transistores de potencia alacena 000
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Transistores de Potencia
T r a n s i s t o r
B J T
T r a n s i s t o r
M O S F E T
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El transistor bipolar de potencia
iB
iC
iE
Base de pequeño espesor → aumenta β
Base de pequeño espesor → menor tensión de ruptura
SÍMBOLO
DISEÑO: Especificar DOPADOS y ESPESORES (p.ej.: el espesor de la capa N- determina la tensión deruptura)
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
uCE
uBE
iB
iC
iE
BASE
EMISOR
COLECTOR
uCE
uBE
BASE
EMISOR
COLECTOR
Presentan varias bases y emisores entrelazados, para evitar la concentración de corriente.
montaje darlington
Estructura vertical → maximiza el área de conducción → minimiza res. óhmica y térmica
NPN PNP
COLECTOR
BASE
EMISOREM. EMISOR
COLECTOR
EMISOR BASE
COLECTOR
N+
N-
P
N+10µm5-20µm
50-200µm
250µm
1019 át/cm2
1014
át/cm2
1016 át/cm2
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VCE0: uCE de ruptura con la base abierta (IB=0)
IC: Corriente máxima de colector
PMAX: máxima potencia capaz de ser disipada por el transistor.
Las zonas de avalancha deben evitarse.
El transistor bipolar de potencia: Características estáticas
ib=0
ib1
ib2
ibMAXic
uce
SATURACIÓN
CORTE
Vce0ZONA ACTIVA
PMAX
Ic
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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COLECTOR
EMISORBASE
N+
N-
P
N+
• La corriente de base provoca caídas de tensióninterna en la zona de base que se suman a la tensiónexterna entre emisor y colector.
• Esta tensión es mayor cuanto menor sea β
• La concentración de corrientes provocasobrecalentamientos localizados que desembocan enavalancha secundaria cuando IC es grande. Para
minimizar este fenómeno los transistores depotencia tienen varias bases y emisoresentrelazados.
Avalancha secundaria
El transistor bipolar de potencia: Características estáticas
--- - --
---- ----
---
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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• La corriente de base provoca caídas de tensióninterna en la zona de base que se suman a la tensiónexterna entre emisor y colector.
• Esta tensión es mayor cuanto menor sea β
• La concentración de corrientes provocasobrecalentamientos localizados que desembocan enavalancha secundaria cuando IC es grande. Para
minimizar este fenómeno los transistores depotencia tienen varias bases y emisoresentrelazados.
Avalancha secundaria
El transistor bipolar de potencia: Características estáticas
COLECTOR
EMISORBASE
N+
N-
P
N+
--- -
---------
------
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.
El transistor bipolar de potencia: Características estáticas
ic
uceVce0
PMAXIcMAX-DC
S.O.A.R.
Zona deavalanchasecundaria
continua
100us1 0 0 u s
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Circuitos equivalentes estáticos.
Para estimar la potencia disipada en el bipolar:
Circuito equivalente en saturación
uceuB
uB
uce
ic
ic
+
VCC
RCARGA
SATURA-
CIÓN CORTE
SATURA-
CIÓN
El transistor bipolar de potencia: Características estáticas
VCC
uB VBE VCE-SAT
V7,0VBE
V3,0V SATCE
B
B
CBBECSATCESATEst R
7,0V·7,0I·3,0I·VI·VP
RCARGA
RB
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Circuito equivalente en corte
El transistor bipolar de potencia: Características estáticas
VCC
uB VCE
RCARGA
RB
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Encendido con carga resistiva.
• La gran cantidad de carga espacial necesita tiempo para ser creada y destruida. El paso de corte asaturación, y viceversa, es lento. Cuanta menos carga espacial más rápida será la conmutación perotambién mayores serán las pérdidas estáticas.
• Con el fin de acelerar la conmutación y disminuir sus pérdidas, puede suministrarse una IB negativa
para pasar de saturación a corte.
uceuB
uB
uce
ic
ic
+
VCC
RCARGA
90%
tdON
El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas
10%
trise
tON
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Apagado con carga resistiva.
uceuB
uB
uce
ic
ic
+
VCC
RCARGA
90%
tst
El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas
10%
tfall
tOFF
tst: Tiempo de almacenamiento: el proceso de conducción continúa a costa de los portadoresalmacenados en la base.
Las pérdidas en conmutación en el apagado son MAYORES que las del encendido (debido al tiempo debajada)
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO
uce
ic iC MAX
El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas
tfall
VCCDurante tfall:
t·t
V)t(u
fall
CCCE
fall
fallMAXCC
t
tt·i)t(i
Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia.Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga.
fall
tt
0t CECOFF dt)·t(u)·t(iE
6
t·V·iE fallCCMAXCOFF
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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2
2MAXCC
t
ttI)t(i
En t1:
En t2:
(Mientras exista circulación de corriente por el
diodo, soporta tensión nula).
Apagado con carga inductiva:
El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas
uce
ic
toff
t2t1
uceuB
icVCC
L
1CCCE
t
t·V)t(u
OFF
tt
0t CECOFF dt)·t(u)·t(iE
2
t·V·iE off CCMAXC
OFF
VCC
iC MAX
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Encendido con carga inductiva:
El transistor bipolar de potencia: Características dinámicas
uce
ic
ton
t2t1
uceuB
icVCC
L
iRR
VCC
iC MAX
1
RRMAXCCttii)t(i
En t1:
En t2:
CCCE V)t(u
22RRMAXCCt
tt·ii)t(i
2
2CCCE
t
ttV)t(u
on
tt
0t CECON dt)·t(u)·t(iE
3
2
tt·V·i
2
t·V·iE
1onCCRR
onCCMAXCON
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Diodo externo para aplicaciones demedio puente y puente completo.
Diodo externo para aumentar lavelocidad de conmutación.
• Aumento de : TOT= 1*2+1+2.
• La conmutación es aún más lenta.
Características
El transistor bipolar de potencia: Montaje Darlington
iBiC
iE
BASE
EMISOR
COLECTOR
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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El MOSFET de potencia: Estructura
Alta impedancia de entrada (CGS).
SÍMBOLO
Dispositivo fundamental como interruptor controlado por tensión. Suele usarse casi exclusivamentelos de canal N.
uDS
uGS
iG
iD
iS
PUERTA
FUENTE
DRENADOR
Compuesto por muchas células de enriquecimiento conectadas en paralelo.
Siempre de ACUMULACIÓN; no tienen el canal formado. El sustrato está siempre conectado a lafuente.
CANAL N CANAL P
uDS
uGS
iG
iD
iS
PUERTA
FUENTE
DRENADOR
DRENADOR
FUENTEPUERTA
N
N-
N N N N N N
P PP
SUS
ÓXIDO
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Si uGS es menor que el valor umbral, uGS TH, el MOSFET está abierto (en corte). Un valor típico deuGS TH es 3V. uGS suele tener un límite de ±20V. Suele proporcionarse entre 12 y 15 V paraminimizar la caída de tensión VDS.VDS MAX: Tensión de ruptura máxima entre drenador y fuente.
ID MAX: Corriente de drenador máxima (DC).RDS ON: Resistencia de encendido entre drenador y fuente.
uGSuGS1
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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SOAR: Zona de trabajo seguro. Depende de la frecuencia de trabajo.
El MOSFET de potencia: características estáticas
iD
uDS
PMAX
S.O.A.R.
Zona limitadapor RDS ON
1 0 0
u s
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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El MOSFET de potencia: S.O.A.R.
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Circuitos equivalentes estáticos.
Circuito equivalente en corte
uDSuGS
uGS
uDS
iD
iD
+
VCC
RCARGA
SATURA-
CIÓN CORTE
SATURA-
CIÓN
El MOSFET de potencia: Características estáticas
VCC
uDS
RCARGA
RDS ON
Circuito equivalente en saturación
VCC
uGS
RCARGA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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• La unión PN- está inversamente polarizada.• La tensión drenador-fuente está concentrada en la unión PN-.• La región N- está poco dopada para alcanzar el valor requerido de tensión soportada (ratedvoltage).• Tensiones de ruptura grandes requieren zonas N poco dopadas de gran extensión.
MOSFET en corte (uDS>0)
El MOSFET de potencia: Características estáticas
uDSZona de transición:La zona P-N- es un diodopolarizado inversamente.
DRENADOR
FUENTEPUERTA
N
N-
N N N N N N
P PP
SUS
ÓXIDO
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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MOSFET saturado (iDS>0)
El MOSFET de potencia: Características estáticas
uGSCon suficiente uGS se forma un canal bajo la puertaque permite la conducción bidireccional.
Aparece una resistencia RDS ON, entre drenador yfuente, que es suma de resistencias: canal, contactos
de fuente y drenador, región N-
...
Cuando la tensión de ruptura aumenta, la región N-
domina en el valor de RDS ON.
En una zona poco dopada no hay muchosportadores, por lo que RDS ON aumenta rápidamente
si la tensión de ruptura se quiere hacer de varioscentenares de voltios.
Un MOSFET es el interruptor preferido para tensiones menores o iguales a 500V. Más allá es preferible,en general, un IGBT.
El MOSFET es capaz de conducir corrientes de pico bastante superiores a su valor medio máximo (rated
current).
DRENADOR
FUENTEPUERTA
N
N-
N N N N N N
P PP
SUS
ÓXIDO
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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• El diodo se polariza directamente cuando VDS es negativa.
• Es capaz de conducir la misma corriente que el MOSFET.
• La mayoría son lentos. Esto provoca picos de corriente derecuperación inversa que pueden destruir el dispositivo.
Diodo parásito entre drenador y fuente.
El MOSFET de potencia: Características estáticas
uDS
uGS
iG
iD
iS
PUERTA
FUENTE
DRENADOR
Puede anularse o sustituirse el diodo parásito mediante diodosexternos rápidos.
Anulación Sustitución
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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CDS
• Los tiempos de conmutación del MOSFET se debenprincipalmente a sus capacidades e inductancias parásitas, asícomo a la resistencia interna de la fuente de puerta.
CISS: CGS + CGD Capacidad de entrada Se mide con la salida encortocircuito.CRSS: CGD Capacidad Miller o de transferencia inversa.COSS: CDS + CGD Capacidad de salida; se mide con la entradacortocircuitadaLD: Inductancia de drenador
LS: Inductancia de fuente.
Parámetros parásitos.
Parámetros parásitos
El MOSFET de potencia: Características dinámicas
CGD
CGS
CDS
CGD
CGS
LS
LD
CGS: Grande, constanteCGD: pequeña, no linealCDS: moderada, no lineal
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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tdelay trise
ton
tdisch tfall
toff
Conmutaciones con carga resistiva pura
El MOSFET de potencia: Características dinámicas
CDS
CGD
CGS
VDD
VA
RG
RD
t1
t2
VA
uGSuGS-TH
iD
uDS
90%90%
10% 10%
pMOS
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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EFECTO MILLER
OIF UUU IUO U· AU
AuUI
UO
UF
ZF
IUIF U· AUU IU U· A1
U
F
A1
Z
F
UI
F
FF
Z
A1·U
Z
UI
EFECTO MILLER EN LA ENTRADA
O
U
OF U
A
UU
OU
U U·
A
A1
F
U
U
OF
F
F Z
A
A1
·UZ
U
I
UU
F A· A1
Z
AuUI UO
EFECTO MILLER EN LA SALIDA
El MOSFET de potencia: Características dinámicas
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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trise
ton
tdisch tfall
toff
tdelay
Conmutaciones con carga resistiva pura
El MOSFET de potencia: Características dinámicas
CDS
CGD
CGS
VDD
VA
RG
RD
t1 t2
VA
uGSuGS-TH
iD
uDS
90%90%
10% 10%
pMOS
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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ton toff
t1 t2 t3 t4
Conmutaciones con carga inductiva
El MOSFET de potencia: Características dinámicas
CDS
CGD
CGS
VDD
VA
RG
LD
t1 t2
VA
uGSuGS-TH
iD
uDS
IRR
pMOS
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Cálculo de la potencia disipada en la conmutación: APAGADO con carga resistiva
uDS
iD iD MAX
El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas
tfall
VDDDurante tfall:
t·t
V)t(u
fall
DDDS
fall
fallMAXDD
t
tt·i)t(i
Para calcular la potencia (W) basta multiplicar por la frecuencia.
Para el caso de la potencia en el ENCENDIDO, se actúa de manera análoga.
fall
tt
0t DSDOFF dt)·t(u)·t(iE
6
t·V·iE fallDDMAXDOFF
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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EJEMPLO:
El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas
Evalúense las pérdidas en el MOSFET de RDSON=0,55 W para el caso de que su tensión ycorriente sean las de la figura. Hágase elcálculo cuando d=0,3 y con frecuencias de10kHz y 150 kHz. uDS
iD 5A
100 ns
150V
100 ns
d·T (1-d)·T
W125,4d·5·55,0I·RP 22
DrmsONDS1
Puesto que T>>100ns, puede aproximarse
J5,126
10·100·150·5
6
t·V·iEE
9fallDDMAXD
ONOFF
1ONMOS P)f (E·2)f (P W38,4W125,4W25,0)kHz10(PMOS
W6,41W125,4W5,37)kHz150(PMOS
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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22MAXDDt
ttI)t(i
En t1:
En t2:
(Mientras exista circulación de corriente por eldiodo, soporta tensión nula).
Apagado con carga inductiva:
El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas
uDS
iD
toff
t2t1
1DDDS
t
t·V)t(u
OFF
tt
0t DSDOFF dt)·t(u)·t(iE
2
t·V·iE off DDMAXDOFF
VDD
iD MAX
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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uDS
iD
ton
t2t1
iRR
VDD
iD MAX
1
RRMAXDDt
tii)t(i
En t1:
En t2:
DDDS V)t(u
2
2RRMAXDD
t
tt·ii)t(i
2
2DDDS
tttV)t(u
on
tt
0t DSDON dt)·t(u)·t(iE
3
2
tt·V·i
2
t·V·iE
1onDDRR
onDDMAXDON
Encendido con carga inductiva:
El MOSFET de potencia: Cálculo de pérdidas
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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1.- Circuito para disminuir el efecto Miller.
2.- Los transistores de puerta son de señal y por tanto más rápidos.
3.- La resistencia de puerta, r, es muy pequeña (
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Con aislamiento
El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
1.- Siempre hay un interruptor cerrado generándose unaonda cuadrada sobre R.
2.- Cuando cierra el interruptor de abajo, en G y en S debehaber 0V.
3.- Cuando es el MOSFET quien se cierra, en su fuenteaparecen 500V.
4.- En ese momento, para mantener el MOSFET cerrado, enpuerta debe haber 515V.
5.- En general, en equipos de potencia todas las fuentes de
tensión deben estar referidas a masa, pues provienen de VG.6.- Se necesita una tensión superior a la propia VG.
7.- En la resolución de este problema, los circuitos de bombade carga se han impuesto a los transformadores deimpulsos.
GS
D
RINT
500V
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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BOOTSTRAP
El MOSFET de potencia: Circuitos de gobierno de puerta (drivers)
GS
D
RINT
500V
DBOOT
VCC
CBOOT
1.- Al cerrarse el interruptor inferior, CBOOT secarga a 15V en un solo ciclo.
2.- Cuando en S hay 500V el diodo DBOOTimpide que CBOOT se descargue; dicho diodo
debe ser capaz de bloquear toda la tensión delcircuito.
4.- Con dos transistores auxiliares se aplica latensión de CBOOT a la puerta del MOSFET depotencia.
5.- CBOOT debe tener una capacidad muysuperior a la de puerta para que apenas sedescargue.
V12V5,1V
QC
CC
GBOOT
Q G: carga de puertaVCC: 15V1,5V: caídas de tensión en los transistores auxiliares12V: tensión mínima de puerta
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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IRF510 100V 5,6A 0,54 5nC
IRF540N 100V 27A 0,052 71nC
APT10M25BVR 100V 75A 0,025 150nC
IRF740 400V 10A 0,55 35nC
APT4012BVR 400V 37A 0,12 195nC
APT5017BVR 500V 30A 0,17 200nC
SMM70N06 60V 70A 0,018 120nC
MTW10N100E 1000V 10A 1,3 100nC
Referencia VDS,MAX ID,MAX RON Q G (típica)
47ns
74ns
50ns
40ns
67ns
66ns
120ns
290ns
tc (típico)
Algunos MOSFET de potencia
El MOSFET de potencia: Características reales
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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Semitrans 2Semitrans 1
TO247TO220 TO3
Semitop 2
El MOSFET de potencia: Encapsulados
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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El MOSFET de potencia: Caso real: IRF540N
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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El MOSFET de potencia: Caso real: IRF540N
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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El MOSFET de potencia: Caso real: IRF540N
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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El MOSFET de potencia: Caso real: IRF540N
EL TRANSISTOR DE POTENCIA
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El MOSFET de potencia: Caso real: IRF540N
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TRANSISTORES
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Los transistores bipoalgunas aplicaciones
Se consideran disposia partir de , corrientecorrientes y tensione
Disponen de 3 tercomo entrada dos de
CLASIFICACIÓN
lares se usan generalmente en electrónice electrónica digital como la tecnología Ttivos activos porque pueden obtener unao tensión de entrada, y por lo tanto, se u. inales, pudiendo adoptar varias configellos y de salida el tercero.
a analógica. También enL o BICMOS.mayor corriente de salidailizan en amplificación de
raciones:considerándose
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SIMBOLOGIA DE TRANSISTORES
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EL TRANSISTOR BIPOLAR BJT
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Formado por dos uniones PN con tres zonas cada una conectada a los terminales:C: "Colector", la zona
central es la B:"Base" y E: "Emisor". El Emisor está muy impurificado, la Base tiene una impurificación
muy baja, mientras que el Colector posee una impurificación intermedia.
Un transistor es similar a dos diodos, el transistor tiene dos uniones: una entre el emisor y la base y la otra
entre la base y el colector. El emisor y la base forman uno de los diodos, mientras que el colector y la base
forman el otro. Estos diodos son denominados: "Diodo de emisor" (el de la izquierda en este caso) y "Diodo
de colector" (el de la derecha en este caso).
CURVAS CARACTERÍSTICAS Y REGIONES DEFUNCIONAMIENTO:
Curvas B-E IB (VBE) se corresponden con las de un
diodo de unión.
Curvas Ic(VCE):para diferentes valores de IB:
EL TRANSISTOR POLARIZADO
Si se conectan fuentes de tensión externas para polarizar al transistor, se obtienen resultados nuevos e
inesperados. Hay 3 configuraciones:
“IE sale; IB, IC entran” “IE entra; IB, IC salen”
AAE DAD E FABCAE:
C
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Corrientes: Transistor como un nudo: IE=IC+IB Ic=β · IB + (β+1) · IC0; IC0: Corriente Ic con la base en circuito abierto.
Ganancia en corriente contínua: HFE≈ β=Ic · IB
Ganancia en corriente α: α =Ic / IE
Tensiones: VCE= VCB+ VBE ; para transistores NPN. VEC= VEB+ VBC ; para transistores PNP.
CONDICIONES DE FUNCIONAMIENTO CON CURVAS LINEALIZADAS:
ECUACIONES DE UN CIRCUTO CON TRANSISTOR BIPOLAR
19
:
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- Potencia disipada por un transistor: Pc=VCE · Ic- Punto de trabajo óptimo: Pc=VCEQ= Vcc/2 ; ICQ= Vcc/2Rc
EL TRANSISTOR EN CONMUTACION
- Un transistor trabaja en conmutación cuando ante señales de entrada en la base reaccionafuncionando en corte: Ic=0; VCE=Vcc ó en saturación:Ic=IcSAT;VCE=0,2v ó 0v.
- Este modo de funcionamiento es útil para activar/desactivar dispositivos o para arquitectura depuertas lógicas.
“CORTE” “SATURACION”
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EJEMPLOS DE PUERTAS LOGICAS CON DIODOS Y TRANSISTORES:
-
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Si a y b tienen un nivel bajo detensión( los dos transistoresestarían en corte=>Vs=VH=3v
Si a ó b tienen un nivel alto detensión(>0,7v)=> uno o los dos transistoresestarían en saturación=>Vs=VL=0,2v
“Circuito A” “Circuito B” “Circuito A”Si a y b tienen un nivel alto de tensión=> los dos diodos no conducen=> IB>0;VBE=0,7v=>transistor en SAT=>Vs=VL=0,2v
Si a ó b tienen un nivel bajo de tensión=> Uno o los dos diodos conducen=> VBEtransistor en CORTE=>Vs=VH=5V.
“Circuito B”
Si a y b tienen un nivel alto de tensión=> los dos diodos no conducen=> T1 en SAT D3 conducey Ve>0,7v =>T2 en SAT=>Vs=VL=0,2v
Si a ó b tienen un nivel bajo de tensión=> Uno o los dos diodos conducen=> VBT2 en CORTE=>Vs=V
H=5V.
-Siempre que en a o b haya un nivel bajo, el transistormultiemisor conducirá porque Vbe>0,7v.
21
ENCAPSULADOS DE TRANSISTORES
- El TO-92: Para la amplificación de pequeñas señales. La asignación de patitas
-
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El TO 92: Para la amplificación de pequeñas señales. La asignación de patitas(emisor - base - colector) no está estandarizado.
- El TO-18: Es metálico. En la carcasa hay un pequeño saliente que
indica que la patita más cercana es el emisor
- El TO-39: tiene le mismo aspecto que es TO-18, pero es mas grande, perotambién tiene la patita del colector pegado a la carcasa, para efectos de disipaciónde calor.
- El TO-126: En aplicaciones de pequeña a mediana potencia. Puede o noutilizar disipador dependiendo de la aplicación en se este utilizando.
Se fija al disipador por medio de un tornillo aislado en el centro del transistor. Sedebe utilizar una mica aislante
- El TO-220: Debe disipar potencia algo menor que con el encapsulado TO-3, y aligual que el TO-126 debe utilizar una mica aislante si va a utilizar disipador, fijado por untornillo debidamente aislado.
- El TO-3: En transistores de gran potencia. Como se puede ver en el gráfico es degran tamaño debido a que tiene que disipar bastante calor. Está fabricado de metal y esmuy normal ponerle un "disipador" para liberar la energía que este genera encalor.Este disipador no tiene un contacto directo con el cuerpo del transistor, pueseste estaría conectado directamente con el colector del transistor. Para evitar elcontacto se pone una mica para que sirva de aislante y a la vez de buen conductortérmico.
El emisor y la base se encuentran ligeramente a un lado y si se pone el transistor comose muestra en la figura, al lado izquierdo estará el emisor y la derecha la base.
IDENTIFICACION DE LOS TERMINALES y estado DE UN TRANSISTOR
(200Ω): 3 =>3=BAE
3 =>:
3 =>:
(8Ω)
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EJERCICIO 1: β=260, VEB=0,65v, VCESAT=0v. VCC=10v.
Calcular:VCC
-
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a. Las corrientes y las tensiones de losdos transistores para:Ve=0v y Ve=9v.
b. Si la Resistencia de 500Ω se corresponde conun relé de: ION=7,5mA, IOFF=1,6mA.
a. ¿Se activará o desactivará para las dostensiones de entrada anteriores?
b. ¿Cuáles son los límites de Ve para laactivación y desactivación del relé?
c. Si el BC337 es el complementario de BC328,¿lo es el circuito?
EJERCICIO 2: β=200, VEB=0,65v, VCESAT=0,2v. VCC=10v.
a. Marcar en el circuito todas las tensiones y corrientes.b. Calcular: Las corrientes y las tensiones de los dos
transistores .
Calcular: Las potencias del circuito.
EJERCICIO 3: β=100, VBE=0,7v, VCESAT=0,2v.
a. Marcar en el circuito todas las tensiones ycorrientes.
b. Calcular: Las corrientes y las tensiones de losdos transistores .
BC328*
E
CB
500Ω
1
2
1
VCC
0
Ve
1
Ve
VCC
BC337 E
C
B
500Ω 1
2
1kΩ 1
2
1
VCC
10kΩ 1
2
BC328* E
C
B
VCC
-
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EJERCICIO 9: VBE=0,7v, VCESAT=0,2v.Calcular los puntos de trabajo.
ó
-
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Circuito1:IZMIN=5mA ó IZMIN=10mA.
Circuito2:IZMIN=0mA ó IZMIN=5mA.
EJERCICIO 10:
25
-
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VCB....................................60 V (máximo valor en inversa)VCEo...................................40 V (máximo valor en inversa con la base abierta)
VEB.......................................6 V (máximo valor en inversa)
En realidad en la hoja de características tenemos que diferenciar los transistores en:
• (C ), : 23904.
• (C ), : 23055.
Corriente y potencia máximas
En las uniones del transistor se suelen dar unas temperaturas muy elevadas, siendo la unión más problemática la unión CB, porque
es la que más se calienta.
En un transistor se dan tres tipos de temperaturas:
• = .
• C = .• A = .
Factor de ajuste
Indica como disminuye la PDmáx por cada grado de aumento de temperatura por encima de un valor determinado.
EJEMPLO: Para el 2N3904 PDmáx = 350 mW (a 25 ºC) Factor de ajuste = - 2,8 mW/ºC
Si TA aumenta a 60 ºC: PDmáx = 350 - 2,8 (60 - 25) = 252 mW.
CALCULO Y ELECCION DE UN CIRCUITO EN DC CON RESISTENCIAS Y TRANSISTORES:
Diseñar un circuito en EC que cumpla los requisitos siguientes: VBB = 5 V, VCC = 15 V, hFE = 120, IC =10 mA y VCE = 7,5 V. Resolverlo usando la 2ª aproximación.
Solución:
Colocando los datos que da el problema en el circuito emisor común se ve que falta por determinar el valor
de RB y RC.
26
TRANSISTORES DE EFECTO DE CAMPO
Los transistores de efecto de campo o FET (Field Electric Transistor) son particularmente interesantesen circuitos integrados y pueden ser de dos tipos:
-
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en circuitos integrados y pueden ser de dos tipos:
Transistor de efecto de campo de unión o JFET
Transistor de efecto de campo metal-óxido semiconductor (MOSFET).
Son dispositivos controlados por tensión con una alta impedancia de entrada (1012Ω).Ambos dispositivos se utilizan en circuitos digitales y analógicos como amplificador o comoconmutador.Sus caracterísitcas eléctricas son similares aunque su tecnología y estructura física son totalmentediferentes.
Ventajas del FET:1. Son dispositivos controlados por tensión con una impedancia de entrada muy elevada (107a
1012Ω).
2. Los FET generan un nivel de ruido menor que los BJT.
3. Los FET son más estables con la temperatura que los BJT.
4. Los FET son más fáciles de fabricar que los BJT pues precisan menos pasos y permiten integrar
másdispositivos en un C1.
5. Los FET se comportan como resistencias controlados por tensión para valores pequeños de
tensióndrenaje-fuente.6. La alta impedancia de entrada de los FET les permite retener carga el tiempo suficiente para
permitir operaciones de muestreo en conversores A/D y memorias.
7. FE .
D FE:
1) ,
B.2) .
C
27
-
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-
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PARÁMETROS COMERCIALES
Se presenta a continuación algunas de las características de los transistores JFET que ofrecen los fabricantes en lashojas de datos:
• IDSS: Es la corriente de drenaje cuando el transistor JFET se encuentra en configuración de fuente común yse cortocircuita la puerta y la fuente (VGS=0). En la práctica marca la máxima intensidad que puede circularpor el transistor. Conviene tener en cuenta que los transistores JFET presentan amplias dispersiones en estevalor.
• VP (Pinch-Off Voltage): es la tensión de estrangulamiento del canal. Al igual que IDSS, presenta fuertesdispersiones en su valor.
• RDS(ON): Es el inverso de la pendiente de la curva ID/VDS en la zona lineal. Este valor se mantieneconstante hasta valores de VGD cercanos a la tensión de estrangulamiento.
TRANSISTOR MOSFET
FE FE
.
E:
29
-
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EJERCICIO 11: Calcular el punto de trabajo:VDS,VGS, ID
30
EJERCICIO 12 Determinar el valor de las salidasV01 y V02 cuando VIN valgacero y diez voltios.
-
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Datos: VTH = 5 V. ECC = 20 V. Rd1=1K,Rd2=0,1K,K=0,5mA/v2
EJERCICIO 13
a) Explicar su funcionamiento y determinar qué tipo de puertalógica es.
EJERCICIO 14
• Calcular los parámetros que toman las resistencias RD y RS delcircuito de la figura para que el transistor opere con una ID=4mA yVD=1.Datos: VTH=2V; K=0.4mA/V2K=4mA/V2
31
-
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1.
) B =10ΩC :
) C =10; BE=0..0,8 ,
) A B= A.
C :
) BE=0,2, 0,72 0,8; A
,=0..20 , CE ,
) A B= A.
2. , ,
=20
3.
4.
: BC547B
C=1Ω
BB , BE , B=(BB BE)/B
B ,
C=(CC CE)/C
:
B=1,5
A
A
•
•
•
A
•
•
: 24416
DE CC:
.
A:C
DE GEEAD:
E: 4, 2DC, 5H
: 30,16DC,1H
Prácticas de electrónica Grupo:
Entrenador: Detector de oscuridad
-
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Material:
Esquema: Explicar el funcionamiento.
Cálculos:
Toma de medidas con el polímetro.
BD135
c
b
e
Entrenador de electrónica
Transistor BD135Resistencia 10K
Potenciómetro 10K
LDR
Diodo
Relé
COM
NC NA
LDR
Roscur=10K
Rrele=0,23K
De los datos de las medidas:
SIN LUZ:Rldr=10K
I2=Vldr/10K=
I1=I2-Ib=
R1=(VCC-Vldr)/I1=
CON LUZ:
I1=(Vcc-Vldr)/R1
I2=I1-Ib
Rldr=Vldr/I1=
I1 Ib
I2
Ic
32
-
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(
1. Analizamos la malla de salida y obtenemos distintas curvas para diferentes valores de IB.2. Ajustando VBB fijamos un valor de IB que vamos a mantener constante (por ejemplo IB = 10 µA).
3. Ahora variamos VCC , medimos valores de VBE y IC y obtenemos la correspondiente curva de IB = 10 µA.
4. Hacemos lo mismo para IB = 20 µA, etc... Y así sucesivamente para diferentes valores de IB.
En cada una de estas
curvas hay diferentes zonas:
-
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-
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B
C 5 4 6 / 5 4 7 / 5 4 8 / 5 4
9 / 5 5 0
NPN Epitaxial Silicon Transistor
Absolute Maximum Ratings Ta=25°C unless otherwise noted
Electrical Characteristics Ta=25°C unless otherwise noted
Symbol Parameter Value Units
VCBO Collector-Base Voltage : BC546
: BC547/550
: BC548/549
80
50
30
V
V
V
VCEO Collector-Emitter Voltage : BC546
: BC547/550
: BC548/549
65
45
30
V
V
V
VEBO Emitter-Base Voltage : BC546/547
: BC548/549/550
6
5
V
V
IC Collector Current (DC) 100 mAPC Collector Power Dissipation 500 mW
TJ Junction Temperature 150 °C
TSTG Storage Temperature -65 ~ 150 °C
Symbol Parameter Test Condition Min. Typ. Max. Units
ICBO Collector Cut-off Current VCB=30V, IE=0 15 nA
hFE DC Current Gain VCE=5V, IC=2mA 110 800
VCE (sat) Collector-Emitter Saturation Voltage IC=10mA, IB=0.5mAIC=100mA, IB=5mA
90200
250600
mVmV
VBE (sat) Base-Emitter Saturation Voltage IC=10mA, IB=0.5mA
IC=100mA, IB=5mA
700
900
mV
mV
VBE (on) Base-Emitter On Voltage VCE=5V, IC=2mA
VCE=5V, IC=10mA
580 660 700
720
mV
mV
BC546/547/548/549/550
Switching and Applications• High Voltage: BC546, VCEO=65V
• Low Noise: BC549, BC550
• Complement to BC556 ... BC560
1. Collector 2. Base 3. Emitter
TO-921
-
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B
C 5 4 6 / 5 4 7 / 5 4 8 / 5 4
9 / 5 5 0
Typical Characteristics
Figure 1. Static Characteristic Figure 2. Transfer Characteristic
Figure 3. DC current Gain Figure 4. Base-Emitter Saturation Voltage
Collector-Emitter Saturation Voltage
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 200
20
40
60
80
100
IB = 50µ A
IB = 100µ A
IB = 150µ A
IB = 200µ A
IB = 250µ A
IB = 300µ A
IB = 350µ A
IB = 400µ A
I C [ m A ] , C O L L E C T O R C U R R E N T
VCE
[V], COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE
0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.20.1
1
10
100
VCE = 5V
I C [ m A ] , C O L L E C T O R C U R R E N T
VBE[V], BASE-EMITTER VOLTAGE
1 10 100 10001
10
100
1000
VCE = 5V
h F E , D C
C U R R E N T G A I N
IC[mA], COLLECTOR CURRENT
1 10 100 100010
100
1000
10000
IC = 10 IB
VCE(sat)
VBE(sat)
V B E ( s a t ) , V C E ( s a t ) [ m V ] , S A T U R A T I O N V O L T A G E
IC[A], COLLECTOR CURRENT
100
f=1MHz
IE = 0
C E
1000
VCE = 5V
H P R O D U C T
2N4416/2N4416A/SST4416Vishay Siliconix
N-Channel JFETs
-
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N-Channel JFETs
Part Number VGS(off) (V) V(BR)GSS Min (V) gfs Min (mS) IDSS Min (mA)
2N4416 – 6 –30 4.5 5
2N4416A –2.5 to –6 –35 4.5 5
SST4416 – 6 –30 4.5 5
Excellent High-Frequency Gain:2N4416/A, Gps 13 dB (typ) @400 MHz
Very Low Noise: 3 dB (typ) @
400 MHz Very Low Distortion
High AC/DC Switch Off-Isolation
Wideband High Gain
Very High System Sensitivity
High Quality of Amplification
High-Speed Switching Capability
High Low-Level Signal Amplification
High-Frequency Amplifier/Mixer
Oscillator
Sample-and-Hold
Very Low Capacitance Switches
The 2N4416/2N4416A/SST4416 n-channel JFETs aredesigned to provide high-performance amplification at high
frequencies.
The TO-206AF (TO-72) hermetically-sealed package isavailable with full military processing (see Military
Information.) The TO-236 (SOT-23) package provides alow-cost option and is available with tape-and-reel options(see Packaging Information). For similar products in theTO-226AA (TO-92) package, see the J304/305 data sheet.
TO-206AF(TO-72)
S C
1 4 D
S
G
TO-236
(SOT-23)
3
1
2N4416/2N4416A/SST4416Vishay Siliconix
-
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Limits
100 MHz 400 MHz
Parameter Symbol Test Conditions Min Max Min Max Unit
Common Source Input Conductance giss 100 1,000
Common Source Input Susceptance biss 2,500 10,000
Common Source Output Conductance goss VDS = 15 V, VGS = 0 V 75 100 S
Common Source Output Susceptance boss
DS GS
1,000 4,000
Common Source Forward Transconductance gfs 4,000
Common-Source Power Gain Gps VDS = 15 V, ID = 5 mA 18 10
Noise Figure NF RG = 1 k 2 4dB
Notesa. Typical values are for DESIGN AID ONLY, not guaranteed nor subject to production testing. NHb. Pulse test: PW300 s duty cycle3%.c. This parameter not registered with JEDEC.
On-Resistance and Output Conductancevs. Gate-Source Cutoff Voltage
rDS
gos
rDS @ ID = 1 mA, VGS = 0 Vgos @ VDS = 10 V, VGS = 0 Vf = 1 kHz
Drain Current and Transconductancevs. Gate-Source Cutoff Voltage
IDSS
gfs
IDSS @ VDS = 10 V, VGS = 0 Vgfs @ VDS = 10 V, VGS = 0 Vf = 1 kHz
VGS(off) – Gate-Source Cutoff Voltage (V)
10
8
0
6
4
2
20
0
16
12
8
4
0 – 10 – 2 – 4 – 6 – 8
100
80
0
60
40
20
500
0
400
300
200
100
0 – 10 – 2 – 4 – 6 – 8
Output Characteristics Output Characteristics10
8
6
15
12
9
VGS(off) = – 2 V VGS(off) = – 3 V
–0 2 V
VGS = 0 V VGS = 0 V
–0 3 V
VGS(off) – Gate-Source Cutoff Voltage (V)
g o s –
O u t p u t c on d u c t an c e ( µ S )
I D S S
–
S a t u r a t i o n D r a i n C u r r e n t ( m A )
gf s –
F or w ar d T r an s c on
d u c t an c e ( m S )
r D S ( o n ) –
D r a i n - S
o u r c e O n - R e s i s t a n c e ( Ω )
t ( m A )
t ( m A )
2N4416/2N4416A/SST4416
Vishay Siliconix
-
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Output Characteristics
5
0 1.0
4
3
2
1
0
VDS – Drain-Source Voltage (V)
0.2 0.4 0.6 0.8
VGS = 0 V
VGS(off) = – 2 V
Output Characteristics
5
0 1.0
4
3
2
1
0
VDS – Drain-Source Voltage (V)
0.2 0.4 0.6 0.8
VGS = 0 VVGS(off) = – 3 V
– 0.4 V
– 0.2 V
– 0.6 V
– 0.8 V
– 1.0 V
– 1.2 V
– 1.4 V
– 1.2 V
– 1.5 V
– 1.8 V
– 2.1 V
– 0.3 V
– 0.9 V
– 0.6 V
10
VGS – Gate-Source Voltage (V) VGS – Gate-Source Voltage (V)
Transfer Characteristics
VGS(off) = – 2 V
TA = – 55C
125C
Transfer Characteristics
TA = – 55C
125C
VGS(off) = – 3 V
Transconductance vs. Gate-Source Voltage
VGS(off) = – 2 V
TA = – 55C
Transconductance vs. Gate-Source Voltgage
TA = – 55C
VGS(off) = – 3 V
0
8
6
4
2
0 – 2 – 0.4 – 0.8 – 1.2 – 1.6
10
0
8
6
4
2
0 – 3 – 0.6 – 1.2 – 1.8 – 2.4
10
8
6
10
8
6
VDS = 10 V VDS = 10 V
VDS = 10 Vf = 1 kHz
VDS = 10 Vf = 1 kHz
25C
25CC
25C
u c t a n c e ( m S )
u c t a n c e ( m S )
I D –
D r a i n C u r r e n t ( m A )
I D –
D r a i n C u r r e n t ( m A )
I D –
D r a i n C u r r e n t ( m A )
I D –
D r a i n C u r r e n t ( m A )
Dispositivos de Electrónica de Potencia
-
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Capítulo 2
Dispositivos de Electrónica de Potencia
2.1 Introducción
Los dispositivos semiconductores utilizados en Electrónica de Potencia se pueden
clasificar en tres grandes grupos, de acuerdo con su grado de controlabilidad:
1. Dispositivos no controlados: en este grupo se encuentran los Diodos. Los estados de
conducción o cierre (ON) y bloqueo o abertura (OFF) dependen del circuito de potencia. Por tanto, estos dispositivos no disponen de ningún terminal de control
externo.
2. Dispositivos semicontrolados: en este grupo se encuentran, dentro de la familia de los
Tiristores, los SCR (“Silicon Controlled Rectifier”) y los TRIAC (“Triode of
Alternating Current”). En éste caso su puesta en conducción (paso de OFF a ON) se
debe a una señal de control externa que se aplica en uno de los terminales deldispositivo, comúnmente denominado puerta. Por otro lado, su bloqueo (paso de ON a
OFF) lo determina el propio circuito de potencia. Es decir, se tiene control externo de
la puesta en conducción, pero no así del bloqueo del dispositivo.
Dispositivos de Electrónica de Potencia
2.2 Diodo de Potencia
U di d i d P N d d lí i d ió
-
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Un diodo semiconductor es una estructura P-N que, dentro de sus límites de tensión y
corriente, permite la circulación de corriente en un único sentido. Detalles de funcionamiento,generalmente despreciados para los diodos de señal, pueden ser significativos para
componentes de mayor potencia, caracterizados por un área mayor (para permitir mayores
corrientes) y mayor longitud (para soportar tensiones inversas más elevadas). La figura 2.1
muestra la estructura interna de un diodo de potencia.
250 µmSubstracto
Dependede la
tensión
10 µmP +
Ánodo (A)
Catodo (K)
N -
N +
Figura 2.1. Estructura interna de un diodo de potencia
Como se puede observar en la figura anterior, el diodo está formado por una sola
unión PN, aunque la estructura de un diodo de potencia es algo diferente a la de un diodo de
señal, puesto que en este caso existe una región N intermediaria con un bajo dopaje. El papel
de esta región es permitir al componente soportar tensiones inversas más elevadas. Esta
región de pequeña densidad de dopaje dará al diodo una significativa característica resistivaen polarización directa, la cual se vuelve más significativa cuanto mayor sea la tensión que ha
de soportar el componente. Las capas que hacen los contactos externos son altamente
dopadas, para obtener un contacto con características óhmicas y no del tipo semiconductor.
Dispositivos de Electrónica de Potencia
i AK
-
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A (+) K (-)
i AK
v AK
v AK
V F ≈ 1 V
V R
Región debloqueoinverso
( )on R/1
Figura 2.2. Símbolo y característica estática corriente-tensión de un diodo de potencia
La tensión VF que se indica en la curva estática corriente-tensión se refiere a la caída de
tensión cuando el diodo está conduciendo (polarización directa). Para diodos de potencia, ésta
tensión de caída en conducción directa oscila aproximadamente entre 1 y 2 Volts. Además,
esta caída depende de la corriente que circule, teniéndose una característica corriente - tensión
bastante lineal en la zona de conducción. Esta relación se conoce como la resistencia en
conducción del diodo, abreviada por Ron
y que se puede obtener como el inverso de la
pendiente de la asíntota de la curva estática en la zona de polarización directa. La tensión VR
representa la tensión de ruptura del dispositivo (“Breakdown Voltage”) o, lo que es lo mismo,
la máxima tensión inversa que puede soportar el diodo cuando éste está bloqueado
(polarización inversa).
Un diodo de potencia puede soportar tensiones inversas elevadas. Si se supera el valor
de tensión de ruptura especificado por el fabricante, el diodo puede llegar a destruirse por
excesiva circulación de corriente inversa y en definitiva, por excesiva disipación de potencia.
Los diodos de potencia pueden llegar a soportar tensiones de ruptura de kiloVolts (kV), y
pueden conducir corrientes de kiloAmperes (kA). Evidentemente, el tamaño del diodo
Dispositivos de Electrónica de Potencia
externo fuerce la anulación de la corriente aplicándole una tensión inversa, cuando la
corriente pasa por cero aún existe una cantidad de portadores que cambian su sentido
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de movimiento y permiten la conducción de una corriente inversa durante un tiempo,
denominado tiempo de recuperación inverso (trr ), tal como se muestra en la figura 2.3.Los parámetros definidos en el proceso de bloqueo dependen de la corriente directa,
de la derivada de la corriente (di/dt) y de la tensión inversa aplicada. El tiempo de
recuperación de un diodo normal es del orden de 10 µs, siendo el de los diodos rápidos
del orden de algunos nanosegundos.
2)
Recuperación Directa: Es otro fenómeno de retardo de menor importancia que elanterior, cuando el diodo pasa de bloqueo a conducción, y cuyo efecto se muestra
también en la figura 2.3.
En el proceso de puesta en conducción, la respuesta del diodo es inicialmente de
bloqueo a la corriente. Siendo esta respuesta quien provoca una sobre tensión Vfp,
ocasionada por la modulación de la conductividad del diodo durante la inyección de
portadores minoritarios. Así el diodo se asemeja a una resistencia donde su valor
decrece con el tiempo. Esta resistencia equivalente está relacionada con la
concentración de portadores minoritarios inyectados. Por tanto Vfp depende de la
anchura y resistividad de la zona central del diodo.
vD
+Vr
-Vr
V i
-VrVrp
Von
trr t3 t1
vD
Vfp
i D
t2
t4 t5
Qrr
dif/dt
i = Vr/R
dir/dt
Dispositivos de Electrónica de Potencia
tensiones inversas superiores a 50 – 100 V.
-
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• Diodos de recuperación rápida: Son adecuados en circuitos de frecuencia elevada en
combinación con interruptores controlables, donde se necesitan tiempos derecuperación pequeños. Para unos niveles de potencia de varios cientos de voltios y
varios cientos de amperios, estos diodos poseen un tiempo de recuperación inversas
(trr ) de pocos nanosegundos.
• Diodos rectificadores o de frecuencia de línea: La tensión en el estado de conducción
(ON) de estos diodos es la más pequeña posible, y como consecuencia tienen un t rr grande, el cual es únicamente aceptable en aplicaciones de la frecuencia de línea.
Estos diodos son capaces de bloquear varios kilovoltios y conducir varios
kiloamperios. Se pueden conectar en serie y/o paralelo para satisfacer cualquier rango
de tensión o de corriente.
2.3
TiristoresEl nombre de Tiristor proviene de la palabra griega “ηθνρα”, que significa “una
puerta”. El tiristor engloba una familia de dispositivos semiconductores que trabajan en
conmutación, teniendo en común una estructura de cuatro capas semiconductoras en una
secuencia P-N-P-N, la cual presenta un funcionamiento biestable (dos estados estables).
La conmutación desde el estado de bloqueo (“OFF”) al estado de conducción (“ON”)se realiza normalmente por una señal de control externa. La conmutación desde el estado
“ON” al estado “OFF” se produce cuando la corriente por el tiristor es más pequeña que un
determinado valor, denominada corriente de mantenimiento, (“holding current”), específica
para cada tiristor.
Dentro de la familia de los tiristores podemos destacar los SCRs (tiristores
unidireccionales) y TRIACs (tiristores bidireccionales).
2.3.1 SCR (Rectificador Controlado de Silicio)
Dispositivos de Electrónica de Potencia
teniendo 3 terminales: ánodo (A) y cátodo (K), por los cuales circula la corriente principal, y
la puerta (G) que, cuando se le inyecta una corriente, hace que se establezca una corriente en
tid á d át d L fi 2 4 il t t t i lifi d d l di iti
-
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sentido ánodo-cátodo. La figura 2.4 ilustra una estructura simplificada del dispositivo.
S
K
Rg
VgRg
VccRc
S
PP
ÁnodoA
G Vg
A
Gate
Rc (carga)Vcc
Cátodo
N+ N-
G
KA
J1 J2 J3
Figura 2.4. Estructura simplificada y símbolo del SCR
Si entre ánodo y cátodo tenemos una tensión positiva, las uniones J1 y J3 estarán
directamente polarizadas, en cuanto que la unión J2 estará inversamente polarizada. No habrá
conducción de corriente hasta que la tensión VAK aumente hasta un valor que provoque la
ruptura de la barrera de potencial en J2.
Si hay una tensión VGK positiva, circulará una corriente a través de J3, con portadores
negativos yendo del cátodo hacia la puerta. Por la propia construcción, la capa P donde se
conecta la puerta es suficientemente estrecha para que parte de los electrones que atraviesen
Dispositivos de Electrónica de Potencia
cabe a la unión J1 mantener el estado de bloqueo del componente.
Existe una analogía entre el funcionamiento del tiristor y el de una asociación de dos
-
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g y
transistores bipolares, conforme se muestra en la figura 2.5.
G
A
P
N
P
P
N
K
N
G T2
T1
A
Ic1
I b2 IG
IK
Ic2
I b1
IA
K
Figura 2.5.Estructura y esquema equivalente simplificado de un SCR
Cuando se aplica una corriente de puerta IG positiva, Ic2 e IK aumentarán. Como Ic2 =
I b1, T1 conducirá y tendremos I b2 = Ic1 + IG, que aumentará Ic2 y así el dispositivo
evolucionará hasta la saturación, aunque se elimine la corriente de puerta IG. Tal efecto
acumulativo ocurre si las ganancias de los transistores son mayores que 1. El componente se
mantendrá en conducción desde que, después del proceso dinámico de entrada en conducción,
la corriente del ánodo haya alcanzado un valor superior al límite IL, llamada corriente de
enclavamiento “latching current”.
Para que el SCR deje de conducir es necesario que su corriente caiga por debajo del
valor mínimo de mantenimiento (IH), permitiendo que se restablezca la barrera de potencial en
J2. Para la conmutación del dispositivo no basta con aplicar una tensión negativa entre ánodo
y cátodo. Dicha tensión inversa acelera el proceso de desconexión por dislocar en los
id d d l d l i li ll l i l
Dispositivos de Electrónica de Potencia
no hay señal aplicada a la puerta, permanecerá en bloqueo independientemente del signo de la
tensión VAK . El tiristor debe ser disparado o encendido al estado de conducción (ON)
aplicando un pulso de corriente positiva en el terminal de puerta durante un pequeño
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aplicando un pulso de corriente positiva en el terminal de puerta, durante un pequeño
intervalo de tiempo, posibilitando que pase al estado de bloqueo directo. La caída de tensióndirecta en el estado de conducción (ON) es de pocos voltios (1-3 V).
Una vez que el SCR empieza a conducir, éste permanece en conducción (estado ON),
aunque la corriente de puerta desaparezca, no pudiendo ser bloqueado por pulso de puerta.
Únicamente cuando la corriente del ánodo tiende a ser negativa, o inferior a un valor umbral,
por la influencia del circuito de potencia, el SCR pasará a estado de bloqueo.
i A
v AK
Estado de bloqueo (OFF)
Estado de conducción (ON)
Transición de OFF a ON
Tensión de rupturadirecta
Zona debloqueo
inverso
Tensión derupturainversa
Rupturainversa
Figura 2.6. Característica principal de los SCRs
En régimen estático, dependiendo de la tensión aplicada entre ánodo y cátodo
podemos distinguir tres regiones de funcionamiento:
1.
Zona de bloqueo inverso (vAK < 0): Ésta condición corresponde al estado de noconducción en inversa, comportándose como un diodo.
2. Zona de bloqueo directo (vAK > 0 sin disparo): El SCR se comporta como un
Dispositivos de Electrónica de Potencia
iA
-
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von
ILIH
V bo
V brIG2>IG1 IG1>IG0 IG0=0
VA≈ 1 a 3 V
Figura 2.7. Característica I-V de un SCR en función de la corriente de puerta.
Activación o disparo y bloqueo de los SCR
Podemos considerar cinco maneras distintas de hacer que el SCR entre en conducción:
a)
Disparo por tensión excesivaCuando está polarizado directamente, en el estado de bloqueo, la tensión de
polarización se aplica sobre la unión J2 (ver figura 2.4). El aumento de la tensión VAK lleva a
una expansión de la región de transición tanto para el interior de la capa de la puerta como
para la capa N adyacente. Aún sin corriente de puerta, por efecto térmico, siempre existirán
cargas libres que penetren en la región de transición (en este caso, electrones), las cuales son
aceleradas por el campo eléctrico presente en J2. Para valores elevados de tensión (y, portanto, de campo eléctrico), es posible iniciar un proceso de avalancha, en el cual las cargas
aceleradas, al chocar con átomos vecinos, provoquen la expulsión de nuevos portadores que
reproducen el proceso. Tal fenómeno, desde el punto de vista del comportamiento del flujo de
Dispositivos de Electrónica de Potencia
vGK (V)
-
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0 iG (A)0 IGmin
VGmaxVGmin
6
0,5
Recta de carga
Límite de altacorriente
Máxima potenciainstantánea de puerta
Límite de bajacorriente
Máxima tensiónde puerta
vGK
A
KG
iG
Sistema
6 V
12 Ω
Figura 2.8. Curvas con las condiciones para disparo de un SCR a través de control de puerta y
circuito de disparo reducido a su equivalente Thévenin.
El valor VGmin indica la mínima tensión de puerta que asegura la conducción de todos
los componentes de un tipo determinado, para la mínima temperatura especificada.
El valor VGmax es la máxima tensión de puerta que asegura que ningún componente de
ti d t i d t á d ió l á i t t d ió
Dispositivos de Electrónica de Potencia
c) Disparo por derivada de tensión
Si a un SCR se le aplica un escalón de tensión positivo entre ánodo y cátodo con
tiempo de subida muy corto del orden de microsegundos los portadores sufren un
-
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tiempo de subida muy corto, del orden de microsegundos, los portadores sufren un
desplazamiento infinitesimal para hacer frente a la tensión exterior aplicada.
Como se comentó para el caso de disparo por tensión excesiva, si la intensidad de
fugas alcanza el valor suficiente como para mantener el proceso regenerativo, el tiristor
entrará en conducción estable y permanecerá así una vez pasado el escalón de tensión que lo
disparó.
El valor de la derivada de tensión dv/dt depende de la tensión final y de la
temperatura, tanto menor cuanto mayores son éstas.
d) Disparo por temperatura
A altas temperaturas, la corriente de fuga en una unión P-N inversamente polarizada
aproximadamente se duplica con el aumento de 8º C. Así, el aumento de temperatura puede
llevar a una corriente a través de J2 suficiente para llevar el SCR al estado de conducción.
e) Disparo por luz
La acción combinada de la tensión ánodo-cátodo, temperatura y radiación
electromagnética de longitud de onda apropiada puede provocar también la elevación de la
corriente de fugas del dispositivo por encima del valor crítico y obligar al disparo.
Los tiristores diseñados para ser disparados por luz o tiristores fotosensibles LASCR
(“Light Activated SCR”) suelen ser de pequeña potencia y permiten un aislamiento óptico
entre el circuito de control y el circuito de potencia.
2.3.2 TRIAC
El TRIAC (“Triode of Alternating Current”) es un tiristor bidireccional de tres
terminales. Permite el paso de corriente del terminal A1 al A2 y vivecersa, y puede ser
disparado con tensiones de puerta de ambos signos
Dispositivos de Electrónica de Potencia
G
-
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1 A 2 A
G
Figura 2.9. Esquema equivalente de un TRIAC .
La figura 2.10 muestra el símbolo utilizado para representar el TRIAC, así como su
estructura interna en dos dimensiones. Como se ha mencionado, el TRIAC permite la
conducción de corriente de ánodo a cátodo y viceversa, de ahí que los terminales no se
denominen ánodo y cátodo, sino simplemente ánodo 1 (A1) y ánodo 2 (A2). En algunos
textos dichos terminales se denominan MT1 y MT2.
Como en el caso del SCR, tenemos un terminal de control denominado puerta que nos
permite la puesta en conducción del dispositivo en ambos sentidos de circulación. Si bien el
TRIAC tiene varios mecanismos de encendido (con corrientes positivas y negativas), lo más
usual es inyectar corriente por la puerta en un sentido para provocar la puesta en conducción.
1 A
2 A
G
p
n
2 A
1 AG
pnn
n
p p
n p
Fi 2 10 Sí b l t t i t d TRIAC
Dispositivos de Electrónica de Potencia
iAvon
-
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IG2IG1IG=0
ILIH
V bo
on
IG2 IG1 IG=0
VA1A2
Figura 2.11. Características I-V del TRIAC
Una de las ventajas de este dispositivo es que es muy compacto, requiriendo
únicamente un único circuito de control, dado que sólo dispone de un terminal de puerta. Sin
embargo, tal y como está fabricado, es un dispositivo con una capacidad de control de
potencia muy reducida. En general está pensado para aplicaciones de pequeña potencia, con
tensiones que no superan los 1000V y corrientes máximas de 15A. Es usual el empleo de
TRIACs en la fabricación de electrodomésticos con control electrónico de velocidad de
motores y aplicaciones de iluminación, con potencias que no superan los 15kW. La frecuencia
máxima a la que pueden trabajar es también reducida, normalmente los 50-60Hz de la red
monofásica.
2.3.3
GTO (“Gate Turn-Off Thyristor”)
A pesar de que el GTO fue inventado en el inicio de la década de los años 60, ha sido
poco empleado debido a sus reducidas prestaciones Con el avance de la tecnología en el
Dispositivos de Electrónica de Potencia
El GTO es un tiristor con capacidad externa de bloqueo. La puerta permite controlar
las dos transiciones: paso de bloqueo a conducción y viceversa. El símbolo utilizado para el
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GTO se muestra en la siguiente figura (Fig. 2.12), así como su estructura interna en dosdimensiones.
A K
AK i
G
p
n
A
K G
pnn
p
Figura 2.12. Símbolo y estructura interna de un GTO.
Principio de funcionamiento
El GTO tiene una estructura de 4 capas, típica de los componentes de la familia de los
tiristores. Su característica principal es su capacidad de entrar en conducción y bloquearse através de señales adecuadas en el terminal de puerta G.
El mecanismo de disparo es parecido al del SCR: suponiendo que está directamente
polarizado, cuando se le inyecta corriente a la puerta, circula corriente entre puerta y cátodo.
Como la capa de la puerta es suficientemente fina, gran parte de los portadores se mueven
hasta la capa N adyacente, atravesando la barrera de potencial y siendo atraídos por el potencial del ánodo, dando inicio a la corriente anódica. Si ésta corriente se mantiene por
encima de la corriente de mantenimiento, el dispositivo no necesita de la señal de puerta para
mantenerse en conducción.
Dispositivos de Electrónica de Potencia
las diferencias están en el nivel de construcción del componente. El funcionamiento como
GTO depende, por ejemplo, de factores como:
• Facilidad de extracción de portadores por el terminal de puerta – esto es posible
-
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p p p p
debido al uso de impurezas con alta movilidad.
• Rápida desaparición de portadores en las capas centrales – uso de impurezas con bajo
tiempo de recombinación. Esto indica que un GTO tiene una mayor caída de tensión
en conducción, comparado a un SCR de dimensiones iguales.
•
Soportar tensión inversa en la unión puerta-cátodo, sin entrar en avalancha – menordopado en la región del cátodo.
• Absorción de portadores de toda la superficie conductora – región de puerta-cátodo
con gran área de contacto.
Al contrario del SCR, un GTO puede no tener la capacidad de bloquear tensiones
inversas.
Entrada enconducción
PK
Rg
P+
Ánodo G Vg
A
Gate
Rc
Vcc
Cátodo
N+ N-
J1 J2 J3
PK
P+
A
Rc
Vcc
Cátodo
N+ N-
J1 J2 J3Apagado(Bloqueo)
Dispositivos de Electrónica de Potencia
AK i
-
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AK v
BV
)(kV ruptura
0>G I
0
-
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interruptores de potencia controlados por corriente. Como el lector recordará existen dos tiposfundamentales, los “npn” y los “ pnp”, si bien en Electrónica de Potencia los más usuales y
utilizados son los primeros. La figura 2.15 muestra un recordatorio de los símbolos empleados
para representar los transistores bipolares.
Colector (C)
Base (B)
Emisor (E) Colector (C)
Base (B)
Emisor (E)
pnpnpn
Figura 2.15. Símbolos de los transistores bipolares npn y pnp.
Principio de funcionamiento y estructura
La figura 2.16 muestra la estructura básica de un transistor bipolar npn.
La operación normal de un transistor se hace con la unión J1 (B-E) directamente polarizada, y
con J2 (B-C) inversamente polarizada.
En el caso de un transistor npn, los electrones son atraídos del emisor por el potencial
positivo de la base. Esta capa central es suficientemente fina para que la mayor parte de los
portadores tenga energía cinética suficiente para atravesarla, llegando a la región de transición
de J2, siendo entonces atraídos por el potencial positivo del colector.
El control de Vbe determina la corriente de base, Ib, que, a su vez, se relaciona con Ic por la ganancia de corriente del dispositivo.
Dispositivos de Electrónica de Potencia
En la realidad, la estructura interna de los transistores bipolares de potencia (TBP) es
diferente. Para soportar tensiones elevadas, existe una capa intermediaria del colector, con
-
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baja concentración de impurezas (bajo dopado), la cual define la tensión de bloqueo delcomponente.
La figura 2.17 muestra una estructura típica de un transistor bipolar de potencia. Los
bordes redondeados de la región de emisor permiten una homogeneización del campo
eléctrico, necesaria para el mantenimiento de polarizaciones inversas débiles entre base y
emisor. El TBP no soporta tensiones en el sentido opuesto porque la elevada concentración de
impurezas (elevado dopado) del emisor provoca la ruptura de J1 en bajas tensiones (5 a 20 V).
E
5 a 20 µm
+
C
10e16 cm -3
B
N + 10e19 cm -3
250 µmSubstracto
50 a 200 µm
10 µm
P
- 10e14 cm -3
10e19 cm -3
Figura 2.17. Estructura interna de un TBP tipo NPN
La preferencia en utilizar TBP tipo NPN se debe a las menores pérdidas con relación a
los PNP, lo cual es debido a la mayor movilidad de los electrones con relación a los agujeros,
Dispositivos de Electrónica de Potencia
El transistor, fundamentalmente, puede trabajar en tres zonas de funcionamiento bien
diferenciadas, en función de la tensión que soporta y la corriente de base inyectada:
É
-
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- Corte: no se inyecta corriente a la base del transistor. Éste se comporta como uninterruptor abierto, que no permite la circulación de corriente entre colector y emisor. Portanto, en ésta zona de funcionamiento el transistor está desactivado o la corriente de base noes suficiente para activarlo teniendo ambas uniones en polarización inversa.
- Activa: se inyecta corriente a la base del transistor, y éste soporta una determinadatensión entre colector y emisor. La corriente de colector es proporcional a la corriente de base,con una constante de proporcionalidad denominada ganancia del transistor, típicamente
representada por las siglas F β o F h . Por tanto, en la región activa, el transistor actúa como unamplificador, donde la corriente del colector queda amplificada mediante la ganancia y elvoltaje vCE disminuye con la corriente de base: la unión CB tiene polarización inversa y la BEdirecta.
- Saturación: se inyecta suficiente corriente a la base para disminuir la vCE y conseguir queel transistor se comporte como un interruptor cuasi ideal. La tensión que soporta entre susterminales es muy pequeña y depende del transistor. En éste caso ambas uniones están
polarizadas directamente. Se suele hablar de la tensión colector-emisor en saturación.
La figura 2.18 muestra la característica estática de un transistor bipolar npn. Tal como
se muestra en su característica V-I, una corriente de base suficientemente grande IB>IC/β
(dependiendo de la I de colector) llevará al componente a la plena conducción. En el estado de
conducción (saturación) la tensión vCE(sat) está normalmente entre 1-2 V.
La característica de transferencia se muestra en la figura 2.19.
i B4
i B5
iC
I
Saturación
ctiva
Dispositivos de Electrónica de Potencia
Corte Activa SaturaciónvCC
-
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vCE(sat) i B
Figura 2.19. Características de transferencia en un transistor bipolar
En Electrónica de Potencia, obviamente, interesa trabajar en la zona de corte y en la
zona de saturación, dado que en la zona activa se disipa mucha potencia y en consecuencia el
rendimiento del sistema puede llegar a ser muy pequeño. Además téngase en cuenta que dado
que en Electrónica de Potencia se trabaja con tensiones y corrientes elevadas, esa disipaciónde potencia debe evacuarse de algún modo, o de lo contrario podemos llegar a destruir el
semiconductor por una excesiva temperatura en su interior.
Las diferencias básicas entre los transistores bipolares de señal y los de potencia son
bastante significativas. En primer lugar, la tensión colector-emisor en saturación suele estar
entre 1 y 2 Volts, a diferencia de los 0,2-0,3 Volts de caída en un transistor de señal.
Conexión Darlington
Otra diferencia importante es que la ganancia de un transistor de potencia elevada
suele ser bastante pequeña. Ello conlleva que debido a las grandes corrientes de colector que
se deben manejar, la corriente por la base debe ser también elevada, complicando el circuito
de control de base del transistor. Para transistores de señal se suelen obtener valores de
ganancia entorno a 200, mientras que para transistores de potencia es difícil llegar a obtener
valores de ganancia de 50. Si por ejemplo un TBP con β = 20 va a conducir una corriente de
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Dispositivos de Electrónica de Potencia
La figura 2.21 muestra un recordatorio de los símbolos utilizados para estos
dispositivos.
F (S)D d (D)
-
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Canal p Puerta (G) Puerta (G)
Fuente (S) Drenador (D)
Fuente (F) Drenador (D)
Canal n
Figura 2.21. Símbolos de los transistor MOSFET de canal n y canal p.
Si bien el TBP fue inventado a finales de los años 40, ya en 1925 fue registrada una
patente que se refería a un método y un dispositivo para controlar el flujo de una corrienteeléctrica entre dos terminales de un sólido conductor. Así mismo, tal patente, que se puede
considerar como la precursora de los Transistores de Efecto de Campo, no redundó en un
componente práctico, puesto que entonces no había tecnología que permitiese la construcción
de los dispositivos. Esto se modificó en los años 60, cuando surgieron los primeros FETs,
pero aún con limitaciones importantes con respecto a las características de conmutación. En
los años 80, con la tecnología MOS, fue posible construir dispositivos capaces de conmutarvalores significativos de corriente y tensión, con velocidad superior al que se obtenía con los
bipolares.
Principio de funcionamiento y estructura
El terminal de puerta G (Gate) está aislado del semiconductor por óxido de silicio
(SiO2). La unión PN define un diodo entre la Fuente S (Source) y el Drenador D (Drain), el
cual conduce cuando VDS < 0. El funcionamiento como transistor ocurre cuando VDS > 0. La
figura 2.22 muestra la estructura básica del transistor.
Dispositivos de Electrónica de Potencia
VGS
VDD
GS
-
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metal
G
- ID -ID N +
N +
D
S
P
N -
SiO2
Figura 2.22. Estructura básica del transistor MOSFET
La circulación de ID por el canal produce una caída de tensión que produce un “efecto
embudo”, o sea, el canal es más ancho en la frontera con la región N+ que cuando se conecta
a la región N-. Un aumento de ID lleva a una mayor caída de tensión en el canal y a un mayor
“efecto embudo”, lo que conduciría a su colapso y a la extinción de la corriente. Obviamente
el fenómeno tiende a un punto de equilibrio, en el cual la corriente I D se mantiene constante
para cualquier VDS, caracterizando una región activa o de saturación del MOSFET. La figura2.23 muestra la característica estática del MOSFET de potencia.
Una pequeña corriente de puerta es necesaria apenas para cargar y descargar las
capacidades de entrada del transistor. La resistencia de entrada es del orden de 1012 Ohms.
De forma análoga a los bipolares, tenemos fundamentalmente tres zonas de trabajo bien diferenciadas:
- Corte: La tensión entre la puerta y la fuente es más pequeña que una determinada tensión
Dispositivos de Electrónica de Potencia
i D
-
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v DS 0
vGS4
vGS3
vGS2
vGS1
ON
OFF
Saturación
Ohmica
Corte
Figura 2.23. Característica estática del transistor MOSFET canal n
Obviamente, en Electrónica de Potencia nos interesa que un MOSFET trabaje en corte
o en óhmica (interruptor abierto o cerrado). Atención con los nombres de las zonas de trabajo,
que pueda causar confusión al lector cuando se habla de un bipolar y de un MOSFET.
Observar que la zona de saturación de un BJT corresponde a la zona Óhmica del MOSFET y
que la zona de saturación de éste corresponde a la zona activa del BJT.
Uno de los inconvenientes de los transistores MOSFET es que la potencia que puedenmanejar es bastante reducida. Para grandes potencias es inviable el uso de estos dispositivos,
en general, por la limitación de tensión. Sin embargo, son los transistores más rápidos que
i t l l tili li i d d i lt l id d d
Dispositivos de Electrónica de Potencia
Para evitar los inconvenientes del MOSFET y del bipolar y aprovechar las ventajas de
ambos, los fabricantes han introducido un dispositivo nuevo, denominado IGBT que se
describe en el siguiente apartado.
-
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2.4.3. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)
El transistor IGBT, de las siglas en inglés “Isolated Gate Bipolar Transistor”, es un
dispositivo híbrido, que aprovecha las ventajas de los transistores descritos en los apartados
anteriores, o sea, el IGBT reúne la facilidad de disparo de los MOSFET con las pequeñas
pérdidas en conducción de los BJT de potencia. La puerta está aislada del dispositivo, con lo
que se tiene un control por tensión relativamente sencillo. Entre el colector y el emisor se
tiene un comportamiento tipo bipolar, con lo que el interruptor es muy cercano a lo ideal. La
figura 2.24 muestra la simbología para este tipo de transistores.
Colector (C)
Puerta (G
Emisor (E) (E
(G)
(C
Figura 2.24. Símbolos alternativos de los transistores IGBTs.
Su velocidad de conmutación, en principio, similar a la de los transistores bipolares, ha
crecido en los últimos años, permitiendo que funcione a centenas de kHz, en componentes
para corrientes del orden de algunas decenas de Amperios.
Principio de funcionamiento y estructura
La estructura del IGBT es similar a la del MOSFET, pero con la inclusión de una capa
P+ que forma el colector del IGBT, como se puede ver en la figura 2.25.
Dispositivos de Electrónica de Potencia
J3
Gate (puerta)EmisorS
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J1
J2P
Colector
P + N +
N -
metal
SiO2
Figura 2.25. Estructura básica del transistor IGBT
El control del componente es análogo al del MOSFET, o sea, por la aplicación de una
polarización entre puerta y emisor. También para el IGBT el accionamiento o disparo se hace
por tensión.
La máxima tensión que puede soportar se determina por la unión J2 (polarizacióndirecta) y por J1 (polarización inversa). Como J1 divide 2 regiones muy dopadas, se puede
concluir que un IGBT no soporta tensiones elevadas cuando es polarizado inversamente.
Los IGBT presentan un tiristor parásito. La construcción del dispositivo debe ser tal
que evite el disparo de este tiristor, especialmente debido a las capacidades asociadas a la
región P. Los componentes modernos no presentan problemas relativos a este elemento
indeseado.
En la figura 2.26 se muestra la característica I-V del funcionamiento de un IGBT.
Dispositivos de Electrónica de Potencia
iC
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vGE
vCE0
Figura 2.26. Símbolo y característica estática del transistor IGBT
El IGBT es inherentemente más rápido que el BJT. Sin embargo, la velocidad de
conmutación del IGBT es inferior a la de los MOSFETs.
2.4.4. Comparación entre los diferentes transistores de potencia
A continuación se presenta una breve tabla de comparación de tensiones, corrientes, y
frecuencias que pueden soportar los distintos transistores descritos.
BJT MOSFET IGBT1000-1200V 500-1000V 1600-2000V
700-1000A 20-100A 400-500A
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2.5 Pérdidas en conducción y en conmutación
Una problemática de los semiconductores de potencia está relacionada con sus pérdidas
y con la máxima disipación de potencia que pueden alcanzar. Como se ha mencionado
anteriormente si se supera la temperatura máxima de la unión (uniones entre distintos tipos
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anteriormente, si se supera la temperatura máxima de la unión (uniones entre distintos tipos
de semiconductores) en el interior de un dispositivo, éste se destruye rápidamente. Para ello es
necesario evacuar la potencia que se disipa mediante radiadores, que en algunos casos pueden
ser de gran tamaño.
La disipación de potencia no es otra cosa que las pérdidas que tiene el dispositivo
semiconductor. Existen dos mecanismos que provocan las pérdidas. Lo que se denominan pérdidas en conducción, es decir, cuando el interruptor está cerrado y por tanto hay
circulación de corriente. Por ejemplo, un MOSFET cuando está cerrado se comporta como
una resistencia de valor Ron, de manera que disipa una potencia que vale aproximadamente
Ron I 2 . Además existen unas pérdidas adicionales, denominadas pérdidas en conmutación,
que se producen cuando un semiconductor pasa del estado de bloqueo a conducción y
viceversa. Las transiciones de corriente y tensión en el semiconductor no son instantáneas ni perfectas, con lo que en cada conmutación se producen unas determinadas pérdidas. El lector
rápidamente entenderá que las perdidas en conmutación dependen de la frecuencia de
conmutación, es decir, cuantas más veces por segundo abra y cierre un transistor, más
potencia estará disipando el semiconductor. Es decir, las pérdidas en conmutación dependen
directamente de la frecuencia de trabajo del dispositivo. De ahí que se debe limitar la
frecuencia de conmutación de cualquier dispositivo en electrónica de potencia para evitar sudestrucción. La figura 2.27 muestra las curvas de tensión (VDS), corriente (IDS) y potencia (P)
de un MOSFET inicialmente bloqueado (OFF). Se puede ver la conmutación de OFF a ON,
después un periodo que se mantiene en conducción para después volver a cerrarse. La figura
muestra las pérdidas (potencia disipada) relacionadas con la conmutación y la conducción