antenas e superfícies seletivas de frequência reconfiguráveis para sistemas de comunicações sem...
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UNIVERSIDADE FEDERAL DO RIO GRANDE DO NORTE
CENTRO DE TECNOLOGIA
PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA E DA
COMPUTAÇÃO
ANTENAS E SUPERFÍCIES SELETIVAS DE
FREQUÊNCIA RECONFIGURÁVEIS PARA SISTEMAS
DE COMUNICAÇÃO SEM FIO
Autor: Iradilson Ferreira da Costa
Orientador: Prof. Dr. Adaildo Gomes D’Assunção
Co-orientador: Prof. Dr. Alfrêdo Gomes Neto
Dissertação submetida ao corpo docente do Programa
de Pós-graduação em Engenharia Elétrica e da
Computação da Universidade Federal do Rio Grande do
Norte como parte dos requisitos necessários para
obtenção do título de MESTRE EM ENGENHARIA
ELÉTRICA.
NATAL, 11 de agosto de 2009
Divisão de Serviços Técnicos
Catalogação da Publicação na Fonte. UFRN / Biblioteca Central Zila Mamede Costa, Iradilson Ferreira da. Antenas e superfícies seletivas de freqüência reconfiguráveis para sistemas de comunicação sem fio / Iradilson Ferreira da Costa. – Natal, RN, 2009. 104 f.
Orientador: Adaildo Gomes D’Assunção. Co-orientador: Alfredo Gomes Neto.
Dissertação (Mestrado) – Universidade Federal do Rio Grande do Norte. Centro de Tecnologia. Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Computação.
1. Antena de microfita reconfiguráveis – Dissertação. 2. FSS
reconfiguráveis – Dissertação. 3. Circuitos chaveadores – Dissertação. 4. Diodos PIN – Dissertação. 5. Sistemas de comunicação sem fio. I. D’Assunção, Adaildo Gomes. II. Gomes Neto, Alfredo. III. Universidade Federal do Rio Grande do Norte. IV. Título.
RN/UF/BCZM CDU 621.396.67(043.3)
ii
ANTENAS E SUPERFÍCIES SELETIVAS DE
FREQUÊNCIA RECONFIGURÁVEIS PARA SISTEMAS
DE COMUNICAÇÃO SEM FIO
Autor: Iradilson Ferreira da Costa
Orientador: Prof. Dr. Adaildo Gomes D’Assunção
Co-orientador: Prof. Dr. Alfrêdo Gomes Neto
Dissertação de mestrado em Engenharia
Elétrica aprovada em 11 de agosto de 2009
pela banca examinadora formada pelos
seguintes membros:
Prof. Dr. Adaildo Gomes D’Assunção – ORIENTADOR (UFRN)
Prof. Dr. Alfrêdo Gomes Neto – CO-ORIENTADOR (IFPB)
Prof. Dr. Sílvio Ernesto Barbin - EXAMINADOR EXTERNO (USP)
Prof. Dr. Glauco Fontgalland - EXAMINADOR EXTERNO (UFCG)
Prof. Dr. Ronaldo de Andrade Martins – EXAMINADOR INTERNO (UFRN)
NATAL, 11 de agosto de 2009
iii
"Um homem precisa viajar. Precisa
viajar por si, com seus olhos e pés, para
entender o que é seu... Um homem
precisa viajar para lugares que não
conhece para quebrar essa arrogância
que nos faz ver o mundo como o
imaginamos, e não simplesmente como
é ou pode ser; que nos faz professores e
doutores do que não vimos, quando
deveríamos ser alunos, e simplesmente
ir ver”.
Amir Klink
“... Afinal estamos juntos, ainda que
muito distantes”.
John Ashbery
iv
A TODOS que amo, com muito carinho.
v
Resumo
Este trabalho tem como objetivo apresentar como as antenas de microfita e as
superfícies seletivas de frequência reconfiguráveis podem ser alternativas para operar
em sistemas de comunicação sem fio que necessitem alterar sua frequência de operação
de acordo com os requisitos impostos a este sistema ou condições do meio. O propósito
central é apresentar uma antena de microfita com patch circular reconfigurável
utilizando um anel parasita e uma superfície seletiva de frequência tipo dipolo
reconfigurável. Para isto são apresentados temas fundamentais como as antenas de
microfita, diodos PIN e a teoria fundamental de operação das antenas e superfícies
seletivas de frequência reconfiguráveis. São apresentadas todas as simulações e
medições realizadas dos protótipos construídos e é feita uma análise de alguns
parâmetros como largura de banda e diagrama de radiação, para as antenas, e
características de transmissão, para as superfícies seletivas de frequência. Foram
utilizadas fitas de cobre no lugar dos diodos para a prova do conceito de
reconfigurabilidade.
Palavras-Chave: Antenas de Microfita Reconfiguráveis, FSS Reconfiguráveis,
Circuitos Chaveadores, Diodos PIN, Sistemas de Comunicação sem Fio.
vi
Abstract
This work aims to present how the reconfigurable microstrip antennas and
frequency selective surfaces can be used to operate at communication systems that
require changing their operation frequency according to system requirements or
environmental conditions. The main purpose is to present a reconfigurable circular
microstrip antenna using a parasitic ring and a reconfigurable dipole frequency selective
surface. Thereupon there are shown fundamental topics like microstrip antennas, PIN
diodes and the fundamental theory of reconfigurable antennas and frequency selective
surfaces. There are shown the simulations and measurements of the fabricated
prototypes and it is done an analysis of some parameters like the bandwidth and
radiation pattern, for the antennas, and the transmission characteristics, for the
frequency selective surface. Copper strips were used in place of the diodes for proof of
the reconfigurability concept.
Keywords: Reconfigurable Microstrip Antennas, Reconfigurable FSS, Switching
circuits, PIN diodes, Wireless Communication Systems.
vii
Agradecimentos
A Deus, pela vida e pela oportunidade de cumprir mais esta etapa da minha vida.
Ao Professores Adaildo e Alfrêdo pela orientação, conhecimentos passados e pela
amizade.
Ao Prof. Ronaldo pelo auxílio na parte das medições.
Aos demais professores do Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e da
Computação.
Ao meu pai, Antônio, minha mãe, Maria, meus irmãos Ismael, Israel e Igor e minha
irmã Iara, pelo amor imensurável e por sempre me orientarem a tomar as melhores
decisões.
Ao meu grande amigo Valdez, pela amizade, companhia e paciência.
Especialmente ao meu “irmão” Lincoln, sobretudo pela amizade, constante companhia e
pelas incontáveis ajudas e problemas compartilhados que certamente enriqueceram o
desenvolvimento deste trabalho.
Aos demais amigos Robson, Gustavo, Ricardo, Ranilson, Bruno e Rafael pelo apoio,
companhia e por proporcionar-me um lar fora da minha família.
Às amigas Jannayna, Náthalee, Aline, Leilane e Bruna pelo carinho e apoio.
À CAPES pelo suporte financeiro.
viii
Sumário
Resumo v
Abstract vi
Agradecimentos vii
Sumário viii
Lista de Figuras xii
Lista de Tabelas xv
Lista de Símbolos xvi
Lista de Abreviaturas xvii
Capítulo 1 – Introdução 1
1.1Organização deste Trabalho 2
Capítulo 2 – Antenas de Microfita 3
2.1 Introdução 3
2.2 Origem das Antenas de Microfita 3
2.3 Vantagens e Desvantagens 4
2.4 Características Básicas 4
2.5 Métodos de Alimentação 6
2.6 Modos de Operação 7
2.7 Patch Retangular 8
2.7.1 Procedimento de Projeto 11
2.8 Patch Circular 11
2.8.1 Frequência de Ressonância 12
2.8.2 Procedimento de Projeto 13
2.9 Diagramas de Radiação 13
2.9.1 Patch Retangular 14
2.9.2 Patch Circular 17
2.10 Conclusões 18
Capítulo 3 – Diodos PIN e Aplicações 19
ix
3.1 Introdução 19
3.2 Fundamentos 19
3.3 A Modelagem do Diodo PIN 21
3.3.1 Modelo para a Velocidade de Chaveamento 23
3.4 Potência Dissipada 24
3.5 Aplicações do Diodo PIN 24
3.5.1 Chaveadores 25
3.5.1.1 Parâmetros Fundamentais de Desempenho 25
3.5.1.1.1 Isolação 26
3.5.1.1.2 Perda por Inserção 26
3.5.1.2 Configuração para o Projeto de Chaves 26
3.5.1.2.1 Chave SPST Série 26
3.5.1.2.2 Chave SPST Paralela 27
3.5.1.2.3 Chaves Multi-throw 27
3.5.1.2.4 Chave Transceptora 30
3.5.1.2.5 Práticas Comuns no Projeto de Chaves 30
3.5.2 Atenuadores 31
3.6 Conclusões 32
Capítulo 4 – Antenas Reconfiguráveis 33
4.1 Introdução 33
4.2 A Reconfigurabilidade em Antenas 33
4.3 Métodos de Obtenção da Reconfigurabilidade em Frequência 34
4.3.1 Teoria Fundamental de Operação 34
4.3.2 Mecanismos de Reconfiguração 35
4.3.2.1 Chaves 35
4.3.2.2 Carregamento Reativo Variável 36
4.3.2.3 Mudanças Estruturais e Mecânicas 37
4.3.2.4 Mudanças no Material 37
4.4 Métodos de Obtenção da Reconfigurabilidade em Polarização 38
4.4.1 Teoria Fundamental de Operação 38
4.4.2 Mecanismos de Reconfiguração 39
4.5 Métodos de Obtenção da Reconfigurabilidade em Diagrama de
Radiação 39
x
4.5.1 Teoria Fundamental de Operação 39
4.5.2 Mecanismos de Reconfiguração 40
4.5.2.1 Mudanças Estruturais e Mecânicas 40
4.5.2.2 Mudanças Elétricas 40
4.5.2.3 Mudanças Através de Elementos Parasitas 40
4.5.2.4 Mudanças no Material 42
4.6 Métodos de Obtenção de Antenas Reconfiguráveis Compostas 42
4.6.1 Teoria Fundamental de Operação 43
4.6.2 Mecanismos de Reconfiguração Eletrônica 43
4.7 Tópicos Práticos na Implementação de Antenas Reconfiguráveis 44
4.7.1 Implementação do Mecanismo de Reconfiguração 44
4.7.2 Redes de Casamento de Impedância 44
4.8 Conclusões 45
Capítulo 5 – Antena de Microfita com Patch Circular Reconfigurável 46
5.1 Introdução 46
5.2 Antena de Microfita com Patch Circular Reconfigurável Utilizando
um Anel Parasita 46
5.2.1 Resultados Simulados e Medições 48
5.2.1.1 Chaves no estado “OFF” 49
5.2.1.2 Chaves no estado “ON” 55
5.2.1.3 Análise Comparativa entre os estados “OFF” e “ON” 61
5.3 Conclusões 67
Capítulo 6 – Superfícies Seletivas de Frequência Reconfiguráveis 68
6.1 Introdução 68
6.2 Elementos de FSS 68
6.2.1 Formatos de Elementos 69
6.2.2 Tamanho do Elemento 70
6.3 Técnicas de Análise 70
6.4 Técnica de Medição 71
6.5 Superfícies Seletivas de Frequência Reconfiguráveis 71
6.5.1 FSS Dipolo Reconfigurável 71
6.5.2 FSS Abertura Anelar Reconfigurável 73
6.5.3 FSS Abertura Quadrada Reconfigurável 74
xi
6.6 Conclusões 75
Capítulo 7 – Considerações Finais 76
7.1 Conclusões 76
7.2 Sugestões para Trabalhos Futuros 77
Referências Bibliográficas 78
‘
xii
Lista de Figuras
2.1 Antena de microfita 5
2.2 Formatos mais usuais de antenas de microfita 5
2.3 Alimentação através de linha de microfita 6
2.4 Alimentação através de probe coaxial 6
2.5 Alimentação através de acoplamento por abertura 7
2.6 Fendas irradiantes numa antena de microfita com patch retangular 8
2.7 Comprimento físico e efetivo de uma antena de microfita com patch
retangular 10
2.8 Antena de microfita com patch circular 11
3.1 Estrutura do diodo PIN 20
3.2 Curva característica do diodo PIN 20
3.3 Modelo de polarização direta: (a) fluxo de cargas, (b) circuito equivalente 21
3.4 Modelo de polarização reversa: (a) ausência de fluxo de cargas, (b) circuito
equivalente 21
3.5 Tempo de transição da polarização direta para reversa 23
3.6 Chave SPST série: (a) configuração e (b) circuito equivalente ideal 26
3.7 Chave SPST paralela: (a) configuração e (b) circuito equivalente ideal 27
3.8 Configurações para conexão de diodos PIN: (a) em paralelo, (b) em
paralelo espaçados em / 4λ e (c) em série-paralelo 28
3.9 Chaves multi-throw: (a) chave SPDT paralela, (b) chave SPDT série 29
3.10 Chave Transceptora 30
3.11 Atenuador π básico 32
5.1 Geometria da antena de microfita circular reconfigurável com anel parasita
proposta neste trabalho 46
5.2 Aproximações utilizadas para o diodo PIN 47
5.3 Configuração da antena proposta no Ansoft Designer v3 48
5.4 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 01 (w = 1,5 mm) 50
5.5 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 03 (w = 1,8 mm) 50
5.6 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 05 (w=2,0 mm) 51
xiii
5.7 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 07 (w=2,8 mm) 52
5.8 Comparação entre o resultado simulado e os resultados medidos para as
antenas 01, 05 e 07 52
5.9 Componentes de impedância para a simulação da antena 01 53
5.10 Simulação para a distribuição das correntes de superfície para a antena 01 54
5.11 Simulação do diagrama de radiação em campo distante da antena 01 54
5.12 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 02 ( mmw 5,1= ) 55
5.13 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 04 ( mmw 8,1= ) 56
5.14 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 06 ( mmw 0,2= ) 56
5.15 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 08 ( mmw 8,2= ) 57
5.16 Resultados medidos para as antenas com a aproximação da chave para o
estado “ON” 58
5.17 Componentes de impedância para a simulação da antena 02 59
5.18 Simulação para a distribuição das correntes de superfície para antena 02 60
5.19 Simulação do diagrama de radiação para o campo distante para a antena 02
em sua primeira frequência de ressonância (f1 = 3,3333 GHz) 60
5.20 Simulação do diagrama de radiação para o campo distante para a antena 02
em sua segunda frequência de ressonância (f2 =5,1579 GHz) 61
5.21 Comparação entre os resultados medidos para a antena 01 (estado “OFF”)
e para a antena 02 (estado “ON”) 63
5.22 Comparação entre os resultados medidos para a antena 05 (estado “OFF”)
e para a antena 06 (estado “ON”) 63
5.23 Comparação entre os resultados medidos para a antena 07 (estado “OFF”)
e para a antena 08 (estado “ON”) 64
5.24 Frequências de ressonância medidas em função do parâmetro estrutural w 65
5.25 Razão entre as frequências f2 e f1 para as antenas utilizando a aproximação
da chave no estado “ON” 65
5.26 Diagrama de radiação 3D simulado para a antena 01 (estado “OFF”) 66
5.27 Diagrama de radiação 3D simulado para a antena 02 (estado “ON” em
f2 =3,3333 GHz) 66
5.28 Diagrama de radiação 3D simulado para a antena 02 (estado “ON” em
f2 = 5,1579 GHz) 67
6.1 Tipos de elemento para FSS 69
xiv
6.2 Formatos de elementos para FSS 69
6.3 Setup de medição para FSS 71
6.4 FSS Dipolo Reconfigurável 72
6.5 Características de Transmissão para a FSS dipolo reconfigurável mostrada
na figura 6.4 73
6.6 FSS Abertura anelar reconfigurável 73
6.7 Simulação das características de transmissão para a FSS abertura anelar
reconfigurável utilizando elementos da figura 6.6 74
6.8 FSS Abertura quadrada reconfigurável 75
6.9 Simulação para as características de transmissão para a FSS abertura anelar
reconfigurável utilizando elementos da figura 6.8 75
xv
Lista de Tabelas
3.1 Valores típicos para TRF de um diodo PIN 24
5.1 Parâmetros estruturais das antenas simuladas e construídas 49
5.2 Resultados Obtidos para as antenas utilizando a aproximação da chave no
estado “OFF” 53
5.3 Resultados obtidos para as antenas utilizando a aproximação da chave no
estado “ON” 58
5.4 Valores de Largura de Banda (BW) para as duas frequências de ressonância
apresentadas pelas antenas confeccionadas 59
xvi
Lista de Símbolos
∆L Acréscimo de comprimento no patch retangular pelo efeito de borda
ε Permissividade elétrica em determinado meio
εr Constante dielétrica
εre Constante dielétrica efetiva
ε0 Permissividade elétrica no vácuo
λ Comprimento de onda
µ Permeabilidade magnética em determinado meio
µ0 Permeabilidade magnética no vácuo
χ Raízes da derivada da função de Bessel Jm
τ Tempo de vida dos portadores em um diodo PIN
ω Frequência angular
a Raio de um patch circular
ae Raio efetivo de um patch circular
A Área de um diodo PIN
c Velocidade da luz
CT Capacitância total em um diodo PIN reversamente polarizado
E Intensidade de campo elétrico
fc Frequência de corte em um diodo PIN
fr Frequência de ressonância
h Altura de um substrato dielétrico
ID Corrente em um diodo
IF Corrente de polarização direta em um diodo PIN
IR Corrente de polarização reversa em um diodo PIN
j Unidade imaginária ( 1− )
Jn Função de Bessel de 1º tipo e ordem n
JS Intensidade de corrente elétrica superficial
ln Logaritmo natural (base neperiana - e)
L Comprimento de um patch retangular
xvii
Leff Comprimento efetivo em um patch retangular
L Indutância característica em um diodo PIN
MS Intensidade de corrente magnética
“OFF” Estado reversamente polarizado de uma chave (diodo PIN)
“ON” Estado diretamente polarizado de uma chave (diodo PIN)
Q Quantidade de carga armazenada em um diodo PIN
Rp Resistência paralela em um diodo quando reversamente polarizado
Rs Resistência série em um diodo PIN quando diretamente polarizado
TFR Tempo de transição da polarização direta para reversa
TRF Tempo de transição da polarização reversa para direta
VB Tensão de ruptura em um diodo PIN
VD Tensão sobre um diodo PIN
VF Tensão de polarização direta máxima em um diodo PIN
VR Tensão reversa máxima
xviii
Lista de Abreviaturas
AGC Automatic Gain Control
BW BandWidth
DC Direct Current
FDTD Finite-Difference Time-Domain
FET Field-Effect Transistor
FSS Frequency Selective Surface
GPS Global Positioning System
LAN Local Area Network
MEMS Microelectromechanical System
MIMO Multiple-Input Multiple-Output
MMIC Monolitic Microwave Integrated System
PCN Personal Communication Network
PIN P-Intrinsic-N
RF Radio Frequency
RFID Radio Frequency Identification
SPDT Single-Pole Double-Through
SPST Single-Pole Single-Through
TM Transversal Magnetic
Wi-Fi Wireless Fidelity
WiMAX Worldwide Interoperability for Microwave Access
WLAN Wireless Local Area Network
1
Capítulo 1
Introdução
Os sistemas de comunicação sem fio estão desenvolvendo-se em direção à
multifuncionalidade. Esta multifuncionalidade proporciona aos usuários opções de
conectividade a diferentes tipos de serviços sem fio para diferentes propostas e em
diferentes momentos. Para alcançar seu potencial completo, estes sistemas requerem
não apenas sistemas eletrônicos ágeis e eficientes e processamento adaptativo do sinal,
mas também antenas reconfiguráveis. As antenas reconfiguráveis podem ser utilizadas
simplesmente para reduzir o número de antenas necessárias para determinadas
funcionalidades de sistemas, mas elas também podem ser projetadas para atender tarefas
muito mais complexas. Algumas dessas tarefas incluem utilizá-las como elementos de
controle programável com realimentação para aumentar o throughput, reduzir erros e
ruídos, e aumentar a segurança, e utilizá-las como hardware reconfigurável para
aumentar o tempo de vida do sistema como um todo. Exemplos de aplicações
emergentes incluem rádio cognitivo, sistemas de múltiplas-entradas e múltiplas-saídas
(MIMO) e arranjos de alto desempenho.
Tornar as antenas reconfiguráveis para que seu comportamento possa adaptar-se
com as mudanças dos requisitos do sistema ou condições do meio pode melhorar ou
eliminar as restrições impostas pelas antenas convencionais e prover níveis adicionais
de funcionalidade para qualquer sistema. Por exemplo, antenas reconfiguráveis em
dispositivos portáteis sem fio podem auxiliar a melhorar uma conexão ruidosa ou
redirecionar a potência transmitida para conservar o tempo de vida da bateria. Em
arranjos, antenas reconfiguráveis podem ser utilizadas para prover capacidades
adicionais que podem resultar em maiores larguras de banda instantâneas e diagramas
de radiação com mais distribuições de lóbulos laterais desejáveis.
Muitas aplicações utilizando superfícies seletivas de frequência (FSS) também
necessitam operar em faixas distintas de frequências. Em muitos casos, as superfícies
2
seletivas de frequência são projetadas para operar em faixas específicas de frequência.
Para operar em faixas distintas de frequência ou em sistemas multibanda, as FSS
reconfiguráveis se apresentam como alternativa. Estas estruturas utilizam elementos
chaveadores ou reativos para alterar as conexões entre os seus elementos constituintes.
1.1 Organização deste Trabalho
No capítulo 2 são apresentados conceitos relativos às antenas de microfita, como
suas origens, vantagens e desvantagens, métodos de alimentação, etc. Também são
mostradas formulações básicas para o projeto de antenas de microfita com patch
retangular e circular.
No capítulo 3 o objetivo é mostrar uma caracterização e modelagem do diodo
PIN, assim como sua utilização em chaves multi-throw. Algumas aplicações deste tipo
de dispositivo são mostradas no fim deste capítulo.
No capítulo 4 é feita uma revisão bibliográfica das antenas reconfiguráveis.
Inicialmente alguns conceitos são expostos e os principais tipos de antenas
reconfiguráveis são apresentados. Para cada tipo é feita uma descrição do mecanismo
utilizado, assim como sua teoria básica de operação.
No capítulo 5 é apresentada a antena de microfita reconfigurável desenvolvida
neste trabalho. Este capítulo também mostra os resultados realizados por meio de
simulações e medições. Análises dos resultados são apresentadas e comparações são
feitas entre os valores simulados e os experimentais.
O capítulo 6 tem como objetivo mostrar o conceito de reconfigurabilidade
aplicado às superfícies seletivas de frequência. Um exemplo de FSS tipo dipolo
reconfigurável é destacado e são mostrados resultados de simulações e medição.
No capítulo 7 são apresentadas as conclusões e propostas de continuidade deste
trabalho.
3
Capítulo 2
Antenas de Microfita
2.1 Introdução
As antenas são componentes fundamentais em qualquer sistema de comunicação
sem fio. Elas são os dispositivos que permitem transferir o sinal de um meio guiado em
ondas que, por sua vez, propagam-se no espaço livre e podem ser recebidas por outra
antena. Da mesma forma, uma antena pode detectar um sinal que se propaga no espaço
livre e transformá-lo em uma onda guiada. Indubitavelmente, o crescimento das
comunicações sem fio tem sido o catalisador do desenvolvimento de novas técnicas de
projeto de antenas, incluindo as modernas técnicas computacionais a baixo custo.
Certamente, esta década tem visto um uso extensivo das antenas pelo público em
aparelhos celulares, GPS, satélites, WLAN, WiFi, tecnologia Bluetooth, dispositivos
RFID, WiMAX, dentre outros.
As antenas de microfita, também conhecidas como antenas tipo patch, são
amplamente utilizadas na faixa de frequências de micro-ondas devido a sua relativa
simplicidade e compatibilidade com a tecnologia de circuitos impressos, tornando-as
fáceis de fabricar, seja como elementos simples, seja em arranjos [1].
2.2 Origem das Antenas de Microfita
O conceito de antenas de microfita foi inicialmente proposto por Deschamps,
nos EUA, e por Gutton e Baissinot, na França [4,5]. Um pouco depois Lewin investigou
a radiação a partir de linhas impressas [6]. No começo dos anos 70, Byron descreveu
uma fita radiante condutora separada de um plano de terra por um substrato dielétrico
[7]. Em seguida, características de patches de microfita retangulares e circulares foram
publicadas por Howell [8]. Weinschel desenvolveu várias geometrias de microfitas para
usar em arranjos cilíndricos em foguetes [9]. Trabalhos adicionais sobre elementos
básicos de microfita foram publicados em 1975 [10-13]. O trabalho de Munson no
4
desenvolvimento de antenas de microfita para o uso em foguetes e mísseis mostrou que
este era um conceito prático que poderia se estender a outros problemas relativos a
sistemas de antenas.
O modelamento matemático de uma microfita básica foi inicialmente realizado
através da aplicação de analogias às linhas de transmissão para patches retangulares
simples [14,15]. O diagrama de radiação de um patch circular foi analisado e medições
foram publicadas por Carver [16]. A primeira análise matemática de uma ampla
variedade de patches de microfita foi publicada em 1977 por Lo et al. [17]. No fim dos
anos 70, as antenas de microfita tornaram-se mais conhecidas e passaram a ser
utilizadas em uma variedade de sistemas de comunicação. Isto foi acompanhado pela
crescente atenção pela busca de modelos matemáticos que poderiam ser utilizados para
projetos.
2.3 Vantagens e Desvantagens
As antenas de microfita são adaptáveis a superfícies planares e não-planares, são
simples de construir e possuem baixo custo para fabricação devido às modernas técnicas
de circuito impresso e, dependendo da forma do patch, elas são versáteis em termos de
frequência de ressonância, polarização e impedância.
As principais desvantagens operacionais das antenas de microfita são: baixa
potência de operação e largura de banda limitada. Contudo, há métodos (como o
aumento da altura do substrato) que são utilizados para aumentar a eficiência e a largura
de banda [2].
2.4 Características Básicas
Uma antena de microfita, como pode ser vista na figura 2.1, consiste
basicamente de um patch metálico sobre um plano terra, separados por um material
dielétrico (geralmente chamado de substrato). A estrutura é projetada para que sua
radiação seja normal ao patch (radiação broadside) ou na direção axial ao patch
(radiação end-fire), dependendo da escolha do modo de excitação.
5
Figura 2.1 - Antena de microfita.
Figura 2.2 - Formatos mais usuais de antenas de microfita.
Os substratos normalmente utilizados são fabricados em alumina ou em fibras
texturizadas com teflon. As características elétricas e mecânicas do substrato são
determinantes no comportamento da antena. Sabe-se, por exemplo, que a espessura do
substrato influencia a propagação de ondas de superfície. Os substratos mais espessos
proporcionam a fabricação de antenas com uma largura de banda maior, entretanto a
eficiência é reduzida pela maior propagação de ondas de superfície.
Os formatos mais usuais de patch são: quadrado, retangular, circular, elíptico e
triangular, como mostrado na figura 2.2. Teoricamente, outras formas de patch podem
ser utilizadas, mas a análise e predição de resultados são dificultadas.
6
2.5 Métodos de Alimentação
Há muitas maneiras que podem ser utilizadas para proporcionar a alimentação
necessária ao funcionamento do patch nas antenas de microfita. As quatro maneiras
mais populares são: por linha de microfita, por probe coaxial, acoplamento por abertura
e acoplamento por proximidade. Este texto explanará brevemente as três primeiras,
sendo a última a menos usual e poderá ser encontrada em outras referências [3,18]. Na
alimentação por linha de microfita, que pode ser vista na figura 2.3, a linha de
alimentação é também uma microfita condutora, geralmente com largura muito menor
quando comparada à largura do patch. Este tipo de alimentação é fácil de fabricar,
facilita o casamento de impedâncias e é fácil de modelar. Contudo, com o aumento da
altura do substrato, as ondas de superfície também aumentam, provocando uma
limitação da largura de banda em projetos práticos.
A alimentação através de probe coaxial, como vista na figura 2.4, é feita
acoplando o condutor central de um cabo coaxial ao patch radiante e conectando o
condutor externo ao plano terra. Esse tipo de alimentação também é fácil de realizar e
casar a impedância, como também acarreta baixas radiações espúrias. Entretanto, possui
largura de banda limitada e é mais difícil de modelar.
Figura 2.3 - Alimentação através de linha de microfita.
Figura 2.4 - Alimentação através de probe coaxial.
7
Ambos os métodos de alimentação citados anteriormente possuem assimetrias
inerentes que geram modos de ordem mais alta que produzem radiação com polarização
cruzada. Para suplantar alguns desses problemas, a alimentação através de acoplamento
por abertura pode ser adotada (figura 2.5). Esse tipo de alimentação é o mais difícil de
fabricar dos quatro citados anteriormente, mas proporciona uma largura de banda
limitada. O acoplamento através de abertura consiste de dois substratos separados por
um plano terra. Na base do substrato inferior há uma linha de alimentação de microfita
cuja energia é acoplada ao patch através de uma abertura no plano terra que separa os
dois substratos.
Figura 2.5 - Alimentação através de acoplamento por abertura.
2.6 Modos de Operação
Para o patch retangular, o modo mnTM possui um campo elétrico normalizado
que é expresso por [1]:
( )
=
W
yn
L
xmyxE mn
z
ππcoscos, (2.1)
O modo usual de operação para um diagrama broadside é o modo 01TM , que
não possui variação em y e tem um comprimento L que é aproximadamente ½
comprimento de onda no dielétrico. Neste modo o patch atua essencialmente como uma
linha de microfita de largura W que forma um ressoador de comprimento L. A largura W
é usualmente maior do que o comprimento L a fim de aumentar a largura de banda.
Uma razão W/L = 1,5 é típica [1].
Para o patch circular, o modo npTM possui um campo elétrico normalizado que
é expresso por:
8
( ) ( )( )'
'
cos,npn
npn
zxJ
a
xJ
nE
=
ρ
φφρ (2.2)
Onde 'npx é a p-ésima raiz da função de Bessel ( )xJ n . O modo usual de
operação é o modo 11TM , com 8418,1'11 =x . Este modo possui a menor frequência de
ressonância e possui um diagrama broadside.
2.7 Patch Retangular
Dentre os métodos de análise de antenas de microfita o modelo da linha de
transmissão é o mais simples. A descrição analítica mais elementar de um patch
retangular de microfita utiliza a teoria da linha de transmissão, modelando o patch como
duas fendas radiantes paralelas, como mostra a figura 2.6 [2,3].
Figura 2.6 – Fendas Irradiantes numa antena de microfita com patch retangular.
Devido as dimensões do patch serem finitas ao longo do comprimento e da
largura, os campos nas extremidades do patch geram um comportamento conhecido
como efeito de borda. A intensidade deste efeito é uma função das dimensões do patch e
da altura do substrato.
9
Para levar em consideração esse efeito de borda uma constante dielétrica efetiva
é calculada. Essa constante leva em consideração o fato de as linhas de campo entre o
patch e o plano terra se encontrarem imersas em dois dielétricos: o substrato e o ar [19].
Para condutores muito finos, as expressões aproximadas para o cálculo da
constante dielétrica efetiva que provêem uma boa precisão são dadas a seguir.
Para :1/ ≤hW
−+
+
−+
+=
− 25,0
104,012
12
1
2
1
h
W
W
hrrre
εεε (2.3)
Para :1/ ≥hW
5,012
12
1
2
1−
+
−+
+=
W
hrrre
εεε (2.4)
Hammerstad e Jensen [20] publicaram uma expressão mais precisa para o
cálculo da constante dielétrica efetiva:
ab
rrre u
−
+
−+
+=
101
2
1
2
1 εεε (2.5)
Onde hWu /= , e
++
+
+
+=
3
4
24
1,181ln
7,18
1
432,0
52ln
49
11
u
u
uu
a (2.6)
053,0
3
9,0564,0
+
−=
r
rbε
ε (2.7)
O efeito de borda faz com que eletricamente o patch de microfita pareça maior
em relação às suas dimensões físicas. Isso pode ser visto na figura 2.7, em relação ao
comprimento do patch.
10
Figura 2.7 – Comprimento físico e efetivo de uma antena de microfita com patch
retangular.
Note que L∆ representa o aumento ao longo do comprimento em cada lado do
patch, sendo L∆ uma função da constante dielétrica efetiva e da razão hW / . Uma
relação aproximada muito popular é expressa como [2]:
( )
( )
+−
++
=∆
8,0258,0
264,03,0412,0
h
Wh
W
h
L
re
re
ε
ε
(2.8)
Sabendo que ao comprimento do patch foi acrescentado de L∆ em cada lado, o
comprimento efetivo pode ser escrito como:
LLLeff ∆+= 2 (2.9)
O mesmo efeito mostrado anteriormente com relação a L ocorre com a largura W
e pode ser verificado seguindo um procedimento similar.
Para o modo dominante 01TM , a frequência de ressonância da antena de
microfita é uma função do seu comprimento e pode ser expressa como [1]:
( )( ) ( ) rere
rLL
c
LLf
εµεε ∆+=
∆+=
2222
1
00
01 (2.10)
onde c é a velocidade da luz no espaço livre.
11
2.7.1 Procedimento de Projeto
Baseado na formulação simplificada apresentada na seção anterior pode-se
determinar as dimensões de uma antena de microfita com patch retangular sendo dadas
as características do substrato (constante dielétrica, rε , e a altura, h em cm) e a
frequência de ressonância desejada, rf em GHz. De posse desses valores, a largura W
do patch é expressa por [2]:
1
2
21
2
2
1
00+
=+
=
rrrrf
c
fW
εεµε (2.11)
O comprimento L do patch é calculado por:
Lf
cL
rer
∆−= 22 ε
(2.12)
Sendo L∆ expresso por (2.8).
2.8 Patch Circular
Outra configuração popular para antenas de microfita é o patch circular,
mostrado na figura 2.8. Este tipo de patch é bastante utilizado não só como elemento
simples, mas também em arranjos [2].
Figura 2.8 Antena de Microfita com patch circular.
Os modos que os patches circulares apresentam podem ser encontrados tratando
o patch, o plano terra e o substrato como uma cavidade circular. Assim como no patch
12
retangular, os modos TMz são os suportados pela antena com patch circular cuja altura
do substrato é muito pequena, onde z é tomado como a direção perpendicular ao patch.
Como já visto, há dois graus de liberdade (comprimento e largura) para controlar a
antena de microfita retangular. Portanto, as ordens dos modos podem ser alteradas,
modificando as dimensões relativas da largura e do comprimento do patch. Contudo,
para o patch circular há apenas um grau de liberdade, que é o raio do patch. Fazendo
isso, não se altera a ordem dos modos; contudo, altera-se o valor absoluto da frequência
de ressonância de cada modo. Pode-se analisar o comportamento das componentes de
campo para uma antena de microfita com patch circular utilizando-se vários métodos: o
método da onda completa, o modelo de cavidade ou o método do elemento finito [2].
2.8.1 Frequência de Ressonância
A frequência de ressonância de antenas de microfita típicas, possuindo a altura
do substrato muito pequena, para modos zmnTM 0 , pode ser obtida utilizando a expressão
seguinte [1,2]:
( )
=
af mn
mnr
'
02
1 χ
µεπ (2.13)
Onde a é o raio do patch e 'mnχ representa as raízes da derivada da função de
Bessel ( )xJ m , e elas determinam a ordem das frequências de ressonância. Os primeiros
quatro valores de 'mnχ , em ordem crescente são [2]:
2012,4
8318,3
0542,3
8412,1
'31
'01
'21
'11
=
=
=
=
χ
χ
χ
χ
(2.14)
Baseado nos valores anteriores, os quatro primeiros modos, em ordem crescente,
são zTM 110 , zTM 210 , zTM 010 e zTM 310 . O modo dominante é o zTM 110 , cuja frequência de
ressonância é expressa como [1,2]:
13
( )µεπa
f r2
8412,1110 = (2.15)
A frequência de ressonância obtida pela equação (2.15) não leva em
consideração o efeito de borda. Como visto para o patch retangular, este efeito faz o
patch parecer eletricamente maior. Este efeito foi levado em consideração introduzindo
um fator de correção no comprimento L. De forma similar, uma correção é introduzida
pela utilização de um raio efetivo ae, expresso como [1,2]:
2/1
7726,12
ln2
1
+
+=
h
a
a
haa
re
π
επ (2.16)
2.8.2 Procedimento de Projeto
Baseado na formulação apresentada, um procedimento para o projeto de uma
antena de microfita com patch circular é apresentado a seguir.
O procedimento assume que as especificações incluem a constante dielétrica do
substrato ( rε ), a frequência de ressonância ( rf , em Hz) e a altura (h, em cm) do
substrato. Com isso, calcula-se o raio do patch pela equação (2.17):
2/1
7726,12
ln2
1
+
+
=
h
T
T
h
Ta
r
π
πε
(2.17)
onde
rrfT
ε
910.791,8= (2.18)
2.9 Diagramas de Radiação
Os diagramas de radiação de um patch podem ser obtidos utilizando um modelo
de corrente elétrica ou um modelo de corrente magnética. Estes modelos são usualmente
14
derivados assumindo que a corrente elétrica ou o campo elétrico nas bordas do patch
corresponde àquele do modo dominante para um patch com bordas ideais (paredes
magnéticas). Ambos os modelos conduzem ao mesmo resultado para o diagrama de
campo distante quando aplicado ao patch operando na frequência de ressonância do
modo dominante da cavidade ideal. Os diagramas podem ser calculados diretamente a
partir de dois importantes casos. O primeiro caso assume que o plano terra e o substrato
são ambos infinitos. No segundo caso o plano terra é infinito, enquanto o substrato é
truncado nas bordas do patch. No modelo de corrente magnética a análise para o último
caso é o mesmo para o caso anterior, exceto que o material do substrato no modelo de
radiação é agora o ar. Os diagramas de radiação são dados a seguir para os patches
retangular e circular, utilizando o modelo de corrente magnética [1].
2.9.1 Patch Retangular
Para o patch retangular mostrado na figura 2.6, o modo dominante 10TM possui
um campo elétrico da seguinte forma [1]:
( )
=
L
xyxE z
.cos,
π (2.19)
A corrente elétrica superficial correspondente a este campo de cavidade é
( )
−
−=
L
x
LjxyxJ s
.sin
1ˆ,
ππ
ωµ (2.20)
e esta é a corrente que produz a radiação de campo distante de acordo com o modelo de
corrente elétrica. No modelo de corrente magnética, o princípio de equivalência é usado
para substituir o patch por uma corrente magnética de superfície no perímetro do patch.
A corrente magnética possui a forma [1]:
15
0 .
cosˆ
.
cosˆ
0 ˆ
ˆ
=
=
−
=−
=−
=
yL
xx
WyL
xx
xy
Lxy
M s
π
π (2.21)
No modelo de corrente magnética as bordas do patch em x=0, L são
referenciadas como sendo as bordas radiantes uma vez que as correntes magnéticas
nestas bordas são uniformes e em fase. As bordas em y=0, W são referenciadas como
bordas não-radiantes uma vez que as correntes magnéticas nestas bordas em direção
reversa estão defasadas 180º em relação às duas bordas citadas anteriormente, desta
forma estas bordas produzem pouca radiação. Os principais planos são denotados como
plano-E ( )0=φ e plano-H ( )º90=φ . Nos planos principais as bordas não-radiantes não
contribuem quando se utiliza o modelo da corrente magnética.
Como mencionado, o diagrama de campo distante pode ser calculado assumindo
que o substrato é infinito ou truncado nas bordas do patch. Uma maneira simples para
calcular o diagrama de campo distante é por meio da reciprocidade. O campo distante
( ) ( )ϕθϕθ ,, ouirEi = é calculado colocando um dipolo de teste de amplitude unitária
no campo distante na direção de interesse ( )φθ ou . Uma vez que o dipolo de teste está
no campo distante, este cálculo é reduzido ao de uma onda plana incidindo no substrato
com plano terra [1]. Tal problema de reflexão de onda plana possui uma solução
aproximada simples. Para o caso do substrato infinito, o diagrama de campo distante do
patch retangular é expresso por
( ) ( )( ) ( )hkW
kL
kE
WhrE zyxTMpatch
10
0 tanc2
sinc2
cos1cos2,,
Γ−
−= θφ
ηφθ
θ (2.22)
( ) ( ) ( )( ) ( )hkW
kL
kE
WhrE zyxTEpatch
10
0 tanc2
sinc2
cos1sincos2,,
Γ−
= θφθ
ηφθ
φ 2.23)
onde
16
RjkeR
jE 0
40
0−
−=
π
ωµ (2.24)
e
φθ cossin0kk x = (2.25)
φθ sinsin0kk y = (2.26)
( )θ101 Nkk z = (2.27)
com
( ) θµεθ2
1 sin−= rrN (2.28)
e ( ) ( ) xxx /tantanc = , com 0η sendo a impedância intrínseca do espaço livre. Na
equação (2.24) a distância R é medida a partir do centro do patch. Os termos TMΓ e TE
Γ
denotam os coeficientes de reflexão TM e TE encontrados por uma onda plana incidindo
na interface entre o ar e o substrato. Para um modelo de substrato infinito pode-se
mostrar que
( )( )
( )( )θε
θθθ
101 tan
sec1
21
hNkN
jr
TM
+
=Γ− (2.29)
e
( )
( )( )( )θ
θ
θµθ
101
tancos
1
21
hNkN
j r
TE
+
=Γ− (2.30)
Para o substrato truncado (truncado nas bordas do patch) e um plano terra
infinito, o campo distante é expresso pelas mesmas equações (2.22) e (2.23), exceto que
agora 1=rε e 1=rµ são usados nas equações (2.29) e (2.30). Isso também implica que
( ) θθ cos1 =N . As dimensões L e W usadas nas equações (2.22) e (2.23) são aquelas do
patch original, contudo correspondendo a um patch ressonante no substrato original (e
17
não aquele de um patch ressonante no ar), embora o ar seja utilizado nas equações
(2.29) e (2.30).
2.9.2 Patch Circular
Os diagramas de campo distante para um patch circular ressonante são similares
àqueles do patch retangular ressonante no mesmo material substrato. O campo
normalizado para o modo dominante 11TM é descrito como [1]:
( ) ( )( )'
111
'11
1
cos,xJ
a
xJ
E z
=
ρ
φφρ (2.31)
Isto corresponde a uma corrente magnética na borda do patch expressa como:
( )φφ cosˆ=sM (2.32)
Para este modo o diagrama de campo distante é expresso por:
( ) ( ) ( ) ( ) ( )( )θθφη
πφθθ
TMz akJhkah
ErE Γ−
= 1sin tanccos2,, 0
'11
0
0 (2.33)
( ) ( ) ( ) ( ) ( )( ) θθθφη
πφθφ
cos1sin tancsin2,, 010
0 TEincz akJhkah
ErE Γ−
−= (2.34)
onde 0E é expresso pela equação (2.24) (onde R é medido a partir do centro do patch) e
( )( )
x
xJxJ inc
1= (2.35)
Assim como no patch retangular, os diagramas para um patch truncado são
dados pelas mesmas fórmulas utilizadas para o substrato infinito, neste caso as equações
(2.33) e (2.34), utilizando 1=rε e 1=rµ . A dimensão a corresponde ao raio do patch
original, não correspondendo àquele do patch tendo o ar como substrato.
18
2.10 Conclusões
Neste capítulo as antenas de microfita foram estudadas e suas características
principais foram analisadas. As principais vantagens e desvantagens em relação à
utilização das antenas de microfita foram discutidas. As antenas de microfita com
patches retangular e circular foram caracterizadas em relação às suas frequências de
ressonância e diagramas de radiação.
19
Capítulo 3
Diodos PIN e Aplicações
3.1 Introdução
Os diodos PIN são utilizados em muitas aplicações em eletrônica, e em
particular encontra ampla utilização em aplicações de chaveamento. O diodo PIN é
também utilizado em várias aplicações em micro-ondas, embora ele tenha tornado-se
popular depois da década de 60. Uma posterior aplicação é como fotodetector, onde sua
estrutura é particularmente apropriada para a absorção de luz.
O diodo PIN é fundamentalmente um dispositivo cuja impedância, nas
frequências de micro-ondas, é controlada por uma excitação DC. Uma característica
particular do diodo PIN é sua habilidade de controlar altos valores de potência de RF
com valores muito baixos de tensão DC [21]. Outra importante propriedade do diodo
PIN é o fato de que ele, sob certas circunstâncias, comporta-se como uma resistência
quase pura nas frequências de RF, por intermédio de uma tensão DC ou corrente de
controle de baixa frequência.
O tamanho reduzido do diodo PIN, baixo peso e alta velocidade de chaveamento
o tornam idealmente aplicável para circuitos miniaturizados de controle de sinais de RF
[22].
3.2 Fundamentos
O diodo PIN é um dispositivo cuja resistência é controlada por corrente nas
frequências de rádio e micro-ondas, sendo o mesmo um semicondutor de silício. Este
dispositivo é constituído de uma camada de material intrínseco de alta resistividade
contida entre camadas altamente dopadas de material tipo P e N, conforme pode ser
visto na figura 3.1. Tipicamente, a camada intrínseca I possui uma resistividade de
20
cm/ 1000 Ω , com espessura podendo chegar a 200 µm, sendo constituída de material
tipo P ou N [22,23].
Figura 3.1 Estrutura do diodo PIN.
Sob certas circunstâncias, o diodo PIN comporta-se como uma resistência quase
pura na faixa de frequências de RF, com um valor de resistência que pode ser variado
sobre uma faixa de aproximadamente 1Ω até 10kΩ através do uso de uma tensão DC ou
uma corrente de controle de baixa frequência.
Quando a corrente de controle é variada continuamente, o diodo PIN é útil para a
aplicação na modulação em amplitude de um sinal de RF. Quando a corrente de
controle é chaveada entre os estados de “ON” (polarização direta) e “OFF” (polarização
reversa) ou em passos discretos, o dispositivo é útil para o chaveamento, modulação de
pulsos, atenuação e defasador de sinais de RF [23].
A curva característica do diodo PIN, ilustrada na figura 3.2, determina a tensão
DC para um nível de corrente na polarização direta. Os diodos PIN são geralmente
classificados em função da sua tensão direta (VF) para um valor DC fixo.
Figura 3.2 Curva característica do diodo PIN.
21
Os níveis de tensão reversa (VR) em um diodo PIN são uma garantia do
fabricante de que não mais que a quantidade especificada, geralmente 10 µA, de
corrente reversa deva fluir quando VR é aplicada [21].
3.3 A modelagem do diodo PIN
Quando o diodo PIN é polarizado diretamente (figura 3.3a), lacunas e elétrons
são injetados na região-I. Estas cargas não possuem capacidade imediata de se
recombinar, permanecendo ativas por certo período de tempo τ , chamado tempo de
vida dos portadores. Isto resulta em uma quantidade de carga armazenada Q que reduz
a resistência da região-I para um valor sR .
Quando o diodo PIN está sob um potencial zero ou reversamente polarizado
(figura 3.3b) não há cargas armazenadas na região-I e o diodo apresenta-se como um
capacitor TC , em paralelo com uma resistência pR . Vale ressaltar que o diodo PIN
possui uma indutância L característica, que independe do tipo de polarização que está
sendo aplicada [21].
Figura 3.3 Modelo de Polarização direta: (a) fluxo de cargas, (b) circuito equivalente.
Figura 3.4 Modelo de Polarização reversa: (a) ausência do fluxo de cargas, (b) circuito equivalente.
22
Os principais parâmetros que definem um diodo PIN são:
sR - Resistência em série quando polarizado diretamente (figura 3.3b);
TC - Capacitância total a 0 V ou polarizado reversamente (figura 3.4b);
pR - Resistência em paralelo quando em 0 V ou polarizado reversamente
(figura 3.4b);
RV - Máxima tensão DC permissível para polarização reversa (figura 3.2);
τ - Tempo de vida dos portadores.
Através da variação da largura W da região-I (figura 3.1) e da área A do diodo é
possível construir diodos PIN de diferentes geometrias, mas que tenham como resultado
os mesmos valores de sR e TC . Estes dispositivos podem ter características similares
para pequenos sinais, contudo os diodos com região-I mais espessa possuem maior
valor para a tensão de ruptura BV (Breakdown Voltage, veja a figura 3.2), enquanto os
dispositivos mais finos têm maior velocidade de chaveamento [21].
A densidade de cargas na região intrínseca e a geometria do diodo determinam a
condutância do dispositivo, enquanto τ determina aproximadamente o limite inferior de
frequências, a partir das quais o diodo pode ser aplicado. A condutância do diodo é
proporcional a carga armazenada, sendo que a carga por sua vez está relacionada com a
corrente do diodo através de [23]:
d
dQ QI
dt τ= + (1)
onde: dI é a corrente no diodo e Q é a carga armazenada no diodo.
Se o diodo for polarizado somente com uma corrente constante, então a carga
armazenada é constante e igual a:
.dQ I τ= (2)
O tempo de vida τ dos diodos PIN é determinado no projeto, sendo usualmente
baseado na velocidade de chaveamento desejada. Tipicamente τ possui valores entre
23
ns 5 e sµ 7 . Para um valor de ns 100 , cf é aproximadamente 1,6 MHz. Dessa maneira
o diodo pode ser visualizado como segue. Para frequências abaixo de cf e tensões DC,
o diodo PIN comporta-se como um diodo semicondutor com junção PN tradicional, ou
seja, o sinal de RF incidente no diodo será retificado, e nele ocorrerá uma considerável
distorção. Na vizinhança de cf , o diodo comporta-se como um resistor linear com uma
pequena componente de não linearidade, o que irá, por consequência, fazer com que o
sinal sofra algum grau de distorção. Para frequências bem acima de cf ( 10. cf f> ) o
diodo aparece essencialmente como uma resistência linear pura, cujo valor pode ser
controlado por uma tensão DC ou um sinal de baixa freqüência [21,23].
3.3.1 Modelo para a velocidade de chaveamento
A velocidade de chaveamento em qualquer aplicação depende do circuito
chaveador, bem como do diodo PIN, que por sua vez possui duas velocidades de
chaveamento, sendo uma correspondente a mudança da polarização direta para a
reversa, denominada como FRT , e outra correspondente a mudança da polarização
reversa para a direta, denominada como RFT . O valor de FRT pode ser calculado a partir
da corrente direta FI e do valor inicial da corrente reversa RI como segue [21]:
ln 1 FFR
R
IT
Iτ
= +
(3)
Assim, com base em (3) pode-se traçar o gráfico da corrente no diodo versus o
tempo, o qual é mostrado na fig. 3.5. Note que a característica do diodo que afeta a
velocidade de chaveamento é o tempo de vida dos portadores τ .
Figura 3.5 Tempo de transição da polarização direta para reversa [21].
24
A velocidade de chaveamento da polarização reversa para direta RFT depende
primariamente da espessura W da região-I como é mostrado na tabela 3.1, na qual
alguns valores típicos são mostrados podendo-se observar que eles também variam com
a corrente de polarização aplicada ao diodo [21].
Tabela 3.1 – Valores típicos para RFT de um diodo PIN.
Espessura da região-I
(µm)
P/ 10 mA P/ 50 mA P/ 100 mA
10 V 100 V 10 V 100 V 10 V 100 V
175 7,0 µs 5,0 µs 3,0 µs 2,5 µs 2,0 µs 1,5 µs
100 2,5 µs 2,0 µs 1,0 µs 0,8 µs 0,6 µs 0,6 µs
50 0,5 µs 0,4 µs 0,3 µs 0,2 µs 0,2 µs 0,1 µs
3.4 Potência Dissipada
O sinal máximo de RF que um diodo PIN pode suportar é limitado pela sua
tensão de ruptura ou sua capacidade de dissipação de potência [24]. Assim, a quantidade
de potência de um sinal, que pode ser transportado através de um diodo PIN, em um
circuito, é geralmente muito maior que a potência real dissipada nele. Por exemplo, um
diodo colocado em série em um circuito absorverá em torno de 2% da potência
incidente. Assim, se tal diodo dissipar 3 mW, poderá transmitir 150 mW de potência de
sinal [22].
3.5 Aplicações do diodo PIN
A propriedade mais importante do diodo PIN é o fato de que ele pode, sob certas
circunstâncias, comportar-se como uma resistência quase pura nas frequências de RF,
com um valor de resistência podendo variar de 1 a 10 k Ω , por meio de um controle de
corrente DC ou de baixa freqüência. Quando o controle de corrente for variado
continuamente, o diodo PIN é utilizado para:
Atenuação;
Nivelamento e modulação em amplitude de um sinal de RF.
Quando o controle for chaveado entre “ON” e “OFF” ou em passos discretos, o
dispositivo é utilizado como:
Chaveador;
25
Atenuador;
Modulador de pulsos;
Defasador.
Será dada uma ênfase à aplicação de chaveamento, que será vista na próxima
seção, por ser esta a utilizada neste trabalho. Também será mostrada a aplicação do
diodo PIN como atenuador. As demais aplicações poderão ser vistas nas referências
[21,22].
3.5.1 Chaveadores
Uma chave é um componente elétrico que serve para alterar a conexão de um
circuito. Uma chave ideal apresenta resistência zero para o fluxo de corrente no estado
direto e resistência infinita para o fluxo de corrente no estado reverso. Uma chave real
apresenta uma baixa resistência no estado direto e uma resistência finita no estado
reverso [25].
A utilização do diodo PIN como um elemento chaveador em circuitos de micro-
ondas é baseada na diferença entre as características de polarização do diodo nos
estados direto e reverso. Em freqüências baixas de microondas, 2f GHz< , o diodo PIN
comporta-se como uma impedância de baixo valor no estado direto e como uma
impedância de alto valor no estado reverso.
A maioria dos projetos de chaves a serem consideradas usa a diferença na
reflexão, ao invés da dissipação, para obter o desempenho da chave. Pouca potência é
dissipada pelo diodo, permitindo que pequenos dispositivos controlem altos valores de
potência de micro-ondas. Portanto, chaves utilizando diodos PIN são redes reativas,
onde as perdas são um efeito de segunda ordem. Circuitos chaveadores parecem com
filtros em diversas características [26].
3.5.1.1 Parâmetros Fundamentais de desempenho de uma chave utilizando diodo
PIN
Para avaliar o desempenho de uma chave que utiliza como elemento o diodo
PIN, há dois parâmetros que caracterizam os dois estados de funcionamento da chave: a
isolação e a perda por inserção.
26
3.5.1.1.1 Isolação
A isolação é uma medida de quão eficiente o diodo PIN apresenta-se em seu
estado “OFF”. Ela é determinada pelo cálculo da diferença entre a potência medida na
saída da chave no estado “ON” e a potência medida na saída da chave no estado “OFF”,
sendo expressa como:
( ) ( ) ( ) ( ) ( )out outon offIsolação dB P dBm P dBm= − (4)
3.5.1.1.2 Perda por Inserção
A perda por inserção é a perda de transmissão através da estrutura física de uma
chave utilizando diodo PIN. A perda por inserção é um parâmetro particularmente
crítico para o projeto de sistemas de comunicação. A perda por inserção é responsável
pela absorção da potência do sinal, causando a figura de ruído do sistema.
3.5.1.2 Configurações de projeto de chaves
Dependendo de como se deseja caracterizar a chave, pode-se construí-la de
diversas maneiras. Serão mostradas a seguir algumas configurações usuais: as chaves
SPST série e paralela, assim como as chaves multi-throw.
3.5.1.2.1 Chave SPST Série
A chave SPST (Single-Pole Single-Through) série possui duas portas. A isolação
máxima obtida depende da capacitância do diodo ( TC ), a perda por inserção ( LI ) e a
potência dissipada ( dP ) dependem da resistência em série da polarização direta [22,25].
Figura 3.6 Chave SPST série: (a) configuração e (b) circuito equivalente ideal.
27
A chave SPST série é comumente utilizada quando uma mínima perda por
inserção é desejada em uma ampla faixa de frequências. Este projeto é também mais
fácil de fabricar utilizando técnicas de circuito impresso, uma vez que não há
necessidade de perfurar a placa para conectar o diodo [21]. Na figura 3.6 o diodo está na
condição de “passagem de potência” quando é diretamente polarizado e apresenta uma
baixa resistência direta, sR , entre o gerador de RF e a carga. Para a condição de
“bloqueio de potência”, o diodo está em potencial zero ou reversamente polarizado e
apresenta uma alta impedância entre a fonte e a carga.
3.5.1.2.2 Chave SPST Paralela
A chave SPST paralela também apresenta duas portas e oferece alta isolação
numa larga faixa de frequências (aproximadamente 20 dB para uma chave com apenas
um diodo). A perda por inserção é baixa, pois não há elementos de chaveamento em
série com a linha de transmissão, como ilustra a figura 3.7. A isolação máxima e a
potência dissipada são funções de sR . A perda por inserção depende primariamente de
TC . A chave SPST paralela produz altos valores de isolação em uma larga faixa de
frequências [21].
Figura 3.7 Chave SPST Paralela: (a) configuração e (b) circuito equivalente ideal.
3.5.1.2.3 Chaves Multi-throw
Quando a atenuação máxima ou os requisitos de isolação são maiores do que os
obtidos por um diodo simples, circuitos com múltiplos diodos utilizando arranjos em
série, paralelo ou série-paralelo podem ser utilizados [22]. Exemplos de tais arranjos são
mostrados na figura 3.8.
28
Figura 3.8 Configurações para conexão de diodos PIN: (a) em paralelo, (b) em paralelo
espaçados em / 4λ e (c) em série-paralelo.
Para o circuito da figura 3.8 (a), no qual é feita a conexão de dois diodos em
paralelo, há um aumento de no máximo 6 dB na atenuação, e consequentemente um
aumento na perda por inserção. Contudo, se n diodos espaçados de intervalos de
comprimento de onda de / 4λ forem utilizados, como mostrado na figura 3.8 (b), a
atenuação total pode ser aumentada por um fator de n vezes a atenuação de um único
diodo.
Onde o uso do espaçamento de / 4λ não for prático, pode-se utilizar o esquema
série-paralelo, mostrado na figura 3.8 (c), para se obter maior isolação. Nesta
configuração obtém-se uma isolação melhor que a soma obtida por somente diodos em
série ou somente diodos em paralelo [23].
Como exemplos práticos das configurações apresentadas têm-se dois circuitos,
um paralelo e outro série, os quais são mostrados na figura 3.9. Para o circuito SPDT
(Single Pole Double Through) mostrado na figura 3.9 (a), quando o diodo 1D está
polarizado diretamente e 2D reversamente, a potência do sinal de RF flui da porta 3
para a porta 2, ficando a porta 1 isolada. Quando as duas condições de polarização são
invertidas, a potência de RF flui da porta 3 para a porta 1, estando agora a porta 2
isolada. A fim de minimizar o carregamento reativo na porta aberta imposto pela porta
fechada, os diodos são espaçados do ponto de alimentação por uma distância de / 4λ .
O choque de RF proporciona um retorno DC para a polarização e um circuito aberto
para o sinal de RF. Os capacitores 1C e 2C proporcionam um terra de RF para os diodos
e um circuito aberto para a corrente de polarização. Para aumentar a isolação desta
29
configuração, pares adicionais de diodos podem ser inseridos nos circuito, devendo
estes estar a uma distância de / 4λ do primeiro conjunto [23].
Quando o espaçamento de / 4λ for impraticável ou sua restrição de largura de
banda é indesejável, pode ser usada uma configuração série, como mostra a figura
3.9(b). Neste circuito quando o diodo 1D está polarizado diretamente e 2D
reversamente, a potência de RF seguirá da porta 3 para a porta 1, ficando a porta 2
isolada. Invertendo-se as condições de polarização, obtém-se a fluência do sinal da porta
3 para a porta 2, e a porta 1 fica isolada. Nesta configuração os capacitores 1C e 2C tem
a função de isolar a tensão DC das portas de RF. Um aumento de isolação pode ser
conseguido colocando-se nas portas de saída diodos em paralelo ou em série, devendo
neste caso, os mesmos estarem separados entre si de / 4λ [23].
Figura 3.9 Chaves Multi-throw: (a) Chave SPDT Paralela, (b) Chave SPDT Série.
30
3.5.1.2.4 Chave Transceptora
Há uma classe de chaves usadas em aplicações para transceptores cuja função é
conectar a antena ao transmissor no estado de transmissão e ao receptor no estado de
recepção. Quando diodos PIN são utilizados como elementos nestas chaves elas
apresentam alta robustez e velocidade de chaveamento em comparação com projetos
eletro-mecânicos.
O circuito básico de uma chave eletrônica consiste de um diodo PIN conectado
em série com o transmissor (veja a figura 3.10), e um diodo em paralelo conectado a
uma distância de / 4λ . Quando chaveada no estado de transmissão cada diodo torna-se
polarizado diretamente. O diodo em série aparece como uma baixa impedância ao sinal
que se dirige a antena e o diodo em paralelo efetivamente curto circuita os terminais da
antena receptora para prevenir sobrecarga. A perda por inserção na transmissão e a
isolação do receptor dependerão da resistência do diodo. Na condição de receptor os
diodos tornam-se reversamente polarizados e apresentam essencialmente uma baixa
capacitância, CT, que cria um caminho de baixa perda de inserção entre a antena e o
receptor. O transmissor torna-se isolado devido a alta impedância do diodo em série
[21].
Figura 3.10 Chave transceptora.
3.5.1.2.5 Práticas Comuns no Projeto de Chaves
Quando uma chave não está funcionando satisfatoriamente, frequentemente não
é devido ao diodo PIN, mas às outras limitações do circuito, como suas perdas e a sua
interação com o circuito de polarização.
Uma prática convencional em um novo projeto é antes analisar a perda do
circuito substituindo alternativamente o diodo PIN por um curto circuito (que pode ser
31
um condutor qualquer) ou um circuito aberto. Isto simulará o desempenho do circuito
com diodos PIN ideais. Qualquer deficiência no circuito externo deve ser corrigida
antes de inserir os diodos PIN [21].
3.5.2 Atenuadores
Os atenuadores são muito aplicados em redes de micro-ondas e RF. Construídos
através de redes de diodos PIN ou por MMICs (Circuitos Integrados Monolíticos de
Micro-ondas), estes circuitos são utilizados para ajustar o nível de potência de um sinal
de RF a partir de um controle de tensão. Estes atenuadores podem ser utilizados em
várias aplicações: telefones celulares, PCNs (Redes de Comunicação Pessoal), redes
LAN e rádios portáteis
Na aplicação em atenuadores a resistência característica do diodo PIN é
explorada não apenas em seus valores extremos, como nas chaves, mas nos valores
finitos entre estes extremos.
Na seleção de um diodo PIN para uma aplicação de atenuador deve-se estar
atento à faixa de resistência do diodo, que define a faixa dinâmica do atenuador.
Circuitos atenuadores que utilizam diodos PIN são usados extensivamente em Controle
Automático de Ganho (AGC) e aplicações de nivelamento de RF, assim como em
atenuadores controlados eletronicamente e moduladores [21].
Um exemplo de atenuador é o atenuador π fixo que é mostrado na figura 3.11.
As equações de projeto para R1 e R3 são [27]
1 0
1
1
KR Z
K
+ =
− (4)
03
1
2
ZR K
K
= − (5)
Onde K é a razão de tensão entre a entrada e a saída.
32
Figura 3.11 Atenuador π Básico.
Os resistores R1 em paralelo e o resistor R3 em série são fixados para se obter
algum valor desejado de atenuação A, que é expresso como
( )20logA K= (6)
Esta configuração de atenuador ainda provê impedâncias de entrada e de saída
que casam com a impedância característica do sistema.
Como discutido anteriormente, quando os diodos PIN operam em frequências
bem acima da sua frequência de corte fc eles podem ser utilizados como resistores
variáveis controlados por corrente. Três diodos podem ser usados para substituir os
resistores fixos do circuito π para criar um atenuador variável. Contudo, o uso de três
diodos como três resistores variáveis em um atenuador π leva a uma assimetria na rede,
que resulta em uma rede de polarização particularmente complicada [27].
3.6 Conclusões
Neste capítulo foi feita uma caracterização de um tipo particular de dispositivo
usado como chave para circuitos de micro-ondas: os diodos PIN. Estes componentes
podem ser descritos, sob certas condições, como resistores controlados por corrente. Ao
utilizar este tipo de diodo em seus valores extremos de polarização pode-se conseguir
estados propícios para a utilização em circuitos chaveadores. Ao utilizar toda a faixa de
valores de resistência entre os extremos da polarização pode-se aplicar estes diodos em
circuitos atenuadores.
33
Capítulo 4
Antenas Reconfiguráveis
4.1 Introdução
Diferentes tipos de antenas foram desenvolvidos nos últimos 50 anos. Essas
variedades incluem os dipolos, os monopolos, as antenas loop, de abertura, refletoras,
de microfita e as antenas dielétricas. Cada categoria possui benefícios e limitações que a
torna mais ou menos apropriada para aplicações particulares [28].
Todavia, a escolha de uma antena dentre as categorias mencionadas acima
também impõe restrições no desempenho do sistema como um todo, pois as
características da antena são fixas. Tornar as antenas reconfiguráveis, de forma que seu
comportamento possa se adaptar com a alteração dos requisitos do sistema ou condições
do meio, pode reduzir ou eliminar essas restrições e prover níveis adicionais de
funcionalidade ao sistema. Esta multifuncionalidade provê aos usuários opções de
conectividade a diferentes tipos de serviços sem fio para diferentes finalidades e em
diferentes momentos. As antenas reconfiguráveis podem ser utilizadas para reduzir o
número de antenas necessárias para determinadas aplicações, mas elas também podem
ser utilizadas para servir a tarefas mais complexas. Algumas destas tarefas incluem
utilizá-las como elementos de controle programável com alimentação para aumentar o
throughput, reduzir erros e ruído, etc. [1].
4.2 A Reconfigurabilidade em Antenas
A reconfigurabilidade é a capacidade de alterar características operacionais
fundamentais do elemento radiante, seja de maneira elétrica, mecânica ou através de
outros meios. Deste modo, a tradicional defasagem de sinais entre elementos de um
34
arranjo para conseguir ajuste e direcionamento de feixe não torna a antena
“reconfigurável”, pois as características operacionais da antena permanecem inalteradas.
Idealmente, uma antena reconfigurável deve ser capaz de modificar
independentemente um ou mais dentre os seguintes parâmetros: frequência de operação,
largura de banda, polarização e diagrama de radiação. O principal desafio encontrado
quando se deseja desenvolver este tipo de antena é obter não apenas os níveis desejados
de funcionalidade, mas também em integrar esta funcionalidade em sistemas completos
para chegar a soluções eficientes e de custo efetivo.
4.3 Métodos de Obtenção da Reconfigurabilidade em
Frequência
As antenas reconfiguráveis em frequência (também conhecidas como antenas
sintonizáveis ou ajustáveis) podem ser classificadas em duas categorias: contínuas e
chaveadas. As antenas ajustáveis em frequências contínuas permitem transições suaves
dentro de uma determinada faixa de frequências. As antenas ajustáveis chaveadas, por
outro lado, utilizam um tipo de mecanismo de chaveamento para operar em bandas de
frequência distintas e bem definidas. Ambos os tipos de antenas em geral compartilham
uma teoria comum de operação e reconfiguração. A principal diferença está na mudança
do comprimento efetivo do elemento radiante, que permite a operação em diferentes
bandas de frequência, e nos dispositivos ou mecanismos utilizados para conseguir estas
alterações [28].
4.3.1 Teoria Fundamental de Operação
O comprimento elétrico efetivo da antena, em grande parte, determina a
frequência de operação, sua largura de banda associada (tipicamente não mais que cerca
de 10% e geralmente entre 1% a 3%) e a distribuição de corrente na antena, que dita seu
diagrama de radiação. Por exemplo, para uma antena dipolo linear comum, a primeira
ressonância ocorre em uma frequência onde a antena possui um comprimento de
aproximadamente meio comprimento de onda, e a distribuição de corrente resulta em
um diagrama de radiação onidirecional, normal ao eixo da antena. Neste caso, para que
a antena opere numa frequência mais alta, a antena pode simplesmente ser reduzida para
um comprimento que corresponda a meio comprimento de onda, em relação à nova
35
frequência. O novo diagrama de radiação terá aproximadamente as mesmas
características do primeiro devido à distribuição de corrente ser a mesma relativa ao
comprimento de onda. O mesmo fenômeno pode ser observado em antenas loop, de
abertura e de microfita [28].
4.3.2 Mecanismos de Reconfiguração
Vários mecanismos podem ser utilizados para alterar o comprimento efetivo de
antenas ressonantes, embora alguns desses sejam mais efetivos que outros em manter as
características de radiação da configuração original.
4.3.2.1 Chaves
O comprimento efetivo da antena e, portanto, sua frequência de operação, pode
ser alterado adicionando ou removendo parte do comprimento da antena através de um
meio eletrônico, óptico ou mecânico. Diferentes tipos de técnicas de chaveamento
(como as chaves ópticas, diodos PIN, FETs e chaves RF-MEMS) têm sido utilizadas em
antenas dipolo e monopolo sintonizáveis para várias faixas de frequência. Por exemplo,
Freeman et al. [29] analisou a alteração do comprimento efetivo de uma antena
monopolo utilizando chaves ópticas, que ajudou a eliminar alguns efeitos gerados pela
chave e pelo circuito de polarização que pode ocorrer com outros tipos de chaves. A luz
gerada a partir de diodos laser foi utilizada para controlar as chaves. Um trabalho
similar foi realizado por Panagamuwa et al. em [30]. Neste caso, um dipolo fabricado
em silício de alta resistividade foi equipado com duas chaves fotocondutoras de silício.
Com ambas as chaves fechadas a antena operou em uma frequência de 2,16 GHz e com
ambas as chaves abertas a antena operou em 3,15 GHz.
Utilizando diodos PIN, Roscoe et al. desenvolveu uma antena dipolo impressa
reconfigurável para gerar três bandas de operação entre 5,2 e 5,8 GHz [31]. Outros
trabalhos têm aplicado a mesma abordagem em patches de microfita [32,33], dipolos de
microfita [34], e antenas Yagi [35].
Aberturas radiantes chaveadas com uma variedade de geometrias e propriedades
de radiação também têm sido propostas. Peroulis et al. demonstrou uma antena
ajustável utilizando como chaves quatro diodos PIN que alteraram o comprimento
efetivo de uma fenda em formato de S para operar em uma de quatro bandas de
frequência entre 530 e 890 MHz [36].
36
Pode-se também conseguir mudanças discretas no comprimento elétrico da
antena mantendo praticamente a sua estrutura inicial alterando o caminho das correntes
na estrutura. Yang e Rahmat-Samii [37] demonstraram um exemplo desta técnica
utilizando uma antena de microfita. Uma abertura retangular é feita em um patch de
microfita retangular convencional. Um diodo PIN posicionado no centro da abertura
altera os caminhos da corrente no patch dependendo do seu estado de polarização.
4.3.2.2 Carregamento Reativo Variável
O uso de carregamento reativo variável possui muito em comum com a
reconfigurabilidade chaveada discutida anteriormente. A única diferença entre os dois
mecanismos é que, neste caso, a mudança no comprimento efetivo da antena é realizada
com dispositivos ou mecanismos que podem trabalhar em uma faixa contínua de valores
(geralmente capacitância) que permitem mudanças suaves ao invés de mudanças
discretas na banda de frequência de operação da antena.
Um exemplo de uma antena de microfita ajustável continuamente é mostrado em
[38]. Neste caso, dois diodos varactor foram conectados entre as bordas radiantes da
estrutura e o plano terra. Com uma polarização reversa variando entre 0 e 30 V, os
diodos varactor apresentaram capacitância entre 2,4 e 0,4 pF. Com a alteração do nível
de polarização, a capacitância nas bordas do patch ajustou seu comprimento elétrico.
Ajuste contínuo de frequência sobre uma banda larga de frequência pode ser conseguido
dependendo da topologia da antena.
Em [39] uma antena ajustável de abertura foi carregada com dois componentes
FETs. Com o ajuste da tensão de polarização, as reatâncias dos FETs foram variadas, o
que, por sua vez, alterou o comprimento efetivo da abertura e sua frequência de
operação. A faixa de ajuste foi de cerca de 10%, centrado em 10 GHz. Os diagramas de
radiação permaneceram essencialmente inalterados para esta pequena faixa de ajuste.
Mais recentemente, uma antena de microfita foi ajustada utilizando capacitores
integrados RF-MEMS [40]. Outras antenas de microfita com aberturas utilizando
varactores foram demonstradas em [41]. Uma combinação de chaveamento e ajuste
reativo foi utilizada em [42] em uma antena monopolo impressa.
37
4.3.2.3 Mudanças Estruturais e Mecânicas
Alterações mecânicas ao invés de alterações elétricas na estrutura de antenas
podem proporcionar maiores deslocamentos de frequência, quer seja em bandas
ajustáveis de maneira chaveada quer seja de maneira contínua. Os principais desafios
com essas antenas estão no projeto de suas dimensões físicas, no mecanismo de atuação
e em manter as outras características em face das significativas mudanças estruturais.
Um exemplo de uma antena ajustável mecanicamente foi demonstrado em 1998, onde
um sistema acionador piezo-elétrico foi utilizado para variar o espaçamento entre uma
antena de microfita e um radiador parasita para mudar a frequência de operação da
antena [43-45]. Embora possua uma largura de banda muito estreita (1%), o movimento
controlado do elemento parasita resultou em uma largura de banda de cerca de 9%. Este
exemplo ilustra a dificuldade em conseguir um tipo de reconfigurabilidade sem incorrer
em mudanças em outras características da antena; a largura de banda e o ganho da
estrutura também mudaram como função do espaçamento do elemento parasita, mas não
puderam ser individualmente controlados [45].
Outro exemplo de alterações contínuas de frequência geradas por mudanças
mecânicas é uma antena de microfita acionada magneticamente [46]. Uma antena de
microfita projetada para operar em cerca de 26 GHz foi coberta com uma camada fina
de material magnético e depositada sobre um substrato. Utilizando um processo
chamado de montagem por deformação plástica, a aplicação de um campo magnético
DC externo causa deformação plástica da antena no ponto da borda onde ela é ligada à
linha de alimentação de microfita, resultando em um patch que fica posicionado em um
ângulo sobre o substrato. Pequenas mudanças neste ângulo resultam em alterações na
frequência de operação preservando as características de radiação, enquanto que
ângulos maiores resultam em deslocamentos de frequência acompanhados de mudanças
significativas no diagrama de radiação da antena. Em particular, quando este ângulo
entre o patch e o substrato horizontal aumenta para próximo de 45º, a radiação da
antena é mais característica ao de uma antena corneta e muda em direção ao diagrama
de uma antena monopolo quando o ângulo se aproxima de 90º.
4.3.2.4 Mudanças no Material
Embora mudanças nos condutores predominem em projetos de antenas
reconfiguráveis, mudanças nas características do material também podem ser utilizadas
38
para conseguir a reconfiguração em frequência. Em particular, um campo elétrico
estático pode ser utilizado para alterar a permissividade relativa de um material
ferroelétrico. Estas mudanças na permissividade relativa ou permeabilidade podem ser
utilizadas para alterar o comprimento elétrico efetivo de antenas, mais uma vez
resultando em deslocamentos na frequência de operação. Um exemplo de uma antena
reconfigurável em frequência sobre um substrato de ferrita é apresentado em [47], que
apresentou uma faixa de ajuste contínuo de 40% com a variação do campo magnético
estático no plano do substrato e perpendicular à dimensão ressonante do patch.
Muitos grupos têm desenvolvido materiais ferroelétricos na forma de filme com
o objetivo de minimizar a perda introduzida no circuito enquanto provê um grau de
reconfigurabilidade [48-50].
4.4 Métodos de Obtenção da Reconfigurabilidade de
Polarização
A reconfiguração da polarização em antenas pode ajudar a prover imunidade a
sinais interferentes em diversos ambientes assim como prover um grau de liberdade
adicional para melhorar a qualidade do link como uma forma de diversidade em antenas
chaveadas [51].
4.4.1 Teoria Fundamental de Operação
A direção do fluxo de corrente em uma antena transforma-se diretamente na
polarização do campo elétrico no campo distante da antena. Para obter a
reconfigurabilidade da polarização, a estrutura da antena, as propriedades do material,
e/ou a configuração da alimentação devem ser alterados de maneira que alterem o fluxo
de corrente da antena. Reconfigurações de polarização podem incluir, por exemplo,
mudanças entre polarizações circulares orientadas para direita ou para a esquerda ou
entre polarizações linear e circular. Os mecanismos para obter essas modificações (por
exemplo, chaves e mudanças estruturais) são em sua grande maioria as mesmas
descritas anteriormente para a reconfiguração em frequência, embora suas
implementações sejam necessariamente diferentes. A principal dificuldade deste tipo de
reconfigurabilidade é que ela deve ser obtida sem mudanças significativas em
características como impedância e frequência de operação.
39
4.4.2 Mecanismos de Reconfiguração
Várias antenas foram desenvolvidas para oferecer características de polarização
reconfigurável utilizando chaves. Um exemplo de tal antena reconfigurável é a antena
de microfita com aberturas chaveadas, ou antena PASS (Patch Antenna with Switchable
Slot) [42,43], que também foi utilizada para prover reconfigurabilidade em frequência
[37]. Em geral, a antena PASS consiste de uma antena de microfita com uma ou mais
aberturas no patch de cobre. Uma chave é inserida no centro da abertura para controlar
como se comportam as correntes no patch. Quando a chave está aberta, as correntes
devem fluir ao redor da abertura. Quando a chave está fechada, as correntes podem fluir
pelo caminho mais curto criado pela chave fechada. A reconfigurabilidade da
polarização é obtida incluindo duas aberturas ortogonais na superfície do patch. A
ativação alternada das chaves leva às polarizações circulares orientadas para a direita ou
para a esquerda.
4.5 Métodos de Obtenção da Reconfigurabilidade de
Diagrama de Radiação
A radiação da antena é geralmente caracterizada por um conjunto de dois
diagramas de radiação tomados em planos ortogonais de interesse. Os diagramas
tridimensionais são usados ocasionalmente para obter uma estimativa do desempenho
da antena.
4.5.1 Teoria Fundamental de Operação
O arranjo das correntes, sejam elétricas ou magnéticas, em uma antena em
grande parte determina a distribuição espacial da radiação da estrutura. A relação entre
as correntes e a radiação resultante torna a reconfigurabilidade em diagrama de radiação
sem mudanças significativas na frequência de operação difícil de se obter. Para
desenvolver antenas com diagramas de radiação reconfiguráveis específicos, devem-se
determinar quais os tipos de distribuição de corrente da fonte, incluindo informações de
magnitude e fase. Uma vez determinada uma topologia para a distribuição de corrente
um projeto da antena pode ser selecionado e alterado para obter a distribuição de
corrente desejada.
40
4.5.2 Mecanismos de Reconfiguração
4.5.2.1 Mudanças Estruturais e Mecânicas
As antenas refletoras são uma escolha natural para aplicações que requerem
reconfiguração de diagrama de radiação independente da frequência. Clarricoats e Zhou
demonstraram um exemplo de uma antena refletora reconfigurável em radiação através
do ajuste da ativação de uma estrutura refletora [52]. Neste primeiro caso, o contorno
refletor foi alterado manualmente em certas regiões, que resultou em mudanças na
forma e na direção do feixe. Numa posterior alteração motores de passo controlados por
computador foram implementados para reposicionar os cabos conectados à grade do
refletor para ajudar a reconfiguração automática do diagrama de radiação [53].
Um sistema similar para aplicações em satélite foi desenvolvido com
capacidades expandidas através de mudanças no sub-refletor do sistema ao invés do
refletor principal [54].
4.5.2.2 Mudanças Elétricas
Em geral, alterações elétricas em uma estrutura radiante resultam em mudanças
nas características de radiação. O conhecimento da operação fundamental da antena em
questão pode ajudar a fazer as alterações apropriadas para chegar a um projeto
satisfatório. Por exemplo, diagramas de radiação reconfiguráveis podem ser obtidos
com radiadores baseados em aberturas. Em [55], uma antena de abertura anelar é
utilizada tanto como dispositivo reconfigurável em diagrama de radiação como
reconfigurável em frequência. A reconfigurabilidade em frequência para esta antena é
conseguida através de diodos PIN que controlam o circuito de casamento de entrada,
enquanto que a reconfigurabilidade em radiação é conseguida com outros diodos PIN
localizados em determinadas posições da abertura da antena para controlar a direção do
nulo no diagrama de radiação que é inerente da operação básica desta antena [55].
4.5.2.3 Mudanças através de Elementos Parasitas
Um dos métodos mais efetivos e difundidos para alterar os diagramas de
radiação independentemente do comportamento da frequência é a utilização de
elementos parasitas chaveados ou ajustados eletricamente. Estes métodos possuem
várias qualidades atrativas: isolação do elemento principal (alimentado) em relação aos
41
elementos ajustáveis, largura de banda potencialmente larga e várias topologias e
funcionalidades disponíveis. Fundamentalmente, o ajuste dos diagramas de radiação de
uma antena desta maneira depende do acoplamento mútuo entre os elementos parasitas
e o elemento principal, resultando em um comportamento efetivo de um arranjo a partir
de um único ponto de alimentação. Portanto, alterações nos diagramas de radiação são
obtidas através de mudanças no acoplamento entre os elementos, que, desta forma,
altera as correntes efetivas nos elementos parasitas e no elemento principal.
Antenas de microfita reconfiguráveis também podem utilizar elementos parasitas
chaveados ou ajustáveis. Um exemplo foi desenvolvido por Zhang et al. [56]. A antena
é composta por um elemento linear simples com dois elementos parasitas espaçados
posicionados paralelamente ao elemento principal. Os comprimentos dos elementos
parasitas são alterados por intermédio de chaves eletrônicas [56] ou varactores [57],
que, por sua vez, alteram as magnitudes e as fases das correntes nos elementos parasitas
em relação ao elemento principal. Inclinações no feixe principal em um plano podem
ser chaveadas [56] ou variadas continuamente [57] ao passo que os comprimentos dos
elementos parasitas são alterados. Com o elemento principal relativamente isolado das
seções reconfiguradas da estrutura, a frequência de operação e a largura de banda são
preservadas. Esta antena, de uma maneira similar à maioria das antenas ajustáveis
através de elementos parasitas, pode ser analisada teoricamente utilizando uma
combinação de teoria de arranjos e acoplamento para explicar as inclinações nos
diagramas [58]. Outros exemplos de arranjos planares reativamente ajustáveis baseados
em patches padrões de microfita são apresentados por Dinger [59,60]. Para sistemas
com elementos parasitas ajustáveis como estes, algoritmos de busca e otimização
podem ser utilizados para determinar as reatâncias de ajuste necessárias em cada
elemento parasita para produzir um feixe ou um nulo em um ângulo predeterminado
[61,59].
Embora as antenas reconfiguráveis utilizando elementos parasitas discutidas até
agora sejam relativamente diretas em sua topologia e operação, outras estruturas mais
complexas têm sido desenvolvidas para funcionarem com o mesmo princípio, mas são
mais difíceis de analisar e projetar. Um exemplo deste conceito é a espiral quadrada de
microfita reconfigurável desenvolvida por Huff et al. [62] que provê um feixe broadside
ou inclinado 45º sobre uma largura de banda comum. Em seu estado fundamental como
uma antena de microfita espiral simples o diagrama de radiação é broadside. A antena
42
possui duas conexões chaveadas: uma conexão que possibilita um curto-circuito no fim
da espiral ao plano terra e outra que chaveia uma pequena descontinuidade no braço da
espiral. Quando as duas chaves são ativadas, desta maneira a antena torna-se, em
essência, uma linha de microfita aberta com um braço parasita. Nesta configuração, é
conseguida uma inclinação de 45º em relação ao diagrama de radiação broadside.
Antenas baseadas em uma estrutura similar utilizando conexões com chaves RF-MEMS
apresentaram características de radiação chaveadas entre broadside e end-fire [63-65].
4.5.2.4 Mudanças no Material
Ferritas e materiais ferroelétricos, embora tipicamente aplicadas na
reconfigurabilidade em frequência, podem também ser utilizadas para reconfigurar
diagramas de radiação. Nestes casos, as alterações nas características do material podem
ser utilizadas para mudar as distribuições de corrente ressonante nos condutores, que
desta forma resulta em mudanças no diagrama de radiação.
Durante os últimos 60 anos, muitos pesquisadores têm investigado o uso do
ajuste de materiais de ferrita para produzir diagramas de radiação ajustáveis [66]. Em
[66], um substrato de ferrita posicionado acima de uma antena de microfita circular
proveu uma inclinação de cerca de 15º no feixe do diagrama quando a ferrita foi
polarizada com um campo magnético. Contudo, as perdas e a espessura requerida da
ferrita impediu sua futura implementação prática.
Em [67], a permissividade variável de um substrato ferroelétrico é utilizada para
obter um feixe dirigido com frequência fixa utilizando um arranjo bidimensional de
antenas de abertura. A estrutura completa consiste de um substrato não-magnético
aterrado e acima deste outro substrato ferroelétrico ajustável, que é então coberto com
uma camada condutora que contém o arranjo bidimensional de aberturas radiantes.
4.6 Métodos de Obtenção de Antenas Reconfiguráveis
Compostas
Como visto nas seções anteriores, é um grande desafio separar as características
de frequência da antena das características de radiação. Realmente, esta capacidade de
selecionar independentemente a frequência de operação, largura de banda e
características do diagrama de radiação é o objetivo máximo dos pesquisadores da área
43
de antenas reconfiguráveis [28]. Recentemente, muitos grupos têm conseguido este tipo
de reconfigurabilidade, chamada de reconfigurabilidade composta.
4.6.1 Teoria Fundamental de Operação
Embora a teoria fundamental de operação por trás de qualquer antena
reconfigurável composta não seja diferente daquela de uma antena reconfigurável
comum, o projeto e o controle neste caso são obviamente mais complexos. Até agora, a
maioria das antenas reconfiguráveis compostas por elementos simples possuem um foco
primário em uma dimensão de operação e suas funcionalidades adicionais são obtidas
pelo ajuste da estrutura existente.
4.6.2 Mecanismos de Reconfiguração Eletrônica
Um exemplo de uma abertura reconfigurável composta utiliza chaves (baseadas
em diodos e transistores, MEMS, ou outras topologias) para conectar pequenos patches
condutores para criar determinadas topologias para as antenas [68]. A quantidade de
chaves requeridas para esta aplicação pode facilmente chegar a algumas centenas. Neste
caso, as conexões entre os patches foram encontrados utilizando um algoritmo genético
juntamente com um simulador eletromagnético FDTD. Após cada iteração do algoritmo
genético, o simulador de onda completa é utilizado para predizer o desempenho da
estrutura resultante, e então o algoritmo realiza refinamentos no projeto para conseguir
os objetivos de desempenho desejados. Embora esta abordagem possa resultar em várias
estruturas com novos e inesperados desempenhos, há algumas limitações. Em geral,
configurações de banda larga conseguem menos ganho do que configurações de faixa
estreita devido às configurações de banda larga possuírem menos elementos radiadores
efetivos em sua configuração, que possui um tamanho físico fixo.
Outra versão de uma abertura reconfigurável utiliza a mesma abordagem
conceitual de [68], mas implementa através de uma tecnologia diferente. Neste caso,
plasmas semicondutores são utilizados para estruturar as antenas [69]. Ilhas de plasma
de alta condutividade são formadas e controladas através de correntes DC injetadas em
estruturas de diodos de silício de alta resistividade. Essencialmente, quando a
polarização DC é momentaneamente suspensa, a abertura “desaparece”. Outra aplicação
em direcionamento de feixe reconfigurável pode ser observada em [70].
44
4.7 Tópicos Práticos na Implementação de Antenas
Reconfiguráveis
Em muitos casos, a topologia da antena e sua respectiva aplicação oferecem uma
restrição na escolha do mecanismo de reconfiguração. Há muitos fatores a serem
considerados, como: velocidade de reconfiguração, consumo de potência, complexidade
de fabricação, durabilidade, tempo de vida do dispositivo, complexidade de controle e
tipos de polarização, peso, tamanho, custo e, principalmente, desempenho.
Em geral, mecanismos de reconfiguração mecânicos são mais lentos do que os
mecanismos eletrônicos, mas eles podem ser mais versáteis na mudança de desempenho
através de alterações físicas. As chaves MEMS oferecem melhor isolação e menor
consumo de potência em relação aos diodos PIN e os FETs, mas as MEMS ainda não
competem com as chaves convencionais quando se trata de velocidade de chaveamento.
Outros tipos de reconfiguração mecânica que requer movimento físico dos componentes
da antena podem prover uma maior robustez na operação e serem menos complexas de
construir, mas são mais sensíveis a vibrações [28].
4.7.1 Implementação do Mecanismo de Reconfiguração
Uma vez escolhido o mecanismo de reconfiguração, sua inclusão na estrutura
radiante se apresenta como um aspecto desafiador no desenvolvimento de antenas
reconfiguráveis. De fato, há uma dificuldade em implementar o mecanismo de controle
ou chaveamento nas antenas que foram originalmente desenvolvidas utilizando
conexões aproximadas (curto-circuito e circuito aberto) para a prova do conceito de
reconfigurabilidade.
Uma solução para o problema de implementação do mecanismo de
reconfiguração é fabricar a antena e quaisquer elementos chaveadores na mesma etapa
de fabricação.
4.7.2 Redes de Casamento de Impedância
Alterações extremas na frequência de operação podem levar a alterações
necessárias nas redes de casamento. Uma abordagem muito comum é tornar estas redes
de casamento de impedância também reconfiguráveis. Vários grupos de pesquisa têm
45
desenvolvido novos circuitos de casamento que podem ser utilizados em conjunto com
as antenas reconfiguráveis [71-73].
4.8 Conclusões
Neste capítulo foi feita uma breve apresentação de como as antenas
reconfiguráveis podem ser uma ótima alternativa para o projeto de antenas possuindo
características ajustáveis. Foram apresentados alguns métodos de obtenção de
reconfigurabilidade em frequência, em polarização e em diagrama de radiação e um
breve levantamento bibliográfico foi realizado de algumas destas antenas
reconfiguráveis.
46
Capítulo 5
Antena de Microfita com Patch
Circular Reconfigurável
5.1 Introdução
Neste capítulo será apresentada a antena reconfigurável em frequência
desenvolvida neste trabalho. Ela é constituída por um patch circular circundado por um
anel de microfita. Serão mostrados resultados obtidos em simulações e medições.
Comparações entre os estados de reconfiguração são feitas e alguns parâmetros destas
antenas são analisados.
5.2 Antena de Microfita com Patch Circular Reconfigurável
utilizando um Anel Parasita
Para este trabalho foi desenvolvida uma antena de microfita reconfigurável
constituída de um patch circular circundado por um anel parasita de microfita, como
pode ser visto na figura 5.1.
Figura 5.1 Geometria da antena de microfita com patch circular reconfigurável com
anel parasita proposta neste trabalho.
47
Inicialmente foi desenvolvida uma antena com patch circular convencional,
possuindo um raio a1, onde esta apresenta uma frequência de ressonância para o modo
dominante 11TM expressa pela equação (2.15), anteriormente mostrada, e re-escrita a
seguir:
( )1101
1,8412
2rf
aπ µε= (5.1)
Em seguida, foi feita uma investigação através de simulações computacionais
utilizando o software Ansoft Designer v3 para a estrutura mostrada na figura 5.1. Para a
reconfiguração foram utilizadas aproximações para a chave que interliga o patch central
ao anel externo. Para a chave no estado “OFF” foi utilizada a aproximação de um
circuito aberto, e o anel externo não está conectado ao patch central (figura 5.2 (a)).
Neste caso a antena deve apresentar apenas uma frequência de ressonância associada ao
seu raio a1. Para a chave no estado “ON” foi utilizada uma aproximação de curto
circuito apenas interligando o patch central ao anel externo (figura 5.2 (b)). Neste caso,
duas frequências de operação estão associadas com o modo ressonante fundamental
11TM da antena de microfita circular convencional. Por esta razão, as duas frequências
de operação são esperadas terem quase a mesma distribuição de corrente de superfície
no patch excitado, levando a uma operação dual-frequency com as duas frequências
possuindo características de radiação similares.
Figura 5.2 Aproximações utilizadas para o diodo PIN: (a) aproximação para a chave no
estado “OFF” e (b) aproximação para a chave no estado “ON”.
48
5.2.1 Resultados Simulados e Medições
Foram realizadas simulações de alguns protótipos destas antenas no software
Ansoft Designer v3 seguidas das respectivas medições dos protótipos confeccionados.
Para a confecção dos protótipos foi utilizado um substrato laminado de fibra de vidro
com permissividade elétrica 4,4rε = e espessura 1,57h mm= . Foi utilizada a
alimentação utilizando probe coaxial.
A figura 5.3 mostra algumas vistas da configuração da antena proposta gerada
pelo software.
(a)
(b)
Figura 5.3 - Configuração da antena proposta no Ansoft Designer v3: (a) vista superior
e (b) vista lateral.
A tabela 5.1 mostra as características estruturais das antenas que foram
utilizadas para as simulações e construídas para a realização das medições. Estes
parâmetros estruturais podem ser visualizados na figura 5.1. O valor de d foi escolhido
como sendo 2,8 mm.
49
Tabela 5.1 Parâmetros Estruturais das Antenas Simuladas e Construídas.
Antena a1 (mm) w (mm) a2 (mm) d (mm) Estado da
Chave
01 8,25 1,5 11,25 2,8 OFF 02 8,25 1,5 11,25 2,8 ON
03 8,25 1,8 11,55 2,8 OFF 04 8,25 1,8 11,55 2,8 ON 05 8,25 2,0 11,75 2,8 OFF
06 8,25 2,0 11,75 2,8 ON 07 8,25 2,8 12,55 2,8 OFF
08 8,25 2,8 12,55 2,8 ON
5.2.1.1 Chaves no estado “OFF”
Inicialmente foi analisada a perda de retorno para as quatro antenas utilizando a
aproximação da chave no estado “OFF” (veja a tabela 5.1). A figura 5.2 (a) mostra a
aproximação para a chave no estado “OFF” utilizada neste trabalho tanto para as
simulações como nas medições.
A figura 5.4 mostra os resultados obtidos para a perda de retorno da antena 01,
que possui seus parâmetros estruturais mostrados na tabela 5.1. Pode-se notar uma
concordância satisfatória entre o resultado simulado (fr = 5,0526 GHz) e o resultado
medido (fr = 4,997 GHz), considerando valores de perda de retorno menores ou iguais a
-10 dB.
A figura 5.5 mostra os resultados obtidos para a perda de retorno da antena 03,
que possui seus parâmetros estruturais mostrados na tabela 5.1. O resultado medido para
esta antena em particular não se mostraram satisfatórios.
A figura 5.6 mostra os resultados obtidos para a perda de retorno da antena 05,
que também possui seus parâmetros estruturais mostrados na tabela 5.1. Pode-se notar
uma concordância satisfatória entre o resultado simulado (fr = 5,0526 GHz) e o
resultado medido (fr = 4,977 GHz).
50
Figura 5.4 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 01 (w = 1,5 mm).
Figura 5.5 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 03 (w = 1,8 mm).
51
Figura 5.6 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 05 (w = 2,0 mm).
A figura 5.7 mostra os resultados obtidos para a perda de retorno da antena 07,
que possui seus parâmetros estruturais mostrados na tabela 5.1. Pode-se verificar uma
boa concordância entre o resultado simulado (fr = 5,0526 GHz) e o resultado medido
( GHzf r 997,4= ).
A figura 5.8 mostra uma comparação entre o resultado simulado e os resultados
medidos das antenas com a chave no estado “OFF” (possuindo diferentes espaçamentos
w entre o patch circular e o anel parasita). O resultado medido para a antena 03 não foi
incluído nesta figura. Verificou-se que a inserção do anel parasita não alterou
consideravelmente a frequência de ressonância, havendo apenas uma alteração na
intensidade da perda de retorno.
52
Figura 5.7 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 07 (w = 2,8 mm).
Figura 5.8 Comparação entre o resultado simulado e os resultados medidos para as
antenas 01, 05 e 07.
53
A tabela 5.2 mostra a frequência de ressonância e a largura de banda das antenas
utilizando a aproximação da chave no estado “OFF”. Também são mostrados os valores
de erro entre as frequências de ressonância medidas e simuladas para estas antenas.
Tabela 5.2 Resultados obtidos para as antenas utilizando a aproximação da chave no
estado “OFF”.
Antena fsim (GHz) fmed (GHz) Erro (%) BW (MHz) BW (%)
01 5,0526 4,997 1,10 164,3 3,29
03 5,0526 -------- -------- -------- -------
05 5,0526 4,977 1,52 174,1 3,50
07 5,0526 4,997 1,10 161,5 3,23
Figura 5.9 Componentes de Impedância para a simulação da antena 01.
A figura 5.9 mostra as componentes de impedância apresentada pela antena 01
em simulação. Podemos verificar que nas proximidades da frequência de ressonância
( GHzf 0526,5= ) a antena apresenta a parte real da impedância próxima a 50 Ω e a
54
parte imaginária próxima a zero. Este comportamento verifica um satisfatório
casamento de impedância da antena com a linha de alimentação coaxial, que também
possui 50 Ω de impedância.
Figura 5.10 Simulação para a distribuição das correntes de superfície para a antena 01.
A figura 5.10 mostra a simulação para a distribuição de correntes na superfície
do patch e do anel parasita para a antena 01. As quatro ilustrações mostram
distribuições de corrente em momentos distintos.
A figura 5.11 ilustra a simulação do diagrama de radiação para o campo distante
da antena 01 em sua frequência de ressonância GHzf sim 0526,5= . Pode-se verificar
que esta antena apresenta radiação máxima na direção normal ao patch (radiação
broadside).
Figura 5.11 Simulação do diagrama de radiação para o campo distante para a antena 01.
55
5.2.1.2 Chaves no estado “ON”
Em seguida, foram realizadas simulações de quatro antenas reconfiguráveis
utilizando a aproximação para a chave no estado “ON” (antenas 02, 04, 06 e 08 da
tabela 5.1). A figura 5.2 (b) mostra a aproximação para a chave em “ON” utilizada. Em
seguida estas antenas foram confeccionadas e medições foram realizadas.
A figura 5.12 mostra os resultados obtidos para a perda de retorno da antena 02
que possui seus parâmetros estruturais mostrados na tabela 5.1. Um comportamento
dual-frequency foi obtido nesta configuração e pode-se notar uma concordância
satisfatória entre o resultado simulado ( GHzf 3333,31 = , GHz 1579,52 =f ) e o
resultado medido ( GHzf 3253,31 = , GHzf 0953,52 = ).
A figura 5.13 mostra os resultados para a perda de retorno da antena 04 (tabela
5.1). Foi obtida uma boa concordância entre o resultado simulado ( GHzf 2281,31 = ,
GHzf 0526,52 = ) e o resultado medido ( GHz 1877,31 =f , GHz 9773,42 =f ).
A figura 5.14 ilustra os resultados para a perda de retorno da antena 06 (tabela
5.1). Uma boa concordância foi também obtida entre o resultado simulado
( GHzf 1579,31 = , GHz 52 =f ) e o resultado medido ( GHz 0696,31 =f ,
GHzf 898,42 = ).
Figura 5.12 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 02.
56
Figura 5.13 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 04.
Figura 5.14 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 06.
57
A figura 5.15 ilustra os resultados para a perda de retorno da antena 08 (tabela
5.1). Uma boa concordância foi também obtida entre o resultado simulado
( GHzf 9298,21 = , GHz 7368,42 =f ) e o resultado medido ( GHz 9518,21 =f ,
GHzf 761,42 = ).
Figura 5.15 Simulação e medição da perda de retorno para a antena 08.
A figura 5.16 mostra os resultados medidos para as quatro antenas que
apresentam a aproximação da chave para o estado “ON”. Pode-se verificar que neste
caso há duas frequências de ressonância, quando analisadas até a frequência de 6 GHz.
Nota-se também que o aumento de w, e consequente aumento do raio a2, ocasiona uma
redução de ambas as frequências de ressonância visualizadas nas medições.
A tabela 5.3 mostra os resultados para as frequências de ressonância das quatro
antenas utilizando a aproximação da chave no estado “ON”. Também são mostrados os
valores de erro entre os resultados simulados e os resultados medidos.
A tabela 5.4 mostra os valores de largura de banda (BW) para as antenas
caracterizadas na tabela 5.3. São mostrados os valores de largura de banda para as duas
frequências de ressonância (f1 e f2) apresentadas por estas antenas
58
Figura 5.16 Resultados medidos para as antenas com a aproximação da chave para o
estado “ON”.
Tabela 5.3 Resultados obtidos para as antenas utilizando a aproximação da chave no
estado “ON”.
Antena f1(sim)
(GHz)
f1(med)
(GHz) Erro (%)
f2(sim)
(GHz)
f2(med)
(GHz) Erro (%)
02 3,3333 3,3253 0,24 5,1579 5,0953 1,21
04 3,2281 3,1877 1,25 5,0526 4,9773 1,49
06 3,1579 3,0696 2,80 5,0000 4,8980 2,04
08 2,9298 2,9518 0,75 4,7368 4,7610 0,51
59
Tabela 5.4 Valores de Largura de Banda (BW) para as duas frequências de ressonância
apresentadas pelas antenas confeccionadas.
Antena Largura de Banda
- BWf1 (MHz)
Largura de
Banda - BWf1
(%)
Largura de Banda
– BWf2 (MHz)
Largura de
Banda - BWf2
(%)
02 93,8 2,82 100,8 1,98
04 98,5 3,09 -------- --------
06 96,2 3,13 33,9 0,69
08 88,3 2,99 124,8 2,62
A figura 5.17 mostra a simulação para as componentes de impedância (parte real
e imaginária) apresentada pela antena 02. Pode-se verificar que nas proximidades das
frequências de ressonância (f1 = 3,3333 GHz e f2 = 5,1579 GHz) a antena apresenta a
parte real da impedância próxima a 50 Ω e a parte imaginária próxima a zero. Este
comportamento verifica o casamento de impedância da antena com a linha de
alimentação, que também possui 50 Ω de impedância.
Figura 5.17 Componentes de impedância para a simulação da antena 02.
60
Figura 5.18 Simulação para a distribuição das correntes de superfície para a antena 02.
A figura 5.18 mostra a simulação para a distribuição de correntes na superfície
do patch e do anel parasita para a antena 02 em sua primeira frequência de ressonância
GHz 3333,31 =f . As quatro ilustrações mostram distribuições de corrente em
momentos distintos.
A figura 5.19 ilustra a simulação do diagrama de radiação para o campo distante
da antena 02 em sua primeira frequência de ressonância, GHzf 3333,31 = . Pode-se
verificar que esta antena apresenta radiação máxima na direção normal ao patch
(radiação broadside).
Figura 5.19 Simulação do diagrama de radiação para o campo distante para a antena 02
na sua primeira frequência de ressonância (f1 = 3,3333 GHz).
61
A figura 5.20 mostra a simulação do diagrama de radiação para o campo distante
da antena 02 em sua segunda frequência de ressonância, GHzf 1579,52 = . Pode-se
verificar que esta antena também apresenta radiação máxima na direção normal ao
patch (radiação broadside). Pode-se também observar que há um aumento da largura de
feixe neste caso.
Figura 5.20 Simulação do diagrama de radiação para o campo distante para a antena 02
em sua segunda frequência de ressonância (f2 = 5,1579 GHz).
5.2.1.3 Análise Comparativa entre os estados “OFF” e “ON”
Em face dos resultados apresentados nas seções anteriores tanto em simulações
como em medições, pode-se concluir que:
Para as antenas utilizando a aproximação da chave no estado “OFF” a
frequência de ressonância apresentada (figura 5.8) está relacionada ao
raio a1 do patch, podendo esta frequência ser obtida utilizando a
expressão 5.1;
O anel de microfita para as antenas com a chave no estado “OFF” não
interferiu de maneira considerável em suas frequências de ressonância
(figura 5.8) pois não há conexão entre o patch e o anel de microfita para
estas configurações;
Para as antenas utilizando a aproximação da chave no estado “ON”
(figura 5.16) foi obtido um comportamento dual-frequency, onde estas
duas frequências de ressonância estão relacionadas aos raios a1 e a2
destas antenas;
62
O diagrama de radiação para o campo distante não se altera
consideravelmente quando se compara a antena utilizando a aproximação
da chave no estado “OFF” e a aproximação da chave no estado “ON”
(figura 5.11 para a antena 01 e as figuras 5.19 e 5.20 para a antena 02).
Esta é uma característica relevante, pois o objetivo principal ao se
desenvolver uma antena reconfigurável em frequência é que esta
reconfiguração não interfira em outros parâmetros como, por exemplo, o
diagrama de radiação;
A reconfiguração do estado “OFF” para o estado “ON” ocasiona uma
redução na largura de banda (BW) (note as tabelas 5.2 e 5.4,
respectivamente).
A figura 5.21 mostra a comparação entre as medições das antenas 01 e 02 (tabela
5.1). Podemos observar que para a chave no estado “OFF” a antena apresenta uma
frequência de ressonância associada ao raio do patch circular (a1). Para a chave no
estado “ON” a antena apresenta duas frequências de ressonância, uma relacionada com
o raio do patch (a1) e outra relacionada ao raio do anel de microfita (a2).
A figura 5.22 mostra a comparação entre as medições das antenas 05 e 06 (tabela
5.1). O mesmo comportamento apresentado anteriormente é confirmado nesta figura.
A figura 5.23 mostra a comparação entre as medições das antenas 07 e 08 (tabela
5.1). Para a chave no estado “OFF” a antena apresenta uma frequência de ressonância
associada ao raio do patch (a1). Para a chave no estado “ON” a antena apresenta duas
frequências de ressonância, uma associada ao raio do patch (a1) e outra relacionada ao
raio do anel de microfita (a2).
63
Figura 5.21 Comparação entre os resultados medidos para a antena 01 (estado “OFF”) e
para a antena 02 (estado “ON”).
Figura 5.22 Comparação entre os resultados medidos para a antena 05 (estado “OFF”) e
para a antena 06 (estado “ON”).
64
Figura 5.23 Comparação entre os resultados medidos para a antena 07 (estado “OFF”) e
para a antena 08 (estado “ON”).
A figura 5.24 mostra o efeito da variação do parâmetro estrutural w no
comportamento das frequências apresentadas tanto utilizando a aproximação para a
chave no estado “OFF” como no estado “ON”. Os outros parâmetros estruturais destas
antenas podem ser verificados na tabela 5.1.
A figura 5.25 mostra a variação dos valores da razão entre as frequências f2 e f1
com a alteração do parâmetro estrutural w obtidas para as antenas utilizando a
aproximação da chave no estado “ON”. Estes valores mostram a separação entre estes
valores de frequência.
65
Figura 5.24 Frequências de ressonância medidas em função do parâmetro estrutural w.
Figura 5.25 Razão entre as frequências f2 e f1 para as antenas utilizando a aproximação
da chave no estado “ON”.
66
A figura 5.26 mostra o diagrama de radiação 3D simulado para a antena 01 na
sua frequência de ressonância (f = 5,0526 GHz). Esta antena utiliza a aproximação para
a chave no estado “OFF”. O diagrama apresentado possui radiação máxima na direção
normal ao patch, que se localiza no plano xy.
Figura 5.26 Diagrama de radiação 3D simulado para a antena 01 (estado “OFF”).
Figura 5.27 Diagrama de radiação 3D simulado para a antena 02 (estado “ON”, em
GHzf 3333,31 = ).
A figura 5.27 mostra o diagrama de radiação 3D simulado para a antena 02 em
sua primeira frequência de ressonância ( GHzf 3333,31 = ). Esta antena utiliza a
aproximação para a chave no estado “ON”. O diagrama mostrado também possui
radiação máxima na direção normal ao patch.
67
Figura 5.28 Diagrama de radiação 3D simulado para a antena 02 (estado “ON”, em
GHzf 1579,52 = ).
A figura 5.28 mostra o diagrama de radiação 3D simulado para a antena 02 em
sua segunda frequência de ressonância ( GHzf 1979,52 = ). Esta antena utiliza a
aproximação para a chave no estado “ON”. O diagrama mostrado também possui
radiação máxima na direção normal ao patch.
Portanto, a reconfiguração da antena entre os estado “OFF” e “ON” das chaves
não altera consideravelmente seu diagrama de radiação. Os três diagramas apresentam
pequenas diferenças em intensidade de campo, que podem ser verificadas nos valores
mostrados ao lado do diagrama.
5.3 Conclusões
Neste capítulo foram apresentados os resultados obtidos por simulações e
medições da antena de microfita reconfigurável proposta neste trabalho. Foram feitas
análises de alguns parâmetros apresentados por estas antenas, como perda de retorno,
impedância, largura de banda e diagrama de radiação. Os resultados se mostraram
satisfatórios e a reconfiguração em frequência foi obtida sem alterações significativas
nas características de radiação das antenas.
68
Capítulo 6
Superfícies Seletivas de Frequência
Reconfiguráveis
6.1 Introdução
Nas últimas décadas têm-se adotado as superfícies seletivas de frequência em
aplicações como sistemas multibanda, janelas de frequência em radomes e aplicações
em guias de onda [75-77]. Em muitas aplicações de FSS a geometria e os parâmetros do
material são projetados para produzir respostas em frequência estáticas.
Desenvolvimentos recentes têm destacado as FSSs reconfiguráveis possuindo
respostas em frequência sintonizáveis ou chaveadas. No caso de uma FSS
reconfigurável com diodos chaveadores, a frequência de ressonância pode ser ajustada
alterando o comportamento dos diodos para transmitir ou refletir ondas
eletromagnéticas [78,79]
6.2 Elementos de FSS
Uma FSS é um arranjo periódico de elementos em formato de patch ou de
abertura. Como ilustrado na figura 6.1 (a) a FSS com aberturas trabalha similarmente a
um filtro passa-faixa, enquanto a FSS com patches (figura 6.1 (b)) funciona como um
filtro rejeita-faixa. As FSSs podem ainda ser categorizadas como anteparo-fino ou
anteparo-espesso, dependendo da espessura do elemento. O entendimento de uma FSS
anteparo-fino, usualmente, refere-se a um anteparo com elementos do tipo circuito
impresso, que tem espessura menor que 0,001λ, onde λ é o comprimento de onda para a
frequência de ressonância do anteparo. Em geral, a FSS anteparo-fino é leve, de
pequeno volume e pode ser fabricada com baixo custo, empregando tecnologia
convencional de fabricação de circuito impresso. Por outro lado, a FSS anteparo-
69
espesso é pesada e sua fabricação requer manuseio preciso de um bloco de metal
espesso [78, 82].
Figura 6.1 Tipos de elemento de FSS: (a) abertura (filtro passa-faixa) e (b) patch (filtro
rejeita-faixa).
6.2.1 Formatos de Elementos
A figura 6.2 ilustra alguns dos formatos mais comuns de elementos para FSS:
circular, dipolo, dipolo cruzado, cruz de Jerusalém, anel, espira quadrada e espira
quadrada com grade.
Figura 6.2 Formatos de Elementos para FSS.
70
6.2.2 Tamanho do Elemento
Quando um elemento em forma de dipolo de fita, tal como mostrado na figura
6.2, é iluminado por uma fonte RF, e se o comprimento do dipolo é múltiplo de meio
comprimento de onda, o dipolo ressoará e espalhará a energia. Quando dipolos estão
dispostos em um arranjo, a energia re-irradiada de todos os elementos será direcionada
coerentemente como se uma reflexão estivesse ocorrendo, onde o ângulo de reflexão é
igual ao ângulo de incidência. Isto ocorre porque as correntes induzidas na superfície do
elemento têm um atraso de fase relativo a estes elementos adjacentes. Este atraso de
fase faz o espalhamento das ondas de todos os elementos ser coerente com a direção de
reflexão.
Para elementos na forma de espiras quadradas e espiras circulares, a ressonância
ocorre quando o comprimento de cada meia espira é um múltiplo de meio comprimento
de onda. O comprimento da espira, desta forma, precisa ser um múltiplo de um
comprimento de onda. Para finalizar, a medida da circunferência de uma espira circular
para aplicações em FSS deve ter um comprimento de onda. Para uma espira circular
impressa em um substrato dielétrico, o comprimento elétrico da circunferência deve ser
de um comprimento de onda efetivo, enquanto que a dimensão da circunferência deve
ser menor que um comprimento de onda no espaço livre [78].
6.3 Técnicas de Análise
Vários métodos têm sido utilizados para analisar FSSs. Um dos métodos mais
simples é o modelo do circuito equivalente. Nesta análise os vários segmentos em forma
de fita que formam o elemento em um arranjo periódico são modelados como
componentes indutivos e capacitivos em uma linha de transmissão. A partir da solução
deste circuito, os coeficientes de transmissão e de reflexão da FSS são encontrados.
Outro método empregado é o método da expansão modal, que permite uma
análise capaz de fornecer detalhes das repostas da freqüência e da polarização, junto
com o entendimento físico da sua operação. Quando do uso do método dos momentos
no domínio espectral pela técnica anterior, é verificado um grande esforço
computacional, sendo desaconselhável para a análise de FSS com elementos mais
complexos, como por exemplo, espiras quadradas duplas [78].
71
6.4 Técnica de Medição
Vários métodos têm sido usados para medir as propriedades de transmissão e
reflexão em superfícies seletivas de frequência. O setup de medição utiliza antenas tipo
corneta de ganho padrão como antenas transmissoras e receptoras, como mostra a figura
6.3.
Figura 6.3 Setup de medição para FSS.
O setup mostrado na figura 6.3 foi utilizado na medição da FSS dipolo que foi
confeccionada para este trabalho.
6.5 Superfícies Seletivas de Frequência Reconfiguráveis
As superfícies seletivas de frequência reconfiguráveis têm sido utilizadas como
filtros espaciais para frequências de microondas. Com dispositivos eletrônicos inseridos
nas células periódicas, as superfícies seletivas de frequência são capazes de alterar suas
funcionalidades [80, 81].
Neste trabalho serão mostrados alguns exemplos de simulações para superfícies
seletivas de frequência reconfiguráveis. Serão utilizadas aproximações para as chaves,
tanto para o estado “ON” como para o estado “OFF”.
6.5.1 FSS Dipolo Reconfigurável
Este tipo de FSS reconfigurável é ilustrado na figura 6.4. São mostradas as
aproximações para a configuração da chave no estado “OFF” e para a chave no estado
“ON”. A aproximação consiste em considerar o estado reversamente polarizado do
72
diodo PIN como um circuito aberto, como mostra a figura 6.4 (a). Note a pequena
conexão na figura 6.4 (b) para a aproximação do estado “ON”.
Figura 6.4 FSS dipolo reconfigurável: (a) célula unitária com aproximação da chave no
estado “OFF”, (b) célula unitária com aproximação da chave no estado “ON”.
Figura 6.5 Características de transmissão para a FSS dipolo reconfigurável mostrada na
figura 6.4.
A figura 6.5 mostra as características de transmissão para as configurações de
FSS dipolo mostradas na figura 6.4. Os resultados simulados mostram que a
reconfiguração para o estado “ON” desloca a faixa de rejeição apresentada pela FSS no
estado “OFF”. Foram confeccionadas duas estruturas de FSS dipolo, cada uma
73
contendo uma das aproximações mostradas na figura 6.3, mas foi realizada a medição
apenas da FSS com a aproximação da chave no estado “OFF”. A estrutura foi
construída em um substrato de fibra de vidro (εr = 4,4) possuindo espessura h = 1,6 mm.
Uma concordância satisfatória foi obtida para este caso.
6.5.2 FSS Abertura Anelar Reconfigurável
Este tipo de FSS reconfigurável é ilustrado na figura 6.6. São mostradas as
aproximações para a configuração da chave no estado “OFF” e para a chave no estado
“ON”. A figura 6.6 (a) mostra a aproximação utilizada para a chave no estado “OFF” e
a figura 6.6 (b) mostra a aproximação para a chave no estado “ON”.
Figura 6.6 FSS abertura anelar reconfigurável: (a) aproximação da chave para o estado
“OFF” e (b) aproximação da chave para o estado “ON”.
A figura 6.7 mostra os resultados das simulações das estruturas vistas na figura
6.6. Para a simulação foi utilizado um substrato com as seguintes características:
4,4=rε e h = 1,6 mm. Neste caso a região passa-faixa, característica de elementos
abertura, e deslocada quando se utiliza a aproximação para a chave em “ON” em relação
à aproximação para a chave no estado “OFF”.
74
Figura 6.7 Simulação das características de transmissão para a FSS abertura anelar
reconfigurável utilizando elementos da figura 6.6.
6.5.3 FSS Abertura Quadrada Reconfigurável
A figura 6.8 mostra a configuração de uma célula para este tipo de superfície
seletiva de frequência. A aproximação para a chave no estado “OFF” é mostrada na
figura 6.8 (a), enquanto que a figura 6.8 (b) ilustra a aproximação para a chave no
estado “ON”.
A figura 6.9 mostra a simulação para uma FSS utilizando o elemento mostrado
na figura 6.8. Nota-se que a reconfiguração para o estado “ON” altera a resposta passa
faixa apresentada na configuração da chave no estado “OFF”. As simulações foram
feitas utilizando um substrato possuindo as seguintes características: 2,2=rε e
mmh 508,0= .
75
Figura 6.8 FSS abertura quadrada reconfigurável: (a) aproximação da chave para o
estado “OFF” e (b) aproximação da chave para o estado “ON”.
Figura 6.9 Simulação para as características de transmissão para a FSS abertura anelar
reconfigurável utilizando elementos da figura 6.8.
6.6 Conclusões Neste capítulo foi realizado um breve estudo sobre as superfícies seletivas de
frequência reconfiguráveis. Foram mostrados alguns conceitos básicos sobre FSSs. Em
seguida três exemplos de FSSs reconfiguráveis foram mostrados. Um destes exemplos é
a FSS dipolo reconfigurável, que foi confeccionada e medida.
76
Capítulo 7
Considerações Finais
7.1 Conclusões
Esta dissertação objetivou realizar um estudo sobre as antenas de microfita e
superfícies seletivas de frequência reconfiguráveis, com o intuito de apresentar uma
configuração circular de antena reconfigurável e uma estrutura de FSS dipolo
reconfigurável, que se procedeu da seguinte forma:
Um estudo sobre as antenas de microfita, destacando suas principais vantagens e
desvantagens, principais formatos e tipos de alimentação e características básicas.
Também foi feito um estudo sobre os dois formatos mais usuais de patch: o retangular e
o circular. Também foram descritos de forma sucinta procedimentos de projeto de
antenas de microfita com patch retangular e circular.
Foi apresentada uma teoria sobre os diodos PIN, que são muito utilizados em
circuitos de RF como elemento chaveador. Uma modelagem básica do diodo PIN foi
mostrada em seguida, assim como as principais aplicações deste tipo particular de
dispositivo.
Um breve estado da arte sobre as antenas reconfiguráveis foi apresentado,
contendo o conceito de reconfigurabilidade em antenas e como este foi aplicado para
desenvolver diversas categorias destas antenas. Os principais mecanismos de
reconfiguração foram descritos com diversos exemplos publicados na literatura. Foram
apresentados mecanismos de reconfiguração em frequência, em polarização e em
diagrama de radiação.
Foi apresentada uma proposta de antena reconfigurável em frequência utilizando
um patch circular e um anel de microfita. O elemento chaveador foi aproximado por
fitas de cobre com o intuito de provar o conceito de reconfigurabilidade. Simulações de
algumas antenas foram realizadas utilizando o software de simulação Ansoft Designer
77
v3 objetivando ajustar os parâmetros estruturais para uma seguinte confecção das
mesmas.
Reuniu-se os tópicos considerados acima para a construção de alguns protótipos
desta antena, nos estados de condução (“ON”) e não-condução (“OFF”) do elemento
chaveador. Foram realizadas análises de alguns parâmetros destas antenas como: a
perda de retorno, largura de banda e diagrama de radiação. Com a utilização do
elemento chaveador foi verificado que a antena pode operar em mais de uma frequência
sem comprometer suas características de radiação.
Uma teoria básica sobre superfícies seletivas de frequência foi então mostrada.
Em seguida, três exemplos de FSSs reconfiguráveis foram mostrados. Um destes
exemplos foi a FSS dipolo reconfigurável, que foi simulada e medida, onde neste caso
foi obtida uma reconfiguração na faixa de rejeição de frequências da estrutura.
7.2 Sugestões para Trabalhos Futuros
Poder-se-á realizar novos estudos abordando as antenas e FSSs reconfiguráveis
buscando principalmente utilizar elementos chaveadores que não alterem de maneira
significativa os seus parâmetros de desempenho.
As chaves MEMS estão sendo bastante utilizadas como elementos chaveadores
em projetos de circuitos de RF, pois apresentam baixas perdas quando comparadas às
chaves convencionais, mesmo apresentando velocidades de chaveamento inferiores.
As chaves ópticas, como os fotodiodos, também podem ser utilizadas nestas
aplicações. Além do mais não há a necessidade de o elemento chaveador ser alimentado
diretamente por um circuito polarizador, bastando apenas a incidência de luz sobre ele.
Outra aplicação que pode ainda ser bastante explorada são as superfícies
seletivas de frequência reconfiguráveis utilizando geometrias complexas de elementos,
onde várias características de transmissão e reflexão de sinais eletromagnéticos podem
ser obtidas alterando a configuração entre os elementos constituintes das FSS.
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