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ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
INVERSOR CUASI-CUADRADO
TRIFÁSICO
TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE
INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y CONTROL
FRANKLIN MANUEL SILVA MONTEROS
Quito, Noviembre de 1998
CERTIFICACIÓN
Certifico que el presente trabajo ha
sido realizado en su totalidad por el
Sr. Franklin Manuel Silva Monteros,
bajo mi dirección.
Ing. Pablo Rivera Argoti
f
AGRADECIMIENTO
A Dios, por todo.
A mis padres por su esfuerzo y sacrificio.
A mi esposa e hija por estar siempre junto a mí.
A mis hermanos por su valiosa colaboración.
Al Ing. Pablo Rivera Argoti por su invalorable ayuda y apoyo en la
realización de esta tesis, ayuda entregada no solo como un profesional sino
también como una persona con un gran don de gentes.
A la FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA DE LA ESCUELA
POLITECNIA NACIONAL y a todos sus profesionales quienes se esfuerzan
por brindarnos cada día una mejor educación.
A mis amigos y compañeros de trabajo de la ESPE SEDE LATACUNGA,
quienes me apoyaron con su tiempo y conocimientos, y son parte del logro
alcanzado en este trabajo.
A todos mis familiares y amigos que de una u otra manera han apoyado á la
.realización de este proyecto.
DEDICATORIA
El presente trabajo esta dedicado a:
DIOS, por ser el responsable de todo lo que tengo y soy.
MIS PADRES; quienes con esfuerzo y sacrificio lograron entregarme una
educación completa, tanto dentro como fuera del hogar, y para quienes esta tesis
es un orgullo.
ME ESPOSA, quien por su dedicación, amor y fuerza es la base de mi hogar, en el
cual se sustenta todo triunfo que pueda alcanzar.
MI HIJA, por los momentos llenos de alegría que me brinda y con su sonrisa
ilumina el camino que debo seguir hacia la superación.
ME HERMANO, por su apoyo incondicional a lo largo de nuestras vidas y por el
empuje que dio a la realización de esta tesis.
ME HERMANA, quien con su alegría a la vida y su apoyo me impulsa a seguir
adelante.
ÍNDICE
Pagina
CAPITULO I: ESTUDIO DE TRANSISTORES
1.1 TRANSISTORES DE POTENCIA 1
1.2 LOSMOSFET 2
1.2.1 Limitaciones de voltaje de compuerta... 4
1.3 HEXFETs, nueva generación 5
1.3.1 Capacidad de avalancha perfeccionada 5
1.3.2 Rangos de dv/dt... 6
1.3.3 Tiempo de recuperación de diodo perfeccionado.... 7
1.3.4 Máxima temperatura de operación 8
1.3.5 Capacidad de avalancha y robustez................... 8
1.3.6 Limitaciones de corriente y calentamiento...... 10
1.4 EL TRANSISTOR DE COMPUERTA AISLADA. 13
1.4.1 Rangos de corriente y frecuencia de trabajo............ 15
1.4.2 Estructura básica y funcionamiento.......... 16
1.4.3 Consideraciones de diseño............. 20
1.4.4 Consideraciones comerciales 23
1.4.5 Requisitos para el diodo en antiparalelo.... 24
1.4.6 Parámetros de las hojas de datos de un IGBT 26
1.5 CRITERIOS DE SELECCIÓN... 27
1.5.1 Reemplazo de un MOSFET por un IGBT. 30
1.5.1.1 Selección de acuerdo ala disipación de potencia 31
1.5.1.2 Resistor de compuerta y red snubber 32
1.5.1.3 Diodo Emisor-Colector 33
1.5.1.4 Resultados de pruebas 33
1.6 ELEMENTO A UTILIZARSE 34
CAPITULO n: ESTUDIO DE EWERSOKES
2.1 INTRODUCCIÓN... 36
2.2 TIPOS DE INVERSORES... 37
2.2.1 Inversores de onda cuadrada....... 37
2.2.2 Inversores de control de ancho de impulso.. 39
2.2.3 Inversores de modulación de ancho de impulso ..... 42
2.2.3.1 Inversores PWM de voltaje bipolar...... 44
2.2.3.2 Inversores PWM de voltaje unipolar 46
2.3 ESTUDIO DEL INVERSOR CON ZONA
MUERTA 60° 48
2.4 SELECCIÓN 51
111
CAPITULO m: DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN
3.1 INTRODUCCIÓN 51
3.2 CONVERSORAC/DC 54
3.2.1 Dimensionamiento de elementos 55
3.3 INVERSOR DC/AC .. 64
3.3.1 Dimensionamiento de elementos........ 67
3.4 CIRCUITO DE CONTROL 70
3.5 FUNCIONAMIENTO 81
3.6 DISEÑO DÉLOS CIRCUITOS DE CONTROL 86
3.7 UTILIZACIÓN ............. 105
CAPITULO IV: PRUEBAS
4.1 INTRODUCCIÓN........................... 107
4.2 FORMAS DE ONDA CON CARGA RESISTIVA... 108
4.3 FORMAS DE ONDA CONCARGA RESISTIVA
INDUCTIVA.......... 119
4.4 FORMAS DE ONDA CON CARGA UN MOTOR.. 130
IV
CAPITULO V: ANÁLISIS DE RESULTADOS
5.1 INTRODUCCIÓN 139
5.2 A. R. PARA CARGA RESISTIVA 140
5.3 A. R. PARA CARGA RESISTIVA INDUCTIVA..... 141
5.4 A. R. PARA CARGA UN MOTOR....... 142
5.5 CONCLUCIONES 144
5.6 RECOMENDACIONES.................. 151
REFERENCIAS................ 156
BIBLIOGRAFÍA 157
ANEXOS
CAPITULO I
ESTUDIO BE TRANSISTORES
1.1 TRANSISTORES BE POTENCIA.
Los transistores de potencia poseen características controladas de
activación y desactivación 3 lo que los hace muy útiles en aplicaciones como
la construcción de convertidores de corriente alterna a corriente directa y
viceversa, donde los transistores trabajan en las regiones de corte y
saturación, dando como resultado una baja caída de tensión en estado activo,
además la velocidad de conmutación de los transistores moderaos es mucho
mayor a la de los tiristores que eran utilizados en los convertidores antes
mencionados y que se los esta reemplazando hoy por transistores de
potencia.
Los transistores de potencia de acuerdo a sus características de
funcionamiento y construcción se los puede clasificar en:
1. Transistores bipolares de juntura (BJT)
2. Transistores de metal óxido semiconductor de efecto
de campo (MOSFET).
3. Transistores bipolares de compuexta aislada (IGBT) [1]
Dentro de estos grupos los más adecuados y relevantes para la
construcción de un inversor 5 el cual, es el propósito de la presente tesis, son
los MOSEETs y los IGBTs, por tanto nos dedicaremos a un análisis rnás
profundo, únicamente de estos dos elementos.
1.2 LOS MOSFET.
El transistor bipolar convencional es esencialmente un elemento
manejado por corriente. Como se presenta en la figura 1.1., una
corriente debe ser aplicada entre los terminales de base y emisor para
producir un flujo de corriente en el colector. La cantidad de corriente
requerida para producir una salida dada, depende de la ganancia., pero
invariablemente una corriente debe fluir a través de la base para
producir un flujo de comente en el colector. Dado que la corriente del
colector depende de la corriente de entrada (o de la base), la ganancia
de corriente es altamente dependiente de la temperatura.
Vcc
CORRIENTEE» LA BASE
PRODUCE:CORRIENTE ENEL COLECTOR
FUENTE DECORRIENTE
Fig.1.1. Transistor bipolar.
EÍ MOSFET es fundamentalmente diferente porque es un
elemento de potencia manejado por voltaje. Un voltaje debe ser
aplicado entre los terminales de compuerta y fuente para producir un
flujo de corriente a través de drenaje como se presenta en la figura 1.2.
La compuerta está aislada eléctricamente de la fuente por una capa de
óxido de silicón. Teóricamente no existe un flujo de corriente hacia la
compuerta cuando se aplica un voltaje de continua (cci) en ellas pero en
la práctica, existe una corriente de fuga extremadamente pequeña en el
orden de los nanoamperios. Cuando no se aplica un voltaje entre
compuerta y fuente, la impedancia entre los terminales de drenaje y
fuente es muy alta y únicamente una pequeña corriente de fuga fluye en
el drenaje, hasta que el voltaje aplicado exceda ei voltaje de avalancha
drenaje-fuente,
Vdd
VOLTAJE: ENI_ft COMPUERTA PRODUCE CORRIENTE
EN DRENAJE:
FUENTE DE
VOLTAJE
Fig.L2. Transistor MOSFET.
Cuando se aplica un voltaje entre compuerta y fuente (GS) un
campo eléctrico se activa, éste campo modula la resistencia entre
drenaje y fuente, y permite que una corriente fluya en el drenaje en
respuesta al voltaje aplicado en el circuito de drenaje. [1]
Los MOSFET de potencia están encontrando cada vez más
aplicaciones en los convertidores de alta frecuencia y baja potencia,
Los transistores MOSFEX se pueden utilizar más fácilmente que
los bipolares, unas pocas consideraciones se deben tener en mente para
evitar que el rendimiento del elemento baje o directamente falle.
1.2.1 Limitaciones deí voltaje de compuerta.
La capa de óxido de silicón entre compuerta y fuente
puede ser fácilmente perforada si el voltaje excede 20 voltios,
aún si la corriente está limitada a un valor muy bajo. La
perforación de ésta capa de óxido es la causa más común de
fallas en el elemento. Se debe considerar que aún manteniendo el
voltaje por debajo del rango máximo, la pérdida de inductancia
de la conexión de compuerta acoplada con la capacitancia de
compuerta, pueden generar voltajes de resonancia que llevarán a
la destrucción de la capa de óxido. Algunos sobrevoltajes
también se pueden producir a través de la capacitancia de drenaje
acoplada hacia la compuerta, debido a transitorios en el circuito
de drenaje. Por estas razones es recomendable conectar un diodo
zener entre compuerta y fuente para mantener en forma confiable
el voltaje de compuerta, es adecuado también colocar una
resistencia pequeña para eliminar oscilaciones. [6]
1.3 joLEXFETs, nueva generación.
Se lia introducido una nueva generación de MOSFETs de
potencia denominada HEXFET y dentro de estos nos preocuparemos
de el estudio de uno de los más recientes., el HEXFET IH? el cual
incorpora un nuevo rango de características las cuales hacen a este
elemento aún más robusto. Tiene una mayor capacidad para soportar
dv/cit, un perfeccionado rendimiento de conmutación y diseño del
elemento. Las características del HEXFET JJLL son iguales o superiores
a las de sus predecesores, los MOSFET, HEXFET i y HEXFET ü. A
continuación se presenta las ventajas del rendimiento del HEXFET Ift
y los beneficios que este brinda; [2]
1.3.1 Capacidad de avalancha perfeccionada.
Al HEXFET se lo ha puesto a pruebas con cargas
inductivas, estas pruebas verifican la robustez del elemento y su
habilidad de absorber energía durante corrientes de avalancha.
Este elemento puede soportar niveles de energía mucho más
altos que los de sus predecesores, lo cual se refleja en sus límites
de avalancha, esto permite tener un gran rango de seguridad en
caso de sobrevoltajes transitorios. La capacidad de avalancha
puede utilizarse en forma repetitiva, esta característica permite
eliminar del circuito componentes tales como diodos de
conmutación y redes snubber ya que el Hexfet 111 puede soportar
niveles de avalancha sin daño alguno. [2]
i.3.2 Rangos de dv/dt
Otro aspecto del Mosfet de potencia es su habilidad para
soportar rápidos picos de voltaje, lo cual puede suceder al
momento que su diodo de cuerpo-drenaje retorna de la
conducción. Esta condición se denomina, recuperación de diodo
en dv/dt. En anteriores Hexfet de potencia, el dv/dt producía
que secciones de transistores bipolares parásitos conduzcan, lo
cual resultaba en una elevada corriente que dañaba al elemento,
por lo que se reconoce que el MOSFET de potencia puede fallar
en ciertas situaciones cuando el diodo integral del MOSFET es
utilizado. Este fenómeno ha sido prevenido en el HEXFET 111
colocando un nuevo diodo cuerpo-drenaje integral. Además,
anteriormente en muchas aplicaciones donde este diodo se
requería, los diseñadores tenían que colocar el diodo y
determinar ios niveles de dv/dt en forma práctica, debido a la
falta de datos en este aspecto, AJ. tener este nuevo MOSFET coa
el diodo en forma integral estas pruebas han finalizado.
Este aspecto en particular beneficia a ios circuitos de
control de motores, en los cuales el diodo de cuerpo-drenaje del
HEXFET puede ser utilizado como diodo de conmutación para
circulación de la corriente de componentes reactivos. Cuando se
conmutan dos interruptores* se produce un alto dv/dt en los
elementos, esto ocurre repetitivamente en los inversores P WM,
Jos HEXFET m están en capacidad de soportar este ritmo de
trabajo debido a sus bajas pérdidas de conmutación, pero la
potencia del inversor estaría limitada por las pérdidas de
conducción que este elemento presenta. |2J
1.3.3 Tiempo de recuperación de diodo perfeccionado.
Los HEXFET 111 tienen un tiempo de recuperación de
diodo muy bajo., esto se debe a su diseño con zonas muertas más
pequeñas y la utilización de silicón. En aplicaciones donde el
diodo integral es usado, los tiempos más pequeños de
recuperación significarán bajas pérdidas de conmutación y
reducidos transitorios, que permiten alta frecuencia de operación
y poco calentamiento.
1.3.4 Máxima temperatura de operación 175°C.
La máxima temperatura de operación en el rango de 100
voltios o menos se ha dado en 175°C. Esta habilidad es usada
para aplicaciones en ambientes de muy alta temperaturas., tal
como el compartimiento del motor de un vehículo por ejemplo.
Cuando se utiliza aire fresco para enfriarlo., la capacidad
del transistor es una función entre la máxima temperatura de
funcionamiento y la temperatura del aire. [2]
1.3.5 Capacidad de avalancha y robustez
La característica más importante del HEXFET DI es su
capacidad de soportar rupturas por avalancha., pues son capaces
de absorber una gran energía de avalancha sin fallar.
Un requerimiento especial de robustez en el MOSFET de
potencia es que el transistor bipolar parásito interno no debe
conducir, ni aún aproximarse al estado de conducción. Las
avalanchas y los altos dv/dt en la recuperación del diodo cuerpo-
drenaje, son dos condiciones que tienden a activar al transistor
bipolar parásito. El aumento de robustez del HEXFET HI se
debe a la casi total eliminación de dicho problema en los
transistores parásitos ya que ahora éstos se encuentran dentro de
cada celda del elemento., por lo que se requiere de una corriente
mayor para activar a estos transistores, pues dicha comente se
divide para cada uno de ellos y no puede alcanzar el límite de
ruptura. Otras medidas aseguran que la corriente de avalancha y
las corrientes del diodo de recuperación se distribuyan
equitativamente a través de todas las celdas.
La máxima capacidad de avalancha está especificada en
términos de la máxima energía de avalancha (EAS) , liberada al
HEXFET durante la descarga de un elemento inductivo.
La cantidad de energía disipada por el HEXFET durante la
prueba esta dada por:
2 BVDss-Vdd
Donde I es el pico de comente del inductor de valor L,
BVoss el voltaje de ruptura por avalancha del Hexfet, y Vdd el
voltaje de la fuente.
La máxima temperatura de funcionamiento no debe ser
excedida durante un pulso de avalancha. Si la temperatura al
inicio de la prueba es superior a los 25°C entonces la máxima
11
realizan a la vez, ya que esto sucede naturalmente en una
aplicación.
Una forma de realizar este test es aplicando una comente
constante de avalancha, que permite determinar si el elemento
soporta dichos valores de corriente utilizados y además los picos
de temperatura que se alcanzan al final del periodo de avalancha.
Otro método consiste en realizar pruebas con carga
inductiva. El circuito de prueba y su forma de onda asociada se
presenta en la figura 1.4.
Vaniacion de tp
pana ob t ener- e 12
IL.
¿J
de pu 1 sos
ohm.
VDS
50 ohm
IL
Fig. 1.4 . Circuito de prueba con carga inductiva.
12
La prueba consiste en apagar la corriente en la carga
inductiva. La corriente primero se almacena en el inductor
cuando el HEXFJBT se enciende por un apropiado periodo de
tiempo. £1HEXFET es entonces abruptamente apagado.
El colapso del campo magnético en el inductor causa que
en el voltaje de drenaje se genere un pico incontenible hasta que
el voltaje de ruptura por avalancha del HEXFET es alcanzado. El
voltaje de drenaje baja mientras la energía almacenada en el
inductor se disipa en el HEXFET en ei modo de avalancha.
Cuando toda la energía del inductor ha sido emitida y la corriente
de la carga cae a cero, el HEXFET se revierte a su condición
normal de bloqueo.
La figura i.5? presenta al Hexfet IRF460 absorbiendo sin
peligro 1.2 joules de energía de avalancha durante esta prueba.
10Á/drr 0-
200V/dir
Fig. 1.5. El HEXFET 1RF460 absorviendo 1.2 joule de
energía de avalancha. [2]
13
1.4 EL TRANSISTOR DE COMPUERTA AISLADA , (ÍGBT).
Los IGBTs tienen características de conmutación que son muy
cercanas a las de los MOSFET sin sacrificar sus características
superiores de conducción. Estos ofrecen ventajas sobre los MOSFET
en altos voltajes., en aplicaciones que requieren un trabajo fuerte de
conmutación, como en el inversor de control de ancho de impulso., sin
embargo este presenta pérdidas rnuy grandes si se lo utiliza con
frecuencias muy elevadas. Sus ventajas incluyen, bajas pérdidas de
conducción y más pequeña zona muerta, para una misma potencia de
salida. La zona muerta más pequeña resulta en una entrada capacitiva
muy baja al igual que su costo.
Se fabrican utilizando una combinación de técnicas MOS y
bipolares. Su característica de entrada es comparable con la de un
transistor de efecto de campo MOSFET y por lo tanto se puede
controlar casi sin potencia, Del lado de salida el iGBT es similar a un
transistor bipolar de potencia BJT, en consecuencia., puede conmutar
tensiones relativamente altas (600 a 1400V) con altas corrientes
(400A).
Se ha diseñado de esta forma, para combinar un elemento de alta
velocidad de conmutación (MOSFET) con un elemento que posee muy
14
bajas pérdidas en el estado de conducción (BJT), esto ha conducido al
desarrollo del IGBT. [I]
Colector
I
Compuerta
Capa, intermedia n*
Capa epitaxial n-
P+
P-
; i L:! ' J, j . i r - l , — ^
Emisor
a) Sección Transversal de un IGBT
R MOO
-^V?¿^V-
Compuerta.
CO
R MOD
PNP
NPN \
PNP
RBE:
oE:
BE
OE
b) Ckcuito equivalente c) Circuito simplificado
Fig. 1.6 Sección transversal y circuitos equivalentes
correspondientes a un IGBT
15
Señal de compuenta
Rs
-O-
R GEv'CC
a) circuito de alimentación para el IGBT con uno de sus símbolos.
Colector Drenaje Colector
Base
Compuerta Compierta
Emisor Fuente Emisor
Transistor de unión, "bipolar MOSFET de Potencia IGBT con diodo en antiparalelo
Fig. 1.7. Circuito para el iGBT y un diferente símbolo del IGBT en comparación
con los de otros elementos.
1.4.1 Rangos de corriente y frecuencia de trabajo.
La selección de un determinado interruptor de potencia
envuelve una comparación del voltaje de bloqueo, rango de
corriente, pérdidas en estado de conducción y pérdidas de
conmutación. Los voltajes comunes de bloqueo para un 1GBT
son. 250V, 500V, 600V, 1.200V, 1.700V y otros más recientes
desarrollos a 2.500V,-3.500V y 4.500V.
Los rango de corriente y pérdidas de conducción
corresponden usualmente al tamaño del material (área activa) del
chip semiconductor. Los tamaños más comunes van desde 2mm
x 2mm a 14mm x 14mrn. Las corrientes aplicables para un simple
chip van desde 8 A hasta 400 A. Para corrientes más altas los
chips pueden ser colocados en paralelo, sin embargo esto
presenta problemas en altas frecuencias. La frecuencia de trabajo
máxima del 1GBT es de lOOktíz, pero esta frecuencia no puede
ser aplicada con los límites superiores de corriente y voltaje, [3]
1.4.2. Estructura básica y funcionamiento.
La estructura del 1GBT es similar a la de un dos veces
difundido QDMOS) MOSFET de potencia, la mayor diferencia
está en que la región de drenaje N+ del MOSFET es reemplazada
por una región de colector P+. La estructura de compuerta
DMOS del IGBT está formada por una región de empuje N-
conectada a un colector P+. El colector P+ es el elemento clave
para que sea posible la circulación de comente bipolar en el
IGBT.
17
En términos simples, la operación de un IG3T es la de un
transistor bipolar PMP, la comente fluye a través de él mientras
es controlado por un potencial aplicado a la compuerta del MOS.
£1 terminal de emisor debe colocarse a un potencial de tierra o
por lo menos inferior al del colector en todos los modos de
operación. Para que una corriente fluya entre colector y emisor.,
la compuerta y el colector, deben ser polarizados positivamente.
La unión de colector polarizada., puede inyectar huecos en la
región N- únicamente hasta que los electrones puedan
neutralizarlos. Cuando el potencial de compuerta excede el
voltaje de disparo requerido para invertir la superficie de la
región MOS debajo de la compuerta, el canal formado de este
modo proporciona, un paso para que fluyan los electrones en la
región polarizada M-. Estos electrones mantienen una carga
neutra en el espacio., cuando el colector polarizado positivamente
P+ empieza a inyectar huecos en la región M-. Un flujo de
corriente vertical es así inicializada entre el emisor y el colector.
Para describir esta operación en estado de conducción, el IGBT
se comporta igual que la forma de onda vertical de base de un
transistor PNP.
La corriente de saturación del colector es simplemente la
corriente límite de saturación del canal multiplicada por un factor
de (1 -apnp)"1, donde a pnp 7 es la ganancia en base común de la
18
sección pnp. Es importante notar de este análisis cualitativo que
las características de salida del IGBT son completamente
controladas por la compuerta y su saturación. La figura 1.8..,
presenta las características típicas de un IGBT en función del
voltaje compuerta-emisor.
Durante el apagado del IGBT, la compuerta es cortada al
emisor, y el camino de la corriente de base de los portadores
mayoritarios se corta y ya no existe canal.
No puede existir una circulación de corriente vertical
mientras no se excite con una corriente de base al transistor PNP.
Un potencial positivo aplicado al colector dei iGBT puede ser
soportado por la unión entre las regiones P y N-, hasta que el
voltaje de ruptura de colector-emisor BVCEO, sea alcanzado en
el transistor PNP. A esto se denomina modo de operación con
voltaje de bloqueo. La unión de colector proporciona una
capacidad de bloqueo inverso., ei cual soporta potencial negativo
aplicado al terminal colector.
La ganancia a pnp de la sección PNP, es un parámetro para
determinar las propiedades de conmutación y conducción del
IGBT.
19
-np?o
PdOf-uaouwH
O
ARRIBA VG£20Y15V10V
7.QVABAJO 5.DV
0 2 4
Vce. VOLTAJE COLECTORA EMISOR (V)
Fig. 1.8.. Características de Corriente de colector versus Voltaje de
colector para diferentes voltajes de compuerta
La ganancia en base común del transistor ÍDNP esta dada
por:
Donde:
W, es el ancho de la base no agotada del transistor
PNP.
La; es la longitud de difusión ambipolar.
20
Bs importante notar que el más alto valor de ganancia del
FJMP disminuye las pérdidas de conducción, pero incrementa las
pérdidas de conmutación deí IGBT.
Para iniciar el apagado de un IGBT, la compuerta es
aislada del emisor, el cual rápidamente remueve el canal MOS, y
de allí., la corriente de base suplida ai transistor PJNP. Una vez
que la corriente de base es removida el elemento procede tal
como un transistor PNP y el exceso de portadores en la base N
decae por una recombinación de electrones y huecos. [3]
1.4.3. Consideraciones de diseño.
Un IGBT está construido con múltiples celdas DMOS las
cuales trabajan en paralelo como se observa en la figura 1.9.. El
rendimiento del IGBT no depende únicamente del diseño de las
celdas sino también del material de silicón utilizado, del proceso
de fabricación, y del medio utilizado para controlar la ganancia
deí transistor PNP.
El diseño de las celdas, esta enfocado a la reducción de la
resistencia de canal, y de esta manera mejorar la eficiencia
durante la conducción.1
21
EmisorMetalización
OxidoAislante
Flujo deHuecos
Fig. 1.9.. Vista superior y corte transversal de la estructura celular de un IGBT.
Dado que la resistencia del canal es directamente
proporcional a la longitud del canal e inversamente proporcional
al ancho del mismo, io cual podemos ver en la siguiente fórmula,
donde L y Z son la longitud y ancho del canal respectivamente:
Donde Rch es la resistencia del canal y la constante
Kte depende de la movilidad de los electrones, del voltaje de la
compuerta y del voltaje de disparo del elemento.
:s$ i2 S
••aIQI
fX
22
Podemos pues disminuir la resistencia del canal, ya sea
incrementando el ancho del canal, reduciendo su longitud o
realizando ambas. La figura 1.10., ilustra el efecto de la
reducción de la resistencia del canal sobre las pérdidas de
conmutación versus VCE(on). [3]
9000
sooo -
6000 -
5000 -
4000 -
3000
Incrementode densidadde las celdas
1.50 1.80 2,10 2.40 2.70 3.00 330 3.60
VCE(on) @ 150C20 Amps.
Celda. Tipo 1809
12
Celda Tipo 1207
oCelda Tipo 0806
Fig. 1.10. Dependencia de la curva de rendimiento de un IGBT en base a la
densidad de las celdas (VCE(on) VS pérdidas de energía por conmutación).
23
1.4.4. Consideraciones comerciales para ei rendimiento del
elemento.
Los IGBTs son utilizados en muchas aplicaciones y su
diseño debe ser apropiado. En aplicaciones donde el JLGBT es
operado con bajas frecuencias- (<1000 Hz) el VCE(on) del
elemento es muy bajo y las pérdidas de conmutación no son
importantes. Para aplicaciones en altas frecuencias tales como
operación de inversores en el rango entre 5 y 8 kHz, el 1GBT
tiene muy bajas pérdidas de conmutación y un bajo VCE(on). Para
aplicaciones en alta frecuencia (>10kHz) las pérdidas de
conmutación son críticas y el VCE(on) suele ser alto.
Tres clases de JGBT's, con diferentes velocidades de
conmutación se encuentran disponibles para acomodarse a estos
requerimientos. El elemento para bajas velocidades de
conmutación pero con un largo tiempo de vida, el elemento
rápido con un tiempo de vida limitado., y el elemento ultra rápido
para aplicaciones muy pesadas y tiempo de vida aún más
limitado. [3]
24
1.4.5. Requerimientos para el diodo en antíparaleio.
A diferencia de los MOSFETs no todo IGBT tiene un
diodo de cuerpo el cual actúa en antiparalelo cuando el elemento
es utilizado en un circuito inversor. De modo que se debe utilizar
un diodo externo de recuperación rápida. Las características del
diodo a ser utilizado son críticas. Durante el encendido del IGBT
la corriente de recuperación inversa del diodo a través del iGBT
complementario., aparece como un componente adicional y
contribuye significativamente a las pérdidas de encendido dei
iGBT. Una típica onda de recuperación inversa se presenta en la
figura 1.11. Es importante saber que bajo muy altas condiciones
de di/dt durante el encendido (sobre los 2QOOA/us), el diodo
presenta baja recuperación inversa. Para prevenir oscilaciones en
el circuito., se requiere que la recuperación inversa del diodo sea
suave, tb sea más grande que ta. Y adicionalmente, durante la
fase de recuperación inversa un pico de voltaje igual a
Ldi(REC)/dt aparece a través del IGBT y el diodo, donde L es la
inductancia de la carga.
De este modo los requerimientos de recuperación inversa
son suaves para prevenir largos voltajes de pico, VRM, que son
potenciaímente destructivos para los elementos. [3j
Al igual que con los MOSEET la información necesaria
para la selección de estos diodos es poca o ninguna y sería
necesario hacerlo en forma práctica ó utilizando el diodo que los
fabricantes de los iGBTs nos sugieran. En nuestro caso no existe
ese problema pues utilizaremos un módulo de seis IGBTs en el
cual ya están incluidos los diodos en antiparalelo.
Fig. 1.11.. Forma de onda de recuperación inversa de un diodo de
recuperación rápida.
26
1.4.6. Parámetros de ia hoja de datos de un IGBT.
Algunos de los más importantes parámetros incluidos en
una hoja de datos de los iGBTs y que debemos conocer son:
El voltaje de ruptura colector a emisor - BVCES, es el
voltaje de rompimiento del IGBT y está definido para una
corriente de fuga específica.
El voltaje de ruptura de emisor a colector - BVECS, es el
voltaje inverso de ruptura del elemento, es típicamente 15
a 30 voltios.
£1 voltaje de saturación colector a emisor - VCE(on), es
la caída de voltaje en el elemento en estado de
conducción para un particular valor de corriente y VGE,
usualmente VGE=15V. E! VCE(on) es un parámetro muy
importante que determina las condiciones de pérdidas en
el IGBT. Este parámetro es dependiente de la
temperatura, VGE y la corriente del colector IC.
En los elementos que utilizaremos este valor esta
entre 1.8 y 2,4 V.
27
H El voltaje de disparo de compuerta - VGE(tii), es el voltaje
de compuerta relativo al emisor al cual la corriente de
colector empieza a fluir en el 1GBT. £1 valor en la hoja de
datos está dado para una específica corriente de colector,
usüaímente 250uA.
B Pérdidas totales de conmutación - ETS , es el total de
energía asociado con la conmutación del elemento on y
oíT, es un parámetro muy importante junto con VCE(on)
para determinar el monto de calor disipado por el
elemento. [3]
1.5. CRITERIOS DE SELECCIÓN.
La selección de un MOSFET o un ÍGBT, depende básicamente
de la aplicación que se desea dar ai elemento. En el presente trabajo, se
va a diseñar un inversor trifásico utilizando la técnica de control de
ancho de impulso., expuesto en el siguiente capítulo, tomaremos en
cuenta que cada una de las tecnologías utilizadas para estos
interruptores electrónicos tienen sus compensaciones. De acuerdo a la
frecuencia y a la tecnología utilizada, se obtienen diferentes resultados
como la reducción de los rangos de corriente o el incremento de las
pérdidas de conducción. Opuestamente, al incrementar el voltaje de
bloqueo se produce un impacto negativo en la frecuencia y en las
28
pérdidas de conducción. La figura 1.12, presenta un gráfico del rango
de corriente versus el voltaje de bloqueo junto con el rango cubierto
por cada tecnología correspondiente a sus límites de frecuencia de
conmutación. [3]
7500V-
4.500V
'3 1200V
100V
10Á 100A 100QA
Rango d¿ conianíe (Amps)
5000A
Fig. 1.12 . Comparación de las: tecnologías de conmutación en cuanto a voltaje
de bloqueo, rango de corriente y frecuencia de conmutación. (1997)
Algunos de los criterios más importantes considerados para la
selección de los IGBTs son los siguientes:
Los IGBTs al igual que los MOSFETs son dispositivos
controlados por voltaje, ofrecen una elevada impedancia de entrada y
29
una baja resistencia de salida, tienen áreas de operación segura muy
amplias, no presentan ei fenómeno de avalancha térmica, son fáciles de
controlar porque prácticamente no exigen corriente de entrada, toleran
razonablemente picos de corriente, pueden ser conectados en paralelo
para aumentar la capacidad de manejo de corriente y además- tienen una
alta ganancia de corriente, no obstante los- iGBTs ofrecen
características de conducción superiores y, aunque actualmente no son
tan rápidos corno los HEXFETs, sus características de conmutación
tienden a ser muy parecidas.
De otro lado los IGBTs son dispositivos de portadores
minoritarios., disipan menor calor que cualquier otro semiconductor de
potencia bajo las mismas condiciones de operación, son inherentemente
más rápidos que los transistores bipolares y tienen más altas densidades
de corriente que ios MOSFETs de potencia equivalentes. Por tanto,
requieren menos área de pastilla y pueden manejar voltajes de salida
más altos que éstos últimos con muy bajas pérdidas.
Los IGBT's ofrecen una resistencia de conducción RCEon
típicamente inferior a 1Q y significativamente más baja que la de un
BJT o un MOSFET bajo las mismas condiciones de trabajo. Esto trae
como resultado una mayor capacidad de conducción de corriente, una
muy baja disipación de calor en presencia de corrientes fuertes y un
30
alto factor de amortiguamiento con cargas inductivas como relés,
solenoides, motores, parlantes, etc.
Al igual que en el MOSFET la resistencia de conducción del
iGBT tiene un coeficiente positivo de temperatura., es decir, aumenta a
medida c(ue se calienta el dispositivo. Esto contrarresta la tendencia de
aumento de la corriente de salida con la temperatura y previene el
fenómeno de avalancha térmica. Por esta razón los IGBTs pueden
soportar muy altas temperaturas sin fundirse.
Naturalmente los IGBTs tienen también algunas limitaciones,
siendo la más notable su velocidad de conmutación, relativamente más
baja que la de un MOSFET de potencia. Además por tratarse de un
dispositivo de portadores minoritarios, sus características de
conducción y conmutación tienden a degradarse con la temperatura.
Esto limita su uso a medias y bajas frecuencias por lo que cumple
fácilmente con las necesidades de la aplicación actual. [4]
1.5.1. REEMPLAZO DE UN MOSFET POR UN IGBT.
Debido a que el empaque y posición de los pines de salida
de los MOSEETs e IGBTs son idénticos, no se requiere de
cambios mecánicos ni de disposición del elemento.
31
Los requerimientos de manejo de compuerta del IGBT es
similar a la del MOSFET. Un voltaje de compuerta de entre 12 y
15 voltios es suficiente para encenderlo, y no requiere voltajes
negativos para apagarlo. El valor de la resistencia en serie con la
compuerta debe ser incrementado para evitar ruido en la
compuerta del IGBT, debido a la zona muerta más pequeña. [5]
1.5.1.1 SELECCIÓN DE ACUERDO Á LA DISIPACIÓN
DE POTENCIA.
En los MOSEETs de alto voltaje., la disipación de
potencia es muy alta, debido a las pérdidas en conducción;
las pérdidas en conmutación son despreciables por debajo
de los 50kHz. Por otro lado las pérdidas de conducción del
IGBT son menores a las de ios MOSFET, pero las
pérdidas de conmutación son significativas sobre los
lOfflz.
En el siguiente gráfico se presenta una comparación
de las pérdidas de potencias de estos dos elementos.
Es apreciable que cuando el IGBT es operado con
bajas pérdidas, este es más eficiente. [5]
MOSFET
IRFP450
32
PER
DID
AS
CW
)
h- •
H
- •
£O
K
J3
U
. O
Lo
O
L
/i1
1 1
1 1
Su,^," í
Conducción. \TConmutación
IRGP430U
Fig. 1.13. Comparación de las pérdidas de potencia del MOSFET y el IGBT.
1.5.1.2. Resistor de compuerta y red snubber.
El menor tamaño de zona muerta y la entrada
capacitiva del IGBT producen una velocidad de
conmutación más alta que la de los MOSFET. Un valor
mayor en la resistencia de compuerta reduce la velocidad de
encendido, pero tiene un pequeño efecto en el apagado. A
diferencia del MOSFET, la velocidad de apagado no puede
ser controlada con la resistencia de compuerta.
La gran velocidad de apagado puede generar ruido
excesivo y picos de voltaje en el circuito. Si se utiliza un
snubber se puede reducir dicho ruido, cambiando en forma
adecuada el tamaño de los componentes. Reducir las
inductancias parásitas en el alambre y el transformador es
33
la forma más efectiva de reducir el ruido en el nuevo
diseño. [5]
1.5.1.3. Diodo Emisor - Colector.
En aplicaciones donde el diodo de cuerpo del
MOSFET es utilizado, un IGBT - HEXFRED (IGBT coa
diodo incorporado), mejora el rendimiento y encienda
mientras reduce las corrientes de pico, debido a que este
diodo tiene mejor rendimiento. (5)
1.5.1.4. Curvas de encendido y apagado.
Las figuras 1.14. y 1.15.? presentan las formas de
onda de encendido y apagado para el MOSFET IRFP450
y un IGBT IR.GP430U, ambos conmutados a 5.5 A a 160
voltios. Las formas de onda fueron tomadas en un
conversor de 400 W, debido a los diferentes tamaños de
zona muerta, se utilizó una resistencia de compuerta de 10
ohmios para el MOSFET y 33 ohmios para el IGBT. Las
formas de onda presentan la misma velocidad de encendido
y una más rápida velocidad de apagado para el IGBT. [5]
34
HORir.; SOus/dív
Fig. 1.14 . Forma de onda de encendido.
, IRFP450, 507/Div.
E, I&GP43ÜU-}—1—1—- Ic = 2Á/DÍF.
HOEIZ.: lOOns/div
Fig. 1.15. Forma de onda de apagado.
1.6 Elemento a utilizarse:
De acuerdo a lo analizado en los puntos anteriores y ya que el
propósito de la presente tesis es el diseño de un inversor con zona
muerta., donde son más significativas las pérdidas en conducción y casi
despreciables las de conmutación,, lo más razonable es escoger el
IGBT, puesto que presenta menores pérdidas en conducción y pueden
35
trabajar con voltajes y corrientes superiores a las de los MOSEET
incluso, presentan, para ésta aplicación mejores características que la
nueva generación de MOSFET, los HEXFET BOL
36
CAPITULO H
ESTUDIO DE INVERSORES
2.1. INTRODUCCIÓN.
Los conversóles de cd a ca se los conoce como inversores y son
circuitos que producen una tensión o intensidad alterna a partir de una fuente
de corriente continua. El objetivo es producir en la salida una onda senoidal
de ca cuya magnitud y frecuencia puedan ser controladas.
En los inversores ideales las formas de onda de salida son senoidales,
sin embargo los inversores reales no son senoidales y contienen ciertas
armónicas. Dada la disponibilidad de dispositivos semiconductores de
potencia de alta velocidad, se puede reducir el contenido armónico del
voltaje de salida mediante las técnicas de conmutación.
Los inversores pueden ser básicamente de dos tipos, inversores
monofásicos e inversores trifásicos, estos pueden utilizar dispositivos con
activación y desactivación controlada como: BJT, MOSFET, IGBT, GTO, o
tiristores de conmutación forzada según su aplicación.
37
Para este estudio los inversores han sido divididos en las siguientes
categorías:
• Inversores de onda cuadrada.
• Inversores de control de ancho de impulso.
• Inversores de modulación de ancho de impulso. [7]
2.2 TJDPOS DE INVERSORES.
2.2.1.INVERSORES DE ONDA CUADRADA.
En un inversor de onda cuadrada, cada interruptor del
inversor se enciende medio ciclo (180°), de la frecuencia que se
desea a la salida. Si se aplica esta secuencia al circuito de la
figura 2.1., resulta un voltaje de salida como el que se presenta
en la figura 2.2. [8]. Del análisis de Fourier de los valores picos
de la frecuencia fundamental y de las componentes armónicas en
la salida del inversor, se observa que las armónicas pares no
existen.
38
— Ub/2 Us TI
1
. c
DI
— Ub/2 T2D2
Figura 2.1. Inversor monofásico con batería de toma media.
(Us)l/(UW2)
\s
{ F
i
t
1.4
1.2
1 0
Ub/2 0.3
n rt
-Ub/2 0.4.
0.2.
-
;..
-
n ir v i ,i 1 . 1 I ^
• <; . i o . i v.-ra i s r'A, da £)
,Donde:
4.C7& OT— - - = L273-
2-7T 2
Fig. 2.2. Análisis de Fourier para un inversor de onda cuadrada.
Una de las ventajas de la operación en onda cuadrada es
que cada interruptor del inversor cambia su estado únicamente
dos veces por ciclo, lo cual es importante en muy altos niveles de
39
potencia donde los interruptores de estado sólido generalmente
tienen muy bajas velocidades de encendido y apagado.
Una seria desventaja en este tipo, es que el inversor no
tiene regulación de la magnitud del voltaje de salida, de modo
que el voltaje cd de entrada al inversor debe ser ajustado, para
variar la magnitud del voltaje de salida. [7]
2.2.2. INVERSORES DE CONTROL DE ANCHO DE
IMPULSO.
Este tipo de control es factible solo con circuitos
inversores de puente completo. Está basado en la combinación
del método de onda cuadrada y PWM con voltaje unipolar. En el
circuito de la figura 2.3. los interruptores en las tres partes del
inversor son controlados separadamente. Todos los interruptores
trabajan en una proporción de 0,5 (Relación de trabajo <5 = 0.5)
similar al control de onda cuadrada. Durante el intervalo
sobrepuesto, la salida de voltaje es cero como consecuencia de
que los dos interruptores superiores o los dos inferiores están
encendidos. Para obtener las tensiones de línea pueden restarse
dos a dos las tensiones de fase , con el ángulo de conducción
9 = 180°, la forma de onda de la salida es similar al inversor de
onda cuadrada con la máxima magnitud fundamental de salida.
40
Ub
II<
i
TI
T2
1"
/a
/2
£
k DI
t D2
IIC
í
T3
T4
•
i
/^
^S
^ D3
k D4
IIC
T5 /
TS /
i.
1T; r
DS
TI
T2
T3
14
T5
T6
UT
Exiíado No Exiíado
180° 360°
tti
UT
3*4
wt
wt
wt
Fig. 2.3. Inversor en puente trifásico de tres ramas con control en ancho de
impulso.
41
Mediante el desfasaje conveniente de las señales de
excitación, se puede controlar el ángulo 0 de tensión activa en la
salida, modificando así la tensión eficaz en la carga. Las
amplitudes de la onda fundamental de tensión y de los armónicos
para distintos ángulos de conducción 9, puede calcularse
mediante el análisis de Fourier con lo que se obtiene: [8]
4-Ub (Ul = Sen\-
n V2
4-Ub (.U3 = Sen-3 —
3-7T V2
4-Ub „ (9Sen-5 \-
5-7T V2
Y así para todos los armónicos impares. No existe
armónicos pares por ser una onda alternada. En la figura 2.4. se
observa la variación de las amplitudes de la onda fundamental y
de los armónicos del tercer y quinto orden en función del ancho
de impulso.
42
üb
e180*
©
,1
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
0,4
0,3
0,2
00*
ni
á
L^^
/
\
>
N/
ss
\
^
/y
N
" x\
" — "
\A
^^
s/
/ f
/
^
/' s
^
4Ub/ir
distorsión
U34üb/T
U54Ub/T
20*40*60*80* 120* 160'100* 140* 130*
Fig. 2.4. Contenido de armónicos y distorsión de una onda rectangular.
La zona próxima a los 120° es la de menor distorsión ya
que el tercer armónico, el de más difícil filtrado es mínimo. Así,
se puede obtener una onda con un contenido de armónicos más
reducida si se elige adecuadamente el ángulo de tensión activa de
la salida. [8]
2.2.3. INVERSORES DE MODULACIÓN DE ANCHO DE
IMPULSO (PWM).
En estos inversores se requiere únicamente de una entrada
de cd constante en magnitud, pues éste inversor puede controlar
la magnitud y la frecuencia del voltaje de ca de salida. La
conmutación de la rama de semiconductores se programa
mediante la intersección de una onda triangular fija y una señal
modelo (proporcional a la tensión de salida que se desea
43
conseguir). La tensión de salida presentará una modulación del
ancho de los impulsos positivos y negativos de tal forma que si el
número de impulsos por ciclo es alto, mediante un pequeño
filtrado se obtiene una tensión de salida senoidal con muy poca
distorsión.
Este procedimiento de síntesis y regulación de la tensión de
salida se puede emplear en inversores de hasta decenas de
kilovoltamperios mediante transistores de alta frecuencia
empleado del orden de 104 conmutaciones por segundo e incluso
más. También puede emplearse para potencias de bastantes
kilovoltamperios con tiristores rápidos. En este caso, el tiempo
de apagado de los mismos y las pérdidas de los circuitos de
bloqueo no permiten pasar mucho de 500 conmutaciones por
ciclo.La principal desventaja del método es que los interruptores
deben estar en capacidad de trabajar a la elevada velocidad de
conmutación que se requiere. [8]
Existen dos configuraciones en cuanto a la forma de onda
de salida en la modulación de ancho de impulso:
• Inversores PWM de voltaje bipolar (dos niveles) e
• Inversores PWM de voltaje unipolar (tres niveles).
44
2.2.3.1. Inversores PWM de voltaje bipolar.
En este caso la modulación PWM se realiza al comparar
una onda triangular de alta frecuencia con una sola onda modelo
(en este caso una senoidal), como se observa en la figura 2.5., se
genera una onda modulada con dos niveles de voltaje (+)Ub/2 y
QUb/2. Cuando el voltaje instantáneo de la onda modelo es
superior al de la onda triangular., el voltaje de salida es positivo, y
cuando el voltaje de la onda modelo es inferior a la onda
triangular, el voltaje de salida es negativo.
Para el caso ideal, que presenta muchos impulsos por ciclo
y un filtro adecuado, el valor instantáneo de la tensión de salida
será igual al valor medio de la tensión aplicada al filtro, a su vez
este valor medio es proporcional al valor que en ese instante
tiene la señal modelo, con lo que se tiene una tensión de salida
proporcional al modelo en cada instante. El valor medio Um de
la tensión de salida entre dos conmutaciones es:
Ub ta-tbU m = : — — - • ' - ~
2 ta + tb
Donde:
ta = tiempo en alto
tb = tiempo en bajo
La aplicación de los voltajes positivo o negativo depende
del accionamiento de ios interruptores TI o T27 que deben tener
una velocidad de conmutación lo suficientemente alta para que
no se produzcan cortocircuitos en la fuente, pues ai ser su
funcionamiento complementario., cada vez que conmutan (debido
a que su conmutación no es instantánea), circulan pequeñas
corrientes de cortocircuito a través de la fuente lo que reduce
considerablemente su tiempo de vida. [8]
— Ub/2 TI
— Ub/2 T2
DI
D2
jtriánguk> referencia de modulación
onda modelo
-Ub/2 -J LJ
• valor medio quasí - instantáneoresultante
Fig. 2,5. Control de la tensión de salida por modulación PWM bipolar.
46
2.2.3.2. Inversores PWM con voltaje unipolar.
Este tipo de modulación genera una onda modulada en
ancho de pulso con tres niveles de voltaje; cuando la onda
modelo es positiva el voltaje varía entre OV y Ub, y cuando es
negativa el voltaje varía entre OV y (-)Ub. Esta modulación
puede aplicarse únicamente en inversores de puente completo
donde, los interruptores no son conmutados simultáneamente
como en el caso anterior (evitando de esta manera las corrientes
instantáneas de cortocircuito). El voltaje en los puntos A y B del
inversor del puente completo de la figura 2.6(a)., son controlados
separadamente comparando la onda triangular Vtri con dos
ondas modelos: +Vcontrol y -VcontroL, respectivamente. La
figura 2.6.(b), presenta las ondas de voltaje resultante de la
comparación de los voltajes de control con la onda triangular lo
cual resulta de las siguientes señales lógicas.
Ub —
f~
**
*^ ub/a Tñ-t- \
ft
.0_ Ub/2 Tft~ \
1_ DA-t- TB-H\
^ 9B
^o_ Dft- TB- \
DB+
DB-
Fig. 2.6. (a) Inversor tipo puente completo
47
jtriángulo referencia de modulación
Vcorttrol
J
Uí
0
x (.-Vcontzoy
'BNO
j ,
Ub - •
-Ub--
wt
valor medio quaíi - ínstántaaeoresultante
Fig. 2.6.(b) Formas de onda para un modulador PWM con voltaje unipolar.
En este tipo de esquema, cuando una conmutación ocurre
el voltaje de salida cambia entre niveles de O y (+)Ub o entre O y
(-)Ub, de esta forma se evita que circulen comentes de
cortocircuito por la fuente.
48
Otra ventaja sobre el PWM bipolar es que al duplicarse la
frecuencia de conmutación, en el circuito ideal, se generan los
armónicos alejados a dos veces la frecuencia de modulación,
donde la frecuencia principal (2mf) desaparece y se presentan
únicamente las bandas laterales de la misma como se observa en
la figura 2.7.
Esto resulta en la cancelación de las componentes
armónicas a la frecuencia de conmutación a la salida de voltaje
Vo = VAN - VEN. Además las bandas laterales de la frecuencia de
conmutación también desaparecen. De similar manera el otro
armónico dominante a dos veces la frecuencia de conmutación
también desaparece, mientras sus bandas laterales se
mantienen. [7]
QftQhva.,
i.o --0.8 - -
0.6 - -
0.4-
0.2 - -
O -1 xnf 2mf 3wf 4mf
Fig. 2.7. Espectro de frecuencia de un modulador PWM unipolar.
49
2.3 ESTUDIO DEL INVERSOR CON ZONA MUERTA (60°)
Cuando la tensión a entregar a la carga se requiere lo más
senoidal posible, con o sin filtros de salida, conviene reducir al máximo
el contenido de armónicos de la onda de tensión generada en el puente
inversor.
En la figura 2,4, anterior, se observó como el contenido
armónico y la distorsión de la onda de salida disminuyen cuando se
aplica un ángulo de conducción 0 de 120°, es decir una zona muerta de
60°, esto se demuestra con el análisis de fourier de la onda de la figura
2.8.? donde 9 se considera como un ángulo de conducción entre 0° a
180°, y voltaje de la fuente igual a E.
n+8 -* wt
-E--
Figura 2.8. Onda rectangular con variación del ángulo de disparo.
Veamos el análisis de FOUEOER
50
/(O =
Áo
2_
T
2-7T
ItfT L
«TC/
¡-E-
nn
Bn = -
n
77 7T
77
777T
a
¡E. / +1-V0
Í-E-
- COS?77r
E
51
De este análisis se obtienen las siguientes conclusiones:
• Para todo valor de 0, no existen armónicos pares debido a que es
una forma de onda alternada.
• Únicamente para 0 = 120°, se eliminan los armónicos múltiplos
de tres tales como el 3, 9, 15, etc.
• Páralos armónicos restantes, como el 5, 7, 117 etc., se obtiene:
rtTt
nn
Ao5 representa la componente continua de la onda y su valor es
cero.
Por tanto el valor de la componente fundamental para 9 = 120
es Zi =
La distorsión armónica total es baja debido a la eliminación del
tercer armónico.
La potencia de salida debida a la corriente de la componente
fundamental es la potencia útil. La potencia que se disipa en calor debido a
las corrientes armónicas es baja de modo que se obtendrá una disminución
de la temperatura en la carga. [7]
53
CAPITULO m
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN
3.1 INTRODUCCIÓN:
En este capítulo se detallará el diseño del inversor cuasi cuadrado con
frecuencia variable a construirse para ser utilizado en los laboratorios de la
ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL en la FACULTAD DE
INGENIERÍA ELÉCTRICA.
El diseño completo parte de tomar la energía alterna de la red trifásica,
disponible en nuestro medio y convertirla a través de un puente rectificador
trifásico en voltaje continuo y éste a su vez en energía trifásica por medio de
interruptores, en este caso IGBTs3 obteniéndose así tres señales alternas de
onda cuadrada con zona muerta de 60 grados y frecuencia variable en un
rango que va desde lOHz hasta una frecuencia máxima de HOHz la cual
podrá ser visualizada en Jxes displays de siete segmentos, dicha frecuencia
podrá ser seleccionable mediante dos tipos de señales: una de voltaje de O a
10 voltios y otra de corriente de 4 a 20 mA en ambos casos de corriente
directa. También es posible controlar la frecuencia con la utilización de un
potenciómetro el cual al conectarse sus terminales fijos a O y 10 voltios
existentes en la placa de control de nuestro circuito, permitirá obtener en su
54
terminal variable el voltaje que podrá ser utilizado como en el primer caso, es
decir como señal de voltaje de O a 10 voltios.
3.2 CONVERSOR AC/DC (FUENTE I>E VOLTAJE CONTINUO PARA
POTENCIA).
Aquí veremos el diseño de un conversor AC/DC trifásico que nos
permitirá obtener el voltaje continuo necesario, para por medio del inversor
obtener las ondas cuadradas con frecuencia variable objetivo de esta tesis.
Ri
CAl
RsT
tilFig. 3,1 Conversor AC/DC trifásico
En la figura 3.1 podemos observar un conversor trifásico AC/DC
que no es más que un puente rectificador tifiásico de onda completa ( 6
pulsos), con un filtro capacitivo el cual permite disminuir
55
apreciablemente el rizado en el voltaje de salida. No se utilizo filtro
inductivo debido a la baja potencia necesaria de la fuente. Debido a que
el filtro capacitivo presenta un pico alto de corriente en los diodos del
puente ya que el capacitor se comporta como cortocircuito al momento
del encendido., se procedió a colocar una resistencia limitadora de
corriente Ri para el momento del encendido, la cual una vez cargado el
capacitor es cortocircuitada por un relé Re con un contacto
normalmente abierto CAl el cual luego de haber transcurrido un
tiempo determinado desde el encendido, se activará cerrando el
contacto y permanecerá así durante el trabajo normal de la fuente.
3.2.1. DEMENSIONAM3ENTO DE ELEMENTOS.
Para el dimensionamiento de los elementos de nuestra fuente de
voltaje CD a partir de la señal trifásica de la red empezaremos
analizando tanto los voltajes de entrada como el voltaje a la salida sin
capacitor y luego con é!5 para luego pasar a dimensionar los elementos
en base a la corriente que por estos circule.
Tenemos pues una entrada trifásica alterna que consta de tres
señales sinusoidales defasadas 120 grados con un voltaje RMS
Vf=220V, estas tres señales las introducimos a un puente rectificador
56
trifásico de seis pulsos y se obtiene una señal con un rizado, tal como
se puede ver en la Fig. 3.2.
-RsT
i±±Vo
Fig. 3.2 Rectificador trifásico sin capacitor y sus formas de onda
57
De la figura anterior podemos observar que el período de la señal
de salida es de:
Calculando el voltaje continuo Vdc con la siguiente fórmula se
obtiene;
Vdc=291
Y el voltaje pico de la red es:
De aquí3 considerando que Vp - Vdc = 14 V podemos ver que el
rizado natural de la onda rectificada esta por el orden del 10 % , y ya
que no requerimos una onda con un rizado perfecto, podemos colocar
un valor no muy grande del condensador de filtro., para evitarnos los
cálculos se utilizó un programa de simulación de circuitos, el
Electronics Workbench en donde se pudo observar que para tener un
58
rizado inferior al 6% tan solo era necesario un capacitor de 500 uF
pero por mayor seguridad y debido a su bajo costo se colocaron tres
capacitores de 330 uF sumando un total de 990 uF .
Las formas de onda de corriente y de voltaje para el rectificador
en el momento del encendido (transitorios), son las siguientes:
311V175A
Fig. 3.3 formas de onda de corriente y voltaje a la salida del
rectificador trifásico.
Como se puede observar en este gráfico en el instante del
encendido existe un elevado pico de corriente, el cual afecta a los
diodos del puente rectificador, por esta razón y como ya habíamos
mencionado anteriormente se colocó una resistencia limitadora de
59
corriente al momento del encendido, de un valor de 240 Ohm, la cual
limita la corriente transitoria a un valor aproximado de 1.3 amperios y
permite que el condensador se cargue a un 70 % del valor del voltaje
de de salida (31IV) del rectificador, en. menos de 0.2 segundos Fig 3 A,
por tal razón y por seguridad le damos un tiempo de activación del relé
que cortocircuita la resistencia Ri en 2 segundos, transcurrido dicho
tiempo la resistencia será cortocircuitada y otro contacto normalmente
abierto CA2 de Re permitirá el paso de voltaje hacia la siguiente
etapa, que es el inversor., del cual hablaremos luego.
3HV
15A
Fig. 3.4 Formas de onda a la salida del conversor trifásico
AC/DC con Ri.
60
Nos quedan por dimensionar los diodos:
En cuanto a voltaje de polarización inverso es muy simple,
puesto que es el máximo valor de voltaje que exista en la red
multiplicado por un valor de seguridad (Fs=l .2, asumiendo este valor
para proteger los elementos sin caer en el caso de un
sobredimensionamiento excesivo), por tanto tenemos:
Voltaje de polarización inverso = 311 V* Fs
Considerando al factor de seguridad Fs = 1,2 se obtiene:
Voltaje de polarización inverso = 373 V
Para el caso del dimensionamiento de los diodos en cuanto a
corriente, partiremos de lo siguiente: Ya que la carga de nuestro
rectificador es un inversor y este requiere tanto de voltaje, como de
comente continua, y éste valor de comente es el doble de lo que
consume la carga del inversor, lo cual podremos observar más adelante
en el diseño del inversor (numeral 3.3.1), donde también veremos que
el valor de la corriente para la carga del inversor es Id = 2.78 A.
61
Asumiremos ahora, que la forma de onda de la corriente por los
diodos es cuadrada con un valor igual al que requiere el inversor es
decir 2*Id = 5.56 A, lo cual no solo nos facilitará el cálculo sino que
también nos permitirá sobredimensionar en un valor razonable a los
diodos.
En el gráfico 3.5 podemos observar de acuerdo a la forma de
onda de comente de cada diodo que estos conducen tan solo durante
una tercera parte del período completo, por tanto se puede decir que la
señal de corriente de cada uno de los diodos tiene una relación de
trabajo ¿> = —
De acuerdo a esto, y partiendo de Id = 2.78 A se tiene para cada
diodo:
Corriente pico = Ip ~2-Id = 5.56 A
Corriente media = 8 • Ip = 1.85 A
Corriente RMS =Vj • Ip = 3.2 A
Por lo mencionado deberíamos seleccionar un puente trifásico o
seis diodos individuales, que cumpla con estos requerimientos, existió
dificultad en conseguir el puente trifásico, y la utilización de diodos
62
sería soldándolos a la placa lo cual dificultaría su cambio en caso de
fallar alguno de ellos, por tanto se prefirió colocar tres puentes
monofásico que fueron fáciles de conseguir, de bajo costo y al tener
conectores planos tipo hembra el cambio en caso falla es muy simple y
rápido.
Portante se compró tres puentes monofásicos KBPC3506 que
en numeración ECG nos da el 5342 con capacidad promedio de 40A
y un voltaje pico reverso de 600V (los de menor capacidad no poseían
termínales, es decir debíamos soldarlos a la placa y la diferencia en
costo no era significativa). Cada uno de estos puentes se lo conectó de
tal manera que se comporten como un brazo de un puente trifásico de
aproximadamente 80Ay obviamente el mismo voltaje reverso.
CARGft
Fig. 3.5a Circuito rectificador trifásico
63
v j|TS RS RT ST SR TR TS
Fig. 3.5.b Formas de onda de corriente en cada uno de los diodos,
para el circuito de la Fig. 3.5.a.
Fig. 3.6 Tres puente monofásicos conectados para fonnar unpuente
trifásico.
64
Se puede ver pues, que los elementos colocados en esta parte del
diseño podrán soportar muy holgadamente el trabajo para el cual están
destinados.
3.3 INVERSOR DC/AC CON SEÑALES CUADRADAS, ZONA MUERTA
DE 60 GRADOS Y FRECUENCIA VARIABLE.
El principal objetivo como habíamos mencionado anteriormente es el
diseño y construcción de un inversor trifásico cuyas salidas sean tres ondas
cuadradas con zona muerta de 60 grados (esto., para eliminar los armónicos
múltiples de tres y disminuir así el contenido armónico de la señal) y
defasadas 120 grados una de la otra. El propósito de este inversor es usarlo
en los laboratorios de máquinas eléctricas para el control de velocidad en
motores trifásicos., y ya que este control de velocidad se puede hacer tanto en
lazo cerrado como en lazo abierto., el inversor diseñado poseerá entradas de
control estandarizadas para ser utilizadas independientemente o en un lazo
cerrado de control.
Para el diseño del inversor partiremos utilizando el voltaje provisto por
el rectificador mencionado en el punto anterior, el cual lo consideraremos
como una batería de aquí en adelante, con un voltaje aproximado de 311
voltios que es el voltaje máximo que se podría obtener, al cual llamaremos
E.
65
Para convertir este voltaje continuo en tres ondas cuadradas se utiliza
como inversor un puente trifásico compuesto por 6 IGBTs, tal como se
muestra en la figura 3.7.
Utilizando este circuito y para obtener las formas de onda indicadas en
el gráfico de la figura 3.7 se deben disparar adecuadamente cada uno de los
IGBTs? para lo cual se utilizará un circuito de control (disparo) conocido
como método de conducción de 180 grados aplicado a las compuertas de los
IGBTs. Las formas de onda aplicadas a cada una de las compuertas mediante
este método, pueden ser observadas en la figura 3.8.
IGBTl
Gl
IGBT4
G4 KH- 1
IGBT3
I W—'
.DI G3
IGBT6
GS
IGBTS
] KH-'
GS
IGBT2
KH- '
7DG GH
-R-S-T
I.D2
Fig. 3.7.a. Inversor trifásico con IGBTs
66
Vrs
-E
p-
v-tf--E
-O-u-t
-OUt
Fig. 3.7.b Formas de onda de los voltajes a la salida del circuito de la
Fig.3.7.a
Xgl
Fig. 3.8 Formas de onda de los voltajes aplicados a cada una de las
compuertas de los IGBTs.
67
Observando las formas de onda de la corriente que circula por cada
uno de los IGBTs (fig. 3.9), nos podemos dar cuenta que cada IGBT puede
llegar a conducir ya sea Id y hasta el doble es decir 2Id. Considerando a Id
un valor a ser calculado más adelante.
IGBTl
IBGT2
IGBT3
XGBTA
IGBTS
IGBTS
HID
Fig. 3.9 Formas de onda de corriente de cada uno de los IGBTs.
3.3.1 DIMENSIONAM3ENTO DE ELEMENTOS.
Basándonos en las formas de onda tanto de corriente y voltaje de
nuestro inversor procederemos a dimensionar los IGBTs tanto para
68
corriente como para voltaje. Para esto necesitamos conocer VDSmax
eIDmax.
El VDSmax consideramos a los 31IV planteados al inicio del
diseño y que resulta de: E = Vp~ Vf42, al cual le añadimos un factor
de seguridad Fs-1.2 explicado anteriormente., así obtenemos:
VDSmax = Vp * Fs = 373 V
Para el caso de las corrientes y observando la figura 3.8 el calculo
del valor RMS y el máximo de la comente a través de los IGBTs se lo
realiza de la siguiente manera.
Idus=V(2/Wl/6)
Icb&s = Id
Partiendo de la potencia total del inversor que es de 1 KW ,
considerando por facilidad carga resistiva, asumimos la potencia
aparente S = 1 KVA.
69
Por tanto tenemos:
La potencia en función de los voltajes de línea es:
= v 3 • VRMS •
Basándonos en lo anterior y en las formas de onda, tenemos:
2VPMS = E • J—
r= Id - J—V 3
Reemplazando en la potencia aparente y despejando Id?
tenemos:
Idmx — 2 • Id ~ 556 A
70
Siendo Idmx la corriente máxima que circula por cada
interruptor y la que, debe entregar en rectificador, valor que fue
utilizado en el cálculo de las corrientes por los diodos del rectificador.
El módulo de IGBTs que utilizaremos es el mCPV364MU que
como ya mencionamos entre sus principales características están las de
soportar 20A de corriente continua por cada IGBT y 600V de voltaje
reverso. Además es un circuito de muy alta velocidad es decir
ULTRARHAPDDO,
Otras características y parámetros los puede observar en el
anexo respectivo.
3.4 CBRCÜITO DE CONTROL.
El propósito de este inversor es usarlo en los laboratorios de
máquinas eléctricas para el control de velocidad en motores trifásicos, y ya
que este control de velocidad se puede hacer tanto en lazo cerrado como en
lazo abierto, el inversor diseñado poseerá entradas de control estandarizadas
para ser utilizadas independientemente en lazo abierto ó en un lazo cerrado
de control.
71
Para conseguir el circuito de control que satisfaga con lo mencionado
anteriormente, partimos para el diseño, del siguiente diagrama de bloques:
Un4-20mA
10V
V/f Circuito dedisparo
-ramn .
X
yModulo deacoplamieto
V
y
Fuente depotencia
INVERSOR
Circuito deprotecciones
Hz
Indicadores de frecuencia
ION | Indicador ingreso de corriente 4 a 20 mA
VON Indicador ingreso de voltaje O a 10 V
Fig. 3.10 Diagrama de bloques del circuito de control
En la figura 3.10 podemos observar que al circuito de control ingresan
dos tipos 4e señales de control, una señal de O a 10 Ved que puede provenir
de otro dispositivo o puede ser obtenida mediante un potenciómetro
conectado a tierra y un punto de 10 Ved existentes en el mismo circuito, y
otra señal de corriente de 4 a 20mA, esta segunda señal se introduce a un
convertidor de corriente a voltaje el cual nos entrega a su salida un voltaje
proporcional a la corriente de entrada en un rango de O a 10 Ved, esta señal
y la primera, ambas de O a 10 Ved se ingresan en un circuito sumador yy ya
que la condición para eí normal funcionamiento del inversor es utilizar ya sea
73
IGBTJL
Gl
IGBT4
| W—'G4
IGBT3
.DI G3
IGBTG
| KH-'
JD4 GG
IGBT5
I K—'
.D3 GS
IGBT2
KJ— '
G2 .D2
-R-S-T
Fig. 3.12 Inversor trifásico usando IGBTs de canal N.
Ya con las señales de disparo, se procedería a aplicarlas a cada una de
las gates, lo cual se podría hacer fácilmente para los tres IGBTs inferiores
pero un poco complicado y con la ayuda de circuitos como por ejemplo
optoacopiadores para los restantes IGBTs superiores, para evitarnos tanta
circuitería y complejidad se prefirió la utilización de un módulo integrado el
IR 2130 de la INTERNACIONAL RECTDFIER , el cual toma las señales
antes obtenidas y con una conexión simple se encarga de el disparo de todos
los IGBTs, además el integrado tiene la ventaja de poseer un sistema de
protección para sobrecorrientes el cual impide el disparo de los IGBTs
cuando por estos a circulado una corriente excesiva, el valor de la corriente a
la cual debe accionar la protección es seleccionable por un potenciómetro
conectado al circuito, que en nuestro caso tiene un valor de 20 ohm.
74
En sí, este es todo el circuito necesario para el control de los IGBTs y
la consecución del inversor trifásico con zona muerta de 60 grados, pero
además se incluyo lo siguiente:
• Circuito de protección contra sobre y bajo voltaje a la
entrada, el cual al sensar cualquiera de estas fallas
desconecta el inversor impidiendo su funcionamiento e
indicándonos el problema mediante LEDs. Se considero
tanto bajo como sobre voltaje a aquellos valores que
difieran en un 10% del valor normal, ya sea por debajo o
sobre el voltaje normal respectivamente,
• Circuito de sobre corriente que es en realidad el
proporcionado por el CIIR2130 del cual ya hablamos.
• Indicadores de la señal que se esta usando es decir un LED
encendido nos indica cuando se esta utilizando la señal de
voltaje, mientras el encendido de otro LED nos indica la
utilización de la señal de corriente.
• Un circuito visualizador de tres DISPLAYs que nos indica
a que frecuencia esta trabajando el inversor.
• El pulsador de reset para rehabilitar el circuito luego de
una falla.
75
A continuación presentamos la ubicación de pines y la estructura
interna del CI IR 2130 como también los diagramas completos de
todos los circuitos utilizados tanto en control como en potencia para la
construcción del inversor..
76
vcc r~iHINl Pg
HIN3 t~4
LINi CSLIN2 HE
t_IN3 [
ITRIP
CAO
=1- HT
vss
vso
L03
VB1
H01
VS1
NC
VB2
HOS
VSS
NCVB3
H03
VS3
ja NCLOl
LO2
S]
7SO
Pig. 3.13 IR 2130 Circuito integrado y constitución interna.
CONVERSOR DE CORRIENTE A VOLTAJE
1SV
CONVERSOR DE NIVELES
CIRCUITO DETECTOR DE CORRIENTE DE ENTRADA
CIRCUITO DETECTOR DE VOLTAJE DE ENTRADA
J.5V
SEIS SALIDAS DE DISPARO EN BASE A FRECUENCIA DE ENTRADft
VoS
LJ--
5VO
151"t"'
— i-k
RCO
^CLK
C _
LOAD
3 6 7QÜ_ 1"
4 5 12
-Í3- c,
_!,-
5i
_ ;r¿1?
D3 03
D4 04
2 3 7 6 IO 44-
L2
Fl9. 3.¿4
CIRCUITO DE CONTROL
ENTRADAS DE VOLTAJE, CORRIENRE O POTENCIÓMETRO Y SEIS SALIDAS DE DISPSRO PARA ICBT»
CIR
CU
ITO
D
E
PR
OT
EC
CIO
NE
S
PftR
ft B
ftJO
Y
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Hl
H2
H3
,
Ll
L2
L3
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1
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HIN
2
HIN
3
VS
1
LIN
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2
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2
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3
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VB
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3
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^
1
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IR213O
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311
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C-
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—O
CP
V3
64
MU
1 3 6 7 9 in 12
13
1S 19 12.
MO
DU
LO
IN
TE
GR
ftO
OD
E
6
IGB
Ts
CIRCUITO DE flCOPLWMIENTO IR2130 CONECTflDO «L PUENTE DE ICBIs
-J \o
2 3
<2
3 21 ,
20
KJ?
FUENTE DE POTENCIA CON LIMITfiDOR DE CORRIENTE DU
RftN
TE EU ENCENDIDO
00 O
81
3.5 FUNCIONAMIENTO.
Luego de haber analizado los criterios de diseño y observado los
diagramas, procederemos ahora con una breve explicación de la manera de
funcionamiento de nuestro circuito.
Para entenderlo explicaremos en primer lugar la manera de trabajo del
circuito de control:
Como ya vimos al circuito de control se pueden introducir dos tipos de
señales, una de corriente y una de voltaje, una sola de ellas a la vez. Al
introducir la señal de corriente de 4 a 20 mA, ésta pasa por un conversor de
corriente a voltaje el cual nos entrega a su salida un voltaje proporcional a la
corriente de entrada y que corresponden a los valores de O a 10 V, esto sería
suficiente si es que la entrada mínima de corriente fuese siempre de 4mA,
pero sucede que cuando no se utiliza esta señal el terminal de entrada
permanece abierto es decir que la corriente de entrada puede llegar a ser
OmA, lo cual nos daría a la salida del conversor I/V valores entre ~2 a 10 V,
para evitar estos valores negativos de voltaje que afectarían a la siguiente
etapa se utilizo un seguidor de tensión y un relé RI el cual mediante un
contacto normalmente cerrado cortocircuita la salida del conversor I/V
cuando ésta tiene valores negativos, de esta manera, gracias a estos 2
elementos mencionados y al conversor propiamente, se obtiene un conversor
cuya salida entregue voltajes comprendidos tan solo entre O y 10 V, y que a
82
la entrada únicamente haga caso valores de corriente superiores a los 4 mA e
inferiores claro esta a 20 mA.
La segunda entrada de voltaje no requiere de ningún tipo de conversión
puesto que el circuito trabaja con voltajes, cabe si, mencionar que en esta
entrada se pueden introducir voltajes provenientes de otro circuito, como por
ejemplo una fuente independiente de voltaje con valores de O a 10 V, o
también mediante la utilización de un potenciómetro conectando sus
terminales fijos tanto a O como a 10 V provistos en la tarjeta electrónica de
control y utilizando el terminal variable como ingreso de voltajes
directamente en la entrada de voltaje.
Los valores de voltaje provenientes ya sea directamente de la entrada
de voltaje o indirectamente de la entrada de corriente se las hace pasar por
un circuito sumador , tomando en consideración que se debe utilizar una sola
de las dos entradas y que la entrada no utilizada nos entrega un valor de O V,
este sumador nos sirve pues para dejar pasar únicamente la señal que se este
usando, debe notarse que si se introducen las dos señales a la vez la salida del
sumador será obviamente la suma de los dos valores introducidos., pero si
nuestro objetivo es tener un inversor cuya frecuencia sea proporcional a la
entrada de control, al tener activas las dos entradas esto ya no se cumplirá,
pues la salida será proporcional a la suma de las dos, lo cual es un
funcionamiento errático y no permitido.
83
Una vez obtenido estos voltajes de O a 10V se los introduce a un
conversor de niveles obteniéndose a su salida valores de O a 4V, esto se hace
pues los circuitos utilizados en las etapas anteriores se alimentan con fuentes
de ±15V y los siguientes utilizan tan solo fuentes de ±5 V5 este voltaje pasa
a un conversor de voltaje a frecuencia y en base a ésta se obtienen las seis
señales necesarias para aplicárselas a las gates de nuestros IGBTs y obtener
el inversor deseado.
Los demás circuitos son ya comunes y conocidos su funcionamiento,
por tanto los mencionaremos rápidamente.
La fuente de voltaje para potencia, que no es más que un puente
rectificador de onda completa con un filtro capacitivo a la salida, que debido
a la corriente alta al instante de su encendido se le adicionó una resistencia
limitadora de corriente, la cual una vez cargado el capacitor debe ser
cortocircuitada, esto se lo hace gracias a un relé BJE controlado por un
circuito que puede trabajar de dos maneras. La primera cortocircuitando la
resistencia luego de haber transcurrido un determinado tiempo (el necesario
para que el capacitor se cargue), luego del encendido de la fuente es decir en
base a un circuito temporizado^ para esto el SW1 deberá estar en la posición
2 (ver Fig. 3.17); y la segunda opción que es cortocircuitar la resistencia una
vez que el capacitor haya alcanzado un valor cercano al nominal, esto se lo
84
hace midiendo el valor de voltaje del condensador, para lo cual el SW1 se
colocará en la posición 1.
Utilizando otro contacto de EJE se permite el paso del voltaje de esta
fuente hacia el circuito de potencia del inversor únicamente cuando la fuente
este trabajando correctamente, esto es una vez superado el problema en el
encendido y luego de haber cortocircuitado la resistencia RE. Esto último se
lo hace por tener la mayor seguridad posible en el uso del circuito completo.
Debido a que los valores de voltaje de la red pueden variar incluso
hasta límites peligrosos tanto de sobre y bajo voltaje, o en algún caso es
posible que una de las fases se desconecte, el voltaje de salida continuo de la
fuente antes mencionada variará, por tanto, y para tener mas seguridad se
tiene junto al circuito de control, un circuito de protecciones tanto de sobre y
bajo voltaje (fig. 3.15) el cual al sentir una falla de este tipo impide el
funcionamiento del inversor, y adicionalmente ,existe como parte del circuito
de acoplamiento IR 2130 una protección a las sobrecorrientes
desconectando el sistema de disparo al existir un exceso de corriente. De esta
manera existen en el circuito las protecciones necesarias tanto en voltaje
como en corriente y cuando una de ellas sucede, el circuito de disparo y por
ende el inversor dejan de funcionar, además se encienden LEDs indicadores
para dar a conocer que tipo de falla a ocurrido. Existe además en la placa un
pulsador que permitirá reestablecer el funcionamiento una vez que se haya
corregido la falla sea que haya ocurrido en voltaje o en corriente.
85
Luego tenemos el circuito del inversor propiamente que no es más que
un puente trifásico de seis IGBTs alimentado por un voltaje continuo, en
nuestro caso de SllVcd. y que al dispararse cada uno de los IGBTs con las
señales provistas por nuestro circuito de control y acopladas correctamente
con el circuito IR2130 se obtiene nuestro inversor cuyas formas de onda son
cuasi cuadradas con zona muerta de 60 grados y de frecuencia variable en un
rango de 10 a llOHz controladas por nuestras entradas ya sean de voltaje o
de corriente.
La frecuencia de trabajo del inversor es fácil conocerla pues existe
también un circuito para la visualización y corresponde a un voltímetro de
cd con tres DISPLAYs, el valor que en ellos se observe corresponde
directamente a la frecuencia de trabajo, ya que mide el voltaje de entrada que
es directamente proporcional a la frecuencia de salida.
Por ultimo mencionaremos los circuitos de fuentes para control , que
no son más que fuentes reguladas-de uso general y por su popularidad deben
ser conocidas por ustedes y que creemos no se requiere hablar de ellas en
esta tesis.
3.6 DISEÑO DE LOS CIRCUITOS DE CONTROL.
Una vez visto el funcionamiento del circuito de control, procedemos a
diseñarlo parte por parte, justificando porqué se utilizó cada uno de los
elementos y como se realizó su dimensionamiento.
Partamos del diagrama de bloques de nuestro circuito.
lin4-20mA
10V
Pot0-10 V-oov
V/f Circuito dedisparo
_ramn .
X
/Modulo de
acoplamieto
\
Fuente depotencia
INVERSOR
Circuito deprotecciones
Hz
Indicadores de frecuencia
ION Indicador ingreso de corriente 4 a 20 mA
VON Indicador ingreso de voltaje O a 10 V
Fig. 3.18 diagrama de bloques del inversor
Empecemos con el conversor corriente voltaje: El objetivo es obtener
una salida de O a 10 V partiendo de una entrada de 4 a 20 mA. Debemos
tener en cuenta que a la entrada de corriente al no estar conectada tendrá un
valor de O mA esto crea un pequeño problema ya que deseamos un circuito
que responda desde 4 mA y no desde OmA, esto se soluciona con un circuito
en base a un relé que controla que la salida sea O voltios mientras los valores
87
de corriente sean inferiores a 4 mA, una vez superado este valor el circuito
completo trabajará en forma lineal tal como lo deseamos.
Esto lo conseguiremos utilizando amplificadores operacionales en las
siguientes configuraciones (colocándolas en cascada):
Un conversor de comente a voltaje de O a 20mA en la entrada y a su
salida nos entrega un voltaje de O a — 10F", un conversor de niveles que
tomando estos últimos valores nos entrega un rango de -2 a 10V? podemos
observar que este último circuito nos entregará ya O y 10V para 4 y 20mA
respectivamente, para evitar los valores de -2 a OV que no son deseados
conectamos esta salida a través de una resistencia a un seguidor de tensión.
A la entrada del seguidor se conecta un contacto normalmente cerrado de un
relé el cual permanecerá en corto hacia tierra para todo valor de -2 a OV
esto consigue que para esos valores la salida del seguidor sea OV, una vez
superados estos valores el relé acciona abriendo su contacto y dejando pasar
los valores requeridos esto es de O a 10V. La resistencia se utiliza para evitar
un cortocircuito de la salida del conversor de niveles mientras el contacto del
relé este cerrado. El relé se acciona en base a un circuito comparador
realizado también con operacionales, el cual acciona el relé cuando la salida
del conversor corriente a voltaje es inferior a -2V. ( en realidad el
comparador toma como referencia 2V, pero se debe a que la salida del
conversor de corriente a voltaje, antes de entrar al comparador es invertida
por un amplificador inversor con ganancia -1).
88
Veamos los circuitos, los valores de sus elementos y como se
calcularon:
Conversor corriente a voltaje:
GiSOnAOj-10V
Vol
Fig. 3.19 Conversor corriente a voltaje
Donde:
Vo\v = 5ooa
Se tiene:
Vo\ -2v =^> 7 =
Conversar de niveles:
89
YOL
Vcc=15V
> R3
Rl
R2
-t--Vo2
Donde;
Fig. 3.20 Conversor de niveles
R2 R2
Asumiendo R2=100Kn y conociendo las dos condiciones:
- -2v =í> Voi = Ov
Se tiene : R1-80KH y R3-600Kn
90
Seguidor de tensión:
Yo2 Rx
Vout0:1 OV
Fig. 3.21 Seguidor de tensión
Se coloca una resistencia de Rx=100 KQ considerando que no
sea muy grande como para hacerla comparable a la impedancia de
entrada del operacional. Y, ya que la corriente que circula por la
resistencia Rx es prácticamente cero no existe caída de tensión y no
afecta al funcionamiento normal del circuito.
Circuitos inversor, comparador y relé:
91
Vcc=15V
Rí
2V
Fig. 3.22 Circuitos inversor, comparador y relé
El circuito inversor no es mas que un amplificador con ganancia
A - -1 por tanto asumimos Rf=R=100
El comparador utilizado es de colector abierto (ECG 834), el
transistor es el 123AP con un 0 = 100 y Vsat=0.2V3 y el relé es de
12VconR=300 £1.
Ya que el relé es de 12V y trabajamos con Vcc=15V se le colocó
en serie una resistencia de 100 íl.
92
Al colector del transistor interno del comparador se colocó una
resistencia de IkH y lo mismo se hizo con la base del transistor. Se
tiene:
Vcc=15V
2K
Donde:
Fig. 3.23 Circuito de activación del relé
Vcc — Vsat
Vcc - Váida - Vsaí
i = corriente del relé
if = corriente del LED que indica cuando se esta utilizando la
entrada corriente.
93
IC = corriente que circula por el transistor
Considerando el beta del transistor tendríamos que la corriente
ICde base es: Ib = — = 4,34mA como trabajamos en la región de
saturación la corriente que se entregué a la base debe ser mayor o igual
a los 4,34 mA. Un razonamiento similar se usará para todos los
transistores que se utilicen en adelante, por tanto no se lo volverá a
detallar.
Cuando la salida del comparador se pone en alto el transistor
interno se abre y la corriente fluye desde Vcc hasta la base del
transistor 123 AP que activa al relé a través del las dos resistencias de
1KQ.
Vcc — VceIb = —— = 7.15 > 4,3 4mA Cumple con lo requendo.
2./VÍ2
El diodo en paralelo al relé es para protección del transistor en el
momento del apagado ya que recuerde un relé es una bobina y se
opone a los cambios de corriente, de no existir el diodo el relé
intentaría hacer conducir al transistor en el momento en que éste no
tiene corriente en la base, lo cual podría provocar su destrucción.
94
Tenemos ya una señal de O a 10V correspondiente a la entrada de
corriente y tenemos también la posibilidad de introducir una señal de voltaje
en forma directa también de O a 10V, sin embargo una sola de ellas debe
entrar o ser tomada en cuenta por el resto del circuito de control, dado que
solo una de ellas debe estar presente mientras la otra es cero, se procedió a
sumarlas, para lo cual utilizamos dos amplificadores operacíonales el uno
como sumador inversor con ganancia A = -1 y el otro un amplificador
también con ganada A = -1, conectados en cascada. Se tiene de esta manera
un sumador no inversor de ganancia A - 1.
Circuito sumador con ganancia A = 1
0;1 OV (lin)
0;1QV(Vin) Vo3
Fig. 3.24 Circuito amplificador con A = 1
Debido a que la ganancia es unitaria bastó utilizar resistencias
iguales con un valor de 330 KO no muy pequeña por consumo de
95
corriente, ni muy grande que se compare con la impedancia del
operacional.
El resultado de esta suma va a través de un seguidor de tensión a
un voltímetro, el cual nos indica el voltaje que estamos introduciendo y
ya que éste es directamente proporcional a la frecuencia del inversor, el
valor que observamos es la frecuencia a la cual está oscilando.
La entrada de voltaje (resultado de la suma mencionada), es
también introducida a un comparador el cual a su salida enciende un
LED cuando ésta supera los 0.5V, de esta manera nos indica cuando la
entrada de voltaje esta siendo utilizada.
Esta suma la introducimos también a un conversor de niveles que nos
entregue a su salida valores de O a -4V proporcionales a la entrada (O alOV).
La razón de esto es que el CIIR2130 recibe señales de 5V3 por tanto los
circuitos que vamos a utilizar de aquí en adelante trabajarán con Vcc = ± 5V
por compatibilidad, y obviamente a sus entradas no pueden existir valores
que sobrepasen los de alimentación.
El conversor de niveles en este caso no es más que un operacional
amplificador con ganancia A = -0.4, para lo cual utilizamos:
96
Conversar de niveles
Vos * A/VVo4
Fig. 3.25 Circuito conversor de niveles (amplificador con A = -0.4)
Tenemos::
Rf_" R
Donde:
Rf =
Hasta aquí los amplificadores operacionales utilizados son: Para
uso general el ECG778 y para comparadores el ECG834.
Luego este rango de valores (O a -4V), se introduce a un conversor de
voltaje a frecuencia que nos dará los pulsos necesarios para el circuito de
disparo de los IGBTs.
El circuito consta de un circuito integrador (ECG 941), un comparador
CECG834) y un monoestable el CI74123.
Circuito conversor de voltaje a frecuencia
97
Vo4
VoS
Fig. 3.26 Circuito conversor Voltaje/Frecuencia
El integrador y el comparador generan la base de tiempo, mientras que
el monoestable se encarga de entregar un pulso suficientemente ancho como
para permitir la descarga del condensador, pero tan corto que no afecte a la
linealidad de conversor.
Su trabajo consiste en entregar OHz cuando la entrada sea OV y 600Hz
cuando la entrada sea -4 Voltios.
Para entender como trabaja el conversor veamos sus formas de onda
considerando un voltaje de entrada constante y de valor negativo.
98
VoiVref
Ve -T-
t1
Fig. 3.26 Formas de onda del conversor Voltaje/Frecuencia
La justificación de los valores es:
Como vimos el circuito debe generar una frecuencia de 600 Hz a
una entrada de -4V, para los demás valores de voltaje la salida es
proporcional y de manera lineal.
99
En el circuito integrador el voltaje del capacitor es:
C
Vm
rrVe —Y Ri-CCuando
Tenemos
Vin
1 1Si la frecuencia es de 600Hz el período será: T~-~ - ——— = 1.6ms
Asumimos el valor del condensador en C = O.OluF, y el voltaje de
referencia Vreí==2.5V; tenemos así que al calcular Ri de acuerdo con las
ecuación anterior nos da:
Ei = 266,6 KH., el valor más cercano normalizado es de Ri = 270
KH.
Cualquier error que pueda crear el utilizar Ei ~ 270 KO, se corrige
variando el Vref, lo cual es fácil de realizar ya que este valor proviene de un
potenciómetro que puede entregar valores de O a 5V. El valor de este
100
potenciómetro no es tan importante, únicamente debemos cuidarnos que no
sea demasiado pequeño (por consumo de corriente)., ni tan grande que se
iguale a la impedancia del operacional, lo cual afectaría su funcionamiento.
Como se puede ver en el gráfico Fig. 3.26, los pulsos a la salida del
comparador son muy pequeños, para hacerlos útiles colocamos un
monoestable, el cual debe generar pulsos que como ya mencionamos deber
ser suficientemente anchos para descargar el condensador, pero tan pequeños
que no afecten la linealidad del conversor voltaje frecuencia. En este caso
deben ser mucho más pequeños que el período que deseamos obtener:
En nuestro caso, asumimos Cext = O.OluF, Rext = 10 KQ, y
calculamos la duración de los pulsos generados por el monoestable de
-acuerdo al fórmula: t = Q32-'Rext'Cext-\l+— - - L donde Rext debeV Re xtJ
especificarse en K£>, Cext en pF y la respuesta se obtiene en nano segundos
(ns), obteniéndose luego de la conversión t = 0.034 ms que comparado con
T = 1.6 ms es mucho menor, por tal motivo aceptamos estos valores de Rext
y Cext. Si usted desea, puede imponer un tiempo de duración y luego
calcular ya sea Rext. ó Cext.
Como pueden observar estos pulsos tienen una relación de trabajo muy
pequeña, para mejorar esto lo hacemos pasar por un FL3P FLOP JK
conectado como divisor de frecuencia, el cual nos entrega a su salida una
101
señal con relación de trabajo 0.5 y frecuencia f = 300 Hz5 esta etapa es
absolutamente opcional, si no desea utilizarla debe generar con el conversor
voltaje/frecuencia no 600 Hz sino 300Hz.(el EUP FLOP JK utilizado es el
primer FF de un contador hexadecimal MOD 16, el 74191)
La señal así obtenida entra a un circuito formado por tres FLIP FLOP
tipo D3 conectados en cascada de tal forma que nos entreguen las 'seis
salidas a una frecuencia f = lOOHz (esto para un voltaje de entrada Vin =
10V, los demás valores de frecuencia son proporcionales a cualquier valor de
Vn\e que Vin es la entrada de voltaje que controla la frecuencia del
inversor), necesarias para disparar a las compuertas de los IGBTs.
El circuito y sus formas de onda son las siguientes:
Generador de señales de disparo a frecuencia proporcional a Vin
Vcc
Vos
u H1 H3 L3 L2 H2
Fig. 3.27 Circuito generador de señales de disparo paralas compuertas
de los IGBTs.
102
Q74121(Vo5)
QA
74191
Q174175
Q374175
Q274175
OÍ74175
Q374175
Q274175
I1
11
1
1
!.
1
1
1
|
1
1
1
i
1
|
1
i
1
«
1
1
1
i
1
1
1
|
1
|
1
1
1
1
1
i , t
r- +
i > ±
i- +
rs. +
r-b +
is +
Fig. 3.28 Formas de onda del circuito generador de señales de disparo.
Esto es todo en cuanto al circuito de control en la parte de disparo, el
diagrama circuital completo lo podemos observar en la figura 3.14.
Adicionalmente en la parte de control podemos mencionar el circuito
de protecciones contra bajo y sobre voltaje (favor ver la Fig. 3.15)3 el cual al
existir una falla impide que el circuito CI IR2130 que es el acoplador entre
control e IGBTs, siga enviando las señales de disparo.
Este Circuito consta de un sensor de voltaje, que no es mas que un
potenciómetro que funcionando como divisor de tensión entrega un valor de
10V cuando el voltaje de potencia es el correcto es decir 311 Ved, se utilizó
103
también un zener de 12V que impedirá, de existir una falla en el voltaje
medido, que éste exceda los 12V, esto para proteger al resto del circuito.
Tenemos además cuatro operacionales funcionando como
comparadores, dos FLIP FLOP tipo D, tres transistores y un relé el cual al
existir un sobre o bajo voltaje acciona abriendo un contacto que deshabilita la
entrega de señales a los IGBTs.
Dos de los comparadores controlan el bajo voltaje comparando el
medido (potenciómetro) con un valor 10% inferior al normal esto es con 9V,
los dos restantes controlan el sobre voltaje comparándolo con un valor 10%
superior al normal, es decir con 11V. Los comparadores (todos), entregan a
sus salidas valores de OV cuando los valores del voltaje de potencia están
dentro del rango permitido, y cuando no es así entregan a su salida un valor
cercano a Vcc = 15V.
Dos comparadores uno para protección de bajo voltaje y el otro para
sobre voltaje actúan directamente a las base de dos transistores conectados
en paralelo y que activan al relé cuando se saturan, esto provoca que el relé
permanezca activado durante el tiempo que exista cualquiera de las dos
posibilidades mencionadas de falla, y únicamente regresará a la normalidad
cuando la falla haya desaparecido.
104
Los dos restantes actúan sobre los relojes de los dos FLIP FLOP tipo
D, al existir una falla? uno de los comparadores al pasar del estado bajo al
alto da un flanco positivo al FLIP FLOP poniendo la salida de éste también
en alto, cualquiera de los dos FLIP FLOP que hayan actuado, dan una señal
a un tercer transistor que se encuentra en paralelo a los mencionados
anteriormente, y lo satura activando el relé, además las salidas invertidas de
los FLIP FLOP se utilizan para encender LEDs que nos indican que falla a
ocurrido.
Las dos señales de los FLIP FLOP que activan un mismo transistor,
están protegidas de un corto entre ellas por la utilización de dos diodos como
se puede ver en la figura 3.15.
Esta parte del circuito permite, que una vez existida una falla se
deshabilite el disparo de los IGBTs y permanezca así (es decir retenida),
hasta cuando el operador se dé cuente y corrija el defecto, cuando se haya
solucionado el problema, se debe presionar un pulsador normalmente abierto
que actúa sobre los reset de los FLIP FLOP? al hacer esto, volverán la salidas
de los FLIP FLOP a su valor inicial es decir OV, el relé se apagará y los
IGBTs serán disparados nuevamente.
Combinados como lo están, estos dos circuitos deshabilitan el disparo
de la siguiente manera:
105
• Si existe una falla deshabilitan el sistema e indican que tipo fue. (Un
LED que se enciende conjuntamente con el relé indica que ha existido
una falla de voltaje y otros dos LEDs que se activan con los FLIP
FLOP nos indican si fue falla de bajo o de sobre voltaje).
• No vuelve a habilitar el inversor, sino hasta que el operador se haya
percatado de lo sucedido, para habilitarlo nuevamente el operador
deberá presionar el pulsante de reset de voltaje.
• AI presionar el reset, el inversor volverá a trabajar únicamente si la
falla a desaparecido completamente.
Otro circuito de protección es el de sobre corriente, pero éste está
incluido en el CI IR2130, si desea más detalles favor mirar el anexo
respectivo.
3.7 UTILIZACIÓN.
Como se supondrá luego de leer lo anterior, la manera de utilizar este
circuito es muy sencilla: Debemos conocer que señal vamos a introducir esto
es señal de corriente o de voltaje y la aplicaremos en sus respectivos
terminales, una vez hecho esto a la salida se obtendrán tres señales trifásicas
106
de frecuencia proporcional a la entrada, claro está que el circuito
previamente debió ser alimentado con la red trifásica disponible.
De producirse una falla, el circuito dejará de funcionar, si sucede esto,
por favor verifique observando los LEDs de indicación, que tipo de falla se
produjo, corrija esta falla y presione el pulsador correspondiente de
reestablecimiento, el circuito funcionará nuevamente, caso contrario
verifique otra vez.
A la entrada se tienen 4 fusibles, 3 en las fases de alimentación
principal y 1 para control, no se olvide de verificarlos en caso de fallas.
Como podrán observar en estas pocas líneas esto es todo cuanto se
debe conocer para trabajar con nuestro inversor.
107
CAPITULO IV
PRUEBAS
4.1 INTRODUCCIÓN:
En este capítulo estudiaremos el comportamiento tanto de nuestro
inversor como de los elementos que lo componen, en este caso los IGBTs,
Para tener una idea del funcionamiento del inversor y de las
características de losIGBTs., se ha realizado algunas pruebas variando no
solo la frecuencia aplicada a la carga, sino también los tipos de cargas, es
decir se analizó para tres tipos: Carga resistiva, carga resistiva inductiva y
motor, de estas pruebas presentaremos más adelante algunos gráficos que
corresponden a formas de onda de voltaje y corriente y sus respectivos
análisis de FOUEJER.
108
4.2 FORMAS DE ONDA UTILIZANDO CARGA RESISTIVA
CONECTADA EN Y. (R=50 ohm)
ESCALAS:
VOLTAJES: El valor real se obtiene multiplicando el valor
presentado en el gráfico por un factor de 10.
CORRIENTES: El valor real se obtiene utilizando la equivalencia de
lOmV/lA
109
4.2.1 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 10 Hz:
i [cRT
30.0
20.0
10.0
0.0
-10.0
-20.0
-30.0
-40.0 i0.
— -p
r""""2o.
| VOUT CARGA RESISTIVA I OH
_ _ _ „
>— r— '*
0 4-0.0 60.0
r- „ _j
..1 — ,
|80.0 10Í
1 f»
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1
—^.*r1 ~
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u . _ _ . §^^ :íf
.-. J
í
!.0 120.0 140.0 160.0 180.0 200,0_
MEDIDAS
CH1 CH2
CURSORESCH1
Y¡ I 28.80 X¡ rS
35.20
30.80
26.40
22.00
17.60
13.20
A. Fourier de VOUT CARGA RESISTIVA 10H
£5 30
Armón ico5
MEDIDASGENERALES
Componente | 0.403^ V
Dist. Armónica | 30.8"3~~ '/-
V. Eficaz Tota! | 23.316^ V
FUNDAMENTAL
Re. | 29.743 Imq. j 10.394
Mod [ 31.506~ RM£
Freo 111.062 Hz
110
4.2.2 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 10 Hz:
20.0 40.0 60.0 30.0 100.0 120.0 140.0 160.0 180.0 200.0
MEDIDASOH CH2
Mínimo f-6AOO
Mínimo [~~5~5.20
Píco-Pioc | 1 1 9,20
Medio j~6.695
RMS ¡28.711
Unidades MY
CURSORES_ CH1
Yl I 49.60 XI
MV r¡
|
It
i
i
i
i0
3Hl
i
!
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i ;r+É
5
\A 10HZ
•a
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1
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1
ir " "" " ii * _ a\A\ . .-. |T 1 t«./IVlVirIr*cT'».*^^»-»^^»-»»-*f-^»-«-*^»^f. — ^rfrf
10 15 20 25 30 35 *0 45 50
| Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente j 2.293 MY
Dist. Armónica | 40.55 ' ^
V. Eficaz Total I £8.0*1 MY
FUNDAMENTAL
Re. | "21.206 ' Imq. [ 29.064
Mod | 36.627 RMS j 25.899
Frec | 11.39 ' Hz
CURSORESIZO DER
Armónico | i ' ¡ 5
Parte £120587 |7.92133
Paite [mq. £9.86391 |~Ü539S
Módulo |}6.6270r 19.12987
RMS 125.899 | 6.456
Frec. |lTf39E+l £.69SE-Í
A. Banda U.556E-1 Hz
111
4.2.3 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 40 Hz:
i |CH1 | VOUT CARGA RESISTIVA 40H2
30.0 íí;
20.0 í
IO.OÍ
í
-20.0 1
í
i
r
J •
\ .. I. _ - ..
[
J
IT
í
I
'í4
L 1
.5
10.0 5.0 10.0 15.0 20.0 25.0 30.0 35.0 AO.O 4-5.0 50.0
| MS
MEDIDASCH1 CH2
CURSORESCH1
i |CH1 [ A. Fourier de VOUT CARGA RESISTIVA 40HZ
ta
30.SQií
¡
22.001}
17.6Q
13.2o'
8.80Í
O.OOS0
, |
! 1: ! • Ii j! I
1! i1 1
_; IvL -'!v í v. .T-.r- J- .. -K.K.. -^s-sSssES-J5 10 15 20 25 30 35 40 45 50
[ Af motíleos
MEDIDASGENERALES
Componente | 0,385 V
DIst. Armónica j 30.26 x
V. Efioa2 Total [^3,202 V
FUNDAMENTALRe. f30.498 Imq, | 7.-177
Moa |31.¿02 FíMS j 22^01
Frec [ío.323 Hz
112
4.2.4 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 40 Buz:
Mí. JCH1 [ IOUT CARGA RESISTIVA 40HZ
144,0
-56.0
'
-206.0
t
^íli rl.
u<
0.0 5.0 10.0 15.0
J*St--
*W»-
4
H
s -r «u rM*N
*
ii
*v
'£0.0 25.0 30.0 35,0 40.0
| Ms
-5
»-- -1
Wv
1!
|
j
i
;
í
!-1
45.0 50.0
MEDIDAS
CH1 CH2
Mínimo [-173.00
Máximo 1254,00
PÍCO-PicC | 132.00
Medio | 1,131
RMS ¡28.213
Unidades j MV
CURSORES
CH1Yí I -12.00 Xi
MV f
¡
455(Í -
íf>
f1
í
1
s 1
i0
CH1
i
¡1
i- - -
f f?
5
| A. Fourier de IOUTCARGARESISTIVA40H2
1•í
11I
::~~::"::"::~~::~~::~~::~~::~~::"'::;lITr""i""" " 1
1/1 ^^-JIVfllrf^^T'»•^-•^^^^^^f>•-^^rf-^»•w•fv^r?•^^r^.^T.,¡10 15 20 25 30 35 40 45 50
[ Armónicos
MEDIDAS
GENERALES
Componente | 0.383 MV
Dist. Armónica ¡ 4.6.76 5í
V. Eficaz Total | 35,166 MV
FUNDAMENTAL
Re. | 3.096 ' Imq. j -44,941
Mod I 45.048 RMS | 3 i. 853
Freo f 40523 Hz
CURSORES
IZO DER
Aimóníco j i ' [ 5 '
Parte 1 3,09581 1 9.997 11
Paite Imq. ]44,9410¡ | -3.5412
Módulo (15T0475S [ÍÓ.6057Í
RMS [31.853 I 7.499
Frec. ^032E'Í i016E*S
A, Banda *: Hz
113
4.2.5 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 60Hz:
vi |CHI
30.0
20.0
10.0
0.0
-10.0
•20.0
•30.0
VOUT CARGA RESISTIVA 60HZ
0.0 5.0 10.0 15.0
L_Ji~ ~ -
J
20.0
r
- - - -
;g
|
•1
I
J
25.0 30.0 35.0 40.0 45.0 50.0
MEDIDAS
CH1 CH2Mínimo I"-29,60"
CURSORESCH1
i r
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1
E
É
0.00 -0
CH1 I A.FouiÍer de VOUT CARGA RESISTIVA 60HZ
j ¡
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5 10 15 20 25 30 35 40 45 5
j Armónicos
0
MEDIDAS
GENERALES
Componente ¡ 1.305 V
Dist. Armónic-a ¡ 23.75 3C
V. Eficaz Total ¡ 23.356 V
FUNDAMENTAL
Re. |^29.íW8 Imq. 1-10.112
Mod ¡31.609 RM£|22J351
Frec | 59.701 Hz
114
4.2.6 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 60Hz:
MV,fcHf
94.0
IOUT CARGA RESISTIVA 60 H
MEDIDASCHl CH2
CURSORESCH1
Yí | 22.00 XI
MV f
42.00
0.000
CH 1 | A. Fourler de IOUT CARGA RESISTIVA 60 H
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i i ]i _ _ ..i., .. _ _ _ » _ _ii iii ' i * ~ " . . . . . . * _ . . . . . _•. i " ' . . . i , , ,i JL ,
lM\!bM^5 10 15 20 25 30 35 40 45 50
MEDIDASGENERALES
Componente | 0.324 MV
Dlst. Armónica [ 57,82 x
V. Eficaz Total | 33.983 MV
FUNDAMENTALRe. | io.5fíT Imq. | 40,25
Mod | 4.1.602" RMS |29.4rT
Frec (61.162 Hz
115
4.2.7 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 80Hz:
JL |CH1 1 VCIUT CARGA RESISTIVA 80 H
I30.0 j
i20.0 i
i
10.0 11
0.0 111
-10.0]
-20,0;
-30.0 \-
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W~
0.0 5.0 - 10.0 15.0 20.0 25.0 30,0 35.0 40.0 -15.0 50.0
MEDIDAS
CH1 CH2
CURSORES
CH1Y¡ I 28.40 X¡
i JCH1
30.80i
26.40'
]
22.00^
17.6tf
13.20
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4-.4-OJ
0.00*0
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I A. Fourier de VOUT CARGA RESISTIVA 80 H
1
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1 'r f- f\f ••.^••f-t-f •-^^rrr».fc».^^^B.^^».r».B-_^^^»i
5 10 15 20 25 30 35 d.0 ¿5 50
J Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente | O.H9 V
Dist. Armónica J £9.¿o ~s.
V. Eficaz Total | 23.231 V
FUNDAMENTAL
Re. [-31,508 Imq. | -0.793
Mod|31.518 RMS[ 22.237
Frec I 80.645 Hz
116
4.2.8 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE SOHz:
10UT CARGA RESISTIVA 8QHZ
10.0 15.0 20.0 25.0 30.0 35.0 ¿0.0 45.0 50.0
MEDIDASCH1 CH2
CURSORES_ CH1
Yl I 28.00 Xi
dY
MV [CHT
42.00
24.00
12.00
10,00;-
A. Fourier de IOUT CARGA RESISTIVA SOHZ
MEDIDASGENERALES
Componente j~ 0.357 MV
Dist.Armónica \~7~537 ' X
V. Eíícsa Total |"39~32S ' MV
FUNDAMENTAL
Re. | 32.556 Imq. [ -30.208
Mod J7i.il 1" RMS | 31.404
Freo | T8.125 Hz
117
4.2.9 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE HOHz:
i |CH1 | VO CARGA RESISTIVA 110HE
30.0 \
2o.oj
IQ.Oí
0.0 [
f:-10.0Í
-20.0?ís
-30.Q'-
j-
-AO.QS0.
j
0 2.
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S.O 20.0
MEDIDAS
CH1Mínimo j -28.00 |
Máximo j ao.4-0 |
PÍCO-PÍCC [ 58.40 j
Medio | s.293 j
RMS 123.688 I
Unidades | ~
CURSORESCH1
Y¡ [ 28.80 X¡ P
Yd | 29.20 Xd r
dY I 0.40 dX r
CH2
0.04
8Í92"
CH2
XI
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A.Four¡&r de VO CARGA RESISTIVA 110HE
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|
10 15 20 25 30 35 40 45 50
[ Armóriko?
MEDIDASGENERALES
Componente [ 1.688 V
Dist, Armónica | 29.31 X
V. Eficaz Total j 23.175 V
FUNDAMENTAL
Re. | 19.23 Imq. j 24.783
Mad | 31.369 RMS 1^2.181
Frec 1111.857 Hz
CURSORESIZO DER
Armónico [ i j 5
Parte [19.2296 10.84-34-8
Parte Imq. £4,7S32£ (5.76441
Módulo J31.3685E J5.S2579
RMS 122.181 I 4.119 '
A. Banda U.474-E-S Hz
118
4.2.10 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE llOHz:
M¥
200.0f
iso.tiíi
100.0
íSQ.OJ:
0.0 j:I
-5Ü.otE
-100.0f
-150.0i
-200.00
I
CH 1 | 10 C ARSA RESISTIVA i 1 0HZ
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CURSORESCH1
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11
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1 A. Fouiier de IO CARGA RESISTIVA 1 10HZ
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11
111
1 I 1
ÉftííM^10 15 20 25 30 35 40 45 50
j Armónico;
MEDIDASGENERALES
Componente | 6.4A5 MV
DísL Armónica | J.36 y-
V. Eficaz Total | 39^0T MV
FUNDAMENTAL
Re. |-18.029" Imq. | 35.45S
Mod | 39,778 RM£ | 28.127
Frec 1112.613 Hz
119
4.3 FORMAS DE ONDA UTILIZANDO CARGA RESISTIVA-
INDIICTIVA CONECTADA EN Y. (R-50 ohm ; L= lOOmH)
ESCALAS:
VOLTAJES: El valor real se obtiene multiplicando el valor presentado en el
gráfico por un factor de 10.
CORRIENTES: El valor real se obtiene utilizando la equivalencia de
lOmV/lA
120
4.3.1 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 10 Btz:
V.
40.0
30.0
20.0
10.0
OJD
-10.0
-20.0
-30.0
-4-0.00
17777
CH1 | VOUTCARGARLA10HZ
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| ÑÍS
MEDIDASCH1 CH2
CURSORES
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35.20^
so.eo
26.40
22.00
17,60
13.20
8.80
*.4U -
0.00 i0
CH1 | A. Fourief de VOUT CARGA RL A 10 HZ
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| Ar motíleos
MEDIDASGENERALES
Componente | 0.65 V
Dist. Armónica | 31.07 X
V. Eficaz Tota) | 23.417 V
FUNDAMENTAL
Re. | 29.194 Imq. | 12.129
Mod| 31.614 RM£| 22.354
Fiec | 11.39 Hz
CURSORESI2Q DER
Armónico [ í
Parte £9.19434 [3.91705
Parte Imq. ¡12.12945 [-4.76809
Módulo {31.61381
RMS 122.354
Frec. |Í.139E*1
A. Banda U.J56E+1 Hz
121
4.3.2 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 10 Hz:
MV. fcRT IQUTCARGARL1QHZ
-200.060.0 80.0 100.0 120.0 140.0 160.0 130.0 200.0
MEDIDASCH1 CH2
MV f
73.50
63.00
5250
42.00
31.50
21.00
10.50
0.00 U0
CH1 I A, Fourier de IOUT CARGA RL 10 HZ
1 I 1
L_ L_ __ _ „. _ _ _ _ -_ _. _ - ._ __|
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1
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111
15 20 25 30 35 40 45 50
[ Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente | 0.91 MV
DísL Armónica [ 25.18 >í
V. Eficaz Total | 54.304 MV
FUNDAMENTAL
Re. [-74.123 Imq. | -6.524
Mod | 74,409 RMS | 52.615
Freo I 10.799 Hz
4.3.3 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 40 Hz:
122
v.
4-0.0^
f
3Q.QÍ
20.0J:
10.0^
10.0 |
1-10.0'í
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VOUT CARGA RL 40HZ
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I
10.0 20.0
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30.0 40,0 50.0 60.0 TO.O 80.0 90.0 1 00.0
[ MS
MEDIDASCH1 CH2
CURSORESCH1
x r
4. 0
0
CH1 | A.FourIerdeYOUTCARGARUüHZ
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j Armonices
0
MEDIDASGENERALES
Componente | 1.182 V
Dist. Armónica | 30.15 x
V. Eficae Total [23.517 V
FUNDAMENTAL
Re. [ 28.197 Imq. j H.79*
Mod ("siiéw" RMS f 22^ 16
Frec I 39,063 Hz
123
4.3.4 CORRÉENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 40 Hz:
MEDIDASCH1 CH2
CURSORESCH1
Yi I -51.00 X¡
dY
MV f
70.00
0.00 -0
CH1 I A.FourferdelOUTCARGftRL4QHZ
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| Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente | 0.482 MV
Dist. Armónica | 28.99 5C
V. Eficaz Total j 53597 MV
FUNDAMENTAL
Re. | -64.04-9 Imq. | 34597
Mod i 72.79T RMSI 51.175
Fiec 138.935 Hz
CURSORES1ZQ DER
Armóníoo | T
Parte [64-.04-94:
Parte Imq. r34.S97
124
4.3.5 VOLTAJE BE SALIDA A FRECUENCIA DE 60 Efe:
i
'
30.0
20,0
10.0
0.0
-10.0
•20.0
•30.0
1-40.0 ¡
0
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|CH1 VOUT CARGA RL60HZ
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3.0 35.0 4
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MEDIDASCH2
CURSORESCH1
YÍ | -27,60 Xí | 0,00
X f
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Í
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CH1
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| A.Four¡er de VOUT CARGA RL60HZ
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| Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente | 0,384 '
Dist. Armónica | 30.20
V. Eficaz Total | 23.481
Hz
CURSORESI2Q DER
125
4.3.6 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 60 Hz:
IOUT CARGA RL6QHZ
MEDIDASCH1 CH2
CURSORESCH1
I -60.00 XI
MV f
2230
15.00.I i1 i
7.50 j. ?
0.00^0
CH1 I A. Fourier de IOUT CARGA RL 60HZ
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[ArmSnicos
MEDIDASGENERALES
Componente U45 MV
DisL Armónica |~3O4T
V. Eficaz Total
FUNDAMENTAL
Re. | -54564 Imq. | -3.876
Morf | 54,722 RMSJ 38.694-
Frec | 60.606 Hz
CURSORESIZQ
Armónico | T
4.3.7 VOLTAJE BE SALIDA A FRECUENCIA BE 80 Hz:
126
Jt JCHI I VOUT CARGA RL 30 H2
tf
30.0 1j
20.0 j
i10.0 j
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0 50.0
MEDIDASCH1 CH2
Mínimo [ -2s.jo
CURSORESCH1
Yí | -27.60 Xi
V. |CH] | A.FourierdeVOUTCARGARLSOHZ
27.00
22.50
18.00
13.50
9.00;
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[Atmóniíos
MEDIDASGENERALES
Componente ¡ o.5Q3~ V
Oist. Armónica
V. Eficaz Total
FUNDAMENTAL
Re. 1-25.195 Imq. | 19.821
Mod | 32.057" RM£ | 22.668
Frec [ 78.12^ Hz
CURSORES!2D DER
Armónico | T
127
4.3.8 CORRÉENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 80 Hz:
IQUT CARGA RL 80 H2
10.0 15,0 20Xi 25.0 30.0 35.0 40.0 45.0
MEDIDASCH1 CH2
CURSORESCH1
9.60 X¡ r~
Mi [
46.90
3350
26.80
20.10
13.40
6.70
0.00 M
0
CH1 I A.Fouri«d*lOUTCARGARL8DHZ
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5 10 15 20 25 30 35 40 45 5
| Armónico;
0
MEDIDASGENERALES
Componente | 3.38* MV
Dist. Armónica | 37.4T x
V. Eficaz Total | 36.34 MV
FUNDAMENTALRe. | 1,34 Imq. | -47.891
Mod | 47.926 RMS | 33.389
Frec [ 77.22 Hz
CURSORESIZQ DER
Armónico | T
Parte 11.83971
Parte Imq. 1*7.8910.
128
4.3.9 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 110 Hz:
4.0.0=1¡.
30.0;íi
20.0^-
110.0f
í
0.0 f:
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-20.CÍi;
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CH1
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| VOUT CARGA RL 1 10 HZ
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16.0 18.0
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Ci~Í1=é20.0
MEDIDAS
CH1 CH2
Mínimo | -28.10 |
Máximo | 3 ií 0 |
PiOO-PÍCC [ 60.00 ' | '
Medio [ 1.482 |
RMS [ 23.759 | '
Unidades [ v ' |
CURSORES
CH1
Yi [ sc icT x¡ | 0.20
Yd | 30.JO Xd | 8,96
dY | o!oo dX | 8.76
CH2
Yd | Xd |
dY j dX |
I
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0
CH 1 I A. Fourier de VOUT CARGA RL 1 1 0 HZ
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5 10 15 20 25 30 35 ¿0 4-5 50
| Armónicos
MEDIDAS
GENERALES
Componente | 2.257 V
DteL Armónica | 30.31 '/-
V. Eficaz Total | 23.896 V
FUNDAMENTAL
Re. | 26.971 Imq. 1-17.583
Mod [ 32.197 RMS [ 22.766
Frec 1 11 1.111 Hz
CURSORES
1ZQ DERArmónico [ i [ 5
Parte £6.9713í 1 5^0353
Part«lmq. 1 173830: [1357*3
Módulo pa. 19651 J 5.527-19
RMS 1 22.766 | 3.909
Frec. jl.Tl 1 É*í ^.556E*¿
A. Banda ¡i.444E' Hz
129
4.3.10 CORRIENTE BE SALIDA A FRECUENCIA BE 110 Hz:
10.0 15.0 40.0 50.0
MEDIDASCH1
Mfnímo l-ioo.ooCH2
CURSORESCH1
Yí j -30.40 Mí
MV [
i
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i
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JI
1
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CH1 I A. Fourier de IOUT CARGA RL 1 1 0HZ
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HfetTfrrrrrrfrt^5 10 15 20 25 30 35 40 45 50
| AfraÓnicos
MEDIDASGENERALES
Componente | 1.391 MV
FUNDAMENTALRe. 1-34,849 Imq. | 3.177
Mod | 34.994 RM£ I 24.744
Fieo |"109:29" Hz
CURSORES
IZQ DER
Armónico | T
130
4.4 FORMAS DE ONDA UTILIZANDO CARGA UN MOTOR DE 1/3
HP CONECTADO EN Y.
ESCALAS:
VOLTAJES: El valor real se obtiene multiplicando el valor presentado en el
gráfico por un factor de 10;
CORRIENTES: El valor real se obtiene utilizando la equivalencia de
0.1V/1A
131
4.4.1 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 40 Hz:
V. [CH1 | VOUT CARGA MOTOR 4QHZ
30.0 E
20,0 1
\^
i
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HEDIDAS
CH1 CH2
CURSORES
CH1Xi
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CH 1 | A. Fouríer de VOUT CARGA MOTOR 40HZ
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5 10 13 20 25 30 35 40 45 50
| Armónicos
MEDIDAS
GENERALES
Componente [~í7oTi
Dist. Armónica f 30.il
V.ERcáZ Total
FUNDAMENTAL
Re. ¡-11.632 !mq. |-29.312
Mod | 32.001 RME | 22.628
Frec | 40,08 Hz
132
4.4.2 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 40 Hz:
V. [CH2" f IOUT CARGA MOTOR 40 HZ
10.0 15.0 20.0 25.0 30.0 35.0 40.0 45.0
MEDIDASCH1 CH2
CURSORESCH1
x¡
CH2Yí | -0.123 Xí | 0.65
Yd | -0.128 Xd | £5.65
dY I 0.00 dX I 25.00
V.
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| A. Fourier de IDUT CARGA MOTOR 40 HZ
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[Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente | 0.046
Dfec. Armónica
V. Eficaz Tota!
30.39
0.18
FUNDAMENTAL
Re. j -0.205 Imq. | -0.115 '
Modj 0.235 ' RMSj 0.165"
Frec | 38.835 Hz
CURSORESIZQ DER
Armónico | í ¡ 5"
4.4.3 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 60 Hz:
133
V. JCH1 | VOUT CARGA MOTOR 60HZ
30.o;í
2Q.OÍ.ii
1
0.0 1
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f
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Zl0 5.0 10.0 15.0 20.0 25.0 30.0 35.0 40.0 45.0 50,0
MEDIDASCH1 CH2
CURSOREScm
Y¡ I -27.60 Xi
dY
V. CH1 A. Foutier de VOUT CARGA r lOTOR 60HZ
}27.0tf
18.00
o.ooü\O,u,
35 40 45 50
MEDIDASGENERALES
Componente [ 0.616 V
Dist. Armónica |~30.04 x
V. Eficaz Total | 23.619 V
FUHDAÍulEMTAL
Re. I -"27332* imq, [-16.267
Mod| 31.979^ RMS| 22.613
Freo I 60.241 Hz
A. Banda [2.41É.2 Hz
134
4.4.4 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 60 Hz:
i ÍCH2 f
0.4 f
IOUT CARGA MOTOR 60 HZ
5.0 10.0 15.0 20.0 25.0 30.0 35.0 40.0 45.0
MEDIDAS
CH1 CH2
CURSORES
CH1
i r1
¡
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o.oi sí r
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CH2
i
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i
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5
| A. Fouríer de IOUT CARGA MOTOR 60 HZ
1'ÍJ
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ttí™M'*™-~«*suisissssassszs&std10 15 20 25 30 35 10 45 50
| Armónicos
MEDIDAS
GENERALES
Componente | o 004 V
Díst. Armónica |~53.8S x
V. Eficaz Total | 0.094 ¥
FUNDAMENTAL
Re. | -0.10 Imq. | -0.077
Mod | 0.126 RMS | 0.089
Frec 1 60.241 Hz
CURSORES
IZQ DERArmónico ¡ i j 5 '
Parte [-0.09983 (-o.oa-tii
Parte Imq. f-0.07723 [0.0084.4
Módulo (0.12622 1 0.02555
RMS | 0.089 | 0.018
Freo. (5~02ÍE*1 [3.012E-C
A. Banda J2.41E+2 Hz
4.4.5 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 80 Hz:
135
V. JCH1 | VOUT CARGA MOTOR 80 HZ
30.0 f
20.0 1
t10.0|
0.0 |
-10.0*
-20.o|
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MEDIDAS
CH1 CH2
CURSORES
CH1
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CH 1 1 A. Fourier de VOUT CARGA MOTOR 80 HZ
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5 10 15 20 25 30 35 10 45 50
¡ Armónicos
MEDIDAS
GENERALES
Componente | 1.506 V
Dist. Armónica | 30.4-7 x
V. Eficaz Total | 23.318 V
FUNDAMENTAL
Re. | 31.388" Imq. | -2.3S6
Mod|31.479 RMS | 22.259
Freo | 80.615 Hz
CURSORESIZQ DER
Armónico | i ' I 5"
136
4.4.6 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 80 Hz:
i [CH2 IOUT CARGA MOTOR 80 HZ
10.0 15.0 20.0 25.0 30.0 35.0 4-0.0 45.0 50.0
Mínimo
Máximo
Pico-PIcc
Medio
RMS
Unidades
MEDIDASOH! CH2
I | -0.296
| | 0.52
|~0.8I6 '
| 0.003
~~ [ 0.127
Y¡
Yd
dY
Yi
Yd
CURSORESCH1
i *<* ri dx r
CH2| -0.056 Xi ~~
I 0.496 Xd
dY | 0.552 dX
6.00
11.65
5.65
± \
ii
1
0.0 25j tLs
0
CH2 | A. Fouríer de IOUT CARGA MOTOR 30 HZ
' ' ]
i í
•¡
¡ : |i i
i-5
, , , , -S-, |
^1 rfrí.f ffrf»frf*»-*t-r f*»»*-rfí -»»r? ».»»r^» »ríj5 10 15 20 25 30 35 40 45 50
j Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente | 0.003 V
Dist. Armónica | 31.07 "*•
V. Eficaz Total | 0.136 V
FUNDAMENTAL
Re. | 0.057 Imq. | -0.174
Mod j 0.183 RMS I 0.13
Frec j 81.633 Hz
CURSORESIZQ DER
Armónico [ i
Parte 10.0574
Parte Imq. [-0.17425
Módulo 10.18346
RMS | 0.13
Frec. te.i63E*l
5
-0.00055
-0.03094
0.03095
0.022
1.082E+S
A.. Banda b.265E+¿ Hz
137
4.4.7 VOLTAJE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 100 Hz:
V. |CH1 I VOUT CARGA MOTOR 100 HZ
[
30.0 i
i
20.0 Eí
io.o|í
0.0 \^
¡í
-20.0^íf
-30.QJ:
-4.0.0'-0.
i —
1*.
0 5.
1
^1í
fr_¿\
{
3 tO.O 15
i — •
.0 2C .0 2
| T
—
5.0 3
US
D.O 35.0 4C
_
-
,.
Í.O 4í
]
i- —!
í^** 1
L-"-Jj
".O 50.0
MEDIDASCH1 CH2
dY
CURSORESCH1
28.40 X¡
>L ¡ CH1 1 A.Fourier de VOUT CARGA MOTOR 100 HZ
34.80
30.45
21.75
17.40
13.05 -
í8.70 í i
05 Í 1
1t
0.00 B.0
, 11
' ' .3I 1 í¡
1 1 ü' ' i
J _J |_ - ] _ _ ^
1
i ;gi 3 11 «Tr f f ^i._^ 1 f 1 *.«.••'] r'T»._«'T"rf»._^f'í-f »._ri-»-»-»._^»-»-»-».-.--B-»-»-».~*»»-«-i|
5 10 15 20 25 30 35 40 45 50
| Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente [ 1.43 V
Dist. Armónica | £9.82 ^
V. Eficaz Total j 22.963 V
FUNDAMENTAL
Re. | 19,894 Imq. | 23.854
Mod 1~31061 RMS | 21.963
Frec |io6¿03 Hz
CURSORESIZQ DER
Armónioo | ~\ 5"
A. Banda Hz
138
4.4.8 CORRIENTE DE SALIDA A FRECUENCIA DE 100 Hz:
V. [CHT IOUT CARGA MOTOR 100 H2
10.0 15.0 20.0 25.0 30.0 35.0 40.0 4-5.0
MEDIDASCH1 CH2
CURSORESCH1
x¡
CH2Y¡ | 0.56 Xí | 2.65
Yd | -0.32. Xd | 15.30
dY I 0.86 dX I Í2.65
i r
0273
°~1
í
|
!'
0.00*-0
CH2 | A. Fourier de IOUT CARGA MOTOR 100 HZ
i i ,!
t -.i
' 1 1 ;1 1 i
• i :;
i
i i
5 10 15 20 25 30 35 40 45 50
j "Armónicos
MEDIDASGENERALES
Componente | 0.017 V
Dfet. Armónica | 16.00 x
V. Eficaz Total | 0.232 V
FUNDAMENTAL
Re. | 0.254 Imq. | 0.20
Mod| 0.324 RMSj 0.229 '
Frec | 99.01 Hz
CURSORESIZQ DER
Armónico
139
CAPITULO V
ANÁLISIS DE RESULTADOS
5.1 INTRODUCCIÓN
Las pruebas realizadas y cuyos datos y gráficos podemos observar en el
capítulo anterior., se enfocaron únicamente a verificar el funcionamiento del
inversor y su comportamiento con diferentes cargas, en especial con motores. No
se analizó las corrientes y voltajes de entrada, el comportamiento de los IGBTs
tanto en condiciones estáticas como dinámicas, puesto que ya fue realizado éste
análisis en una tesis anterior (Diseño y construcción de un conversor de AC
monofásico a AC trifásico con etapa intermedia DC, de 2 KVA con IGBTs), tesis
que sirvió de gran ayuda para el desarrollo del presente trabajo.
Se han realizado pues, pruebas con diferentes cargas (resistiva, resistiva-
inductiva y con motor), y, a diferentes frecuencias, lo cual nos a permitido obtener
la siguiente información.
140
5.2 ANÁLISIS DE RESULTADOS PARA CARGA RESISTIVA.
Con carga resistiva de acuerdo a lo esperado deberíamos tener una forma de
onda de corriente muy similar a la de voltaje, esto se obtiene para la mayor parte
de pruebas, teniendo una mayor deformación para frecuencias bajas esto se puede
observar en el gráfico de la prueba a lOHz, lo cual asumimos se debe a la
utilización de elementos ultra rápidos (utilizados para disminuir las pérdidas en
conmutación), los cuales se comportan mucho mejor a frecuencias elevadas. Los
valores de corriente como es de suponer con carga resistiva se mantienen casi
estables para todas las pruebas en un valor aproximado de 2.8 ARMS, la distorsión
armónica aumenta a mayor frecuencia debido a los picos de corriente que se
presentan durante la conmutación de los interruptores (IGBTs), sin embargo como
era previsto, debido a la zona muerta de 60 grados, las componentes de la
corriente mas importantes en magnitud son la del primer y quinto armónico.
En cuanto a voltaje las formas de onda presentan la deseada forma cuasi
cuadrada para todas las frecuencias altas, presentándose una pequeña deformación
a frecuencias bajas (véase nuevamente los gráficos de la prueba a 10 Hz)3 en donde
se puede observar un decaimiento del voltaje durante el período de conducción,
esto debido a que el filtro capacitivo en la etapa de rectificación fue calculado para
frecuencias cercanas a los 60 Hz (mejor aun si las frecuencias son mayores), sin
embargo la variación no es significativa, en este caso resulta ser de 20 V. Vale la
pena mencionar que esto puede ser otra razón para la deformación de la corriente a
esta frecuencia.
141
Los valores de voltaje se encuentran alrededor de los 230 VRMS y la
distorsión armónica por el orden del 30%, con armónicos de primer y quinto
orden de mayor valor, al igual que en la corriente.
5.3 ANÁLISIS DE RESULTADOS PARA CARGA RESISTIVA-INDUCTIVA.
Con carga resistiva-inductiva la forma de onda de corriente tiende a
parecerse a la de voltaje, tan solo a frecuencias bajas (debido al predominio de la
carga resistiva con respecto a la inductiva, a estas frecuencias). Sin embargo de
esto a frecuencia de 10 Hz se obtiene una forma de onda de corriente con mayor
deformación al igual que en el caso anterior y ya explicarnos las posibles razones.
Los valores de corriente ya no son estables, disminuyendo a medida que se
aumenta la frecuencia, pues a frecuencias mayores empieza a ser apreciable la
carga inductiva. La distorsión armónica aumenta a mayor frecuencia debido ya no
solo a los picos de corriente que se presentan durante la conmutación de los
interruptores (IGBTs), sino también al efecto inductivo que deforma la corriente a
un punto de ser totalmente diferente en forma a la de voltaje.
En cuanto a la importancia o valor de los armónicos hasta los 40 Hz, (no
queremos decir que hasta los 40 Hz exactamente, pues no hicimos pruebas
continuas y la siguiente es a 60 Hz), siguen siendo el primero y el quinto. Para las
demás pruebas donde la carga inductiva es más apreciable, podemos observar que
el armónico de tercer orden es mayor al quinto.
142
En cuanto a voltaje sucede algo similar al caso anterior, las formas de onda
presentan la deseada forma cuasi cuadrada para todas las frecuencias altas,
presentándose una pequeña deformación a frecuencias bajas (10 Hz), en donde
observamos nuevamente un decaimiento del voltaje durante el período de
conducción.
Los valores de voltaje siguen alrededor de los 230 VRMS y la distorsión
armónica por el orden del 30%, con armónicos de primer y quinto orden de mayor
valor.
5.4 ANÁLISIS DE RESULTADOS PARA CARGA UN MOTOR.
Con un, motor como carga, las pruebas se debieron limitar a frecuencias no
muy por debajo de los 60 Hz para la cual fue construido el motor. En nuestro caso
y debido a que el motor disponible en los laboratorios era de 1/3 de HP se pudo
realizar pruebas de hasta 40 Hz sin sobrepasar la corriente máxima del motor. La
razón, la tesis tal como fue planteada, es decir un inversor cuasi cuadrado con zona
muerta de 60 grados, no tiene un control directo de voltaje y como es sabido para
alimentar a un motor con frecuencias bajas es necesario bajar también la magnitud
del voltaje en una manera proporcional y linealmente (esto se puede realizar en el
presente inversor disminuyendo el valor ac de la señal de entrada, o introduciendo
adecuadamente un valor variable de ). Esto debido a que un motor es una carga
inductiva casi pura.
143
Las formas de onda de corriente ya no se parecen en nada a las de voltaje,.
Los valores de corriente ya no son estables, disminuyendo a medida que se
aumenta la frecuencia, pues a frecuencias mayores la carga inductiva presenta
mayor impedancia.
En nuestro caso se aprecia un aumento de corriente a frecuencias superiores
a los 80 Hz, esto lo consideramos debido a que el motor esta diseñado tan solo
para 60 Hz.
La distorsión armónica aumenta a mayor frecuencia, debido a los picos de
corriente que se presentan durante la conmutación de los interruptores (IGBTs),
notándose una disminución en la prueba a 100 Hz debido a que en ésta existen
menor cantidad de dichos picos lo cual ratifica lo antes mencionado.
En cuanto al valor de los armónicos hasta los 80 Hz3 predominan el primero
y el quinto y a los 100 Hz el tercero casi iguala al quinto.
En cuanto a voltaje, sigue igual, las formas de onda presentan la deseada
forma cuasi cuadrada para todas las pruebas. Los valores de voltaje siguen
alrededor de los 230 VRMS y la distorsión armónica por el orden del 30%, con
armónicos de primer y quinto orden de mayor valor.
De acuerdo a lo analizado anteriormente, observamos que nuestro inversor ,
cumple con las expectativas para las cuales fue planteado como tema de tesis y
podrá ser utilizado en laboratorio como fue su objetivo.
144
5.5 CONCLUSIONES.
Para el desarrollo de esta tesis como para el desarrollo de cualquier
proyecto, se partió del estudio no solo de diferentes libros sino también de tesis
anteriores, de pruebas realizadas no solo con los elementos, también de los
diferentes circuitos a utilizarse, es así que después de varias pruebas de los
diferente circuitos por separado y luego en conjunto se logró el diseño y la
implementación del conversor aquí descrito.
Se tuvo que realizar varias pruebas, lamentablemente en algunas de ellas se
perdió elementos en algunos casos costosos, pero todo esto influyo en llegar a
tener un conocimiento amplio de lo que sucede al realizar cualquier tipo de trabajo.
De las pruebas realizadas se pueden anotar las siguientes conclusiones:
• Existe y ha existido desde hace ya muchos años atrás la posibilidad de
convertir energía continua o la energía alterna trifásica o monofásica
proveniente de la red senoidal con frecuencia 60 Hz (utilizando una etapa
intermedia de), en energía alterna ya sea monofásica o trifásica pero con
frecuencia variable, en muchos casos, por costos y facilidad de
implementación con forma cuadrada, pero con la ventaja de poder variar su
frecuencia. Estos circuitos han sido utilizados en gran variedad de
aplicaciones en lugares donde no se tiene más que energía continua, por
ejemplo proveniente de baterías, o ya sea en lugares donde existe la red
normal para el control de motores principalmente. Esto ha hecho que los
145
fabricantes de semiconductores se preocupen de crear cada vez elementos
superiores en características que cumplan dicho trabajo, en este caso
interruptores semiconductores como lo han sido, los Transistores Bipolares
BJT, Tiristores SCR, Ttransistores de Efecto de Campo MOSFETs, y más
recientemente los HEXFETs (nueva generación de MOSFETs), y. los IGBTs
una mezcla de las características de los BJTs y los MOSFETS.
El propósito de esta tesis ha sido el realizar un circuito conversor trifásico
ac a trifásico ac con frecuencia variable, utilizando IGBTs, tanto para tener
un mayor y mejor conocimiento de estos elementos como del funcionamiento
de un inversor, esto no solo para la persona que lo ha realizado sino también
para los estudiantes que tendrán acceso a utilizarlo en laboratorio.
El IGBT, como ya hemos mencionado es un elemento reciente, que presenta
una mezcla de la mejores características de los BJT y los MOSFET, por
tanto es un elemento que soporta altas corrientes y voltajes a sus terminales
de Colector-Emisor, inferiores a un BJT pero mayores que los MOSFET, en
cuanto a velocidad resulta ser mas rápido que los BJT, pero no tanto como
los MOSFET.
El transistor bipolar prácticamente a dejado de ser una alternativa para su
uso en inversores, siendo ahora los más opcionados, por sus características
los HEXFETs y los IGBTs, los primeros presentan mejores condiciones de
conmutación pero apreciables perdidas de conducción, lo contrario sucede
con los IGBTs? que presentan bajas perdidas de conducción y en cambio son
146
apreciables sus pérdidas de conmutación, esto hace ideal a este último para
trabajos como el nuestro donde el número de conmutaciones no es muy
grande.
El HEXFET sería la mejor opción para inversores que utilicen las técnicas de
conmutación PWM a elevadas frecuencias, sin embargo hoy en día es muy
utilizado el IGBT incluso en este tipo de inversores por sus altas
características de conducción, debido a que la frecuencia de las técnicas
PWM son altas pero no lo son tanto como para hacer imprescindible a los
MOSFET.
Existen ya de manera común en el mercado, lamentablemente no en nuestro
país los IGBT, los hay en forma de unidades, como también de puentes de
seis elementos en un solo encapsulado, la utilización de ellos ya sea por
unidad o a manera de puentes depende del diseñador.
Al utilizarlos unitariamente sería la mejor opción los IGBTs con diodo
incorporado para la utilización con cargas inductivas que ahorran no solo la
colocación externa del diodo sino también los cálculos que tendríamos que
realizar para utilizar el diodo ultrarrápido correcto, pues el fabricante ya
coloca el más adecuado y son de tecnología HEXFRED. Una de las
principales ventajas de utilizarlos de manera unitaria, es que cuando exista
una falla, sería necesario la reposición de tan solo los elementos dañados y no
del conjunto. La desventaja es la utilización de mayor espacio físico, mayor
cantidad de disipadores, y sí se desea utilizar un solo disipador se debe tener
147
cuidado de aislar la carcaza de cada uno, ya que por lo general ésta viene
conectada internamente con el terminal más positivo del elemento., en este
caso el colector.
Se pueden también utilizar los puentes de seis IBGTs integrados, estos
poseen en su interior los seis diodos necesarios para la utilización de cargas
inductivas, la carcaza es aislada por lo cual no presenta dificultad alguna el
utilizar un solo disipador, lamentablemente de existir alguna falla, el daño de
uno solo de sus elementos, aun cuando solo haya sido uno de los diodos,
provocará el cambio total del puente lo cual repercute en costos.
El disparo de los interruptores IGBTs como ya se vio en el diseño requiere
de ciertos cuidados, en el caso de los elementos inferiores no es problema,
pero para los superiores, la falta de tierra común hace necesario la utilización
de elementos optoacopladores, para no entrar en el diseño de un circuito de
acoplamiento de disparo, los fabricantes han diseñado circuitos integrados
capaces de disparan adecuadamente ya sea una rama de un puente de IGBTs
o HEXFETs ó las tres ramas, en el primer caso utilizaríamos el integrados
IR2110 y en el segundo el IR2130, en nuestro caso se utilizó este último.
Como vemos los integrados utilizados para el disparo sirven tanto para
MOSFETs como para IGBTs, por tanto el fabricante de estos elementos ios
ha realizados con una disposición de terminales de manera similar, de tal
manera que si usted desea cambiar un elemento por otro no requerirá de
modificación de su circuito ni de mayor espacio físico.
148
Otra ventaja de estos módulos integrados de acoplamiento en el disparo es
que internamente poseen protección para cuando existe un voltaje bajo de
alimentación al circuito integrado y cuando por el puente (o sea el inversor)
existe una corriente excesiva a la determinada, en ambos casos deja de enviar
las señales de disparo hacia las compuertas de los IGBTs, la protección
contra sobrecorrientes es extremadamente útil en el caso de utilización con
cargas como motores, en este caso no solo protege al inversor sino también
de un sobrecalentamiento y destrucción de los motores.
Debido a las características de la alimentación de energía en nuestro medio
que puede variar a niveles peligrosos es necesario también para la protección
tanto de nuestro circuito como de la carga la implementación de sistemas que
detecten tanto sobre como bajo voltaje de la red y de suceder esto
desconectar e impedir que el circuito siga trabajando hasta cuando se haya
detectado la falla y esta haya sido corregida.
En cada rama de un puente, como hemos visto existen dos interruptores un
inferior y un superior cuyo funcionamiento es complementario, esto es
mientras el uno empieza a apagarse el otro empieza a conducir, lo cual puede
provocar un cortocircuito instantáneo entre el terminal positivo y negativo de
la fuente de potencia, en nuestro caso aproximadamente 300V, lo cual
afectaría no solo a la fuente sino que podría disminuir la vida útil del
interruptor y hasta destruirlo, por tal razón es aun más necesario el circuito
IR2130 utilizado, pues éste introduce una zona muerta entre el apagado y
149
encendido de los IGBTs complementarios, permitiendo un tiempo entre el
apagado de un interruptor y cuando este ya lo haya hecho, entre a conducir
el complementario, impidiendo de esta manera el cortocircuito mencionado.
Otro cuidado que se debe tener al disparar un IGBT como un MOSFET, es
no exceder el voltaje máximo permitido entre gate y emisor o gate y fuente
ya que de hacerlo se provocaría la destrucción del elemento, esta es otra de
las bondades de CIIR2130.
Un cuidado muy especial en el manejo de los IGBTs, más que en otro
elemento es en cuanto a polarización inversa ya que éste soporta voltajes en
dicha polarización sumamente bajos en el orden de 30 V de excederse este
voltaje inverso es casi inevitable la destrucción del mismo.
Al igual que en otros elementos, los IGBTs existen para diferentes
velocidades, los normales, los rápidos y los ultra rápidos debiéndose tomar
en cuenta que mientras más rápido sea tiende a soportar menor carga y su
tiempo de vida es menor, al contrario mientras más rápido sea es más
costoso, lo cual se debe tomar en cuenta al momento de elegir entre cada
uno de ellos. Es decir habrá que sopesar entre costos, tiempo de vida,
rapidez que directamente influye en pérdidas (más rápido menos pérdidas).
Se escogió el diseño de nuestro inversor con zona muerta de 60 grados para
tener la menor cantidad de distorsión posible en un inversor de esta
naturaleza, lamentablemente esto impide el variar el voltaje que se entrega a
150
la carga , lo cual no permite el manejo de motores a baja frecuencia, para lo
cual sería necesario la disminución del voltaje en forma proporcional a la
frecuencia.
Se podría construir un inversor que a la vez que disminuya la frecuencia
aumente la zona muerta y de esta manera disminuir el voltaje entregado a la
carga, pero esto provocaría una alteración totalmente indeseable el los
armónicos del voltaje lo cual provocaría una distorsión muy grande y difrcil
de filtrar.
La mejor manera de controlar frecuencia y voltaje para poder alimentar un
motor a frecuencias de hasta OHz es combinar un inversor con voltaje de
salida cuadrada o cuasi cuadrada con un circuito PWM, que nos permita
dentro de la onda cuadrada, una conducción con una relación de trabajo
variable y que provoque la disminución del voltaje de manera proporcional a
la frecuencia.
Lamentablemente en ciertas pruebas se tuvo la perdida de elementos
valiosos como los IGBTs y módulos IR2130 utilizados en este proyecto,
lamentablemente digo ya que esto afecto no solo en tiempo sino también
económicamente al desarrollo de la presente tesis, pero a la vez
afortunadamente pues esto permitió tener cierto conocimiento de lo que
sucede en este tipo de problemas, lo cual me permite brindarles la siguiente
conclusión: Cuando un IGBT entra por falla en cortocircuito los tres
terminales se conectan internamente, lo cual provoca que el circuito de
151
disparo (control y por ende de baja potencia) que se encuentra conectado a la
gate reciba un voltaje o corriente proveniente de la parte de potencia lo cual
provoca su inminente destrucción. Esto rara vez ocurre cuando un BJT o un
MOSFET entra en cortocircuito, donde solo se conectan internamente ya sea
colector - emisor o drenaje - fuente y existe la posibilidad que el circuito de
disparo no sea afectado.
5.6 RECOMENDACIONES.
Al iniciar el desarrollo de un proyecto, cualquiera que este sea, se debe
empezar con el estudio, tanto de factibilidad como de cada uno de los
elementos a utilizarse.
Realizar circuitos previos a los definitivos, probar varias opciones para poder
escoger la mejor, probar de manera independiente cada etapa del circuito,
luego el circuito completo, y una vez asegurado su funcionamiento pasar a
los circuitos impresos y a la construcción definitiva.
Ya con el circuito elaborado de forma definitiva, realizar nuevamente
pruebas y si es necesario corregir los pequeños detalles o fallas que podrían
aparecer.
Si utiliza en su diseño elementos sensibles a las cargas estáticas, procure
tomar todas las precauciones necesarias, es decir trabajar en lugares
152
adecuados y utilizar la herramienta correcta. Procure no topar los pines de
estos elementos y si es posible utilice herramientas que los cortocircuitan
para evitar el exceso de voltaje entre ellos y que es la causa del daño que
estos elementos pueden sufrir.
Si decide utilizar elementos encapsulados individualmente preferentemente
escoja aquel que tiene el diodo incorporado, es decir los HEXFKED,
protéjalos con disipadores de calor, de ser posible uno solo, procurando su
debido aislamiento, además coloque pasta a base de süicón entre la carcaza y
el disipador ya que ésta llena los espacios microscópicos vacíos entre las dos
superficies y aumenta la conducción de calor entre ellas. Trate que el
disipador tenga una buena ventilación ya que esto evitará el calor excesivo
que puede ser causa de la destrucción de sus elementos.
Si se decide por utilizar un solo encapsulado con los seis IGBTs, realice las
pruebas con elementos individuales antes de colocar el encapsulado
definitivo., esto permitirá que en una falla (si es que sucede), las perdidas sean
menores.
Utilice en lo posible circuitos probados y existentes en el mercados como por
ejemplo el IR2130, ya que ahorrará tiempo y espacio, no intente inventar lo
que ya existe.
Utilice circuitos y elementos que sean fáciles de conseguir y en lo posible
compre más de uno, ser precavido le ahorrará malos ratos y pérdida de
tiempo.
Si un IGBT se daña en especial si entra en cortocircuito, verifique todos los
demás elementos, con especial cuidado los que estén conectados
directamente a él , ya que si uno de ellos se vio afectado y no lo reemplaza,
podría destruir un nuevo IGBT. En nuestro caso si entra en cortocircuito un
IGBT es inevitable el cambio del circuito de disparo el IR2130 y si es
necesario cambie cualquier elemento adicional del cual tenga dudas.
Utilice programas que le permitan la simulación de circuitos en computadora,
esto le permitirá ahorrar tiempo y cálculos que en la actualidad son
innecesarios, aproveche el avance tecnológico.
De existir fallas durante las pruebas., analícelas apropiadamente, lleve una
estadística de lo sucedido, esto le permitirá aprender y evitar nuevos errores.
Durante las pruebas por lo menos las iniciales, procure colocar un elemento
limitador de corriente a la entrada de su circuito, una vez analizado y seguro
' que no existe peligro, retírelo y realice las demás pruebas.
No exceda los valores máximos especificados por el fabricante.
154
No se confíe de pocas pruebas, realice varias, de esta manera tendrá la
seguridad que su circuito es confiable.
Elimine toda posible fuente de ruido., utilice capacitores para ello, no olvide
que para cada integrado se debe colocar un capacitor de ruido muy cerca a
él.
Elimine también posibles causa de di/dt y dv/dt que pueden dañar su equipo.
Coloque la mayor cantidad, sin exagerar de protecciones, por ejemplo para
sobre y bajo voltaje, sobrecorrientes y cortocircuitos.
Aisle el circuito de control del circuito de potencia, esto evitará que en una
falla los daños sean mayores.
Suelde cuidadosamente cada uno de los elementos en su respectivo lugar, ya
que una mala suelda (suelda fría), podría dar problemas a corto o largo
plazo y estas fallas son difíciles de localizar.
No exceda el tiempo de suelda, pues el excesivo calentamiento de un
elemento lo podría dañar, para disminuir el tiempo de suelda utilice la pasta
recomendada para este caso.
155
a serCuando requiera fuentes de potencia continua de bajo amperaje,
obtenidas de la corriente alterna con la utilización de rectificadores, no
utilice filtros inductivos, pues solo el filtro consumirá más corriente que la
fuente que desea implementar, en estos casos utilice filtros capacitivos
limitando la corriente de encendido.
Durante el diseño de su proyecto, tenga siempre en mente las aplicaciones
que a este se le dará, de esta manera una vez finalizado el trabajo este
satisfará todas sus necesidades.
156
REFERENCIAS
[1] - Muhamad H. Rashid; ELECTRÓNICA DE POTENCIA; Prentice Hall;
2^ edición, 1995.
[2] - Internacional Rectifier; HEXFET DESIGNER's MANUAL
[3] - Internacional Rectifier; INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR OF
POWER ELECTRONICS
[4] - Jorge Eduardo Hernández M. ; IGBTs Transistores Bipolares De Compuerta
Aislada; ELECTRÓNICA Y COMPUTADORES; Publicaciones CEKIT
S.A, 1994.
[5] - Laszlo Kiraly; 500V IGBTs REPLACE MOSFET AT LOWER COST.
[6]- Steve Clemente; GATE DRTVE CHARACTERISTICS AND
REQUIREMENTS FOR POWER HEXFETs
[7] - Ned Mohán; POWER ELECTRONICS; John Wiley & Sons, USA 1989.
[8]- Gualda Martínez ; ELECTRÓNICA INDUSTRIAL: TÉCNICAS DE
POTENCIA; Alfaomega-Marcombo, 2^ edición, 1992.
157
BIBLIOGRAFÍA
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2^ edición, 1995.
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Internacional Rectifier; INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR OF
POWER ELECTRONICS
lorge Eduardo Hernández M.; IGBTs Transistores Bipolares De Compuerta
Aislada; ELECTRÓNICA Y COMPUTADORES; Publicaciones CEKIT
S.A., 1994.
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Steve Clemente; GATE DRIVE CHARACTERISTICS AND
REQUIREMENTS FOR POWER HEXFETs
Ned Mohán; POWER ELECTRONICS; John Wiley & Sons, USA 1989.
Gualda Martínez ; ELECTRÓNICA INDUSTRIAL: TÉCNICAS DE
POTENCIA; Alfaomega-Marcombo, 2^ edición, 1992.
158
Internacional Rectifier; PRELEvURARY DATA SHETT; Londres 1994.
Internacional Rectifier; MOS-GATE DRIVER DATABOOK; Londres 1994
R. Boylestad, L. Nashelsky; ELECTRÓNICA TEORÍA DE CIRCUITOS;
Prentice Hall Hispanoamericana. S. A.; México 1989
Carlos M. Silva Monteros; DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN
CONVERSOR DE AC MONOFÁSICO A AC TRIFÁSICO CO ETAPA
INTERMEDIA DC, DE 2 KVA CO IGBTs; Escuela Poütecnica Nacional-
Facultad de Ingeniería Eléctrica; Quito 1994
ANEXO No. 1
CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DEL CI DR2130
Preliminary Data Sheet No. PD-6.019
INTERNATIONAL RECTIFIÉR
HIGH VOLTAGE THREE-PHASE
IV1OS GATE DRIVER
General DescriptionThe IR2130 is a high voilage driver íor MOS-gated power
devices. U has three high side and three low-siderelerenced gate drive channels. The device can be usedto drive six N-channel MOSFETs or IGBTs ¡n a three-phasebrídge configuralion operatíng from DC bus voltages uplo 600 volls.
The logic inputs are compatible with 5V CMOS ORLSTTL. The outpul driver features a high pulse currentbuffer stage designed for mini'mum driver cross-conduction. A ground referenced operational amplifierprovides an analog feedback of bridge current vía anexlernal current sense resistor. A current trip function whichterminales all six outputs is also derived from this resistor.An open drain FAULT signal is provided to indícate thatan over- currenl or undervollage shutdown has occurred.A built-in 2{is deadtime prevenís overlap currentconduction in the power swHches.
Applications
• PWM AC motor drives
• -Six-step AC motor drives
• Brushless DC motor drives
• UPS
• High Power Ballast
Features• High voilage (600V) operation• Oulput driver designed to drive MOS-gated power
devices— Oulput drive of 250mA/500mA typical source/sink— Swilching time of 75/35ns typical tr/tf into
lOOOpF load• Independen! half bridge drivers
— Three floating high voltage drivers— Three ground referenced drivers
• Floating supply designed for bootstrap operation— Operatíng offset range from -5 to +600V— dV/dl ¡mmunity raled at +/-50V/ns— Quiescent power dissípation of 30mW al 15V
H Over-current shut down lurns off all six drive outputs— Trip point at 485mV wilh 100mV hysleresis— Leading edge blanking time of 400ns typ
• Current amplifier provides linear voltage proportionalto bridge current.
• Inpul logic provides 2/¿s-deadtime,between high- ... ¡side and low side— 250ns min input fíller for noise immunity
• Faull pin indicates over-current shut down andundervoltage lockout
• Propagalion delay time of 630ns/400ns typical ton/t0ff• Wide gate drive supply range from 10 to 20V• Under-vollage lockout (8.65V typ) v/ith hysteresis for
all channels
Typical Connection Pinout Assignment
HIN3[
LIH2|
FAULíl B
ITRIP [~
CAOpt
CA-p
103
oCOi—CNCC
T]NC
TJVB2
THC
19 |HQ3
For rnechanical specilications see back page
IR2130
Absolute Máximum Ratings ••
Absolule Máximum Ratings indícale sustained limits beyond which damage to the device may occur.All voitage parameters are absolute voltages referenced to VSQ unless specified otherwlse.The Thermal Resistance and Power Dissipation ratings are measured under board mounted and stillair conditions.
Symbol
VB1.2.3
VS1,2,3
VHO1,2,3
VCG
VSQ
VLO1,2.3
VIN
VCA-
VCAO
VFLT-
dVs/dt
PD
RthJA
Ti
Tc
TL
Parameler
Floaling Supply Absolute Voilages
Floating Supply Ollsel Voilages
High Side Oulpul Vollages
Fixed Supply Vollage
Low Síde Driver Relurn
Low Side Oulput Vollages
Logic Inpul Voltages (HIN-. L1N-. ITRIP)
Amplifier Invertíng Input Vollage
Amplifier Oulpul Voitage
Fault Output Voitage
Allowable Offset Suppy Vollage Transienl
Package Power Dissipation @ TA <•= 25°C
Thermal Resistance. Junction lo Ambienl
Junction Temperalure r
Slorage Temperature
Lead Temperature (soldering. 10 seconds)
Mln
VS1.2.3-0-5
VSO-5
vSl,2,3-°-5
-0.5
-5
VSQ-O-S
-0.5
-0.5
-0.5
-0.5
—
_ "
—
-55
-55
—
Max
vSl,2.3-*-20
Vso+600
vBl.2,3-(-0-S
20
Ve0*0.5
vc.at°-5
Vcc+0.5
VcC+0.5
vcc+o.s
VcC+O-5
50
1.5
70
150
150
300
Units
V
V/ns
W
c/w
c
Recommended Operating Conditions
Reíer to the Input/Output Logic Timing diagram. For proper operation the device should be used within therecommended conditions.The Vso.1,2,3 offset ratings are tested with all supplies biased at 15V differential.
Symbol
VB1,2,3
VS1,2,3
VHO1,2,3
VCG
VSQ
VLO1,2,3
VIN
VCA-
VCAO
VFLT-
Parameter
Floating Supply Voltages
Floaling Supply Offset Vollages
High Side Oulput Voltages
Fixed Supply Voitage
Low Side Orive Relurn
Low Side Oulpul Vollages
Logic Inpul Vollages (HIN-, LIN-, ITRIP)
Amplitier Inverling Input Vollage
Ampliíier Oulpul Vollage
Faull Oulpul Vollage
Mln
VS1 .2,3+1°
Vso-5
v 51 ,2,3
10
-5
VSQ
vss
vss
vss
vss
Max
VS1.2,3+20
Vso+600
VB1,2,3
20
5
VGC
5
5
5
VCG
Unlls
V
IR2130
Static Electncal Characteristics
. V~BS1,2,3 = 15V and VSS=VSO=0V unless otherwise speciííed)(V|N. VTH. I|N. V0. and 'O paramelers are applicable lo all six channels (HS1,2,3 & 131,2,3))The VQ and IQ parameters are referenced to Vso.1,2,3)(All Ihe Slatic Eleclrical Parameters are 100% lested ín production al T/\=25C)
Symbol
ILK
'OBSO
IOBSI
IGCCO
'OCC1
>IN +
IIN-
'ITRIP+'ITRIP-
VIN,IH
VIN,IL
VITTH+vccuv+
VCGUV-
VBSUV +
VBSUV-
'o+,
io-
VCC-VOHVOLRon, FLT
vosICA-CMRR
PSRR
vOH,Amp
vOL,Arnp
'SRC.Amp
'SNK.Amp
'O+.Amp
'O-.Amp
Parameter
Oflsel Supply Leakage Currenls(chan 1.2.&3)
Quiescent VQS^ 23 Supply Currenls(OUT=LOJ ' '
Quiescent Vgsi 23 Supply Currents(OUT=HI)
Ouiescenl VQC Supply Current(OUT=LO)
Quiescent Vc0-Súpply.;Currenl .;_...(OUTsHI)
Logic "1" Input Bias Current(OUT=Hl)
Logic "0" Inpul Blas Currenl(OUT=LO)
"High" ITRIP Bias Current
"Low" ITRIP Bias Current
Logic "0" Input Voltage (OUT=LO)
Logic "1" Inpul Voltage (OUT=HI)
ITRIP Input Posilive Going Threshold
VCG Supply Undervollage PositivaGoing Threshold
VCG Supply Undervoltage NegativoGoing Threshold
\/BSl 2,3 Supply UndervoltagePositive Going Thresholds
VBS1,2,3 Supply UndervoltageNegativa Going Thresholds
Output High Short Circuit PulsedCurrenl
Oulput Low Short Circuit PulsedCurrenl
High Leve! Oulput Voltage
Low Level Outpul Voltage
FAULT- Low On Resistance
Amplüier Input Olísel Voltage
CA- Input Bias Current
Amplífier Common Mode RejeclionRatio
Ampliíier Power Supply RejectionRatio
Amplifier High Level Output Voltage
Ampliíier Low Level Outpul Voltage
Ampliíier Output Source Currenl
Ampliíier Oulput Sink Currenl
Ampliíier Output High Short CircuitCurrent
Ampliíier Oulpul Low Short CircuitCurrenl
Tj = 25°C
Mtn
— •
—
. —
—
.. . —
—
—
—
—
—
_
435
8.5
8.2
—
— •
: .
"-
—
—
—
—
5.09
—
3.15
1
—
—
Typ— •
u
20
2.6
2.8:. ..
360
160
60
—
—
—
485
9
8.65
8.65
8.25
250
500
4
0.4.
50
—
0.5
80
75
5.2
2.5
4
1.6
4.3
3
Max
50
16
—
• —
...3.5
500
—
—
20
—
—
535
9.45
9.1
—
—
• —
—
45
10
65
10
4
• —
—
5.27
20
—
—
6.5
4.4
Ti = -55 to150°C
MIn
—
—
:
'
—
—
2.2
—
400
8
7.7
— .
—
—
—
—
—
—
—
—
• —
—
5
—
2
0.5
—
• —
Max
500
30
— •
—
6
900
• —
—
1000
—0.8
550
9.6
9.3
—
~>—
—
100
100
150
_
10
—
' —
5.5
50
—
—
10
10
Units
/zA
mA
^
nA
V
mV
V
mA
mV
mV
nA
dB
V
mV
mA
Test Condítions
VB=VS<=600V
(VIN1,2,3-) = 'TRIP=5V
{HS-V[N1i2t34 = ITRipBtoV
<VIN1,2.3-HTRIP=:5V
(VlN1,2.3-HTRIP«OV
V,N=OV
V,N =5V
ITRIP=5V
!TRlP=OV
VOUT=VIH_=OV,PW< = 10^s
VOUT-ISV.VIM^SV,PW<=10^s
v!N_=ov, IO=OAVIN_=SV. IO=OA
VSu=CA-=Q.2V
CA-=2.5V
VSO=CA-=0,W & 5V
VSn=CA-=0.2V.VCC=10V & 20V
CA-=OV, VSO=1V
CA-=1V, VSO=OV
CA-=OV, VSO=1V, CAO = 4V
CA-=1V, VSQ=OV. CAO = 2V
CA-=OV, VSO=5V, CAO=OV
CA-=5V, Vg0=OV, CAO = 5V
Dynamic Eléctrica! Characteristics
. VBS1t2.3=15V and Vso,1,2,3 - VSS unless olherwise specified.The dynamic electncal characlerislics are measured using the test circuit as shown in Fig. 3 and 4.
Symbol
lon
tr
loll
'[DT
l¡lrip
MU
l!Hclr
ll¡l,in
IblSR +
SR-
Parameter
Turn-On PropagaUon Delay(all six channels)
Turn-On Rise Time (all six channels)
Turn-Oli Propagaron Delay(all six channels)
Turn-QM Pall Time (all slx channels)
Deadlime (LS Turn-oll lo HS Turn-onS. HS Turn-oll lo LS Turn-on)
ITRIP lo Oulpul ShutdownPropagalion Delay
ITRIP lo FAULT- Propagatíon Time
LIN1.2.3 lo FAULT Clear Time
Inpul Fíller Time (all six inputs)
ITRIP Blanking Time
Amplifier Slew Rale (posilive)
Amplitier Slew Rale (negalive)
TJ = 25°C
Mln
515
—
300
_
~
435
335
—
—
—
4.4
2.4
Typ630
75
400
35
2
680
600
10
310
400
6.2
3.2
Max
735
110
500
50
—
770
710
—
—
—
—
—
T| = -55 lo150°C
Mln
—
——
—
—
. — .
_
—_
—2.7
1.5
Max
1300
150
600
75
— •
1000
1000
—• —
———
Unlls
ns
,iS
ns
ns
ns
ns
nsV/fiS
V/jts
Tcsl Condlllons
CL = 1000pF,
VS1.2.3=OV lo Goov
VIN^O & sv
CL=1000pF, V[N=0 & 5V
CL=1000pFVIN.VITRIP-O&SV
VUsj =OV & 5V
1TRIP=1V
Functionai Block Diagram
HIMl
FAULT
Typical Performance Characteristics
IR2130
VsoQ
CA-Q
VCG
vssV
-WV-
vss
Fig. 1 — Input/Output Function Diagram Fig. 2 — Diagnostic Feedback OperationalAmplifier Circuit
15V
FAULT -
HIN'
UN.
ITRIP"
L03-4-
InF:
_9
JO
-on
VGCHÍÑl
HÍN3
ÜÑT
L1N3
FAULT
ITRIP
CAO
vssvsoL03
VBIHOl
vsiNC
VB2
H02
NC
VB3
H03
NC
LO!
L02
InF:
X InF
1nF
L02
ISV-^r-
L01
: InF
OV OR600V
50
50-VvV-
50->vVv-
-> H01
->- H02
1M
-> H03
1M
+ 15V
Fig. 3a —• Switching Time Test Circuit
IR2130
Typtcal Performance Characteristics
HIM -
UN
HQ
LO-
HIM
LO
HO
50% 50%
\
'""
t
1|
/
loll
Jlb% go%A
M0% 10
50% 50%
50%
\IDT
/ \% 50%
\DT
/50%
Fig. 3b. — Input/Outpul Switching TimeWaveform Definition
LIN2-
ITRIP ,
FAULT
LOUT2
50%
Mlrip
0%
\_50%\
llltclr
'SQ'Yo
Fig. 3c — Overcurrent Shutdown Switching TimeWaveform Definitíon
VCAO
J i l l(V/f.5)
Fig. 4 — Operational Amplifier Slew RateMeasurement
10(CAO)
12(VSS)
MEASURE VCAOI AT VsO = 0.1VVCA02 AT VSO = 5V
CMRR = -20-LOGlVCAOt'0-IVI - (VCA02-5V)
(dB)
, 5 _ Operational AmpUíier Common ModeRejeclion Ratio Measurements
15V
0.2V
13(VS01
II(CA-)
\jKvcc)+ ^\^^ 10(CAO)
Ux"'
20K
\- .
12(VSS)
Fig. 5 —
VOS = - - - 0.2V
Operational Amplifier Input Oflset VoltageMeasurement.
VCG
13(VS0) l\ HVCC)10(CAO)
0.2V
+
<<
l(CA-)
M20K
>>1K
s12IVSS)
TMEASURE VcAOI AT VCG = 10VMEASURE VCA02 AT VGC = 20V
PSRR = -20 -LOGVCAOI - VCA02""(10V) (21]
Fíg. 7 — Operational Amplifier Power SupplyRejection Ratio Measurement
Functional DescriptionThe IR2130 is a monolHhic high vollage, high speed
six channel power MOSFET and IGBT driver. Refer toIhe section on Functional Block Diagram for the internalpartiüoning of the various circuit blocks. The drivertransíales logic input signáis inlo corresponding out-of-phase low impedance outputs. Low side channeloutputs (LO1, 2, 3) are referenced to a fixed supply(VQQ-VQQ) and high side channel outputs (H01, ¿, 3)are referenced to individual floaling rails (Vgg-j 2 3).wilh offset capability up to 600V.
Input/Output LogicThe logic circuit provides the control pulses for the
output channel corresponding to the logic inputs asindicated by the Input/Output Function Diagram(Fig, 1). The HO and LO outputs are in anti-phase withthe corresponding HIN- and LIN- logic inputs. A bridgecircuit overcurrent or VQQ undervoltage condition setsthe internal fault logic high, which ¡n turn shuts all sixdrive outputs off. The logic input uses a comparator withhysteresis and a 300ns front end filter to provide highnoíse immunity and can accept inputs with slow risetimes. The input thresholds are compatible with 5VCMOS or LSTTL and ViL/V|H are 0.8V/2.2V.
A mínimum deadtime of 2¿is is provided between HOand LO outputs of each channel to prevent crossconduction between high side and low side powerdevices. A longer deadtime can be obtained byproviding a gap or an overlap between HIN- and LIN-inputs of desired duration.
In a typical three-phase bridge operation, fastswítching of the power devices, parasitic inductancesin the wiring and the current sensíng resistor can causevoltage spikes of several volts between the VQQ andV/5s pins. Thus, isolalion circuits were added toguaranlee that the logic functions correctly even whenVso swings by up to +/-5V with respect to Vgg.
Protection and DiagnosticsIn the case when VQQ is below the under-voltage trip
point, the UV detect block will send a signal to enablethe fault logic, which in turn disables all síx outputchannels. The fault logic, and therefore the outputs,change state as soon as VQQ crosses-the under-voltagelockouí threshold voltages.
The over-current shutdown protection is provided toprotect the driven power device when"abnormal over-stress conditions occur. Over-stress conditions aredetectad by sensing the bridge circuit current througha sensing resistor, as shown ¡n the section on TypicaiConnection. When the voltage at the ITRIP pin exceedsits threshold (485mV), the fault logic is latched on andall six output channels are disabled. The fault logic, inthis case, can be reset by either cycling VQQ below ¡tsundervoltage threshold or by holding all three LIN- pinshigh for more than 10/is.
In bolh shutdown cases, the fault logic causes theFAULT ouiput pin to send an open-drain díagnosticoutpul signal.
Sepárale UV detect blocks are also used to disableeach floatíng channel individually when VBg-j, 2, or 3are below the Irip point limit. The UV condition can beréset cycle-by-cycle at the next input signal into thechannel. The UV delect for VBS, however, has no effecton the taull logia
1R2130
In addition to these protection features, Ihe \R2130also provides an operational amplifier which can beused for diagnostic feedback of the brídge circuitcurrent level, By configuring the op amp as anoninverting amplifier, as shown in Fig. 2, the op ampwill provide an anaiog (OV to 5V) signal reílecting thecurrent in the bridge circuit.
Level ShiftingNarrow "On" and "Off" pulses triggered rnspectively
by the rjsing and the falling edge of HINs, are generatedby the pulse generator block. The respective pulse isused lo drive sepárate high vollage N-channel DMOSlevel translators that sel or reset RS lalches operatingoff the floating rail. Leve! shífting of the groundreferenced HIN signáis is thus accomplished bytransposing the references of the signal to the floatingrail. Because each high voltage N-channel DMOS leveltranslator is turned on for only the duration of the short"On" or "Off" pulses, for each set or reset event, powerdissipation is minimized. False triggering of the RS latchfrom íast dv/dt transienls on the Vg-j, 2, 3 nodes areeffectively dífferentiated from normal pull-down pulsesthrough a pulse discriminalor circuit such that, thefloating channel is essentially immune to any leve! ofdv/dt. Also, the high voltage level shifting circuit isdesigned to function normally even when the Vg-j, 2. 3nodes swing more than 5V below the VQQ pin. Thiscondition can often occur during the recirculation periodof the output free-wheeling diodes.
Output DriverAll síx channels use identical low impedance CMOS
buffer stages with peak current capability oí 0.25A forthe pull-up and 0.5A for pull-down. To avoid cross-conduction noise spikes, the buffer stages are designedsuch that the pull-up device is turned off before the pull-down device turns on and vice versa. For a typical100ÜpF load the rise and íall times are 75ns and 35ns,respectively.
Application GuidelinesThe IR2130 is typically used to drive six high voltage
N-channel power MOSFETs or IGBTs configured inthree phase bridge or other topologies. Fixed low sidereferenced outputs are used to drive the three low sideconnected power devices. Floating output channels areused to drive power devices in the high sideconfiguraron that require án over-rail gate drive, Reíerto the section on Typical Applications for various circuittopologies where the IR2130 is applicable.
Typically, the íloatíng supply is derived írom the fixedsupply using a bootstrap technique as shov/n in thesection on Typical Connection. The charging diode musthave a voltage withstand capability higher than the peakHV bus voltage. To prevent discharging of the bootstrapcapacitors, a fast recovery diode is recommended. Thevalué oí the bootstrap capacitor depends on theswitchíng frequency, duty cycle and cíale chargerequirement of the power MOSFET. The vollage acrossthe capacitor should not be allowed to drop below theunder-vollage lockout threshold. A 0.1/iF capacitor isusually suitable for applicalions swHching above 5kHz,
A supply bypass capacitor belween VQQ and Vss
is required to supply the transient current needed forrefreshing the bootstrap supply, as well as for swilching
Application Guidelines (cont.) ,the capacitive loads. Typically, a valué of al leást tentimes the bootstrap capacitor is recommended. Thiscapacitor together with bootstrap capacitors must beconnected cióse to Ihe device. A 0,1./xF cerarruc diskcapacitor in parallel with a 1/iF tantalum capacitor ¡srecommended for the VQQ-Vgg bypass, while 0,1/j.Fcapacilors are recommended forbootstrap capacitors.To minimize inductance in the gate drive loop, eachpower device should have its own dedicated connection
IR2130
going to VS1, 2, 3, or VSg pin oí Ihe ÍR2130 for thereturn of the gate drive signal. For a smaller pov/erdevice, a series gate resistor between the output of theIR2130 and the gate of the driven power device isrecommended to limit switching speed. The valué ofthe gate resistor depends on EMl requirements,switching losses and the máximum allowable dv/dt inthe power switch.
O
Typical Applications
30S1
O I0
3-Phase 60 \iz Six-Step Motor Orive
1R2130
Mechanical Specification
0.545 (13.84)
0.535 (13.59)
0.075 (1.91)
0.065 (1.65)
1.455 (36.96)1.445 (36.70)
28
O.Q7Q (1.78)2X
"0,060 R(1.52)
0.100 (2.5)
13 EQUAL SPACES ©
0.100 = UOO TOL NON ACCUM
(2.5) = (33.0)
0.130 (3.3)
-0.075 (1.91)
MOTE:
JJ LEAD THICKNESS AFTERTIN DIP 0.012 ± Q.001(OJO) ± (0.03)
0.025 (0.54)
ALL DIMENSIOMS IN INCHES (MILLIMETERS)
2Q Pin Dip Packages
fi K^f^^.,..^^- .:V!:.:/ .:"'S;::& •••.^%^ü^->^:-^ .' -• '• :.;--..-'í • HMlRectifier
§ 1 ^PUBLISHED BY INTERNATIONAL RECTIFIER, 233 KANSAS STREET, EL SEGUNDO, CA 90245. (313) 772-2000
AN-985
The IR2130: A Six-Output, High VoltageMOS Gate Driver(HEXFET ¡s a trademark of International Hectífier)
By Peter Wood
Introduction
MOS-gated devices are becoming increasingly popular foruse as high power switches in motor drives, UPS andconverters operating at de bus voltages up to 600Vdc.These power switches rnay be MOSFETs, IGBTs or MCTs,but all of them require voltage drive in order to achievea saturated "ON" state condition. The drive signal musthave the following characteristics:
1) An amplitude oF 10V to 15V.
2) A lovv source resistance for rapid charge anddischarge of the gate capacitance.
3) A floating output so that high side switches canbe driven.
In addi t ion to the above requirements the actual drivershould be capable of dr iving combinations of devices inboth low-side and high-side swítch configurations. Withthis in rnind the driver should also provide the following:
1) Low internal power loss at high switching frequencyand máximum offset voltage.
2) Accept ground referenced logic level input signáis.
.0-
Hita O[
L1H1
UWO1
U*) O
WA.TQ-4
r-L-—
r cii
s\> - .CLEin F*UJLDGJC IDGX: —
r S
_jn-
Figure 1. Functional block diagram of the IR2130.
V
3) Protecl Lhe power swiich from damagc by clampíngihe gaic signal lo the low siaic ín Ihc cvcnt of gatcundervoUage or ovcrvoltagc or if Ihc load currcni cxcccdsa predeterminad peak valué.
Tradilionally Ihc functíons dcscribcd abovc havc requircddiscrcie circuUs of some complex'uy bul InicrnationalReciifier's IR2130 six-channcl gatc drivcr pcrforms all therequiremenis for íntcrfacing log'ic levcl conlrol circuits lohigh power MOS-gated devíccs in high-sidc/low-sideswitch configuraiions using up to six devices.
1. IR2130 Block Diagram
As shown in Figure I the IR213Q consists of síx oulputdrivers which receive Iheir inputs from Lhe three inputsignal generalor blocks each providing two outputs. Thethree low-side output drivers are driven directly from Lhesignal generators Ll(-L2 and L3 but the high-side drivesignáis Hl , H2 and H3 must be level shifted beforebeingapplied to the high-side output drivers.
An undervoUage detector circuit monitoring the Vcc
level provides an input to inhibit the six outputs oí Lhesignal generator circuits. In addition, there are individualundervoUage lockout circuiís for the high-side outputsshould any of Lhe floating bias supplies fall below apredetermined level.
The 1TR|P signal which can be derived from a currenLsensor in the main power circuit of the equipment (currentLransformer, viewing resistor, etc.)ili_s.,.compared with a0.5-voli reference and is then "ORRED" with the UVsignal Lo inhibit the six outpuLs from the signal generaLors.
A faull logic circuit set by the UV or ITRIP inputsprovides'an open drain TTL output for system indicationor diagnostics. There ís also an internal current amplifierthat provides an analog signal proporcional to the voltagedifference between Vss and Vs. Thus, a viewing resistorÍn the main power circuit can provide a positive voltageat Vs and by suitable feedback resistors the currenL-amplifier can be scaled to genérate 0-5Vdc as a functionof actual load current (see 1.2.4).
1.1 Input ConLrol Logic
A logic low at any of ihe six inputs causes itscorresponding output to go high, as shown in the truthtable (Table i).
Table 1. Trulh table íor each input/output paír
HIN
1100
LIN
1010
HO
0010
LO
0100
Inle'rnal 50kQ pull-.up resistors lo Vcc cnsurc thal alloulputs are low if ihc inpuls are opcn-circuilcd. Inpuisare TTL and CMOS compatible wiih VI H sel al 2.2V andV,L al 0.8V. A 500 nscc inpul fillcr prevenís spurioustrigger'mg from fasi noise pulses. The ínput logic circuilryalso provides dcadtime to avoid ovcrlap whcn ncarlycoinciden! iranskions lakc place ai ihc LIN and HIN inptup'm.s in ihe same channcl, This is illusiratcd in Figure 2.
UNÍ
UD1- -Tfil
HOUTdi-
Note: 1 = High; O =* Low
INPUT FIUTER TIME; Tul - 0.3 Ms
DEADTIME:: Tdl - 1.2 jis
Figure 2, Inpul lo oulput liming diagram
A further protection againsí shoot-through currenLs in thepower devices is provided by shuttíng down both high andlow outputs if both are simultaneously commanded"ON."
1.2 Protection Circuits and Fault Reporting
1.2.1 UV Protection
An undervoUage condilion on the Vcc level, defined asless Lhan 8.9V as Vcc ¡s reduced and less than 9.3Vnominal as Vcc is increased causes all outputs toshutdown (see Section 1.2.3).
With Vcc at around 9 volts the IR2130 providesmarginally adequate drive voltages to ensure fullenhancement of the power switches for most appÜcaüons.Sepárate UV lockout circuits .are provided on the threehigh-side ouLputs. They also-have a 0.4V hysteresis bañebut Lhe nominal levéis are 8T3"voUs for a falling biavoltage and 8.7 volts for a rising voltage, Unlike the Vo
UV circuit they inhibit only Lheir particular high-sidoutput and do not affecl the operation of any othífunctíon.
1.2.2 Current Trip
In Lhe evenL of a shoot-ihrough current or an ouipoverload U is desirable to termínate all the oulput sign;from the IR2130 driver. Thís Ís accomplished LhrouglcurrenL comparator circuil which monitors Ihe volt;drop across a low side viewing resistor and comparewith a 0.5 volt reference levcl, The current comparaoutput is '/ORRED" with the Vcc UV circuit out(1.2.0 so that a faull condilion of eilher type causesfaull logic circuit 10 aciuate.
1.2.3 Fault Logic 1.3 Output Drivers
This circu'n consists of a laich which is sel by thccondíuons dcscribcd in 1.2.2 and is reset by holding all[hrec low-sidc ¡npuls liigh for more than 10 microseconds6r by recycling ilic Vcc bias supply . When the fault laichis so ii produces iwo o u t p u t signáis. One is used lo inhibilall ihree inpui signal generalor circuits ihus inhibiling allsix ou ipu t s . The o iher o u t p u t signal appears as a faultind ica io r which goes low in the presence of a faulteondiu'on as defined in 1.2.2. The active low condicióncan drive an LED Fault indicator or externa! logíccircuit .
1.2.4 Curent Sense
Usina the same current viewing resistor described in 1.2.2the current sense voltage oF 0-0.5V is amplified m thecurrent ampliFíer to genérate-a-0-5V-anaíog-.Function..for..processing in an external control circuit.
In actual operatíon the voltage diFFerence between the Vs
and Vss pins forms the input voítage For the non-inverting amplifier although only the positive current (Vs
positive WRT Vss) is measured. Two resistors Rr and R(N
set the gain oF the ampl i f ie r as shown in Figure 3.
vs itjpurOUTPUT
OP AMP SPEC:
RlN £ VS BAHGE: -5V TO TV
I CA- RAI1GE: OV TO TV
Jy CAO RAÍÍGE: OV TD 5.ÜV
VVSS UNITY GAltJ: BANCWIDTH - 1 MHz
SLEW RAJE: GV/^s AND -35V/,*
Figure 3. Current (eedback amplifier connection
Actual voltage gain is given by the relationship
H" RINA =R IN
For a gain of 10 with R[fs( = lk:
10 =Rr + 1K
1K
Rr + IK = 10K
Rr = 9K
Power for the cu r r en t ampl iF ie r is supplied from Vcc.
Thc I n i c r n a t i o n a l Rcclifier 1R2130 has six o u t p u t drivers,ihrcc rclcrcnced (o V-S and ihrec floatíng drivers capableoF operat ing wi th offse í voltagcs up to 600V positive toVs. All ou ipu i s liavc invened logic, i.c., they go posilivewhcn the corresponding L,N or H1N goes íow unless thereis an over-ríding Fauh conditíon (see 1.2.3). The output 'current is typically 0.25A on ihe positive edge and 0.5Aon the negalíve edge oF the ou tpu t pulse, and when drívinga typical MOS gale oF lOOOpF resulls in a máximumrisetime of 99 nsec and FalUime oF 48 nsec.
Figure 2 shows ihe lime relat ionship between ¡nput andoutpu t waveForms. The inpu t Filter delay is typical ly 300nsec and the deadtimes are 1.5 /xsec mínimum and 2.0 ¿¿secmáximum.
1.3J... Low Side Output Drivers
Because oF the current amplifier requirements and the Facíthat load current can flow in either direction in a motordrive application, the Vs to Vss offset voltage capabilityis bi-directional at ±5V.
1.3.2 High-Side Output Drivers
When driving inductive loads the VSi, VS2 and VS3
termináis are driven negative with respect to Vs asinductive energy is commutated by the diodes across eachlow side power switch. For this reason the total offsetcapability oF the IR2130 is speciFied as -5V to +600V.The -5V spec is needed.to accommodate-instantaneousdíode drops due lo Forward recovery as well as inductiveeffects of high current wir ing, etc.
As previously mentioned in section '1.2.1, undervoltagelockout ís provided For each high side driver to preventmarginal operation iF the bootstrap capacitors becomedischarged. This problem occurs more frequently in six-step bfushless de drives at extremely low speed or stallconditions and could result in high dissipation operationof the upper power switches iF the UV lockout circuitswere absent.
During long pulses, when the bootstrap capacitors supplyall the energy For the Floating driver, the capacitorsgradually discharge unti l at 8.3 volts nominal the UVdetector shuts down the output and prevents the powerswitch From overdissipating.
If long pulses have to be delivered to the outputs theshutdown condition can be avoided by:
1) Using larger bootslrap capacitors.
(2) Refreshing bootstrap charge by momenlar i lyturning off and reapplying input command pulse.
3) Providing continuous bias From Float ing de powersupplies.
2.0 Application Guldellnes T
2.1 Bootstrap and Decoupling CapacHors
Threc boolstrap capaciiors are required ip supply powerfor ihe Hoaling oulpuls of the 1R213Q, ihe'valucs of whichare a funclion of the gate charge requírcmenls of ihcpowcr swilch and the máximum power switch "ON"limes,
The internal floaling driver currenl also musí be suppliedfrom the boolstrap capacitors. A.fier~fair these energyrequiremenls have been mel there musí siill be enoughcharge remaining on CUOOT lo avoid UV shuldown(8.3V nominal).
Example:
Whal is the máximum tOíg under the followingconditions?
If ^cc — 15V and the charging of the bootstrapcapacitor occurs when Vs = -l.OV and VF of the
bootstrap diode is l.OV we have a net voltage on CBOOTof 15Vdc. Let us also assume that we are using a #5 sizepower swilch such as an IRF450 or IRGPC50U either ofwhich require a total gate charge of around 0.12/xC andthat we want to maintain a CBOOT of 0.1 /iF at aminimum voltage of lOVdc:
duríng discharge Av = 5V
QAVAIL = CV = 0.1'x '10-6* x* 5- Volts -
= 0.5/iC
= 0.12jtC (See data sheet IRF450or IRGPC50U)
Excess charge avaílable = 0.38/iC. (Av = 3.8V)
v = E e -iCR
where E « 13.8V, v = 10V
C = 0.1 fiF R « ImO (1Q = 15/iA. © Vcc = 15V)
-tCR
- 1.38
logs: - 0.322
t =
Max
CR
0.322 x 0.1 x 1 sec0,4343
= °-0322 5ec = 74.1 msec0.4343
S'mcc ihc charge requirement for ihc powcr swilch isconslant per cvent the máximum TON is proporiional 10ilic valúe of CUOOT. '-CM for a 1- sccond TON;
C11OOT ~100074.1
x O.l/iF = i.35MF
The abovc calculación does noi considcr leakagc currenlin ihc boolsirap diode, which musí be a fasl recovery typcto avoid discharging CHOOT.
In terms of decoupling requirements a capacitorapproximalely 10X the valué of CUOOT '1S required fromVcc to Vss to provide adequate charging current forCBOOT ancl a^so minimize voltage iransíents on the Vcc
supply resultíng from these currents.
2.2 Power Dissipation
The IR2130 has a "faull" outpuhton pin 8 which is reallyan open drain tvlOSFET with itrsource connected to Vss
(pin 12), The intrinsic diode of this MOSFET has anegative temperature coefficient of Vf almost exactlyequal to -0.002V/°C. Thus we have a "built-in"thermometer to monitor die temperature using a -ImAconstant current supply lo pin 8.
Graphs of temperature rise versus frequency and offsetvoltage are shown in Fig. 4, and a similar graph of powerdissipation versus frequency in Fig. 5. Both graphs applyto the ÍR2130 driving six IRF450 devices In a 3-phasebridge circuít. Similar graphs using power devices fromhex-2 thru hex-5 die sizes are given in the IR2130 datasheet. Note that Fig, 5 does not include the small amountof power dissipation required by charging the level shiftingisolation wells. But this dissipation does contribute to thetemperature curves shown in Fig. 4.
The curves shown in Figs. 4 and 5 also indícate a quiescenipower level of 40mW which causes a At of 14°C aboveambíent. The IR2130 is capable of approximately 1 Wattof power dissipation in a 25°C ambient temperature.
3.0 Layout Guidelines
The IR2130 forms the interface b'etsveen the low level logiccircuitry and the high power swi'tching devices. U followsthen that signal grounds and high power returns shouldnot be mixed together indiscrim'mateiy but should followcarefully formulated rules so that crosstalk problems canbe avoided. Some basic rules are as follows:
1) Common mode currents arisíng from wiring layoutsthat allow load currents to flow in signal return circuitsmust be avoided.
2) Load current loop síze must be small to minimiztcircuit inductance.
150
140
130
120
110
100
90
80
70
60
50
40i
301
a OVo 160V
• 320V- 480V
4=^
•
^T
00 1000
:CX '','
f
/l\
.;//'Y^~\r~^
I
,
v1
/s
\
i1iy
/
\
1
P
10000
' /
/
/f
t
v
100
'
•
000
FREOUENCY (Hz}
Figure 4. Junclion Temperature vs Frequency (drivingIRF450 with Rg = 10 Ohms al Vcc = 15V, ambient
temperatura at 26°C)
0.40
0.30
0.20
0.10
0.00100 1000 10000
FREQUENCY (Hz)
100000
Figure 5. Power Dissipalion vs Frequency (driving IRF450 withRg = 10 Ohms at Vcc = 15V)
3) High current buses must be adequately decoupledat. the swkching point to minimize inductive spiking.
4) Adequate shielding between high voltage, high dv/dtpoints and low level sígnal circuits must be provided.
5) Transformer designs must minimize voltagegradients between adjacent'windings and :to-the-core to• •prevent capacitively coupled currents-from flowing in-sensitíve signal circuits.
6) Power switch dv/dt valúes should be kept as low aspossible consistent with overall system efficiency so thatinduced bus voltage spikes are minimized.
Contrary to generally accepted theory that faster switchingis better, there are several conflicting requirements in the¡nterface between the driver and the.driven power device:
I) I f the distance between driver and power stage ismore than a coupie of inches, the drive signal shouldbe run in a twisted pair routed dírectly to the gate andsource (or emitler) of ihe power device.
2) Drivers such as the IR2130 have low impedanceoutputs and consequently cause very fast switching ofpower MOSFETs. Severe ringing occurs at the switchingtransistors resulting in unwanted RFI generation andpossible dv/dt failure of the power MOSFETs. A quarter-watt non-inductive series gate resistor of about 15 or 22Ohms usually provides suff ic ient roll-off wi th C¡ss todamp out the ringíng. With small HEXFETs (die sizes1 to 3) th'e resistor valué should be increased to about 30to 50 Ohms.
3) In motor drive circuits where the load inductanceis high, the motor current is commutated by diodes acrossthe power switches when the switches are "OFF." As thcopposite switch in a particular bridge leg is turned "ON"it rnust pulí the conducting commutat ion diode ouL ofconduclion through ils reverse recovery condit ion. A spikeof current occurs at this t ime which causes r inging andRFI generation. The magnitude of the current spike canbe reduced by the use of the series gale resistor described¡n (2) above.
O IQ
Figure 6. 3-phase six-step motor drive
/ 4, Specific Applications
':".. 4.1 Six-Step 3-Phase Motor Drive
**,* Figure 6 shows a typical 3-phase non-regulated motor'';•"-' drive in which the IR2130 supplies all the gate drive signáis^. for the high-side and low-side IGBTs.
J ' The IR2130 Ís operated from a 15-volt de supply from a,-.' 3-terminal regulator and the inputs are derived from a six-r| step ring counter with its input signal supplied by a 555f */ astable multi-vibrator operating at 360 Hertz. The de bus;•*. Tor the six-step inverter Ís supplied off-line by rectifying
-, the 115-volt ac input and fíUering U with a 50 microfarad, 250-volt capacitor.
Motor current is sensed by a series viewtng resistor in thenegativo bus with a 20-Ohm pot acfoss the resistor so that
v. a voltage proportional to load current Ís delivered to the*. I T R I P pin 9 of the IR2130. Also, a de voítage*' proportional to motor current is available at pin 10. ThísV uses a 9Kfl feedback resistor and a 1KÍ1 i npu t resistor on
Din 11, the invertinp. input to the currenl ampHfier.
OUTPUT VOLTAGEFROM CURRENTAMPLiRER (PIN 10).2V/D1V. LIGHT LOAD(0.5A pk)
LIME TO LIMEOUTPUT VOLTAGETO 3 PHASE MOTOR(APPROX 60 Hz).100V/DIV
Figure 7. Six-slep molor drive waveíorms
ANEXO No. 2
CARACTERÍSTICAS TÉCNICAS DEL MODULO
DE IGBTs CPV 364 MU
IrrMddt
Vcc
Fig. 18a,
/. J)*bfo "RistraFN ELtcrPONir* v •
PD - 5.025A
CPV364MU
03
IGBT SIP MODULE
Features• Fully isolated printed círcuit board mount package• Swítching-loss rating includes all "tail" losses• HEXFRED™ soft ultrafast diodes• Optimizad for hígh operating frequency (over 5kHz)
See Fig. 1 for Current vs. Frequency curve
Product SummaryOutput Current In a Typlcal 20 kHz Motor Drlve " " ~
5-4 AHMS per phase (1.7 kW total) with Tc = 90°C, Tj = 125°C, Supply Voltage 360Vdc,Power Factoc 0.8, Modulation Depth 80% (See Figure 1)
DescriptionThe IGBT íechnology ¡s the key to International Rectifier's advanced une ofIMS (Insulated Metal Substrate) Power Modules. These modules are moreefficient than comparable bipolar transistor modules, while at the same timehaving the simpler gate-drive requirements of the familiar power MOSFET.This superior technology has now been coupíed to a state of the art materialssystem that maximizes power throughput with low thermal resistance. Thispackage is highly suited to motor drive applications and where space ¡s at apremium.
Ultra-Fast IGBT
Absolute Máximum RatingsIMS-2
VCES[c @ Te = 25°C|c @ TC=100°C
ICMILM|F@TC = 100°C
IFMVGEVISOLPD @ Te = 25°CPD @ TC=100DCTj
TSTG
Para meterCollector-lo-Emitter VoltageCorjtinuous Collector Currenl, each IGBTContinuous Collector Current, each IGBTPulsed Collector Current <DCíamped Inductive Load Current ODiode Contínuous Forward CurrentDiode Máximum Forward CurrentGate-to-Emitter VoltageIsolation Voltage, any terminal to case, 1 min.Máximum Power Dissipation, each IGBTMáximum Powor Díssipalíon, each IGBTOperating Junction andStorage Temperature RangeSoldering Temperatura, for 1 0 sec.Mounting torquo, 6-32 or M3 screw.
Max.600
20
10
60
60
9.3
60
±20
250063
25
-40 to +1 50
300 (0.063 in. (1.6mm) from case)5-7 Ibf-in (0.55-0,8 N-m)
UnitsV
A .
V
VRMSW
°c
Thermal Resistance
Rwc(IGBT)R0JC (DIODE)RflCS (MODULE)Wt
Para meterJunction-to-Case, each IGBT, ona IGBTin conductionJunction-to-Case, each diode, one diode ¡n conductionCase-to-SÍnk,flat,greased surfaceWeight of module
Typ.——0.1
20 (0.7)
Max.2.0
3.0
——
Units
"C/W
g(oz)
C-757Revisión 1
CPV364MUElectrical Characteristics @ Tj = 25°C (unless otherwise specified)
V(BR)CES
AV(BR)cestoTj
VcE(on)
VGE(lh)
AVGEftn/ATj
Ole
ICES
VFM
ICES
ParameterColleclor-to-Emitter Breakdown VoltageQ)Temp. Coefí. of Breakdown VoltageCollectoMo-Emitter Saluration Voltage
Gate Threshold VollageTemp. Coeff, of Threshold VoltageForward Transconductance ®Zero Gale Volíage Collector Curren!
Diode Forward Voltage Drop
Gate-to-Emitíer Leakage Curren!
Min.600
—
—
—
—
3.0
—11
—————
Typ.
—0.632.0
2.3
1.7
—-13
18
—
—
1.3
1.2
—
Max.
——2.6
—
—
5.5
—
—250
35001.7
1.6
±500
UnltsV
v/°c
V
mV/°Cs
pA
V
nA
ConditlonsVG E=OV,lc = 250pAVQE = OV,lc«1.0mA!C-10A VGE=15VIc - 20A See Flg. 2, 5Ic=10A,Tj=l50DCVCE = VGE, |c = 250pAVce = VGE, le = 250pAVCg = 100V, IC = 20A
VGE = OV, VCE = 600V
VQÉ = OV, VCE = 600V, Tj = 1 50°CIC = 15A SeeFig. 13lc = 15A,Tj=150°CVGe = ±20V
Swítching Characteristics @ Tj = 25°C (unless otherwise specified)
Qge
QgC
td(on)
tf
tdtoff)tíEon
Eofí
E|S
td(on]
tf
tdtolí)
tf
Eis
Cíes
CMS
Cres
tft
Irr
Qrr
dl dl
ParamelerTotal Gate Charge (turn-on)Gate - Emitter Charge (lurn-on)Gate - Collector Charge (turn-on)Turn-On Delay TimeRise TimeTurn-Off Delay TimeFall TimeTurn-On Switching LossTurn-Off Switching LossTotal Switching LossTurn-On Delay TimeRise TimeTurn-Off Delay TimeFall TimeTotal Switching LossInput CapacitanceOutput CapacitanceReverse Transfer CapacitanceDiode Reverse Recovery Time
Diode Peak Reverse Recovery Curren! -.
Diode Reverse Recovery Charge
Diode Peak Rale of Fall of RecoveryD u ring tb
Min.————
————————————
————
—_
———
—
Typ.51
8.8
19
2521
96
43
0.320.130.4525
23
1751401.6
1500190
17
42
744.06.5
80220
188
160
Max.671133_
—190
120_
—
0.8
—
—
——
—
—_
—
60
120
6,0
10
180
600
—
—
Units
nC
ns
mJ
ns
mJ
Ppns
A
nC
A/ps
Condftlons
le = 20AVcc = 400VSee Fig. 8Tj = 25"CIc = 20A, VCG — 480VVGE = 15V," RG = 10OEnergy losses include "tail" anddíode reverse recovery.See Fig. 9, 10, 11,18
Tj = 150°C, See Fg. 9, 10, 11, 18Ic = 20A, Vcc = 480V
Energy losses include "tail" anddiode reverse recovery.
VGE = OVVcc = 30V See Fig. 7/ = 1.0MHzTj = 25°C See Fig.Tj=125°C 14 IF=15ATj =-25QC See Fig.Tj=125°C 15 VR = 200VTj = 25DC See Fig.Tj = 125°C 16 di dt = 200A/U£Tj = 25°C See Fig.Tj=125°C 17
Notes:CD Repetitive rating; VGE=20V, pulse width
limited by max. ¡unction lemperature.( See fig. 20 )
VCC=80%(VCES), VGE=20V, L=1RG=lon, (See fig. 19)
Pulse width ¿ SOps; duty factor £ 0.1 %.
Pulse width S.Ops,single shot.
ü•oroo
1000
ü 1°°
UJó
oÜ
C-758
, C
o U
ect
or-t
o-E
mitt
er C
urre
nt (
A)
TI tp' ro H •g i O c i—•-
c O zr 03 G)
O o_ cu"
o m Üx (D (D O) so
IG „
Col
Iect
or-t
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er C
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nt (
A)
TJ tp W i w c? -^ O ir 03 O CD"
Load
Cur
rent
(A
)
O c O c •o" c "D o CD (D W N"
CD Q.
w
Tot
al O
utpu
t P
ower
(kW
)
O TI
OJ
CD C
CPV364MU
o
oO
ÜQ
VGp=15V
25 50 75 100 125
Tc , Case Temperature (°C)
Fig. 4 - Máximum Collector Current vs.Case Temperature
-60 -40 -20 O 20 40 60 80 100 120 140 160
Tc , Case Temperature ("C)
Fig. 5 - Collector-to-Emitter Voltage vs.Case Temperature
oo"
N
0.00001 0.0001 0.001 a 0.01 0.1
t-j , Rectangular Pulse Duration (sec)
._enlo"o
Fig. 6 - Máximum IGBT Effective Transient Thermal Impedance, Junction-to-Case
C-7GO
CPV364MU
oü"
1 10 100
VCE , Collector-to-Emitter Voltage (V)
Fig. 7 - Typical Capacitance vs.Collector-to-Emitter Voltage
Qg , Total Gate Charge (nC)
Fig. 8 - Typical Gate Charge vs.Gate-to-Emitter Voltage
É. 1.a
O)cle
05
o
1.4
Vcc=480VVGE =15VTc =25"C|c =20A
O 10 20 30 40 SO 60
RQ, Gate Resistance (£1)-€0 -40 -20 O 20 40 60 60 100 120 140 160
TC, Case Temperature (°C)
Fig, 9 - Typical Switching Losses vs. GateResistance
Fig. 10 - Typical Switching Losses vs.Case Temperature
C-761
CPV364MU6.0
£ LO
RG =Te- =150°C'VCG = 4sov .VGE=15V
O 10 20 30 40 50
le , Collector-to-EmitterCufTent (A)
Fig. 11 -Typical Switching Losses vs.CoIlector-to-Emitter Current
1 10 100 1000
Vce, Collector-to-EmitterVoltage (V)
Fig. 12-Tum-OffSOA
100
cO)
ü•o
oLL
0.8 U 1.6 2.0 2.4
Forward Voltage Drop - VFM (V)
Fig. 13 - Máximum Forward-Voltage Drop vs. Instantaneous Forward Current
Ü
CEGC
O
C-762
CPV364MU
dif/dt-(A/ps)
Fig. 14 - Typical Reverse Recovery vs. dij/dt
1000
cece
VR=200VTj = Í25°C
= 25"C
di[/dt-(A/ps)
Fig. 15 - Typical Recovery Current vs. di[/dt
oc
cece
O
1000
100dif /dt - (A/ps)
Fig. 16 - Typical Stored Charge vs. dif/dt
dif/dt-(A/Ms)
Fig. 17 -Typical di(reC)M/dt vs. di[/dt
C-763
CPV364MU
Fig.18a - Test Circuit íor Measurement of
'lM. Eon» E0ff(dlode)i *"' Qfr> 'm ^(onji^r. td(ofí), tf
11 12
Flg. 18b - Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a, DefiningEoff» td(off). tf
GATE VOLTAGE D.U.T.
DUT VOLTAGEAND CURRENT
Eon = /Vce la di
Fig. 18c-Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a, FÍ9- 18d - Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a,Defining Eon, td(on), tr Defining EreC) trr, Q^, Irr
Refer to Section D íor the followíng:Appendix D: Section D - page D-6
Fig. 18e - Macro Waveforms íor Test Circuit of Fig. 18aFig, 19 - Clamped Inductiva Load Test CircuitFig. 20 - Pulsed Collector Current Test Circuit
Package Outline 5 - IMS-2 Package (13 pins) Section D - page D-14
C-764
ANEXO No. 3
CIRCUITOS EVIPRESOS DE:
CONVERSOR AC/DC
CIRCUITO DE CONTROL
INVERSOR DC/AC
í-'-i
U
C
O H
c:
I ]
II checkpla t 31 Aug 9B 22:67:20b i c a n t r o l g . p c bvi .4 ri boles! 620 solder sitie
iítiate 5 Í Z B 1 9.48 by 7 . Í5 inctes
E 3; ru o o
J EC
I O
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-_ C l"l IH 1™ 1-1 b- O f~ I _L B C I--1 E C sJ I -I tí C E O I--1 U l~ . . ¡ — .1 |H) „-'-""m
111¡¡[ipil
'
nm i u u imii iiiiiti-u 11111 iiuiuuu ¡11 lili
Mu u uu un!ii
Mili
¡lutimmmuuiif ¡uuüdiii «mu ¡i; »<i un iniuiiiiximiuiiiiiiii ni iimiiuutiitiiu
¡H¡Hí u IM !u:ini.iu_w__uim__u H , uuiu uii-iuuu nú u iiiumii 1 1 u m
! aam
j «M1i
i
i
«MKn.1;
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ANEXO No.4
FOTOGRAFÍAS
DEL EQUIPO.
