIGfp i

donde I1 es la componente fundamental de la corriente I y 1φ es el desfase entre las ondas fundamentales de la tensión y la corriente. Para corrientes de red no senoidales (esto es con armónicos), el factor de potencia fp es siempre inferior al factor de desfase )cos( 1φ . Sólo en aquellos casos en los que la tensión y la corriente por el lado de la red tienen forma senoidal (hecho que no se presenta nunca en un convertidor), coinciden el factor de potencia y el factor de desfase )cos( 1φ=fp . Este punto se revisará con más detalle en el capítulo 4.


38

Capítulo 2

2. Rectificación Secuencial y Modulada.

2.1 Control Secuencial Optimizado para Rectificador de Altas Corrientes de Electro-Obtención de Cobre

2.1.1 Introducción

Sin lugar a dudas, el convertidor más empleado a nivel industrial ha sido el rectificador de fase controlada. Este convertidor se ha utilizado en las más variadas aplicaciones, entre las cuales destacan los accionamientos dc, accionamientos ac tipo fuente de corriente, y distintos procesos metalúrgicos [4-8]. Aún cuando su uso ha disminuido últimamente como consecuencia de la introducción de rectificadores PWM y el cambio en la tecnología de accionamientos dc a ac, sigue siendo irremplazable en aplicaciones que operen con altos niveles de corriente [2-3], esto es sobre 10 kA.

De los procesos de altas corriente la electroobtención de cobre y aluminio ha sido una de las principales aplicaciones para rectificadores de fase controlada. En estos procesos se utilizan rectificadores de 12 y 24 pulsos dependiendo del nivel de corriente de la planta. Dada la actual estructura y control de los rectificadores multipulso, estos producen los mismos problemas que los rectificadores de seis pulsos, con la excepción de una mejor distorsión armónica de corriente. Estos problemas se refieren principalmente al excesivo consumo de potencia reactiva, que se traduce en un bajo factor de potencia y baja eficiencia del sistema de distribución. Hasta ahora la solución adoptada a estos problemas ha sido la utilización de bancos de filtros pasivos sintonizados. Estos filtros pueden ser de operación fija, sin embargo, para obtener una buena regulación de voltaje se requiere utilizar bancos de filtros de conexión automatizada. Estos bancos son conectados y desconectados según los requerimientos de la carga por un controlador de reactivos. Naturalmente, esta solución es costosa al requerirse equipo de maniobra para un número de secciones de filtro de acuerdo a la máxima potencia que permite el sistema de distribución para que el transiente de voltaje durante el inrush de corriente sea tolerable. Esto significa para filtros de rectificación de altas corrientes 3 a 4 secciones de condensadores sintonizados.

Variados trabajos han buscado mejorar las características del rectificador de fase controlada. Stefanovic presentó una estructura tipo puente con una cuarta pierna con tiristores [9]. Esto le permitió mejorar el factor de potencia pero aumentó la distorsión armónica al permitir circulación de 3a armónica. Esta misma estructura fue posteriormente utilizada con éxito en un convertidor multipulso, con lo que se cancelaron los problemas de armónicas [10]. April y Oliviere lograron mejorar la división de corrientes entre tiristores conectados en paralelo, sin embargo no mejoraron ni la distorsión armónica ni el factor de


39

potencia de los convertidores [11-12]. Recientemente se han presentado varios trabajos favoreciendo el uso de transformadores de múltiples secundarios, mejorando la distorsión armónica pero no el factor de potencia [13-14]. Un trabajo que sí presenta una mejora en cuanto al consumo de potencia reactiva es el de Zargari et al [15]. Este trabajo produce una peor distorsión armónica y una mejora parcial del factor de potencia. Esto porque no reduce el consumo máximo de reactivos, lo cual no le permite reducir en forma efectiva el tamaño de los filtros. Finalmente Steeper et al presentaron en [16] el control secuencial de rectificadores. En este esquema se tienen dos rectificadores conectados en serie, uno operando a 0º y el otro entre 0º y 180º. Aún cuando redujeron el consumo de reactivos no obtuvieron buenos resultados al emplear esta técnica. Esto porque utilizaron un mismo nivel de potencia en los rectificadores, y no emplearon desfases entre las tensiones de alimentación de cada convertidor. Posteriormente este método fue mejorado al determinarse que el uso de convertidores de potencia distinta en la conexión serie permitía reducir aún más el consumo de potencia reactiva [17].

En este capítulo se presenta entonces un rectificador de altas corrientes con control secuencial optimizado mediante algoritmos genéticos (RSO). Esta estructura y método de control logran reducir el consumo máximo de potencia reactiva del convertidor en un 62% respecto a convertidores convencionales de uso industrial. Esto permite reducir la potencia de los filtros en un mismo porcentaje, además de permitir que el convertidor opere con un banco de operación fija. A todo esto se suma el hecho que el convertidor presenta una distorsión armónica levemente inferior a la de sus pares convencionales para factores de carga superiores al 55%. De esta manera se logra mejorar en forma considerable las características operacionales de los rectificadores de fase controlada.

Estas mejoras se logran empleando una conexión serie de rectificadores doble estrella con reactor de interfase, y realizando un control de fase secuencial. La diferencia con el método de [16-17] es que los rectificadores poseen distintos niveles de potencia, y se encuentran alimentados de primarios independientes con un desfase entre ellos. Los detalles de la estructura y métodos de control de esta estructura de rectificación de fase controlada son presentados en la sección siguiente. De igual manera se presenta el método de diseño del convertidor empleando modelación de convertidores en frecuencia y algoritmos genéticos, que permiten optimizar la operación del rectificador minimizando el consumo de potencia reactiva y la distorsión armónica. Finalmente se presentan resultados experimentales y una evaluación completa del rectificador en una planta de electro-obtención de cobre. Esto permite validar las ventajas enunciadas y comprobar la correcta operación del convertidor propuesto.


40

idc +vdc

[i2]rst

[v2]rst [-v2]rst

[i1]rst

[v1]rst [-v1]rst

3:1 1a

_

3:1 2a

[-i1]rst

[-i2]rst

Ls

LC

11a7a5a

R

[is]rst [ii]rst


[vf]rst[vs]rst

13a

[if13]rst

17a

[if17]rst

+vR1

+vR2

_

_Rdc

Ldc

Vce

Filtro SintonizadoAlimentación ac enMedia Tensión

Transformador dePotencia

Rectificadores de 6-Pulsos

R2

R1

R1

Carga

Figura 2-1.- Rectificador de altas corrientes con control secuencial optimizado (RSO).

2.1.2 Topología y Control del Convertidor

En la Figura 2-1 se muestra el convertidor propuesto para aplicaciones en rectificación de altas corrientes, y en particular para electroobtención de cobre. En la figura se encuentran claramente identificados los distintos componentes del convertidor, los cuales serán presentados a continuación junto con la explicación de las funciones que cumple cada uno.

El primer elemento a considerar es el transformador de potencia. Este es utilizado como reductor de voltaje, es alimentado en media tensión y entrega tensiones inferiores a 200 V con las cuales se alimentan los rectificadores. El transformador posee dos circuitos primarios, uno conectado en delta y otro en polígono con un desfase positivo de 5º. La razón de transformación entre los dos primarios y sus respectivos secundarios es distinta. De esta manera el primario en delta entrega un 84% de la potencia, y el primario en polígono el 16% restante. Finalmente, los secundarios de ambos primarios del transformador son idénticos, y consisten de un par de devanados en estrella conectados en contrafase. Los neutros de cada par de devanados se encuentran conectados mediante un reactor de interfase.

El segundo elemento del convertidor propuesto son los rectificadores. Estos se forman empleando los dos pares de secundarios en estrella para generar dos rectificadores de 6-pulsos tipo doble estrella con reactor de interfase. El rectificador alimentado con el primario en delta es R1, y el rectificador alimentado con el primario en polígono es R2. Los terminales dc de R1 y R2 se encuentran conectados en serie para generar el voltaje de carga vdc (vdc = vR1+ vR2). El rectificador R2 posee un tiristor volante en sus terminales dc.


41

Este tiristor permite operar al convertidor sólo con R1, ya que provee de un camino alternativo a la corriente de carga cuando R2 se encuentra apagado. De esta manera es posible operar el convertidor como dos rectificadores con control de fase secuencial. Primero se controla R1 hasta alcanzar su tensión nominal, y luego se conecta R2 hasta alcanzar la tensión nominal del convertidor completo. La razón de potencia de los primarios, así como el ángulo de desfase de estos se determinan mediante la utilización de algoritmos genéticos. El uso de esta técnica permite optimizar el diseño para minimizar el consumo de potencia reactiva y minimizar la distorsión armónica inyectada por el convertidor.

Aplicar control secuencial optimizado en este convertidor resulta natural y evidente al conocer el tipo de carga que representan las celdas de electroobtención. Éstas se modelan generalmente como una carga activa tipo R-L-V, donde V es el potencial de reacción de las celdas (Vce en Figura 2-1). Este potencial evita que circule corriente en el rectificador antes de superar el 60% de su tensión nominal. Lo que permite en forma inmediata pensar en un rectificador que simplemente iguale el potencial de reacción de las celdas. De esta manera se reduciría el consumo global de reactivos, ya que la potencia reactiva consumida sería una fracción de la potencia consumida por el segundo rectificador conectado en serie que aportaría el 40% restante de la tensión nominal.

El tercer elemento de este convertidor es el filtro de entrada. Como se muestra en la Figura 2-1 el filtro consiste de cinco filtros sintonizados a la 5a, 7a, 11a, 13a y 17a armónicas. La característica principal es que este banco es de operación fija, y no requiere de conectores automáticos ni de un controlador de reactivos con sus respectivos sensores para su operación. Esto es posible gracias al reducido y prácticamente constante consumo de potencia reactiva que presenta el convertidor. Como se aprecia, el filtro de este convertidor actúa básicamente para filtrar corrientes armónicas. La compensación de reactivos pasa a ser un objetivo secundario. Esto es al contrario de los rectificadores de altas corrientes industriales, que al presentar un consumo elevado y fuertemente variante de reactivos requieren de múltiples secciones de filtros para mantener un nivel de reactivos constante.

| En la Tabla 2-1 se indican los principales parámetros de diseño del rectificador propuesto. Nótese que la tensión producida por R2 e indicada en la Tabla 2-1 es válida sólo cuando éste está conectado, lo que ocurre cuando el voltaje de carga requerido es mayor que KvrVdc. En caso contrario la tensión de R2 es cero.


42

Voltaje de alimentación entre-líneas rms Vrms Voltaje de carga nominal Vdc Corriente de carga nominal Idc Razón de vueltas transformador (∆,∆P)

31a , 32a

Constantes de devanado en conexión polígono con 5º de adelanto (kt1, kt2)

0.95, 0.1

Constante de razón de voltajes (Kvr=VR1/Vdc) 0.82 Voltaje dc R1 (VR1)

dcvrrmsR VKVaV ==2

3 11 π

Voltaje dc R2 (VR2) al estar conectado

( ) dcvrrmsR VKVaV −== 12

3 22

π

Voltaje dc

( )rmsRRdc VaaVVV

23 21

21 π+

=+=

Corriente dc Idc Corriente Media por tiristor 6dcI

Corriente rms por tiristor 32dcI


32π

VA Primario

( )( ) dcdcttvrvr IVkkKK 2113

+−+π

Tabla 2-1.- PARÁMETROS DE DISEÑO RECTIFICADOR PROPUESTO

2.1.3 Modelación del Sistema de Rectificación 2.1.3.1 Modelo en el Dominio del Tiempo

De acuerdo a [18] las corrientes y voltajes de un rectificador doble estrella con reactor de interfase se encuentran definidas por:

[ ] [ ] 2dcrstprstp ihi ⋅=

[ ] [ ] 2dcrstnrstn ihi ⋅=

[ ] [ ] [ ] 2rsttT

nT

pdc vhhvrstrst

⋅

−= ,


43

+vp +vs

Ltp LtsRtp Rts

LM

1:a

- - Figura 2-2.- Modelo equivalente de fase empleado para modelar el transformador.

donde [ip]rst es el vector de corrientes de línea [ipr ips ipt]T del secundario positivo o en fase con las tensiones del primario, [in]rst es el vector de corrientes de línea [inr ins int]T del secundario negativo o en contra-fase con las tensiones del primario, [vt]rst es el vector de voltajes de fase [vtr vts vtt]T del secundario positivo, y la Función de Transferencia Generalizada (FTG) de los rectificadores de media onda positivos y negativos ([hp]rst y [hn]rst) son los vectores [hpr hps hpt]T y [hnr hns hnt]T respectivamente.

Con las primera ecuaciones y el modelo equivalente por fase del transformador mostrado en la Figura 2-2 (considera impedancias de fuga y de magnetización), es posible escribir las ecuaciones que modelan el rectificador de la Figura 2-1 como se muestra continuación.

[ ] [ ] [ ] [ ]rstf

rstssrstssrsts v

dtid

LiRv ++=

[ ] [ ] [ ] [ ]∫++=t

orstfk

fk

rstfkfkrstfkfkrstf di

Cdt

idLiRv τ1

[ ] [ ] [ ] [ ] [ ]lrstt

lrstt

tlrstttstrfrstf v

dtid

LiRvv 11

111 ++=−

[ ] [ ] [ ] [ ] [ ]lrstt

lrstt

tlrstttstrfrstf v

dtid

LiRvv 22

222 ++=−

[ ][ ] [ ] [ ]( )

321

1111

11a

ihhdtdL

dt

idLv dcrstnrstpm

lt

ml

trst

rst−−=

[ ] [ ]

[ ] [ ]( ) [ ] [ ]( ) 32

22221222

222

aikhhikhhdtdL

dtid

Lv

dcttrsntrspdctrstnrstpm

lrstt

ml

t rst

−−−

−=

[ ] [ ] [ ]( )[ ] [ ] [ ] [ ]( ) ce

dcdcdcdcrstnrstp

lstrtt

lrsttt

rstnrstplrstt

Vdt

diLiR

ahhvkvk

ahhv

TT

T

++=−

−

+−

32

322

222221

1111

Donde [vs]rst es el vector de voltajes de fase de alimentación [vsr vss vst]T, [is]rst es el vector de corrientes de línea de alimentación [isr iss ist]T, [ifk]rst es el vector de corrientes de


44

fase [ifkr ifks ifkt]T en cada uno de los bancos de filtros sintonizados (k = 5, 7, 11, 13, y 17), [vf]rst es el vector de voltajes de fase [vfr vfs vft]T del banco de filtros, y el subíndice str indica un cambio en el ordenamiento del vector, [it1]l

rst es el vector de corrientes de fase [it1rs it1st it1tr]T del primario del transformador de R1, [it2]l

rst es el vector de corrientes de fase [it2rs it2st it2tr]T del primario del transformador de R2, [vt1]l

rst es el vector de voltajes de línea [vt1rs vt1st vt1tr]lT del primario del transformador de R1, [vt2]l

rst es el vector de voltajes de línea [vt2rs vt2st vt2tr]lT del primario del transformador de R2, [hp1]rst y [hn1]rst son los vectores [hp1r hp1s hp1t] y [hn1r hn1s hn1t] de la FTG del rectificador R1, [hp2]rst y [hn2]rst son los vectores [hp2r hp2s hp2t] y [hn2r hn2s hn2t] de la FTG del rectificador R2, y el subíndice trs indica un cambio en el ordenamiento del vector, idc es la corriente de carga del bus dc, y Vce es el voltaje de reacción de las celdas de electro-obtención. Las constantes a1 y a2 son las razones de transformación de los respectivos primarios de R1 y R2, y las constantes kt1 y kt2 son las razones de vueltas de los devanados del primario en conexión polígono para lograr el desfase de 5º (Tabla 2-1).

2.1.4 Descripción de la Estrategia de Control Propuesta 2.1.4.1 Control Secuencial Optimizado

La optimización del control secuencial del convertidor requiere de identificar los parámetros de diseño que permitan minimizar tanto el consumo de potencia reactiva del convertidor como la inyección de distorsión armónica hacia la red. Los parámetros en cuestión son la razón de voltaje que entrega cada rectificador en la conexión serie que forman, y el desfase introducido por el transformador en las tensiones de alimentación de los mismos. Las variable a utilizar son la razón de voltajes entre el rectificador con primario en delta (R1) y el voltaje nominal, y el ángulo de desfase en grados entre los devanados secundarios de R1 y R2. Estos se encuentran definidos por

dcvr V

RVoltajeK 1

= . PS = desfase entre devandos (grados)

El primer paso es determinar el espacio de soluciones, que se encuentra definido por el rango donde las variables de optimización pueden variar. Estos son determinados por una acabada comprensión del funcionamiento del convertidor y del esquema de control, además de un preciso conocimiento de los parámetros de la planta. Los rangos de variación son:

9.07.0 ≤≤ vrK 300 ≤≤ PS El proceso de optimización evalúa el modelo del convertidor en diferentes puntos de diseño, cubriendo todo el espacio de soluciones. En particular se empleó una discretización de 1° para el desfase de los transformadores y de 0.01 para la razón de voltajes. En cada punto de diseño se determinan las razones de vueltas de los transformadores a1 y a2, y las


45

constantes de los devanados kt1 y kt2 que determinan el desfase de los devanados. Estos parámetros son función de Kvr y PS, como se muestra a continuación.

l

vrV

VdcKa

⋅=

32

1π

( )l

vrV

VdcKa

⋅−=

132

2π

( ) ( )32cos180cos 21 ππ −+⋅= tt kPSk

( )( )3

2sin180sin

2 π

π

−

⋅−=

PSkt

Una vez que el modelo del convertidor se encuentra determinado para el punto de

operación en cuestión se procede a determinar la máxima demanda de potencia reactiva y la máxima distorsión armónica. Esto se hace en forma reitaritiva para cada punto de diseño del espacio de soluciones, y se hace mediante la simulación del convertidor en todo el rango de operación, esto es de potencia cero a nominal. La demanda de potencia reactiva y distorsión armónicas se determinan según las siguientes expresiones.

( ) ( ) ( )2

0 ,,

2

,,

1

⋅−

⋅= ∫ ∑∑

==

T

tsrksksk

tsrkskskdc dttitv

TIVIQ

( ) ∑ ∑= =

⋅=

tsrk hskh

Ndc I

IITHD

,,

30

2

23

1

Donde Idc fija el punto de operación, Vs e Is son los valores rms del voltaje y

corrientes de alimentación, y donde vs e is son los valores instantáneos de estas mismas variables.


46

Superficies de optimización en función de los parámetros ángulo de desfase (PS) y razón de voltaje (Kvr). a)

Superficie de demanda máxima de potencia reactiva. b) Superficie de máxima distorsión armónica de corriente (THDS).

c)Superficie Optima (OS) obtenida mediante la unión ponderada de las superficies de optimazación QS y

THDS. Figura 2-3

a)

b)


47

La Figura 2-3 muestra las superficies resultantes de la evaluación del convertidor al variar Kvr y PS. La Figura 2-3a la máxima demanda de potencia reactiva para cada punto de diseño (QS), y la Figura 2-3b la máxima distorsión armónica (THDS). De estas figuras resulta claro que Kvr tiene una alta influencia sobre la máxima demanda de potencia reactiva, mientras PS influye principalmente sobre la máxima distorsión armónica. Con el fin de determinar el punto de diseño del convertidor se construye una superficie de optimización combinada (OS) que se construye de la siguiente manera.

( ) ( )( )

( ) ( )( ) PSKTHDS

PSKTHDSk

PSKQSPSKQS

kPSKOS

vr

vrp

vr

vrpvr

,max,

1

,max,

,

⋅−

+⋅=

Donde kp es un factor de ponderación fijado en 45%, QS(Kvr,PS) es la superficie de potencia reactiva, THDS(Kvr,PS) es la superficie de distorsión armónica, y OS(Kvr,PS) es la superficie óptima de diseño Figura 2-3 (c). Finalmente el punto de diseño se determina simplemente como

( ) PSKOS vr ,min .

La optimización realizada arrojó como resultado una razón de voltajes Kvr de 0.85, y un desfase PS de 5°.

2.1.5 Resultados 2.1.5.1 Simulaciones

Esta sección muestra los resultados de simulación obtenidos con el modelo en el dominio de la frecuencia del convertidor. Las figuras muestran el convertidor operando en una planta de electro-obtención de cobre de 11 MVA. Los parámetros de la planta así como los parámetros de diseño del convertidor se encuentran en la Tabla 2-2. La Figura 2-4a) muestra el voltaje de carga vdc y la corriente de carga idc al operar a un 88% de la tensión nominal. La Figura 2-4b) muestra el voltaje dc de R1 (vR1), de R2 (vR2), y el voltajede carga vdc para la misma condición de carga. Finalmente, la Figura 2-4c) muestra la corriente de línea de entrada ir y la tensión de fase de alimentación vr para la misma condición.

Voltaje entre-líneas de alimentación rms 13.8 kV Potencia Aparente del Sistema 10.5 MVA Potencia del Sistema 10 MW Potencia de Filtros 865 kVar Voltaje dc 250 V Corriente dc 42 kA Parámetros de Carga (R-L-V) 2.4 mΩ, 10 mH, 150 V

Tabla 2-2.- Parámetros de planta de electroobtención de cobre


48

Potencia del Sistema 2.5 kVA Potencia de Filtros (Capacitores en Y) 0.2 kVar Voltaje de fase de alimentación rms 220 V Voltaje de fase de rectificador R1 110 V Voltaje de fase de rectificador R2 65 V Razón de voltajes Kvr 0.63 Ángulo de desfase primario en polígono 10º Voltaje dc 200 V Corriente dc 12.5 A Parámetros de Carga (Rdc-Ldc) 16 Ω, 20 mH

Tabla 2-3.- Parámetros de prototipo experimental

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200

100

200

300

[V] /

[A]

Tiempo [ms]

a)

vdc

idc

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

0

100

200

300

[V]

Tiempo [ms]

b)vdc

vR1

vR2

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20-1000

-500

0

500

1000

Tiempo [ms]

[V] /

[A]

c)vr/13

ir

/1000

Figura 2-4.- Formas de onda de convertidor operando a 88% de potencia nominal. a) Voltaje y corriente de

carga dc (vdc, idc). b) Voltaje de rectificadores R1 y R2 (vR1, vR2) y voltaje de carga. c) Voltaje de fase y corriente de línea de alimentación (vr, ir).


49

TT

TT

TT

1 >

3 >

4 >

a) vdc

vR1

vR2

TT

TT

4 >

6 >

b)vdc

idc

TT

TT

TT

TT

2 >

3 >

7 >

8 >

c) vr1

vr2

ir1

ir2

TT

TT

1 >

4 >

d) vr

ir

Figura 2-5.- Formas de onda experimentales del prototipo de laboratorio operando a 88% de potencia

nominal. a) Voltaje de carga vdc (4> 50 V/div, 2 ms/div) y voltaje de rectificadores R1 y R2, vR1 (3> 50 V/div, 2 ms/div)y vR2 (1> 50 V/div, 2 ms/div). b) Voltaje y corriente de carga dc vdc (4> 50 V/div, 2 ms/div), idc (6> 5 A/div, 2 ms/div). c) Voltajes de fase vr1 (8> 100 V/div, 5 ms/div), vr2 (7> 100 V/div, 5 ms/div) y corrientes de línea ir1 (2> 10 A/div, 5 ms/div) ir2 (3> 10 A/div, 5 ms/div) de los rectificadores R1 y R2. d) Voltaje de fase vr

(1> 200 V/div, 5 ms/div) y corriente de línea de alimentación ir (4> 10 A/div, 5 ms/div). 2.1.5.2 Experimentales

Con el fin de verificar la factibilidad y correcta operación de la estrategia de control propuesta se implementó en el laboratorio un prototipo simplificado del convertidor de 2.5 kVA. En la Tabla 2-3 se muestran los parámetros del prototipo montado. Como se aprecia, se reemplazó el filtro sintonizado por un banco de condensadores. Esto se pudo porque la alta inductancia de línea de los transformadores de alimentación actuó como filtro de la corriente de entrada. A su vez, se utilizó una carga pasiva en vez de una activa, lo que produjo parámetros de diseño distintos a los mostrados en la Tabla 2-2.

En la Figura 2-5 se muestran las principales variables del convertidor al operar a un 88% de potencia nominal, que implica que ambos rectificadores se encuentran activos. La Figura 2-5a) muestra el voltaje y corriente de carga vdc e idc. La Figura 2-5b) muestra el voltaje de carga vdc y los voltajes de los rectificadores vR1 y vR2. La Figura 2-5c) muestra los voltajes de fase (v1, v2)y corrientes de línea (i1, i2)de cada rectificador. Finalmente la Figura 2-5d) muestra el voltaje de alimentación vr y la corriente de línea ir.


50

5 10 15 20 25 30 35 400.75

0.8

0.85

0.9

0.95

1

Corriente dc [kA]

Fact

or d

e Po

tenc

iaRSO

DPG

CEI

Figura 2-6.- Factor de potencia de rectificadores RSO, DPG, y CEI en función de la corriente de carga de la

planta de electro-obtención en evaluación.

2.1.6 Evaluación El convertidor propuesto con control secuencial optimizado (RSO) fue evaluado en una planta de electroobtención de cobre (Tabla 2-2) en conjunto con dos rectificadores de altas corrientes de uso industrial. En particular se consideró el rectificador Doble Puente de Graetz (DGP), y el rectificador Cuádruple Estrella con reactor de Interfase (CEI), operando ambos con el mismo banco de filtros fijo del convertidor. La evaluación incluyó el estudio del consumo de potencia reactiva, del factor de potencia, y de la distorsión armónica de la corriente del sistema de los rectificadores en cuestión. Todo esto al variar la corriente de carga desde cero a su valor nominal.


51

5 10 15 20 25 30 35 400

0.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

Corriente dc [kA]

Pot

enci

a R

eact

iva

[MV

ar]

RSO

CEI

DPG

Figura 2-7.- Consumo de potencia reactiva de rectificadores RSO, DPG, y CEI en función de la corriente de

carga de la planta de electro-obtención en evaluación.

La Figura 2-6 muestra el factor de potencia de los tres convertidores. Claramente el RSO presenta un factor de potencia superior al DPG y CEI, siendo superior a 0.95 en todo el rango de operación. La Figura 2-7 muestra el consumo de potencia reactiva, donde se aprecia como el RSO reduce la demanda de kVar en un 62% respecto a sus pares DPG y CEI. Finalmente en la Figura 2-8 se muestra la distorsión armónica de los tres convertidores. El RSO presenta una mejor distorsión, siendo levemente inferior que la del DPG y el CEI.


52

5 10 15 20 25 30 35 400

1

2

3

4

5

6

7

8

9

Corriente dc [kA]

Dis

tors

ión

Armó

nica

Tot

al d

e C

orrie

nte

[%]

RSO

DPG

CEI

Figura 2-8.- Distorsión armónica total (THD) de corriente de rectificadores RSO, DPG, y CEI en función de

la corriente de carga de la planta de electro-obtención en evaluación.

2.1.7 Discusión El nivel de corriente con que trabajan los rectificadores de electroobtención (>10

KA) requiere que la operación multipulso de los rectificadores se realice introduciendo el desfase de las tensiones en los primarios de los transformadores. Estos son generalmente de conexión delta-polígono, como se muestra en la Figura 2-1 y Figura 2-4 para los rectificadores DPG y CEI. Este también es el caso del convertidor propuesto, por lo que la estructura del transformador no aumenta los requerimientos de VA en el primario del convertidor. Los VA del primario del transformador de los rectificadores DPG y CEI se encuentran definidos por

( ) dcdcIVkk 2116

++π ,

en que k1 y k2 son las constantes del desfase de los devanados. Para el DPG el valor de k1 y k2 es 0.5, para el CEI es 0.58. En el RSO los VA del primario se encuentran definidos por


53

( )( )( ) dcdcvrvr IVKkkK −++ 13 21π ,

donde k1 y k2 valen 0.95 y 0.1 respectivamente. Luego, los VA de los primarios de los rectificadores DPG, CEI y RSO son respectivamente 1.05.VdcIdc, 1.13.VdcIdc, y 1.06.VdcIdc. Por otro lado, los VA requeridos en devanados secundarios por los mismos rectificadores se encuentran definidos por

dcdc IVks3

π⋅ .

Donde ks es una constante unitaria para el DPG, y 2 para el CEI y RSO. En consecuencia, el convertidor propuesto representa una solución intermedia en relación al tamaño del transformador del convertidor.

Otro fenómeno importante observado es la distorsión armónica que presenta el RSO con respecto a los rectificadores DPG y CEI operando con un banco fijo de filtros sintonizados. Mientras el RSO opera con R1 (hasta 84% de carga nominal), el convertidor presenta una distorsión levemente superior (<1%) a los DPG y CEI. Al conectarse R2 la situación se invierte, y el convertidor RSO inyecta una distorsión armónica cerca de un 1% inferior a los rectificadores DPG y CEI.

La menor distorsión lograda por el RSO se explica haciendo una expansión en serie de Fourier de las corrientes de los convertidores. Esto permite apreciar como las corrientes armónicas de los rectificadores DPG y CEI de orden 6k±1 (k par) se suman en fase al pasar por el transformador con desfase de 30º. En consecuencia duplican sus amplitudes haciendo más difícil su filtrado. Por otro lado, el RSO opera con un desfase de 5º, por lo que las corrientes armónicas de orden 6k±1 (k entero) del convertidor se suman desfasadas, evitando que se dupliquen en amplitud. Esto se traduce en que el convertidor propuesto requiere de un filtro de menor tamaño que los requeridos por los rectificadores DPG y CEI, particularmente reduce la potencia del filtro en un 62%.

2.1.8 Conclusión

Se ha presentado en este capítulo un rectificador de altas corrientes para electro-obtención de cobre con control secuencial optimizado mediante algoritmos genéticos. El convertidor logró reducir en un 62% el consumo de potencia reactiva con respecto a convertidores de fase controlada de uso industrial, operando además con una distorsión armónica levemente inferior, y un factor de potencia superior a 0.95 en todo el rango de operación. Otra ventaja del esquema de rectificación propuesto es que puede operar con un banco de filtros fijo, de 62% menos potencia que los requeridos por sus pares convencionales. Finalmente, la operación del convertidor fue verificada mediante pruebas en un prototipo de laboratorio de 2.5 kVA.


54

2.2 Rectificación Modulada PWM: Situación Actual y Tendencias en Aplicaciones de Altas Potencias

2.2.1 Introducción

En este capítulo se presentan los principios fundamentales de la rectificación PWM, tanto en convertidores fuente de corriente (RFC) como en convertidores fuente de voltaje (RFV). Se presentan las principales aplicaciones para cada tipo de convertidor, y se discute el futuro de los mismos. En esta discusión se presentan además las tendencias industriales tanto en estructuras como en tecnologías a emplear en rectificadores estáticos de potencia.

La rectificación PWM surgió como alternativa a la rectificación tiristorizada de fase controlada. Su principal objetivo fue eliminar los problemas de potencia reactiva y distorsión armónica producidos por los rectificadores de fase controlada. Estos problemas sólo han sido resueltos en forma parcial por la industria, para lo cual han utilizado transformadores multipulso y bancos de filtros sintonizados. Los rectificadores PWM operan en forma intrínseca con corrientes y voltajes alternos sinusoidales, y con corrientes y voltajes continuos de alta calidad y completamente controlados. Además permiten operar con un factor de potencia unitario, comportándose como cargas puramente resistivas para el sistema eléctrico. Esta última condición corresponde al caso puntual en que se controle la potencia reactiva a cero, ya que los rectificadores PWM permiten su control en forma completamente independiente. De esta forma pueden actuar como compensadores de Var hacia el sistema, y si están provistos de sensores adecuados pueden además actuar como filtros activos para las corrientes armónicas presentes en el sistema.

Como se aprecia, las ventajas de la rectificación PWM son innumerables por sobre la rectificación tiristorizada. Hasta ahora sin embargo su utilización se ha limitado a aplicaciones de bajas y medias potencias (<1 MVA), como consecuencia de las pérdidas energéticas producidas por la conmutación de los semiconductores y por la clase de semiconductores empleados. Estos han sido generalmente transistores del tipo BJT, MOSFET, y recientemente IGBT. Semiconductores controlados del tipo tiristor como el GTO han visto limitada su utilización por su baja frecuencia de operación y elevadas pérdidas de conmutación como consecuencia de complicados circuitos auxiliares. Sólo recientemente se ha podido elevar los niveles de potencia y frecuencias de conmutación gracias al desarrollo del IGBT de alta potencia y del IGCT, el tiristor controlado con driver integrado. Este semiconductor ha revolucionado la industria desde sus comienzos gracias a sus reducidas pérdidas de conmutación (no requiere circuitos snubbers), reducidas pérdidas de conducción (caída de tensión < 2V), y a su capacidad para operar a altas frecuencias de conmutación (> kHz). Es así como se vislumbra que el IGCT en altas potencias y el IGBT para bajas potencias serán los principales semiconductores a emplearse en el futuro cercano.

Otra gran tendencia surgida como consecuencia de la operación PWM de convertidores estáticos es la utilización de Power Electronics Building Blocks (PEBB), o bloques de construcción de electrónica de potencia. Estos bloques de potencia permiten


55

integrar y simplificar la operación y utilización de la electrónica de potencia, y corresponderán a lo que fue la revolución generada con el uso de circuitos integrados en la electrónica digital. Esta capacidad para integrar bloques de potencia se ve aumentada por la capacidad que poseen los convertidores PWM de operar con desfases que permiten cancelar las armónicas generadas. Esta acción al contrario de los esquemas multi-pulso convencionales no requiere de transformadores sino de una simple señal de sincronismo desfasada entre cada módulo. De esta forma la modularidad que se alcanza es prácticamente infinita.

Sin lugar a dudas el futuro de la rectificación industrial apunta hacia la modularidad alcanzada por los PEBB, potenciada por el uso de modulación PWM que permite operar con variables sinusoidales sin consumo de potencia reactiva, logrando además la reducción de todo elemento reactivo, lo que aumenta aún más la capacidad de integración de las nuevas tecnologías. Esta situación se alcanzará paulatinamente a medida que sigan avanzando las capacidades de los semiconductores de potencia.

2.2.2 Rectificación 2.2.2.1 Rectificación de fase controlada en RFC

La rectificación de fase controlada es intrínseca a rectificadores fuente de corriente por cuanto deben tener una fuente de corriente en el lado dc del convertidor (Figura 2-9). Este tipo de rectificación varía el voltaje dc del rectificador introduciendo un desfase entre las tensiones y las corrientes de alimentación de éste. Este desfase disminuye el flujo de potencia activa a favor de un aumento de la potencia reactiva, que comienza a circular como consecuencia del factor de desplazamiento generado. Las Figura 2-10 y Figura 2-11 muestran el voltaje y corriente ac así como el voltaje dc de un rectificador tiristorizado operando con ángulo de desplazamiento nulo (máximo voltaje dc), y con ángulo de desplazamiento de 30°.

El rectificador de fase controlada utiliza semiconductores del tipo tiristor, por lo que la conmutación del convertidor es del tipo natural o de línea. A los tiristores sólo se les puede controlar su encendido, el apagado es por acción de los voltajes de alimentación. Este tipo de control naturalmente limita el control del convertidor, ya que es el encendido y apagado de los semiconductores lo que permite alcanzar todas las ventajas ya descritas de la modulación PWM. A continuación se mostrará la operación de rectificadores con semiconductores controlados.


56

Figura 2-9.- Rectificador trifásico de fase controlada con carga fuente de corriente.

0 5 10 15 20 25 30 35 40-400

-200

0

200

400

Time [ms]

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 400

200

400

600

Time [ms]

[V] /

[A]

Figura 2-10.- Formas de onda alternas y continuas de rectificador tiristorizada de fase controlada operanado con ángulo de disparo 0°.


57

0 5 10 15 20 25 30 35 40-400

-200

0

200

400

Time [ms]

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 400

200

400

600

Time [ms]

[V] /

[A]

Figura 2-11.- Formas de onda alternas y continuas de rectificador tiristorizada de fase controlada operanado con ángulo de disparo 30°.

2.2.2.2 Rectificación PWM en RFC

La rectificación PWM permite regular el flujo de potencia del convertidor mediante la modulación por ancho de pulso del tiempo de conducción de cada semiconductor. La modulación PWM nace con el fin de poder controlar el voltaje dc del rectificador manteniendo un factor de desplazamiento unitario, como por ejemplo con un puente de diodos y un chopper dc en cascada, con la diferencia que la acción de chopeo (modulación) se realiza en cada semiconductor en vez de en una etapa contigua como lo es el chopper dc. La Figura 2-12 muestra el conjunto puente de diodos y chopper en cascada y un RFC, donde cada uno de los semiconductores puede ser controlado.


58

Figura 2-12.- Rectificadores con factor de desplazamiento cero. a) Puente de diodo con chopper dc, y b) rectificador fuente de corriente (RFC) PWM.

La Figura 2-12 también muestra que el RFC requiere de un filtro de segundo orden en sus terminales ac. Este filtro es de reducido tamaño debido a la frecuencia de conmutación del convertidor, y tiene como fin presentar una característica de fuente de voltaje en los terminales ac del convertidor, además de filtrar las armónicas de alta frecuencia producidas por la conmutación. Los reactores del filtro sólo se utilizan para fijar la frecuencia de resonancia del filtro y evitar así posibles resonancias entre los condensadores y otros elementos reactivos del sistema.

La Figura 2-13 muestra las formas de onda del convertidor en operación. En particular se aprecian los voltajes y corrientes de alimentación, los voltajes y corrientes en los terminales ac del RFC, y el voltaje y corriente dc del convertidor. La Figura 2-13 muestra otra característica importante de la rectificación PWM, que es la capacidad para operar con control de fase además, lo que permite operar con factor de potencia unitario o con fac-

a)

b)


59

0 5 10 15 20 25 30 35 40-500

0

500

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 40-500

0

500

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 400

200

400

600

Time [ms]

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 40-500

0

500

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 40-500

0

500

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 400

200

400

600

Time [ms]

[V] /

[A]

Figura 2-13.- Formas de onda de RFC-PWM operando con factor de potencia unitario (a), y con factor de potencia capacitivo (b) para compensación de reactivos. Las formas de onda mostradas son tensión y

corriente de alimentación, tensión y corriente PWM de los terminales alternos del convertidor, y voltaje PWM y corriente continua de los terminales continuos del convertidor.

a)

b)


60

VoltageSupply

Input Filter DC-Link FilterPWM-VSR PWM-VSI Motor Load

Figura 2-14.- Accionamiento de alterna fuente de voltaje con inversor (PWM-VSI) y rectificador fuente de voltaje (RFV) modulados (PWM-VSR).

tor de potencia capacitivo. Esto le permite naturalmente actuar como compensador de reactivos para el sistema eléctrico.

2.2.2.3 Rectificación PWM en RFV

La rectificación PWM con RFV nace del desarrollo del inversor fuente de voltaje. El RFV corresponde simplemente a la conexión del VSI a los terminales de alimentación en vez de los terminales de la máquina. En consecuencia la operación como rectificador requiere de la utilización de reactores de línea para suplir las inductancias de la máquina. En este convertidor lo que se regula son los voltajes ac, lo que permite controlar la corriente ac y en consecuencia el flujo de potencia activa hacia los terminales dc del convertidor, lo que permite finalmente controlar el voltaje dc del RFV.

La Figura 2-14 muestra un esquema de un accionamiento fuente de voltaje, con inversor y rectificador (RFV) PWM. En esta figura es posible apreciar el filtro inductivo en los terminales ac como el condensador en los terminales dc, que actúa como fuente de voltaje para el convertidor. Una ventaja de este convertidor por sobre el RFC es que su filtro ac es de primer orden, por lo tanto no presenta resonancias en su operación. La Figura 2-15 muestra algunas formas de onda del convertidor en operación. En particular se aprecian los voltajes y corrientes de alimentación, el voltajes en los terminales ac del RFV, y el voltaje y corriente dc del convertidor. Tal como el RFC, este convertidor también puede operar con factor de potencia capacitivo, operación que es mostrada en la Figura 2-15.


61

0 5 10 15 20 25 30 35 40-500

0

500

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 40-1000

0

1000

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 400

500

1000

Time [ms]

[V] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 40-500

0

500

[v] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 40-1000

0

1000

[v] /

[A]

0 5 10 15 20 25 30 35 40-200

0

200

400

600

800

Time [ms]

[v] /

[A]

Figura 2-15.- Formas de onda de RFV-PWM operando con factor de potencia unitario (a), y con factor de potencia capacitivo (b) para compensación de reactivos. Las formas de onda mostradas son tensión y corriente de alimentación, tensión PWM y corriente en los terminales alternos del convertidor, y corriente PWM y voltaje continuo de los terminales continuos del convertidor.

a)

b)


62

PWMCSR

PWMCSI

Power Supply Transformer DC-Link LoadActive Front EndConverter

PWM Inverter

Figura 2-16.- Accionamiento fuente de corriente PWM en media tensión.

2.2.3 Rectificación en Altas Potencias

Hasta la fecha la gran mayoría de aplicaciones de altas potencias han empleado rectificadores de fase de controlada. Esto se ha debido a la inexistencia de semiconductores controlados con los adecuados niveles de corriente y voltaje para operar en este tipo de aplicaciones, así como a las pérdidas asociadas por conmutación. Sin embargo, el uso de rectificadores de fase controlada conlleva otros problemas, como un elevado consumo de potencia reactiva, con mayores pérdidas en el sistema de distribución, y la consecuente utilización de bancos de filtros sintonizados. Estos últimos equipos degradan en forma considerable la confiabilidad de los rectificadores de altas potencias, dado su elevado número de partes, y complejo sistema de operación, que requiere de controladores de potencia reactiva y de equipos de conexión y desconexión automática. Por lo tanto, la existencia de semiconductores controlados apropiados para operar en altas potencias hacen predecir fácilmente el cambio de tecnología de control de fase a PWM en la rectificación de altas potencias.

Hasta el año 1997, el principal semiconductor controlado de potencia era el tiristor GTO. Éste sin embargo requiere de complejos circuitos auxiliares tanto para su apagado como para ayudar a su conmutación (snubbers). Es justamente en estos últimos donde el GTO presenta elevadas pérdidas energéticas. Por lo mismo fue que se dedicó mucho esfuerzo a poder desarrollar esquemas de snubbers regenerativos y poder reducir así las pérdidas. Otra limitación de los GTO son sus elevados tiempos de apagado, lo que limitó su frecuencia de operación a sólo cientos de Hz. En consecuencia los GTO han sido utilizados principalmente en aplicaciones de media tensión, para accionamientos fuente de corriente de potencias cercanas a 1 MVA. Esto fue más bien por las bondades de la estructura fuente de corriente que por las características propias del GTO (Fig. 8).

Por otro lado se han desarrollado los IGBT de alta potencia, alcanzando tensiones superiores a los 4 kV, y corrientes sobre 1 kA. Estos semiconductores sin embargo poseen elevadas pérdidas de conducción a estos niveles de potencia, por lo que su uso se ha limitado también para accionamientos. Recientemente ABB ha propuesto un nuevo tipo de convertidor resonante donde se logran reducir las pérdidas de conmutación del IGBT hasta en un 80% comparado con conmutación forzada, sin embargo el semiconductor sigue


63

Figura 2-17.- Semiconductor del tipo IGCT, tiristor controlado con gate-drive integrado.

teniendo una alta caída de tensión en conducción. Por otro lado, el IGBT es un semiconductor de la familia de los transistores, por lo que su comportamiento general con altos niveles de tensión no es adecuado, especialmente en cuanto al bloqueo de tensiones inversas. Tomando estas restricciones en consideraciones la empresa suiza ABB decidió a comienzos de la década de los 90 desarrollar un nuevo semiconductor de la familia de los tiristores, que se adecuase perfectamente a la operación en altas potencias. Así fue como nació el IGCT, mostrado en la Figura 2-17.

Básicamente el IGCT resuelve todos los problemas asociados a la operación de los GTO. Esto es, se controla con una mínima corriente de base, posee tiempos de transición elevadísimos por lo que puede operar a altas frecuencias de conmutación, no requiere de snubbers ni de otros circuitos auxiliares, y presenta reducidas pérdidas de conmutación y conducción. Además, por ser un semiconductor de la familia de los tiristores posee excelentes características de bloqueo inverso en altas tensiones, lo que lo hace la elección obvia para operar en altas potencias. Según la misma ABB, el IGCT se comporta como tiristor en conducción, y como IGBT durante el apagado.

El IGCT se desarrolló en un comienzo como semiconductor para convertidores fuente de voltaje, por lo que lleva integrado un diodo de potencia en antiparalelo, que además resulta clave en su operación sin snubber. El éxito alcanzado por este semiconductor ha sido tal que ABB desarrolló durante el año 2000 el IGCT para convertidores fuente de corriente. Este IGCT posee ciertas modificaciones como la conexión de un diodo serie y la adaptación de los circuitos drivers para operar en modo fuente de corriente. La estructura del IGCT es la de un semiconductor simétrico, lo que le permite bloquear voltajes inversos, pero no posee las limitaciones propias de uno de estos dispositivos. Éstas son baja frecuencia de conmutación y aumento del grosor y volumen para poder soportar elevados niveles de tensión. Esto se logró mediante el uso de un GCT asimétrico en serie con un diodo de potencia. De esta manera tanto el GCT como el diodo pueden ser optimizados para minimizar su espesor, con mínimas pérdidas de conducción y de a pagado, pudiendo además operar a altas frecuencias de conmutación por ser intrínsecamente un dispositivo asimétrico.


64

Figura 2-18.- Integración de dispositivos semiconductors de potencia en Power Electronics Building Blocks (PEBB).

2.2.4 Tendencias en rectificación de altas potencias

El gran desarrollo observado en semiconductores de potencia ha potenciado el concepto de Power Electronic Building Block (PEBB) (Figura 2-18). Los nuevos IGCT como se ha mostrado traen integrados los diodos en antiparalelo/serie, y el gate driver. Además su forma de construcción press-pack permite fácilmente construir módulos de potencia en serie y paralelo. Esta última característica favorece aplicaciones en media tensión y de altas corrientes.


65

Figura 2-19.- Accionamiento fuente de voltaje en media tensión del tipo multinivel para máquinas de inducción.

El concepto de PEBB fui originado por la Oficina Naval de Investigación de USA, quienes estimaron que la gran similitud entre componentes de los diferentes tipos de convertidores estáticos debiera permitir generar PEBB que facilitasen y redujeran los costos de producción y operación. Este concepto ha sido posteriormente desarrollado en conjunto con la Oficina Naval de Investigación de USA por el CPES, Centre for Power Electronics Systems. Este centro de investigación liderado por las universidades Virginia Tech y Wisconsin Madison de USA, ha buscado desarrollar este concepto para aplicarlo las más variadas aplicaciones, desde semiconductores a fuentes de poder, convertidores y máquinas eléctricas.

Dentro de la rectificación de altas potencias se distinguen dos aplicaciones, la rectificación en media tensión y la rectificación de altas corrientes. Con el desarrollo del IGCT se dio un gran paso en la proliferación de aplicaciones en media tensión con estructuras fuente de voltaje (Figura 2-19), y que se han visto aumentadas aún más gracias al desarrollo en paralelo de estructuras multinivel de tensión. Sin embargo sólo durante el año 2000 se desarrolló el IGCT simétrico para aplicaciones fuente de corriente en media tensión, lo que ha permitido dar un nuevo empuje al desarrollo de estructuras convertidotas con esta topología, muy superior a su par de voltaje para accionamientos de máquinas eléctricas. Más aún, el IGCT permitirá eliminar por completo todas las críticas realizadas generalmente sobre esta estructura, ya que éstas eran basadas principalmente en las debilidades de los tiristores GTO. El desarrollo del IGCT simétrico sin embargo trae consigo otra ventaja, que es su utilización en aplicaciones de altas corrientes, como por ejemplo la electroobtención de cobre.


66

MODULORFC-PWMMODULO

RFC-PWMMODULORFC-PWMMODULO

RFC-PWMMODULORFC-PWM

MODULORFC-PWM

Figura 2-20.- (a) Concepto de rectificador PWM de altas corrientes empleando PEBB de convertidores (b) y de semiconductores con tecnología IGCT simétrica.

El IGCT simétrico permitirá reemplazar finalmente a la rectificación de fase controlada mediante rectificación PWM. Esto gracias a que el IGCT se comporta como tiristor en conducción, pero como transistor durante la conmutación. Más aún, el concepto PEBB podrá ser incorporado en forma directa, lo que permitirá modularidad no sólo en los semiconductores sino también en el convertidor. Así se podrá tener un rectificador PWM de altas corrientes como el mostrado en la Figura 2-20(a), operando con corrientes sinusoidales, con factor de potencia controlable, y con una confiabilidad prácticamente infinita, al poseer no sólo semiconductores redundante sino también módulos conversores redundantes como los mostrados en la Figura 2-20(b).

b)

a)


67

2.2.5 Conclusión

En este capítulo se han presentado las principales características y conceptos de la rectificación PWM, tanto para estructuras fuente de corriente como para estructuras fuente de voltaje. Se ha mostrado además el estado del arte en el área de semiconductores de potencia, dándose hincapié al IGCT, semiconductor que debiera permanecer como el principal equipo en estas aplicaciones por muchos años, siendo acompañado por el IGBT para aplicaciones de menor potencia.

2.3 Referencias

[1] R. Lye, Power Converter Handbook−Theory, Design, Applications. Canadian General Electric Company Limited, 1976, Canada. [2] H. Hestermann, y W. Rojas, “Modern Rectifier Equipment for the Chilean Plant Radomiro Tomic,” Siemens, VI Seminario de Electrónica de Potencia, Viña del Mar, Chile, 1996. [3] R. Brown, “Rectifier and DC Bus System Design for the Copper Electrowinning Industry,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 26, no. 6, pp. 1116-1119, Nov./Dic. 1990. [4] E. Currence, J. Plizga, y H. Nelson, “Harmonic Resonance at a Medium-Sized Industrial Plant,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 31, no. 4, pp. 682-690, Jul./Ago. 1995. [5] D. Andrews, M. Bishop, y J. White, “Harmonic Measurements, Analysis, and Power Factor Correction in a Modern Steel Manufactoring Facility,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 32, no. 3, pp. 617-624, May./Jun. 1996. [6] K. Sueker, “Power Factor Correction for Thyristor Equipment in the Glass Industry,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 24, no. 1, pp. 49-52, Ene./Feb. 1988. [7] J. Phipps, J. Melson, y P. Sen, “Power Quality and Harmonic Distortion on Distribution Systems,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 30, no. 2, pp. 476-484, Mar./Abr. 1994. [8] J. Harbaugh, y J. Harder, “Important Considerations for Capacitor Applications in the Petroleum and Chemical Process Industries,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 18, no. 1, pp. 31-40, Ene./Feb. 1982. [9] V. Stefanovic, “Power Factor Improvement with a Modified Phase-Controlled Converter,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 15, no. 2, pp. 193-201, Mar./Abr. 1979. [10] G. Olivier, y N. Shankar, “A 5-kV 1.5 MW Variable DC Source,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 26, no. 1, pp. 73-79, Ene./Feb. 1990. [11] G. April, y G. Olivier, “A Novel Type of 12-Pulse Converter,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 21, no. 1, pp. 180-191, Ene./Feb. 1985. [12] G. Olivier, y G. April, “Novel Transformer Connection to Improve Current Sharing in High Current DC Rectifiers,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 31, no. 1, pp. 127-133, Ene./Feb. 1995. [13] J. Phipps, y J. Nelson, “A Harmonic Distortion Control Technique Applied to Six-Pulse Bridge Converters,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 29, no. 3, pp. 616-624, May./Jun. 1993.


68

[14] S. Choi, A. von Jouanne, P. Enjeti, e I. Pitel, “Polyphase Transformer Arrangements with Reduced kVA Capacities for Harmonic Current Reduction in Rectifier Type Utility Interface,” IEEE Trans. on Pow. Elec., vol. 11, no. 5, pp. 680-690, Sep. 1996 . [15] N. Zargari, Y. Xiao, y B. Wu, “A Multi-Level Thyristor Rectifier with Improved Power Factor,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 33, no. 5, pp. 1208-1213, Sep./Oct. 1997. [16] D. Steeper, R. Stratford, “Reactive Compensation and Harmonic Suppression for Industrial Power Systems Using Thyristor Converters,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 12, no. 3, pp. 232-254, May./Jun. 1976. [17] S. Mukhopadhyay, “A New Concept for Improving the Performance of Phase Controlled Converters,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 14, no. 6, pp. 594-603, Nov./Dic. 1978. [18] E. Wiechmann, P. Ziogas, and V. Stefanovic, “Generalized Functional Model for Three−Phase PWM Inverter/Rectifier Converters,” IEEE Trans. on Ind. Applicat., vol. 21, no. 2, pp. 281-295, Mar./ Apr. 1987.


69

Capítulo 3

3. Barras de Corriente Continua

3.1 Densidad de Corriente y Dimensionamiento.

En la rectificación de altas corrientes resulta primordial establecer la forma adecuada como se guiará la corriente continua que sale de un rectificador hacia la carga. Recordemos que esta corriente es de magnitudes elevadas, por lo que el diseño de los conductores debe ser realizado con bastante cuidado.

Para la conexión y distribución de la energía eléctrica a la salida de un rectificador

de altas corrientes se utilizan barras de cobre. El cobre tiene una densidad de 8.9 Kg/dm3, su temperatura de fusión es 1083º C y su resistencia eléctrica es 0.6788 microohm/in/in2. Un valor práctico para la densidad de corriente aceptado para el diseño de barras de cobre es de 1000 A/in2.

La capacidad de corriente de un conductor está limitada por la máxima temperatura a la cual el conductor puede trabajar antes de comenzar a tener problemas mecánicos y eléctricos. Los estándares del IEEE y NEMA establecen que la temperatura del conductor no debe superar los 30ºC sobre la temperatura ambiente, que se establece en 40ºC, para cualquier conductor de cobre, esto quiere decir que la temperatura del conductor no debe superar los 70º C. La norma DIN 43 671 “Dimensionamiento de Barras de Corriente Continua”, establece algunos límites de temperatura importantes:

• 120ºC para barras de corriente DIN 43673 por posible merma de control. • 120ºC para barras libres de oxido o engrasadas. • 160ºC para superficies plateadas a ambos lados o de igual valor de las de barra de

corriente.

• 85ºC para apoyos y realizaciones para aparatos de corriente alterna e instalaciones contensión nominal sobre 1KV según VDE 0674.

• Sobre 90ºC para aislante según clasificación VDE 0530.

Según esto se establece que el límite más bajo para la temperatura de barras de corriente

no dependientes de medios de operación se encuentra a 85ºC, si motivos especiales no exigen valores menores, como por ejemplo, mínimo requerido por exigencias de menos costo de inversión y de pérdidas.


70

Uno de los aspectos importantes que influyen en la capacidad de corriente de una barra

es su recubrimiento. El recubrimiento de un barra permite el traspaso de calor del metal al ambiente en forma rápida o lenta, según sea el recubrimiento, por ello se debe tener en cuenta si las barras que se utilizarán para la instalación del equipo rectificador estarán pintadas o no, o si el cobre tiene un recubrimiento de oxido, etc.

La Norma DIN establece la corriente máxima que debe circular por una barra de cobre

según sea la sección de ésta. A continuación se muestran las tablas dadas por DIN 43 671 para corrientes continuas que provocan una temperatura de 65ºC en la barra con una temperatura ambiente a 35ºC.

En la Tabla 3-1 se establecen los límites de corriente para barras de E-Cu con sección

rectangular en interiores a 35ºC de temperatura del aire y 65ºC de temperatura de la barra; posición vertical del ancho de la barra; paquetes de barras con pequeñas distancias entre las barras iguales al espesor.

En la Tabla 3-2 se establecen los límites de corriente para barra de E-Cu con sección

rectangular en interiores a 35ºC de temperatura de l aire y 65ºC de temperatura de barra; posición horizontal del ancho de la barra; paquetes de barras sin separación entre los conductores parciales.

En la Tabla 3-3 se muestra los limites de corriente para barras de E-Cu con sección

circular en interiores a 35ºC de temperatura del aire y 65ºC de temperatura de la barra; en corriente alterna la separación media entre conductores principales es mayor o igual a 2 veces el diámetro de la barra.

En la Tabla 3-4 se establecen los límites de corriente para barras de E-Cu con sección

anular circular a 35ºC de temperatura del aire y 65ºC de temperatura de barra; en corriente alterna la distancia entre conductores principales debe ser mayor o igual a 2.5 veces el diámetro exterior de la barra.


71

Tabla 3-1


72

Tabla 3-2

Tabla 3-3


73

Tabla 3-4


74

3.2 Reactancia de Barras. Para la conducción de corriente continua, el parámetro más importante es la resistividad de la barra, ya que provocará una caída de tensión entre sus extremos, lo que se traduce en pérdidas de energía. Ahora bien, esta barra tiene asociada además una inductancia por unidad de longitud, la que infuirá en la reactancia de la barra para una frecuencia dada. Recordemos que la reactancia inductiva esta definida como:

LfX L ⋅⋅⋅= π2 donde:

LX : es la reactancia inductiva en Ohms [Ω] f : es la frecuencia en Hertz [Hz]

L : es la Inductancia en Henrios [H]

Como se pude deducir la reactancia representa valores cada vez más importantes a medida que se aumenta la frecuencia. Por otro lado, se sabe que el voltaje de salida de un rectificador tiene armónicas dc de orden p, donde p es el número de pulsos del rectificador. Por ejemplo, si alimentamos un rectificador trifásico de 6 pulsos con un voltaje de alimentación de frecuencia 50 [Hz], tendremos a la salida la armónica dominante en 300 [Hz]. Considerando estos puntos, se puede pensar en construir rectificadores multipulso utilizando las barras de conexión como reactores de interfase, ya que en altas corrientes es bastante difícil fabricar reactores de interfase con conductores que permitan la circulación de miles de Amperes. La inductancia de una barra conductora depende de varios factores, por lo que no se puede dar una regla general para el cálculo de este valor, pero se pueden establecer los parámetros más importantes de los cuales depende la inductancia de un conductor, los cuales pueden ser: el área del conductor, la forma del conductor (cilindrico, rectangular, laminar ) y la superficie del conductor. A continuación se muestra los valores característicos de un conductor cilindrico de cobre. Largo=1m

S2/0=67.43mm2

2/0 AWG 19 hilos Cu ASTM 11000 Largo = 1[m] Sección = 67,430 [mm2] Manto = 0.034 [m2] R = 0.255 [mΩ/m] L = 1.064 [µH/m] Peso =0.599 [kg/m]


75

La inductancia de una barra dependerá de su longitud y de su ubicación física dentro de la sala donde se instalen los equipos rectificadores, por lo que resulta difícil determinar su inductancia exacta, no obstante se puede determinar la inductancia de un conductor

cilíndrico de longitud infinita y su valor es de aproximadamente

mHµ2,1 . Para un

reactor de una sola vuelta implementado con barras de sección rectangular se considera un

valor entre los 3 y 4

mHµ .

Esta técnica de implementar los reactores de interfase con la reactancia de las barras se utiliza por ejemplo para construir el reactor que une los dos rectificadores doble estrella de un cuádruple estrella.

+

v-

dc

Reactor construído conlas barras de conexión

Figura 3-1.- Reactor de interfase construido con las barras de conexión.


76

Capítulo 4

4. Red Eléctrica y Filtros.

4.1 Introducción Los sistemas de potencia industrial (SPI) entregan la energía eléctrica a los diversos procesos productivos. Estos procesos contienen tanto equipamiento de control (PLC, PC, comunicaciones) como equipamiento de fuerza (Convertidores y motores), los cuales requieren de una energía de cierta calidad. Diversos factores afectan la calidad de la energía eléctrica, destacándose entre otros la regulación de voltaje y la distorsión armónica. Si bien la red eléctrica provee una buena calidad de servicio, debido principalmente a su robustez, existen equipos que permiten aumentarla, ya sea para prevenir fallas dentro del propio sistema de potencia como para evitar multas por sobre pasar las normas. Los filtros sintonizados tienen por finalidad mejorar el factor de potencia en los sistemas de potencia, como además aminorar algunas de las armónicas de corriente que el sistema inyecta a la red de distribución / transmisión. Esta capítulo revisa los aspectos más importantes de los filtros sintonizados y muestra, a partir de ejemplos reales, los efectos que estos tienen sobre los SPI’s.

4.2 Regulación de Voltaje, Factor de Potencia y Distorsión

La regulación de voltaje, el factor de potencia y la distorsión armónica son parámetros que indican el buen funcionamiento de un sistema de potencia industrial. Tanto normas como prácticas recomendadas nacionales e internacionales establecen los límites para cada uno de estos. Por ejemplo, el reglamento chileno respecto a la regulación de voltaje establece lo siguiente;

1. En Baja Tensión (BT): Excluyendo períodos con interrupciones de suministro,

el valor estadístico de la tensión medido de acuerdo con la norma técnica correspondiente, deberá estar dentro del rango de -7,5% a +7,5% durante el 95% del tiempo de cualquiera semana del año o de siete días consecutivos de medición y registro.

2. En Media Tensión (MT): Excluyendo períodos con interrupciones de

suministro, el valor estadístico de la tensión medido de acuerdo con la norma técnica correspondiente, deberá estar dentro del rango -6,0% a +6,0% durante el 95% del tiempo de cualquiera semana del año o de siete días consecutivos de medición y registro.


77

El mismo reglamento establece que el costo de la energía a nivel de distribución depende de las pérdidas medias y los costos estándares de inversión, mantenimiento y operación, los cuales se calcularán suponiendo que todos los usuarios tienen factor de potencia igual a noventa y tres por ciento inductivo. Luego si un usuario posee un factor de potencia menor, debe pagar un costo extra por bajo factor de potencia.

Como se puede apreciar, tanto normas como reglamentos y prácticas recomendadas

regulan el buen funcionamiento de los sistemas de potencia industrial. Luego, es labor de cada usuario mantenerse dentro de los márgenes establecidos de modo de cumplir con las normas vigentes. Los filtros sintonizados son una herramienta poderosa que permiten cumplir con estas normas que se hacen cada vez más exigentes.

4.2.1 Interrelación factor de potencia – regulación de voltaje – distorsión

El factor de potencia de un usuario y su regulación de voltaje se encuentran fuertemente relacionados. En efecto, un sistema que opera con un bajo factor de potencia está sub-utilizando sus componentes de transmisión y distribución, es decir, líneas y transformadores, y está generando una gran cantidad de pérdidas. Además, este sistema se encuentra consumiendo una corriente mayor a la mínima necesaria de facto de potencia unitario. Luego el sistema se encuentra innecesariamente sobrecargado, con el consecuente perjuicio en la regulación de voltaje. Un sistema con un elevado consumo de reactivos implica una mala regulación de voltaje.

La compensación del factor de potencia es una forma sencilla y confiable de

disminuir los requerimientos de potencia reactiva de una planta. Esta disminución de potencia reactiva reduce la corriente entregada por el suministro, utilizando en forma eficiente los transformadores y las líneas. Además, tanto la regulación de voltaje como la estabilidad del sistema mejora.

En los comienzos de la industrialización, las cargas del sistema eléctrico eran todas lineales. En efecto, los motores y los convertidores rotatorios casi no generaban corrientes armónicas. En un sistema de este tipo era aceptable la utilización de condensadores para la corrección del factor de potencia. Sin embargo, los SPI modernos tienen cada vez un mayor número de cargas no lineales. Los equipos rectificadores y los variadores de frecuencia inyectan al suministro corrientes no lineales con elevado contenido armónico. Luego, la conexión de bancos de condensadores para el mejoramiento del factor de potencia es inconcebible.

Los condensadores conectados en un sistema de potencia industrial y las inductancias del sistema (transformadores y líneas) generan un circuito LC, el cual posee una cierta frecuencia de oscilación natural o de resonancia. Si las cargas del sistema inyectan una corriente con una componente armónica en la frecuencia de oscilación natural del circuito LC, este la amplificará. Esta amplificación de corrientes armónicas produce tanto sobrevoltajes como sobrecorrientes elevadas, sometiendo a todo el SPI a un stress elevado y provocando graves fallas en los equipos.


78

Si bien el ingeniero especialista puede diseñar un banco de condensadores específico para cada sistema, de modo que la frecuencia de oscilación natural con los componentes inductivos del sistema no sea perjudicial, este análisis no asegura un correcto funcionamiento de los equipos. En efecto, la simple modificación de los taps de un transformador modifica la frecuencia de oscilación natural. Luego en un SPI en que se conectan y desconectan cargas inductivas (motores y transformadores) la frecuencia de oscilación natural variará de acuerdo al sistema equivalente en cada caso.

Una correcta solución para la compensación del factor de potencia lo entregan los condensadores sintonizados o filtros de armónicas. Estos están conformados por condensadores conectados en serie con un reactor, normalmente de aire. Ambos elementos conforman un circuito LC, con una cierta frecuencia de oscilación natural. El ingeniero especialista diseña y sintoniza el filtro para una cierta frecuencia, la cual es fija y no depende de la operación del resto del sistema. Al mantener la frecuencia de oscilación fija es posible compensar el factor de potencia y filtrar el contenido armónico del sistema. Esto es posible debido a que el filtro se comporta como un condensador para baja frecuencia (50 o 60[Hz]) y como un inductor para frecuencias sobre la de oscilación natural. En la frecuencia de oscilación natural, el filtro se comporta como una impedancia de un valor pequeño.

Otro efecto benéfico de la utilización de filtros sintonizados en vez de bancos de condensadores es el efecto del reactor sobre la corriente de inrush. Al conectar un banco de condenadores desenergizados al sistema eléctrico, se produce un fenómeno similar a un cortocircuito. En efecto, la corriente de inrush es elevada y puede producir problemas en las protecciones del sistema. Otro fenómeno asociado es la producción de Sags en el voltaje lo que puede dañar al equipamiento electrónico, computadores y hacer operar en forma errática los sistemas de protección. Al incluir reactores en serie con los condensadores esta corriente de inrush se reduce. Esto conlleva el beneficio agregado de incrementar la vida útil de los propios condensadores. Consecuentemente, se mejora el factor de potencia sin comprometer la estabilidad del sistema y su confiabilidad operacional.

4.2.2 Ejemplo de compensación de factor de potencia

Un sistema de potencia requiere compensar potencia reactiva en forma variable entre 5 y 25 MVA de acuerdo a las variaciones de carga. El sistema tiene solamente cargas inductivas conectadas y, por lo tanto, no presenta ninguna resonancia. Entre las cargas principales del sistema existen rectificadores de potencia que inyectan armónicas. Al modificar este sistema mediante la inclusión de condensadores o filtros sintonizados se pueden producir resonancias que generan sobrecorrientes y sobretensiones.


79

4.2.2.1 Sistema con condensadores

Ya que las posibles resonancias varían según la potencia de los bancos de condensadores conectados se realizan los estudios para bancos de condensadores de 5, 10, 15, 20 y 25 MVA. Las siguientes figuras muestran como varía la impedancia armónica de la barra principal al variar la potencia de los condensadores conectada a ella.

Figura 4-1.- Impedancia armónica con 5MVAr de condensadores.



80




81


Las figuras anteriores muestran la alta posibilidad de resonancia del sistema al conectar bancos de condensadores. Esto se debe al aumento de la impedancia armónica en las frecuencias de inyección de corrientes armónicas (250[Hz] 350[Hz] 550[Hz] 650[Hz]). Luego ya que existe una elevada posibilidad de que se produzcan resonancias en el sistema al compensar el factor de potencia con condensadores, no se recomienda el uso de estos. 4.2.2.2 Sistema con filtros de armónicas

Ya que las posibles resonancias varían según los filtros conectados, se calcula la impedancia armónica al conectar los filtros de 5ª, 5ª 7ª, 5ª 7ª 11ª y 5ª 7ª 11ª 13ª armónicas. Las siguientes figuras muestran como varía la impedancia armónica de la barra principal al variar los esquemas de filtros conectados a ella.


82

Figura 4-6.- Impedancia al conectar filtro de 5ª armónica.

Figura 4-7.- Impedancia al conectar filtros de 5ª y 7ª armónicas.


83

Figura 4-8.- Impedancia al conectar filtros de 5ª, 7ª y 11ª armónicas.

Figura 4-9.- Impedancia al conectar filtros de 5ª, 7ª, 11ª y 13ª armónicas.

Las figuras anteriores muestran que al conectar filtros de armónicas se elimina la posibilidad de resonancia, ya que la impedancia en las frecuencias de inyección de corrientes armónicas es muy baja, y la posible resonancia dominante se encuentra siempre bajo los 140[Hz]. Luego al incluir filtros sintonizados se aminoran al máximo las resonancias del sistema.


84

4.2.3 Distorsión de voltaje

Al tener un sistema con equipos rectificadores, se produce una distorsión de voltaje que afecta a los otros equipos que se encuentran conectados. Esta variará al conectar condensadores o filtros de armónicas. El sistema original tiene una distorsión de voltaje (thdv) de 8.85%. Al conectar condensadores en el sistema (para máxima compensación del factor de potencia) y calcular la distorsión de voltaje en las barras principales, se obtiene un thdv de 8.19%. Al conectar los filtros para las armónicas 5, 7, 11 y 13 calculados para máxima compensación del factor de potencia se obtiene un thdv de 4.95%.

La siguiente figura compara los espectros del voltaje de la barra principal del sistema actual, del sistema con condensadores y del sistema con filtros.

Variación Espectro Armónico

0

1

2

3

4

5

6

7

8

3 5 7 11 13 17 19 23 25 29 31 35 37 41 43 47 49

ActualCondensadoresFiltros

Figura 4-10.- Espectro del voltaje del sistema actual y del sistema con las distintas soluciones.

Al analizar la figura y valores anteriores se puede apreciar que la solución que

genera una menor distorsión son los filtros sintonizados.


85

4.3 Diseño y dimensionamiento de filtros sintonizados de etapas múltiples

Para el diseño y dimensionamiento de filtros sintonizados se deben considerar al menos la siguiente información;

• Perfil de consumo de potencias activa y reactiva • Perfil de regulación de voltaje • Perfil de distorsión armónica de corriente y voltaje • Armónicas presentes en el sistema • Características de las cargas más importantes del sistema Con la información anterior y de acuerdo a los estándares vigentes y a los

requerimientos propios de cada usuario se debe diseñar un sistema de filtros. Este sistema tiene por finalidad, en forma general, resolver todos o algunos de los problemas presentes en los sistemas de potencia industrial.

• Mejorar la regulación de voltaje • Reducir el consumo de potencia reactiva • Reducir la distorsión de voltaje • Reducir la inyección de corrientes armónicas al suministro

En el siguiente ejemplo, una planta es alimentada desde un generador, cuya

capacidad es 44MVA y se encuentra utilizada casi al 100%. Esta planta requiere aumentar su capacidad productiva, lo que implica un aumento de la potencia del sistema. Consecuentemente es necesario encontrar una solución viable tanto tecnológica como económicamente en forma de poder suministrar la potencia necesaria al sistema.

La capacidad del grupo generador ya se encuentra extendida desde su capacidad

original de 40MVA. Luego un mayor aumento de capacidad no es posible. Una opción fuertemente competitiva es la compensación de reactivos. En efecto la planta consume una elevada potencia reactiva, limitando la capacidad del generador, transformadores y líneas. Además el nivel de pérdidas es mayor contribuyendo a la baja eficiencia del sistema. Para comenzar a trabajar se analizó el consumo de potencia de la planta.

4.3.1 Consumo de potencia (Situación antes de modificaciones).

El consumo de potencia de la planta se obtiene de mediciones realizadas durante enero y febrero de 1999. Estas mediciones fueron realizadas en el empalme del generador principal cada media hora. La Figura 4-11 muestra los datos obtenidos de consumo de potencia.


86

Consumo de Potencia Actual

0.0

5.0

10.0

15.0

20.0

25.0

30.0

35.0

40.0

45.018

-1-9

911

:30

20-1

-99

5:00

20-1

-99

22:3

0

22-1

-99

16:0

0

24-1

-99

9:30

26-1

-99

3:00

26-1

-99

20:3

0

28-1

-99

14:0

0

30-1

-99

7:30

1-2-

991:

00

MVA

MW

MVAr

Figura 4-11.- Consumo de potencia actual.

La Tabla 4-1 muestra el resumen del consumo de potencia Máximo Promedio Mínimo MVA 42.1 38.6 24.7 MW 33.9 30.6 18.3 MVAr 26.0 23.5 16.5

Tabla 4-1. Resumen consumo actual de potencia.

Al analizar la figura y la tabla anterior se nota el alto consumo de potencia reactiva del sistema. En promedio se consumen 23.5 MVAr. Esto se traduce en un bajo factor de potencia y una deficiente utilización del generador principal, él cual debe generar más corriente que la realmente necesaria.

4.3.2 Consumo de potencia (Situación con modificaciones).

De acuerdo a la información entregada, se estima que el aumento de la potencia consumida por la planta, elevará los valores a cerca de 52MVA. Al calcular un aumento de potencias debido al nuevo proyecto, se obtiene la Figura 4-12.


87

Potencias Estimadas Futuro

0.0

10.0

20.0

30.0

40.0

50.0

60.018

-1-9

911

:30

20-1

-99

6:30

22-1

-99

1:30

22-1

-99

20:3

0

24-1

-99

15:3

0

26-1

-99

10:3

0

28-1

-99

5:30

30-1

-99

0:30

30-1

-99

19:3

0

MVA

MW

MVAr

Figura 4-12.- Consumo de potencia estimada futuro.

La Tabla 4-2 resume el consumo de potencias futuro estimado. Máximo Promedio Mínimo MVA 52.3 47.9 30.7 MW 42.1 38.0 22.7 MVAr 31.9 29.2 20.5

Tabla 4-2.- Resumen de potencias estimada futuro.

Al aumentar la carga del sistema se sobrepasa la potencia que es capaz de entregar el generador. Actualmente, todos los reactivos son entregados por el generador. Esta situación permite recomendar la utilización de filtros sintonizados.

4.3.3 Compensación de reactivos.

La compensación de reactivos permite obtener su máxima potencia activa (dada por la potencia de la turbina). Dependiendo de la potencia reactiva compensada, se obtiene la potencia aparente que debe entregar el generador. Ya que esta depende de la carga del sistema se han estudiado 5 opciones. La Tabla 4-3 muestra cada una de estas opciones, de acuerdo a los porcentajes de carga de cada planta. Estos datos fueron entregados por el cliente.


88

Carga de cada planta en % Planta 1 Planta 2 Planta 3 Planta 4 Opción 1 100 100 100 100 Opción 2 100 100 0 100 Opción 3 100 0 100 100 Opción 4 100 100 100 62 Opción 5 0 100 100 100

Tabla 4-3. Opciones de carga de las plantas.

Con las opciones definidas es posible determinar los MVA totales en función de la potencia reactiva compensada. Esta información se muestra en la Figura 4-13.

30,000

35,000

40,000

45,000

50,000

55,000

0

3000

6000

9000

1200

0

1500

0

1800

0

2100

0

2400

0

2700

0

3000

0

3300

0

3600

0

3900

0

MVAr compensados

MVA

tota

les

MVA Opción 1MVA Opción 2MVA Opción 3MVA Opción 4MVA Opción 5

Figura 4-13.- MVA totales al compensar cierta cantidad de reactivos.

La Figura 4-14 muestra el factor de potencia promedio que se obtiene al compensar reactivos para cada opción.


89

0.80

0.82

0.84

0.86

0.88

0.90

0.92

0.94

0.96

0.98

1.00

0

3000

6000

9000

1200

0

1500

0

1800

0

2100

0

2400

0

2700

0

3000

0

3300

0

3600

0

3900

0

MVAr compensados

Nue

vo fa

ctor

de

pote

ncia

Nuevo FdeP 1Nuevo FdeP 2Nuevo FdeP 3Nuevo FdeP 4Nuevo FdeP 5

Figura 4-14.- Nuevo factor de potencia al compensar reactivos.

Como el consumo de potencia no presenta grandes variaciones se aconseja utilizar un banco compensador fijo. Esto trae las siguientes ventajas :

• Evitar la conexión y desconexión de los bancos. • Evitar transientes al realizar las maniobras anteriores. • Mantener la estabilidad del sistema. • Elevar la confiabilidad de los equipos de maniobra y los controladores.

Con el fin de lograr un buen factor de potencia, permitiendo al generador entregar

una pequeña porción de los reactivos, y asegurar un buen filtrado de las corrientes armónicas se recomendó compensar 22MVAr.

4.3.4 Compensación con condensadores

Los bancos de condensadores permiten entregar los reactivos necesarios al sistema. Consecuentemente se mejora la utilización del generador, ya que la energía eléctrica que genera se utiliza plenamente. La desventaja de los bancos de condensadores es la producción de resonancias en sistemas con corrientes armónicas.

El sistema eléctrico en estudio tiene diferentes cargas no lineales. Las mayores cargas son los rectificadores de una la planta. Las otras cargas no lineales se encuentran distribuidas en el sistema. Los rectificadores presentes en estos equipos inyectan armónicas de corriente (250Hz, 350Hz, 550Hz, 650Hz,…) que se traducen en armónicas de voltaje al circular por las impedancias del sistema. Ya que al introducir en el sistema (netamente inductivo) los condensadores (elementos capacitivos) se producen resonancias. Estas resonancias son altamente destructivas.


90

La frecuencia de esta resonancia depende de los elementos del sistema, por lo que

requiere de un estudio detallado para encontrarla. Además cualquier cambio en el sistema puede variar la frecuencia de resonancia. La Figura 4-15 muestra la impedancia de la barra principal al conectar un banco de condensadores de 17MVAr en el sistema en estudio.

05

101520253035404550

50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 550 600 650 700

Zbarra [Ohms]

Figura 4-15.- Resonancia al conectar condensadores.

Como se puede apreciar de la figura anterior, al inyectar una corriente armónica de 250Hz, esta encuentra una elevada impedancia por donde debe circular. Por esto se produce una resonancia. Los principales efectos son el aumento de la distorsión tanto de corriente como de voltaje en todo el sistema. En efecto, con el uso de condensadores la distorsión armónica de voltaje (THDv) en la barra principal aumenta hasta un 19,62%, triplicando la distorsión original del sistema (6,10%).

Ya que el sistema de en estudio presenta una elevada posibilidad de resonancias al conectar bancos de condensadores para la compensación de potencia reactiva, se descarta esta opción, siendo la opción más segura los filtros sintonizados, los que además permiten disminuir la distorsión.

4.3.5 Compensación con filtros sintonizados

Los filtros sintonizados permiten compensar reactivos y disminuir la distorsión armónica al evitar que la corriente armónica circule hacia el generador. Estos filtros se sintonizan para cada armónica que se desea eliminar. Esto minimiza la posibilidad de ocurrencia de resonancias.

De acuerdo a las mediciones realizadas, la corriente que inyectan las cargas tiene armónicas 5, 7, 11 y 13, siendo estas dos últimas las de mayor magnitud. Al utilizar filtros sintonizados en las armónicas anteriores se reduce en forma importante la inyección de estas corrientes en el filtro, con lo cual se reduce la distorsión de corriente. Al reducir la


91

distorsión de corriente, el voltaje que entrega el filtro contiene una menor distorsión y consecuentemente todas las barras disminuyen su distorsión.

4.3.6 Filtros sintonizados.

Para el sistema eléctrico se recomienda la instalación de un filtro sintonizado de 22MVAr. Este permite la correcta compensación de reactivos junto con la disminución de la distorsión de voltaje y corriente en la planta. Debido a la elevada potencia a compensar por el filtro y le existencia de corrientes armónicas de distintas frecuencias y amplitudes es necesario segmentar el filtro en diversas etapas. De esta forma se consigue;

• Evitar grandes corrientes de inrush al conectar etapas de grandes potencias. • Filtrar en forma selectiva las armónicas de mayor presencia en el sistema. • Controlar, frente a distintos requerimientos de potencia reactiva, la

compensación entregada por los filtros.

Luego de analizar los otros factores que influyen en el diseño de los filtros sintonizados se decidió utilizar un sistema de filtro de 5 etapas. Cada una de estas se sintonizó en las armónicas 4, 5, 7, 11 y 13. Consecuentemente se aminoraron las armónicas predominantes en el sistema, se compensó la potencia reactiva, se doto al sistema de capacidad de control de la potencia compensada y se limitó la corriente de inrush de cada etapa. Para esto, la potencia y frecuencia de sintonía de cada etapa es la siguiente;

Etapa Armónica Frecuencia [Hz] Potencia [MVAr]

1 4 190 6.60 2 5 240 6.60 3 7 335 4.18 4 11 540 2.86 5 13 640 1.76

Tabla 4-4. Potencia y frecuencia de sintonía filtros sintonizados.

4.3.7 Corriente de Inrush

La corriente de inrush se produce durante la conexión de los filtros sintonizados. Esta corriente puede perturbar el correcto funcionamiento del sistema de potencia en caso de ser de gran amplitud o durar durante un tiempo prolongado. En el caso en estudio las corrientes de inrush fueron limitadas a 2000[A], valor que permite mantener una buena regulación. La siguiente figura muestra las corrientes de inrush para el peor caso.


92

Figura 4-16.- Corrientes de entrada al conectar los filtros y voltaje de barra.

Se puede apreciar, de la figura anterior, que las corrientes de inrush son menores a 2000[A]. Por su parte el voltaje de la barra se mantiene dentro de los rangos permitidos por el equipamiento más sensible. En caso que los bancos anteriores fueran solamente condensadores se producirían una corrientes de inrush muy superiores. En el caso del primer banco, la corriente de inrush estaría limitada solamente por la impedancia del sistema (corriente de cortocircuito). Sin embargo, peores aún son las corrientes al conectar un banco de condensadores en las cercanías de otro. El banco entrante se comporta como un cortocircuito, mientras que el banco (o los bancos) conectado son una gran fuente de energía reactiva. Luego ya que la impedancia entre ellos es mínima las corrientes son tan elevadas que puede, incluso, destruir los propios condensadores, hacer actuar las protecciones e influir muy negativamente en la regulación de voltaje.


93

4.4 Control y Operación de Filtros

Si bien los filtros pueden ser mantenidos constantemente conectados, su mayor aprovechamiento se obtiene al dotar al sistema de la capacidad de control. En efecto, los sistemas modernos de control de filtros sintonizados permiten conectar y desconectar bancos de acuerdo no solamente a los requerimientos de potencia reactiva, si no a una amplia gama de variables. De acuerdo a los requerimientos de cada proceso se programa y automatiza la entrada y salida de bancos de filtros de forma de optimizar tanto la compensación de reactivos, la regulación de voltaje, y minimizar la distorsión armónica.

En controlador de secciones de filtro provee el control completo de la entrada y

salida de los bancos de condensadores. Este equipo basado en microprocesadores provee la máxima versatilidad, siendo programable según una combinación de parámetros:

• Voltaje • Cambio de voltaje • Corriente • Factor de potencia • Potencia real • Potencia reactiva • Temperatura • Fecha • Hora • Día de la semana Adicionalmente el controlador provee del software necesario para su programación

y adquisición de datos. El controlador de secciones de filtro asegura la máxima utilización de los bancos

disponibles mediante la optimización de la entrada y salida de las secciones. Esto permite ahorrar energía y disminuir las pérdidas al coordinar las diferentes secciones en forma eficiente.

Los controladores modernos permiten conectarse a una red computacional. De esta

forma, mediante un PC, es posible modificar la programación del controlador, verificar el estado de cada banco y guardar toda la información referente a los filtros. Los softwares permiten desplegar gráficos de tendencia de las diversas variables eléctricas tanto de proceso como de control.


94

4.5 Partida de Grandes Motores en Sistemas con Filtros

En los procesos productivos se utilizan frecuentemente motores de grandes potencias, los cuales se conectan normalmente a tensiones medias. Estos motores, generalmente de inducción, producen un elevado consumo de corriente durante la partida. En efecto, la corriente de partida de un motor puede ser hasta 500% la corriente nominal. Luego, en un sistema poco robusto se utilizan partidores suaves los que limitan la corriente de entrada al reducir el voltaje aplicado al motor durante la partida.

Los sistemas de partida de motores se justifican básicamente cuando se producen

una de dos situaciones : • La partida del motor afecta seriamente el voltaje del sistema. • Por razones de eficiencia energética cuando el motor requiere de una elevada

frecuencia de partidas de acuerdo a las características del proceso. Naturalmente, al incluirse equipamiento adicional (partidor suave), la confiabilidad

global del sistema debe ser tomada en consideración. Esto por cuanto la partida directa es en general el método más confiable para la partida de un motor.

Al incluir un sistema de filtros en las barras principales de la planta se modifica substancialmente el impacto de la partida del motor en el voltaje del sistema. En efecto, la utilización de los filtros de armónicas compensando potencia reactiva aumenta la robustez del sistema. Por lo anterior el nuevo sistema se ve influenciado en menor forma por la partida de los motores.

Los motores de inducción son equipos relativamente robustos y que están diseñados

para tolerar diferentes regímenes de partida que pueden ser evaluados con la característica de rotor bloqueado. En el siguiente ejemplo se comparan diferentes condiciones de partida y se evalúan utilizando la curva característica en por unidad. La siguiente tabla muestra los resultados que se obtuvieron para diferentes regímenes de partida.

Tipo de partida Autotransformador Directa Tap autotransformador 80% 80% Filtro Des-conectado Conectado Des-

conectado Conectado

Corriente motor [A] 268 292 331 354 Voltaje barra durante partida [V]

5888 6350 5860 6420

Voltaje barra final [V] 6050 6544 6025 6550 Tiempo partida [s] 6.9 6.1 4.5 4.0 Regulación de voltaje durante partida [%]

89.2% 96.2% 88.8% 97.3%

Regulación de voltaje final de partida [%]

91.7% 99.2% 91.3% 99.2%

Tabla 4-5.- Resultados de partida de motor.


95

Se puede apreciar la mejor regulación de voltaje en ambos casos en que los bancos de filtros se encuentran conectados. Este efecto positivo se debe principalmente a que los filtros durante la partida de los motores les entregan a estos la energía reactiva necesaria.

4.6 Fotos de equipamiento

A continuación se muestran fotos de filtros de armónicas.

Figura 4-17.- Bancos de Condensadores


96

Figura 4-18.- Reactores Se aprecia el anillo exterior donde se encuentran los taps.


97

Figura 4-19.- Conexión Condensadores – Reactores

Figura 4-20.- Tablero de control


98

Figura 4-21.- Controlador de Filtros

El equipo MiniCap permite controlar la entrada – salida de los filtros de acuerdo a

los requerimientos de cada planta.

Figura 4-22.- Transformador de corriente


99

Figura 4-23.- Reactores Se aprecia la posibilidad de modificar los taps mediante una conexión flexible.


100

Capítulo 5

5. Celdas Electrolíticas de Conexión Multicircuital.

5.1 Introducción

Los procesos de electroobtención y electrorefinación de cobre utilizan celdas

electrolíticas para obtener cobre metálico desde cobre disuelto. Estos procesos requieren múltiples celdas. Cada celda contiene electrodos diseñados para operar con una densidad de corriente específica en los 61 ánodos y 60 cátodos (ej. 250 [A/m2]).

Un problema intrínseco a la actual configuración eléctrica del proceso (conexión Walker) es el desbalance interno de corrientes que afecta en forma diversa a cada uno de los 12.000 electrodos de una nave de electroobtención. Por este elevado número y su difícil medición, el monitoreo humano de las corrientes que circulan por cada electrodo es inconcebible. En efecto, debido a las diferencias en las resistencias de contacto, verticalidad de los electrodos y del electrolito, la corriente se distribuye en forma no equilibrada. Los efectos nocivos en el proceso y su producto son múltiples. Entre otros parámetros comprometidos están; la eficiencia del proceso, el volumen de producción, el porcentaje de rechazo, la uniformidad de los cátodos, la calidad en forma y pureza, el precio, la vida útil de ánodos y cátodos. Además, se incrementan los problemas operativos y la tendencia a la producción de cortocircuitos. Por lo tanto, los desequilibrios de corriente entre los electrodos deben tratar de eliminarse.

La conexión multicircuital propuesta (basada en la conexión Whitehead) permite atenuar drásticamente los desbalances de corriente. Esto es posible al cambiar la conexión convencional tipo fuente de voltaje a una conexión tipo fuente de corriente. Esta nueva conexión es menos sensible a las variaciones en las resistencias de contacto, a la verticalidad de los electrodos y a las variaciones del electrolito. Los siguientes puntos son la base del desarrollo de este proyecto de innovación:

• Está orientado a aumentar la producción, mejorar la eficiencia y calidad en procesos de electroobtención y electrorefinación de cobre.

• Debe ser aplicable a plantas existentes y permitir su incorporación gradual sin perturbar la producción.

• Las modificaciones requeridas a la planta y a su operación deben ser mínimas y completamente reversibles.

• Resultados deben ser cuantificables con un porcentaje reducido de celdas multicircuitales.


101

5.2 Circuito de alimentación eléctrica convencional: Fuente de voltaje

Las celdas de una nave de electroobtención reciben la energía eléctrica desde un

rectificador de altas corrientes a través de un circuito de alimentación eléctrica. Este circuito se conecta a la barra que soporta los ánodos de la primera celda. La corriente circula desde el rectificador hacia la barra que soporta los ánodos, luego a través de estos y el electrolito, hacia los cátodos de la misma celda. Los cátodos, al igual que los ánodos, se encuentran conectados eléctricamente por la barra que los sostiene. Esta barra recibe la corriente de los cátodos y la entrega a los ánodos de la celda siguiente. La corriente circula a través de todas las celdas siguiendo el camino barra – ánodos – electrolito – cátodos – barra. Los cátodos de la última celda entregan la corriente a la barra que los sostiene, desde donde retorna hacia el rectificador.

La Figura 5-1 muestra un esquema de la conexión convencional de los electrodos en las celdas de electroobtención. En esta figura, los ánodos A de la primera celda reciben la corriente desde el rectificador por el circuito C. Se puede apreciar la barra B que distribuye la corriente desde el rectificador hacia los ánodos. Los cátodos K reciben la corriente desde los ánodos a través del electrolito y la entregan a la barra B que entrega la corriente a la celda siguiente. En esta configuración eléctrica, cada celda conecta y alimenta con corriente sus ánodos por la barra que los sostiene. De igual forma, los cátodos de la celda están unidos eléctricamente por la barra a la cual entregan la corriente. La configuración de ánodos y cátodos conectados sólidamente en ambos extremos se comporta como resistencias en paralelo alimentadas por una fuente de voltaje. En efecto, el voltaje de cada celda es único y es aplicado a todos los electrodos de la celda.


102

A

C

A A A A A A A

K K K K K K K K

B

B

A A A A A A A A

K K K K K K K K

A A A A A A A A

K K K K K K K K

B

B

C Figura 5-1. Actual configuración caracterizada por conexión sólida mediante barras de los electrodos en

celdas electrolíticas.


103

5.3 Alimentación eléctrica multicircuital: Fuente de corriente

Para producir una mejor distribución de corrientes en las celdas electrolíticas se

debe forzar a la corriente a circular en forma balanceada por resistencias no uniformes. Para esto se ha modificado el circuito de distribución eléctrica eliminando la equipotencialidad entre los pares de electrodos (ánodo cátodo) de cada celda. En efecto, al realizar la modificación se conectan en serie los distintos electrodos, compensando las variaciones de resistencia y forzando un mayor balance de corrientes.

La modificación radical en el sistema de distribución eléctrica de las plantas de electroobtención se realiza en las barras que conducen la corriente entre una celda y otra. Actualmente, una barra recibe la corriente de todos los cátodos y la entrega a todos los ánodos. Mediante la modificación, se tendrá igual número de barras como de cátodos. Cada una recibirá la corriente desde un cátodo y la entregará a un ánodo. Con esta nueva configuración los electrodos de una celda no se encuentran conectados en paralelo, si no que todos los electrodos de la nave se conectan en serie, reduciendo de esta forma la sensibilidad a las variaciones de resistencia.

La Figura 5-2 muestra una parte de una nave de electroobtención modificada. Los ánodos A se encuentran aislados entre sí, al igual que los cátodos K. La conexión entre cátodos de una celda y ánodos de la celda siguiente se realiza mediante las barras B. Desde el rectificador se inyecta la corriente en los ánodos superiores por el circuito C. La corriente circula por ánodos, por el electrolito y por los cátodos de la misma celda. Luego los cátodos entregan la corriente a los ánodos respectivos de la celda siguiente por las barras B formando los circuitos serie. Este proceso se repite hasta la última celda, la que retorna la corriente al rectificador desde los cátodos aislados por el circuito C. La innovación presentada consigue modificar el comportamiento eléctrico de las celdas de electroobtención sin perturbar el proceso. Específicamente, se minimizan los efectos de desbalance producto de los contactos eléctricos, de variaciones geométricas y del electrolito.


104

C

C

B

A A A A A A A A

K K K K K K K K

B B B B B B BA A A A A A A A

K K K K K K K K

B B B B B B B BA A A A A A A A

K K K K K K K K

Figura 5-2.- . Nueva Conexión de electrodos en celdas electrolíticas caracterizada por la segmentación de

las barras interceldas.


105

5.4 Modelación de la celda

Se realizó un modelo que permite predecir los fenómenos asociados a las

resistencias de contactos, a las variaciones de la verticalidad de los electrodos y a las variaciones del electrolito. El proceso electroquímico se modela como una fuente de voltaje continua y una resistencia entre ánodos y cátodos. Los rangos y magnitudes de los parámetros internos del modelo fueron escogidos utilizando datos de mediciones obtenidas en plantas de electroobtención actuales.

Al utilizar el modelo interno de cada celda se obtiene el circuito eléctrico total que caracteriza la operación de una nave de electroobtención o electrorefinación. El resultado es un gran circuito compuesto por mas de 50.000 elementos. La Figura 5-3 muestra un esquema del circuito eléctrico de parte de una celda de electroobtención. Se considera cada ánodo A y cada cátodo K como un punto equipotencial. Las resistencias Rc representan a las resistencias de contacto de cada electrodo, mientras que las resistencia Rak representan a la resistencia entre un ánodo y un cátodo contiguo. El voltaje de la reacción electroquímica se representa por V.

Rc Rc Rc Rc

RakRakRakRakRak

A AAA

RakRakRak

V V V V V V V V

KKKK

Rc Rc Rc Rc

Figura 5-3.- Modelo de celda electrolítica válido para ambas configuraciones. Para la obtención de resultados se han variado los parámetros internos de las celdas según la siguiente tabla.

Parámetro Valor Nominal Variación Rc 0.2 [mΩ] ± 50% aleatorio

Rak 2.0 [mΩ] Ninguna Vak 1.5 [V] Ninguna

Tabla 5-1.- Valores de los parámetros internos utilizados para la obtención de resultados.


106

5.5 Distribución de corriente

El origen de los desbalances de corriente es en gran medida responsabilidad de la conexión convencional. En esta, los ánodos de una celda de electroobtención se conectan entre sí por la barra donde se apoyan. En la misma forma los cátodos se interconectan por otra barra. Por esta razón, el voltaje aplicado a los electrodos de cada celda es el mismo. Sin embargo, debido a las variaciones en las resistencias de contacto, del electrolito y en la verticalidad de los electrodos, las corrientes resultantes son desbalanceadas. Esto se traduce en el desequilibrio de corrientes en los cátodos.

Por la magnitud del circuito eléctrico involucrado los resultados presentados fueron obtenidos en un sistema de 33 celdas con 20 cátodos y 21 ánodos cada una. Para la obtención de resultados con la conexión convencional se utilizaron 10.000[A] totales para obtener una densidad de corriente de 250[A/m2] por placa. Idealmente cada cátodo debía conducir 500[A]. Sin embargo, debido a las variaciones antes descritas, la corriente de los cátodos tuvo una distribución normal con media 500[A] y desviación estándar 26.13[A]. La Figura 5-4 y Figura 5-5 muestran la corriente de los cátodos en el sistema con la conexión convencional.

Al conectar los electrodos de acuerdo a la invención y alimentar el proceso desde el rectificador 10.000[A] para obtener la densidad de corriente de 250[A/m2] por placa. La corriente mantuvo una distribución normal con media 500[A], pero la desviación estándar disminuyó desde 26.13[A] a 13.26[A]. La Figura 5-6 y Figura 5-7 muestran la corriente obtenida en los cátodos al conectar los electrodos de la nave según la innovación.

Figura 5-4.- Distribución de corriente catódica en planta de 33 celdas con 20 cátodos por celda, y circuito de

distribución convencional.


107


distribución convencional.


distribución multicircuital.


108


distribución multicircuital.

Al comparar las distribuciones de corrientes de la conexión convencional con la de la innovación, simulando ambas varias veces y modificando aleatoriamente los parámetros, se ve claramente como la nueva conexión disminuye la dispersión de las corrientes en torno al valor medio. La Figura 5-8 muestra ambas distribuciones.


109

400

420

440

460

480

500

520

540

560

580

600

ConvencionalInnovación

0

4

8

12

16

20

Cantidad de cátodos

Corriente [A]ConvencionalInnovación

Figura 5-8.- Comparación de distribuciones normalizadas de corrientes catódicas.

En la figura anterior, el trazo que presenta una mayor dispersión muestra como se distribuyen las corrientes al conectar los electrodos en la forma convencional. El otro trazo con la distribución más concentrada se obtiene con los electrodos conectados según la innovación. Es evidente el estrechamiento de la dispersión de corrientes en torno al valor medio. Por lo tanto, si en el proceso convencional son admisibles corrientes catódicas de 560[A], en el caso de la innovación es posible aumentar la corriente media en un 5% manteniendo el mismo rango admisible. Luego una planta puede producir, con la misma inversión, un 105%.

rectificacion_altas_corrientes

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