広帯域受信機における 高調波および相互変調歪の検討...matsuzawa & okada...
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Matsuzawa& Okada Lab.Matsuzawa& Okada Lab.
広帯域受信機における高調波および相互変調歪の検討
◎金丸正樹,伊藤 猛,岡田健一,松澤 昭
東京工業大学大学院理工学研究科
2008/03/07 M. Kanemaru, Tokyo Tech.
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Matsuzawa& Okada Lab.Matsuzawa& Okada Lab.
発表内容
・研究背景
・マルチバンドシステムにおける課題
・3次高調波の影響
・2次高調波の影響
・まとめ
2008/03/07 M. Kanemaru, Tokyo Tech.
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Matsuzawa& Okada Lab.Matsuzawa& Okada Lab.
研究背景
マルチバンドRF送受信機のオンチップ集積化BPF
LNA Mixer
BPF
BPF
BPF
BPF
Multi-bandLNA
Multi-bandMixer
コスト大
各コンポーネントの広帯域化+低雑音化,高線形化,低消費電力化
2008/03/07 M. Kanemaru, Tokyo Tech.
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マルチバンド化の影響
■シングルバンド ■マルチバンド
fRF
受信帯域
広範囲での妨害波の影響を考慮する必要がある
システム帯域
数百MHz
受信帯域
fRF
システム帯域
2fRF 3fRF
f
数GHz
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マルチバンドRxシステムアーキテクチャ
M. Brandolini, P. Rossi, D. Manstretta, F. Svelto “Toward Multistandard Mobile Terminals—FullyIntegrated Receivers Requirements and Architectures” IEEE TMTT 2005
フィルタバンクによりブロッカの影響を低減
LNAで発生する歪みの影響は低減できない
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LNAで発生する高調波・相互変調歪
f2f1
2f2
f 1-f 2
f 1+f 2
2f1+
f 2f 1+
2f2
3f1f 1 3f2f 2
2f1-
f 2
2f2-
f 1
BPF
LNA Mixer
基本波
IM2HD2
gm
fLO,3fLO,5fLO
①
受信帯域
LNA帯域②
HD3 IM3
① 3fLOによりベースバンドへダウンコンバージョン
②基本波との2次相互変調により受信帯域内に現れる
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3次高調波の影響
BPF
入力信号周波数frf=1GHzMixer
LNA
Gain=15dBIIP3=10dBmIIP2=60dBm
gm
Gain=20dBIIP3=0dBmIIP2=10dBm
fcenter=1GHzBW=50MHz fLO,3fLO,5fLO
fLO=0.99GHz
LNA,gm帯域=0.6~3GHz
Mixer出力において3frf-3fLO=3-2.97=0.03GHz=30MHz のレベルを評価比較のため1GHz,1.02GHzの2波入力時のIM3出力も評価3fLOでの振幅ゲインは基本波の1/3を仮定
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シミュレーション結果
-60 -50 -40 -30 -20 -10-100
-50
0
Input Power [dBm]
Out
put P
ower
[dBm
] 基本波
IM3HD3
20dB
IM3と比較して-20dBIM3のキャンセリングなどの際には注意が必要
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LNAで発生する高調波・相互変調歪
f2f1
2f2
f 1-f 2
f 1+f 2
2f1+
f 2f 1+
2f2
3f1f 1 3f2f 2
2f1-
f 2
2f2-
f 1
BPF
LNA Mixer
基本波
IM2HD2
gm
fLO,3fLO,5fLO
①
受信帯域
LNA帯域②
HD3 IM3
① 3fLOによりベースバンドへダウンコンバージョン
②基本波との2次相互変調により受信帯域内に現れる
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2次高調波の影響
LNA )()()()( 33
221 tvtvtvtv inininout ααα ++=
)()()()( 33
221 tvtvtvtv inininout βββ ++=Mixer
( ) ( ) )(2)()()()( 312213
3113
212
2112111 tvtvttvtvout βααβαβαβαβαβα +++++=
LNA+Mixer
tAtAtvin 21 coscos)( ωω +=
( ) tA )2cos(24
3:)2(3IM 2122133113
3
21 ωωβααβαβαωω −++−
2次非線形性に起因3次非線形性に起因
IIP3からの見積もりよりも大きく見える
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シミュレーション
入力信号周波数f1=0.985GHz, f2=1.015GHz
BPF
MixerLNA
Gain=15dBIIP3=10dBmIIP2=10dBm
gm
Gain=20dBIIP3=0dBmIIP2=10dBm
fcenter=1GHzBW=50MHz fLO,3fLO,5fLO
fLO=0.99GHz
Mixer出力において|(2f1-f2)-fLO|=0.99-0.955=0.035GHz=35MHz のレベルを評価システム帯域0.8~1.2GHzおよび0.6~3GHzのときを比較IIP2はシングルエンドでの見積もり
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シミュレーション結果
-60 -50 -40 -30 -20 -10-100
-50
0
Input Power [dBm]
Out
put P
ower
[dB
m]
7dB
基本波
IM3(wideband)
IM3(narrowband)
2次高調波が帯域内に含まれるときIM3のレベルが7dB上昇IIP2の大きさによりIM3のレベルが変化
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まとめ
広帯域システムでは妨害波の影響が増大
受信帯域の2倍,3倍の妨害波まで考慮する必要性がある→LNAで発生した高調波が後段での歪に影響
・3次高調波と3fLOのミキシングIM3に比べ小さく通常は無視できる
・2次高調波の折り返しによるIM3の増加IM3の改善にはLNA,Mixer共に2次非線形性の抑制が必要
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理論式による算出非線形システム
tAtAtvin 21 coscos)( ωω +=)()()()( 33
221 tvtvtvtv inininout ααα ++=
[ ]ttttA )2cos()2cos()2cos()2cos(4
3
:)2,2,2,2(3IM
12211221
33
12211221
ωωωωωωωωα
ωωωωωωωω
−+−++++
−−++
)3cos3(cos4
:)3,3HD3( 21
33
21 ttA ωωαωω +
AHD3=AIM3/33fLOでの振幅ゲインは基本波の1/3
IIP3(α3)の大きさにかかわらず出力振幅はIM3の1/9(≒-20dB)
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差動回路でのIIP2の定義
BPFLNA
gmtjeA 1
1ω′−
tjeA 11
ω
tjeA 22
ω−
tjeA 22
ω−′−
tjeA 12212
ωα
tjeA 12212
ωα ′′
tjeA 221
ωα −
tjeA 221
ωα −′′−
tjeAA )2(2
21212
21 ωωααβ −
tjeAA )2(2
21212
21 ωωααβ −′′′′′−
)()()()( 33
221 tvtvtvtv inininout ααα ++=LNA
)()()()( 33
221 tvtvtvtv inininout βββ ++=gmセル
差動LNAのIIP2 差動ミスマッチ に依存
2α によって一意に定まらない
)( 212
212 AA ′′−αα
→
gmの出力tjeAAAA )2(
22
1212221212
21)( ωωααβααβ −′′′′′+
2α→ によって決定.シングルエンドのIIP2から見積もり可能
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シミュレーション結果
-60 -50 -40 -30 -20 -10-100
-50
0
Input Power [dBm]
Out
put P
ower
[dB
m]
-60 -50 -40 -30 -20 -10-100
-50
0
Input Power [dBm]
Out
put P
ower
[dB
m]
14dB
基本波
wideband
narrowband1dB
基本波
wideband narrowband
IIP3_LNA=10dBmIIP3_gm=20dBm
IIP3_LNA=-10dBmIIP3_gm=0dBm
※IIP3_LNA=0dBm, IIP3_gm=10dBmの時は7dBm差
2次歪,3次歪の大きさによってどちらかが支配的→3次歪のみでの改善には限界がある