selección de dispositivos electrónicos de potencia
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Universidad de Oviedo. Lección 2. Selección de dispositivos electrónicos de potencia. Diseño de Sistemas Electrónicos de Potencia 4º Curso. Grado en Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación . Dispositivos a estudiar. El Diodo de potencia El MOSFET de potencia - PowerPoint PPT PresentationTRANSCRIPT
Selección de dispositivos electrónicos de potencia
Universidad de Oviedo
Diseño de Sistemas Electrónicos de Potencia
4º Curso. Grado en Ingeniería en Tecnologías y Servicios de Telecomunicación
Lección 2
• El Diodo de potencia
• El MOSFET de potencia
• El Transistor Bipolar de Puerta Aislada (IGBT)
• El Rectificador Controlado de Silicio (SCR)
• El Tiristor Apagado por Puerta (GTO)
• El Triodo de Corriente Alterna (TRIAC)
Dispositivos a estudiar
Nuevos para
vosotros
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA•
Axiales
DO 35 DO 41 DO 15 DO 201
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Para usar radiadores
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Para grandes potencias
B 44
DO 5
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA
• Agrupaciones de 2 diodos
2 diodos en cátodo común 2 diodos en serie
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Agrupaciones de 2 diodos (con varias conexiones)
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Agrupaciones de 2 diodos (sin conectar)
Nombre del dispositivo
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Agrupaciones de 2 diodos. Diversos encapsulados
para el mismo dispositivo
Nombre del dispositivo
Encapsulados
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)
Dual in line
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Agrupaciones de 4 diodos (puentes de diodos)
+ -+ -
Encapsulados de diodos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Puentes de diodos. Toda la gama de Fagor
Encapsulados mixtos de diodos y otros dispositivos D
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA• Dan origen a módulos de potencia
- Adecuados para alta potencia y relativa alta frecuencia - Minimizan las inductancias parásitas del conexionado - Se usan en aplicaciones industriales, espaciales, militares, etc - Se pueden pedir a medida
Control de MotoresElectrónica militar
Circuito equivalente estático
V
rd
Modelo asintótico
ideal
0
i
V
V
• Circuito equivalente asintótico
Curva característica asintótica.
Pendiente = 1/rd
Curva característica ideal
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
Curva característica real
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
Características fundamentales de cualquier diodo
1ª -Máxima tensión inversa soportada2ª -Máxima corriente directa conducida3ª -Caída de tensión en conducción4ª -Corriente inversa en bloqueo 5ª -Velocidad de conmutación
Baja tensión15 V30 V45 V55 V60 V80 V
Alta tensión500 V600 V800 V
1000 V1200 V
1ª Máxima tensión inversa soportada
Media tensión100 V150 V200 V400 V
Ejemplo de clasificación
• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión inversamente polarizada
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
1ª Máxima tensión inversa soportada
• El fabricante suministra (a veces) dos valores:- Tensión inversa máxima de pico repetitivo VRRM
- Tensión inversa máxima de pico no repetitivo VRSM
La tensión máxima es crítica. Superarla suele ser determinante del deterioro irreversible del componente
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
2ª Máxima corriente directa conducida
• El fabricante suministra dos (y a veces tres) valores:- Corriente eficaz máxima IF(RMS)
- Corriente directa máxima de pico repetitivo IFRM
- Corriente directa máxima de pico no repetitivo IFSM
Depende de la cápsula
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
• La caída de tensión en conducción (obviamente) crece con la corriente directa conducida. A corrientes altas crece linealmente
3ª Caída de tensión en conducción
i
V
V
rd
ideal
ID
VD
5 A
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• La caída de tensión en conducción crece con la máxima tensión soportable por el diodo
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• Se obtiene directamente de las curvas tensión corriente
IF(AV) = 4A, VRRM = 200V
IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V
1,25V @ 25A
2,2V @ 25A
• En escala lineal no son muy útiles• Frecuentemente se representan en
escala logarítmica
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• Curva característica en escala logarítmica
0,84V @ 20A 1,6V @ 20A
IF(AV) = 25A, VRRM = 200V
IF(AV) = 22A, VRRM = 600V
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• Los Schottky tienen mejor comportamiento en conducción para VRRM < 200 (en silicio)
0,5V @ 10A
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
• Schottky de VRRM relativamente alta
0,69V @ 10A
La caída de tensión en conducción no sólo va creciendo al aumentar VRRM, sino que se aproxima a la de un diodo PN
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
3ª Caída de tensión en conducción
Schottky
Schottky
PN
Similares valores de VRRM y similares caídas de tensión
en conducción
• Depende de los valores de IF(AV) y VRRM, de la tensión inversa (poco) y de la temperatura (mucho)
• Algunos ejemplos de diodos PN
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
4ª Corriente de inversa en bloqueo
IF(AV) = 4A, VRRM = 200V
IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V
IF(AV) = 8A, VRRM = 200V
Crece con IF(AV)
Crece con Tj
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
4ª Corriente de inversa en bloqueo
IF(AV) = 10A, VRRM = 170V
IF(AV) = 10A, VRRM = 40V
• Dos ejemplos de diodos Schottky • Decrece con VRRM
• Crece con IF(AV)
• Crece con Tj
Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)
a b
V1
V2
R i
V+
-i
V
t
t
V1/R
-V2DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
5ª Velocidad de conmutación
• Comportamiento ideal de un diodo en conmutación
a b
V1
V2
R i
V+
-
Transición de “a” a “b”, es decir, de conducción a bloqueo (apagado)
i
V
t
t
trr
V1/R
-V2/Rts
tf (i= -0,1·V2/R)
-V2
ts = tiempo de almacenamiento (storage time )
tf = tiempo de caída (fall time )
trr = tiempo de recuperación inversa (reverse recovery time )
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
5ª Velocidad de conmutación
• Comportamiento real de un diodo en conmutación
a b
V1
V2
R i
V+
-
i
td = tiempo de retraso (delay time )tr = tiempo de subida (rise time )tfr = td + tr = tiempo de recuperación directa (forward recovery time )
tr
0,9·V1/R
td
0,1·V1/R
tfr
El tiempo de recuperación directa genera menos problemas reales que el de recuperación inversaD
IOD
OS
DE
POTE
NC
IA
Transición de “b” a “a”, es decir, de bloqueo conducción (encendido)
• Comportamiento real de un diodo en conmutación
5ª Velocidad de conmutación
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
5ª Velocidad de conmutación
IF(AV) = 8A, VRRM = 200V
• Información suministrada por los fabricantes
• Corresponde a conmutaciones con cargas con comportamiento inductivo
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
5ª Velocidad de conmutación • Más información suministrada por los fabricantesSTTA506D
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
5ª Velocidad de conmutación
• La velocidad de conmutación (valorada con la trr) ayuda a clasificar los diodos
Las características de todos los semiconductores (por supuesto, también de los diodos) se pueden encontrar en Internet (pdf)
www.irf.comwww.onsemi.comwww.st.comwww.infineon.com
Direcciones web
• Standard• Fast• Ultra Fast• Schottky
VRRM trrIF
100 V - 600 V
100 V - 1000 V
200 V - 800 V
15 V - 150 V (Si)300 V – 1200 V (SiC)
> 1 s
100 ns – 500 ns
20 ns – 100 ns
< 2 ns 1 A – 150 A
1 A – 50 A
1 A – 50 A
1 A – 50 A
< 2 ns 1 A – 20 A
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
Pérdidas en diodos
• Son de dos tipos:- Estáticas en conducción (en bloqueo son despreciables)- Dinámicas
V
rd
ideal
iD
Potencia instantánea perdida en conducción: pDcond (t) = vD (t)·iD (t) = (V + rd · iD(t)) · iD(t)
PDcond = V·IM + rd · Ief2
IM : Valor medio de iD(t)Ief : Valor eficaz de iD(t)
Pérdidas estáticas en un diodo
iD
Forma de onda frecuente
T
0
DcondDcond dt)·t(pT1P
Potencia media en un periodo:
Þ
tf
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
• Las conmutaciones no son perfectas• Hay instantes en los que conviven tensión y corriente • La mayor parte de las pérdidas se producen en la salida de conducción
iD
t
VD
t
Pérdidas dinámicas (pérdidas de conmutación) en un diodo
0,8 V
-200 V
10 A
3 APotencia instantánea perdida en la salida de conducción: pDsc (t) = vD (t)·iD (t)
rrt
0
DscD dt)·t(pT1P
Potencia media en un periodo:
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
• Estáticas
Información de los fabricantes sobre pérdidas
(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
• Dinámicas
Información de los fabricantes sobre pérdidas
(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
• Dinámicas
Información de los fabricantes sobre pérdidas
(de las hojas de características (Datasheet) del diodo STTA506)
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
Características Térmicas
• Las pérdidas generan calor y éste debe ser evacuado• El silicio pierde sus propiedades semiconductoras a partir de 175-150ºC
Si
jUnión (oblea)
cEncapsulado
aAmbiente
P (W)
• Magnitudes térmicas: - Resistencias térmicas, RTH en ºC/W- Increm. de temperaturas, ΔT en ºC - Potencia perdida, P en W• Ley “de Ohm” térmica: ΔT=P·RTH
RTHjc RTHca • Magnitudes eléctricas: - Resistencias eléctricas, R en Ω- Difer. de tensiones, V en voltios - Corriente, I en A
RTH Þ RΔT Þ VP Þ I
Equivalente eléctrico
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
Características Térmicas
Ambiente
Si
jUnión
cEncapsulado
aP (W)
RTHjc RTHca
RTH Þ RΔT Þ VP Þ I
Equivalente eléctrico
P
RTHjc RTHca
Taj c
a
0 K
TCTJ
Por tanto: ΔT = P·ΣRTH Þ Tj-Ta = P·(RTHjc + RTHca)
Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·RTHca
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
Características Térmicas
• La resistencia térmica unión-cápsula es baja ( 0,5-5 ºC/W)• La resistencia térmica cápsula-ambiente es alta ( 30-100 ºC/W)
• Para reducir la temperatura de la unión hay que disminuir la resistencia térmica entre la cápsula y el ambiente.
• Para ello se coloca un radiador en la cápsula.
IF(AV) = 5A, VRRM = 1200V
Cápsula TO 3 TO 5 TO 66 TO 220 TOP 3
RTHca [ºC/W] 30 105 45 60 40
DIO
DO
S D
E PO
TEN
CIA
Características Térmicas
j c
P
RTHjc
RTHca Ta
a
0º K
TCTJ
Por tanto: Tj-Ta = P·[RTHjc + (RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]
Y también: Tj-TC = P·RTHjc y Tc-Ta = P·(RTHcaRTHrad)/(RTHca+RTHrad)]
Ambiente
Si
jUnión
cEncapsulado
aP (W)
RTHjc RTHca
RTHrad
RTHrad
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
VDS [V]
ID [mA]
4
2
84 120VGS = 2,5V
VGS = 3VVGS = 3,5V
VGS = 4V
VGS = 4,5V
VGS = 0V < 2,5V < 3V < 3,5V < 4V
Comportamiento resistivo
VGS < VTH = 2V< 4,5V
Comportamiento como circuito abierto
10V
+
-VDS
ID
+
-VGS
2,5KW
G
D
S
• Zonas de trabajo de un MOSFET de señal
Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal
Comportamiento como fuente de corriente (sin interés en electrónica de potencia)
G
D
S
DS G
+
P-
Substrato
N+ N+
• Precauciones en el uso de transistores MOSFET
- El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos
- El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección
- Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
Ideas generales sobre los MOSFETs de acumulación de señal
G
D
S
• Están formados por miles de celdas puestas en paralelo (son posibles integraciones de 0,5 millones por pulgada cuadrada)
• Los dispositivos FET (en general) se paralelizan fácilmente • Algunas celdas posibles (dispositivos verticales):
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
Estructura de los MOSFETs de Potencia
Puerta
Drenador
Fuente
n+
n- pn+ n+
Estructura planar(D MOS)
Estructura en trinchera(V MOS)
Drenador
n+
n-pn+
PuertaFuente
• En general, semejantes a los de los diodos de potencia (excepto los encapsulados axiales)
• Existe gran variedad de encapsulados• Ejemplos: MOSFET de 60V
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
Encapsulados de MOSFETs de Potencia
RDS(on)=9,4mW, ID=12ARDS(on)=12mW, ID=57A
RDS(on)=9mW, ID=93ARDS(on)=5,5mW, ID=86ARDS(on)=1.5mW, ID=240A
• Otros ejemplos de MOSFET de 60V
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
Encapsulados de MOSFETs de Potencia
RDS(on)=3.4mW, ID=90A
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
Características fundamentales de los MOSFETs de potencia
1ª -Máxima tensión drenador-fuente 2ª -Máxima corriente de drenador3ª -Resistencia en conducción4ª -Tensiones umbral y máximas de puerta 5ª -Proceso de conmutación
1ª Máxima tensión drenador-fuente• Corresponde a la tensión de ruptura de la unión que forman el substrato (unido a
la fuente) y el drenador. • Se mide con la puerta cortocircuitada a la fuente. Se especifica a qué pequeña
circulación de corriente corresponde (por ejemplo, 0,25 mA)
MOSFET con puerta en trinchera Drenador
N+
N-PN+
Fuente Puerta
Diodo Fuente–
Drenador
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
1ª Máxima tensión drenador-fuente
Baja tensión
15 V30 V45 V55 V60 V80 V
Media tensión
100 V150 V200 V400 V
Alta tensión
500 V600 V800 V
1000 V1200 V (SiC)
Ejemplo de clasificación
• La máxima tensión drenador-fuente de representa como VDSS o como V(BR)DSS
• Ayuda a clasificar a los transistores MOSFET de potencia
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
2ª Máxima corriente de drenador
• El fabricante suministra dos valores (al menos):- Corriente continua máxima ID
- Corriente máxima pulsada IDM
• La corriente continua máxima ID depende de la temperatura de la cápsula (mounting base
aquí)
A 100ºC, ID=23·0,7=16,1A
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
3ª Resistencia en conducción
• Es uno de los parámetro más importante en un MOSFET. Cuanto menor sea, mejor es el dispositivo
• Se representa por las letras RDS(on)
• Para un dispositivo particular, crece con la temperatura • Para un dispositivo particular, decrece con la tensión
de puerta. Este decrecimiento tiene un límite.
Drain-source On Resistance, RDS(on) (Ohms)
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
3ª Resistencia en conducción
• Comparando distintos dispositivos de valores de ID semejantes, RDS(on) crece con el valor de VDSS
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
3ª Resistencia en conducción
• En los últimos tiempos se han mejorado sustancialmente los valores de RDS(on) en dispositivos de VDSS relativamente alta (600-1000
V)
MOSFET de los años 2000
MOSFET de 1984
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
4ª Tensiones umbral y máximas de puerta
• La tensión puerta fuente debe alcanzar un valor umbral para que comience a haber conducción entre drenador y fuente
• Los fabricantes definen la tensión umbral VGS(TO) como la tensión puerta-fuente a la que la corriente de drenador es 0,25 mA, o 1 mA
• Las tensiones umbrales suelen estar en el margen de 2-4 V
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
4ª Tensiones umbral y máximas de puerta
• La tensión umbral cambia con la temperatura
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
4ª Tensiones umbral y máximas de puerta
• La máxima tensión soportable entre puerta y fuente es típicamente de ± 20V
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Los MOSFET de potencia son más rápidos que otros dispositivos usados en electrónica de potencia (tiristores, transistores bipolares, IGBT, etc.)
• Los MOSFET de potencia son dispositivos de conducción unipolar. En ellos, los niveles de corriente conducida no están asociados al aumento de la concentración de portadores minoritarios, que luego son difíciles de eliminar para que el dispositivo deje de conducir
• La limitación en la rapidez está asociada a la carga de las capacidades parásitas del dispositivo
• Hay, esencialmente tres: - Cgs, capacidad de lineal
- Cds, capacidad de transición Cds k/(VDS)1/2
- Cdg, capacidad Miller, no lineal, muy importante
S
D
G
Cdg
Cgs
Cds
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Los fabricantes de MOSFET de potencia suministran información de tres capacidades distintas de las anteriores, pero relacionadas con
ellas:
- Ciss = Cgs + Cgd con Vds=0 ( capacidad de entrada)
- Crss = Cdg (capacidad Miller)
- Coss = Cds + Cdg ( capacidad de salida)
Ciss
Coss
S
D
G
Cdg
Cgs
CdsS
D
GS
D
G
D
GG
CdgCdg
CgsCgs
CdsCdsS
D
G
Cdg
Cgs
CdsS
D
GS
D
G
D
GG
CdgCdg
CgsCgs
CdsCds
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación• Ejemplo de información de los fabricantes
Ciss = Cgs + Cgd Crss = Cdg
Coss = Cds + Cdg
V1 RC
Carga y descarga de un condensador desde una resistencia
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• La carga y la descarga de estas capacidades parásitas generan pérdidas que condicionan las máximas frecuencias de conmutación de los MOSFET de potencia
• En la carga de C: - Energía perdida en R = 0,5CV1
2
- Energía almacenada en C = 0,5CV12
• En la descarga de C: - Energía perdida en R = 0,5CV1
2
• Energía total perdida: CV12 = V1QCV1
• Además, en general estas capacidades parásitas retrasan las variaciones de tensión, ocasionando en muchos circuitos convivencia entre tensión y corriente, lo que implica pérdidas en las fuentes de corriente dependientes que caracterizan la operación estática del MOSFET
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Análisis de una conmutación típica en conversión de energía: - Con carga inductiva - Con diodo de enclavamiento - Suponiendo diodo ideal
Cdg
Cgs
CdsV1 R
V2
IL
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Situación de partida: - Transistor sin conducir (en bloqueo) y diodo en conducción - Por tanto: vDG = V2, vDS = V2 y vGS = 0
iDT = 0 y iD = IL
+
-vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
CdsV1 R
V2
IL
iDT
iD
B
A
- En esa situación, el interruptor pasa de “B” a “A”
+-
+-
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación• iDT = 0 hasta que vGS = VGS(TO)
• vDS = V2 hasta que iDT = IL
+
-vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
CdsV1 RV2
IL
iDT
iD
B
A
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB®A
IL
Pendiente determinada por R, Cgs y por Cdg(V2)
+-
+-
+-
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación• La corriente que da V1 a través de R
se emplea fundamentalmente en descargar Cdg Þ prácticamente no circula corriente por Cgs Þ vGS = Cte
+
-vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
CdsV1 RV2
IL
iDT
B
A
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB®A
IL
+-
+-
+-
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación• Cgs y Cdg se continúan cargando
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB®A
IL
+
-vDS
vGS
+
-
+
-
vDG
Cdg
Cgs
CdsV1 RV2
IL
iDT
B
A+-
V1
Constante de tiempo determinada por R, Cgs y por Cdg (medida a V1)
+-
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Valoración de pérdidas entre t0 y t2:
- Hay que cargar Cgs (grande) y descargar Cdg (pequeña) VM voltios (energía perdida en el circuito de mando)
- Hay convivencia tensión corriente entre t1 y t2 (energía perdida en la fuente de corriente dependiente del MOSFET)
iDT
+
-vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds
V2
+-
+
-
+
-
iDTt0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB®A
IL
V1VM
PVI
Valoración de pérdidas de entrada en conducción (caso de conmutaciones sin recuperación de energía)
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación • Valoración de pérdidas entre t2 y t3:
- Hay que descargar Cds hasta 0 (energía perdida en el transistor) e invertir la carga de Cdg desde V2-VM hasta -VM (energía perdida transistor y en el circuito de mando)
- Hay convivencia tensión corriente entre t2 y t3 (energía suministrada externamente al transistor y perdida)
V1
VM
t0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB®A
IL
PVI
iDT = IL
+
-vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds+-
+
-
+
- IL
iCds
iCdg+iCds+I
L
iCdg
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Valoración de pérdidas a partir de t3:
- Hay que acabar de cargar Cgs y Cdg hasta V1
- No hay convivencia tensión corriente salvo la propia de las pérdidas de conducción
t0 t1 t2 t3
VGS(TO)
vDS
iDT
vGSB®A
IL
PVI
V1
VM
iDT = IL
+
-vDS
vGS
+
-
Cdg
Cgs Cds+-
+
-
IL
iCdg
iL
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”:
- La corriente que da la fuente V1 es aproximadamente constante entre t0 y t3 (comienzo de una exponencial, con IV1 V1/R) - De t0 a t2, la corriente IV1 se ha encargado esencialmente en cargar Cgs. Se ha suministrado una carga eléctrica Qgs - De t2 a t3, la corriente Iv1 se ha encargado en invertir la carga de Cdg. Se ha suministrado una carga eléctrica Qdg - Hasta que VGS = V1 se sigue suministrando carga. Qg es el valor total (incluyendo Qgs y Qdg) - Para un determinado sistema de gobierno (V1 y R), cuanto menores sean Qgs, Qdg y Qg más rápido será el transistor - Obviamente t2-t0 QgsR/V1, t3-t2 QdgR/V1 y PV1 = V1QgfS, siendo fS la frecuencia de conmutación
vGS
iV1
t0 t2 t3
V1
iV1 R
Qgs
Qdg
Qg
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Valoración de la rapidez de un dispositivo por la “carga de puerta”: Información de los fabricantes
IRF 540
MOSFET de los años 2000
BUZ80 MOSFET de 1984
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
• Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros)
VDS VGS
10%
90%
trtd on tftd off
td on: retraso de encendidotr: tiempo de subidatd off: retraso de apagadotf: tiempo de bajada
+
-vDS
iDT
+
-vGS
G
D
S+RG
RD
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
5ª Proceso de conmutación
IRF 540
td on: retraso de encendidotr: tiempo de subidatd off: retraso de apagadotf: tiempo de bajada
+
-vDS
iDT
+
-vGS
G
D
S+RG
RD
• Otro tipo de información suministrada por los fabricantes: conmutación con carga resistiva (no es importante para nosotros)
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
Pérdidas en un MOSFET de potencia
• Pérdidas por convivencia tensión corriente entre drenador y fuente
vDS
iDT
vGS
PVI
Pérdidas en conducción
Pérdidas en conmutación
Pcond = RDS(on)iDT(rms)2
WonWoff
Pconm = fS(won + woff)
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
Pérdidas en un MOSFET de potencia
• Pérdidas en la fuente de gobierno
vGS
iV1
t0 t2 t3
Qgs
Qdg
Qg
PV1 = V1QgfS
V1
iV1
R
Circuito teórico
V1
iV1
RB
Circuito real
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
El diodo parásito de los MOSFETs de potencia
El diodo parásito suele tener malas características, sobre todo en MOSFETs de alta tensión
G
D
S
IRF 540
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
El diodo parásito de los MOSFETs de potencia
El diodo parásito en un MOSFET de alta tensión
EL M
OSF
ET D
E PO
TEN
CIA
Características térmicas de los MOSFETs de potencia
• Es válido todo lo comentado para los diodos de potencia
• Este fabricante denomina “mounting base” a la cápsula y suministra información de la RTHja = RTHjc + RTHca
• El IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) se basa en una estructura que permite: Modulación de la conductividad (lo que implica bajas pérdidas en
conducción)
Antisaturación del transistor bipolar interno (no tan lento como si se saturara completamente)
Control desde una puerta MOS (como un MOSFET).
P
P N
V2
R
S1
P
P N
V2
R
G
D
S
EL IG
BT
Principio de operación y estructura
Circuito equivalente simplificado de un IGBT
P
P N
G
D
S
E
B
C
Colector (C)
Emisor (E)
Puerta (G)
Colector (Collector)
Emisor(Emitter)
Puerta(Gate) Símbolo de un IGBT de canal N
Otro símbolo usado
EL IG
BT
Principio de operación y estructura
Concepto de nivel de inyección en una unión PN
Portadores/cm3
104
1012
1014
1016
-0.3 -0.2 -0.1 0- 0+ 0.1 0.2 0.3Longitud [mm]
1010
108
106
P+ N-
nPV
nNpP
pNV
Bajo nivel de inyección :nN(0+) >> pNV(0+)
• Bajo nivel de inyección es lo que siempre hemos considerado hasta ahora en otros casos de uniones PN y P+N-
• En el caso de uniones P+N- esto es válido para polarizaciones directas no muy intensas. En caso contrario, entramos en alta inyección.
Principio de operación y estructuraEL
IGB
T
-0.3 -0.2 -0.1 0- 0+ 0.1 0.2 0.3Longitud [mm]
P+
N-nPV
nNpP
pNV
Alto nivel de inyección:nN(0+) pNV(0+)
• Si la tensión de polarización directa es suficientemente intensa, pNV(0+) se aproxima a nN(0+). En este caso, nN no permanece constante, sino que se incrementa notablemente
¡No es posible!
Concepto de nivel de inyección en una unión PN
Principio de operación y estructuraEL
IGB
T
Portadores/cm3
Modulación de la Conductividad
1016
106
10
1014
10
P+ N+N-
NA = 1019 ND2 = 1019ND1 = 1014
nP+ pN+
nN- pN-Huecos inyectados desde la zona P+ Electrones inyectados
desde la zona N+
• Hay inyección de portadores desde las regiones adyacentes muy dopadas (doble inyección) , lo que disminuye la resistividad de la región poco dopada cuando está en conducción. Este fenómeno se llama Modulación de la Conductividad y sólo ocurre en dispositivos bipolares
Principio de operación y estructuraEL
IGB
T
• Se utilizaban antes del desarrollo de los MOSFET de potencia. Hoy se utilizan poco (como interruptores principales)
• Son mucho más lentos que los MOSFETs (como unas 10 veces más lentos)
• Además, hay que inyectar una corriente bastante apreciable por la base (sólo 5-20 veces menor que la corriente de colector)
• Sin embargo, tienen modulación de la conductividad, lo que implica que se pueden hacer dispositivos que soporten mucha tensión (zona N- poco dopada) y que tengan baja resistencia en conducción (por modulación de la conductividad)
• En resumen, superan a los MOSFET en comportamiento estático
N+
N+
N-
P-
EB
C
SiO2
Corriente de colector
Corriente de Base
EL IG
BT
Principio de operación y estructura
Transistores bipolares (BJTs) de potencia
Conmutación Control Modulación de la
Conductividad
Pérdidas en conducción en dispositivos de alta
tensiónBJTs Lenta Difícil Sí Bajas
MOSFETs Rápida Fácil No Altas
• ¿Se puede conseguir un dispositivo con las ventajas de ambos?
• La respuesta es el IGBT, que presenta muy buenas características en aplicaciones de mayor potencia que las de uso de los MOSFET (sacrificando frecuencia de conmutación)
Comparación entre BJTs y MOSFETs de potencia
EL IG
BT
Principio de operación y estructura
Colector (C)
Emisor (E)
Puerta (G)
Colector
Emisor
Puerta
P+
N- PN+N+
N+
Colector
Emisor Puerta
• Estructura interna de un IGBT(modelo muy simple)
EL IG
BT
Principio de operación y estructura
P+
N- PN+N+
N+
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
EL IG
BT
• Estructura interna de un IGBT(modelo un poco más elaborado)
Principio de operación y estructura
• El IGBT bloqueando (soportando) tensión
P+
N-
N+
Colector
Emisor
Puerta
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
R
V2N+ N+
PR
V2
Zona de transición
EL IG
BT
Principio de operación y estructura
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
P+
N-
N+
Colector
Emisor
Puerta
N+ N+
PR
V2
V1
V1
Rdrift
R
V2
Modulación de la Conductividad
Efecto transistor
EL IG
BT
• El IGBT conduciendo corriente
Principio de operación y estructura
• Hay un tiristor parásito que creaba problemas en los primeros IGBTs. El problema está hoy solucionado, cortocircuitando Rbody
P+
N-
N+
Colector
Emisor
N+
PRdrift
Rbody
Puerta
Colector
Emisor
Puerta
Rdrift
Rbody
EL IG
BT
• Modelo completo de la estructura interna de un IGBT
Principio de operación y estructura
EL IG
BT
• Modelo completo de la estructura interna de un IGBT actual (solucionado el problema del tiristor parásito
interno)
Principio de operación y estructura
P+
N-
N+
Colector
Emisor
P
Puerta
CanalP+
N+
P+
N-
N+
Colector
Emisor
N+
P
Puerta
Rbody
Corriente por el BJT
Canal
Corriente por el BJT
Tiristor parásito
Corriente que dispara el tiristor parásito
Para evitar el disparo de tiristor parásito
• El IGBT no puede conducir corriente inversa con tensión cero en puerta, como sí ocurría en los MOSFETs
G
D
S
Diodo parásito
Corriente inversa
C
E
G
N
P
P
Corriente inversa
C
E
G
N
P
P
Diodo externo
Corriente inversa• El IGBT por tanto puede soportar tensión inversa
• Los IGBTs simétricos se diseñan para este fin. Sin embargo, la caída de tensión directa es mayor en ellos.
• Para conducir corriente inversa hay que colocar un diodo en antiparalelo
EL IG
BT
Principio de operación y estructura
• Estructuras asimétrica y simétrica
P+
N-
N+
Colector
Emisor
P
Puerta
P+
N+
• IGBT asimétrico(también llamado
“punch-through IGBT”)
P+
N-
Colector
Emisor
P
Puerta
P+
N+
• IGBT simétrico(también llamado
“non-punch-through IGBT”)
EL IG
BT
Principio de operación y estructura
vDS [V]
iD [A]
4
2
6
420
vGS = 4V
vGS = 5V
vGS = 6V
vGS < VGS(TO) = 3V
vGS = 8VvGS = 10V
C
EG
vCE [V]
iC [A]
4
2
6
420
vGE = 4V
vGE = 5V
vGE = 6V
vGE < VGE(th) = 3V
vGE = 8VvGE = 10V
• Caso de un MOSFET.• También es así en la parte
“MOSFET” del IGBT
• Caso de un IGBT.• Se obtienen sumando vEB_BJT a las
curvas características de un MOSFET
+-
vEB_BJT
vEB_BJT
EL IG
BT
Curvas características de salida de los IGBTs
EL IG
BT
Características generales de un IGBT
• Información general del IRG4PC50W.
EL IG
BT
Características generales de un IGBT
EL IG
BT
Características estáticas de un IGBT
IC_max @ T = 50 oC: 55 A
IC_max @ T = 75 oC: 48 A
EL IG
BT
Características estáticas de un IGBT
Asymmetrical IGBT
EL IG
BT
Características estáticas de un IGBT
vCE [V]
iC [A]
4
2
6
420
vGE = 15V
vEB_BJT
• Curva característica estática para una tensión vGE dada
vEB_BJT 1V
EL IG
BT
Características estáticas de un IGBT
Comportamiento térmico como un
BJT
Comportamiento térmico como un
MOSFET
EL IG
BT
Características estáticas de un IGBT
vGE
vGE(th)
vCE
iC
G
C
E
• Apagado con carga inductiva y diodo ideal
Apagado de la parte MOSFET
Apagado de la parte BJT
“Cola” del IGBT
VG
RG VDC
IL
C
E
G +
-vCEvGE
+-
iC
B
A
V’G
EL IG
BT
Características dinámicas de los IGBTs
vGE
vGE(th)
vCE
iC
G
C
E
• Comparación de IGBTs y MOSFETs en el apagado
Parte MOSFET
Parte BJT
Cola
Periodo con pérdidas de
apagado
Pérdidas de conmutación
vGS
vDS(TO)
vDS
iD
GD
S
EL IG
BT
Características dinámicas de los IGBTs
G
C
E
Encendido de la parte MOSFET
Parte BJT
vGE
vCE
iC
vGE(th)
Periodo con pérdidas de encendidoEL
IGB
TCaracterísticas dinámicas de los IGBTs
• Encendido con carga inductiva y diodo ideal
VG
RG VDC
IL
C
E
G +
-vCEvGE
+-
iC
B
A
V’G
• Conmutaciones reales del IGBT IRG4PC50W teniendo en cuenta el comportamiento real del diodo y las inductancias parásitas
EL IG
BT
Características dinámicas de un IGBT
EL IG
BT
Características dinámicas de un IGBT
• Capacidades parásitas y carga de puerta
EL IG
BT
Características dinámicas de un IGBT
• Las de conmutación a partir de curvas específicas de los fabricantes:
• Las de conducción se calculan desde las curvas características estáticas:
EL IG
BT
Pérdidas en un IGBT
• Los tiristores fueron, durante muchos años, los dispositivos que dominaban la electrónica de potencia
• Son dispositivos bipolares de más de dos uniones
• Por ser bipolares, son lentos, pero capaces de manejar grandes corrientes y tensiones (modulación de la conductividad)
• Los más importantes son:
- El Rectificador Controlado de Silicio (Silicon Controlled Rectifier, SCR), al que se le aplica muchas veces el nombre de Tiristor
- El GTO (Gate Turn-Off thyristor) o Tiristor apagado por puerta
- El TRIAC (Triode AC ) o Triodo para Corriente Alterna
- El DIAC (Diode AC)
• Todos ellos los estudiaremos con menos profundidad que los diodos, los MOSFETs y los IGBTs
Los
Tiris
tore
sIntroducción a los Tiristores
Los
Tiris
tore
sLa estructura de 3 uniones (4 capas)
E1
B1
C1
E2
B2
C2
• La base de los tiristores es la estructura PNPN
PN
NP
PN
P
N
N
P
Se trata de una estructura realimentada que admite dos estados estables (es como un “biestable”)
Rg
Vg
Los
Tiris
tore
s
R
VCCE1
B1C1
E2
B2C2
-+Pol.
inversa
+ -Polarización directa
Polarización directa+ -
La estructura de 4 capas puede soportar tensión sin conducir corriente, ya que una unión queda polarizada inversamente
La estructura de 3 uniones (4 capas)
R
VCCE1
B1C1
E2
B2C2
-+
+ -
+ -
Ahora inyectamos corriente en la unión B1-E1 desde una fuente externa Vg
iB1
Ahora circula iB1 = ig
por la unión B1-E1
ig
Los
Tiris
tore
sLa estructura de 3 uniones (4 capas)
RgVg
R
VCCiB1
• iB1 genera iC1 = b1·iB1
• Pero iC1 = iB2; por tanto:
• iC2 = b2·iB2 = b2·b1·iB1
• La corriente iB1 será ahora:
iB1’ = ig + iC2 = ig + b2·b1·iB1
• Es decir, iB1’ b2·b1·iB1 >> iB1
iC1
iB2
iC2ig
iB1’
Conclusiones:- La corriente de base crece hasta saturar a los dos transistores- Como consecuencia, el dispositivo se comporta como un
cortocircuito- La corriente ig puede eliminarse y la situación no cambia
b1
b2
-+
Los
Tiris
tore
s
R
VCC
La estructura de 3 uniones (4 capas)
+-0 V
+-0 V
-+
VCC
iCC = 0 A
R
VCC
+-
0,7 V
+- 0,7 V
+- 0,5 V
iCC VCC/R
0,9 V
+
-
• Por tanto, el mismo circuito puede estar en dos estados, dependiendo de la “historia” anterior:
- Con la estructura de 4 capas sin conducir
- Con la estructura de 4 capas conduciendo
VCC
+
-
Rg
Vg
Los
Tiris
tore
sLa estructura de 3 uniones (4 capas)
iCC VCC/R
¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas conduzca? (I)
- Inyectando corriente en B1
(ya explicado)
0,9 V+
-
R
VCCB1
- Aumentando mucho VCC: las corrientes inversas de las uniones base-colector alcanzan valores suficientes para la saturación mutua de los transistores
R
VCC
iCC VCC/R
0,9 V+
-
iC1iC2
Esto sólo ocurre cuando las b son suficientemente grandes, lo que se alcanza cuando las corrientes inversas también lo son
Los
Tiris
tore
sLa estructura de 3 uniones (4 capas)
¿Cómo se puede conseguir que la estructura de 4 capas conduzca? (II)
- Sometiendo a la estructura a una fuerte derivada de tensión: la corriente de carga de la capacidad parásita colector base pone en conducción la estructura
iCC VCC/R
0,9 V+
-
iC1iC2
R
VCC
+
iB2
iB1
- Haciendo incidir radiación (luz) en la zona B1
iCC VCC/R
iC2
iB2
iB1
0,9 V+
-
R
VCCB1
Luz
Los
Tiris
tore
sEl SCR
• Es el tiristor “por antonomasia”
• Su símbolo es como el de un diodo con un terminal más (la puerta)
• Se enciende (dispara) por puerta
• No se puede apagar por puerta
Ánodo (A)
Cátodo(K)
Puerta(G)
iA
VAK +
-
P
N-
NP-
A
K G
Estructura interna
Los
Tiris
tore
sEl SCR • Curva característica sin corriente de
puerta
-600 V 0
iA [A]
VAK [V]
600 V
Disparo por sobretensión ánodo-cátodo
Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa)
Polarización inversa (como un diodo)
Polarización directa a tensión menor de la disparo por sobretensión ánodo-cátodo (como un diodo en polarización inversa)
ig = 0Los
Tiris
tore
sEl SCR • Curva característica con corriente de
puerta
-600 V 0
iA [A]
VAK [V]600 V
Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa)
ig1ig2ig3ig4
Disparo por sobretensión ánodo-cátodo
0 < ig1 < ig2 < ig3 < ig4
Disparo por puerta
Los
Tiris
tore
sEl SCR
• Disparo por puerta:- Es el modo de disparo deseado
0 ig
VGK Unión fría
Zona de disparo imposible
Rg
Vg
A
K G
iA
VAK
+
- ig
VGK
+
-
Unión caliente
Límite de disipación de potencia
En disparo se realiza con poca potencia (bajos niveles de corriente y tensión)
Vg/Rg
Vg
- Para que se mantenga disparado, la corriente ánodo-cátodo tiene que ser mayor que el valor llamado “latching current”
Los
Tiris
tore
sEl SCR
• Apagado del SCR :- No se puede hacer por puerta
- Para apagarse, el valor de su corriente ánodo-cátodo tiene que bajar por debajo de un valor llamado “corriente de mantenimiento” (holding current)
- Aunque en el pasado los SCRs se usaban en todo tipo de convertidores, su dificultad para apagarlos los ha relegado a conversiones con entrada en alterna y a aplicaciones de altísima potencia
- En aplicaciones de entrada en continua, se usaban circuitos auxiliares para conseguir el apagado (con bobinas, condensadores y SRCs auxiliares)
Los
Tiris
tore
sCaracterísticas de un
ejemplo de SCR
Los
Tiris
tore
sCaracterísticas de un
ejemplo de SCR
Los
Tiris
tore
sCaracterísticas de un
ejemplo de SCR
Los
Tiris
tore
sCaracterísticas de un
ejemplo de SCR
Los
Tiris
tore
sEl GTO
• Es un SCR que se puede apagar por puerta• La corriente de encendido es similar a la de
un SCR• Se apaga por corriente saliente en puerta,
que llega a ser tan grande como un tercio de la de ánodo-cátodo
• Su capacidad de soportar tensión directa cuando no está disparado es alta
• Su capacidad de soportar tensión inversa es muy limitada (unos 30 V)
• Es un dispositivo lento, pensado para aplicaciones de muy alta potencia
• La estructura interna es muy compleja
Ánodo (A)
Cátodo(K)
Puerta(G)
Símbolo
Los
Tiris
tore
sEl GTO
Estructura interna de un GTO (obtenida del texto "Power Electronics: Converters, Applications and Design“ de N. Mohan, T. M. Undeland y W. P. Robbins. Editorial John Wiley and Sons.)
El TRIAC • Es el equivalente a dos SCRs conectados en antiparalelo
• No se puede apagar por puerta
Los
Tiris
tore
s
Símbolo
Terminal 1 (T1)
Puerta(G)
Terminal 2 (T2)
T1
G
T2
Equivalente Estructura interna
P
N-
NP-
T2
T1
N
N
G
El TRIAC Lo
s Ti
risto
res
• Curva característica sin corriente de puerta
-600 V 0
iT2 [A]
VT2T1 [V]
600 V
Disparo por sobretensión T2-T1
Polarización directa cuando está ya disparado (como un diodo en polarización directa)
Polarización inversa: se comporta como en polarización directa
Polarización directa a tensión menor de la disparo por sobretensión T2-T1
Los
Tiris
tore
sEl TRIAC • Curva característica con corriente de
puerta
Disparo por puerta
ig = 0
ig = 0
ig1ig2ig3
Disparo por sobretensión T2-T1
Disparo por sobretensión T2-T1
ig1 ig2 ig3
-600 V 0
iT2 [A]
VT2T1 [V]600 V
ig4
ig4
• Las corrientes de puerta pueden ser positivas o negativas
• Hay 4 modos posibles:
- Modo I+: VT2T1 > 0 y iG > 0
- Modo I-: VT2T1 > 0 y iG < 0
- Modo III+: VT2T1 < 0 y iG > 0
- Modo III-: VT2T1 < 0 y iG < 0
1
2
3
4
Facilidad
Desaconsejado
Los
Tiris
tore
s• No es un componente de potencia, sino que es un
componente auxiliar para el disparo de TRIACs
• Sólo tiene dos terminales y es simétrico
Curva característica
-30 V 0
iA2 [A]
VA2A1 [V]
30 V
Estructura interna
P
N
N P
A2
A1
N
El DIAC
A1
iA2
VA2A1
+
-
A2
Símbolo
CápsulaDO-35
Ejemplo de DIAC