206 CAPITOLO 11 CIRCUITI ANALOGICI Iniziamo con questo capitolo lo studio dei circuiti elettronici veri e propri. Dopo aver passato in rassegna i dispositivi elettronici pi comuni, possiamo adesso analizzare come questi funzionano se inseritiallinternodicircuitielettrici.Inelettronicaanalogicalapplicazionepiimportantedel transistorlamplificatore:sipudirecheunsettoreconsiderevoledeicircuitianalogici commercialirappresentatodaamplificatorio,inognimodo,dacircuitiilcuischemaelettrico riconducibile ad essi. Nel capitolo che segue analizzeremo amplificatori che possano essere ottenuti conBJTeFET(chedorainpoi,percomodit,chiameremoindifferentementetransistor),valea direconcomponentidiscreti.Benchglischemideicircuitiamplificatoriintegratidifferiscano sensibilmentedaquelliacomponentidiscreti,illoroprincipiodifunzionamentosempre riconducibile a quello degli amplificatori a componenti discreti. Negliamplificatorilanecessitdiottenereelevateimpedenzeedelevatiguadagniimpone spessolutilizzodiresistenzedivaloremoltoalto;inoltrelaccoppiamentofrastadiincascata richiedequasisemprelimpiegodicondensatori.Questedueesigenzepresentanopervariaspetti criticinellimplementazionedeicircuiticonlatecnologiaintegrata.Perquestomotivo,con levoluzionedelletecnichedintegrazione,sonostatesviluppatealcuneconfigurazionicircuitali tipichecheconsentonodiottenereprestazioniassaielevate,nelminimospazioeconlaminima dissipazione di potenza. 11.1Principio di funzionamento degli amplificatori a componenti discreti Un transistor per poterefornire unamplificazione deve essere polarizzato e inserito allinterno diuncircuitoappropriato.Aquestopropositoutilefareriferimentoallelorocaratteristiche.Si consideri il circuito a BJT di Fig. 11.1a, dove lelemento attivo (configurato ad emettitore comune) polarizzato,avendoapplicatoletensioni(continue)VBBallagiunzioneEBeVCCallagiunzione CB.Coscomeoperatoconidiodi,possibilericavareilpuntodiriposo(odilavoro)delBJT, ossialetensioniapplicateallegiunzionielecorrentichescorronoinesso.Lacostruzionegrafica 207 sulle caratteristiche duscita riportata in Fig. 11.1b: lintersezione tra le caratteristiche duscita del transistor e la retta di carico relativa al circuito duscita fornisce il punto di riposo Q.

Fig. 11.1 a) BJT ad emettitore comune polarizzato. b) Punto di riposo del BJT Si noti che la retta di carico ha equazione VCC = VCE + RC IC e pertanto le intersezioni con gli assi sono VCC (ascisse) e VCC/RC (ordinate).Vituttaviaunadifferenzaconicircuitiadiodi:questihannounacaratteristicatensione-correntecostituitadaunasolacurva,mentreiBJThannodellecaratteristicheformatedaparecchi ramichedipendonodallavariabiledingresso.Pertanto,perricavareilpuntodiriposobisogna conoscerelacorrentedingressoIB,maquestasipuagevolmentericavaredallequazioneal circuito dingresso, che VBB = VBE + RB IB(), ponendo con buona approssimazione VBE = 0,7 V.Si noti che dora in poi, utilizzeremo lettere maiuscole, sia per le variabili che per i pedici, per indicarevaloriditensioneedicorrentecontinui.Utilizzeremolettereminuscolepervariabilie pedici,perindicarelesolevariazioniditensioneecorrenteattornoalvalore(costante)diriposo. Infine, le variabili saranno scritte in minuscolo e i pedici in maiuscolo per indicare i valori istantanei (dati, cio, dalla somma tra il valore di riposo continuo e leventuale segnale alternato sovrapposto). () Si noti che questa pu essere considerata come retta di carico (in ingresso) e il valore iB si pu ricavare come intersezione tra la suddetta retta e le caratteristiche dingresso iB-vBE. a) b) 208 Nel modo in cui realizzato, un circuito come quello di Fig. 11.1a non serve a niente, se non a consumarecorrenteeafarescaricarelebatterieVCCeVBB.Perfunzionaredaamplificatore necessariochevisiaqualcosadaamplificare.Supponiamoalloradiapplicareunpiccolo segnaleditensionesinusoidale(vedremofrapoco,cosasintendaperpiccolo)allingressodel circuito (sulla base), come indicato in Fig. 11.2a. Se siamo allistante t = 0, il segnale dingresso vs ugualea0;sullecaratteristichedingressoiB-vBEdiFig.11.2bilpuntodiriposoQpuessere ricavatoanalogamenteacomeoperatosullecaratteristicheduscita.Nonappenat>0,vs0ela rettadicaricoiniziaadoscillarerispettoallarettapervs=0conlastessafrequenzadelsegnale dingresso.La retta trasla parallelamente a s stessa (viene detta infatti dinamica), visto che la sua pendenzadipendedaRB,mentreovviamentecambianoleintersezionicongliassi.Adesempio, considerando le intersezioni della retta di carico con lasse delle ascisse, evidente che per iB = 0, vBE = VBB + vs = eB. Quando vs raggiunge il suo picco massimo, anche vBE massima (= eB1); quando vs raggiunge il suo valore minimo, vBE minima (= eB2); quando vs passa per lo zero, vBE = VBB. La tensione vbe e la corrente ib hanno allora landamento riportato in Fig. 11.2b. TramitelatranscaratteristicaiC-iB,levariazionidiibpossonoessereriportatesullasseiCsul piano delle caratteristiche duscita, come mostrato in Fig. 11.2c. Il punto di riposo Q allora, varia tra Q1 e Q2 e, per costruzione grafica, si ricava agevolmente anche la tensione vce. Dallanalisi grafica di Fig. 11.2c si evince che:Ad un aumento di ic corrisponde una diminuzione di vce; per tal motivo la configurazione ad emettitore comune viene detta invertente. Pertanto, nel caso di segnali sinusoidali, vs, ib, vbe e ic sono in fase, mentre vce risulta sfasata di 180. Indicata con vbe il segnale di tensione allingresso del transistor e con vce il segnale duscita, sihaunamplificazioneditensione,datadalrapportovce/vbe,comesiosservanelleFigg. 11.2b e 11.2c (gli assi vBE e vCE sono alla stessa scala). Sihaancheunamplificazionedicorrente,datadaic/ib(lasseiBtaratoinA,mentre lasse iC in mA). Risultalogicamenteancheunamplificazionedipotenza(datadalprodottotra lamplificazione di tensione e quella di corrente). Si noti infine come lamplificazione, e quindi linnalzamento di livello del segnale dingresso, interamente dovuto alla tensione continua che chiameremo da adesso tensione di polarizzazione o tensione dalimentazione mentre lunico contributo del segnale dingresso quello di riportare in uscitalastessafrequenzadelleoscillazioni.Provateapensare,osservandolaFig.11.2c,cosa succedesesiinterrompedialimentareilcircuitoduscita,ponendoVCC=0.Larettadicaricosi trasforma in un punto, coincidente con lorigine degli assi, e non si ha pi alcun segnale duscita. 209 Fig. 11.2 a) Amplificatore di un piccolo segnale vs (ad emettitore comune).b) Funzionamento dinamico del BJT sul piano della caratteristica dingresso. c) Processo di amplificazione visto nel piano dellecaratteristiche duscita Ovviamente, la stessa situazione sussiste se si utilizza un FET, anzich un BJT. Se consideriamo il MOSFET di Fig. 11.3a, configurato a source comune e supponiamo che al gate sia applicata una a) b) c) 210 tensione continua VGS ed un segnale triangolare vgs di ampiezza picco-picco pari a 1 V (Fig. 11.3b), lanalisigraficasullecaratteristicheduscitapermettediricavarelatensioneelacorrenteduscita (Fig. 11.3c). Fig. 11.3 a) Amplificatore di un piccolo segnale vgs (a source comune).b) Segnale vgs applicato al gate. c) Processo di amplificazionevisto nel piano delle caratteristiche duscita IlpuntodiriposoQinassenzadipiccolosegnalesitrovasullacaratteristicavGS=VGS=5V; esso poi viene incrementato (seguendo un andamento triangolare) di un valore massimo di 0,5 V: il punto di riposo si sposta allora sulla retta di carico sino ad intersecare la curva vGS = 5 V + 0,5 V = = 5,5 V. Analogamente, il minimo valore raggiunto dalla tensione applicata al gate 5 V 0,5 V = = 4,5 V, per cui quando il segnale triangolare raggiunge il suo valore minimo, il punto di riposo si sposta sulla retta di carico verso il basso sino ad incrociare la caratteristica vGS = 4,5 V. Conoscendo leescursionimassimedelpuntodiriposo,siricavanoagevolmenteiD(t)evDS(t).Questi a) b) c) 211 mantengonolostessoandamentotriangolaredellingresso,eccettoperunosfasamentodi180di vDS, come gi osservato per il BJT. Laconservazionedellandamentotriangolare(eilmantenimentodellastessafrequenza)una conseguenzadellalinearitdellamplificatore.Inunamplificatorelineare,larapiditconcuila variabile dingresso (vGS) passa da un estremo allaltro del punto di riposo deve essere la stessa con cui varia la grandezza duscita (iD o vDS). 11.2Limiti di funzionamento degli amplificatori a componenti discreti Daquantodettofinora,sembraemergerecheperavereamplificazionesiasufficiente polarizzareiltransistorinunpuntoqualunquedelpianoiD-vDSchesiadiversodallorigine. proprio cos? AnalizziamocosasuccedesesiaumentailvaloredellaresistenzadidrainRDnelcircuito precedentediFig.11.3a.Vistochelapendenzadellarettadicarico(VDS=VDD-RDID)1/RD, allaumentare di RD diminuisce la pendenza della retta di carico, come si osserva in Fig. 11.4 (dove RD passata da 1,33 k a 1,78 k). La costruzione analoga a quella di Fig. 11.3c, per il punto di riposo si spostatoa sinistra verso la regione ditriodo. Adesso lescursione di Qal variare di vGS non pi simmetrica rispetto al valore che si ha per vGS = 5 V (corrispondente a vgs = 0). Fig. 11.4 Processo di amplificazione nel piano delle caratteristiche duscitanel caso in cui la pendenza della retta di carico diminuisca e il punto di riposo possa entrare nella regione di triodo212 Ilrisultatocheleformedondaduscitanonriproduconopiilsegnaledingressoesono ovviamentepischiacciatedovelescursionediQpilimitata:lamplificatoreinquestocaso nonpilineareeilsegnaleduscitasubisceunadistorsionenonlineare.Pertantoilcircuito amplifica sino a quando il punto Q non entra in regione di triodo. Analogamentefaciledimostrarechelamplificatorenonpilineareediniziaadistorcerei segnalianchequandoilpuntodiriposoentrain regionedinterdizione.Inrealt,nonnecessario cheilMOSFETsiapolarizzatoinregioneditriodoodinterdizionepernonaverepi amplificazionelineare:sufficienteessernesufficientementevicini,perchintalmodole oscillazioni del segnale dingresso portano il punto Q in regione di triodo o dinterdizione. Da questultima considerazione emerge che il segnale dingresso deve essere abbastanza piccolo danonfareuscireilpuntodiriposodallazonadisaturazione.Eccoperchquestiamplificatori vengono sovente definiti come amplificatori a piccoli segnali. NeiFETlaregionedisaturazionedefinitadilinearit,mentreleregioniditriodoe dinterdizione sono dette non lineari. Quanto detto per i FET, vale esattamente anche per i BJT: la zona attiva costituisce la regione di linearit, mentre quella di saturazione e dinterdizione sono non lineari.Perpoterefunzionarecorrettamente,unamplificatoreaFETdeveesserepolarizzatoin regione di saturazione, mentre un amplificatore a BJT in zona attiva(). Perpotereottenerelamaggioreescursionedelpuntodiriposoo,interminipispecifici,la massimadinamicaintuitivoprevederecheilpuntodiriposodebbatrovarsi(inassenzadi segnale)alcentrodellaregionedilinearit.NelcasodeiFET,questosignificacheQdeveessere situato al centro della regione di saturazione, cio per VDS compresa tra VDS(sat) = VGS Vt (regione ditriodo)eVDD(interdizione);nelcasodeiBJT,lamassimadinamicasihaponendoQalcentro della zona attiva che si ha per VCE compresa traVCE(sat) 0 (saturazione) e il valore della tensione dalimentazione VCC (interdizione). 11.3Metodo di analisi degli amplificatori Ricapitolandoquantodettosinora,unamplificatorefunzionantecorrettamentedeveessere innanzitutto polarizzato con una o pi tensioni continue, in modo da portare il punto di riposo nella regione di linearit; deve essere inoltre applicato un piccolo segnale, le cui oscillazioni si traducono inescursionidelpuntodiriposoconlastessacadenza,lequalialorovoltaproducono unamplificazione del segnale duscita. () A proposito del concetto di saturazione nei FET e nei BJT, vale la pena sottolineare la poco opportuna terminologia adoperata nei testi di elettronica. infatti evidente che questo termine indica due fenomeni notevolmente differenti nei due dispositivi, tuttavia questa la terminologia che viene universalmente adottata. 213 Comesinota,lanalisidiunamplificatorecompostadadueparti:unanalisistatica,relativa alleffettodelletensionicontinuesulcircuito,eunanalisidinamica,cheinvecesiriferisceagli effetti delle variazioni del segnale dingresso sulluscita. Sino a quando il punto di riposo si trova in regione di linearit, possibile applicare il principio di sovrapposizione degli effetti, cio analizzare separatamente i due effetti separando le loro cause e considerandoallafinelasommadeidueeffetticomedovutaallasommadelleduecause.Inaltri termini,sipueseguiredapprimalanalisistatica,ignorandolapresenzadelpiccolosegnale applicatoiningressoeinseguitolanalisidinamicanonpreoccupandosipidellapresenzadelle tensionidalimentazione.Sinotichequestoilprocedimentochestatoapplicatoneiparagrafi precedenti per effettuare lanalisi grafica. Per svolgere lanalisi completa si possono considerare le seguenti linee generali: 1.Sieseguelanalisistatica,ossiailcalcolodelletensioniecorrentidipolarizzazione, annullandolesorgentidisegnale,valeadirecortocircuitandoigeneratorivariabilidi tensione indipendenti e aprendo i rami con generatori variabilidi corrente indipendenti. 2.Sieseguelanalisidinamica,ossiailcalcolodelleampiezzedelletensioniecorrenti (variabili) duscita, annullando le sorgenti continue, vale a dire cortocircuitando le tensioni dalimentazione e aprendo i rami con correnti dalimentazione. Inrealt,inquasituttiiproblemi,loscoposemplicementedicalcolarelamplificazionedi tensione.Poichquestultimaunrapportodiampiezzeditensionisinusoidali,noninfluenzata dallacomponentecontinuapresenteneisegnali.Pertanto,perilcalcolodellamplificazione sufficiente la sola analisi dinamica. Lanalisi statica, tuttavia, sempre necessaria per verificare che lamplificatoresiacorrettamentepolarizzatoinregionedilinearitinmododapoteramplificare. Inoltre, se si desidera conoscere il segnale duscita completo, vale a dire il segnale alternato con la sua componente continua, necessario effettuare entrambe le analisi. 11.4Analisi statica. Reti di polarizzazione Osserviamoinnanzitutto chelecorrentieletensioniinuntransistornonsonoindipendentitra loro.Normalmenteunaopigrandezzeimpostadallaretedipolarizzazioneesterna(esi comportano pertanto da variabili indipendenti), le altre (variabili dipendenti) sono sempre ricavabili dalle relazioni: VDS = VDG + VGS ,

(11.1) ==S DGI II 0 , (11.2) valide per i FET; inoltre si ha: 214 VCE = VCB + VBE ,

(11.3) IC = IB + IE , (11.4) valide per i BJT npn (per un pnp la (11.4) diviene IE = IB + IC). Consideriamo lamplificatore a MOSFET (a svuotamento) a source comune di Fig. 11.5a. Esso simile ad altri schemi visti precedentemente, dove lalimentazione VDD e la resistenza RD formano larettadicaricoelatensionedipolarizzazione VGGfissailramodellacaratteristicaduscitasulla quale individuare il punto di riposo.In realt, la polarizzazione fissa di gate uno dei peggiori metodi per stabilire il punto di riposo. Comesappiamo,lecaratteristichedeitransistorhannodelleelevatedispersioni;adesempioinFig. 11.5b sono riportate le transcaratteristiche ID-VGS minime e massime di un generico MOSFET asvuotamento.SeilgatedirettamentepolarizzatoconunatensionefissaVGG(=1V, nellesempio di Fig. 11.5b), il punto di riposo pu trovarsi sulla retta verticale compreso tra Q1 e Q2 (dunque la corrente di drain pu variare tra 1 mA e 12,3 mA). Fig. 11.5 a) MOSFET a source comune con polarizzazione fissa di gate. b) Escursione minima e massima del punto di riposo sulla transcaratteristica ID-VGS

Per migliorare la stabilit del punto di riposo del MOSFET alla dispersione delle caratteristiche, si pu ricorrere a reti di polarizzazione alternative. Uno schema pi efficace, detto di polarizzazione automatica, riportato in Fig. 11.6a. b)a) 215 Fig. 11.6 a) Polarizzazione automatica. b) Escursione minima e massimadel punto di riposo sulla transcaratteristica ID-VGS

IlgatepostoamassatramitelaresistenzaRG,tuttaviapoichlacorrentedigatesempre trascurabile, si haVG = 0 . (11.5) Allora lequazione alla maglia dingresso la seguente VGS = VG VS = RSID .

(11.6) QuestalequazionediunarettanelpianodelletranscaratteristicheID-VGS.Leintersezioniconle duetranscaratteristicheminimeemassimesonoiduepuntiQ1eQ2,checorrispondonoaivalori limite che il punto di riposo pu assumere a causa della dispersione delle caratteristiche. La corrente didrainadessodipendedallapendenzadellaretta,ciodaRS;ovviamenteauspicabilechela pendenzasiaquantominorepossibileossiaRSquantopigrandepossibileinmodochela corrente di drain sia stabile. Il problema che, in tal modo, per ottenere un punto di riposo stabile si deve limitare eccessivamente la corrente di drain. Uno dei metodi migliori per polarizzare un FET sicuramente tramite une rete di polarizzazione a4resistenze(oadivisoreditensione),riportatainFig.11.7a.Seallasezionedingressosi sostituisceilcircuitoequivalentediThevenin,siottieneloschemaequivalentediFig.11.7b.La tensione di Thevenin VTH e la resistenza equivalente di Thevenin RTH sono rispettivamente date da

DD THVR RRV2 12+=, (11.7) b) a) 216

2 12 12 1//R RR RR R RTH+= =. (11.8) La tensione VTH coincide con la tensione con la tensione sul gate VG; pertanto la tensione sul source VS si pu scrivere come VS = VTH VGS ,

(11.9) da cui si ricava la corrente di drain:

SGS THSSS DRV VRVI I= = =. (11.10) DiagrammandoquestarettanelpianoID-VGSsihannodueintersezioniconletranscaratteristiche minima e massima, come mostrato in Fig. 11.7c. In questo caso, la corrente ID varia molto poco tra Q1eQ2eseVTHVGSlacorrentedidrainsipuconsiderarepraticamentecostante.Sinotiche tanto pi la tensione VTH grande, tanto pi la retta orizzontale (e il punto di riposo stabile). Fig. 11.7 a) Polarizzazione a 4 resistenze. b) Schema semplificato applicandoil teorema di Thevenin. c) Escursione minima e massima del punto di riposo sulla transcaratteristica ID-VGS a)b) c) 217 Lelemento stabilizzatore della rete di polarizzazione a 4 resistenze costituito dalla resistenza RS:infatti,sesisupponecheIDtendaavariarepercauseesterne,peresempioadaumentare,di conseguenzalacadutasuRSaumentaanchessa;latensioneVGS(=VTH-RSID)tendealloraa diminuirediventandoancorapinegativa.Intalmodo,vienecontrastatolatendenzaallaumento iniziale di ID. Lapolarizzazionea4resistenzeutilizzataancheneicircuitilineariaBJT;pertalitransistor essa forse la rete di polarizzazione pi diffusa e risulta ancora pi efficiente che nei FET. Diciamo subito che anche nel caso del BJT, lo scopo pi importante di una rete di polarizzazione quello di fissare un punto di riposo stabile, per il quale la corrente duscita tipicamente quella di collettore non varia anche se variano le caratteristiche del transistor. Nei BJT il parametro pi insidioso daquestopuntodivistailguadagnodicorrente,inquantopresentaunafortedispersioneevaria sensibilmente con la temperatura. Un buon circuito di polarizzazione a BJT deve pertanto fornire un punto di riposo stabile che sia indipendente (il pi possibile) da . Lo schema tipico di un BJT polarizzato a 4 resistenze identico a quello vista prima per i FET; essoriportatoinFig.11.8a,insiemealloschemasemplificatotramiteilteoremadiThevenin(Fig. 11.8b). Fig. 11.8 a) Polarizzazione a 4 resistenze per un BJT. b) Schema semplificatoapplicando il teorema di Thevenin Evidentemente per lo schema equivalente di Thevenin risulta

CC THVR RRV2 12+=, (11.11) b)a) 218 mentreRTHdatosempredalla(11.8).Lasommadelletensionilungolamagliadingressodel circuito di Fig. 11.8b d VBE + REIE VTH + RTHIB = 0 , (11.12) da cui, considerando che IB = IC/, si ricava la corrente di collettore:

THEBE THE CRRV VI I+ . (11.13) Affinch IC risulti indipendente da , deve risultare RE RTH/ cosicch:

EBE THCRV VI. (11.14) Tale condizione facilmente ottenibile dato che il valore tipico di circa 100, dunque pi piccole sonoleresistenzedelpartitoredingresso(RTH),tantopistabilelacorrentedicollettore.Per motivichesarannopichiariinseguito(cfr.par.11.5.1),convienechelimpedenzadingresso dellamplificatoresiasufficientementeelevataeciobbligaamantenereRTHadunvalorenon troppo basso. Lequazione (11.14) analoga alla (11.10) ottenuta per i FET. Tuttavia, mentre in un transistor bipolare VBE uguale a circa 0,7 V e varia poco da un transistor allaltro, nei FET invece VGS pu variaredialcunivoltdaundispositivoallaltro(pertalemotivoicostruttoririportanolecurve transcaratteristicheminimaemassima,oaltrimentiivaloriminimoemassimodiVGS).Inoltrei valori tipici delle tensioni dalimentazioni rendono difficilmente la tensione VTH molto pi grande di VGS(taledapoteretrascurareVGSrispettoaVTH).Eccoperchundivisoreditensionepolarizza meno bene un FET che un BJT. Perpoterdefinitivamentestabilizzareilpuntodiriposo,necessarioprodurreunacorrentedi drain indipendente da VGS. La polarizzazione a 4 resistenze e quella di source tentano di pervenirvi mascherandolevariazionidiVGSepropriopertalemotivosonomoltoutilizzati(soprattuttolo schemaa4resistenze,vistochenecessitadiunasolatensionedalimentazione).Perrenderela correntedidrainindipendentedaVGSsipuricorrerealloschemadipolarizzazionetramite generatore di corrente costante rappresentato in Fig. 11.9a. Come si osserva la corrente di drain uguale a quella imposta dal generatore, cio

O DI I =. (11.15) LaFig.11.9billustralefficaciadellapolarizzazionetramitegeneratoredicorrentecostante. PoichICcostante,iduepuntiQ1eQ2hannolostessovaloredicorrentedidrain.Pertanto,il generatore di corrente elimina linfluenza di VGS. La tensione VGS varia passando da Q1 a Q2, ma in ogni caso non influisce sulla corrente di drain. 219 Fig. 11.9 a) Polarizzazione tramite generatore di corrente costante.b) Escursione minima e massima del punto di riposo sullatranscaratteristica ID-VGS Tutti i tipi di reti di polarizzazione fin qui analizzati possono essere adottati anche se si lavora conMOSFETasvuotamento,ilcuifunzionamento(senonsiconsideracheessopuanche funzionare ad arricchimento) , infatti, simile a quello dei FET. Per i MOSFET ad arricchimento vi invece qualche piccola differenza. Infatti, per ottenere una corrente,latensioneVGSdeveesseresuperioreaVt(cheunnumeropositivo).Ciescludela polarizzazioneautomaticaelapolarizzazionetramitegeneratoredicorrentecostante,inquantoil gatepostoamassaelatensionesulsourcenormalmentepositiva,pertantoVGSnonpuche essere negativa. Laretedipolarizzazionepiversatilesicuramentequellaa4resistenze,poichpuessere utilizzata con qualsiasi tipo di transistor (MOSFET, BJT, JFET) e permette di ottenere un punto di riposo discretamente stabile. 11.5Analisi dinamica. Amplificazione Giovaripeterecheperlanalisidinamicatuttiigeneratoriditensionecostantidevonoessere cortocircuitati,mentrequellidicorrente(sevenesono)devonoesseresostituitidauncircuito aperto.Compiutetalioperazioni,loschemaottenuto(dettoschemadinamico)puessere semplificato sostituendo al transistor un modello costituito da elementi pi semplici da trattare. Tale b) IO IO a) 220 modello valido solamente in zona lineare, dato che al di fuori di tale zona il comportamento del transistor cambia drasticamente. ConsideriamodapprimaunFET(configuratoasourcecomune).Comesappiamo,seilFET lavorainzonalinearelacorrentedidrainespressadalla(7.10):ildispositivopualloraessere consideratocomeungeneratoredicorrentedipendentedallatensionevGS.Riferiamociadesso soltantoaipiccolisegnali,ossiaallevariazioniattornoalpuntodiriposo,edesaminiamolaFig. 11.10. Se il segnale dingresso vgs sufficientemente piccolo, la transcaratteristica iD-vGS pu essere linearizzata nellintorno del punto Q e la corrente id pu essere ricavata moltiplicando vgs per il coefficiente angolare della retta che rappresenta la transcaratteristica linearizzata nellintorno di Q, come si evince dalla costruzione grafica in Fig. 11.10. Fig. 11.10 Funzionamento di un amplificatore per piccoli segnali a FET Tale coefficiente angolare costituisce la transconduttanza gm, alla quale si era gi accennato nel Cap. 6. Essa pu essere calcolata come la derivata della corrente totale di collettore iD rispetto alla tensionetotaleapplicatatragateesourcevGS,calcolataincorrispondenzadellatensionevGSnel punto di riposo (VGS). In sintesi: ( )t GSGSDgsdmV V KV vvivigGS GS == ==2 . (11.16) InunMOSFETilparametroKdipendedalledimensionidelcanaleinbasealla(7.6); sostituendo questultima nella (11.16) si ottiene 221 ( )t GS ox mV VLWC g = . (11.17) Pertantoperottenereunatransconduttanzarelativamentegrandeildispositivodeveesserecorto(Lpiccolo)elargo(Wgrande).Essadipendeancheda(VGSVt),ciodaquantolatensionedi polarizzazioneVGSsuperaquelladisoglia;tuttaviaperaumentaregm,nonconvieneaumentare troppoVGSpoichsiriduceladinamicadelsegnaleduscita(ilpuntodiripososalesullarettadi carico verso la regione di triodo). ValoritipicidigmperMOSFETordinari(esclusi,cio,quellidipotenza)sonodellordinedi una decina di mS (e ancora minori, nel caso di JFET). Nei BJT la transconduttanza sensibilmente pi grande, quasi due ordini di grandezza maggiore. Daquantodettosopra,dovrebberisultarechiarocomesiapossibilesostituirenelloschema dinamico al posto del FET, il modello equivalente per piccoli segnali riportato in Fig. 11.11. Fig. 11.11 Modello per piccoli segnali del FET (Volendoincluderenelmodelloleffettodimodulazionedellalunghezzadelcanale,ossiailfatto che le caratteristiche duscita non sono perfettamente orizzontali, sufficiente porre in parallelo al generatore dipendente di corrente una resistenza pari alla resistenza duscita ro). ConsideriamoadessounBJT(configuratoademettitorecomune).Intuitivamentefacile prevedere che il modello equivalente per piccoli segnali costituito anchesso da un generatore di correntepilotatoinuscita(eventualmenteconunaresistenzainparallelo,pertenerecontodella lievependenzadellecaratteristicheduscita).Iningresso,per,lasituazionedifferente:infattiil transistorpuesserepilotatosiadaunatensione(vbe),chedaunacorrente(ib).Mentreallora lingresso del modello equivalente del FET costituito da un circuito aperto (poich la corrente di gatenulla),nelcasodiunBJTlingressocostituitodaunaresistenzacherappresentala relazioneintercorrentetravbeeib.Questoovviamenteverosoloperpiccolisegnali,oveciosia possibile linearizzare la caratteristica ib-vbe.G D 222 In Fig. 11.12 riportato lo schema equivalente per piccoli segnali di un BJT. La resistenza r laresistenzadingressodeltransistoredovviamenteugualeavbe/ib.Ilgeneratoredicorrente pilotato in corrente (ib): esso rappresenta la corrente ic che (in zona lineare) uguale a ib. Tuttavia, vista la reciproca dipendenza di vbe da ib, si pu anche immaginare che il generatore di corrente sia pilotato dalla tensione vbe, anzich dalla corrente ib. Fig. 11.12 Modello per piccoli segnali del BJT (con generatore di corrente pilotato in corrente) Poichib = vbe/r , (11.18) la corrente ic fornita dal generatore pilotato vale

be mbeb cv grvi i = = = , (11.19) avendo posto

rgm = . (11.20) La grandezza gm prende il nome di transconduttanza ed analoga a quella del FET (eccetto che per lordinedigrandezza,cheneiBJTpuesseretipicamenteuncentinaiodimS).LoschemadiFig.11.12restapertantovalidose,alpostodelgeneratoredicorrenteibpilotatoincorrente,si sostituisce un generatore di corrente gmvbe pilotato in tensione (Fig. 11.13). 223 Fig. 11.13 Modello per piccoli segnali del BJT (con generatore di corrente pilotato in tensione) Come amplificatore di piccoli segnali, il transistor opportunamente polarizzato viene inserito tra unasorgentedisegnalevsconresistenzainternaRsedunutilizzatore(carico)caratterizzatodalla suaresistenzaRL.QuestasituazioneillustratadalloschemageneralediFig.11.14nelquale compaiono due capacit Ca1 e Ca2, dette di accoppiamento, con il compito di evitare che la sorgente disegnaleedilcaricosianopercorsidallacorrentecontinuapresentenellaretedipolarizzazione, cosacheinmolticasipuesseredannosa.Allostessotempoilpuntodiriposorisultacos indipendentedaRsedaRL,ilcherendepisempliceildimensionamentodellaretedi polarizzazione. In questa sezione, supporremo che le capacit siano di valore infinito, cio XC > , in modo da poterle considerare circuiti aperti con segnali continui (frequenza zero) e cortocircuiti in caso di segnali alternati (frequenza maggiore di zero). Fig. 11.14 Schema generale di uno stadio di amplificazione 224 Iniziamoadessoadanalizzareleconfigurazioniamplificatricifondamentaliatransistor.Nel seguito,comeretedipolarizzazionesarsempreutilizzatalaretea4resistenze,grazieallasua versatilit che la rende adatta a qualsiasi tipo di transistor, oltre che alle sue buone caratteristiche di stabilit. 11.5.1Amplificatore a source comune e ad emettitore comune La Fig. 11.15a mostra lo schema tipico di un amplificatore a source comune. Al lettore attento nondovrebbesfuggireunapparentecontraddizionenelloschemariportato.Comedettoinaltre sezioni, una configurazione a source comune prevede che il source, comune ad ingresso ed uscita, sia posto a massa, mentre palesemente ci non si ha nello schema di Fig. 11.15a. Ed, in teoria, non si potr mai avere adottando una rete di polarizzazione a 4 resistenze, giacch in tal caso sempre presenteunaresistenzasulsource(osullemettitore,incasodiBJT).Lasoluzioneaquesto problema di porre in parallelo alla resistenza di source RS una capacit CS, detta di by-pass, che ha la funzione di connettere dinamicamente a massa il source, cio di cortocircuitare, per il segnale, la resistenza RS; dal punto di vista statico, essa invece si comporta da circuito aperto, in modo da non alterarelatopologiadellaretedipolarizzazione.Ovviamentetalecapacitdeveesseredivalore moltoelevatoperpoterecortocircuitareunsegnaleaqualsiasifrequenza;inquestasede supporremo, come per le capacit di accoppiamento, che la reattanza sia infinita. Fig. 11.15 a) Amplificatore a source comune. b) Schema equivalente dinamico Sinotiinnanzitutto,chenonappenalatensionevgsaumenta,lacorrenteidaumentapureela tensionesuldraindiminuisce(giacchaumentalacadutaditensionesuRD).Pertantoun semiperiodopositivodellatensionedingressoproduceunsemiperiodonegativodellatensione duscitaeviceversa.Lamplificatoreasourcecomune,diconseguenza,invertelafasedelsegnale dingresso. CS Ca2 Ca1 RG = b) a) 225 DalloschemaequivalentedinamicodiFig.11.15brisultacheledueresistenzeR1eR2sono dinamicamenteinparallelo(ricordiamocheVDDvienecortocircuitatanelloschemadinamico), quindi sono riunite in ununica resistenza RG = R1//R2. La tensione duscita , tuttavia indipendente, dal valore di tale resistenza ed uguale a

D gs m oR v g v = . (11.21) Il segno meno del secondo membro indica linversione di fase. La tensione dingresso uguale a vi = vgs . (11.22) Definita amplificazione di tensione il rapporto tra la tensione duscita e quella dingresso, si ha:

D mioR gvvA = = . (11.23) Lamplificazione dipende pertanto solo dalla transconduttanza e dalla resistenza sul drain. Analizziamoadessounamplificatoreademettitorecomune.LoschematipicomostratoinFig. 11.16a, insieme al suo schema equivalente dinamico in Fig. 11.16b. LoschemailcomplementarediquellodelFETasourcecomune;comefacileverificare, lamplificazione la stessa del caso precedente sostituendo RC al posto di RD:

C mioR gvvA = = . (11.24) Fig. 11.16 a) Amplificatore a emettitore comune. b) Schema equivalente dinamico CS Ca1 Ca2 = R1 // R2 a) b) 226 Come vedremo pi avanti (par. 11.6), negli amplificatori a pi stadi il carico di un amplificatore spessocostituitodallostadiodingressodiunaltroamplificatore,mentrelingressodallostadio duscitadiunulterioreamplificatore.Rivestealloranotevoleimportanzaconoscerelaresistenza duscita e dingresso di un amplificatore. Per calcolare la resistenza duscita dellamplificatore a source comune, facendo riferimento allo schema dinamico di 11.16b, basta cortocircuitare tutti i generatori di tensione indipendenti e aprire tuttiigeneratoridicorrenteindipendentiecalcolareilrapportotralatensioneelacorrentevisti dalluscita, inserendo eventualmente un generatore ausiliario ai morsetti duscita. Se si cortocircuita ilgeneratoredisegnalevi(=vgs),evidentecheilgeneratoredicorrentedipendentegmvgssi annulla,ciodivieneuncircuitoaperto.Inquestecondizioni,laresistenzaduscitaRouguale semplicemente a Ro = RD . (11.25) Analogamente, in un amplificatore ad emettitore comune si calcola: Ro = RC . (11.26) Dalpuntodivistadellamplificazioneditensioneedellaresistenzaduscitanonvisono differenze tra un amplificatore a source comune ed uno ad emettitore comune, se non la differente nomenclatura adoperata. Va tuttavia evidenziato che la transconduttanza di un BJT generalmente maggiorediquelladiunFET(amenochenonsitrattidiunMOSFETdipotenza),percui lamplificazione risulta pi grande per un BJT. Iduetipidiamplificatoridifferisconoinveceparecchioperquantoriguardalaresistenza dingresso.PerunFET,dalloschemadiFig.11.15bdiscendeimmediatamentechelaresistenza dingresso Ri vale Ri = RG = R1//R2 ; (11.27) per i BJT, dallo schema di Fig. 11.16b deriva invece Ri = RB//r = R1//R2//r . (11.28) Risultaevidentecome,nelcasodeiBJT,nonsiapossibileottenereunaresistenzadingresso grandeapiacimento,semplicementeagendosuparametriesterni(valeadireR1eR2);inaltri termini,laresistenzadingressodellamplificatoreRilimitatadallaresistenzadingressodel transistor r, il cui valore tipico poco pi di 1 k. Ovviamente, per ottenere la massima resistenza dingresso,R1eR2vannodimensionatiinmodochesianoalmenodiunordinedigrandezza maggiori di r e risulti pertanto Ri r . (11.29) Maperqualemotivoinunamplificatoreditensionesiamocostantointeressatiadavereuna resistenza dingresso elevata? E aggiungiamo una resistenza duscita piccola? Per capire questo 227 r ib importanteconcetto,consideriamonuovamentelamplificatoreademettitorecomune,questavolta con linserzione di una resistenza di carico RL in uscita e con un generatore di segnale reale, vale a direconunasuaresistenzainternaRsiningresso.LamplificatorecompletorappresentatoinFig. 11.17a, insieme al suo schema equivalente (Fig. 11.17b). Fig. 11.17 a) Amplificatore a emettitore comune completo (con resistenza di carico e generatore disegnale con resistenza interna). b) Schema equivalente dinamico Lamplificazione di tensione del circuito completo AT evidentemente non pi vo/vi, bens vo/vs (vo/vi piuttosto lamplificazione del transistor). Si noti che possibile scrivere:

siiosoTvvvvvvA = = . (11.30) DinamicamenteilcaricoRLinparalleloaRC,pertantoilvaloredelrapportovo/viespressodalla (11.24),datosemplicementedallatransconduttanzamoltiplicataperilparallelotraquestedue resistenze(ciogmRC//RL).Aquestopunto,perricavarelamplificazionetotale,sitratta semplicemente di ricavare il rapporto vi/vs. Il circuito dingresso tra vs e vi esattamente equivalente alloschemadiFig.11.18,nelqualesisostituitoallaretecircuitaleavalledelgeneratoredi segnale reale, la sua resistenza dingresso Ri.Ilcalcolodelrapportovi/vssiriducequindialcalcolodelletensioniinunpartitore. Lamplificazione totale si pu infine scrivere: ( )|||

\|+ =+ = =i siL C mi sisiioTR RRR R gR RRAvvvvA // . (11.31) Insostanza,lapresenzadellaresistenzainternaRscomportaunattenuazionedelsegnale dingresso. Questa attenuazione tanto pi forte, quanto maggiore la resistenza Rs; se al contrario, a)b) 228 RspiccolarispettoaRi,ilrapporto i siR RR+tendea1,pertantoRsnonhapiinfluenza sullamplificazione totale. Fig. 11.18 Schema equivalente del circuito dingresso dellamplificatore aemettitore comune completo Questa considerazione dovrebbe chiarire il motivo per il quale negli amplificatori di tensione sempre importante avere basse resistenze duscita (come nel caso di Rs) e alte resistenze dingresso (come nel caso di Ri). Attenzione! Per non attenuare un segnale di tensione attraverso un circuito lecito imporre che siaRiRseRoRL,maperottenereilmassimotrasferimentodipotenzadallasorgentealcarico deve invece essere Ri Rs e Ro RL(). Evidentemente, se si realizzano le condizioni per avere un amplificazioneditensionesenzaattenuazioniiningressooinuscita,nonsipuottenere ladattamentoinpotenza.Questoovviamentenonsignificanonaverealcunaamplificazionedi potenza(altrimentiilcircuitononsarebbepiunamplificatore),masemplicementeche lamplificazionedipotenzanonlamassimaottenibile(inalcunitipidiamplificatoriquellidi potenza si preferisce privilegiare ladattamento in potenza, sacrificando un poco lamplificazione di tensione). Riassumendo, le caratteristiche dellamplificatore a source comune e ad emettitore comune sono le seguenti: 1.Resistenzaduscitanontroppobassa,dellordinedelk.Sebbenesiafacilemodificarla, vistochecoincideconRD(amplificatoreasourcecomune)oconRC(amplificatoread emettitorecomune),daquesteresistenzedipendeancheilvaloredellamplificazionedi tensione, quindi non possibile ridurle troppo. () Infatti se Ri Rs si ha la massima amplificazione di tensione ottenibile, ma ci non vale per lamplificazione di corrente, la quale peggiora se Rs diminuisce (in quanto la corrente is su Rs aumenta). 229 2.ResistenzadingressoelevatanelcasodiFET,dellordinedelledecinedik,coincidente con il parallelo R1//R2; resistenza dingresso abbastanza bassa, nel caso di BJT, dellordine delk.Sinotichequestultimaugualeallincircaalvaloredellaresistenzar,sesi dimensiona il parallelo R1//R2 in modo che sia molto pi grande rispetto a r. C tuttavia un limite allaumento di R1//R2: infatti lequazione (11.13) mostra che se RTH = R1//R2 troppo elevata, la corrente IC dipende fortemente da e il punto di riposo instabile.3.Amplificazione di tensione > 1 e con sfasamento di 180 del segnale duscita per entrambi i transistor. Lamplificazione, in tutti e due i casi, proporzionale alla transconduttanza gm del dispositivo (e per tale motivo, maggiore nei BJT di almeno un ordine di grandezza rispetto aiFET).Purtroppo,latransconduttanzaneiFETdipendedallacorrentedidrain,comesi osserva sostituendo la (3.10) nella (11.17):

D ox mILWC g 2 = ; (11.32) ancheneiBJTlatransconduttanzadipendedallacorrentedicollettoreesipudimostrare che

TCmVIg = . (11.33) Questo significa che si hanno variazioni istantanee dellamplificazione legate alle variazioni dicorrente:cicomportaunaperditadilinearitdapartedellamplificatore,inquanto lamplificazione non pi costante con le variazioni del segnale dingresso. Questultimaconsiderazioneponeilproblemadellindividuazionediunaconfigurazione amplificatrice,nellaqualelamplificazioneditensionesiaperfettamentecostanteenondipenda dalle variazioni delle tensioni o delle correnti in gioco. 11.5.2Amplificatore a doppio carico Il problema precedente risolto dallamplificatore a doppio carico, vale a dire un amplificatore asourcecomuneconresistenzasulsource,oppureademettitorecomuneconresistenza sullemettitore. La Fig. 11.19a illustra lo schema di un amplificatore a doppio carico (a JFET), il cui schema equivalente dinamico riportati in Fig. 11.19b. Posto D L LR R R // = , la tensione duscita

L gs m oR v g v = ; (11.34) la tensione vgs si ottiene valutando separatamente le due tensioni al gate e al source:

S migsgs S m i s g gsR gvvv R g v v v v+= = =1 (11.35) 230 e sostituendo nella (11.34) si ottiene immediatamente lamplificazione:

S mL mioR gR gvvA+ = =1. (11.36) Fig. 11.19 a) Amplificatore a doppio carico a FET. b) Schema equivalente dinamico Se S mR g 1, lespressione dellamplificazione si semplifica notevolmente: A = SLRR . (11.37) Questo significa che lamplificazione della configurazione a doppio carico, sebbene lievemente minorediquellaasourcecomune,risultaindipendentedaiparametrideltransistore,dipendendo soltantodaelementicircuitaliesterni.Laccuratezzadelvaloredellamplificazionedipendedalla precisione con cui si conoscono i valori delle resistenze. Le resistenze sono i componenti elettronici (insieme ai quarzi) che si possono calibrare con la massima precisione (grazie a sistemi di taratura gm a) b) 231 ditipolasertrimming).Inoltre,sullemettitoreosulcollettoresipuutilizzareuntrimmeroun potenziometro da regolare in modo da ottenere esattamente lamplificazione voluta. Sinoticheaffinchlamplificazionepossaesprimersicomeunrapportotraresistenzedeve essere verificata la condizione S mR g 1 (E mR g 1 per i BJT). Questa sempre verificata per i BJT e, in genere, anche per i MOSFET; non sempre verificata, invece, per i JFET a causa della minore transconduttanza. Lamplificazione di tensione totale si ricava sempre considerando la resistenza dingresso Ri del circuito,inmododacalcolarelattenuazionedelpartitoreRiRs.Poich,comefacileverificare, anche in questo caso (cfr. equazione (11.27)) la resistenza dingresso uguale aRi = RG = R1//R2 , (11.38) lespressione dellamplificazione totale

SLi siSLi sisiioTRRR RRRRR RRAvvvvA + =+ = = , (11.39) datocheilvaloredellaresistenzainternasempremoltopipiccolodelvaloredellaresistenza dingresso. Per quanto concerne la resistenza duscita, si pu dimostrare facilmente che Ro = RD . (11.40) PeriBJTconfiguratoadoppiocarico,ilprocedimentoanalogoenonvisonoparticolari sorpresepercicheconcernelamplificazioneditensioneelaresistenzaduscita;siverifica, infatti, facilmente che ELE mL mioRRR gR gvvA + = =1 (11.41) (avendo posto C L LR R R // = e nellipotesi che E mR g 1) e Ro = RC . (11.42) Laresistenzadingressorisultainvecemodificatadallapresenzadellaresistenzasullemettitore. Tuttavia, nella maggiorparte deicasi, essa risulta allincirca uguale alla resistenza equivalente del partitore dingresso RB:Ri = RB // [r + (1 + )RE] RB = R1//R2 . (11.43) Rispettoallamplificatoreademettitorecomune,laresistenzardeltransistorinquestocaso incrementata di un valore molto elevato (approssimativamente di un centinaio di volte la resistenza sullemettitore).Pertanto,essanonprevalepisullaresistenzadelpartitoreRB=R1//R2ma,al contrario, il partitore RB a prevalere. Dal punto di vista della resistenza dingresso, lamplificatore a BJT a doppio carico si comporta come lamplificatore a FET. 232 Sebbene un amplificatore a doppio carico permetta di stabilire a priori il valore del rapporto di amplificazionetramiteunopportunasceltadelleresistenzesuldrain(osulcollettore)esulsource (o sullemettitore) purch la resistenza di carico sia sufficientemente elevata in realt i valori di almenounadelledueresistenzesonovincolatidallaretedipolarizzazione.Inaltreparole,sesi modificanoapiacereivaloridiRD(oRC)eRS(oRE)perstabilirelamplificazione,simodifica ancheilpuntodiriposo.Esequestultimoescedallaregionedilinearitnonsipialcuna amplificazione, indipendentemente dal valore del rapporto RD/RS (o RC/RE).Peravereungradodilibertinpi,insedediprogettosipucortocircuitaredinamicamente una parte della resistenza sul source (o sullemettitore), cos come mostrato in Fig. 11.20.

Fig. 11.20 Amplificatore a BJT a doppio carico con resistenza sullemettitore parzialmente cortocircuitata dinamicamente Inquestomodo,poichperstabilizzareilpuntodiriposolaREnondeveessereingeneretroppo piccola,cortocircuitandonedinamicamenteunapartesipurenderepiccolarE1chelasola porzione che appare sullo schema dinamico in modo da aumentare lamplificazione, senza variare il punto di riposo (che invece dipende da rE1 + rE2, cio RE). Si noti che RE pu essere costituito da un potenziometro per regolare con precisione il valore dellamplificazione. Ricapitolando, le caratteristiche dellamplificatore a doppio carico sono le seguenti: 1.Resistenza duscita non troppo bassa, come nellamplificatorea source/emettitore comune.Non possibile ridurla troppo perch altrimenti si ridurrebbe anche lamplificazione.2.ResistenzadingressoelevatasianelcasodiFET,chediBJT,coincidenteconilparallelo R1//R2. Si noti tuttavia che nei BJT, R1//R2 non pu aumentare troppo altrimenti la corrente rE1 rE2 RE 233 ICdipenderebbefortementedaconconseguenteinstabilitdelpuntodiriposo.NeiFET questo problema non sussiste poich la corrente di gate in pratica nulla. 3.Amplificazione di tensione > 1 e con sfasamento di 180 del segnale duscita per entrambi i transistor,maindipendentedalparticolaretipoditransistorscelto.Lamplificazione,per tuttiedueitipiditransistor,ugualeadunrapportodiresistenzeecicomportauna maggiorelinearitdellamplificatore(sebbenerispettoallaconfigurazionea source/emettitorecomunelamplificazionerisultilievementeminore).NeiJFET lamplificazionepurisultarelievementedipendentedallatransconduttanzadeltransistor, poich in tali dispositivi non sempre valida lapprossimazione S mR g 1. Lamplificatore a doppio carico costituisce sicuramente un miglioramento della configurazione a source/emettitore comune. Tuttavia per quanto riguarda la resistenza duscita, essa risulta sempre pi alta di quanto desiderato per le comuni applicazioni. Inoltre, negli amplificatori a BJT, anche i valoridellaresistenzadingressononsonopienamentesoddisfacenti,datocheessisonovincolati dal partitore dingresso che non pu assumere valori troppo elevati senza compromettere la stabilit dellamplificatore. 11.5.3Amplificatore a drain comune e a collettore comune Una soluzione al sopraindicato problema costituita dalladozione di configurazioni del tipo a drain comune o a collettore comune. Grazie alla sua elevata impedenza dingresso (uguale a quella del doppio carico) e alla sua bassa impedenza duscita, questa configurazione molto utilizzata in formadiscretaointegratacomeingressodiapparecchiaturedimisura,qualiivoltmetriegli oscilloscopi. LoschemadiunamplificatoreadraincomuneriportatoinFig.11.21a;ilsuoschema dinamico mostrato a fianco in Fig. 11.21b. Luscitadelcircuitositrovaquestavoltasulsourceedapprossimativamenteugualeaquella dingresso e in fase con essa (Vo = Vi VGS). Da tale osservazione scaturisce il termine con il quale tale configurazione designata, cio inseguitore di source (source follower).Aprimavista,talecircuitopusembrareinutile,amenochenonvirendiatecontochela resistenza dingresso molto pi elevata di quella duscita. Questo significa che il circuito richiede menopotenzaalsegnaledingressoperpilotareuncaricodato,rispettoalcasoincuiilsegnale debbapilotareilcaricodirettamente.Pertanto,possiamodirecheungeneratoredisegnaledi resistenzainternadata,puadessopilotareunaresistenzadicaricoparagonabile,oaddirittura inferiore, senza lattenuazione dovuta alleffetto abituale dei divisori di tensione. In altri termini, un inseguitoredisourcepresentaunamplificazionedicorrente,anchesenonhaalcunguadagnodi 234 a) b) tensione.Daltronde,peravereunguadagnodipotenza,nonavendoamplificazioneditensione, dobbiamo necessariamente averla di corrente. Morale: lamplificazione di tensione non tutto! Fig. 11.21 a) Amplificatore a drain comune. b) Schema equivalente dinamico Aprimavista,talecircuitopusembrareinutile,amenochenonvirendiatecontochela resistenza dingresso molto pi elevata di quella duscita. Questo significa che il circuito richiede menopotenzaalsegnaledingressoperpilotareuncaricodato,rispettoalcasoincuiilsegnale dovessepilotareilcaricodirettamente.Pertanto,possiamodirecheungeneratoredisegnaledi resistenzainternadata,puadessopilotareunaresistenzadicaricoparagonabile,oaddirittura inferiore, senza lattenuazione dovuta alleffetto abituale dei divisori di tensione. In altri termini, un inseguitoredisourcepresentaunamplificazionedicorrente,anchesenonhaalcunguadagnodi tensione.Daltronde,peravereunguadagnodipotenza,nonavendoamplificazioneditensione, dobbiamo necessariamente averla di corrente. Morale: lamplificazione di tensione non tutto! Ricaviamo adesso lamplificazione di tensione e le resistenze dingresso e duscita. La tensione vgs, ponte tra ingresso e uscita, uguale a vgs = vi RS (gm vgs) vi = (1 + gm RS) vgs . (11.44) La tensione duscita vo = gm vgs RS . (11.45) Pertanto lamplificazione vale

m SSS mS miog RRR gR gvvA1 1 +=+= = . (11.46) Se la resistenza RS molto pi grande di 1/gm, lamplificazione di tensione tende a 1. Dovrebbe ormaiessereevidenteche,inpresenzadiuncaricoRL,sidovrconsiderareilparallelo L S LR R R // = , al posto della sola RS. In ogni caso A non potr mai essere maggiore dellunit. 235 Ladistorsionedellinseguitoredisourceinferioreaquelladiunamplificatoreasource comune. Se la resistenza RS uguale a 10 volte 1/gm, la distorsione pressappoco divisa anchessa per 10. Per sua natura, un inseguitore di source un amplificatore a bassa distorsione, perch la sua amplificazione tende a 1 ed dunque poco sensibile a gm. Se lamplificazione esattamente uguale a 1, non vi alcuna distorsione perch luscita la copia esatta dellingresso. La resistenza dingresso uguale allo stesso valore assunto nelle altre configurazioni, cioRi = RG = R1//R2 . (11.47) Questa coincidenza di valori ovviamente dovuta allelevatissima resistenza offerta dal gate dei FET, la quale separa nettamente il circuito dingresso da quello duscita. Riguardo la resistenza duscita si pu invece dimostrare che Ro = RS //mg1. (11.48) SinoticheselaresistenzaRSmoltopigrandedellaresistenza1/gm,laresistenzaduscita dellinseguitoredisourceugualeacirca1/gm.Sipualtresosservareche,tantopi lamplificazione tende a 1, tanto pi piccola la resistenza duscita che tende al valore 1/gm. Per i BJT si possono fare delle considerazioni simili a quelle gi fatte per i FET. Lo schema di un amplificatore a collettore comune riportato in Fig. 11.22a; il suo schema dinamico mostrato a fianco in Fig. 11.22b. Luscitadelcircuitositrovasullemettitoreedapprossimativamenteugualeaquella dingresso e in fase con essa (Vo = Vi VBE = Vi 0,7 V). Analogamente alla terminologia adoperata per lamplificatore a drain comune, chiameremo per le stesse ragioni lamplificatore a collettore comune inseguitore di emettitore (emitter follower). I risultati sono praticamente gli stessi gi visti nel caso dellamplificatore a drain comune.In conclusione, le caratteristiche dellamplificatore a collettore comune sono le seguenti: 1.Resistenzaduscitabassa,dellordinedipochedecinedi.NeiBJTpusensibilmente dipenderedallaresistenzainternadelgeneratoredisegnale,sequestihaunuscitaadalta impedenza.Nei casi pratici, essa praticamente uguale alla transconduttanza del transistor: nei JFET, dove valori tipici di gm sono dellordine di 1-2 mS, si ha Ro = 0,5-1 k; nei BJT con gm 100 mS, si ha Ro 10 . 2.ResistenzadingressoelevatasianelcasodiFET,chediBJT,coincidenteconilparallelo R1//R2.Laresistenzadingressosipuulteriormenteaumentaretramitealcunepiccole modifichedellaconfigurazioneacollettorecomune(cheintalcasoprendeilnomedi circuito di bootstrap). 236 3.Amplificazioneditensione1esenzasfasamentodelsegnaleduscitaperentrambii transistor. Poich lamplificazione, per tutti e due i tipi di transistor, praticamente unitaria anchepervalorirelativamentebassidiRL,ladistorsionepraticamentenulla.Ilsegnale duscitavo,infaseconviediampiezzaallincircauguale,tendepertantoadinseguirne landamento.

Fig. 11.22 a) Amplificatore a collettore comune. b) Schema equivalente dinamico Per le sue caratteristiche di resistenza dingresso alta e resistenza duscita bassa, lamplificatore a drain/collettore comune viene abitualmente utilizzato come stadio separatore (buffer), ossia come adattatore dimpedenza, tipicamente tra una sorgente con elevata Rs e un carico RL basso. Percompletezza,citiamodueulterioriconfigurazioniamplificatrici:lamplificatoreagate comune e a base comune. Questi hanno caratteristiche opposte agli amplificatori a drain comune e a collettorecomune,valeadirebassaresistenzadingressoealtaresistenzaduscita.Essinonsono ib r a) b) 237 particolarmente diffusi e trovano qualche utilizzo solo ad alta frequenza in alcuni schemi particolari (ad esempio, la configurazione cascode). 11.6Amplificatori multistadi Lo schema di Fig. 11.23 rappresenta in forma generale un sistema di amplificazione a pi stadi disposti in cascata, ovvero connessi in modo tale che ciascuno stadio funga da sorgente di segnale perlostadiochesegueecostituiscainveceilcaricodiquellocheloprecede.Ivariblocchisono costituitidallesempliciconfigurazioniamplificatricianalizzatenelprecedenteparagrafo.Essi possonoessereconnessilunoconlaltroinmododirettocomemostratoinFig.11.23,oppure possono essere disaccoppiati in continua tramite opportune impedenze come vedremo fra poco. Fig. 11.23 Stadi amplificatori disposti in cascata Qualunque sia il modo con il quale tali blocchi sono connessi tra loro, lanalisi statica sempre molto semplice. Infatti, se lingresso di ogni blocco costituito dal terminale di gate di un FET, o di basediunBJT,alloralacorrentechecircolainuscita(suldrainosulcollettoredeltransistor) sicuramentepigrandetrannerareeccezionidellacorrentechescorreiningressodellostadio successivo. Pertanto gli stadi non assorbono corrente dagli stadi contigui che si trovano a monte e lo studiostaticodiognistadiopuessereeffettuatoinmodoquasiindipendente.Tuttavia,la tensionecontinuaapplicataallingressodellostadion-moadesempioallabasediunBJT impostadallatensionecontinuaduscitadellostadio(n1)-mo.Se,invece,glistatisonotraloro accoppiati,tramiteunopportunocondensatorediaccoppiamento(cfr.accoppiamentoRC,pi avanti in questo stesso paragrafo), essi sono completamente indipendenti dal punto di vista statico. Lanalisidinamicapicomplessa,poichciascunostadiohaunasuaamplificazioneche contribuisceallamplificazionetotale;evidentechepernstadidispostiincascatacomeinFig. 11.23 risulta:

1 2 111221 ,1 ,A A A AvvvvvvvvvvAn nioion in oinonio = = =K K , (11.49) 238 doveAi(i=1,,n)rappresentalamplificazionedelli-mostadio.Inoltre,poichognistadio carica lo stadio precedente e lamplificazione di ogni stadio dipende dalla resistenza di carico, allorachiarocheleamplificazionideisingolistadichecompaiononella(11.49),An,An-1,,A2e A1,nonpossonoesserevalutateavuotomadeveesseresempreconsideratoleffettodicarico introdotto dallo stadio successivo, che interviene con la sua resistenza dingresso. Lamplificazione di un amplificatore multistadio pu essere ricavata in due modi: 1.sostituendoadognielementoattivoilcorrispondenteschemaequivalenteericavandola tensione duscita del circuito ottenuto in funzione di quella dingresso; 2.calcolandoleamplificazionidiognistadiocaricatoemoltiplicandoletradiloro; ovviamente,comeresistenzadicaricosiconsideralaresistenzadingressodellostadioa valle.Esistono diverse modalit per trasmettere un segnale dalluscita di uno stadio allingresso dello stadiosuccessivo:esseprendonoilnomediaccoppiamentideglistadi.Vediamoqualisonoi principali. a)Accoppiamento RC La Fig. 11.24a rappresenta un accoppiamento resistenza-condensatore (RC), forse la tecnica pi diffusapertrasmettereunsegnaletraduestadicontigui.Ilsegnalepresentesullaresistenzadi collettorediognistadiotrasmessoallabasedellostadiosuccessivoattraversoilcondensatoredi accoppiamento.Talecondensatorelasciapassarelecorrentialternatedisegnale,mentrebloccale correnti continue di polarizzazione. Gli stadi sono isolati dal punto di vista statico, pertanto non si ha alcuna interazione in continua (e nessuno spostamento del punto di riposo dovuto alla presenza deglialtristadi).Losvantaggioditaletecnicacheicondensatoridiaccoppiamentoimpongono unafrequenzalimiteinferiore.Sidevepertantofaresempreinmodoche,allafrequenzadilavoro pibassaprevistaperilsegnale,laretepassaaltoformatadalcondensatoreedalleresistenze presenti abbia una reattanza trascurabile. Lamplificatore ad accoppiamento RC particolarmente indicato per lamplificazione di segnali di frequenza superiore a circa 10 Hz. Laccoppiamento RC inoltre la maniera pi semplice e meno costosa di fabbricare un amplificatore a pi stadi discreto. b)Accoppiamento diretto (o in continua) Afrequenzepariacirca10Hz,icondensatoridiaccoppiamentoequellididisaccoppiamento sullemettitore(osulsource)sonoestremamentevoluminosi,elettricamenteefisicamente.Ad esempio,perdisaccoppiareunaresistenzademettitoredi100a10Hz,necessarioun condensatoredicirca1,6mF!Pilaresistenzaolafrequenzapiccola(opientrambesono piccole), tanto pi la capacit del condensatore deve essere grande. 239 Laccoppiamentodirettoeliminalabarrieraabassafrequenza;nonrichiedendoalcun condensatoredaccoppiamentoodidisaccoppiamento,essotrasmettesialacorrentecontinuache quellaalternata.Nonesistepertantoalcunlimiteinferioredifrequenza:lamplificatoreamplifica tutti i segnali per quanto bassa possano essere le loro frequenze, ivi compresi i segnali continui o di frequenza nulla. Laccoppiamentodirettoparticolarmenteindicatopersegnalicontinuiolentamentevariabili neltempo,mapuessereutilizzatoanchepersegnalivariabilinonlentamente.Conquesta soluzionecircuitale,tuttavia,ipuntidiriposodeivaristadinonsipossonofissareinmodo indipendente.Nellamplificatore ad accoppiamento diretto mostrato in Fig. 11.24b per la polarizzazione della basedeltransistorT2siutilizzalatensionedelcollettorediT1rendendocossuperfluolusodel partitoreresistivo.Inquestomodo,per,unavariazionedelpuntodiriposodiT1determina conseguentementequelladelpuntodiriposodiT2.Questotipodiaccoppiamentorichiedequindi particolare cura nella stabilizzazione della struttura circuitale nel suo complesso, specie se i segnali sono lentamente variabili o continui. In questo caso, infatti, gli spostamenti occasionali dei punti di riposoprovocanovariazionidelsegnaleduscitavonondistinguibilidaquelledeterminatedal segnale applicato allingresso. A titolo di esempio, se lamplificazione del primo stadio di Fig. 11.24b pari a -10 e quella del secondostadio-40,lamplificazionetotalesarparia400.Civuoldirecheunavariazionedi appena5mVdelsegnaledingressoviprodurrannounospostamentoincontinuadelsegnale duscita pari a 400 (5 mV) = 2 V. Questa variazione indesiderata della tensione duscita prende il nome di deriva, la quale ovviamente non distinguibile dal segnale duscita vero e proprio. Provate apensarecosapusuccederenelcasodipistadiaBJTpostiincascata,inseguitoaduna variazioneditemperatura.LatensioneVBEvariatipicamentedi-2mVperogniaumentodigrado centigrado; se si considera che tale variazione viene amplificata al passaggio di ogni stadio, facile prevedere che il livello di continua pu essere tale da fare uscire dalla zona attiva i transistor.Laccoppiamentoincontinuadeglistaditipicodeicircuitiintegrati,dove,permotivi tecnologici, escluso limpiego di capacit di valore elevato. Riassumendo, la forza dellaccoppiamento diretto risiede nella possibilit damplificare segnali dingresso continui o lentamente variabili nel tempo (bassa frequenza), mentre il suo punto debole consistenelfattochenonriesceadimpedirelamplificazionediingressiindesiderati,quali variazioni di tensioni dalimentazione o dei parametri dei transistor. 240 Fig. 11.24 Amplificatori ad accoppiamento: a) di tipo RC; b) diretto 11.7Unapplicazione tipica: impianto di riproduzione suono In Fig. 11.25 schematizzato un impianto per la riproduzione del suonocomprendenti diverse sorgenti.Ciascunasorgenteforniscealluscitasegnalidiampiezzaanchemoltodiversaecon potenzaassociataassolutamenteinadeguataapilotarealtoparlanti,chespessodevonodiffondere potenze sonore dellordine delle decine di watt. Fig. 11.25 Impianto di riproduzione suono a) b) 241 Inmolticasiilpreamplificatoreelamplificatoredipotenzacostituisconoununica apparecchiatura, sebbene in questa sede si preferito scinderla in due perevidenziare un processo di amplificazione sostanzialmente diviso in due fasi. Preamplificatore: Lasuafunzionequelladiequipararelecaratteristichedilivelloedifrequenzadeisegnali provenienti dalle varie sorgenti, in modo da poter pilotare lo stadio finale di potenza con un livello diriferimentouniforme.Aquestoscopoilpreamplificatoredotatodiingressispecificiperogni sorgente e ciascun segnale sottoposto a processi di amplificazione diversificati. Il segnale proveniente dal giradischi (con pick-up magnetico) dellordine di 5 10 mV; quelli provenientidalregistratore,dallettorediCDedalsintonizzatorehannovalorinormalmentenon inferioria500mV.Latestinadiletturadelregistratorefornisceunsegnaledicirca1mV,ma subisceunprocessodiamplificazioneinterna.Inoltre,nonintuttigliamplificatoriprevistoun ingressomicrofonico.Sipucomunquedirecheunmicrofonodinamicofornisceinuscitaun segnalepiuttostodebole,dellordinedi2mV,mentreunmicrofonoacondensatore(con amplificatore incorporato) fornisce segnali di diverse centinaia di mV. Nellafasedipreamplificazionesirimanenellambitodipotenzepiuttostomodeste,pertantoil preamplificatore deve essere sostanzialmente considerato come un amplificatore di tensione. Ovviamente, esistono innumerevoli schemi di preamplificatore audio, di tipo generico o adattati aesigenzeparticolari.Untipicoesempiodipreamplificatoreaudiopuesserecostituitodauna configurazione a doppio carico a uno o due stadi.Amplificatore di potenza: In questa fase del processo di amplificazione il dato caratteristico maggiormente significativo la potenza disponibile in uscita, pi del livello di tensione che pu raggiungere anche alcune decine divolt.Apparequindiimportantefornireuninterpretazioneenergeticadelprocessodi amplificazione. Undispositivoattivo(adesempiounBJT)convertelapotenzacontinuaPaerogata dallalimentazione, in potenza Po disponibile sul carico, variabile in relazione alla caratteristiche del segnaleprovenientedallasorgente.Inrealt,unapartedellapotenzacedutadallalimentazione vienedissipatadaldispositivosottoformadicaloreequindiperduta.Pertanto,seinunostadiodi preamplificazioneilrendimentodelprocessodiconversionedellapotenzaassumepocarilevanza (per lesiguit delle potenze in gioco), il suo valore diventa invece della massima importanza in uno stadiofinaledipotenza.Configurazionicircuitaliparticolarisononecessarie,inquestocaso,per rendere accettabile il rendimento.242 Asecondodellemetodologieimpiegateedellaconfigurazionecircuitaleadottata,gli amplificatori di potenza vengono suddivisi in classi differenti (classi A, B, AB, C e D). Osserviamoinfine,chelapotenzaPsfornitadallasorgentedisegnaleinquestoprocesso scarsamente significativa, perch di molto inferiore alle altre. 11.8Circuiti integrati analogici Icircuitiamplificatorianalizzatinelleprecedentisezionisiriferisconoacircuitiacomponenti discreti.Sebbenestoricamenteiprimicircuitiintegratirealizzatisianostatiquellidigitali, nondimeno oggi per molte applicazioni analogiche disponibile unampia scelta di circuiti integrati analogici:sonodisponibiliamplificatoridivariotipo,filtriecircuitichesvolgonooperazioni analogichepicomplesse.AnchegliamplificatorioperazionalistudiatinelCap.3fannopartedi questa categoria di circuiti integrati. Latopologiadeicircuitianalogiciintegratirispecchiasostanzialmentequelladeicircuitia componentidiscreti;visonotuttaviaalcunedifferenze,dovuteadifficoltrealizzativedeicircuiti integrati. In questo paragrafo esamineremo rapidamente alcune delle soluzioni topologiche adottate. 11.8.1Specchi di corrente Nel processo di integrazione su silicio di dispositivi attivi e passivi si pu sfruttare il fatto che la tecnologiadelsiliciocosperfezionatachesiingradodiintegraretransistoriperfettamente identicitraloroeciconsentediutilizzareschemidipolarizzazione,daunlatocertamentepi complessi, ma dallaltro in grado di fornire soluzioni molto stabili dal punto di vista termico.Lo schema di Fig. 11.26 prende il nome di specchio di corrente per il fatto che assorbe (o eroga) una corrente IC2 uguale ad una corrente di riferimento IC1. Fig. 11.26 Specchio di corrente RC1 E VBE IB1 IC1 + VBE IB2 + RC2IC2 T2T1 Ir 243 Essopertantoungeneratoredicorrenteintegrato,chevienespessoutilizzatoquandodueopi BJT devono essere polarizzati con la stessa corrente. Nellipotesi che i due BJT siano identici ed in contatto termico, si pu scrivere:

2 111 B BCBECI IRV EI = ; (11.50) seE VBE eIC1 IB1 + IB2, si ottiene che cost.11= CCREI (11.51) Seiduetransistorisonoeguali,datochesonopilotaticonlostessovalorediVBE,deveessere IC1 = IC2(ricordiamo,infatti,cheIC T BEV Ve );pertantoilcircuito,vistodallaresistenzaRC2,si comportacomeungeneratoredicorrentecostantepariadE/RC1.Pertaleinteressantepropriet,il circuitovienespessoimpiegatoeliminandolaRC2edinserendoalsuopostouninterocircuito elettronicochedebbaesserealimentatoacorrentecostante(comeadesempio,nellamplificatore differenziale che esamineremo fra poco).Si osservi che, poich nellespressione (11.51) non compaiono n , n VBE , la corrente IC2 non dipende dalla temperatura alla quale si portano i due transistori. 11.8.2Amplificatori differenziali Una configurazione molto utilizzata nei circuiti integrati quella che impiega dueBJT congli emettitori accoppiati, chiamata anche amplificatore differenziale, secondo lo schema di Fig. 11.27. Linteresseditaleamplificatorerisiedenelfattocheluscitaindeterminatecondizionidi funzionamentorisultaproporzionale,istanteperistante,alladifferenzadeisegnalidingresso.In pratica,taleconfigurazionecostituiscelostadiodingressodiunqualsiasiamplificatore operazionale.Essoinoltrepuessereadoperatocomeamplificatoreincontinua,datalassenzadielementi capacitivichelimitinolafrequenzaditaglio.Infine,neicircuitidigitaliessovieneutilizzatoper realizzare logiche velocissime (famiglia ECL). Inquestoschema,ilgeneratoredicorrenteIEnelqualeconfluisconolecorrentideidue emettitoripuessererealizzatoconunospecchiodicorrente.Perlanalisidelfunzionamentodel circuito si assuma anche in questo caso che i due BJT siano identici e che le resistenze di collettore RC1 e RC2 siano eguali.Sinotichelamplificatoredifferenzialeingradodiamplificareanchesegnalicontinuio lentamentevariabili,nonessendopresenticapacitdiaccoppiamentofralesorgentie lamplificatore. 244 RC1 E IC1 VBE1 + RC2 IC2 T1T2 VBE2 + v1 v2 vO1 vO2 IE Fig. 11.27 Amplificatore differenziale con generatore di corrente Inunamplificatoredifferenzialeluscita(vo1 o vo2)dipendedalladifferenzadelletensioni dingressovD.Anzipossiamodireche,nellipotesidiperfettasimmetriadellastrutturaed uguaglianzadellecaratteristichedeiduetransistor,ilsegnaleduscitarisultaproporzionaleistante peristantealladifferenzadelletensionidingresso.Luscitavo2espressaalloradallaseguente relazione: vo2 = Ad (v1 v2) = Ad vD , (11.52) doveAd prendeilnomediamplificazionedifferenzialeeiduesegnaliv1 e v2(coscomevD) possono essere indifferentemente segnali continui (purch piccoli) o alternati. PerilcalcolodiAdsiconsideridinamicamenteapertoilgeneratoredicorrentesullemettitore; lequazione alla maglia formata dai due generatori di segnale e dalle due giunzioni base-emettitore di T1 e T2 v1 v2 = r ib1 - r ib2 , (11.53) con ib1 = - ib2 = ib; segue pertanto v1 v2 = 2r ib . (11.54) Luscitavo2puesprimersifacilmenteconsiderandochedinamicamenteilcollettoredeltransistor T2amassaattraversoRC2(Attenzione!Noncosperlemettitore),quindiilgeneratoredi corrente ibdelmodelloequivalentedelBJTerogalacorrentechepassasuRC2,situatatra 245 collettoreemassa.Luscitavo2coincidepertantoconlacadutaditensionesuRC2,pertanto,postoRC = RC1 = RC2, si ha vo2 = - ib2 RC . (11.55) Lamplificazione differenziale pu infine essere calcolata tramite le (11.54) e (11.55):

rRi ri Ri ri Rvvv vvACbb Cbb CDo od2 2 22 22 12= == == , (11.56) e ricordando infine che

mgr=, (11.57) si ottiene

2C mdR gA = . (11.58) Lamplificatore differenziale pu essere realizzato anche utilizzando dei MOSFET o dei JFET. Questa soluzione viene adottata, in particolare, per il primo stadio degli amplificatori operazionali integratiepresentacomeprincipalevantaggioquellodiconsentireunelevatissimaresistenza dingresso differenziale. Ovviamente tutti i concetti di carattere generale esposti in questo paragrafo conservano la loro validit anche nel caso di MOSFET. 11.8.3Carico attivo Nei circuiti integrati non tecnologicamente facile realizzare resistenze di valore elevato; queste tuttaviasononecessariesesivoglionoottenerevalorielevatidiamplificazione.Inluogodelle resistenzedicarico,risultapisempliceoltrechevantaggiosoutilizzarecarichiattivi,ossia dispositivi attivi, quali BJT e MOSFET. LamodernatecnologiaNMOSconsentelafabbricazionesullostessochipdicomponentisiaa svuotamentocheadarricchimento.Normalmente,utilizzandocomecaricodeiMOSFETa svuotamento si ottengono amplificatori con caratteristiche superiori rispetto ai circuiti con carico ad arricchimento. In Fig. 11.28 mostrato un amplificatore con carico a svuotamento (ma il transistor pilota ad arricchimento). PoichilMOSFETdicaricohailgateeilsourceallostessopotenziale,lasuacaratteristica quella rappresentata in Fig. 11.29a (ossia il ramo di caratteristica duscita per VGS = 0). La relazione che lega i con v non pi una retta come nel caso di una resistenza, pertanto non si ha pi una retta di carico, bens una curva di carico.246 a) b) Fig. 11.28 Amplificatore NMOS con carico a svuotamento TalecurvasovrappostaallecaratteristichedeltransistorpilotaT1inFig.11.29b.Essaviene tracciata nello stesso modo utilizzato per disegnare una retta di carico e cio partendo dal punto VDD sullassevoedisegnandounimmaginespecularedellacaratteristicai-vdeltransistordicarico.In questo modo, nota la tensione dingresso, possibile determinare il punto di riposo e come questi si muova sulla curva di carico. Fig. 11.29 a) Caratteristica i-v del carico a svuotamento.b) Costruzione grafica per determinare il punto di riposo Seentrambiidispositivisitrovanoinzonalineare,ilcircuitoequivalentedinamicoquello riportato in Fig. 11.30. In esso sono state riportate le resistenze duscita dei due MOSFET, ro1 e ro2, per potere calcolare lamplificazione a vuoto (cio in assenza di carico). T T 247 Fig. 11.30 Schema equivalente dinamico dellamplificatore con carico a svuotamento Poichilgateeilsourcedeltransistordicaricosonocortocircuitati,alloravgs2=0,pertantoil generatoredicorrentedipendentegm2vgs2siannulla.Lamplificazionealloralastessadiun amplificatore a source comune: ( )2 1 1//o o mior r gvvA = = . (11.59) Inquestocaso,per,comesesiavesselaresistenzaduscitadelMOSFETro2inluogodella resistenza sul drain, con il vantaggio che normalmente ro2 RD (quindi anche A risulta maggiore). 11.8.4Traslatori di livello Ladifficoltdirealizzare,medianteletecnichediintegrazione,elevatecapacitdi accoppiamento(oltrechelesigenzadirealizzareamplificatoripertensioniACeDC)rendono necessariolusoditraslatoridilivello(levelshifter),checonsentonoilcollegamentodirettotra stadicondiversilivelliditensionedipolarizzazione.inoltreopportunochelaccoppiamento venga realizzato mediante stadi che presentano alta resistenza dingresso e bassa resistenza duscita. Una semplice configurazione utilizzata come traslatore di livello quella illustrata in Fig. 11.31. TrascurandolacorrentedibaserispettoaquellainR1eR2,ilcircuitosicomportacome moltiplicatore di VBE. Infatti si ha 2 1R RVI+= (11.60) e I R VBE =2, (11.61) da cui si ricava

|||

\|+ =211RRV VBE. (11.62) 248 Fig. 11.31 Moltiplicatore di VBE utilizzato come traslatore di livello Ilfattoremoltiplicativo(1+R1/R2)ovviamentedecisodalprogettistapuessereusatoper stabilireilvalorediunaopitensionicontinuenecessarieperprodurreilvaloredesideratodella corrente di riposo. Unapplicazionetipicadiquestultimotraslatoredilivellositrovaneglistadiduscitadegli amplificatorioperazionali.Siconsideriatalpropositoche,neicircuitiintegrati,relativamente semplice controllare accuratamente il rapporto tra due resistenze. 11.8.5Stadi di uscita Lostadioduscitadeveessereingradodifornireeassorbirecorrenteconunampiadinamica duscita,bassaresistenzaduscita,bassadissipazioneariposo;inoltreconvienechesiadotatodi opportuni circuiti di protezione contro i cortocircuiti. InFig.11.32ariportatalastrutturadiprincipiopiclassica:unostadioinseguitoredi emettitore a simmetria complementare (push-pull). Quando vs positivo, T1 eroga (source) corrente alcarico,mentreT2interdetto.Quandovsnegativo,siinvertonoglistadieT2assorbe(sink) corrente dal carico. Questocircuitopresentalinconvenientecheper|vs|