d’alimentation a decoupage - eprints2.insa...
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INSA Strasbourg
Élève ingénieur 5éme année Génie électrique
Valentin Poirault
ETUDE ET OPTIMISATION D’ALIMENTATION A DECOUPAGE
Responsable de stage
Christian Andrieux
Professeur responsable
Jean-Michel Hube
Tuteur de stage
Alexandre Dubois
Réalisé du 16/02/2015
au 14/08/2015
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Institut National des Sciences Appliquées de Strasbourg
Résumé
PROJET DE FIN D’ETUDES
Auteur : Valentin POIRAULT Promotion : 2015
Titre : Étude et optimisation d’alimentation à découpage Soutenance : 24/09/2015
Structure d’accueil : LEROY SOMER 16000 ANGOULEME
Nb de volume(s) : Nb de pages : Nb de références bibliographiques :
Résumé : Etude d’une alimentation à découpage 80W alimentant les principaux organes nécessaires au
contrôle et fonctionnement d’un variateur complet (100kW à 2800kW). L’optimisation de l’alimentation doit
avoir pour résultat la réduction du coût en matières, du temps de montage, résoudre l’obsolescence de
certains composants ainsi qu’un gain de place et l’ajout de fonctionnalités. Dimensionnement d’un circuit de
démarrage autonome supportant des tensions comprises entre 300V et 1200V continu. L’utilisation de
MOSFET SiC permet la réduction des pertes, de la taille du dissipateur et du temps de montage. La
réalisation d’un transformateur d’impulsion planar résout l’obsolescence du composant précédent. Un
circuit à découpage intégré augmente les performances de la régulation de sortie et permet un montage
uniquement CMS.
Mots clés : Alimentation à découpage, MOSFET SiC, transformateur planar, Leroy Somer
Traduction : Study of 80W Isolated DC/DC converter supplying control and switching boards of
motor driver up to 2,8MW. Improving the power supply results in reducing components costs and
board size, saving assembly duration, adding new options and the replacement of obsolete
component. Starter circuit is designed to work from 300V to 1200V. SiC MOSFET reduces losses,
heater size and assembly time. The obsolete component is replaced by planar pulse transformer.
DC/DC Converter is used for output regulation with Integrated Circuit to improve efficiency and
reduce the size with only Surface Mounted Device.
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Contents Résumé ................................................................................................................................................................................... 2
1. Remerciements................................................................................................................................................................ 5
2. Introduction ..................................................................................................................................................................... 6
3. Présentation de l’entreprise ............................................................................................................................................. 7
1. L’histoire de LEROY SOMER ................................................................................................................................... 7
2. Groupe Emerson ......................................................................................................................................................... 8
3. Structure LEROY SOMER ......................................................................................................................................... 8
4. L’usine des Agriers ................................................................................................................................................... 10
5. Le service RDE ......................................................................................................................................................... 10
4. Présentation du sujet ..................................................................................................................................................... 11
1. Définition des éléments ............................................................................................................................................ 11
1) Positionnement du produit .................................................................................................................................... 11
2) Fonctions principales ............................................................................................................................................ 12
3) Contraintes Leroy Somer ...................................................................................................................................... 13
4) Versions de produits ............................................................................................................................................. 13
2. Étude de la première version .................................................................................................................................... 14
3. Étude de la seconde version ...................................................................................................................................... 15
4. Objectifs .................................................................................................................................................................... 16
5. Orientation des solutions .......................................................................................................................................... 16
5. Solutions étudiées ......................................................................................................................................................... 17
1. Transformateur d’impulsion planar .......................................................................................................................... 17
1) Spécifications techniques ...................................................................................................................................... 17
2) Commande simple secondaire .............................................................................................................................. 17
3) Dimensionnement du transformateur d’impulsion ............................................................................................... 24
1. Spécifications ........................................................................................................................................................ 24
2. Éléments variables et contraintes .......................................................................................................................... 25
3. Éléments parasites................................................................................................................................................. 28
4. Réalisation ............................................................................................................................................................ 32
5. Mesures ................................................................................................................................................................. 33
6. Essais .................................................................................................................................................................... 33
7. Conclusion ............................................................................................................................................................ 35
2. Éléments de commutation et thermique .................................................................................................................... 35
1) Structure Flyback 1 interrupteur ............................................................................................................................... 35
1. Calculs .................................................................................................................................................................. 35
4
2. Carte existante et simulation ................................................................................................................................. 37
3. Sélection d’interrupteur ........................................................................................................................................ 38
4. Dimensionnement thermique ................................................................................................................................ 39
5. Carte existante....................................................................................................................................................... 41
6. Modifications ........................................................................................................................................................ 41
7. Tests ...................................................................................................................................................................... 41
8. Conclusion ............................................................................................................................................................ 44
2) Structure Flyback 2 interrupteurs.............................................................................................................................. 44
1. Dimensionnement ................................................................................................................................................. 44
2. Simulation ............................................................................................................................................................. 45
3. Sélection de composants ....................................................................................................................................... 46
4. Dimensionnement thermique ................................................................................................................................ 49
5. Essais .................................................................................................................................................................... 50
6. Conclusion ............................................................................................................................................................ 54
3. Démarrage de l’alimentation .................................................................................................................................... 54
1) Objectifs et contraintes ......................................................................................................................................... 54
2) Circuit de démarrage actuel .................................................................................................................................. 54
3) Schéma envisagé ................................................................................................................................................... 55
4) Simulation ............................................................................................................................................................. 56
5) Essais .................................................................................................................................................................... 57
4. Régulation des tensions de sortie .............................................................................................................................. 58
1) Objectifs et contraintes ......................................................................................................................................... 58
2) Études et solutions possibles ................................................................................................................................. 58
3) Réalisation ............................................................................................................................................................ 59
4) Conclusion ............................................................................................................................................................ 61
6. Carte complète .............................................................................................................................................................. 62
1. Intégrations ............................................................................................................................................................... 62
2. Réalisation ................................................................................................................................................................ 64
3. Fonctionnement ........................................................................................................................................................ 65
4. Conclusion ................................................................................................................................................................ 65
7. Conclusion générale ...................................................................................................................................................... 65
8. Table des figures ........................................................................................................................................................... 66
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1. Remerciements
Je tiens à remercier tous d’abord l’ensemble des personnes qui ont contribué au bon déroulement de
mon stage pour leur accueil ainsi que leur disponibilité qui m’ont permis de m’intégrer dans leur équipe et
de travailler dans d’excellentes conditions.
Je voudrais ensuite remercier plus particulièrement les personnes suivantes :
M. Christian Andrieux, mon responsable de stage, pour m’avoir proposé un sujet intéressant, ainsi
que pour son écoute, sa disponibilité et son encadrement lors de la réalisation de ce projet.
M. Alexandre DUBOIS, mon tuteur de stage, pour sa disponibilité et son aide, afin d’intégrer le
fonctionnement du service RDE et la présentation des produits étudiés.
M. Jean-Marie ANDREJAK, responsable du service Recherche et Développement Electronique
(RDE), pour m’avoir permis d’effectuer mon stage au sein du bureau d’études
Messieurs : Guillaume BOSSANT, Ivan KRATZKOV, Charles LACAUX, Patrick BITEAU et
l’équipe GT8, pour m’avoir apporté leur aide et répondu à mes questions tout au long de mon
projet.
M. Jean-Michel HUBE, mon professeur responsable à l’INSA de Strasbourg.
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2. Introduction
Dans le cadre de ma dernière année de formation ingénieur à l’INSA de Strasbourg, la réalisation d’un
stage de 6 mois m’a permis d’acquérir une nouvelle expérience en entreprise. LEROY SOMER est une
entreprise de conception et production de moteurs électriques et alternateurs, c’est donc au service Recherche et
Développement Électronique, Division Électronique Industrielle (RDE DEI), que j’ai pu effectuer un projet de
fin d’étude en lien direct avec formation.
Le sujet du stage étant l’étude et l’optimisation d’une alimentation à découpage, il s’est déroulé à l’usine
des Agriers à Angoulême où la carte est produite. La carte étudiée permet d’alimenter l’électronique de
commande des variateurs de puissance de 50kW à 2MW. L’alimentation ayant été réalisée quelques années
plus tôt, plusieurs versions existent dont certaines nécessitent des composants obsolètes. Les objectifs ont donc
été de remplacer les composants obsolètes mais aussi de prévoir un système d’alimentation qui pourrait intégrer
les différentes fonctions des précédentes versions dans le cadre d’un nouveau projet en cours de
développement.
Ce rapport vous présentera le projet global et les étapes nécessaires au déroulement du projet. Après la
présentation de l’entreprise, une description plus précise des différentes versions de carte d’alimentation
permettra de cerner les fonctions et les objectifs ainsi que les solutions envisagées. L’étude et l’implantation de
ces différentes solutions seront ensuite détaillées avec les résultats d’essais. La conclusion répertoriera la
faisabilité et l’intégration des différentes solutions étudiées.
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3. Présentation de l’entreprise
1. L’histoire de LEROY SOMER
Implantée à Angoulême, la société Leroy-SOMER est la plus grande entreprise de la Charente ou elle
emploie plus de 2500 personnes. Il s’agit d’une vieille entreprise qui a su rester le leader mondial des machines
tournantes et de l’électronique associée, en conservant un niveau de
recherche très élevé.
Le groupe Leroy-Somer en quelques chiffres :
Nom : Leroy-Somer, groupe Emerson
Siège Social : Usine de Sillac avenue Marcellin Leroy 16000
Angoulême
Statut Juridique : Société Anonyme
Date de création : Fondée en 1919 par Marcellin Leroy sous le nom Moteurs Leroy
Effectif français : 7900 personnes, dont 6000 ouvriers, 600 employés en recherche et
développement, 600 employés au service après-vente, 700 commerciaux
Chiffre d’affaires : 1.3 milliard d’Euros.
Son histoire est la suivante à travers quelques dates importantes:
1919 : Création des moteurs Leroy a Sillac (Angoulême, Charente)
1958 : Marcellin Leroy laisse son entreprise
Il désigne George Chavannes pour lui succéder. Apres 1960, l’ère de l’industrialisation
permet la construction de nouvelles usines :
1961 : Construction de l’usine de Rabion (Angoulême)
1966 : Construction de l’usine du Gond Pontouvre (Charente)
1972 : Construction de l’usine des Agriers (Angoulême)
1973 : Construction des usines de Mansle et Champniers (Charente)
1985 : Construction de l’usine de Barillon
Afin d’accroitre sa présence sur le marché des moteurs industriels et dans le monde, Leroy-Somer
déploie une vaste campagne de rachats d’entreprises et de fusions dont la plus importante est en 1967 : Fusion
entre Moteurs Leroy et Somer (Société Mécanique et Electricité du Rhône) a Lyon qui donnera Moteurs Leroy
Somer.
Dès 1961, Leroy-Somer installe ses entreprises dans toute l’Europe en commençant par l’Italie, puis très
vite l’Allemagne, la Suisse, la Grande Bretagne, la Belgique, les Pays-Bas et l’Espagne possèdent leurs filiales
.
Peu après en 1975, des premiers résultats encourageants amènent Leroy à ouvrir des filiales dans
plusieurs villes du monde entier, on trouve des usines au Canada, des bureaux à New-York, des filiales dans le
sud-est asiatique, en Afrique ou encore en Amérique du Sud.
Le désir d’atteindre une stature mondiale s’est fait ressentir lorsque Leroy Somer rachète KinG Bearing
en 1984 et plus récemment, entre 1989 et 1990, lorsqu’Emerson rachète la totalité du capital de Leroy Somer
pour devenir le n°1 mondial du moteur électrique et de l’électronique associée.
Figure 1 : Marcellin Leroy
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2. Groupe Emerson
Emerson est un groupe d’investissement américain regroupant plusieurs dizaines d’entreprises
spécialisées dans l’automatisme industriel, les composants de chauffage, les appareils électroniques, le contrôle
de processus.
Siège social : Saint Louis, U.S.A
Chiffre d’affaires : 28,4 milliards de dollars
Effectifs : 140 000 employés
Structure : plusieurs divisions basées autour de l’électronique, dont la
division automatisme industriel, regroupant :
Leroy-Somer
US Motor (CA: 260 million d' Euros)
Control Technique (CA : 170 millions d'euros ; spécialisé dans les variateurs de vitesse)
3. Structure LEROY SOMER
L’entreprise Leroy-Somer est structurée en 5 grandes divisions :
• Une division entrainements fractionnaires pour les puissances inférieures à 1kW.
• Deux divisions entrainements industriels pour les puissances supérieures à 1 kW : division moteurs
industriels et division électromécanique.
• Une division électronique pour la commande des machines.
• Une division pour les machines de production d’énergie (alternateurs).
Les activités
L’activité de l’entreprise comporte deux grands groupes à savoir les Alternateurs et les Moteurs, la part
est de 45 % pour les alternateurs contre 55% pour les moteurs.
Figure 2 : Gamme de produits
Leroy-Somer maîtrise ses produits, de la conception jusqu’à la maintenance, grâce à un savoir-faire
authentique développé dans chacune de ses techniques fondamentales de base :
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La conception d’outillage
Le découpage des tôles magnétiques à suite
Le bobinage automatisé
La fonderie sous pression aluminium
La fonderie fonte
L’injection de matériaux composites
L’usinage
Les techniques de montage et qualification
L’implantation de composants électroniques sur cartes.
Et grâce à la recherche et au développement de nouveaux outils sont nés, comme la modélisation
informatisée dans les bureaux d’études, la mise au point de nouveaux principes de commandes de moteurs, les
règles de fabrication d’engrenages plus capacitifs.
Ventes et Service Après-Vente
Leroy-Somer est un constructeur mondial de moteurs électriques, ses ventes se déploient sur l’ensemble
des territoires mais surtout dans les pays industrialisés. 70% de ses clients sont des constructeurs, ceci est dû
principalement à la nature industrielle de ses produits. Depuis quelques années Leroy-Somer est Certifié ISO
9000. C’est une norme de qualité qui englobe toutes les étapes de fabrication, de conditionnement et de
conception des produits. En France, on trouve 22 succursales constructrices et
15 industries de service. 470 points de vente et de service concrétisent la forte
présence de Leroy-Somer dans le monde. Les implantations sont totalement
intégrées au pays et sont constituées de nationaux qui connaissent les besoins
industriels, les pratiques commerciales, les normes en vigueur.
Les usines LEROY SOMER en France
Lyon : Fabrique 4000 moteurs/jour (moteurs fractionnaires) dont la puissance
est inférieure à
1kW avec 400 personnes.
Gond Pontouvre (Charente) : Fabrique 2000 moteurs/jour dont la puissance
est comprise
entre 1 et 15 kW avec 600 personnes.
Mansle (Charente) : Fabrique des moteurs de puissance comprise entre 15 et 300 kW en
ouvert et 200 kW en fermé, l’usine est constituée de 300 personnes.
Beaucourt : Fabrique des moteurs de puissance comprise entre 300 et 900 kW avec 350
personnes.
Rabion (Angoulême) : Fabrication de réducteurs de vitesse (planétaire, ortho bloc, pompa
bloc, roue et vis), l’usine est constituée de 430 personnes.
Sillac (Angoulême) : Siège social ; 350 personnes pour la fabrication des alternateurs et 350
personnes pour les services centraux (comptabilité, ressources humaines, expédition,
publicité, division internationale).
Les Agriers (Angoulême) : Fabrication de machines tournantes à courant continu et de
systèmes d’entraînement, et d'électronique associée, avec 410 personnes.
Champniers : L’usine fabrique l’outillage spécial, accueille le centre de formation et la salle d’exposition.
Figure 3 : Répartition des ventes dans le monde
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4. L’usine des Agriers
L’usine des Agriers, située à Angoulême, est construite en 1972. Au début, il comprend deux entités de
production indépendantes, la Division Machines Tournantes (DMT) et la Division Electronique Industrielle
(DEI). Chaque division fonctionne indépendamment l’une de l’autre, elles ont chacune un service commercial,
et un service technique autonome. Depuis 1 an, DMT a été réparti sur plusieurs sites. Maintenant, il n’y a que
DEI dans l’usine des Agriers. L’effectif de l’usine des Agriers est
d’environ 200 personnes.
DEI est spécialisée dans la fabrication des systèmes électroniques
associes aux moteurs. On y trouve la conception de cartes, d’armoires
électriques et de systèmes didactiques.
Dans l’usine des Agriers, on peut trouver des bureaux d’étude, de
recherche et développement et aussi des bureaux de marketing et
commercial.
5. Le service RDE
Le département RDE (Recherche et Développement en Electronique) dirige par M. Andrejak, est
constitué de plus de 30 personnes. Il regroupe plusieurs services spécialisés dans l’informatique industrielle, la
conception assistée par ordinateur (CAO), l’électrotechnique, l’électronique et la conception de prototypes.
Les liens autour du département RDE sont nombreux et de toutes natures. Il est en collaboration directe
avec la production, le service commercial, le service qualité, le service marketing et le service après-vente.
Le département RDE poursuit plusieurs axes d’études avec différentes équipes. Ces équipes travaillent
principalement sur trois produits différents :
Variateur VARMECA (Variateur électronique intégré pour moteurs et motoréducteurs de 0,25
kW à 11 kW)
Variateur POWERDRIVE (variateur électronique modulaire industrialisé dans une armoire
électrique destiné à l’alimentation de moteurs triphasés, asynchrones ou synchrones).
Variateur FX (variateur de vitesse qui possède la particularité d’être réversible)
Figure 4 : Usine des Agriers
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4. Présentation du sujet
Ce projet de fin d’étude consiste à étudier et optimiser une alimentation à découpage. Cette partie va donc
situer le problème dans son ensemble et analyser les différents éléments qui ont permis d’établir le cahier des
charges et fixer les objectifs du stage.
1. Définition des éléments
1) Positionnement du produit
La carte actuellement étudiée est située dans les variateurs de puissance de 50kW à 2MW. Elle permet
de fournir une alimentation isolée aux organes de commandes et de contrôle du variateur. Les signaux de
commande et de mesure sont aussi isolés du circuit de puissance principal et transférer via la carte
d’alimentation au microcontrôleur. Selon la puissance nécessaire, les organes de puissance peuvent être
parallélisés. Les options et la gamme de tension ont donc donné différentes versions du produit, mais le
principe reste le même.
Sur le schéma blocs ci-dessus on peut voir que la carte interface est le centre des appareils de contrôle
du variateur. Elle alimente et transfère les signaux de carte à carte. En plus de l’alimentation, de nombreuses
fonctions sont implémentées afin de garantir l’intégrité des signaux de commandes et de mesure. Les fonctions
de transfert de signaux peuvent donc varier selon la configuration des cartes annexes et du variateur.
Figure 5 : Schéma blocs variateur
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2) Fonctions principales
Le rôle de la carte interface est donc essentielle au fonctionnement du variateur, certaines fonctions sont
donc indispensables dans le dimensionnement de l’alimentation :
Démarrage par le réseau
Démarrage par le bus continu entre 200V et 1200V
Tensions d’alimentation à fournir 15V/-15V/24V/8V
Le schéma suivant représente les connections entre les différentes cartes dans le cas d’un variateur
standard. Cela montre aussi la nécessité de réduction de taille de l’alimentation dû à la densité de signaux.
Figure 6 : Diagramme des fonctions
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Le tableau suivant montre la consommation des différentes cartes selon le niveau de tension demandé :
Tableau 1 : Bilan de puissance
3) Contraintes Leroy Somer
Les caractéristiques techniques de l’alimentation et la sélection de composants sont aussi limitées par
certaines contraintes imposées par les normes, le service achat, la production et le fonctionnement et la
politique de l’entreprise.
Les produits étant vendus en Amérique du Nord, ils doivent
respecter la norme Underwriters Laboratories UL afin de garantir le
fonctionnement et la sécurité du produit. Cette norme mondialement
reconnue assure grâce aux tests le respect des normes face aux risques
mécaniques, d’incendie et de chocs électriques.
Le service achat s’occupe de l’approvisionnement et la négociation des composants nécessaires à la
production. Les prix peuvent fluctuer selon les fabricants grâce au groupe Emerson ou les fournisseurs annexes
de Leroy Somer. Mais il est préférable de les utiliser car cela permet d’assurer la sécurité et un retour qualité en
cas de défaillance du composant.
Afin de ne pas augmenter la diversité des composants utilisés sur les cartes, il est préférable d’utiliser un
maximum de composants déjà présents dans le stock de l’entreprise. S’il est possible de réduire le
réapprovisionnement et le stockage de nouveaux composants, cela conduit aussi à la réduction des coûts.
Lors de la conception de nouveaux produits, chaque composant doit pouvoir être remplacé par celui
d’un fabricant différent afin de pallier aux problèmes de production et approvisionnement.
4) Versions de produits
La carte interface comprend l’alimentation et le transfert des signaux. La variation en termes de gammes
de puissance et tension nécessite différentes versions de ces cartes. Le montage ou non de certains composants
lors de la réalisation de la carte permet d’obtenir ou de supprimer certaines options, ce qui donne de nouvelles
versions de cartes. La suite détaillera seulement les deux différents principes d’alimentation que l’on peut
trouver sur les versions cartes.
Figure 7 : Logo UL
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2. Étude de la première version
La première version traitée est une structure Flyback avec un transistor bipolaire 1500V contrôlé par un
MOSFET lui-même contrôlé par le circuit intégré UC2844 qui permet de limiter le pic de courant dans le
primaire du transformateur et de réguler la tension du secondaire. Le transformateur est constitué de 5
enroulements secondaires permettant d’obtenir des tensions abaissées. Le +15V est régulé par un retour de
tension isolé jusqu’à l’UC2844, tandis que le 24V et -15V sont régulés par des régulateurs de tension linéaire.
Le 8V est distribué et régulé sur la carte microcontrôleur et un dernier secondaire régulé par des diodes Zener
sert à l’auto-alimentation de l’UC2844.
Figure 8 : Schéma Flyback un interrupteur
Ici la carte d’alimentation a été dimensionnée pour être capable de fournir 60W. La configuration
permet un démarrage par le bus de 200V à 800V et par le réseau 230V mais la tension d’entrée est limitée à
800V. Elle est définie pour un réseau alternatif 400V, la surtension est calculée
Dans cette version le transistor bipolaire 1500V est obsolète, le dimensionnement thermique des
régulateurs linéaires n’est pas vraiment optimal.
15
3. Étude de la seconde version
La seconde version est aussi une structure Flyback mais avec deux MOSFETs sur le primaire contrôlé
par le circuit intégré UC2844 qui permet de limiter le pic de courant dans le primaire du transformateur et de
réguler la tension du secondaire. Le primaire du transformateur dispose d’un point milieu qui permet de répartir
la tension d’entrée sur les deux MOSFET. Le signal de commande des MOSFETs est transféré via un
transformateur d’impulsion qui permet d’assurer la synchronisation du signal car les deux MOSFETs sont
commandés simultanément. Le transformateur est constitué de 5 enroulements secondaires permettant d’obtenir
des tensions abaissées. Le +15V est régulé par un retour de tension isolé jusqu’à l’UC2844, tandis que le 24V et
-15V sont régulés par des régulateurs de tension linéaire. Le 8V est distribué et régulé sur la carte
microcontrôleur et un dernier secondaire régulé par des diodes Zener sert à l’auto-alimentation de l’UC2844.
La carte d’alimentation est ici capable de fournir 80W et supporter le réseau alternatif 690V. Soit une
surtension. Dû à cette tension d’entrée élevée, le démarrage par le bus n’a pas été implémenté et il
faut utiliser le démarrage par le réseau 230V ou une alimentation annexe entre 15V et 30V.
Cette version utilise deux MOSFETs au rendement moyen et sont fixés sur un dissipateur volumineux.
Le transformateur d’impulsion est obsolète dont la traçabilité est peu fiable. Les régulateurs linéaires sont les
mêmes que la première version avec un faible rendement.
Figure 9 : Schéma Flyback 2 interrupteurs
16
4. Objectifs
Plusieurs objectifs ont été fixés afin de résoudre les problèmes sur les deux versions précédentes mais
aussi anticiper le développement d’un futur projet. Dans cet optique, une liste commune des objectifs et pour
chaque version permettra d’analyser plus clairement les problèmes et ensuite orienter les solutions.
Version Flyback 1 interrupteur :
Résoudre l’obsolescence du transistor bipolaire
Optimiser la régulation des secondaires
Réduire la taille et éliminer les circuits et composants auxiliaires
Version Flyback 2 interrupteurs :
Résoudre l’obsolescence du transformateur d’impulsion
Réduire la taille du dissipateur thermique
Optimiser la régulation des secondaires
Réduire la taille et éliminer les circuits et composants auxiliaires
Nouvelle version Flyback :
Démarrage par le bus
Démarrage par le réseau
Tension d’entrée maximale 1400V
Régulation des tensions secondaires
Optimisation de la taille de l’alimentation
Tous ces objectifs doivent être réalisés et testés en accord avec les contraintes Leroy Somer, conformité
pour les normes UL, sélection de composants double-sources en utilisant des fournisseurs homologués.
5. Orientation des solutions
Même si les contraintes imposées par l’entreprise sont nombreuses, il faut tout de même prendre en
compte l’évolution des technologies qui pourrait donner un avantage certain au produit et éviterait une
obsolescence trop rapide. Les technologies suivantes ont donc été étudiées afin résoudre les problèmes cités
précédemment, mais il faut tout de même que ces solutions respectent les contraintes et n’augmentent pas
significativement le coût en matière de la carte :
Technologie planar pour le transformateur d’impulsion
Technologie Carbure de Silicium pour les MOSFETs
Technologie polymère pour les condensateurs aluminiums
Composants montés en surface pour la régulation linéaire
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5. Solutions étudiées
1. Transformateur d’impulsion planar
Cette partie traitera de la résolution de l’obsolescence du transformateur d’impulsion en utilisant la
technologie planaire. Une première partie décrira les spécifications techniques indispensables au
développement du futur composant. La partie suivante démontrera l’utilisation d’un transformateur à simple
secondaire avec les différentes étapes qui ont permis de justifier ce choix. La suite traitera de la réalisation du
transformateur planar avec les phases de développement nécessaires à la validation du produit. Enfin une
conclusion mettra en évidence les avantages et inconvénients ainsi que les problèmes rencontrés.
1) Spécifications techniques
Le transformateur d’impulsion doit être capable de transmettre les signaux de commande aux
MOSFETs. Il doit donc fournir suffisamment d’énergie pour la commutation mais aussi garantir l’intégrité du
signal pour des rapports cycliques aussi faibles que possible à une fréquence de 40kHz. La commande des
MOSFETs est à 15V, cependant le seuil de déclenchement varie entre 2V et 5V selon les fabricants et la
technologie. Une des composantes essentielles est aussi la tenue en tension et l’isolation entre les enroulements
qui doit respecter les normes actuelles.
Le but est de réaliser un transformateur planar ou planaire, le principe est de clipper une ferrite autour
des enroulements dessinés sur le circuit imprimé. La taille et les caractéristiques du matériau ferromagnétique
sont imposées par le fabricant. L’isolation entre pistes, la taille des pistes et le nombre de couches du circuit
imprimé imposent des contraintes physiques supplémentaires, mais sont malgré tout limités par la faisabilité et
le coût de réalisation du circuit imprimé. Certaines ferrites plus grandes permettent l’empilement de plusieurs
circuits imprimés, à défaut d’une augmentation de taille, on peut doubler le nombre d’enroulements. Cependant
même si le fonctionnement est validé, un des paramètres les plus contraignants est l’isolation entre
enroulements qui doit respecter les normes UL.
2) Commande simple secondaire
Le transformateur d’impulsion précédent possède 2 secondaires identiques qui transfèrent le signal isolé
à chaque MOSFET avec un rapport de transformation de 1. Afin d’obtenir un transformateur planar efficace et
de taille réduite, une étude a été faite afin d’utiliser un seul secondaire sur le transformateur. Cette partie traite
de la commande du MOSFET « côté haut » situé sur le premier primaire du transformateur qui est relié à un
potentiel pouvant atteindre 1200V. Les étapes ayant permis d’arriver à la suppression d’un secondaire vont être
décris par la suite.
18
1. Étude
La modification de la commande des 2 MOSFETs nécessite l’étude du schéma précédent afin de ne pas
altérer le fonctionnement actuel. L’analyse des modifications nécessaires sera ensuite effectuée pour être
vérifiée par la simulation et enfin validée grâce aux tests.
Ici on peut voir plus précisément que le MOSFET Q7 côté haut est commandé par S2 entre la grille et la source
tandis que le MOSFET Q6 côté bas est commandé par S1 entre la grille et la source. Cependant la source du MOSFET
côté bas est connectée aux résistances en parallèles R7 à R11 qui permettent de retranscrire une tension image du courant
circulant dans le primaire du transformateur. Ce courant mesuré est exploité par le circuit intégré de contrôle qui va
limiter son pic grâce au contrôle du rapport du cyclique. Le seuil de tension limitant le pic de courant est de 1.25V, on
estime donc que c’est la tension maximale aux bornes des résistances, car si elle est atteinte les MOSFETs s’ouvrent, le
courant ne circule plus et la tension chute. Afin de supprimer le secondaire S1, il faudrait que le circuit d’aide à la
commutation (CALC) soit connecté au –U BUS plutôt qu’à la source du MOSFET côté bas. Cette modification
entrainerait une chute de tension sur la tension Grille-Source, mais celle-ci ne serait pas pénalisante au moment de la
fermeture du MOSFET car aucun courant ne traverse les résistances. A l’ouverture dans le cas où le courant pic est
proche du seuil, la chute de tension serait maximale, mais le risque engendré n’est qu’un léger retard par rapport au
MOSFET côté haut.
Figure 10 : Commande actuelle MOSFETs
19
2. Simulation
De nombreuses versions de schémas de simulation ont été réalisées afin d’optimiser le temps et la taille
de stockage de données de simulation selon la nécessité.
Voici un schéma de simulation complet où un des secondaires du transformateur d’impulsion n’est pas
utilisé. De plus le circuit d’aide à la commutation situé entre le MOSFET la sortie de l’UC2844 est référencé au
GND et non à la source du MOSFET. Les caractéristiques du transformateur sont celles du transformateur
d’impulsion actuel. Afin de prévoir son fonctionnement dans son ensemble, les cas extrêmes sont étudiés :
rapport cyclique proche de 50% à une tension d’entrée 300V et une charge maximale et rapport cyclique proche
de 1% à une tension d’entrée de 1200V et une charge minimale.
Figure 11 : Schéma de simulation 1
Figure 13 : Simulation 400V en charge VGS Figure 12 : Simulation 1200V à vide VGS
20
Lorsque le rapport cyclique est proche de 50%, la tension de commande en sortie du transformateur
varie entre -7.5V et 7.5V alors que celle reliée à l’UC2844 varie entre 0V et 15V. Cela induit un retard sur le
MOSFET côté haut et donc une surtension plus élevée, mais ceci est négligeable du fait que la tension est très
inférieure à la tension maximale Drain Source (VDSmax) des MOSFETs.
Lorsque le rapport cyclique est proche de 1%, les temps de commutation sont faibles et on peut voir
l’influence de l’inductance magnétisante du transformateur d’impulsion sur les transitoires. Même si les
tensions VDS restent équilibrées, la différence entre les deux tensions commandes pourraient engendrer une
surtension supplémentaire qui serait destructrice à une tension d’entrée 1200V.
Les essais vont donc pouvoir vérifier si les simulations s’avèrent correctes.
3. Modifications de la carte actuelle.
La majorité des essais ont été effectués sur les cartes existantes afin de réduire les coûts assurer un
fonctionnement de la carte de base. Dans tous les cas, les modifications ont pu être réalisées sur la couche
supérieure ou inférieure.
Le premier essai a été celui permettant de relier le CALC au GND en conservant le secondaire du
transformateur d’impulsion. Enfin le secondaire a été déconnecté et le CALC directement relié à l’UC2844 afin
d’obtenir la configuration du schéma de simulation.
Modifications de la carte
Figure 14 : couche supérieure modifiée
21
Figure 15 : couche inférieure modifiée
4. Essais
Les différents équipements disponibles pour les essais sont une alimentation continue stabilisée 2x30V,
une alimentation continu 0-1200V, un Générateur Basse Fréquence (GBF), un pont de mesure RLC, un
oscilloscope à voies isolées avec sondes de tension 1000V et sondes de courant 30A et une carte de charge
résistive 60W.
Les essais réalisés sont fait dans plusieurs configurations et plusieurs points de tests ont été mesurés,
mais seulement les plages de fonctionnements critiques seront répertoriées. Les différentes configurations sont
à vide et en charge à 60W pour des tensions d’entrée de 300V, 700V et 1200V. Il y a cependant deux types de
configurations « à vide », dans le cas du fonctionnement à vide du variateur, la carte d’alimentation doit au
moins alimenter la carte microcontrôleur, ce qui correspond au fonctionnement standard minimal de la carte
d’alimentation. Le cas où il n’y a aucune charge sur la carte d’alimentation a aussi été testé mais celui-ci n’est
théoriquement pas possible lors du fonctionnement du produit.
Le tableau suivant montre les résultats des tensions Drain Source du MOSFET côté haut (VDS haut),
Drain Source du MOSFET côté bas (VDS bas), la sortie +15V (+15V), Grille Source du MOSFET côté haut
(VGS haut), Grille Source du MOSFET côté bas (VGS bas). L’échelle de temps est différente selon le cas afin
de pouvoir observer le fonctionnement d’ensemble ou les retards à la fermeture et/ou ouverture. Une
comparaison avec les signaux de la carte standard permet d’observer les différences et problèmes à corriger.
22
Commande simple secondaire Commande double secondaire standard
VDS haut, VDS bas, 15V, I15micro, Vbus=300V
VDS haut, VDS bas, 15V, I15micro, Vbus=300V
VDS haut, VDS bas, 15V, I15micro, Vbus=300V
VDS haut, VDS bas, 15V, I15micro, Vbus=300V
VGS haut, VGS bas, 15V, I15micro, Vbus=300V
VGS haut, VGS bas, I15micro, 15V, Vbus=300V
23
Commande simple secondaire Commande double secondaires standard
VDS haut, VDS bas, 15V, Vbus=1200V
VDS haut, VDS bas, 15V, Vbus=1200V
VDS haut, VDS bas, 15V, Vbus=1200V
VDS haut, VDS bas, 15V, Vbus=1200V
VGS haut, VGS bas, 15V, Vbus=1200V
VGS haut, VGS bas, 15V, Vbus=1200V
24
5. Conclusion
Les courbes représentaient ci-dessus sont aussi le résultat d’une autre modification. Les signaux
originaux avaient un retard supérieur à celui représenté mais une réduction des résistances de grille à 10Ω a
permis d’exploiter plus efficacement l’UC2844 et donc réduire ce retard. À 300V en charge, 108ns de retard en
VDS haut et VDS bas avec une résistance de grille à 47Ω, réduit à 40ns avec une résistance de grille de 10Ω.
La commande directe du MOSFET côté bas permet une nette amélioration du signal. Le fait de
supprimer le passage par le transformateur d’impulsion élimine les parasites mais induit un retard par rapport à
la commande du MOSFET côté haut. Cependant la bibliographie nous indique que la technologie planar
pourrait améliorer la qualité du transformateur d’impulsion en réduisant les éléments parasites et l’inductance
magnétisante pour augmenter sa rapidité. La suite va donc traiter de la réalisation du transformateur planar afin
de voir s’il peut améliorer le fonctionnement dans cette configuration.
3) Dimensionnement du transformateur d’impulsion
Le transformateur d’impulsion planar a été réalisé en suivant les étapes suivantes qui sont détaillées en
sous-parties. Le majeur problème lors de la réalisation du transformateur est dû aux nombreux paramètres et
contraintes qu’il faut ajuster afin d’obtenir le transformateur le plus adapté et performant pour le montage. Dans
une première sous-partie, les paramètres variables seront listés, puis les distances d’isolation concernant les
normes UL et le calcul permettant de dimensionner le transformateur. Ensuite les différentes méthodes de
calcul des éléments de fuites et capacitifs seront analysés pour ensuite voir la réalisation. La mesure des
éléments du transformateur permettra de vérifier les résultats des calculs et finalement les tests sur carte
détermineront le transformateur le plus adapté.
1. Spécifications
Le transformateur d’impulsion est utilisé pour la commande des thyristors, triacs et transistors. Il permet de
transmettre le signal de commande entre l’électronique de commande et le circuit de puissance. La séparation
galvanique protège contre les destructions. Il est de plus capable de fournir le courant nécessaire aux
interrupteurs et peut tenir des tensions élevées.
Le montage actuel utilise un transformateur d’impulsion non pas pour isoler la commande et la puissance
mais pour commander deux MOSFETs simultanément dont leur source est à un potentiel différent. Le
transformateur utilisé est du groupe PREMO et est devenu obsolète. Les caractéristiques essentielles à ce
transformateur sont les suivantes :
- Un rapport de transformation unitaire
- Une puissance d’environ 3VA=15Vx0.1Ax2mos
- Fréquence de 40kHz
- Faible rapport cyclique = faible inductance de fuite et magnétisante.
25
Caractéristiques du pt22b3 de chez PREMO
Résistance primaire et secondaire 600mΩ
Inductance magnétisante 3mH
Inductance de fuite 4.5uH
Capacité de fuite 45pF
Courant max 800mA
Afin de s’affranchir du fournisseur et de réduire les coûts de fabrication, il a été envisagé d’utiliser un
transformateur planar afin de remplacer le composant précédent. En théorie, les enroulements seraient réalisés
sur le circuit imprimé et un E ferromagnétique planar y serait clippé. Différentes études ont pu conclure que la
technologie planar permet de réduire l’inductance magnétisante (soit le temps de montée) et
proportionnellement les inductances de fuites, malgré une augmentation des capacités parasites.
2. Éléments variables et contraintes
Sélection du ferrite
Le noyau ferromagnétique planar est le premier à imposer des contraintes qui
peuvent être mécaniques et magnétiques. Le fabricant principal étant Ferroxcube, le
choix sera fait dans sa gamme suffisamment variée afin d’éviter de nouvelles
références. Tout d’abord la forme du noyau qui pourra s’adapter au circuit imprimé est
de forme E avec une plaque pour refermer le circuit magnétique maintenu par un clip.
(E+PLT). Le type de matériau pour des fréquences inférieures à 1MHz est un ferrite
doux Manganèse Zinc. Le grade choisi est standard et dispose des meilleures
caractéristiques pour une fréquence de 40kHz. 3C90 chez Ferroxcube. Les dimensions
varient ensuite de E18 à E64. La taille du ferrite est sélectionnée, de façon à obtenir le
nombre de spires suffisant sans saturation du matériau et en respectant les distances d’isolation.
Routage et contraintes mécaniques
La taille minimale des pistes est limitée par le courant, la technologie de fabrication et le prix. Afin de
rester dans les standards, l’épaisseur de piste restera à 35µm en couche interne et externe. La fabrication limite
de la largeur de piste et l’espacement entre pistes à 0,2mm. Cependant la largeur de piste peut varier si le
nombre de tours n’est pas entier afin de réduire la résistance. Grâce aux dimensions minimales, il est possible
de déterminer le courant maximal admissible en couche interne et externe qui dépend aussi des températures
maximales à respecter. La formule de la norme IPC-2221 permet de calculer en utilisant un coefficient de
sécurité.
I : intensité maximum
A : section de piste
ΔT : augmentation de température maximum
k : 0.048 en piste externe 0.024 en interne
Hauteur de piste 35µm
Largeur de piste 0,2mm
Température maximale 120°C
Température ambiante 40°C
Courant maximal en couche interne 930mA
Courant maximal en couche externe 1,85A
Température en couche interne 76,9°C
Température en couche externe 45,6°C
Figure 16 : Ferrite E + PLT
26
Au niveau mécanique, la ferrite E18 ne peut se clipper que sur un circuit imprimé standard (3.5mm)
tandis que la ferrite E22 permet d’empiler 2 circuits imprimés standard afin de doubler le nombre
d’enroulements si nécessaire.
Normes UL
UL sont les initiales de Underwriters Laboratories, une organisation qui depuis 1894, a évalué et prouvé
des produits pour la sécurité du grand public. Les tests sont désormais effectués sur plus de 18 750 catégories
de produits électriques, mécaniques et chimiques. Pour continuer d'assurer la sécurité des produits qu'ils
approuvent, les laboratoires continuent de tester les produits. De temps en temps, les fabricants reçoivent des
visites inattendues des représentants UL, qui vérifient si les normes de sécurité sont toujours maintenues. Si le
produit ne satisfait plus les exigences UL, la certification lui est immédiatement retirée.
Cette norme différencie les distances d’isolement dans l’air (clearance) et les lignes de fuite (creepage), c’est
donc grâce à la nouvelle version que ces distances ont pu être réduite grâce aux tableaux concernant les signaux
supérieurs 30kHz. Afin d’établir les distances à respecter, il faut connaître le niveau de surtension du circuit,
savoir si elle est maitrisée ou non et pour finir le degré de protection nécessaire. Ici le cas est une isolation
fonctionnelle basique avec un degré de pollution de 1. Normes UL 61800-5-1
Figure 17 : Tableau lignes de fuite
Pour le cas de la surtension 1.2kV, on prendra 1.2mm et pour 1.4kV on prendra 1.65mm.
Le tableau suivant nous indique dans quelle catégorie l’on se trouve afin de déterminer les distances
d’isolation dans l’air à respecter
27
Les distances d’isolement dans l’air sont 125% du tableau 9. Dans le cas d’une isolation fonctionnelle
1.6kV ->1.5mmx1.25=1.875mm. Si l’on prend le cas d’une isolation générale on prendra 3mm. Sachant que
ces distances n’avaient pas été validé lors de l’échange avec le technicien des normes UL et une certaine marge
a été prise, plusieurs configurations de distances d’isolation ont été réalisées afin d’étudier leurs influences sur
les caractéristiques du transformateur. A noter que des coefficients de degré de pollution peuvent aussi être
ajouter.
Dimensionnement
Un tableau de données permet d’étudier les différentes solutions possibles avec la variation de
paramètres. Le transformateur est dimensionné pour le cas le plus défavorable, un rapport cyclique de 50%. Les
données suivantes sont fixées par le constructeur et le cahier des charges, aire utile=Ae, longueur utile=le,
perméance=Al, permittivité= µi, tension=Vp , période=T. Plusieurs calculs sont effectués pour le même ferrite
mais un nombre de tours différents qui varie selon l’isolement et l’agencement des vias. On détermine alors la
variation de courant qui va limiter la largeur des pistes et vérifier qu’il n’y ait pas de saturation du matériau
ferromagnétique.
Figure 19 : Sélection des distances dans l'air
Figure 18 : Tableau des distances dans l'air
Figure 20 : Dimensionnement de transformateur
28
Conditions sur les résultats :
B<300mT ; Lp<3mH ;
Une fois l’agencement, la forme et le nombre de spires fixés, il est possible d’estimer la valeur des
composants parasites. Afin de pouvoir fonctionner à 40kHz, il ne faut pas que l’inductance magnétisante soit
trop élevée. D’autant plus pour des rapports cycliques très faibles, l’inductance de fuite devra aussi être très
inférieure à l’inductance magnétisante (0.03%). La capacité parasite entre enroulement n’influence pas
manifestement le système.
3. Éléments parasites
Calcul de capacité parasite
Des capacités sont créées dans le transformateur selon l’agencement des spires. Cela dépend des
distances entre conducteurs et du type de matériaux les séparant. Sur un circuit imprimé, ces capacités peuvent
se calculer comme une capacité plan.
Figure 21 : Schéma de capacités parasites
Calcul de capacité plan
C=(Ɛ0 x Ɛr x S)/L
Ɛ0 : permittivité du vide
Ɛr : permittivité du matériaux (Ɛair=1 ; Ɛepoxy=4,7)
S : surface en commune
L : distance entre surfaces
Les calculs effectués même s’ils ne correspondent pas au prototype définitif, montrent que la capacité
entre enroulements est la plus influente. Elle n’est cependant pas suffisamment grande pour dégrader le
fonctionnement du circuit.
29
Figure 22 : Tableau de calcul de capacités parasites
Les résultats du calcul ont été appliqués lors de la simulation, mais l’ordre de grandeur de ces valeurs
n’a eu aucune influence sur le fonctionnement du montage. Une vérification par la mesure permettra d’établir la
précision du calcul, même si celui-ci ne présente guère d’intérêt pour le fonctionnement.
Calcul de l’inductance de fuite
L’inductance de fuite correspond au flux qui ne traverse pas le circuit ferromagnétique. Ce phénomène
augmente les pertes et ralentit les transitoires, ce qui est indésirable avec l’utilisation d’un signal carré. Il faut
donc minimiser l’inductance de fuite par rapport à l’inductance magnétisante. Dans notre cas, le primaire est le
secondaire sont superposés, le calcul de l’inductance est donc adapté. Plusieurs méthodes de calcul ont été
utilisées et comparées afin d’obtenir une valeur qui s’approchera de celle du prototype pour les conceptions
futures. Les résultats ne correspondent pas idéalement au produit final, mais une comparaison peut déjà être
faite.
L’énergie emmagasinée dans les inductances primaire et secondaires correspond au flux de fuite. Ici les espaces
entre spires ne sont pas pris en compte. La ferrite emprisonne totalement les spires et la longueur des spires est
moyennée.
30
Figure 23 : Méthode de calcul d'inductance de fuite
http://www.isplc.org/docsearch/Proceedings/2004/pdf/ISPLC04.pdf
31
largeur piste m 2,00E-04 2,00E-04 2,00E-04 5,00E-04
isol 10th entre piste m 2,00E-04 2,00E-04 2,00E-04 2,00E-04
constante mag u0 u0 m kg s-2
A-2
1,25664E-06 1,25664E-06 1,2566E-06 1,25664E-06
écart entre couche iso m 5,30E-04 5,30E-04 5,30E-04 5,30E-04
E18/4/10 E18/4/10 E22/6/16 E22/6/16
core factor (I/A) mm-1 0,514 0,514 0,332 0,332
volume utile Ve m3 8,00E-07 8,00E-07 2,04E-06 2,04E-06
long utile le mm 2,03E-02 2,03E-02 2,61E-02 2,61E-02
aire utile Ae mm2 3,95E-05 3,95E-05 7,85E-05 7,85E-05
aire min Aemin mm2 3,95E-05 3,95E-05 7,85E-05 7,85E-05
mass m g 1,7 1,7 4 4
largeur de E milieu mm 4,00E-03 4,00E-03 5,00E-03 5,00E-03
nb tour tour 8,25E+00 1,03E+01 1,25E+01 6,00E+00
N tour 8 10 12 6
Ecart d'isolation 1,50E-03 7,00E-04 7,00E-04 1,50E-03
Diametre inter Di m 4,00E-03 4,00E-03 5,00E-03 5,00E-03
largeur L m 1,00E-02 1,00E-02 1,58E-02 1,58E-02
diametre exter De m 1,40E-02 1,40E-02 1,68E-02 1,68E-02
largeur utile w m 0,005 0,005 0,0059 0,0059
longueur totale E m 1,80E-02 1,80E-02 2,20E-02 2,20E-02
Hauteur patte Hp m 2,00E-03 2,00E-03 3,20E-03 3,20E-03
Hauteur totale Ht m 4,00E-03 4,00E-03 5,70E-03 5,70E-03
Hauteur plaque H m 2,00E-03 2,00E-03 2,50E-03 2,50E-03
Longueur tot Ltot m 0,2508 0,3116 0,55 0,2712
Long tot nb tour tronq Ltoto m 0,2432 0,304 0,528 0,2712
Long moy Lmoy m/tour 0,0304 0,0304 0,044 0,0452
Epaisseur cuivre ep m 3,50E-05 3,50E-05 3,50E-05 3,50E-05
NI A 2,72E+00 2,72E+00 2,62E+00 2,62E+00
WP1=u0*ep*Lmoy*(NI)²/6w w 3,29105E-10 3,29105E-10 3,761E-10 3,86361E-10
WS1=u0*ep*Lmoy*(NI)²/6w w 3,47119E-10 3,47119E-10 3,9033E-10 3,90327E-10
WS2=u0*ep*Lmoy*(NI)²/6w w 3,47119E-10 3,47119E-10 3,9033E-10 3,90327E-10
Wiso=u0*iso*Lmoy*(NI)²/w w 2,99015E-08 2,99015E-08 3,4172E-08 3,51037E-08
Courant I A 3,40E-01 2,72E-01 2,19E-01 4,37E-01
Induc fuite 1 Ll H 5,36E-07 8,38E-07 1,48E-06 3,80E-07
Les valeurs obtenues sont seulement significatives, tant qu’une mesure sur le prototype n’a pas été effectuée.
Une simulation avec ses valeurs a tout de même vérifié le fonctionnement du montage.
32
4. Réalisation
Les cas de la ferrite E18 et E22 ont été étudiés, ce qui offre 2 configurations différentes. L’une avec
seulement un circuit imprimé 4 couches et l’autres avec l’empilement de 2 circuits imprimés.
Lors de la réalisation plusieurs configurations ont été réalisées afin de vérifier les calculs et pouvoir
tester leur fonctionnement sur le montage réel. Les configurations sont les suivantes :
Ferrite Nombre de tours Isolement air (mm) Lignes de fuites (mm) Largeur piste (mm)
E18/4/10 8 3 1.7 0.2
E18/4/10 13 2 1.2 0.2
E22/6/16 10 3 1.7 0.3
E22/6/16 10 2 1.2 0.5
E22/6/16 12 3 1.7 0.2
E22/6/16 18 2 1.2 0.2
Figure 26 : planche transformateurs planars
Figure 25 : Transformateur ferrite E22 Figure 24 : Transformateur ferrite E18
33
5. Mesures
La mesure des caractéristiques des transformateurs a été effectué à l’aide du pont de mesure RLC
(Hyoki) afin de mesurer les résistances de l’enroulement primaire et secondaire, l’inductance magnétisante ainsi
que l’inductance de fuite.
Transformateur Rprim (Ω) Rsec (Ω) Lmag (µH) Lfuite (µH) Lfuite/Lmag (%)
8T/3/1,7 1 1,48 248 0,8 0,32
13T/2/1,2 1,49 2,3 647 1 0,15
10T/3/1,7 1,42 1,44 574 2,9 0,5
10T/2/1,2 0,83 0,83 586 2,44 0,41
12T/3/1,7 2,45 2,46 725 4,4 0,6
18T/2/1,2 3,77 3,77 2360 7,6 0,32
PT22B3 0,6 0,6 3000 4,5 0,15
On peut déjà conclure que l’augmentation de la taille des pistes réduit la résistance. Le nombre de tours
influe sur l’inductance magnétisante. L’inductance de fuite dépend en partie des distances d’isolations internes
et externes. Des pistes plus proches du noyau central ainsi qu’une faible distance d’isolation entre piste
réduisent l’inductance de fuite.
6. Essais
Les essais en fonctionnement ont été réalisés sur la carte originale, le transformateur d’impulsion planar
a été soudé à la place du précédent afin de transmettre le signal au MOSFET côté haut. Le circuit intégré de
contrôle commande directement le MOSFET côté bas. Malgré les fils ajoutés nécessaires aux modifications et
mesures, les meilleurs résultats sont sur le transformateur Ferrite E18, 8 tours. Les comparatifs sont effectués
avec la carte originale sans modification. Les essais ont été réalisés en charge et à vide 300V, 700V, 1000V et
1200V, seulement les résultats qui seront montrés sont à 300V en charge et à vide sans aucune charge à 1200V.
Les courbes relevées sont la tension Drain-Source des MOSFETs (VDSh et VDSb), les deux tensions
d’équilibrage du bus aux bornes des condensateurs (VC32 et VC34), les tensions Grille-Source (VGSh et
VGSb) et les courants de grille (IGh et IGb).
Ferrite E18 8tours Transformateur d’origine (pt22b3)
Vbus = 300V En charge VDSh/VDSb/VC32/VC34 (10us)
Vbus = 300V VDSH/VDSB/VC32/VC34 en charge 300V
34
Vbus = 1200V à vide VDSh/VDSb/VC32/VC34
Vbus = 1200V à vide VDSh/VDSb/VC32/VC34
Vbus=300V en charge VGSh/VGSb/IGh/IGb
Vbus=300V en charge VGSh/VGSb/IGh/IGb
Vbus=1200V à vide VGSh/VGSb/IGh/IGb
Vbus=1200V à vide VGSh/VGSb/IGh/IGb
Même si cette configuration n’est pas censé se produire, les essais sans aucune charge montre un
déséquilibre à 1200V pour le montage original dû au retard de commutations. Cependant le transformateur
d’impulsion et l’ajustement des résistances de grille permettent de régler ce problème. On peut aussi voir que
les commutations sont plus rapides et plus propres, malgré les modifications de montage plutôt précaires.
35
7. Conclusion
Le transformateur planar permet tout d’abord régler le problème d’obsolescence du transformateur
d’impulsion précédent, mais aussi de réduire les coûts et de s’assurer du respect des normes. Le ferrite étant
clippé sur le circuit imprimé, sa taille réduite permet aussi de réduire la taille du montage car l’on peut
positionner les résistances de puissance d’équilibrage au-dessus de celui-ci. Pour finir, le fonctionnement du
montage a aussi été amélioré en augmentant la vitesse de commutation des MOSFETs ce qui réduit les pertes
et permet de conserver l’équilibrage de tension à vide à 1200V sur les deux primaires du transformateur
principal. Les différentes configurations de transformateur ont été testés mais ceux avec le ferrite E18
présentent le plus d’avantages grâce à leur faible inductance magnétisante pour la vitesse de commutation et
leur taille réduite. Les prochaines étapes montreront que l’association avec différents MOSFETs permet aussi
d’améliorer les performances du montage.
2. Éléments de commutation et thermique
Cette partie présentera le dimensionnement, le calcul et la sélection des interrupteurs en tenant des
contraintes de l’entreprise, des normes et marges de sécurité. Dans un premier temps, la structure Flyback 1
interrupteur sera traité puis la structure 2 interrupteurs série.
1) Structure Flyback 1 interrupteur
1. Calculs
Le transformateur Flyback est l’élément principal de l’alimentation à découpage, il participe au transfert
de puissance en incluant une isolation galvanique et à l’adaptation de tension. Même si aucune modification du
transformateur principal n’était envisagée, une étude de faisabilité a été réalisée grâce à la méthode du
professeur … de Supélec. Cette méthode consiste à dimensionner le transformateur en fonction de la tension
maximale que peut supporter l’interrupteur. Le calcul a été réalisé dans l’optique d’utiliser un seul MOSFET
pour supporter la tension d’entrée de 1200V.
36
Symbole Unité
Puissance Pmax W 80 80 80
Tension Drain Source Vdsmax V 1700 1700 1700
Marge de sécurité MS % 0,25 0,25 0,25
Tension d'entrée max Vemax V 1300 1200 300
Tension de sortie Vs V 15 15 15
Surtension a l'ouverture 20V Vgs V 20 20
Rendement ɳ % 0,8 0,8 0,8
rapport de transformation inverse 2,666666667 2,66666667 2,666666667
rapport de transformation m 0,375 0,375 0,375
rapport cyclique alpha 0,029850746 0,03225806 0,117647059
Fréquence de découpage F 40000 40000 40000
perméabilité du vide 2,02802E-08 2,028E-08 2,02802E-08
Pot de Ferrite RM15 RM15 RM14
Section de Ferrite Ae 1,80E-04 1,80E-04 1,80E-04
Induction max autorisé Bmax 0,26 0,26 0,26
Nombre de spires primaire Np tour 2,07E+01 20,6782465 20,72968491
Inductance Primaire Lp H 0,000188238 0,0001873 0,000155709
Nombre de spires secondaire Ns tour 7,77E+00 7,75E+00 7,77E+00
AL du transformateur AL H 4,38E-07 4,38E-07 3,62E-07
Entrefer e m 8,33E-06 8,33E-06 1,01E-05
Courant primaire crête Icp A 5,153846154 5,16666667 5,666666667
Courant primaire efficace Iep A 0,514100966 0,53575838 1,122167215
On peut déduire de ces calculs que la tenue en tension de l’interrupteur impose une réduction de la
tension réfléchie. Celle-ci étant déterminée par le rapport de transformation du transformateur, sa réduction
impose des courants crêtes plus importants, mais admissibles et limités par le circuit intégré UC2844. Le
fonctionnement en charge à faible rapport cyclique permettrait un démarrage en charge à une tension inférieur
200V car le rapport cyclique serait toujours inférieur 50% (limite de fonctionnement discontinu). Le cas du
fonctionnement à vide nécessiterait des sauts de commutations mais qui apparaissent déjà sur la carte d’origine
à 1200V sans perturber le fonctionnement.
Plusieurs simulations ont été effectuées afin de voir l’influence du rapport de transformation sur la
surtension de l’interrupteur et vérifier les calculs, mais seul les simulations montrant le fonctionnement du
schéma actuel seront présentées. Des calculs et simulations ont aussi été effectuée afin de dimensionner
plusieurs types de snubber et modifier le schéma original utilisant un transistor bipolaire 1500V.
37
2. Carte existante et simulation
Une carte a déjà été modifiée lors d’un précédent projet afin de résoudre le problème d’obsolescence du
transistor bipolaire 1500V. L’utilisation d’un MOSFET 1500V en tant qu’interrupteur principal a été
implémentée. Les fonctions principales sont le démarrage par le bus et fonctionnement jusqu’à 800V pour une
puissance de 60W. Seuls les composants permettant le démarrage par le réseau sont non montés. Un schéma
allégé montre le principe de fonctionnement.
Figure 27 : Schéma de simulation Flyback 1 interrupteur
Figure 28 : Simulation surtension Ubus 800V
38
La simulation montre une surtension proche de 1500V pour une tension d’entrée de 800V, ce qui laisse
peu de marge de sécurité, cependant un test sur carte permettra d’établir la précision de cette simulation. Avant
cela une sélection et un dimensionnement thermique des MOSFETs disponibles permettra de voir si le
fonctionnement peut être amélioré.
3. Sélection d’interrupteur
Ici les contraintes principales sont Vdsmax > 1500V et le moins de pertes possibles pour un faible prix. Les
prix sont négociés par le service achat et dépendent des fabricants et fournisseurs mais aussi du groupe
Emerson et de l’entreprise mais les prix Farnell permettront un comparatif plus rapide malgré l’imprécision. Le
tableau suivant montre les points positifs en vert et négatifs en jaune.
Ancien Hitachi Sur FX ST CREE IXYS IXYS
SYMBOLE 2SK225 STW4N150 STW9N150
C2M1000170D IXTH6N150 IXTH12N150
VDS (V) 1500 1500 1500 1700v 1500 1500
VGS (V) (+/-20) (+/-30) (+/-30) 1700v (+/-30) (+/-30)
ID (A) 2 4 8 4,9A 6 12
IDM (A)
7 12 32
5A
24 40
PD (W) 50 160 320 69W 540 890
Tstg (°C) 55 à 150 55 a 150 55 a 150 (-)55°C à 150°C 55 a 150 55 a 150 IDSS 125°C
(uA) 500 500 500 120µA max
250 250
VGS th. (V) 2 a 4 3 a 5 3 a 5 2,4v 1,8v 3 a 5 3 a 5
RDS on (ohm) 9 a 12 5 a 7 1,8 a 2,5 1ohm, 2 à 150°C 3,5 2
Ciss (pF) 990 1300 3255 191pf typ 2230 3720
Coss (pF) 125 120 294 12pf typ 170 240
Crss (pF) 60 12 22 1,3pf typ 64 80
Td on (ns) 17 35 41 9ns typ 22 26
Tr (ns) 50 30 14
46ns typ 20 16
Td off (ns) 150 45 86 15ns typ 50 53
Tf (ns) 50 45 52 9ns typ 38 14
QG (nC) 30 a 50 90 13nC typ 67 106
Vs diode (V) 0,9 2 1,6 3,8 1,3 1,4
Trr diode (ns) 1750 510 988 20 1500 1200
Qrr (nC) 3000 9500 24 9000 14800
Boitier TO-3 TO-247 TO-247 TO-247-3 TO-247 TO-247
PRIX Farnell 4,68 14,34 9,43 7,44 9,58
39
Le MOSFET STW4N150 de chez STMicroelectronics est déjà présent sur la carte et les prix négociés
chez ce fabricant son avantageux. Cependant le MOSFET C2M1000170D de CREE montre de nombreux
avantages, sa faible RDSon permet de réduire les pertes et le VDSmax a 1700V autoriserait une tension
d’entrée de 1200V. Le dimensionnement thermique montrera si le MOSFET CREE peut être adapter sur la
carte actuelle.
4. Dimensionnement thermique
Les pertes et résistances thermiques ont été calculées à l’aide d’un tableau afin de déterminer les composants
qui présentent les meilleures caractéristiques que ce soit en conduction ou commutation. La résistance
thermique maximale nous indiquera le dissipateur à sélectionner. Le calcul des pertes est effectué à l’aide des
paramètres les plus défavorables, ce surdimensionnement permet d’assurer une certaine marge de sécurité mais
aussi de prévoir l’incertitude des valeurs données par les constructeurs.
Calcul des pertes
Pertes en conduction
RDSon : résistance Drain-Source à la fermeture Ieff : courant efficace
La résistance varient en fonction du courant, les pertes ont été calculées pour les deux valeurs extrêmes de cette
plage.
Pertes par commutation
VDS : tension drain source Ic : courant crête Tdon : retard à la fermeture Tdoff : retard à l’ouverture
F : fréquence ΔV : surtension au blocage
Pertes totales
Calcul de la résistance thermique
Rthj-b : résistance thermique jonction/boitier Rthj-a : résistance thermique jonction/air
Tamb : Température ambiante max Tjonc : température de jonction max donnée par le constructeur
Tjoncsecu : température maximale normes UL
Rths-d : résistance thermique dissipateur
Rths-dsecu : résistance thermique dissipateur avec marge de sécurité
40
CREE C2M1000170
D 2SK225 STW4N15
0 STW9N15
0 IXTH6N15
0 IXTH12N15
0
Circuit Unit
é Symbole
Courant entrée crête A Ic 1,77 1,05 1,05 1,05 1,05 1,05
Courant entrée efficace A Ief 0,7 0,43 0,43 0,43 0,43 0,43
Tension drain source V VDS 1200 800 1200 1200 1200 1200
Surtension blocage V DV 250 1200 200 200 200 200
Fréquence Hz F 40000 40000 40000 40000 40000 40000
Carac MOSFET
Rés drain source min Ω Rdson min 1 9 5 1,8 3,5 2
Rés drain source max Ω Rdson max 2 12 7 2,5 3,5 2
Retard ouverture s ton 9,00E-09 1,70E-
08 3,50E-08 3,50E-08 2,20E-08 2,60E-08
Retard fermeture s toff 1,50E-08 1,50E-
07 4,50E-08 8,60E-08 5,00E-08 5,30E-08
Rés thermique jonct/boitier
°C/W Rthj-case 1,8 0,5 0,78 0,39 0,23 0,14
Rés thermique jonct/air °C/W Rthj-a 50 50 50 50 50 50
Rés thermique boitier/pad
°C/W
Rthcase-sink 0,21 0,21
Temp jonction max °C Tjmax 150 150 150 150 150 150
Pertes en conduction W Pcondmin 0,49 1,6641 0,9245 0,33282 0,64715 0,3698
RDSon*Ieff² Pcondmax 0,98 2,2188 1,2943 0,46225 0,64715 0,3698
Pertes à la fermeture W Pon 0,38232 0,2856 0,882 0,882 0,5544 0,6552
Pon=VDS*Ic*ton*F/2
Pertes à l'ouverture W Poff 7,70E-01 6,30E+0
0 1,32E+00 2,53E+00 1,47E+00 1,56E+00
Poff=(VDS+DV)*Ic*toff*F/2
Pertes totales min W Ptotmin 1,64E+00 8,25E+0
0 3,13E+00 3,74E+00 2,67E+00 2,58E+00
Pertes totales max W Ptotmax 2,13E+00 8,80E+0
0 3,50E+00 3,87E+00 2,67E+00 2,58E+00
Température ambiente °C Tamb 40 40 40 40 40 40
Température de jonction °C Tjonc 150 150 150 150 150 150
Température de jonction °C Tjoncsecu 125 125 125 125 125 125
Dissipation 1 seul MOSFET
°C/W Rths-d 4,98E+01
1,20E+01 3,07E+01 2,80E+01 4,07E+01 4,22E+01
Rths-dsecu 3,81E+01 9,15E+0
0 2,35E+01 2,16E+01 3,14E+01 3,26E+01
41
Ce tableau récapitule les différents calculs effectués en comparant les MOSFETs disponibles. Ce qu’on peut
retenir pour la suite des essais est que le dissipateur thermique actuel a une résistance thermique de 5°C/W ce
qui nous donne une marge confortable pour tester les différents MOSFETs.
5. Carte existante
A l’aide de quelques recherche, une carte similaire dont les modifications répondent au problème du
transistor bipolaire a déjà été conçue. Les derniers exemplaires de cette carte ont donc été réalisé après un
certain délai, cela a permis de réaliser rapidement des essais sur d’autres interrupteur et tester leur fiabilité et
performance. Le montage cascode dont le principe est de commander un transistor bipolaire 1.5kV à l’aide d’un
MOSFET a donc été remplacer. Cette carte lie directement la commande d’un MOSFET 1.5kV au circuit de
contrôle UC2844. Sur la carte, le circuit permettant le démarrage par le réseau n’est pas monté, mais
l’emplacement des composants et le routage le permettant est toujours en place. Cette carte comme la
précédente autorise une tension d’entrée maximale de 800V. Les essais électriques et thermiques ayant été
réalisés, cette carte en y ajoutant les composants de démarrage par le réseau répond donc au premier problème
d’obsolescence du transistor bipolaire. Nous essaierons donc de tester le MOSFET 1.7kV afin de voir si la
tension d’entrée peut atteindre 1200V sur la structure Flyback 1 interrupteur.
6. Modifications
Afin de tester le MOSFET 1.7kV, certaines modifications sont nécessaires afin de garantir le
fonctionnement et la sécurité du montage au-delà de 800V et jusqu’à 1200V. Le démarrage par le bus étant
limité à 800V, il a été déconnecté et le circuit de démarrage par le réseau a été montée. Un pont capacitif
composé de deux condensateurs 450V en série permet sur la carte originale de limiter l’ondulation de tension
sur le bus. Il a lui aussi été déconnecté dû à sa limite de tension à 900V, cependant la régulation du circuit
intégré devrait occulter ces ondulations sur la tension de sortie.
7. Tests
Dans un premier temps les tests de la carte avec le MOSFET1.5kV permettront de voir la surtension
VDS pour une tension d’entrée de 800V. Ce test permettra ensuite de voir si l’on peut tester le MOSFET1.7kV
à 1.2kV en entrée. Les essais thermiques montreront pour finir la stabilité du montage.
Essais électriques carte originale
+15V/VDS/VCsnub/VGS à vide à 10us +15V/VDS/VCsnub/VGS en charge 10us
Ubus=3
00V
Ubus=3
00V
42
Ubus=70
0V
Ubus=700V
Ici le fonctionnement de la carte originale est vérifiée, pour une tension d’entrée Ubus de 700V, la surtension
est 1kV. On peut donc en déduire rapidement la surtension pour une tension d’entrée 1200V. Sachant que celle-
ci n’est pas proportionnelle mais dépend en partie de la tension réfléchie, on peut la définir en charge à l’aide de
la mesure. VDSmax-Ve=300V pour Ve=1200V on a VDSmax=1500V.
Essais électriques avec MOSFET1,7kV
Les valeurs des composants passifs du snubber ont été modifié pour tenir la surtension et afin de respecter les
normes UL et limiter la dissipation de chaleur.
En charge C47=Csnub=220pF R220=Rsnub=88KΩ VDS/VGS/VCsnub/+15V
A vide C47=Csnub=220pF R220=Rsnub=88KΩ VDS/VGS/VCsnub/+15V
Vbus=300V
Vbus=300V
Vbus=700V
Vbus=700V
43
Vbus=1200V
Vbus=1200V
Les résultats électriques sont concluants, la surtension en charge est légèrement supérieure à 1,5kV et une
marge de sécurité de 200V avec la tension maximale donnée par le constructeur est respectée.
Essais thermiques
Les essais thermiques sont réalisés à l’aide de thermocouples placés sur les boitiers des composants au
point accessibles les plus chauds. Une différence de tension de 15V au bout des sondes est destructeur, il faut
donc prendre garde à son placement. L’essai thermique est réalisé en charge (60W) pour la valeur de tension
maximale 1200V, les différents essais montrent que cette configuration a le plus de pertes.
Une fois la température stabilisée,
on peut relever la température
finale et ambiante et en déduire la
température qu’atteindront les
éléments dans les cas extrême.
T final : température à la fin de
l’essai
Tamb : température ambiante
DeltaT= Tfinal-Tamb
Tmax : température maximale
pour les normes UL
Marge=Tmax-(Tamb(45) +
DeltaT)
L’essai thermique est concluant, à
une température ambiante critique
on a une marge de 38°C pour le
MOSFET, seulement 28°C pour
le condensateur du snubber car sa
température maximale est
inférieure à celle des normes UL.
R=88kΩ C=220pF
Dissip MOS Boit MOS Rsnub1 Rsnub2 Csnub
Tfinal 70,1 72,9 62,6 72,7 57,7
Tamb 30,8 30,8 30,8 30,8 30,8
Delta T 39,3 42,1 31,8 41,9 26,9
Dissip MOS Boit MOS Rsnub1 Rsnub2 Csnub
T amb 45 45 45 45 45
Delta T 39,3 42,1 31,8 41,9 26,9
T final 84,3 87,1 76,8 86,9 71,9
T max 125 125 125 125 100
Marge 40,7 37,9 48,2 38,1 28,1
44
8. Conclusion
Une solution déjà existante remplace le transistor bipolaire par un MOSFET, même si le démarrage par
le réseau est manquant. L’utilisation d’un MOSFET1.7kV permet d’augmenter la tension à 1200V comme la
structure disposant de 2 interrupteurs, cependant la technologie carbure de silicium n’est pas encore développée
chez tous les fabricants et le coût est très variable. Étant donné qu’aucun composant double source comparable
n’a été trouvé, la solution n’est pas envisageable.
2) Structure Flyback 2 interrupteurs
Cette partie traitera la structure Flyback 2 interrupteurs, son dimensionnement suivi de la simulation
puis la sélection de composants pour finir un dimensionnement thermique et des essais qui permettront de
vérifier les étapes précédentes.
1. Dimensionnement
Le dimensionnement de la structure Flyback a été effectuée afin de rester en limite de conduction
discontinu, c'est-à-dire lorsque le rapport cyclique est proche de 50% pour la tension d’entrée minimum. Un
tableau de calculs ayant été réalisé par le passé, la vérification de ce dimensionnement permettra d’établir ala
véracité de ceux-ci avec la simulation.
Puissance de sortie ( P ) W 84 84
Rendement estimé ( Rd ) 0,81 0,81
Fréquence de découpage ( F ) Hz 40000 40000
Tension mini de fct. à P. max ( Vdc ) V. 300 450
Rapport cyclique de conduction de l'interrupteur ( Rci ) 0,39 0,26
Type de ferrite RM12 RM12
Section de la ferrite : Ae m2 1,46E-04 1,46E-04
Induction max autorisée : B T 0,26 0,26
Nombre de spires : Np = Vdc*Rci/(B*Ae*F) 77 77
Inductance primaire : Lp = 1/2*Rd*(Rci*Vdc)2/(P*F) H 1,65E-03 1,65E-03
AL du transfo. : Al = Lp/Np2 = Rd*F*(B*Ae)
2 /(2*P) H 2,78E-07 2,78E-07
Entrefer : eps =4E-7*PI*Ae/Al m 6,59E-04 6,59E-04
I crête du primaire transfo : I1m = 2*P/(Rd*Rci*Vdc) A 1,77 1,77
I efficace primaire transfo. = I1m*((Rci/3)**0,5) A 0,64 0,52
Nombre de spires secondaires par volt : NS 0,395 0,395
Toff/T: rapport cyclique de conduction diodes : Rcd = NS/Np*Vdc*Rci ! Conduction continue si Rcd < (1-Rci)
0,600 0,600
Tension secondaire N°1 : V1 V 15,2 15,2
Puissance secondaire enroulement N°1 : P1 W 55 55
Nombre de spires : NS1 = NS*V1 6,0 6,0
I crête dans diode de redressement : Icd1 = 2*Ps1/Vs1/Rcd A 12,1 12,1
I efficace dans diode de redressement = Icd*(Rcd/3)1/2
A 5,4 5,4
I efficace dans condensateur de filtrage = Icd1*(Rcd*(1/3-Rcd/4))1/2
A 4,0 4,0
Tension secondaire N°2 V 7,5 7,5
Puissance secondaire enroulement N°1 W 15 15
Nombre de spires : NS2 3,0 3,0
I crête dans diode de redressement A 6,7 6,7
I efficace dans diode de redressement A 3,0 3,0
I efficace dans condensateur de filtrage A 2,2 2,2
45
Tension secondaire N°3 V 17,8 17,8
Puissance secondaire enroulement N°1 W 8 8
Nombre de spires : NS3 7,0 7,0
I crête dans diode de redressement A 1,5 1,5
I efficace dans diode de redressement A 0,7 0,7
I efficace dans condensateur de filtrage A 0,5 0,5
Ce dimensionnement permet d’obtenir les valeurs caractéristiques qui permettront de dimensionner les
composants nécessaires au fonctionnement du montage. La simulation permettra d’observer plus clairement le
fonctionnement et le respect des valeurs dans les cas critiques.
2. Simulation
Plusieurs schémas de simulation ont été réalisés afin d’observer certaines configurations comme l’ajout
du transformateur planar, mais aussi avoir des schéma simplifié dans certains cas. Dans ce cas là, seul la
configuration finale sera étudiée avec les signaux qui pourrait être destructeurs et le fonctionnement (Tension
drain/source, courant primaire, tension de sortie)
Figure 29 : Schéma de simulation complet Flyback 2 interrupteurs
Un seul graphe de simulation sera représenté ici afin d’observer la surtension maximale sur les interrupteurs. La
tension d’entrée est fixée à 1200V en charge 60W. On observera le cycle de démarrage, car les transitoires sont
souvent le cas où les valeurs critiques peuvent être atteintes. Signaux observés
Tension drain source des deux MOSFETs VDS et VDS1
Tension de sortie +15V et +8V
Tension grille source des deux MOSFETs VGS et VGS1
46
Figure 30 : Résultats de simulation Flyback 2 interrupteurs
Les pics de tensions sur les MOSFETs atteignent presque 1kV à 1200V lors des transitoires puis se
stabilisent en dessous 800V. Le pic de tension est proche de la tension maximale drain source du MOSFET,
cependant ce cas de figure n’est pas censé intervenir car la tension d’entrée est celle du bus continu ne
commence jamais directement à 1200V, mais augmente progressivement avec une constante de temps
suffisamment grande. Les valeurs caractéristiques étant dimensionnées et vérifiées, la sélection de composants
peut ainsi être effectuée.
3. Sélection de composants
Afin de sélectionner les composants, un tableau a été mis en place afin de comparer rapidement et
efficacement les différentes caractéristiques essentielles. La caractéristique principale est la tension drain source
des MOSFETs, celle-ci doit être supérieur à 1kV ce qui offre un plus large que le MOSFET1.5kV. Il faut donc
comparer la résistance drain source lorsque l’interrupteur est passant et la rapidité de commutation qui
participent à la réduction des pertes. Un facteur important étant donné que le courant de sortie du circuit de
contrôle est limité et la capacité d’entrée qui représente l’énergie nécessaire aux commutations. Le dernier
facteur important est le coût, le MOSFET étant l’un des composants les plus importants et coûteux sur le
montage, des devis ont été demandés aux services Achat du groupe Emerson et Leroy Emerson afin d’obtenir
un comparatif équivalent.
47
SYMBOLE ROHM
SCT2450KE STW12NK90
Z
Infineon IPI90R500C
3
Fairchild FQA8N100
C
IXYS IXFH
12N100F
STW13NK100Z
STW12NK120
SCT20N120
V(BR)DSS 1200 900 900 1000 1000 1000 1200 1200
VDGR 1200 900 900 1000 1000 1000 1200 1200
VGS (-6/22 (-+30 (-+30 (-+30 (-+30 (-+30 30 10 25
VGSM
ID 10 11 11 8 12 13 12 20
IDM 25 44 24 32 48 52 48 45
PD 85 230 156 225 300 350 250 175
Tstg 55 a 175 55 150 55 150 55 150 55 150 55 150 55 150 55 200
TJ max 175
IDSS Tj=25°C
2u 1u 1u 10u 50u 1u 1u 1u
IDSS Tj=125°C
10u 50u 10u 100u 1,5m 10u 50u 50u
VGS th. 1,6 a 4 3 a 4,5 2,5 a 3,5 3 a 5 3 a 5,5 3 a 4,5 3 a 5 2 a 3,5
RDS on 450m a 680m
0,72 a 0,88 0,39 a 0,5 1,2 1,05 0,56 a 0,70 0,65 0,24
VDS on
Ciss 463pF 3500pF 1700pF 2475pF 2700pF 6000pF 1370 650
Coss 21pF 280pF 83pF 195pF 305pF 455pF 110 65
Crss 4pF 58pF 50pF 16pF 93pF 100pF 0,6 14
Td on 19ns 31ns 70ns 50ns 12ns 45ns 23 10
Tr 17ns 20ns 20ns 95ns 9,8ns 35ns 11 17
Td off 38ns 88ns 400ns 122ns 31ns 145ns 68 27
Tf 34ns 55ns 25ns 80ns 12ns 45ns 18 16
QG 27nC 113nC 68nC 53nC 77nC 190nC 44nC 75nC
Vs diode 4,3V 1,6V 1,2V 1,4V 1,5V 1,6V 1,5 3,6
Trr diode 19ns 728ns 480ns 620ns 250ns 820ns 630 140
Qrr 13nC 7,8uC 8,5uC 5,2uC 0,8uc 12,7uC 15uC 75nC
Boitier TO-247 TO-247 PG-TO262 TO-3PN TO-247 TO-247 TO247 TO247
PRIX Farnell 5,08 3,23 4,10 digikey 4,18 8,47 12,4 8,15 10,6
48
La sélection des composants étant aussi faite dictée par leur coût et les fournisseurs disponibles un second
tableau a permis de les organiser et d’obtenir dans certains cas des échantillons.
Part Number Fabricant Package Technologie VDSS RDS(on)
(@VGS=10V) max (Ω)
Drain Current
(Dc)(I_D) max (A)
Ciss Prix
Emerson ($)
Prix Leroy Somer
(€)
IXFH12N100P IXYS TO-247 Standard 1000 1,05 12 4080 5,21$ 2,45 €
IXFH15N100P IXYS TO-247 Standard 1000 0,76 15 5140
IXFB40N110P IXYS TO-247 SiC 1100 0,26 40 19000 31,62
IXFH20N100P IXYS TO-247 Standard 1000 0,57 20 7300
STW11NK100Z ST TO-247 Standard 1000 1,38 8,3 3500 1,8$
STW10N95K5 IXYS TO-247 Standard 950 .8 8 630
STW12N120K5 IXYS TO-247 Standard 1200 .69 12 1370 8,15
STW15N95K5 ST TO-247 Standard 950 .5 12 855
STWA20N95K5 ST
TO-247 long leads
Standard 950 .33 17.5 1500
STW6N95K5 ST
TO-247 long leads
Standard 950 1,25 9 450 1,16$
SCT20N120 ST HiP247 SiC 1200 0,24 20 650 13,47$ 10,6
SCT30N120 ST HiP247 SiC 1200 0,1 45 1700
SCT2450 ROHM TO-247 SiC 1200 0,45 10 463 5,8$ 3,05 €
SCT2280 ROHM TO-247 SiC 1200 0,28 14 667
SCT2160 ROHM TO-247 SiC 1200 0,16 22 1200
C2M0280120D CREE TO-247 SiC 1200 0,28 10 259 4,1
C2M0160120D CREE TO-247 SiC 1200 0,16 19 525
6,21
C2M0080120D CREE TO-247 SiC 1200 0,08 36 950 14,08
C2M100170D CREE TO-247 SiC 1700 1 5 191 3,74
SCT2450 ROHM TO-247 SiC 1200 0,45 10 463 5,8$ silica 3,6
Différents paramètres permettent d’obtenir le coût des composants, dans la plupart des cas le coût a été
donné pour une quantité de 2000 pièces. Cependant les prix donnés par le groupe Emerson nécessitent plus
d’informations qui ne pouvaient pas être données dans le cadre de mon stage étant donné que leurs utilisations
n’étaient pas encore clairement définies comme remplaçant sur la carte actuelle ou composant sur le nouveau
projet. Le service achat du groupe souhaite connaitre le lancement de production du nouveau projet, les
quantités envisagées par an et au total ainsi qu’une estimation de la durée de vie de la carte. Chaque composant
est aussi analysé avec une estimation de durée de vie, sa fiabilité, le nombre de distributeurs et bien d’autres
paramètres qui permettent de mesurer les risques en sélectionnant ce composant.
La sélection de composants dans le cadre d’un nouveau projet n’étant pas seulement le respect des
caractéristiques électriques et thermiques, mais aussi la logistique et l’assurance d’un service de qualité, un
grand nombre de composants a été sélectionné afin de comparer les choix envisageables. Cependant seul les
composants ayant pu être obtenus par échantillon via différents fournisseurs ont été testés.
49
4. Dimensionnement thermique
Cette partie reprend les mêmes équations que précédemment, cependant 2 configurations ont été
étudiées avec 1 dissipateur pour les 2 MOSFETs et 1 dissipateur par MOSFET. Les calculs ont là encore été
récapitulés dans un tableau afin de comparer les différents MOSFETs sélectionnés.
Pertes en commutation des MOSFETS
ST MTW11N
K100Z
ROHM SCT2450K
E
STW12NK90Z
Infineon IPI90R500
C3
Fairchild FQA8N1
00C
IXYS IXFH
12N100F
STW13NK100Z
Courant entrée crête A Ic 1,77 1,77 1,77 1,77 1,77 1,77 1,77
Courant entrée efficace A Ief 0,7 0,7 0,7 0,7 0,7 0,7 0,7
Tension drain source V VDS 600 600 600 600 600 600 600
Surtension blocage V DV 150 150 150 150 150 150 150
Fréquence Hz F 40000 40000 40000 40000 40000 40000 40000
Rés drain source min Ω Rdson
min 1,1 0,45 0,72 0,39 1,2 1,05 0,56
Rés drain source max Ω Rdson max 1,38 0,68 0,88 0,5 1,2 1,05 0,7
Retard ouverture s ton 2,70E-08 1,90E-08 3,10E-08 7,00E-08 5,00E-08 1,20E-08 4,50E-08
Retard fermeture s toff 9,80E-08 3,80E-08 8,80E-08 4,00E-07 1,22E-07 3,10E-08 1,45E-07
Rés thermique jonct/boitier °C/W Rthj-case 0,54 1,77 0,54 0,8 0,56 0,42 0,36
Rés thermique jonct/air °C/W Rthj-a 50 50 50 62 40 50 50
Temp jonction max °C Tjmax 150 175 150 150 150 150 150
Pertes en conduction W Pcond
min 0,539 0,2205 0,3528 0,1911 0,588 0,5145 0,2744
RDSon*Ieff² Pcondmax 0,6762 0,3332 0,4312 0,245 0,588 0,5145 0,343
Pertes à la fermeture W Pon 0,57348 0,40356 0,65844 1,4868 1,062 0,25488 0,9558
Pon=VDS*Ic*ton*F/2
Pertes à l'ouverture W Poff 2,60E+00 1,01E+00 2,34E+00 1,06E+01 3,24E+00 8,23E-01 3,85E+00
Poff=(VDS+DV)*Ic*toff*F/2
Pertes totales min W Ptotmi
n 3,71E+00 1,63E+00 3,35E+00 1,23E+01 4,89E+00 1,59E+00 5,08E+00
Pertes totales max W Ptotm
ax 3,85E+00 1,75E+00 3,43E+00 1,24E+01 4,89E+00 1,59E+00 5,15E+00
Dissipation MOSFET double avec pertes totales max
Température ambiente °C Tamb 40 40 40 40 40 40 40
Température de jonction °C Tjonc 150 175 150 150 150 150 150
Température de jonction °C Tjoncsecu 125 125 125 125 125 125 125
Rés thermique dissipateur °C/W Rths-d 14,00985
398 37,78232
353 15,78351
952 4,052792
306 10,84951
42 34,22340
99 10,50261
94
Rés therm dissip sécu °C/W Rths-dsecu
10,76443262
23,4610926
12,13499235
3,040794054
8,29280645
26,3737712
8,07475134
Dissipation 1 seul MOSFET Résistance thermique °C/W Rths-d 2,80E+01 7,56E+01 3,16E+01 8,11E+00 2,17E+01 6,84E+01 2,10E+01
Dissipation 1 seul MOSFET Résistance thermique sécu °C/W
Rths-dsecu 2,15E+01 4,69E+01 2,43E+01 6,08E+00 1,66E+01 5,27E+01 1,61E+01
Comme précédemment les valeurs montrant certains avantages sont en vert, mais les caractéristiques des
constructeurs sont données pour des paramètres d’utilisation précis qui peuvent différer des nôtres.
50
En prenant en compte les différents paramètres électriques et
thermiques ainsi que les fournisseurs, les MOSFETs de chez ROHM
SCT2450KE et de IXYS IXFH12N100 ont été sélectionnés pour les tests.
Les résultats du dimensionnement thermique permettent aussi d’utiliser un
dissipateur moins volumineux que celui actuellement utilisé. Les dissipateurs
en stock n’étant pas adaptés au boitier ou trop volumineux, un dissipateur de
20°C/W a été sélectionné. Il est de taille réduite et se clipse sur le boitier
TO-247, il faut ajouter une feuille de mica pour isoler électriquement et
conduire thermiquement, cependant le temps de montage et la taille est
réduite par rapport au dissipateur précédent.
5. Essais
Les essais électriques et thermiques ont été réalisés avec différentes configurations de MOSFETs et
transformateurs planars. Seulement les résultats du choix final sera affiché et les démarches seront expliquées.
Après plusieurs tests, l’association avec le transformateur E18 8 tours s’est montrée la plus efficace
électriquement. Thermiquement le MOSFET de chez IXYS présente le moins de marge de sécurité et le coût du
MOSFET ROHM avec l’association d’un dissipateur réduit justifie son utilisation.
Essais électriques
Une comparaison avec les résultats électriques de la carte d’origine dans les différentes configurations
permettra d’établir le bon fonctionnement des modifications effectuées. Les essais ayant été réalisés à vide et en
charge à 300V, 700V et 1200V, seul le cas de figure problématique à 1200V à vide est illustré, les autres ne
présentant aucune différence significative. Les tensions mesurées sont la tension drain source du MOSFET côté
et bas (VDSh et VDSb) et la tension de sortie en charge à 1200V pour observer la surtension maximale et à
vide pour vérifier si l’équilibrage des tensions à pu se faire grâce à l’augmentation de la vitesse des
commutations.
VDSh/VDSb/+15V à vide MOSFET ROHM+E18/8T VDSh/VDSb/+15V à vide carte originale
Vbus 1200V
Vbus 1200V
Figure 31 : dissipateur d’origine et dissipateur TO-247
51
Vbus 1200V
Vbus 700V
VDSh/VDSb/+15V en charge MOSFET ROHM+E18/8T VDSh/VDSb/+15V en charge carte originale
Vbus 1200V
Vbus 1200V
Le fonctionnement pour des tensions inférieures à 1000V à vide et en charge est similaire, on peut donc
remplacer le montage du transformateur planar et MOSFET RHOM avec l’association de composants
précédents. De plus, on note une nette amélioration des tensions drain source à vide à 1200V, les signaux sont
quasiment synchronisés et le retard est très faible, ce qui donne un déséquilibre de 20V pour une tension
d’entrée de 1200V par rapport au 200V de déséquilibre de la carte originale.
Essai thermique
Dans chaque association transformateur et MOSFET, les essais thermiques ont été réalisés en charge à
300V et 1200V et à vide à 1200V. A 300V en charge le rapport cyclique est le plus proche de 50% soit des
pertes par conduction maximale même si le courant primaire est plutôt faible. Cependant c’est à 1200V que les
commutations sont les plus longues à cause de la haute tension, un essai a donc était réalisé à cette tension à
vide et en charge. La stabilisation en température du transformateur Flyback n’a toujours été atteinte car celle-ci
est plutôt longue, respecte toujours les normes UL et n’a pas une influence importante sur l’association
MOSFET et transformateur d’impulsion.
52
Le graphe suivant représente l’évolution
de la température en fonction du temps en
charge à 300V.
Les normes UL imposent une température
inférieure à 125°C sur tous les
composants de la carte lorsque la
température ambiante est à 45°C. Cette
norme est une contrainte dans le cas où la
température de jonction des MOSFET
SiC peut atteindre 200°C selon les fiches
constructeurs. Afin de calculer la
température finale et la marge de sécurité
pour respecter cette norme, les formules
suivantes sont utilisées.
L’essai en charge à 300V ne présente aucun risque thermique et respecte les normes.
Dissipateur
high side Dissipateur
low side 8T ferrite
E18 Transfo HF
T final 45,6 49,8 43,1 65,5
T amb 26,6 26,6 26,6 26,6
Delta T 19 23,2 16,5 38,9
Tamb 45 45 45 45
Tfinal 64 68,2 61,5 83,9
Marge 61 56,8 63,5 41,1
Figure 32 : graphe des températures en charge à 300V
Figure 33 : graphe des températures en charge à 1200V
53
L’essai à 1200V en charge donne une
marge de sécurité beaucoup plus faible.
Les pertes par commutation sont bien
plus élevées que les pertes par conduction
et malgré le surdimensionnement, le
calcul ne s’est pas montré très proche de
la réalité. Mais les normes sont respectées
et une température finale de 100°C n’est
pas problématique pour un composant étant capable d’atteindre 200°C.
Figure 34 : graphe des températures 1200V à vide
L’essai en à 1200V à vide montre la même
élévation de température qu’à 1200V en charge.
Cela vérifie que les pertes en conduction sont
minimales, malgré tout le changement de
transformateur d’impulsion et l’augmentation
de la vitesse de commutation a permis d’utiliser
un dissipateur peu volumineux.
Dissipateur high side
Dissipateur low side
8T ferrite E18 Transfo HF
T final 79,2 66 38,5 65,7
T amb 26,8 26,8 26,8 26,8
Delat T 52,4 39,2 11,7 38,9
Tamb 45 45 45 45
Tfinal 97,4 84,2 56,7 83,9
Marge 27,6 40,8 68,3 41,1
Dissipateur high side
Dissipateur low side
8T ferrite E18 Transfo HF
Tfinal 80,9 65,4 34,1 38,9
T amb 25,9 25,9 25,9 25,9
Delta T 55 39,5 8,2 13
Tamb 45 45 45 45
Tfinal 100 84,5 53,2 58
Marge 25 40,5 71,8 67
54
6. Conclusion
L’utilisation de la technologie planar dans la réalisation du transformateur d’impulsion a permis
d’ajuster les paramètres de commutations entre vitesse et énergie nécessaire. C’est certainement le paramètre
qui a eu le plus d’influence dans l’augmentation des performances du montage car les pertes en conduction sont
très réduites. La technologie SiC quant à elle, permet d’obtenir des MOSFETs dont la tension Drain-Source est
plutôt élevée avec des temps et une énergie de commutation plus faible que les MOSFETs standard. Cela a été
déterminant sachant que le circuit intégré de contrôle UC2844 pilote directement les interrupteurs et son
courant de sortie est limité. Le dissipateur sélectionné étant lié à cette augmentation des performances, un
composant moins volumineux, coûteux et avec un montage plus rapide a pu être utilisé. Les coûts matières sont
les mêmes cependant le temps de montage et le gain de place du dissipateur n’ayant pu être chiffré, aucune
comparaison n’a été effectuée.
3. Démarrage de l’alimentation
1) Objectifs et contraintes
Le démarrage de l’alimentation se fait en fonction des différentes sources disponibles c'est-à-dire le
réseau alternatif 230V et le bus continu 1200V. Il doit être simple : utilisation de composants passifs avec une
faible consommation. Le démarrage de l’alimentation doit se faire en moins 3s et respecter les normes UL
thermiquement et les distances d’isolement.
2) Circuit de démarrage actuel
Le montage actuel utilise 2 diodes Zener 15V pour réguler la tension d’alimentation à 30V avec un
grand nombre de résistances en série pour limiter le courant dans les Zener avec une tension d’alimentation de
800V. Dans le second cas, c’est la tension réseau redressée qui est connectée au circuit de démarrage avec des
résistances série dimensionnées pour tenir 400V au maximum.
Le résultat des essais sur la carte d’origine montrera l’efficacité du circuit actuel.
CH1 : UBus CH2 : Vcc CH3 : +15V CH1 : UBus CH2 : Vcc CH3 : +15V
VBus=220V Tdem=8s
VBus=300V Tdem=2.5s
55
CH1 : UBus CH2 : Vcc CH3 : +15V
VBus=600V Tdem=0.6s
Vbus (V) Temps de démarrage(s)
220 8
300 2,5
600 0,6
On peut voir que le démarrage à 300V respecte le cahier des charges, cependant l’augmentation de la tension maximale imposerait une chaine de résistances plus grande est le temps de démarrage augmenterait en conséquence.
3) Schéma envisagé
Afin de respecter le cahier des charges pour une tension d’entrée maximale de 1200V et conserver la
simplicité du schéma actuel, une réduction de la chaîne de résistances est nécessaire. Plusieurs schéma ont été
réalisés et simulés afin de résoudre ce problème. Il faut prendre en compte qu’un secondaire du transformateur
permet d’autoalimenter le circuit de contrôle une fois celui-ci démarrer. L’utilisation d’un interrupteur
commandé a été envisagé pour déclencher l’alimentation une fois qu’une charge minimum est emmagasinée.
Ce montage présentait une consommation excessive, sachant que les charges aurait perdurée lors du
fonctionnement du montage. L’interrupteur a donc été placer de façon à stopper la charge une fois que le circuit
est alimenté et que l’autoalimentation a pris le relais.
1.
2.
Figure 35 : Schéma de démarrage
56
4) Simulation
Le schéma complet a été utilisé pour la simulation afin d’observer les transitoires qui pourraient s’avérer
dangereux pour les composants. Dans un premier cas, le secondaire de l’autoalimentation n’est pas connecté.
Ici on peut voir que le circuit de démarrage n’est pas suffisant pour alimenter continuellement l’UC2844, la
charge actuel de l’alimentation peut fournir une quinzaine de commutations. L’utilisation de l’autoalimentation
devrait permettre de prendre le relais, une fois que les premières commutations ont eu lieu.
La simulation est convaincante, le démarrage est rapide et une fois que l’autoalimentation a pris le
relais, le circuit de démarrage ne consomme que dans un seul pont de résistances. Les tests vont pouvoir vérifier
la simulation.
Figure 36 : Simulation du circuit de démarrage sans autoalimentation
Figure 37 : Simulation du circuit de démarrage avec autoalimentation
57
5) Essais
Les essais n’ont pas pu être réalisés en modifiant la carte d’origine, un premier test sur carte adaptable
avec la charge d’un condensateur permettra d’établir un lien avec la simulation. Un comparaison avec le temps
de démarrage de la carte actuel pourra illustrer l’amélioration du montage actuel.
Carte original CH1 : UBus CH2 : Vcc CH3 : +15V Test charge de condensateur 10uF CH1 : UBus CH2 : Vcc CH3 : VZ500 CH4 : V20
VBus=220V Tdem=8s
VBus=100V Tdem=100ms
VBus=300V Tdem=2.5s
VBus=250V Tdem=50ms
VBus=600V Tdem=0.6s
VBus=600V Tdem=25ms
Les résultats de simulation sont concluants et même s’il manque la consommation de l’UC2844, les
premières commutations devraient prendre le relais. Les résultats sur le montage seront évoqués avec la
réalisation de la carte complète.
58
4. Régulation des tensions de sortie
1) Objectifs et contraintes
L’alimentation Flyback utilise un transformateur afin d’obtenir une tension régulée sur le secondaire.
Plusieurs secondaires avec un nombre de tours différents sont utilisés pour obtenir différentes tensions,
cependant une seule tension peut être régulée. Les variations de charge sur la tension régulée sont donc
répercutées sur les autres tensions. Un tableau récapitulatif montre la distribution de puissance et le type de
régulation sur chaque tension.
Consommation sur CI Interface Régulation
Tension (V) CI Micro (A) 3xLEMS (A) 3x Drivers (A) 3x Redresseurs (A) Puissance (W)
8 1,5
12 Sur CI Micro
15 0,15 0,3 1,2 2,4 60,75 UC2844
-15 0,25 0,3
8,25 Linéaire
24 0,2
4,8 Linéaire
Total 2,1 0,6 1,2 2,4 85,8
L’alimentation a été initialement dimensionnée avec cette distribution de puissance, mais l’évolution des
composants a permis de réduire équitablement cette consommation à 60W. Les deux régulations linéaires
utilise des composants traversant avec des dissipateurs plutôt volumineux et nécessitant des vis ou clips
d’assemblage. L’étude suivante montrera les différentes solutions envisagées afin de réduire les coûts et
diminuer les échauffements thermiques qui n’offrent pas une grande marge de sécurité avec les normes UL.
2) Études et solutions possibles
Le transformateur Flyback ne pouvant être modifié, seul le type de régulation et les composants utilisés
peuvent changer. Plusieurs solutions ont été envisagées avec pour premier objectif l’augmentation du
rendement qui permettrait de réduire la taille et la dissipation thermique du montage. Il faut cependant analyser
ces solutions afin que les coûts restent de l’ordre du précédent. Dans un premier temps, le choix s’est dirigé
vers des composants montés en surface afin de réduire le temps de montage. Un tableau de sélection a permis
de choisir des composants répondant au cahier des charges disponibles dans le stock Leroy Somer que ce soit
pour les composants passifs et intégrés. Deux types de composants intégrés ont été sélectionnés, un de type
hacheur (L5973D de STM) et l’autre régulateur linéaire (MC33063), ils disposent de PAD thermique et le
montage de composants passifs permet d’adapter leur montage pour réaliser les fonctions abaisseur ou
inverseur.
Une étude des coûts matière permet de comparer les types de régulation, même si cela ne prend pas en
compte le temps de montage. Les composants montés en surface étant placés et soudés par une machine, on
peut estimer que leur coût est quasi-nul alors que les composants traversants et les dissipateurs sont montés,
vissés et soudés à la main. Le tableau d’étude des coûts montre les différents montages REG15 et 24 pour la
tension régulée, LIN, MC33 et L5973 pour le type de régulation.
59
Tableau d’étude des coûts
Composant code Leroy prix unitaire
(€) REG15 MC33
REG15 LIN
REG15 L5973
REG24 MC33
REG24 LIN
REG24 L5973
diode ESC002DX001 0,036 1 1 1 1
CI ESC008CZ001 0,13 1 1
inductance SEL150SO001 0,26 1 1 1 1
condensateur CDS022EM003 0,06 1 1
condensateur CDS100EM011 0,06 1 1
CI -15V ESC015CU003 0,09 1
CI 24V ESC024CU000 0,12 1
condensateur CDS010EM004 0,042 1 1
dissipateur ALU025RA001 0,35 1
dissipateur ALU019RAEM0
04 0,2 1
CI L5973 1,16 1 1
TOTAL 0,486 0,482 1,516 0,486 0,362 1,516
Le coût du circuit intégré du hacheur est bien plus élevé que le reste des composants, cependant les
composants passifs sont peu coûteux comparés aux dissipateurs. Il est donc possible de réduire les coûts liés au
temps de montage qui sont bien plus élevés.
3) Réalisation
Afin de tester les deux circuits de régulation 24V et -15V, des circuits imprimés ont été réalisées pour la
régulation linéaire. Une erreur de routage sur le montage inverseur du -15V l’a rendu inutile. Le montage a tout
de même pu être testé grâce à des cartes à trous permettant de monter les composants. Le problème lié à ces
cartes est que la réalisation d’une surface de dissipation thermique est impossible, les essais électriques ont
quand même pu être réalisé mais les résultats thermiques ne respectent pas les normes UL. Le coût du circuit
intégré type hacheur étant bien plus élevé, les montages ont aussi été testés sur carte à trous.
Figure 38 : routage cartes régulation de tension
Figure 39 : plan 3D régulation de tension 24V
60
La réalisation de plans 3D permet de voir la réduction de taille
possible. Les coûts de montage des composants CMS
augmentent s’ils sont montés des deux côtés de la carte car la
technologie est différente. On peut voir qu’un montage des
composants sur les faces supérieure et inférieure permet de
gagner de la place par rapport au régulateur -15V. La réduction
du temps de montage des composants étant certainement plus
importante, les composants seront certainement montés en
simple face pour la réalisation finale.
Essais électriques
Les résultats des essais électriques étant nombreux et l’ondulation de la tension de sortie n’ayant pas été
clairement fixée, un tableau avec les rendements pour chaque montage récapitulera leur efficacité. Les
régulateurs linéaires sur la carte d’origine ont été testés pour une tension d’entrée fixe donnée par leur
secondaire alors que les autres montages ont été évalués sur une plage d’entrée plus large.
Régulation de tension secondaire 24V
Montage Régulateur linéaire actuel Régulateur linéaire CMS Convertisseur DC/DC
Tension d’entrée (V) 29,5 24,5 27,5 31,5 28 29 30
Rendement (%) 76,15 84,26 84,7 82,2 92,76 92,71 91,91
Régulation de tension secondaire -15V
Montage Régulateur linéaire actuel Régulateur linéaire CMS
Tension d’entrée (V) -14,9 14 17,2 20,2
Rendement (%) 80,4 73,7 73,2 71,8
Le convertisseur DC/DC en montage inverseur de tension Buck/Boost indique un rendement de 80%
selon la documentation technique, son coût ne justifie donc pas son utilisation, il n’a donc pas été testé, de plus
qu’aucun PAD thermique ne pouvait être implémenté.
Essais thermiques
Régulateur de tension 24V
Seul le convertisseur DC/DC ne dispose pas de PAD thermique. Les courbes seront disposés seront
annexes seul les résultats de températures finales et marges de sécurité seront récapitulés dans un tableau.
Montage Régulateur actuel Régulateur linéaire CMS Convertisseur DC/DC
Composant Cin24 Reg24 Cout24 Cin L Cout MC33 Cin Boitier PAD Induc Cout
T final 55,5 80,6 42,3 40 44,6 36,3 52,9 27,4 27 39 30,3 27,8
Tamb 25,9 25,9 25,9 24,9 24,9 24,9 24,9 24,3 24,3 24,3 24,3 24,3
Delta T 29,6 54,7 16,4 15,1 19,7 11,4 28 3,1 2,7 14,7 6 3,5
T amb 45 45 45 45 45 45 45 45 45 45 45 45
T final 74,6 99,7 61,4 60,1 64,7 56,4 73 48,1 47,7 59,7 51 48,5
T max comp 105 125 85 105 125 105 85 105 125 125 125 105
Marge 30,4 25,3 23,6 44,9 60,3 48,6 12 56,9 77,3 65,3 74 56,5
Le régulateur actuel ne dispose pas d’une très grande marge de sécurité comparé au convertisseur DC/DC. Le
régulateur CMS nécessiterait un PAD
Figure 40 : plan 3D régulation -15V
61
thermique plus large afin d’assurer une marge de sécurité confortable.
Régulateur de tension -15V
Le régulateur linéaire CMS a été testé sur un PAD thermique quasi-inexistant à cause de la rapidité de
réalisation. Cela n’a en rien perturbé son fonctionnement électrique, une zone de dissipation thermique
appropriée permettrait son utilisation.
Montage Régulateur actuel Régulateur linéaire CMS
Composant Cin15=C50 Reg15=U8 Cout15=C42 Cin L Cout MC33
T final 47,8 60,7 57,9 32,9 55,5 41,5 111,8
Tamb 25,9 25,9 25,9 27,2 27,2 27,2 27,2
Delta T 21,9 34,8 32 5,7 28,3 14,3 84,6
T amb 45 45 45 45 45 45 45
T final 66,9 79,8 77 50,7 73,3 59,3 129,6
T max comp
105 125 85 85 125 105 85
Marge 38,1 45,2 8 34,3 51,7 45,7 -44,6
Le régulateur linéaire CMS dépasse la température de jonction de fonctionnement, cependant une température
de jonction virtuelle est donnée à 150°C. Avec un PAD thermique correctement réalisé et dimensionné, l’essai
pourrait s’avérer concluant.
4) Conclusion
L’étude de la régulation des tensions de sortie n’ayant été qu’un objectif secondaire, on peut déjà avoir
un aperçu des solutions possibles pour améliorer le montage actuel. L’utilisation de régulateur linéaire CMS
n’entraîne qu’un surcoût matière de 0,004€ pour le régulateur -15V et 0,124€ pour le régulateur 24V.
Cependant le coût de montage qui n’a pas pu être chiffré semble être largement réduit par l’utilisation de
composants montés en surface.
Tension régulée Type de régulation & rendement Boitier et thermique Coût
24V Régulateur linéaire 76% TO-220 + dissipateur clip 10x15 0,362
24V Régulateur linéaire 78% SO-8 + PAD thermique (moyen) 0,486
24V Buck 92% SO-8 + PAD thermique (petit) 1,516
-15V Régulateur linéaire 80% TO-220+ dissipateur (20X35) 0,482
-15V Régulateur linéaire 77% SO-8 + PAD thermique (large) 0,486
-15V Buck Boost 80% SO-8 + PAD thermique (moyen) 1,516
62
6. Carte complète
1. Intégrations
Afin d’optimiser la taille et le placement des composants sur la carte, quelques circuits non essentiels au
fonctionnement ont été supprimés. Un circuit de surtension en cas de défaillance de l’opto-coupleur a été
supprimé ainsi que le filtre réseau en entrée du pont redresseur. Les diodes de redressement ont dans leur cas
été remplacées par un pont intégré déjà utilisé sur d’autres cartes Leroy Somer.
Ici la chaine de résistances isole la mesure de tension
entre la partie puissance et la partie de contrôle. La norme
UL ayant changée, il faut maintenant qu’au moins 2
résistances série puissent tenir la surtension de la partie
puissance soit 4kV et respecter les distances d’isolation.
Un tableau de sélection de composants permet de
comparer les différents avantages et inconvénients des
produits disponibles.
Nom Valeur (MΩ)
Puissance (W)
Tension (kV)
Tolèrance (%)
Précision (ppm/K)
Package Technologie Prix
RES001ZM002 1,5 0,25W 0,2 1% 100 CMS 1206 couche métallique
SM102032005FE 20 1 5 1 25 radial 10mm couche épaisse 4,57
VRW68-10MJI 10 1 10 5 200 axial 15,5mm couche épaisse 0,23
VR68000001005JAC00 10 1 10 5 200 axial 19mm couche métallique et
oxyde métallique 0,59
VR37000002005JR500 20 0,5 3,5 5 200 axial 10mm couche métallique et
oxyde métallique 0,169
HVR3700001005FR500 10 0,5 3,5 1 200 axial 12mm couche métallique 0,25
Figure 41 : circuit de surtension
Figure 42 : redressement et filtre réseau
Figure 43 : chaine de résistances de protection et de mesure
63
La carte complète est composée des fonctions d’alimentation principale avec la structure Flyback 2
interrupteurs sans les fonctions de transfert de signaux. Les différentes solutions y ont été ajoutées tel que le
transformateur planar, les MOSFETs SiC et les dissipateurs. Deux versions de cartes ont été routées, l’une dont
le placement des composants à imposer les dimensions de la carte. Et l’autre avec les dimensions d’origine et le
positionnement d’origine des connecteurs.
Sur les deux
routages, on peut
clairement voir la
démarcation entre la
partie puissance et
contrôle, le lien étant
fait par le
transformateur
Flyback et
l’optocoupleur. Les
nomenclatures de ces
cartes seront annexes.
Le postionnement du
transformateur
d’impulsion planar
sous les résistances
d’équilibrage du bus
offre un gain de place
notable.
Figure 44 : routage carte v1
Figure 45 : routage carte v2
64
2. Réalisation
Le dimensionnement des trous pour certaines diodes est à revoir ainsi que le positionnement de certains
points tests trop proches de composants volumineux ou dont l’élévation de température pourrait endommager
les sondes de tensions. La carte v2 n’ayant pas pu être assemblée à temps, un comparatif entre la carte originale
et la carte v1 permet tout de même de voir le gain de place sur certaines parties du circuit.
Diodes de
redressement
Transformateur
d’impulsion
Dissipateur
MOSFET
Figure 46 : carte v1
Figure 47 : carte originale
65
3. Fonctionnement
Les essais électriques et thermiques sont similaires à ceux effectués sur la carte originale avec les
modifications. On note une légère amélioration des signaux de commande dû au routage du transformateur
d’impulsion sur la carte. Néanmoins un problème majeur qui n’est pas apparu sur les simulations et tests, n’a
pas pu être résolu. Le démarrage du bus n’est fonctionnel qu’à partir de 500V jusqu’à 1200V. L’observation
des signaux montre que malgré plus d’une cinquantaine de commutations successives, l’autoalimentation ne
prend pas le relais assez rapidement. Le circuit démarrage des commutations étant progressif, la tension
d’autoalimentation ne permet pas d’alimenter le circuit de contrôle dans un premier temps. Une fois le
démarrage effectué à 500V, la tension de bus peut varier de 200V à 1200V, l’alimentation fonctionne en
respectant électriquement et thermiquement les normes UL ainsi que le cahier des charges.
4. Conclusion
Le démarrage du bus n’étant pas résolu, le fonctionnement a tout de même été vérifié sur toute la plage de
tension de travail. Les normes UL et le cahier des charges sont respectés, de plus l’utilisation de MOSFETs
1,2kV pourrait être utilisé pour le nouveau projet où les normes marines imposent une tension de bus de 1,4kV.
Les distances d’isolations du transformateur d’impulsion sont à certifier avec la carte, mais la vérification avec
l’interlocuteur des normes UL a déjà pu permettre le respect de ses normes. Les solutions de régulations des
tensions de sortie 24V et -15V ayant été intégrées sur la carte v2 n’ont pas pu être testées sur la carte complète,
mais aucun paramètres ne laissent à penser qu’elles ne fonctionneront pas.
7. Conclusion générale
Ce projet de fin d’étude m’a apporté une nouvelle expérience professionnelle. La gestion des priorités n’a
pas été optimale même si la majeure partie des problèmes ont été solutionnés, le démarrage de la carte n’est
toujours pas fonctionnel alors que certains objectifs secondaires comme la régulation de tension de sortie ont
été étudiée. Cependant le remplacement des composants obsolètes a été effectué avec une amélioration du
fonctionnement de l’alimentation tout en respectant les coûts matières, les normes UL et autres contraintes de
l’entreprise. La gestion du temps avec les délais d’approvisionnement et de conception de circuits imprimés a
été géré plutôt efficacement, néanmoins une réduction du temps d’étude des éléments parasites liés au
transformateur d’impulsion planar aurait pu être possible au vu de leur faible influence sur le fonctionnement
du circuit. Beaucoup d’interactions ont été nécessaires avec le service achat et le service de stockage de
composants en production, ce qui a pu réduire les délais et coûts d’approvisionnement lors de la réalisation des
cartes. Les principales difficultés ont été de convaincre de l’utilisation de composants ou nouvelles technologies
dans une entreprise où les contraintes sont nombreuses. Je remercie Leroy Somer d’avoir pu m’offrir cette
expérience professionnelle enrichissante.
66
8. Table des figures
Figure 1 : Marcellin Leroy ....................................................................................................................................................... 7
Figure 2 : Gamme de produits ................................................................................................................................................ 8
Figure 3 : Répartition des ventes dans le monde ................................................................................................................... 9
Figure 4 : Usine des Agriers .................................................................................................................................................. 10
Figure 5 : Schéma blocs variateur ......................................................................................................................................... 11
Figure 6 : Diagramme des fonctions ..................................................................................................................................... 12
Figure 7 : Logo UL ................................................................................................................................................................. 13
Figure 8 : Schéma Flyback un interrupteur ........................................................................................................................... 14
Figure 9 : Schéma Flyback 2 interrupteurs ........................................................................................................................... 15
Figure 10 : Commande actuelle MOSFETs ............................................................................................................................ 18
Figure 11 : Schéma de simulation 1 ...................................................................................................................................... 19
Figure 12 : Simulation 1200V à vide VGS .............................................................................................................................. 19
Figure 13 : Simulation 400V en charge VGS.......................................................................................................................... 19
Figure 14 : couche supérieure modifiée ............................................................................................................................... 20
Figure 15 : couche inférieure modifiée ................................................................................................................................. 21
Figure 16 : Ferrite E + PLT ..................................................................................................................................................... 25
Figure 17 : Tableau lignes de fuite ........................................................................................................................................ 26
Figure 18 : Tableau des distances dans l'air ......................................................................................................................... 27
Figure 19 : Sélection des distances dans l'air ....................................................................................................................... 27
Figure 20 : Dimensionnement de transformateur ................................................................................................................ 27
Figure 21 : Schéma de capacités parasites ........................................................................................................................... 28
Figure 22 : Tableau de calcul de capacités parasites ............................................................................................................ 29
Figure 23 : Méthode de calcul d'inductance de fuite ........................................................................................................... 30
Figure 26 : planche transformateurs planars ....................................................................................................................... 32
Figure 24 : Transformateur ferrite E18 ................................................................................................................................. 32
Figure 25 : Transformateur ferrite E22 ................................................................................................................................. 32
67
Figure 27 : Schéma de simulation Flyback 1 interrupteur .................................................................................................... 37
Figure 28 : Simulation surtension Ubus 800V ....................................................................................................................... 37
Figure 29 : Schéma de simulation complet Flyback 2 interrupteurs .................................................................................... 45
Figure 30 : Résultats de simulation Flyback 2 interrupteurs ................................................................................................ 46
Figure 31 : dissipateur d’origine et dissipateur TO-247........................................................................................................ 50
Figure 32 : graphe des températures en charge à 300V....................................................................................................... 52
Figure 33 : graphe des températures en charge à 1200V .................................................................................................... 52
Figure 34 : graphe des températures 1200V à vide .............................................................................................................. 53
Figure 35 : Schéma de démarrage ........................................................................................................................................ 55
Figure 36 : Simulation du circuit de démarrage sans autoalimentation .............................................................................. 56
Figure 37 : Simulation du circuit de démarrage avec autoalimentation .............................................................................. 56
Figure 38 : routage cartes régulation de tension ................................................................................................................. 59
Figure 39 : plan 3D régulation de tension 24V ..................................................................................................................... 59
Figure 40 : plan 3D régulation -15V ...................................................................................................................................... 60
Figure 41 : circuit de surtension ........................................................................................................................................... 62
Figure 42 : redressement et filtre réseau ............................................................................................................................. 62
Figure 43 : chaine de résistances de protection et de mesure ............................................................................................. 62
Figure 44 : routage carte v1 ................................................................................................................................................. 63
Figure 45 : routage carte v2 .................................................................................................................................................. 63
Figure 46 : carte v1 ............................................................................................................................................................... 64
Figure 47 : carte originale ..................................................................................................................................................... 64