新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器 A Novel Low-Frequency Square-Wave Electronic

Ballast for HID Lamps

研究生郭政和 撰

指導教授鄭竣安 博士

義守大學 電機工程學系碩士班

碩士論文

A Thesis Submitted to the Department of Electrical Engineering

of I-Shou University in Partial Fulfillment of the Requirements

for the Master Degree with a

Major in Electrical Engineering June 2008

Kaohsiung Taiwan Republic of China

中華民國 九十七 年 六 月

i

新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器

研究生 郭政和 指導教授 鄭竣安

義守大學電機工程研究所

摘要

一般巿售三級式複金屬燈電子安定器其架構由功因修正的交流直流升壓

型轉換器功率控制級的直流直流降壓型轉換器以及提供低頻方波電源給燈

管的全橋式換流器所組成由於採用三級架構功率需經過三級電路的轉換

損失較大且零件數也較多

本研究提出一種新型低頻方波驅動之複金屬燈電子安定器前級採用升壓

型轉換器適合全域電壓輸入(85 至 265 V)且具有功因修正的功能後級則

為低頻結合高頻切換之半橋換流器可藉此產生低頻方波電源供給燈管以避

免音頻共振的發生此外本研究加入一定功率控制電路以調節燈管的輸出功

率藉此防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或功率不足時熄滅的問題

穩態時維持燈管操作在額定功率不會因為老化造成輸出功率不足或過功率

燒毀等現象低頻結合高頻切換之半橋換流器當中的低頻切換訊號設計在 200

Hz所以不會有音頻共振的情況發生

本研究提出之新型低頻方波驅動之 70W 複金屬燈電子安定器在巿電操作

下(AC110 V 60 Hz)可提供額定功率給複金屬燈整體電路效率可達 85以

上功率因數達到 099

ii

A Novel Low-Frequency Square-Wave Electronic

Ballast for HID Lamps

Student Zheng-He Kuog Advisor Chun-An Cheng

Abstract

The conventional three-stage electronic ballast for high-intensity-discharge (HID)

lamps is composed of a boost pre-regulator to achieve a high power factor a DCDC

buck converter to regulate lamp power and a full-bridge inverter for supplying low

frequency square-wave sources to the lamps The drawbacks of the conventional

ballast are large size high losses and more circuit elements

Therefore this thesis presents a novel two-stage low-frequency square-wave

driven electronic ballast for HID lamps The 1st-stage DCDC converter is a boost

converter for input utility-line voltage 85V-rms to 265V-rms and is able to achieve

high power factor The two-stage low-frequency combining with high-frequency

driven half-bridge inverter provides low-frequency square-wave sources to the lamp

for avoiding acoustic resonance The thesis also presents a constant power controller

which can prevent the lamp from burning or diminishing during start-up periods and

supply rated lamp power to the lamp at steady-stage without aging effect Since the

low-frequency combining with high frequency driven half-bridge inverter is designed

to be operated at low frequency of 200 Hz acoustic resonance is not occurre

A prototype ballast for a 70-W HID lamp is developed and tested under the

utility-line voltage(110V-rms 60Hz) The experimented results show that the

iii

measured total efficiency is above 85 and the power factor is above 099

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 ix

第一章 緒論 1

1-1 研究動機與目的 1

1-2 論文大綱 2

第二章 複金屬燈的特性 3

2-1 前言 3

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理 4

2-3 複金屬燈的發光特性 5

2-4 複金屬燈啓動特性 7

2-5 音頻共振問題 8

2-6 電路架構發展趨勢 10

2-6-1 架構介紹 10

2-6-2 驅動方式介紹 14

2-6-3 本研究之電路介紹 14

第三章 新型複金屬燈電子安定器架構分析 19

3-1 系統基本架構 19

3-2 主動式功因修正電路 19

3-2-1 電路簡介 19

3-2-2 電路架構 19

3-2-3 升壓型轉換器電感 L 設計 28

v

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器 31

3-3-1 電路簡介 31

3-2-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路分析 32

3-3 定功率控制電路 38

3-4 單級高壓點燈電路 40

3-5 高低頻開關訊號產生電路 42

第四章 實際結果與討論 43

4-1 電路設計與元件規格 43

4-2 實測與模擬波形 46

第五章 結論與未來研究方向 56

5-1 結論 56

5-2 未來研究方向 56

參考文獻 57

vi

圖目錄

圖 21 具陶瓷放電管之 70W 複金屬燈 3

圖 22 各種光源之光譜 6

圖 23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程 7

圖 24 複金屬在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖 9

圖 25 三級架構之電子安定器之方塊圖 11

圖 26 三級架構電路之電子安定器電路圖 11

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 210 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 13

圖 212 馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 13

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖 14

圖 214 本研究提出之電路圖 15

圖 31 系統架構圖 16

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖 18

圖 33 功因修正電路之基本架構圖 20

圖 34 電壓隨耦法 21

圖 35 功因修正升壓型轉換式電路圖 21

圖 36 升壓型轉換器動作時序圖 22

圖 37 升壓型轉換器動作模式一 23

圖 38 升壓型轉換器動作模式二 23

圖 39 升壓型轉換器動作模式三 24

圖 310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形 25

vii

圖 311 平均電流控制法之電路示意圖 26

圖 312 平均電流控制法之波形 27

圖 313 磁滯電流控制法的電流波形 27

圖 314 峰值電流控制法之波形 28

圖 315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖 31

圖 318 工作模式一(t0~t1) 32

圖 319 工作模式一之等效電路圖 32

圖 320 工作模式二(t1~t2) 33

圖 321 工作模式三(t2~t3) 33

圖 322 工作模式四(t4~t5) 34

圖 323 工作模式四之等效電路圖 34

圖 324 工作模式五(t5~t6) 35

圖 325 工作模式六(t6~t7) 35

圖 326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 36

圖 327 定功率控制電路 38

圖 328 輸出功率特性曲線圖 39

圖 329 串聯式點燈器架構圖 40

圖 330 並聯式點燈架構圖 40

圖 331 高壓點燈電路圖 41

圖 332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路 42

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖 46

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測波形圖 46

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 6D 47

viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

i

新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器

研究生 郭政和 指導教授 鄭竣安

義守大學電機工程研究所

摘要

一般巿售三級式複金屬燈電子安定器其架構由功因修正的交流直流升壓

型轉換器功率控制級的直流直流降壓型轉換器以及提供低頻方波電源給燈

管的全橋式換流器所組成由於採用三級架構功率需經過三級電路的轉換

損失較大且零件數也較多

本研究提出一種新型低頻方波驅動之複金屬燈電子安定器前級採用升壓

型轉換器適合全域電壓輸入(85 至 265 V)且具有功因修正的功能後級則

為低頻結合高頻切換之半橋換流器可藉此產生低頻方波電源供給燈管以避

免音頻共振的發生此外本研究加入一定功率控制電路以調節燈管的輸出功

率藉此防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或功率不足時熄滅的問題

穩態時維持燈管操作在額定功率不會因為老化造成輸出功率不足或過功率

燒毀等現象低頻結合高頻切換之半橋換流器當中的低頻切換訊號設計在 200

Hz所以不會有音頻共振的情況發生

本研究提出之新型低頻方波驅動之 70W 複金屬燈電子安定器在巿電操作

下(AC110 V 60 Hz)可提供額定功率給複金屬燈整體電路效率可達 85以

上功率因數達到 099

ii

A Novel Low-Frequency Square-Wave Electronic

Ballast for HID Lamps

Student Zheng-He Kuog Advisor Chun-An Cheng

Abstract

The conventional three-stage electronic ballast for high-intensity-discharge (HID)

lamps is composed of a boost pre-regulator to achieve a high power factor a DCDC

buck converter to regulate lamp power and a full-bridge inverter for supplying low

frequency square-wave sources to the lamps The drawbacks of the conventional

ballast are large size high losses and more circuit elements

Therefore this thesis presents a novel two-stage low-frequency square-wave

driven electronic ballast for HID lamps The 1st-stage DCDC converter is a boost

converter for input utility-line voltage 85V-rms to 265V-rms and is able to achieve

high power factor The two-stage low-frequency combining with high-frequency

driven half-bridge inverter provides low-frequency square-wave sources to the lamp

for avoiding acoustic resonance The thesis also presents a constant power controller

which can prevent the lamp from burning or diminishing during start-up periods and

supply rated lamp power to the lamp at steady-stage without aging effect Since the

low-frequency combining with high frequency driven half-bridge inverter is designed

to be operated at low frequency of 200 Hz acoustic resonance is not occurre

A prototype ballast for a 70-W HID lamp is developed and tested under the

utility-line voltage(110V-rms 60Hz) The experimented results show that the

iii

measured total efficiency is above 85 and the power factor is above 099

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 ix

第一章 緒論 1

1-1 研究動機與目的 1

1-2 論文大綱 2

第二章 複金屬燈的特性 3

2-1 前言 3

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理 4

2-3 複金屬燈的發光特性 5

2-4 複金屬燈啓動特性 7

2-5 音頻共振問題 8

2-6 電路架構發展趨勢 10

2-6-1 架構介紹 10

2-6-2 驅動方式介紹 14

2-6-3 本研究之電路介紹 14

第三章 新型複金屬燈電子安定器架構分析 19

3-1 系統基本架構 19

3-2 主動式功因修正電路 19

3-2-1 電路簡介 19

3-2-2 電路架構 19

3-2-3 升壓型轉換器電感 L 設計 28

v

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器 31

3-3-1 電路簡介 31

3-2-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路分析 32

3-3 定功率控制電路 38

3-4 單級高壓點燈電路 40

3-5 高低頻開關訊號產生電路 42

第四章 實際結果與討論 43

4-1 電路設計與元件規格 43

4-2 實測與模擬波形 46

第五章 結論與未來研究方向 56

5-1 結論 56

5-2 未來研究方向 56

參考文獻 57

vi

圖目錄

圖 21 具陶瓷放電管之 70W 複金屬燈 3

圖 22 各種光源之光譜 6

圖 23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程 7

圖 24 複金屬在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖 9

圖 25 三級架構之電子安定器之方塊圖 11

圖 26 三級架構電路之電子安定器電路圖 11

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 210 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 13

圖 212 馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 13

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖 14

圖 214 本研究提出之電路圖 15

圖 31 系統架構圖 16

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖 18

圖 33 功因修正電路之基本架構圖 20

圖 34 電壓隨耦法 21

圖 35 功因修正升壓型轉換式電路圖 21

圖 36 升壓型轉換器動作時序圖 22

圖 37 升壓型轉換器動作模式一 23

圖 38 升壓型轉換器動作模式二 23

圖 39 升壓型轉換器動作模式三 24

圖 310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形 25

vii

圖 311 平均電流控制法之電路示意圖 26

圖 312 平均電流控制法之波形 27

圖 313 磁滯電流控制法的電流波形 27

圖 314 峰值電流控制法之波形 28

圖 315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖 31

圖 318 工作模式一(t0~t1) 32

圖 319 工作模式一之等效電路圖 32

圖 320 工作模式二(t1~t2) 33

圖 321 工作模式三(t2~t3) 33

圖 322 工作模式四(t4~t5) 34

圖 323 工作模式四之等效電路圖 34

圖 324 工作模式五(t5~t6) 35

圖 325 工作模式六(t6~t7) 35

圖 326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 36

圖 327 定功率控制電路 38

圖 328 輸出功率特性曲線圖 39

圖 329 串聯式點燈器架構圖 40

圖 330 並聯式點燈架構圖 40

圖 331 高壓點燈電路圖 41

圖 332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路 42

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖 46

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測波形圖 46

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 6D 47

viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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62

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

ii

A Novel Low-Frequency Square-Wave Electronic

Ballast for HID Lamps

Student Zheng-He Kuog Advisor Chun-An Cheng

Abstract

The conventional three-stage electronic ballast for high-intensity-discharge (HID)

lamps is composed of a boost pre-regulator to achieve a high power factor a DCDC

buck converter to regulate lamp power and a full-bridge inverter for supplying low

frequency square-wave sources to the lamps The drawbacks of the conventional

ballast are large size high losses and more circuit elements

Therefore this thesis presents a novel two-stage low-frequency square-wave

driven electronic ballast for HID lamps The 1st-stage DCDC converter is a boost

converter for input utility-line voltage 85V-rms to 265V-rms and is able to achieve

high power factor The two-stage low-frequency combining with high-frequency

driven half-bridge inverter provides low-frequency square-wave sources to the lamp

for avoiding acoustic resonance The thesis also presents a constant power controller

which can prevent the lamp from burning or diminishing during start-up periods and

supply rated lamp power to the lamp at steady-stage without aging effect Since the

low-frequency combining with high frequency driven half-bridge inverter is designed

to be operated at low frequency of 200 Hz acoustic resonance is not occurre

A prototype ballast for a 70-W HID lamp is developed and tested under the

utility-line voltage(110V-rms 60Hz) The experimented results show that the

iii

measured total efficiency is above 85 and the power factor is above 099

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 ix

第一章 緒論 1

1-1 研究動機與目的 1

1-2 論文大綱 2

第二章 複金屬燈的特性 3

2-1 前言 3

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理 4

2-3 複金屬燈的發光特性 5

2-4 複金屬燈啓動特性 7

2-5 音頻共振問題 8

2-6 電路架構發展趨勢 10

2-6-1 架構介紹 10

2-6-2 驅動方式介紹 14

2-6-3 本研究之電路介紹 14

第三章 新型複金屬燈電子安定器架構分析 19

3-1 系統基本架構 19

3-2 主動式功因修正電路 19

3-2-1 電路簡介 19

3-2-2 電路架構 19

3-2-3 升壓型轉換器電感 L 設計 28

v

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器 31

3-3-1 電路簡介 31

3-2-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路分析 32

3-3 定功率控制電路 38

3-4 單級高壓點燈電路 40

3-5 高低頻開關訊號產生電路 42

第四章 實際結果與討論 43

4-1 電路設計與元件規格 43

4-2 實測與模擬波形 46

第五章 結論與未來研究方向 56

5-1 結論 56

5-2 未來研究方向 56

參考文獻 57

vi

圖目錄

圖 21 具陶瓷放電管之 70W 複金屬燈 3

圖 22 各種光源之光譜 6

圖 23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程 7

圖 24 複金屬在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖 9

圖 25 三級架構之電子安定器之方塊圖 11

圖 26 三級架構電路之電子安定器電路圖 11

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 210 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 13

圖 212 馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 13

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖 14

圖 214 本研究提出之電路圖 15

圖 31 系統架構圖 16

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖 18

圖 33 功因修正電路之基本架構圖 20

圖 34 電壓隨耦法 21

圖 35 功因修正升壓型轉換式電路圖 21

圖 36 升壓型轉換器動作時序圖 22

圖 37 升壓型轉換器動作模式一 23

圖 38 升壓型轉換器動作模式二 23

圖 39 升壓型轉換器動作模式三 24

圖 310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形 25

vii

圖 311 平均電流控制法之電路示意圖 26

圖 312 平均電流控制法之波形 27

圖 313 磁滯電流控制法的電流波形 27

圖 314 峰值電流控制法之波形 28

圖 315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖 31

圖 318 工作模式一(t0~t1) 32

圖 319 工作模式一之等效電路圖 32

圖 320 工作模式二(t1~t2) 33

圖 321 工作模式三(t2~t3) 33

圖 322 工作模式四(t4~t5) 34

圖 323 工作模式四之等效電路圖 34

圖 324 工作模式五(t5~t6) 35

圖 325 工作模式六(t6~t7) 35

圖 326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 36

圖 327 定功率控制電路 38

圖 328 輸出功率特性曲線圖 39

圖 329 串聯式點燈器架構圖 40

圖 330 並聯式點燈架構圖 40

圖 331 高壓點燈電路圖 41

圖 332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路 42

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖 46

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測波形圖 46

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 6D 47

viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

iii

measured total efficiency is above 85 and the power factor is above 099

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 ix

第一章 緒論 1

1-1 研究動機與目的 1

1-2 論文大綱 2

第二章 複金屬燈的特性 3

2-1 前言 3

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理 4

2-3 複金屬燈的發光特性 5

2-4 複金屬燈啓動特性 7

2-5 音頻共振問題 8

2-6 電路架構發展趨勢 10

2-6-1 架構介紹 10

2-6-2 驅動方式介紹 14

2-6-3 本研究之電路介紹 14

第三章 新型複金屬燈電子安定器架構分析 19

3-1 系統基本架構 19

3-2 主動式功因修正電路 19

3-2-1 電路簡介 19

3-2-2 電路架構 19

3-2-3 升壓型轉換器電感 L 設計 28

v

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器 31

3-3-1 電路簡介 31

3-2-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路分析 32

3-3 定功率控制電路 38

3-4 單級高壓點燈電路 40

3-5 高低頻開關訊號產生電路 42

第四章 實際結果與討論 43

4-1 電路設計與元件規格 43

4-2 實測與模擬波形 46

第五章 結論與未來研究方向 56

5-1 結論 56

5-2 未來研究方向 56

參考文獻 57

vi

圖目錄

圖 21 具陶瓷放電管之 70W 複金屬燈 3

圖 22 各種光源之光譜 6

圖 23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程 7

圖 24 複金屬在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖 9

圖 25 三級架構之電子安定器之方塊圖 11

圖 26 三級架構電路之電子安定器電路圖 11

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 210 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 13

圖 212 馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 13

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖 14

圖 214 本研究提出之電路圖 15

圖 31 系統架構圖 16

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖 18

圖 33 功因修正電路之基本架構圖 20

圖 34 電壓隨耦法 21

圖 35 功因修正升壓型轉換式電路圖 21

圖 36 升壓型轉換器動作時序圖 22

圖 37 升壓型轉換器動作模式一 23

圖 38 升壓型轉換器動作模式二 23

圖 39 升壓型轉換器動作模式三 24

圖 310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形 25

vii

圖 311 平均電流控制法之電路示意圖 26

圖 312 平均電流控制法之波形 27

圖 313 磁滯電流控制法的電流波形 27

圖 314 峰值電流控制法之波形 28

圖 315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖 31

圖 318 工作模式一(t0~t1) 32

圖 319 工作模式一之等效電路圖 32

圖 320 工作模式二(t1~t2) 33

圖 321 工作模式三(t2~t3) 33

圖 322 工作模式四(t4~t5) 34

圖 323 工作模式四之等效電路圖 34

圖 324 工作模式五(t5~t6) 35

圖 325 工作模式六(t6~t7) 35

圖 326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 36

圖 327 定功率控制電路 38

圖 328 輸出功率特性曲線圖 39

圖 329 串聯式點燈器架構圖 40

圖 330 並聯式點燈架構圖 40

圖 331 高壓點燈電路圖 41

圖 332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路 42

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖 46

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測波形圖 46

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 6D 47

viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

iv

目錄

中文摘要 i

英文摘要 ii

目錄 iv

圖目錄 vi

表目錄 ix

第一章 緒論 1

1-1 研究動機與目的 1

1-2 論文大綱 2

第二章 複金屬燈的特性 3

2-1 前言 3

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理 4

2-3 複金屬燈的發光特性 5

2-4 複金屬燈啓動特性 7

2-5 音頻共振問題 8

2-6 電路架構發展趨勢 10

2-6-1 架構介紹 10

2-6-2 驅動方式介紹 14

2-6-3 本研究之電路介紹 14

第三章 新型複金屬燈電子安定器架構分析 19

3-1 系統基本架構 19

3-2 主動式功因修正電路 19

3-2-1 電路簡介 19

3-2-2 電路架構 19

3-2-3 升壓型轉換器電感 L 設計 28

v

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器 31

3-3-1 電路簡介 31

3-2-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路分析 32

3-3 定功率控制電路 38

3-4 單級高壓點燈電路 40

3-5 高低頻開關訊號產生電路 42

第四章 實際結果與討論 43

4-1 電路設計與元件規格 43

4-2 實測與模擬波形 46

第五章 結論與未來研究方向 56

5-1 結論 56

5-2 未來研究方向 56

參考文獻 57

vi

圖目錄

圖 21 具陶瓷放電管之 70W 複金屬燈 3

圖 22 各種光源之光譜 6

圖 23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程 7

圖 24 複金屬在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖 9

圖 25 三級架構之電子安定器之方塊圖 11

圖 26 三級架構電路之電子安定器電路圖 11

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 210 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 13

圖 212 馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 13

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖 14

圖 214 本研究提出之電路圖 15

圖 31 系統架構圖 16

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖 18

圖 33 功因修正電路之基本架構圖 20

圖 34 電壓隨耦法 21

圖 35 功因修正升壓型轉換式電路圖 21

圖 36 升壓型轉換器動作時序圖 22

圖 37 升壓型轉換器動作模式一 23

圖 38 升壓型轉換器動作模式二 23

圖 39 升壓型轉換器動作模式三 24

圖 310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形 25

vii

圖 311 平均電流控制法之電路示意圖 26

圖 312 平均電流控制法之波形 27

圖 313 磁滯電流控制法的電流波形 27

圖 314 峰值電流控制法之波形 28

圖 315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖 31

圖 318 工作模式一(t0~t1) 32

圖 319 工作模式一之等效電路圖 32

圖 320 工作模式二(t1~t2) 33

圖 321 工作模式三(t2~t3) 33

圖 322 工作模式四(t4~t5) 34

圖 323 工作模式四之等效電路圖 34

圖 324 工作模式五(t5~t6) 35

圖 325 工作模式六(t6~t7) 35

圖 326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 36

圖 327 定功率控制電路 38

圖 328 輸出功率特性曲線圖 39

圖 329 串聯式點燈器架構圖 40

圖 330 並聯式點燈架構圖 40

圖 331 高壓點燈電路圖 41

圖 332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路 42

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖 46

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測波形圖 46

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 6D 47

viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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v

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器 31

3-3-1 電路簡介 31

3-2-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路分析 32

3-3 定功率控制電路 38

3-4 單級高壓點燈電路 40

3-5 高低頻開關訊號產生電路 42

第四章 實際結果與討論 43

4-1 電路設計與元件規格 43

4-2 實測與模擬波形 46

第五章 結論與未來研究方向 56

5-1 結論 56

5-2 未來研究方向 56

參考文獻 57

vi

圖目錄

圖 21 具陶瓷放電管之 70W 複金屬燈 3

圖 22 各種光源之光譜 6

圖 23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程 7

圖 24 複金屬在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖 9

圖 25 三級架構之電子安定器之方塊圖 11

圖 26 三級架構電路之電子安定器電路圖 11

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 210 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 13

圖 212 馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 13

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖 14

圖 214 本研究提出之電路圖 15

圖 31 系統架構圖 16

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖 18

圖 33 功因修正電路之基本架構圖 20

圖 34 電壓隨耦法 21

圖 35 功因修正升壓型轉換式電路圖 21

圖 36 升壓型轉換器動作時序圖 22

圖 37 升壓型轉換器動作模式一 23

圖 38 升壓型轉換器動作模式二 23

圖 39 升壓型轉換器動作模式三 24

圖 310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形 25

vii

圖 311 平均電流控制法之電路示意圖 26

圖 312 平均電流控制法之波形 27

圖 313 磁滯電流控制法的電流波形 27

圖 314 峰值電流控制法之波形 28

圖 315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖 31

圖 318 工作模式一(t0~t1) 32

圖 319 工作模式一之等效電路圖 32

圖 320 工作模式二(t1~t2) 33

圖 321 工作模式三(t2~t3) 33

圖 322 工作模式四(t4~t5) 34

圖 323 工作模式四之等效電路圖 34

圖 324 工作模式五(t5~t6) 35

圖 325 工作模式六(t6~t7) 35

圖 326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 36

圖 327 定功率控制電路 38

圖 328 輸出功率特性曲線圖 39

圖 329 串聯式點燈器架構圖 40

圖 330 並聯式點燈架構圖 40

圖 331 高壓點燈電路圖 41

圖 332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路 42

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖 46

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測波形圖 46

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 6D 47

viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

vi

圖目錄

圖 21 具陶瓷放電管之 70W 複金屬燈 3

圖 22 各種光源之光譜 6

圖 23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程 7

圖 24 複金屬在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖 9

圖 25 三級架構之電子安定器之方塊圖 11

圖 26 三級架構電路之電子安定器電路圖 11

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 12

圖 210 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 12

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器方塊圖 13

圖 212 馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器電路圖 13

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖 14

圖 214 本研究提出之電路圖 15

圖 31 系統架構圖 16

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖 18

圖 33 功因修正電路之基本架構圖 20

圖 34 電壓隨耦法 21

圖 35 功因修正升壓型轉換式電路圖 21

圖 36 升壓型轉換器動作時序圖 22

圖 37 升壓型轉換器動作模式一 23

圖 38 升壓型轉換器動作模式二 23

圖 39 升壓型轉換器動作模式三 24

圖 310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形 25

vii

圖 311 平均電流控制法之電路示意圖 26

圖 312 平均電流控制法之波形 27

圖 313 磁滯電流控制法的電流波形 27

圖 314 峰值電流控制法之波形 28

圖 315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖 31

圖 318 工作模式一(t0~t1) 32

圖 319 工作模式一之等效電路圖 32

圖 320 工作模式二(t1~t2) 33

圖 321 工作模式三(t2~t3) 33

圖 322 工作模式四(t4~t5) 34

圖 323 工作模式四之等效電路圖 34

圖 324 工作模式五(t5~t6) 35

圖 325 工作模式六(t6~t7) 35

圖 326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 36

圖 327 定功率控制電路 38

圖 328 輸出功率特性曲線圖 39

圖 329 串聯式點燈器架構圖 40

圖 330 並聯式點燈架構圖 40

圖 331 高壓點燈電路圖 41

圖 332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路 42

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖 46

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測波形圖 46

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 6D 47

viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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vii

圖 311 平均電流控制法之電路示意圖 26

圖 312 平均電流控制法之波形 27

圖 313 磁滯電流控制法的電流波形 27

圖 314 峰值電流控制法之波形 28

圖 315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖 30

圖 317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖 31

圖 318 工作模式一(t0~t1) 32

圖 319 工作模式一之等效電路圖 32

圖 320 工作模式二(t1~t2) 33

圖 321 工作模式三(t2~t3) 33

圖 322 工作模式四(t4~t5) 34

圖 323 工作模式四之等效電路圖 34

圖 324 工作模式五(t5~t6) 35

圖 325 工作模式六(t6~t7) 35

圖 326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形 36

圖 327 定功率控制電路 38

圖 328 輸出功率特性曲線圖 39

圖 329 串聯式點燈器架構圖 40

圖 330 並聯式點燈架構圖 40

圖 331 高壓點燈電路圖 41

圖 332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路 42

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖 46

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測波形圖 46

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 6D 47

viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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viii

的電流模擬波形圖

圖 44 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs1 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖

47

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 6D

的電流模擬波形圖 48

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 Vgs2 的驅動電壓及流經二極體 7D

的電流實測波形圖 48

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電感電流 ILbuck之模擬波形圖 49

圖 49 燈管電壓與電管電流之模擬波形圖 50

圖 410 燈管電壓與電管電流之實測波形圖 50

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖 51

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖 51

圖 413 燈管啓動暫態電壓波形圖 52

圖 414 燈管啓動暫態電流波形圖 52

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 426 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖 53

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖 54

圖 418 實體電路圖 54

圖 419 複金屬燈實際點亮圖 55

圖 420 複金屬燈弧光放電圖 55

ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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ix

表目錄

表31 反閘真值表 42

表32 及閘真值表 42

表41 功因修正級電氣規格及元件規格表 43

表42 電氣及元件規格表 44

表43 複金屬燈之規格表 45

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

1

第一章 緒論

1-1 研究動機與目的

近年來科技進步迅速人照光源的技術也隨之有飛躍性的進展各式各樣

的人照光源被廣泛地應用在各種場合如一般住家大型賣場路燈公園

運動場helliphellip等現在由於環保意識抬頭及能源的拮据人照光源的製造也慢慢

的遠離會污染環境的重金屬如水銀並強調提高發光效率以符合綠色能源的標

準

複金屬燈又稱金屬鹵化燈為高照度氣體放電燈(High Intensity Discharge

Lamps HID Lamps)的一種其發光源理係利用氣體放電產生可見光具有高光

輸出效率燈管壽命長演色性佳聚光能力佳等優點因此已經慢慢取代演色

性較差的水銀燈複金屬燈的輸出功率範圍從35W~10kW普遍的應用在各種室

內外所要照明的場合如大型廣告看板的夜間照明設施百貨公司的櫥窗建築

物的外觀照明已成為具有相當潛力的照明燈具[1-6]而工業應用則被大量的使

用在投影機的背光源和高解析電視上在日漸注重照明品質的各種場合中已成為

備受期待的新光源[7-8]

複金屬燈的燈管特性使其具有動態負增量電阻特性(Dynamic Negative

Incremental Resistance)因此需搭配一個安定器來防止燈管燒毀而安定器的種

類可分為傳統的電磁耦合式安定器及電子式安定器二種傳統的電磁耦合式安定

器由於操作在巿電頻率產生其體積大且笨重啓動時間較長及人眼會看到光

源閃爍等缺點電子安定器為利用電子元件所組成除了具有穩定燈管電流的功

能外在啟動時也必須提供足夠的點燈電壓(約為仟伏特以上)使燈管內的氣

體游離而產生電離現象[9]當點亮後則只需提供一個較低的燈管電壓以維

持燈管氣體穩定持續放電[10-11]其優點為體積小重量輕且能控制燈管的工作

頻率及額定功率

一般的電子安定器大都為三級式的電路架構三級式之電子安定器是在功

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

2

率控制電路之前加入一級主動功因修正電路的電子安定器如此的電子安定器架

構可以在電源或負載發生變動時仍然具有高功因的效果然而三級式的電路

架構需要三次功率的轉換此舉會增加開關的切換損失導通損及額外的傳導損

失因而降低電路整體的轉換效率而三級式電路架構使得安定器的成本也相對

提高

複金屬燈雖然具有良好的演色性及較高的發光效率但音頻共振是相當惱人

的問題當發生音頻共振時會使得燈管電壓與電流產生振盪導致燈管功率的

變動輕微的音頻共振會有光輸出的變動使得弧光不穩定[12]嚴重時則會導

致弧光熄滅或燈管爆裂目前已有許多文獻對音頻共振諸提出了解決方法

[13-17]本研究則針對音頻共振問題提一個低頻驅動方法來改善音頻共振的問

題並且使其能以定功率控制防止燈管在啓動時過功率燒毀及不受燈管老化

影響輸出功率造成弧光閃爍的現象發生

1-2 論文大綱

本論文之內容共分五章各章節內容安排如下

第一章論文簡介

介紹本研究的研究動機與背景

第二章複金屬燈的特性

介紹複金屬燈的特性包含了燈管的發光原理暫態及穩態特性及先前的研

究文獻之電路探討與本研究所提出的架構做簡介

第三章新型複金屬燈電子安定器之架構分析

為針對本研究提出之兩級架構電子式安定器構加以分析並對電路的動作模

式原理加以說明

第四章 實驗結果與討論

將模擬與實際量測結果作比較以驗證其可行性

第五章結論與未來研究方向

對本研究提出一個總結並對未來的研究方向做一說明

3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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3

第二章 複金屬燈的特性

2-1 前言

複金屬燈為高強度氣體放電燈的一種其燈管石英玻璃泡殼內充填800sim900 kPa

的高壓氙氣與少許金屬鹵化物以高壓電產生的電弧發光色溫可高達2500sim6500

K為接近正午日光的色溫演色指數為90~95發光效率也在75 至125(lmW)

之間圖21為一般具陶瓷放電管之70W複金屬燈其包含四個主要部份石英

玻璃外管引線放電管及引線支架

圖 21 具陶瓷放電管之70W複金屬燈

複金屬燈雖然具有高發光效率高演色性和壽命長等優點但因為燈管本身的

物理特性使得複金屬燈安定器在研製上存在了部分的設計考量其問題如下

熱點燈困難啟動暫態時間過長及音頻共振等問題其中熱點燈問題可外加點

燈電路解決啟動暫態時間過長則可由增加啟動功率克服而音頻共振的問題相

較於前二者較為難處理影響音頻共振發的原因多且雜[18-23]當燈管發生音頻

共振時對使用者最直接的影響為輸出弧光閃爍對眼睛產生不舒適感因此音頻

共振的問題不但使複金屬燈在使用上造成限制也是在電子安定器在設計時必須

考量的重要因素

4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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4

2-2 高壓氣體放電燈的發光原理

在發光管內的電極間施加電壓燈管內的氣體開始放電此時產生放電弧光

高溫約數千度使得添加物(金屬)鹵化物蒸發而產生氣體此蒸發的氣體與添加

物原子內之電子相互碰撞會被激發而發光例如水銀會發出青色的光鈉會發

出橘色的光鉈會發出綠色的光發光管內封入添加物的種類依其添加物組合

之成份決定光燈泡之發光演色性及效率等特性主要之燈管添加物如表21

所述

表21 燈管添加物[24]

燈管類型 管內添加物

水銀燈 封入水銀燈及氬氣靠水銀發光而產生青白色的光

高壓鈉燈 封入鈉水銀及氙氣鈉所生的光為橘色納燈

複金屬燈

發光管使用石英玻璃管(水銀燈具複金屬燈)及氧化鋁陶瓷管(高壓

鈉光燈)內部有一對鎢電極發光管內在抽成高真空後封入鈉（橘

色）鉈（綠色）錮（青色）鈧（白色）等金屬鹵化物由封入

之金屬組合變化可發出 3000~6000K 的光及更好演色性更佳的

效率

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

5

2-3 複金屬燈的發光特性

複金屬燈中填充了惰性氣體其具有無色無味無臭在室溫下是絕緣氣

體僅在高壓電離成正負離子時才具有導電性由於高壓惰性氣體放電燈燈管內

部氣壓很高所以不論冷熱點燈燈管啟動時皆需要相當高的電壓才能將燈點

亮複金屬燈的點燈電壓一般為35kV以上因此需要額外的點燈電路來作為燈

管啟動之用複金屬燈與金屬蒸氣放電燈(如汞燈鈉燈等)比較具有如下之優

點

1 金屬蒸氣放電燈的工作狀態和燈管的製作過程工作環境及冷卻條件等有很

大 的關係而複金屬燈的工作狀態受這些條件的影響較小其光電參

數的一致性較佳

2 金屬蒸氣放電燈啟動暫態過程所需時間較長而氙燈在點亮瞬間就可達到

80的額定光輸出

3 複金屬燈的演色性相當好通常在95 以上圖22為各種光源的光譜分佈情

形[25]由圖可知複金屬燈的光譜是所有人造光源中最像太陽光的複金屬

燈內的惰性氣體原子的平均激發電位較汞高激發電位較高的氣體有較高的

電弧溫度因此高壓複金屬氣體放電電弧溫度就比高壓汞放電電弧溫度高

隨著電弧溫度的升高惰性氣體的原子能有效電離電位降低此結果更能有

利於加速電離的發生且高壓放電時複金屬燈的惰性氣體的電離度比汞大

得多放電有較多的自由電子和高電離度因此可形成很強的連續光譜

6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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6

圖22 各種光源之光譜

7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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7

2-4 複金屬燈啓動特性

複金屬燈自啟動至穩態的點燈電壓電流變化過程如圖23 所示分為為電

壓崩潰輝光放電輝光轉弧光與弧光放電等四個階段[26]

1 電壓崩潰當加於燈管電極兩端的電壓大於燈管的崩潰電壓此時燈管內

惰性氣體開始產生電離燈管電壓迅速下降由於外加的電壓仍大於燈管的

額定工作電壓燈管內開始有放電電流產生而崩潰電壓的值取決於燈管內

填充之氣體電極之組成與燈管的構造

2 輝光放電在續弧階段燈管電壓快速下降電流快速上升此階段歷時相

當短暫隨即進入輝光轉弧光階段

3 輝光轉弧光在此階段燈管電壓小於額定工作電壓燈管電流大於額定工作

電流隨著燈管工作溫度的上升燈管電壓將逐漸增加而燈管電流則逐漸

減少 燈管的等效電阻會慢慢變大經過約數十秒鐘的時間燈管電壓與電

流漸趨於穩定

4 弧光放電燈管進入此階段時燈管電極間的弧光趨於穩定且燈管等效電

阻與燈管電壓電流幾乎不會變化此時燈管為進入穩定工作狀態

圖23 複金屬燈啓動至穩態之燈管電壓電流之變化過程

8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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8

2-5 音頻共振問題

複金屬燈雖然具有亮度高演色性佳以及壽命長等優點但有一個嚴重的缺

點為音頻共振的問題音頻共振的發生原因為輸入燈管的能量產生週期性的變

化造成燈管內的氣體分子有週期性的疏密現象若複金屬燈電力輸入功率與放

電管內之反射波同相位的話將會造成共振的發生共振的發生頻率約在數kHz~

數百kHz內音頻共振發生時會發生燈管工作電壓擺動弧光輸出不穩定的情

形造成弧光熄滅嚴重的話甚至會導致燈管管壁破裂圖24(a) 為複金屬燈

在無音頻共振下其燈管弦光為一直線圖24 (b) 為音頻共振產生時弧光放電

的情形此時弦光會產生扭曲變形

(a) 正常情況下弧光放電的情形

9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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9

(b) 音頻共振下弧光放電的情形

圖24 複金屬燈在無音頻共振及音頻共振時的弧光示意圖

目前已有一些解決音頻共振的方法其方法如下

1 低頻弦波操作[27]

由於燈管音頻共振發生的頻率大概在數kHz~數百kHz因此使用傳統電

磁式的安定器操作在市電頻率(60 Hz 或50Hz)下無音頻共振問題但是

卻有體積大重量重效率低等缺點

2 定頻弦波操作[28]

找出會發生音頻共振的頻帶範圍再將電子安定器的工作頻率精準的設

計在某個不發生音頻共振且較寬的頻帶中心可避免音頻共振現象的發生

3 超高頻弦波操作[29]

將燈管操作於遠高於發生音頻共振的頻域如1 MHz 以上可避開音頻

共振發生的頻帶由於操作在高頻的情況下亦可使電子安定器體積變小

但高頻操作下會造成較大的切換損失且電磁干擾的問題也變得比較棘手

10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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10

4 頻率調變[30-35]

雖然燈管在某些頻率範圍內可能產生音頻共振但是若將工作頻率選在

某兩個頻率之間來回穿梭使燈管電弧來不及變化也可能讓音頻共振現象

不會發生

5 低頻方波電壓輸出[36-41]

在每個工作週期中因為沒有瞬時功率的變化所以不會激發音頻共振

這種電路設計通常採用全橋式或半橋式換流器驅動電路會較為複雜目前

在複金屬燈驅動器的先前文獻中絕大部分使用低頻的方波電壓(數百Hz)來

解決音頻共振的問題由於複金屬燈點亮後可以視為一純電阻 所以流過燈

管的電流和燈管電壓為同相位利用燈管無瞬時的燈管功率變化來解決音頻

共振的問題

2-6 電路架構發展趨勢

電子式安定隨著時代的進步其電路及控制方法也不斷的演進而整個發展

趨勢可分為兩部份來描述一者為架構介紹另者為驅動方式介紹

2-6-1 架構介紹

複金屬燈之電子安定器由於時代的進步電路也不斷的演進近年來由於

能源的短缺所以效率提升也比以往更為重視而以下我們作一個簡單的電路發

展回顧

目前電子安定器大都採用三級架構[42-45]圖25所示為其方塊圖而電路

的組成由升壓轉換器降壓式轉換器及全橋換流器及複金屬燈所組成升壓轉換

器為將輸入之交流電壓升成一高壓且具有因功修正的功能降壓轉換器則負責

將升壓轉換器的輸出電壓調節成燈管工作時所需要之電壓值並具有功率控制

的功能而全橋换流器則將降壓轉換器之輸出電壓轉換成燈管所需之交流電

11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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11

源其電路圖如圖26所示

圖 25 三級架構之電子安定器方塊圖

圖 26 三級架構電路之電子安定器之電路圖

圖 27 所示為兩級架構之升降壓轉換器與全橋換流器之電子安定器方塊圖

[46]由降升壓轉換器作為前級電路具有功因修正及功率控制的功能而全

橋換流器負責產生一個低頻交流方波供給 HID 燈使用電路圖如圖 28 所示

圖 27 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之方塊圖

12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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12

D1

D2

D3

D4

D5

C2 C1

圖 28 升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

圖29所示為兩級架構之升降壓轉換器結合全橋換流器之電子安定器方塊圖

[47]其組成由降升壓轉換器作為前級電路主要功用為將輸入電壓作升壓或

降壓調節其具有功因修正及功率控制的功能而全橋換流器則負責產生一個

低頻方波電流供給 HID 燈使用電路圖如圖 210 所示

圖 29 降升壓式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

圖 210 降升壓轉換器結合全橋換流器之電子式安定器之電路圖

13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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13

圖 211 所示為返馳式轉換器結合半橋換流器之電子安定器之方塊圖

[48]電路由返馳式轉換器擔任前級電路負責將輸入電壓與輸出電壓作成為

升壓或降壓具有功因修正及功率控制的功能此返馳式轉換器具有兩組輸出

其將能量送至後級半橋換流器而半橋換流器負責產生一個低頻方波電源供

給 HID 燈使用電路圖如圖 212 所示

圖 211 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之方塊圖

VAC

D1

D2

D3

D4

TigIgniter

HID Lamp

S1

S2

S

+

+

-

-

C1

C2

N2

N3

N1Lf

Cf

圖 212 返馳式轉換器結合半橋換流器之電子式安定器之電路圖

14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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14

2-6-2 驅動方式介紹

圖 213 為一全橋換流器結合降壓轉換器之兩級架構電子式安定器[49]其

包含一個功因修正級一個全橋換流器及 HID 燈當開閞 S1 及 S4 導通開關

S3 及 S2 截止由於功率開關 1S 的驅動訊是採低頻結合高頻切換而 4S 為常閉

功率控制由 1S 的高頻切換責任週期導通比控制同理當開閞 S3 及 S2 導通

S1 及 S4 截止功率大小由 3S 進行控制使得換流器具備功率控制的功能及產生

一低頻方波供給 HID 燈使用

圖 213 全橋換流器結合降壓式轉換器之電路圖

2-6-3 本研究之電路介紹

圖 214 為本研究提出之新型複金屬燈電子安定器架構為半橋換流器結合

降壓式轉換器之電路將巿電經全波整流之直流電壓經直流升壓轉換器將電壓

升至 400 伏特的直流電壓具備了升壓及功因修正適合全域電壓輸入後級

半橋换流器結合降壓式轉換器除了可以提供複金屬啓動及穩態運作時所需之

能量藉由控制電路可控制輸入燈管之管率使其恆定不會因為燈管老化

影響功率變動造成弧光閃爍

15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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15

圖 214 本研究提出之電路圖

16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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Metal Halide Lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo94 pp 31-37 1994

[2] W Pabst and D Klien ldquoIgniting High-Pressure Lamps with Electronic

Ballastsrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society pp 14-20 Summer

1992

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16

第三章 新型低頻方波驅動之 HID 燈電子安定器架構分析

3-1 系統基本架構

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 複金屬燈燈管在啟動前需要 35kV 的

點燈電壓使燈管發弧當燈管穩態時則提供ㄧ 200Hz 交流低頻方波電壓給燈

管因此在設計安定器時需考慮燈管的工作特性本研究提出的複金屬燈電子

式安定器方塊圖如圖 31系統架構由(a)巿電輸入 (b)橋式整流器 (c)功因校正

交流直流升壓轉換器 (d)直流交流換流器 (e)單級高壓點燈電路 (f)定功率控

制與驅動電路及 (g)複金屬燈 等組合而成

圖 31 系統架構圖

17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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17

圖 31 為本研究系統架構圖而電路圖如圖 32 所示說明如下

(a) 巿電輸入

輸入電源可選擇 85VAC~265VAC而點燈測試時之輸入電壓選用 AC

110V頻率為 60Hz

(b) 橋式整流器

將交流輸入電壓整流成直流電壓

(c) 功因校正升壓轉換器

使用升壓轉換器做為(1)低頻結合高頻切換之半橋換流器之輸入電源(2)

高

壓燈電路之輸入電源

(e) 低頻結合高頻切換之半橋換流器

半橋換流器+降壓轉換器主要是將高壓的直流電源轉換成一個低頻交流

方波給複金屬燈使用其具備有功率限制防止燈管在啓動或運作時燒毀及

提供燈管一個交流低頻方波電流

(f) 單級高壓點燈電路

由於本研究使用一 70W 複金屬燈管啓動時需要提供一 35kV 的脈波電

燈管發弧

(g) 驅動與定功率控制電路

由於提供給複金屬的電源為交流低頻方波因此使用電阻偵測低頻結合

高頻切換之半橋換流器的電流並在功因校正升壓轉換器的輸出端串聯分壓

電阻去偵測一電壓將偵測出來的電壓電流加以換算出一電壓做為控制脈

波寬度調變之用半橋換流器結合降壓轉換器是利用脈波寬度調變方式以控

制輸出燈管啟動前控制低頻結合高頻切換之半橋轉換器限制其輸入功率

防止燈管在啓動時燒毀燈管點亮後藉由偵測功因校正升壓轉換器的輸出

端與半橋換流器結合降壓轉換器之流出電流利用定功率控制電路控制半

18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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18

橋換流器結合降壓轉換器控制燈管的輸出功率進而穩定燈管電壓與電流

使燈管點亮後能夠提供穩定的能量而持續發亮達到所設定的功率輸出

(h) 複金屬燈

本研究使用 PHILIPS CDM-T 70W 燈管作為測試燈管

圖 32 本研究提出之複金屬燈電子安定器電路圖

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

19

3-2 主動式功因修正電路

3-2-1 電路介紹

主動式功因校正使用主動開關元件可因應負載不同功率的需求控制開

關切換的時機進行電感上能量的儲存與釋放讓輸入電流波形自動追隨輸入電

壓以達到高功男其工作頻率從數十至數百千 kHz並對輸入電流的諧波失真加

以抑制功因幾近於一還兼具輸出直流電壓調整的功能

3-2-2 電路架構

功因修正電路是由直流對直流轉換器(DCDC Converter)所擔任包含一個儲

能電感一組主動開關與控制電路控制電路為了因應負載的需求其功率開關

操作在高頻當主動開關導通時儲能電感的電流加大儲存的能量增加反之

當主動開關截止儲能電感的電流減少其儲存的能量釋放到直流鏈電容經由

適當的控制電路可精確地控制輸入電流的大小使電流波形追隨交流輸入電壓

波形並保持同相位達到功因修正及穩壓的功能一般而言有三種基本轉換

器被普遍的使用而其較易於達到功因修正的目的電路簡單且控制方式也較容

易完成如圖32所示 分別為降壓式升壓式降升壓直流對直流轉換器等三

種基本轉換器

(a) 降壓式

20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

[1] L Laskai P Enjeti and I J Pitel ldquoA Unity Power Factor Electronic Ballast for

Metal Halide Lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo94 pp 31-37 1994

[2] W Pabst and D Klien ldquoIgniting High-Pressure Lamps with Electronic

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20

(b) 升壓式

交流電壓源

L橋式整流器

+

-

後級負載

+

-S

D

C

-

(c) 降升壓式

圖33 功因修正電路之基本架構電路

主動式功因校正電路的控制方法依電感電流操作模式可分為電壓隨耦法及

乘法器控制法以下分別介紹這兩種控制方式

(1) 電壓隨耦控制法

利用轉換器操作在固定開關切換頻率責任週期導通比與不連續導通模式

則平均輸入電流會自動與輸入電壓成比例所以不需額外的電流控制電路自然

就具有高功因的特性因為平均輸入電流自然地追隨輸入電壓因此稱之為電壓

隨耦控制法圖34為電壓隨耦法電路

21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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21

圖34 電壓隨耦法

我們以升壓轉換器來說明其工作於不連續模式下電路圖如圖35所示

電路的構成由功率開關Sboost電感L二極體D1~D5和電容 dcC 而開關的責任週

期導通比可控制送給負載功率大小D1~D4為構成橋式整流所需之二極體 dcC

為直流鏈電容D5為飛輪二極體

圖 35 功因校正升壓型轉換式電路圖

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

22

升壓式轉換器的輸出電壓必大於輸入電壓且當升壓型轉換器的電感L 工作於不

連續模式(DCM)時電路具有功因修正的功能[50]其工作時序圖如圖36所示

0t

0t

Vboost

0 t

0

VD5

t

0 t

Vo+Vi

Vi

-(Vo ndash Vi)

Ts

D1TS D2TS D3TS

Vi

-(Vo ndash Vi)

圖36 升壓型轉換器動作時序圖

23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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23

升壓型轉換器之動作模式如下

(a)動作模式一

功率開關Sboost導通時此時電感電壓VL 等於輸入電壓Vin電感電流iL呈

線性增加二極體電壓為逆向偏壓負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖

37所示

圖37 升壓型轉換器動作模式一

(b)動作模式二

功率開關Sboost截止導通時此時電感L 兩端電壓VL極性相反二極體導通

此時能量由輸入端提供給負載並對電容 dcC 充電其如圖38所示

圖38 升壓型轉換器動作模式二

24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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24

於圖36中Ts為切換週期而

D1+D2+D3=1 (3-1)

D1為功率開關導通之責務比

D2為電感電流ILbuck降為零之責務比

D3為功率開關截止與電感電流ILbuck之責務比

(c) 動作模式三

率開關Sboost截止時負載所需的能量由將由電容 dcC 提供如圖37所示

圖39 升壓型轉換器動作模式三

升壓型轉換器可由D1Ts來控制輸出的能量當導通時間增加則可提供更多的輸

出能量反之當導通時間減少轉換器之輸出能量亦會降低電路在穩定的工

作下電感維持著儲能等於釋能的關係因此在開關導通期間加於電感之伏特-

秒應等於電感釋能期間之伏特-秒可列出

2

21

DDD

VV

in

o += (3-2)

整理可得

0)( 21 =timesminus+timesminus TDVVTDV inoin (3-3)

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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程學系博士論文中華民國九十年五月

25

假設功率的轉換都沒有任何損失

ooinin IVIV times=times

所以

21

2

DDD

VV

II

o

in

in

o

+== (3-4)

由(3-2)式可發現輸出電壓可由功率開關導通時間大小 2D 來控制但仍需滿足

電路穩定之條件即 1321 =++ DDD 而電感電流之變化成份可表示為

LTDV

i sinpeakL

1)(

times= (3-5)

於(3-5)中當功率開關導通時間D1Ts與電感值L為固定值時電感電流值 )( peakLi 會

追隨輸入電壓 inV 若開關的切換頻率遠大於輸入交流電源之頻率則平均輸入

電流之波形將會與輸入電壓波形近似如圖310因此當升壓型轉換器工作於不連

續模式即會具有功因修正之功能

圖310 電壓隨耦控制法之升壓型轉換器之波形

26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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26

(2) 乘法器控制法

控制電路中可用乘法器來達到輸入電流控制的目的因此稱為乘法器控制

法乘法器控制法的控制系統通常可分為內迴路與外迴路兩大部分內迴路的電

流控制法用來作為功因校正外迴路的電壓控制用穩定輸出電壓以下將介紹三

種常見的乘法器控制法

(a) 平均電流控制法(Average Current Control)

平均電流控制法屬於定頻控制其電路圖如311所示電路的控制方法是

將感測輸入電壓V 的訊號與輸出電壓 oV 跟參考電壓值作加減經電壓控制器的訊

號與乘法器相乘做為參考電流ig因此參考電流與輸入電壓的波形相同如

圖310所示將輸入電流ig與參考電流ig比較經由電流控制器產生控制輸入

電壓由比較器作脈波寬度調變調整開關導通大小使輸入電流追隨參考電流

達到電壓與電流波形相同進而達到高功率因數其波形圖如圖312所示

圖311 平均電流控制法之電路示意圖

27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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27

圖312 平均電流控制法之波形

(b) 磁滯電流控制法(Hysteresis Current Control)

磁滯電流控制原理是將命令電流與輸入電流相互比較以產生誤差訊號將

此誤差訊號利用磁滯比較器達成磁滯電流控制目的藉由此種電流回授控制可

以在容許的誤差範圍內使輸入電流追隨到命令電流適當的調整磁滯寬度可達

到電流精確的控制圖313 所示為電流波形

Vs

參考電流

輸入電流

t

上限帶

下限帶

圖313 磁滯電流控制的電流波形

28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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28

(c) 峰值電流控制法(Peak Current Control)

此為本研究採用之功因修正控制法以升壓型轉換器作為前級電路架構為

例使用L6561控制IC其工作方式為變頻方式其責務比為固定電感電流操

作在邊界工作模式而在切換週期一開始讓功率開關導通開關使得電感電流上

升當感測的峰值達到弦波電流時將開關使得電感電流下降與輸入線電壓成

比例如此週而復始而電流波形如圖314

t

電感電流包絡線

電感電流

圖314 峰值電流控制法之波形

3-2-3 升壓型轉換器之電感 L 設計

採用 L6561 控制 IC並設計昇壓型轉換電路工作於邊界導通模式下峰值

電感電流 ILpk 為輸入峰值電流 Iinpk 之兩倍輸入峰值電流與峰值電感電流之關

係式如(3-6)與(3-7)式表示

ηtimestimes

=times=in(rms)

O

in(rms)

ipkin V

P

VP

I2

2 (3-6)

ηtimestimes

==in(rms)

OpkinpkL V

PII

222 (3-7)

29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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29

當 L6561 PFC IC 操作於臨界導通模式之下對於輸入電壓為弦波電壓

= tV lin(rms) ωsin2 時電流變動量可表示成(3-8)式

offm

lin(rms)oon

m

lin(rms) TL

tVVT

LtV

ΔI timesminus

=times=)sin2(sin2 ωω

(3-8)

輸入電壓在最大值時可得最大峰值電感電流 ILpk因此功率開關之導

通時間 Ton 與截止時間 Toff可分別如(3-9)式(3-10)式表示

2)sin(2

)sin(

in(rms)

pkL

lin(rms)

lpkLmon V

IL

tV

tILT

times

times=

timestimes

timestimes=

ω

ω (3-9)

)]sin(2[

)sin(

tVV

tILT

lin(rms)o

lpkLoff ω

ω

timestimesminus

timestimes= (3-10)

由於(3-9)式與(3-10)式之和即為功率開關切換週期之時間長因此若將此週

期之時間予以倒數即可得到功率開關之最小操作頻率 fsw(min)如(3-11)式所示

o

lrmsinormsin

imoffonsw V

tVVVPLTT

f)]sin(2[

211 )(

2)(

(min)

ωminussdotsdot=

+= (3-11)

而(3-11)式移項後可得電感之方程式

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= (3-12)

由公式 (3-12)當固定輸出直流電壓為400V最小操作頻率為分別從

15kHz~100kHz 利用MathCAD數學軟體繪出最小操作頻率與電感的關係圖

其圖如315所示及在不同輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖其圖如

316所示而從公式(314)及(315)中發現當工作頻率愈高所需要的電感值愈

30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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30

小所以電感值的大小和頻率成反比關係

05

08

11

14

17

23

2

32

35

0 20 40 60 80 100

f(kHz)

L(m

H)

圖315 固定輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

f(kHz)0 20 40 60 80 100

2

4

6

8

Vi=85VVi=110V

Vi=150V

Vi=220V

Vi=265V

圖316 不同的輸入電壓下最小操作頻率與電感的關係圖

31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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31

3-3 低頻結合高頻切換之半橋換流器

3-3-1 電路簡介

如圖317為本研究採用之低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路圖此電路

結合了換流器及降壓型轉換器的功能將直流電壓轉換成所需之交流低頻方波

並具備高壓直流電轉換成低電壓交流電輸出及輸出功率限制等功能電路組成由

功率開關 1S 與 2S 降壓電感 buckL 二極體 6D 與 7D 及電容C 1C 2C 等元件

功率開關 1S 及 2S 可由控制功率開關的導通時間進而控制負載輸出能量的大

小藉由改變降壓電感 buckL 其大小可控制輸出到負載的能量而為了減少開關

的切換損失二極體 6D 及 7D 採用比功率開關寄生二極體還快速回復的二極體

其功用作為飛輪二極體電容C 和降壓電感 buckL 兩者構成了一個低通濾波器

將高頻成份濾除使負載輸出端能獲得一個低頻交流方波電容 1C 及 2C 具有定

壓源的功能並且具備了濾波的功用

317 低頻結合高頻切換之半橋換流器電路圖

32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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32

3-3-2 低頻結合高頻切換之半橋換流器之電路分析

不連續導通模式之穩態分析模式分析如下

(a)工作模式一

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖318所示由於電路特性可將

其視為兩個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可電路等效如圖319所示

圖318 工作模式一(t0~t1)

圖319 工作模式一之等效電路圖

33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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33

(b) 工作模式二

此狀態功率開關 1S 及 2S 為截止狀態此時電感上的電壓極性反轉而二極

體 7D 的導通速度比功率開關的寄生二極體來得快所以 7D 導通形成一個迴

路電感上的能量經由二極體 7D 提供給負載 LampR 如圖320所示

圖320 工作模式二(t1~t2)

(c) 工作模式三

此階段中功率開關 1S 2S 及 7D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖321所示

圖321 工作模式三(t1~t3)

34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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34

(d) 工作模式四

此階段中功率開關 1S 為導通電路狀態如圖322所示由於電路特性可將

其視為二個降壓電路的結合而跨於電容 1C 及 2C 的電壓為直流輸入電源 dcV 的一

半其我們可將電路等效如圖323所示

圖322 工作模式四(t4~t5)

圖323 工作模式四之等效電路圖

35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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35

(d) 工作模式五

此階段中功率開關 1S 2S 為截止二極體 6D 導通電路狀態如圖324所示

此模式等同於模式二

圖324 工作模式五(t5~t6)

(e) 工作模式六

此階段中功率開關 1S 2S 及 6D 為截止電感上沒有任何電流通過此時由

電容C提供燈管能量而電源Vdc向電容C1及C2充電其電路如圖325所示

圖325 工作模式六(t6~t7)

36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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36

假設所有元件皆為理想則我們可分為六個工作模式電路主要之輸出電壓輸

出電流電感電壓及電感電流波形繪於圖326

圖326 低頻結合高頻切換之半橋換流器操作在不連續導通模式下之波形

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

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[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

vol 39 pp 424-430 Mar-Apr 2003

[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

37

從模式一至模式六中可發現模式一至模式三以及模式四至模式六是相同

的兩者的差異在於流入 LampR 的正負極性所以只要分析模式一至模式三就

可以得到模式四至模式六的分析模式一至模式三從開關S1導通與截止的週期來

看電感會達到伏特 -秒之平衡所以跨於電感上的電壓平均值為零又

1321 =++ DDD

且 121 lt+ DD 所以

sosoi TDVTDVV timestimes=timestimes+ 21)( (3-13)

我們可以得到

21

1

DDD

VV

i

o

+= (3-14)

電感上電流變化量為

buck

sLamp

buck

sLampi

LTDV

LTDVV

itimestimes

=timestimesminus

=Δ 21)( (3-15)

且Lamp

LampoLbuck R

VII == (3-16)

由電路上得知電感電流跟輸出電流相等所以

o

oLbucko R

VDDIII =+timesΔ== )(

21

21 (3-17)

由公式(3-15)(3-16)及(3-17)可求得電感值 buckL

o

sobuck I

TVDDDL

timestimestimes+

=2

)( 212 (3-18)

38

3-3 定功率控制電路

圖 327 為定功率控制電路其中 KvVLamp KIILamp 分別為輸出電壓電流的

回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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3-3 定功率控制電路

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回授信號

圖 327 定功率控制電路

圖中的誤差放大器具有極高開迴路增益因此在閉迴路連接下加法器的輸

出電壓會在 Vref 附近做微小的變動在誤差放大器開迴路增益極大的情形下可

以假設加法器輸出為 Vref 因此可得到下面的關係式

reff

dcvLampI VRR

RRR

VKRR

RIK =+

++

+)1)((

321

1

21

2 (3-19)

假設3R

Ra f=

1

2

RRb = 可由（3-19）式得到

Lampv

I

v

refdc I

KbK

aKbV

V minus+

+=

)1()1( (3-20)

輸出功率 Lampdco IVP = 因此可以得到

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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程學系博士論文中華民國九十年五月

39

2

)1()1(

Lampv

ILamp

v

refo I

KbKI

aKbV

P minus++

= (3-21)

由（3-21）式可知輸出功率的大小如同一拋物線如圖 328 所示對（3-21）

式微分可得拋物線的頂點為

)1()1(

21

aKbV

Iv

refLamp +

+= (3-22)

將（3-22）式代入（3-21）式可以得到最大輸出功率

2vI

22ref

(max)o )a1(bKK)b1(V

41P

++

= (3-23)

因此只要將穩態電流設定為輸出功率的頂點如此就可以達到定功率的效

果

0

20

40

60

80

01 02 03 04

ILamp(A)

Po(

W)

圖 328 輸出功率特性曲線圖

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

40

3-4 單級高壓點燈電路

複金屬燈無論燈管冷啟動(35kV以上)或熱啟動(20kV以上)外加電壓都必須

大於燈管的達崩潰電壓才能建立電弧使燈管發光一般高壓啟動電路可以分

為串聯與並聯架構圖329為串聯式架構電路圖係將啟動電路和燈管串聯這

種架構的優點是和電路共用相同的電源不需要另外設計電源節省成本缺點啟

動變壓缺點啟動變壓器需要承受燈管電流體積較大圖330為並聯式架構電路

圖其優點是啟動變壓器不需要承受燈管電流所以得以採用較細的線圈來繞製

以縮小體積缺點是必須在另外設計一組電源供應點燈電路成本會較高

HID

圖329 串聯式點燈器架構圖

圖330 並聯式點燈器架構圖

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

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0

5

10

15

20

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30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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程學系博士論文中華民國九十年五月

41

如圖331為本研究採用之高壓點燈電路屬於串聯式架構分別使用矽雙向

二極體 ( Silicon Diode for Alternating CurrentSIDAC )做為第一級與第二級升

壓變壓器的能量傳遞開關當Vdc 接上時此時 2cV 上的電壓經 6R 及 7R 分壓給電

晶體的基極由於 7R 並聨了一顆電容 3C 3C 會造成充電現象所以會有一短暫

的延遲時間發生延遲結束後才會提供一能量到基極使得電晶體的集極導通

而我們利用此延遲的時間配合矽雙向二極體的特性及RC充放電路控制傳遞

至第一級升壓變壓器Tr1 之能量當矽雙向二極體兩端電壓到達崩潰電壓

( Breakover Voltage ) 時即導通矽雙向二極體兩端的電壓下降SIDAC阻抗下

降瞬間電流加大當流經矽雙向二極體的電流減小至低於保持電流 ( Holding

Current ) 時矽雙向二極體即截止

圖331 高壓點燈電路圖

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

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參考文獻

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HID Lampsrdquo IET Proc on Electric Power Applications vol1 no3 pp377-386

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61

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[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

42

3-5 高低頻開關訊號產生電路

本研究的開關驅動訊號是由一個低頻方波訊號經過反閘(NOT Gate)分成

一正一負的互補式低頻訊號送給二個兩輸入的及閘(AND Gate)及閘的另一端

輸入訊號由定功率控制電路所送出之脈波寬度調變的高頻訊號將二端的輸入訊

號經由及閘做相乘即可得到兩個互補的低頻封包內具有高頻訊號的驅動其如

圖332所示而反閘及及閘的真值表如表31及表32所示

圖332 低頻結合高頻切換之訊號產生電路圖

表 31 反閘真值表

輸入 輸出

0 1

1 0

表 32 及閘真值表

A 輸入 B 端輸入 輸出

0 0 0

0 1 0

1 0 0

1 1 1

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

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62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

43

第四章 實驗結果與討論

4-1-1 電路設計及元件規格

由於功因修正級使用 L6561 為功因修正控 IC可由公式(3-11)之電感設計

求得電感 L值其參數表如表 41 下所示

表 41 功因修正級電氣規格及元件規格表

實驗電路之前級電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vac 通用輸入電壓 AC 85~265 V

Vo 輸出電壓 DC 400 V

Po 輸出功率 80W

功率因數校正器之元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

控制 IC L6561

L 電感 08mH

Sboost 功率開關 P7NB80 (65A800V)

D5 二極體 MUR1560 (16A600V)

Cdc 輸出電容 180μF450V

fsw(min) 最小操作頻率 35kHz

而前級升壓型轉換器之電感值設計如下

(min)

)(2

)(

2)2(

swio

rmsinormsin

fPVVVV

Ltimesminustimes

= = mH86050035

940804002

)1102400(1103

2

=timestimestimestimes

timesminustimes

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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Metal Halide Lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo94 pp 31-37 1994

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名稱電機工業人才培訓計畫課程名稱HID 電子式安定器設計與研製

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程學系博士論文中華民國九十年五月

44

電氣及元件規格如表 42 所示複金屬燈之電氣規格如表 43 所示

表 42 電氣及元件規格表

電氣規格

符號 名稱定義 數值

Vdc 輸入電壓 400Vdc

PLamp 燈管輸出功率 70W

元件值

符號 名稱定義 型號(數值)

Lbuck 電感 051mH

S1S2 功率開關 IRFP460 (21A500V)

D6 D7 二極體 MUR1560 (6A600V)

CC1C2 電容 1μF400V 150μF250V

150μF250V

vgs1 vgs2

低頻結合高頻切換之半

橋換流器之工作頻率

高頻20KHz

低頻200Hz

半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值其由

mHTVV

PV

LL si

o

o

oBbuck 551

200881

702105088)1(

2

622

=⎟⎠⎞

⎜⎝⎛ minus

timestimestimes

=timesminustimes

=ltminus

所以只要將半橋換流器結合降壓型轉換器之電感 Lbuck值設計低於 mH551 即可

操作在不連續模式下

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

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Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

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Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

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5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

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halide lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo03 pp 1179-1184 2003

[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

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square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

45

表 43 複金屬燈之規格表

符號 名稱 型號(數值)

HID Lamps 燈管型號 PHILIPS CDM-T

70W830

VLamp 燈管額定電壓 88V

ILamp 燈管額定電流 08A

PLamp 燈管額定功率 70W

VLamp-start 點燈電壓 35kV

46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

0

0

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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Metal Halide Lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo94 pp 31-37 1994

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46

4-2 實測與模擬波形

以下電路各點實測的波形量測時燈管操作在穩態各點電壓及電流波形

並以 IsSpice 模擬軟體所模擬的結果與實測波形做比較

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 41 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv) Ch2vgs2(10Vdiv) Time1msdiv

圖 42 低頻結合高頻切換之半橋換流器閘極驅動電壓實測形圖

0

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Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

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圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

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Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

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Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

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Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

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Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

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Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

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1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

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參考文獻

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pp 131-140 1999

[12] J C Anton C Blanco F Ferrero J Viera N Bordel A Martin and G Zissis

ldquoAcoustic Resonance Band Detection Workbench for HID Lampsrdquo in Proc

IEEE IASrsquo04 pp 663 ndash 667 2004

[13] J Olsen and W P Moskowitz ldquoTime Resolved Measurements of HID Lamp

Acoustic Frequency Spectrardquo in Proc IEEE IASrsquo98 pp 2111-2116 1998

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of HID Lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo99 pp 480-485 March 1999

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High-Frequency High- Intensity Discharge Lamp Ballastsrdquo in Proc IEEE

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[21] Y Wei and S Y Hui ldquoAn Improved High-Intensity Discharge Lamp Model

Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

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[22] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

Control Using Sliding Mode Control Strategy for Electronic Ballast Free of

Acoustic Resonancesrdquo in Proc IEEE APECrsquo04 pp159-163 Feb 2004

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名稱電機工業人才培訓計畫課程名稱HID 電子式安定器設計與研製

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HID Lampsrdquo in Proc IEEE IASrsquo03 pp 1020-1024 Oct 2003

[31] J Garcia-Garcia et al ldquoMinimization of Acoustic Resonances in HID Lamps

60

Analysis and Comparison of Power Harmonics Content in High Frequency

Non-Resonant Invertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 20 pp 1467-1479

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[32] Y C Hsieh et al ldquoDetection of Acoustic Resonance in Metal Halide Lampsrdquo

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[35] C A Cheng T J Liang R L Lin and J F Chen Design and Implementation

of Frequency-Modulated Electronic Ballast for Metal-Halide Lamps IEE Proc

on Electric Power Applications vol153 no5 pp702-710 September 2006

[36] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

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[37] Y Wei and S Y Hui ldquoAn Improved High-Intensity Discharge Lamp Model

Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

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[39] J Zhao M Shen M Chen and Z Qian ldquoA novel low-frequency square wave

61

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2003

[40] H Li M Shen Y Jiang and Z Qian ldquoA Novel Low-Frequency Electronic

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Control Circuit for HID Electronic Ballastrdquo in IEEE Trans on Power

Electronics vol 22 pp 1573-1582 2007

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[47] J Ribas J M Alonso A J Calleja E Lopez J Cardesin J Garcia M Rico

ldquoArc stabilization in low-frequency square-wave electronic ballast for metal

halide lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo03 pp 1179-1184 2003

[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

vol 39 pp 424-430 Mar-Apr 2003

[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

47

Ch1Vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 43 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經二極體D7的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 44 低頻結合高頻切之半橋換流器 vgs1的驅動電壓及流經D7二極體的電流實

測波形圖

0

0

Ch1

Ch2

Ch2

Ch1

0

0

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

0

0

0

Ch1

Ch2

Ch1

Ch2

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

[1] L Laskai P Enjeti and I J Pitel ldquoA Unity Power Factor Electronic Ballast for

Metal Halide Lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo94 pp 31-37 1994

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and Electronic Ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society

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electronic ballast of projector lamps with variable frequency controlrdquo in Proc

IEEE PESCrsquo02 pp 213-217 June 2002

[47] J Ribas J M Alonso A J Calleja E Lopez J Cardesin J Garcia M Rico

ldquoArc stabilization in low-frequency square-wave electronic ballast for metal

halide lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo03 pp 1179-1184 2003

[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

48

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 45 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

模擬波形圖

Ch1vgs1(10Vdiv)Ch2ID7(2Adiv) Time20microsdiv

圖 46 低頻結合高頻切換之半橋換流器 vgs2的驅動電壓及流經二極體D6的電流

實測波形圖

0

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Ch1

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Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

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Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

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Ch1

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Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

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Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

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Ch1

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30

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1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

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60

Analysis and Comparison of Power Harmonics Content in High Frequency

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Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

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61

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Control Circuit for HID Electronic Ballastrdquo in IEEE Trans on Power

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low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

2-6 Nov 2003

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square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

vol 39 pp 424-430 Mar-Apr 2003

[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

49

Ch1ILbuck(2Adiv)) Time1msdiv

圖 47 低頻結合高頻切換之半橋換流器電感電流 ILbuck之模擬波形圖

Ch1ILbuck(2Adiv) Time1msdiv

圖 48 低頻結合高頻切換之半橋換流器上的電感電流 ILbuck之實測波形與局部

展開圖

Ch1 0

0

Ch1 0

50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

0

0

0

Ch1

Ch2

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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on Electric Power Applications vol153 no5 pp702-710 September 2006

[36] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

Control Using Sliding Mode Control Strategy for Electronic Ballast Free of

Acoustic Resonancesrdquo in Proc IEEE APECrsquo04 pp 159-163 2004

[37] Y Wei and S Y Hui ldquoAn Improved High-Intensity Discharge Lamp Model

Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

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ldquoInvestigation on Transient and Steady-State Characteristics with Electronic

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[46] C A Cheng T J Liang C M Chuang J F Chen ldquoA high power factor

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[47] J Ribas J M Alonso A J Calleja E Lopez J Cardesin J Garcia M Rico

ldquoArc stabilization in low-frequency square-wave electronic ballast for metal

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[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

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62

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[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

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50

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 49 燈管電壓與燈管電流之模擬波形圖

Ch1VLamp(100div)Ch2ILamp(1Adiv)Time1msdiv

圖 410 燈管電壓與燈管電流之實測波形圖

Ch1

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圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

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圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

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Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

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1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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Engineering Society pp 19-25 Summer 1994

[5] 商業空間照明飛利浦照明1997

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[16] L Laskai P N Enjeti and I J Potel ldquoWhite-Noise Modulation of

High-Frequency High- Intensity Discharge Lamp Ballastsrdquo in Proc IEEE

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[17] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA High-Power-Factor

Constant-Frequency Electronic Ballast for Metal Halide Lampsrdquo IEEE Trans

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Versatile Electronic Ballast for Metal Halide Lamps with Phase-Shift

Soft-Switching Controlrdquo in Proc IEEE IASrsquo96 pp 2112-2119 Oct 1996

[20] L Laskai P N Enjeti and I J Pitel ldquoWhite-Noise Modulation of

High-frequency High-Intensity Discharge Lamp Ballastsrdquo IEEE Trans Power

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59

[21] Y Wei and S Y Hui ldquoAn Improved High-Intensity Discharge Lamp Model

Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

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[22] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

Control Using Sliding Mode Control Strategy for Electronic Ballast Free of

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[23] J Olsen and W P Moskowitz ldquoTime Resolved Measurements of HID Lamp

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[24] 燈發光原理

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[26] 梁從主ldquo經濟部工業局九十年度工業技術人才培訓計畫講義rdquo專案計晝

名稱電機工業人才培訓計畫課程名稱HID 電子式安定器設計與研製

2001年八月

[27] 台灣飛利浦照明產品電感式安定器

httpwwwlightingphilipscomtwtwzhProtalXm1=cataloguelgears_family

ampfldr_id=6123ampbasetype=gears

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[29] M Gulko and S B Yaakov ldquoA MHz electronic ballast for automotive-type HID

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[31] J Garcia-Garcia et al ldquoMinimization of Acoustic Resonances in HID Lamps

60

Analysis and Comparison of Power Harmonics Content in High Frequency

Non-Resonant Invertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 20 pp 1467-1479

Nov 2005

[32] Y C Hsieh et al ldquoDetection of Acoustic Resonance in Metal Halide Lampsrdquo

in Proc IEEE IASrsquo01 pp 881-885 June 2001

[33] M Ponce et al ldquoElectronic Ballast for HID Lamps with High Frequency Square

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[35] C A Cheng T J Liang R L Lin and J F Chen Design and Implementation

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Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

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61

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[43] C M Huang T J Liang R L Lin and J F Chen ldquoA Novel Constant Power

Control Circuit for HID Electronic Ballastrdquo in IEEE Trans on Power

Electronics vol 22 pp 1573-1582 2007

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for Gas Dischargerdquo US Patent 5 428 268 Jun 27 1995

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IEEE PESCrsquo02 pp 213-217 June 2002

[47] J Ribas J M Alonso A J Calleja E Lopez J Cardesin J Garcia M Rico

ldquoArc stabilization in low-frequency square-wave electronic ballast for metal

halide lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo03 pp 1179-1184 2003

[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

vol 39 pp 424-430 Mar-Apr 2003

[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

51

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 411 矽雙向二極體充放電之模擬波形圖

Ch1VSIDAC(50div)Time1msdiv

圖 412 矽雙向二極體充放電之實測波形圖

Ch1

Ch1 0

0

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

[1] L Laskai P Enjeti and I J Pitel ldquoA Unity Power Factor Electronic Ballast for

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[18] J Olsen and W P Moskowitz ldquoTime Resolved Measurements of HID Lamp

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[19] C L Tsay H S Chun L M Wu and K S Kwan ldquoDevelopment of the

Versatile Electronic Ballast for Metal Halide Lamps with Phase-Shift

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[20] L Laskai P N Enjeti and I J Pitel ldquoWhite-Noise Modulation of

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[35] C A Cheng T J Liang R L Lin and J F Chen Design and Implementation

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[36] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

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Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

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[38] T J Liang W B Shyu C A Cheng C M Chuang and J F Chen

ldquoInvestigation on Transient and Steady-State Characteristics with Electronic

Ballast of Automotive HID Lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo02 pp 1651-1655

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[39] J Zhao M Shen M Chen and Z Qian ldquoA novel low-frequency square wave

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Ballast for HID Lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat vol 41 no 5 October

2005

[41] T J Liang C A Cheng and W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IECONrsquo03

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[42] M A Dalla Costa J M Alonso J Garcia J Cardes in M Rico-Secades ldquoA

Novel Low-Cost Electronic Ballast to Supply Metal Halide Lampsrdquo in Proc

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[46] C A Cheng T J Liang C M Chuang J F Chen ldquoA high power factor

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IEEE PESCrsquo02 pp 213-217 June 2002

[47] J Ribas J M Alonso A J Calleja E Lopez J Cardesin J Garcia M Rico

ldquoArc stabilization in low-frequency square-wave electronic ballast for metal

halide lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo03 pp 1179-1184 2003

[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

vol 39 pp 424-430 Mar-Apr 2003

[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

52

Ch1VLamp(100div)Time20sdiv

圖 413 燈管啓動暫態電壓實測波形圖

Ch1ILamp(1Adiv)Time20sdiv

圖 414 燈管啓動暫態電流實測波形圖

Ch1 0

Ch1 0

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

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10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

[1] L Laskai P Enjeti and I J Pitel ldquoA Unity Power Factor Electronic Ballast for

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[3] N Fukumori H Nishimura K Uchihashi and M Fukuhara ldquoA Study of HID

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[4] R G Gibson ldquoDimming of Metal Halide Lampsrdquo Journal of the Illuminating

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[5] 商業空間照明飛利浦照明1997

[6] I K Lee S J Choi K C Lee and B H Cho ldquoModeling and Control of

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1999

[7] XBO Xenon Short Arc Lamps OSRAM Berlin-Munich Germany 1978

[8] N Fukumori H Nishimura K Uchihashi and M Fukuhara ldquoA Study of HID

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[9] E Rasch and E Statnic ldquoBehavior of Mental Halide Lamps with Conventional

and Electronic Ballastrdquo Journal of the Illuminating Engineering Society

pp 88-96 Summer 1991

[10] H J Faehnrich and E Rasch ldquoElectronic Ballasts for Metal Halide Lampsrdquo

Journal of the Illuminating Engineering Society pp148-153 Summer 1988

[11] A Lenef ldquoModeling and Measurements of Tungsten Sputtering in High

58

Intensity Discharge Lamps During Startingrdquo in Proc IEEE ICOPSrsquo99

pp 131-140 1999

[12] J C Anton C Blanco F Ferrero J Viera N Bordel A Martin and G Zissis

ldquoAcoustic Resonance Band Detection Workbench for HID Lampsrdquo in Proc

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[13] J Olsen and W P Moskowitz ldquoTime Resolved Measurements of HID Lamp

Acoustic Frequency Spectrardquo in Proc IEEE IASrsquo98 pp 2111-2116 1998

[14] J Zhou L Ma and Z Qian ldquoA Novel Method for Testing Acoustic Resonance

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[15] H Peng S Ratanapanachote P Enjeti L Laskai and I Pitel ldquoEvaluation of

Acoustic Resonance in Metal Halide Lamps and an Approach to Detect its

Occurrencerdquo in Proc IEEE IASrsquo97 pp 2276-2283 1997

[16] L Laskai P N Enjeti and I J Potel ldquoWhite-Noise Modulation of

High-Frequency High- Intensity Discharge Lamp Ballastsrdquo in Proc IEEE

IASrsquo98 pp 597-605 MayJune 1998

[17] C S Moo C R Lee and H C Yen ldquoA High-Power-Factor

Constant-Frequency Electronic Ballast for Metal Halide Lampsrdquo IEEE Trans

Power Electron vol 2 pp 1755-1760 May 1998

[18] J Olsen and W P Moskowitz ldquoTime Resolved Measurements of HID Lamp

Acoustic Frequency Spectrardquo in Proc IEEE IASrsquo98 pp 2111-2116 Oct 1998

[19] C L Tsay H S Chun L M Wu and K S Kwan ldquoDevelopment of the

Versatile Electronic Ballast for Metal Halide Lamps with Phase-Shift

Soft-Switching Controlrdquo in Proc IEEE IASrsquo96 pp 2112-2119 Oct 1996

[20] L Laskai P N Enjeti and I J Pitel ldquoWhite-Noise Modulation of

High-frequency High-Intensity Discharge Lamp Ballastsrdquo IEEE Trans Power

Electron vol 34 no 3 pp 597-605 MayJune 1998

59

[21] Y Wei and S Y Hui ldquoAn Improved High-Intensity Discharge Lamp Model

Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

Power Electron vol 19 no 6 pp1661-1667 Nov 2004

[22] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

Control Using Sliding Mode Control Strategy for Electronic Ballast Free of

Acoustic Resonancesrdquo in Proc IEEE APECrsquo04 pp159-163 Feb 2004

[23] J Olsen and W P Moskowitz ldquoTime Resolved Measurements of HID Lamp

Acoustic Frequency Spectrardquo in Proc IEEE IASrsquo98 pp 2111-2116 Oct 1998

[24] 燈發光原理

httpwwwchinaelectriccomtwlight_01htm

[25] 莫清賢林再福林憲男ldquo最像日光的燈氙燈rdquo電力電子技術雙月刊

pp 19-25 1999年4月

[26] 梁從主ldquo經濟部工業局九十年度工業技術人才培訓計畫講義rdquo專案計晝

名稱電機工業人才培訓計畫課程名稱HID 電子式安定器設計與研製

2001年八月

[27] 台灣飛利浦照明產品電感式安定器

httpwwwlightingphilipscomtwtwzhProtalXm1=cataloguelgears_family

ampfldr_id=6123ampbasetype=gears

[28] T J Liang C A Cheng and C M Chuang ldquoShortening warm-up time with

variable frequency control for projector lamp ballast in Proc PCCrsquo02

pp90-92 2002

[29] M Gulko and S B Yaakov ldquoA MHz electronic ballast for automotive-type HID

lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo97 pp39-45 1997

[30] Y Jiang et al ldquoAn Adaptive Acoustic Resonance Free Electronic Ballast for

HID Lampsrdquo in Proc IEEE IASrsquo03 pp 1020-1024 Oct 2003

[31] J Garcia-Garcia et al ldquoMinimization of Acoustic Resonances in HID Lamps

60

Analysis and Comparison of Power Harmonics Content in High Frequency

Non-Resonant Invertersrdquo IEEE Trans Power Electron vol 20 pp 1467-1479

Nov 2005

[32] Y C Hsieh et al ldquoDetection of Acoustic Resonance in Metal Halide Lampsrdquo

in Proc IEEE IASrsquo01 pp 881-885 June 2001

[33] M Ponce et al ldquoElectronic Ballast for HID Lamps with High Frequency Square

Waveform to Avoid Acoustic Resonancesrdquo in Proc IEEE APECrsquo01 pp

658-663 March 2001

[34] T J Liang C A Cheng J F Chen and R L Lin ldquoA Single-Stage

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HID Lampsrdquo IET Proc on Electric Power Applications vol1 no3 pp377-386

May 2007

[35] C A Cheng T J Liang R L Lin and J F Chen Design and Implementation

of Frequency-Modulated Electronic Ballast for Metal-Halide Lamps IEE Proc

on Electric Power Applications vol153 no5 pp702-710 September 2006

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Control Using Sliding Mode Control Strategy for Electronic Ballast Free of

Acoustic Resonancesrdquo in Proc IEEE APECrsquo04 pp 159-163 2004

[37] Y Wei and S Y Hui ldquoAn Improved High-Intensity Discharge Lamp Model

Including Acoustic Resonant Effect on the Lamp Arc Resistancerdquo IEEE Trans

Power Electron vol 19 Issue 2 Part 2 pp 1215-1218 March 1988

[38] T J Liang W B Shyu C A Cheng C M Chuang and J F Chen

ldquoInvestigation on Transient and Steady-State Characteristics with Electronic

Ballast of Automotive HID Lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo02 pp 1651-1655

June 2002

[39] J Zhao M Shen M Chen and Z Qian ldquoA novel low-frequency square wave

61

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[47] J Ribas J M Alonso A J Calleja E Lopez J Cardesin J Garcia M Rico

ldquoArc stabilization in low-frequency square-wave electronic ballast for metal

halide lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo03 pp 1179-1184 2003

[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

vol 39 pp 424-430 Mar-Apr 2003

[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

53

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 415 輸入電壓與輸入電流之模擬波形圖

Ch1Vi(50div)Ch2Ii(05Adiv)Time5msdiv

圖 416 輸入電壓與輸入電流之實測波形圖

Ch1

Ch2

0

Ch1

Ch2 0

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

[1] L Laskai P Enjeti and I J Pitel ldquoA Unity Power Factor Electronic Ballast for

Metal Halide Lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo94 pp 31-37 1994

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[36] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

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[37] Y Wei and S Y Hui ldquoAn Improved High-Intensity Discharge Lamp Model

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[46] C A Cheng T J Liang C M Chuang J F Chen ldquoA high power factor

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IEEE PESCrsquo02 pp 213-217 June 2002

[47] J Ribas J M Alonso A J Calleja E Lopez J Cardesin J Garcia M Rico

ldquoArc stabilization in low-frequency square-wave electronic ballast for metal

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[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

low-frequency HID electronic ballastrdquo in Proc IEEE IESrsquo03 pp 2607-2612

62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

54

0

5

10

15

20

25

30

35

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

IEC 61000-3-2 Class C Standard

輸入電流諧波失真率

圖 417 實測之輸入電流各次諧波與 IEC 61000-3-2 Class C 規範之比較圖

圖 418 實體電路圖

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

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1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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[19] C L Tsay H S Chun L M Wu and K S Kwan ldquoDevelopment of the

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[20] L Laskai P N Enjeti and I J Pitel ldquoWhite-Noise Modulation of

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59

[21] Y Wei and S Y Hui ldquoAn Improved High-Intensity Discharge Lamp Model

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Power Electron vol 19 no 6 pp1661-1667 Nov 2004

[22] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

Control Using Sliding Mode Control Strategy for Electronic Ballast Free of

Acoustic Resonancesrdquo in Proc IEEE APECrsquo04 pp159-163 Feb 2004

[23] J Olsen and W P Moskowitz ldquoTime Resolved Measurements of HID Lamp

Acoustic Frequency Spectrardquo in Proc IEEE IASrsquo98 pp 2111-2116 Oct 1998

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[25] 莫清賢林再福林憲男ldquo最像日光的燈氙燈rdquo電力電子技術雙月刊

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[29] M Gulko and S B Yaakov ldquoA MHz electronic ballast for automotive-type HID

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[33] M Ponce et al ldquoElectronic Ballast for HID Lamps with High Frequency Square

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658-663 March 2001

[34] T J Liang C A Cheng J F Chen and R L Lin ldquoA Single-Stage

High-Power-Factor Electronic Ballast with Complex Frequency Modulation for

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[35] C A Cheng T J Liang R L Lin and J F Chen Design and Implementation

of Frequency-Modulated Electronic Ballast for Metal-Halide Lamps IEE Proc

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[36] R Osorio M Ponce and M A Oliver ldquoAnalysis and Design of a Dimming

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[38] T J Liang W B Shyu C A Cheng C M Chuang and J F Chen

ldquoInvestigation on Transient and Steady-State Characteristics with Electronic

Ballast of Automotive HID Lampsrdquo in Proc IEEE PESCrsquo02 pp 1651-1655

June 2002

[39] J Zhao M Shen M Chen and Z Qian ldquoA novel low-frequency square wave

61

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2003

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halide lampsrdquo in Proc IEEE APECrsquo03 pp 1179-1184 2003

[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

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62

2-6 Nov 2003

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square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

55

圖 419 複金屬燈實際點亮圖

圖 420 複金屬燈弧光放電圖

56

第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

路後級半橋換流器使用低頻結合高頻切換之驅動方式且加入一定功率控制

電路可防止燈管啟動時暫態輸出功率過大燒毀或不足熄滅穩態時由於

功率限制在燈管額定功率所以不會因為燈管老化造成輸出功率不足或過多等

現象確保燈管穩定操作不閃爍並且能提供一交流低頻方波電源使得燈管

不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

電壓輸入可操作於各種不同工作電壓的場合電路的效率達 85以上功率

因數達 099本研究提出之新型低頻方波電子安定器具有以下特點

1 本研究提出之電子定器跟傳統三級電子式安定器比較具有元件數較少且

可節省成本的優點

2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

57

參考文獻

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[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

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2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

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第五章 結論與未來研究方向

5-1 結論

本研究提出一個新型低頻方波電子安定器前級為升壓型功因修正器電

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不會有音頻共振的情況發生本研究提出之新型複金屬燈電子安定器適合全域

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2 使用半橋換流器提供低頻方波電源給複金屬燈避免音頻共振問題

3 定功率控制可避免燈管啓動時過功率燒毀及老化時輸出功率的改變

5-2 未來研究方向

本研究經 IsSpice 模擬軟體及實作各點波形的量測二者經比較發現是符合

的但尚有幾個可改進的目標可作為未來研究之參考依據其改進目標如下

1 熱點燈電路之研製

2 本文所用之定功率控制電路為類比電路未來可朝數位化控制之研製

3 可朝單級化之研製使電路更精簡

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[39] J Zhao M Shen M Chen and Z Qian ldquoA novel low-frequency square wave

61

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[40] H Li M Shen Y Jiang and Z Qian ldquoA Novel Low-Frequency Electronic

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[47] J Ribas J M Alonso A J Calleja E Lopez J Cardesin J Garcia M Rico

ldquoArc stabilization in low-frequency square-wave electronic ballast for metal

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[48] T J Liang C A Cheng W S Lai ldquoA novel two-stage high-power-factor

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[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

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[24] 燈發光原理

httpwwwchinaelectriccomtwlight_01htm

[25] 莫清賢林再福林憲男ldquo最像日光的燈氙燈rdquo電力電子技術雙月刊

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[26] 梁從主ldquo經濟部工業局九十年度工業技術人才培訓計畫講義rdquo專案計晝

名稱電機工業人才培訓計畫課程名稱HID 電子式安定器設計與研製

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httpwwwlightingphilipscomtwtwzhProtalXm1=cataloguelgears_family

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[27] 台灣飛利浦照明產品電感式安定器

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[45] J Melis and O Vila-Masot ldquoLow Frequency Square Wave Electronic Ballast

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62

2-6 Nov 2003

[49] M Shen Z Qian F Z Peng ldquoDesign of a two-stage low-frequency

square-wave electronic ballast for HID lampsrdquo IEEE Trans Ind Applicat

vol 39 pp 424-430 Mar-Apr 2003

[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月

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[50] 鄭宏良ldquo單級高功因降升壓式螢光燈電子安定器rdquo 國立中山大學電機工

程學系博士論文中華民國九十年五月