rozsahom zvs a nulovÝm cirkulanÝm prÚdom s … · orcad pspice a následne bola vytvorená...

I

Žilinská univerzita v Žiline

Elektrotechnická fakulta

Katedra mechatroniky a elektroniky

28260620162024

OPTIMALIZÁCIA MENIČA SO ŠIROKÝM

ROZSAHOM ZVS A NULOVÝM CIRKULAČNÝM

PRÚDOM S VÝSTUPOM 48V / 2000W S RIADENÍM

IC UCC3895

2016

Bc. Miroslav Pavlišin

ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE

ELEKTROTECHNICKÁ FAKULTA

KATEDRA MECHATRONIKY A ELEKTRONIKY

OPTIMALIZÁCIA MENIČA SO ŠIROKÝM

ROZSAHOM ZVS A NULOVÝM CIRKULAČNÝM

PRÚDOM S VÝSTUPOM 48V / 2000W S RIADENÍM

IC UCC 3895

DIPLOMOVÁ PRÁCA

Študijný program: Výkonové elektronické systémy

Študijný odbor: 5.2.9 Elektrotechnika

Školiace pracovisko: ELTECO, a.s.

Školiteľ: doc. Ing. Michal Frivaldský, PhD

Konzultant: Ing. Martin Šúpolík

2016

Bc. Miroslav Pavlišin

Abstrakt

Hlavným cieľom tejto diplomovej práce je optimalizácia účinnostných parametrov

DC/DC meniča pre oblasť telekomunikácie a návrh riadenia na báze analógového

obvodu IC UCC3895. V úvode sa diplomová práca venuje analýzou súčasného stavu

pre zvolenú oblasť telekomunikácie a serverov. Súčasťou analýzy je aj komplexné

popísanie požiadaviek, ktoré sú kladené na predradné meniče ako aj ďalší vývojový

trend v danej oblasti.

Ďalej je opísaný súhrn poznatkov a princíp synchrónneho usmerňovača spolu s

jeho riadením. Vysvetlená je topológia dvojitého polomostu (Dual Half Bridge)

a jeho intervaly činnosti. Boli vytvorené simulačné analýzy pre diódový a synchrónny

usmerňovač, ktoré poslúžilo k overeniu predpokladaných optimalizácií. Časť práce sa

venuje optimalizácii existujúcej vzorky a meraniu jej účinnosti.

V druhej časti práce je popísaný riadiaci obvod UCC3895 a vytvorená

simulácia riadenia spolu s jeho komplexným popisom. Po vytvorení schémy sa

navrhla a realizovala funkčná vzorka riadiacej dosky.

Záver práce sa venuje oživeniu riadenia a jeho testovaniu. Po pripojení riadenia na

menič boli nastavené regulátory a overené rôzne prevádzkové stavy.

II

ŽILINSKÁ UNIVERZITA V ŽILINE, ELEKTROTECHNICKÁ FAKULTA

KATEDRA MECHATRONIKY A ELEKTRONIKY

ANOTAČNÝ ZÁZNAM –DIPLOMOVÁ PRÁCA

Meno a priezvisko: Bc. Miroslav PAVLIŠIN Akademický rok: 2015/2016

Názov práce: OPTIMALIZÁCIA MENIČA SO ŠIROKÝM ROZSAHOL ZVS

A NULOVÝM CIRKULAČNÝM PRÚDOM VÝSTUPOM 48V/2000W

S RIADENÍM IC UCC 3895

Počet strán: 54 Počet obrázkov: 42 Počet tabuliek: 1

Počet grafov: 3 Počet príloh: 15 Počet použ. lit.: 43

Anotácia v slovenskom jazyku:

Táto diplomová práca sa zaoberá optimalizáciou, simulačnou analýzou a verifikáciou

meniča s topológiou dvojitého polomostu. V práci je navrhnuté a simulačne overené

analógové riadenie na báze UCC3895. Výsledkom diplomovej práce je zvýšenie účinnosti

a návrh funkčného analógového riadenia.

Anotácia v anglickom jazyku:

This diploma thesis deals with the optimization process, simulation analysis and the

dual half-bridge converter verification. In this project the analog control based on UCC3895 is

designed and simulationally verified. The results obtained in this project promisingly show

higher efficiency and the design of the functional analog control.

Kľúčové slová:

DC/DC menič, dvojitý polomost, spínanie v nule napätia, spínanie v nule prúdu, ZVS, ZVC,

optimalizácia, mäkké spínanie, PCspice, experimentálna vzorka, nulový cirkulačný prúd,

UCC3895, predradný menič

Vedúci diplomovej práce: doc. Ing. Michal Frivaldský, PhD

Konzultant: Ing. Martin Šúpolík

Recenzent: __________________________

Dátum odovzdania práce: 12. mája 2016

III

Obsah

1 Úvod ...........................................................................................................1

2 Analýza riešenia spínaných zdrojov pre serverové systémy ....................2

3 Teoretický rozbor DC/DC meniča ............................................................4

3.1 Princíp činnosti synchrónneho usmerňovača ................................................4

3.1.1 Porovnanie diódového a synchrónneho usmerňovača ..................................5

3.1.2 Riadenie synchrónneho usmerňovača ..........................................................7

3.2 Zapojenie plného mostu so ZVS ..................................................................8

3.3 Sériovo-paralelný DC/DC menič LLC ....................................................... 10

3.4 Topológia dvojitého polomostu ................................................................. 11

3.4.1 Šírkovo-impulzové riadenie s fázovým posunom ....................................... 13

3.4.2 Intervaly činnosti dvojitého polomostového zapojenia ............................... 13

4 Optimalizácia DC/DC meniča so synchrónnym usmerňovačom .......... 18

4.1 Optimálna voľba MOSFET tranzistorov na primárnej strane meniča ......... 18

4.2 Optimálna voľba súčiastok na sekundárnej strane meniča .......................... 19

4.3 Optimálna voľba magnetika „vf“ transformátora a rezonančnej cievky ..... 20

5 Simulačná analýza zdroja (model) ...................................................... 22

5.1.1 Simulácia s diódovým usmerňovačom ....................................................... 22

5.1.2 Simulácia so synchrónnym usmerňovačom................................................ 23

5.1.3 Účinnostné charakteristiky ........................................................................ 23

6 Riadiaci obvod IC UCC3895 ................................................................... 24

6.1 Popis riadiaceho analógového obvodu UCC3895 ...................................... 24

6.2 Význam a funkcia jednotlivých pinov .................................................. 25

7 Návrh riadiacej časti meniča a jej simulačné overenie v PSPICE ........ 29

7.1.1 Výkonová schéma meniča zo synch. usmerňovačom ................................. 29

7.1.2 Obvod UCC3895 ....................................................................................... 30

7.1.3 Prídavný PWM režim ................................................................................ 32

IV

7.1.4 Obvody ochrán .......................................................................................... 33

7.1.5 Napäťová spätná väzba ( Voltage Loop Compensator ) ............................. 39

7.1.6 Prúdové riadenie ( Current Loop Compensator ) ........................................ 42

7.1.7 Detekcia špičiek prúdu (Peak Current-Mode) ............................................ 43

8 Aktívne riadenie s dvoma slučkami ........................................................ 44

8.1 Vnútorná prúdová slučka ........................................................................... 44

8.2 Vonkajšia napäťová slučka ........................................................................ 45

9 Realizácia simulovaného zapojenia ...................................................... 46

10 Návrh dosky plošných spojov ................................................................. 47

11 Experimentálne overenie činnosti fyzikálneho návrhu (Oživenie) ........ 48

11.1 Meranie účinnosti ..................................................................................... 48

11.2 Oživovanie riadenia s UCC3895................................................................ 51

11.3 Výsledky merania za pomoci analógového riadenia s UCC3895 ................ 52

12 Prínosy pre rozvoj vedy a praxe ............................................................. 53

13 Záver ........................................................................................................ 54

V

Zoznam obrázkov a tabuliek

Obr. 1.1 Dvojstupňová koncepcia predradeného meniča (Prevzaté z [5]) ............... 2

Obr. 2.1 Jednotlivé logá rôznych organizácií.......................................................... 3

Obr. 2.2 Grafická interpretácia noriem ................................................................... 3

Obr. 2.3 Historický vývoj výkonovej hustoty (Prebraté z [5], upravené autorom) ... 4

Obr. 3.1 Statická výstupná charakteristika MOSFET tranzistora a jeho vnútornej

diódy v 3Q (Prebraté z [7], upravené autorom) ...................................................... 5

Obr. 3.2 VA charakteristika Schottkyho diódy a MOSFET tranzistora (Prebraté z

[7], upravené autorom) .......................................................................................... 6

Obr. 3.3 Porovnanie vodivostných strát diódového a synchrónneho usmerňovača

(Prebraté z [7], upravené autorom) ......................................................................... 7

Obr. 3.4 RCD oneskorovací člen (Prebraté z [9], upravené autorom) ..................... 8

Obr. 3.5 Riadenie synchrónneho usmerňovača (Prebraté z [15],upravené autorom) 8

Obr. 3.6 Topológia plného mostu s príslušnými priebehmi spínania (Prebraté z:

[11]) ...................................................................................................................... 9

Obr. 3.7 Cirkulačný prúd v plnom moste pri rôznom vstupnom napätí (Prebraté z

[11]) .................................................................................................................... 10

Obr. 3.8 Rezonančný LLC menič (Prebraté z [11]) .............................................. 11

Obr. 3.9 Topológia dvojitého polomostového zapojenia DC/DC (Prebraté z [3]).. 11

Obr. 3.10 Výstupné priebehy v uzloch transformátora (Prebraté z [3]) ................. 12

Obr. 3.11 PWM riadenie s fázovým posunom (Prebraté z [4],upravené autorom) . 13

Obr. 3.12 Teoretické intervaly činnosti dvojitého polomostového meniča ............ 15

Obr. 4.1 Hodnoty indukčnosti „vf“ transformátorov ............................................. 21

Obr. 5.1 Porovnanie účinnosti pomocou simulačnej analýzy ................................ 23

Obr. 6.1 Typická aplikácia zapojenia obvodu UCC3895 (prevzaté z[17])............. 24

VI

Obr. 6.2 Vnútorné zapojenie riadiaceho obvodu UCC3985 (prevzaté z[17]) ........ 28

Obr. 7.1 Výkonová časť meniča zo simulácie ...................................................... 29

Obr. 7.2 Budiče pre výkonovú časť meniča zo simulácie ..................................... 30

Obr. 7.3 Riadiaci obvod UCC3895 zo simulácie .................................................. 31

Obr. 7.4 Prídavný PWM režim zo simulácie ........................................................ 32

Obr. 7.5 Simulácia prídavného PWM režimu ....................................................... 33

Obr. 7.6 Nadprúdová ochrana zo simulácie .......................................................... 34

Obr. 7.7 Prepäťová ochrana zo simulácie ............................................................. 35

Obr. 7.8 Simulácia prepäťovej ochrany ................................................................ 36

Obr. 7.9 Blokovanie pre PWM režim zo simulácie............................................... 37

Obr. 7.10 Blokovanie pre min. 7,5 ampérov zo simulácie .................................... 38

Obr. 7.11 Napäťová spätná väzba zo simulácie .................................................... 39

Obr. 7.12 Simulácia napäťovej spätnej väzby....................................................... 41

Obr. 7.13 Prúdové riadenie zo simulácie .............................................................. 42

Obr. 8.1 Bloková schéma riadenia s dvoma slučkami ........................................... 44

Obr. 8.2 Regulátory pre prúdové riadenie............................................................. 45

Obr. 8.3 Regulátor pre napäťové riadenie. (Prebraté z: [14] ) ............................... 45

Obr. 10.1 Rozmiestnenie súčiastok na DPS .......................................................... 47

Obr. 11.1 Graf kriviek pri meraní účinnosti.......................................................... 48

Obr. 11.2 Spínanie pri nulovom prúde ZCS na tranzistore Q4 ............................. 49

Obr. 11.3 Namerané účinnosti pre synchrónny usmerňovač ................................. 50

Obr. 11.4 Skoková zmena záťaže ......................................................................... 52

Tab. 4.1 Výsledky výpočtu FOMZVS pre primárne tranzistory .............................. 19

VII

Zoznam skratiek a symbolov

Skratka Anglický význam Slovenský význam

AC Altermaning current Striedavý prúd

AL Činiteľ indukčnosti

BS Saturačná magnetická indukcia

C Kapacita

COSS Output capacitance Vnútorná výstupná kapacita

tranzistora

D Diode Dióda

DC Direct current Jednosmerný prúd

DPS PCB – Printed circuit board Doska plošných spojov

fsw Switching frequency Pracovná frekvencia meniča

GND Ground Zem

IGBT Insulated gate bipolar transistor Bipolárny tranzistor

s izolovaným hradlom

L Indukčnosť

MOSFET Metal-oxid field semiconductor

effect transistor Výkonový unipolárny tranzistor

N Počet závitov

PWM Pulse width modulation Šírkovo impulzná modulácia

Q Transistor Tranzistor

RDSon Static drain-source on-resistance Prechodový odpor zopnutého

MOSFET tranzistora

ESR Equivalet Serial Resistance Ekvivalentný sériový odpor

VIII

ESL Equivalent Series Inductace Ekvivalentná sériová indukčnosť

T Transformátor

UIN Vstupné napätie

UOUT Výstupné napätie

ZCS Zero current switching Spínanie v nule prúdu

ZVS Zero voltage switching Spínanie v nule napätia

9

Poďakovanie

Týmto by som chcel poďakovať spoločnosti ELTECO, a.s., ktorá mi poskytla

priestory a materiálové zabezpečenie pri realizácii mojej diplomovej práce. Osobitne

by som chcel poďakovať môjmu konzultantovi Ing. Martinovi Šúpolíkovi, ktorý mi

neustále dával cenné rady z praxe pri riešení rôznych problémov, ktoré postupne

vznikali pri optimalizácii výkonovej časti meniča, ako aj pri realizácii riadiacej dosky.

Taktiež by som chcel poďakovať môjmu spolužiakovi Bc. Michalovi Tisovskému,

ktorý mi zabezpečil riadenie na báze DSP pri meraní účinnosti po optimalizácii

meniča zo synchrónnym usmerňovačom. Ďalej by som sa chcel poďakovať Ing.

Miriam Jarabicovej za pomoc pri návrhu dosky plošných spojov, a môjmu vedúcemu

práce Doc. Ing. Michalovi Frivaldskému, PhD , ktorý mi pomáhal pri celkovej úprave

práce.

Táto práca je riešená v rámci nasledujúcich výskumných úloh (projektov):

1. Výskum a vývoj novej generácie napájacích zdrojov na báze meničov

s vysokou výkonovou hustotou, vysokou účinnosťou, nízkymi EMI

a cirkulačnou energiou.

1

1 ÚVOD

Na úvod by som chcel poukázať, že diplomová práca nadväzuje na dve práce

z minulých rokov. Prvá práca, už dnes Ing. Juraja Straku, sa venovala simulačnej

analýze dvojitého polomostu [2]. Na túto prácu nadväzoval ďalší študent Ing. Michal

Pridala, pričom náplň jeho práce bola praktická realizácia meniča[1]. Cieľom tejto

diplomovej práce je optimalizácia meniča a návrh vhodného riadenia.

V oblasti elektronických zdrojov neustále rastie potreba napájať čoraz viac

zariadení, v dôsledku čoho rastú nároky na spotreba elektrickej energie. Nárast

telekomunikačných stredísk a serverov núti výrobcov vyvíjať čoraz sofistikovanejšie

zariadenia pre tento trh. Každý výrobca zdrojov a meničov, aby sa udržal na trhu

a dosiahol čo najlepšiu konkurenciaschopnosť, musí ponúknuť zariadenia energeticky

efektívne, pričom podstatná je jeho cena, účinnosť a veľkosť.

V prvej časti práce je popísaná problematika spínaných zdrojov v oblasti

telekomunikačných zdrojov a serverov. Ďalej je popísaný teoretický rozbor DC/DC

meniča spolu s meničom dvojitého polomostu (Dual Half Bridge).

Druhá časť je venovaná optimalizácii už existujúcej fyzikálnej vzorky. Ďalšia

časť je venovaná simulačnej analýze meniča pre diódový a synchrónny usmerňovač.

Štvrtá časť diplomovej práce je venovaná návrhu riadenia na báze analógového

obvodu IC UCC3895. Najprv bolo riadenie odsimulované v simulačnom programe

OrCAD Pspice a následne bola vytvorená schéma, z ktorej sme importovali dáta do

OrCAD Layout. Program OrCAD Layout nám poslúžil na návrh dosky plošných

spojov.

Piata časť je venovaná problematike aktívneho riadenia s dvoma slučkami.

Riadenie je zabezpečené nadradenou napäťovou slučkou a podradenou prúdovou

slučkou.

Posledná časť práce je venovaná oživeniu riadiacej dosky a experimentálnemu

overeniu činnosti fyzikálneho návrhu.

Topológia, ktorej sa v tejto práci budem venovať, je tzv. predradený menič

(front-end). V danej aplikačnej oblasti predstavuje najvyužívanejšie riešenie pre

Žilinská univerzita v Žiline, Elektrotechnická fakulta, KME

Diplomová práca

2

topologické usporiadanie napájacích zdrojov. Dvojstupňovú koncepciu, ktorá sa

skladá z korektora účinníka (PFC) a DC/DC stupňa, môžeme vidieť na Obrázku

Obr.1.1.

Obr. 1.1 Dvojstupňová koncepcia predradeného meniča (Prevzaté z [5])

Požiadavkou pre tieto meniče je udržanie konštantnej hodnoty napätia na

výstupe DC/DC stupňa v prípade výpadku napájania po dobu 20ms. Počas doby

oneskorenia (hold-up time) je výstupná záťaž napájaná z akumulačných kapacít medzi

AC/DC a DC/DC časťou. Jedna z východiskovej charakteristiky DC/DC časti je

široký rozsah vstupného napájania pri zmenšovaní rozmerov akumulačných

kondenzátorov.

2 ANALÝZA RIEŠENIA SPÍNANÝCH ZDROJOV

PRE SERVEROVÉ SYSTÉMY

Vysoká účinnosť a vysoká výkonová hustota je v súčasnosti hlavná požiadavka

pre DC/DC predradené meniče (frond-end). Pôvod má ekonomický, ako aj

z enviromentálny charakter. Najvyššia účinnosť sa nepožaduje len pri nominálnom

výkone. Rôzne nadnárodné organizácie a programy definujú vysokú účinnosť zdrojov

pre široký rozsah vstupného napájania a súčasne pre široký rozsah zaťaženia.

Hovoríme pritom o normách, ktoré sú dané v USA ako EnergyStar, v Nemecku ako

Blue Angel a v ďalších krajinách ako 80 Plus, Climate Savers normy. Logá týchto

medzinárodných organizácií pre reguláciu a štandardy v odvetví spotrebnej

a priemyselnej elektroniky sú zobrazené na obrázku Obr. 2.1.[5][10]


Diplomová práca

3

Obr. 2.1 Jednotlivé logá rôznych organizácií

Základný program je 80 Plus a definuje požadovanú účinnosť pre predradené

a rezonančné meniče. Norma určuje, aby účinnosť bola vyššia ako je súčasná,

konkrétne pre hodnoty 20%, 50% a 100% záťaže (Obr. 2.2). Iné programy ako

Climate Servers majú za cieľ vyššiu účinnosť ako 80 Plus. Dokonca ich cieľ bolo

dosiahnuť 4% alebo 3% zlepšenie každým rokom až do roku 2012.

Obr. 2.2 Grafická interpretácia noriem

Okrem účinnosti sa kladú požiadavky aj na zvyšovanie výkonovej hustoty,

ktorá môže ovplyvňovať vstupné náklady. V súčasnosti AC/DC predradné meniče

majú výkonovú hustotu okolo 1,8 W/cm3

(30W / inch3), pričom v minulosti to bolo

iba približne 0,3 až 0,4 W/cm3

(5 až 6,5 W / inch3). Na obrázku Obr. 2.3 si môžeme

všimnúť historický vývoj výkonovej hustoty. [5][10]


Diplomová práca

4

Obr. 2.3 Historický vývoj výkonovej hustoty (Prebraté z [5], upravené autorom)

Ak chceme zabezpečiť kvalitatívne ukazovatele AC/DC predradného meniča,

tak musíme zdokonaliť návrh DC/DC časti rôznymi úpravami v topológii meniča

a optimalizácii jej časti. Práve optimalizácia DC/DC časti a návrh vhodného riadenia

je predmet tejto diplomovej práce.

3 TEORETICKÝ ROZBOR DC/DC MENIČA

3.1 PRINCÍP ČINNOSTI SYNCHRÓNNEHO

USMERŇOVAČA

Synchrónny usmerňovač vznikne nahradením Schottkyho diód na sekundárnej

časti meniča za MOSFET tranzistory [9]. Tieto tranzistory musia byť zapojené tak,

aby bol na ich hradlo (gate) privedený budiaci signál, ktorý ich bude spínať v treťom

kvadrante statických výstupných charakteristík. Takýmto zapojením tranzistora sa

docieli, že vnútorná dióda bude vodivá v treťom kvadrante, pretože je zapojená

v priepustnom smere. V prípade, že je napätie záporne, tranzistor bude pracovať

v prvom kvadrante, čiže bude zatvorený. Vnútorná dióda v prvom kvadrante je taktiež

v blokovacom stave. Diódový usmerňovač má vodivostné straty tvorené súčinom

pretekajúceho prúdu IF(AV) a prahového napätia UTO. Možnosťou na zníženie je


Diplomová práca

5

použitie synchrónneho usmerňovača. Tranzistor v takomto zapojení umožňuje viesť

prúd ID približne od nulovej hodnoty napätia. [7]

3.1.1 Porovnanie diódového a synchrónneho usmerňovača

Obrázok Obr. 3.4 popisuje význam činnosti MOSFET tranzistora v treťom

kvadrante statických výstupných charakteristík. Tento obrázok zobrazuje daný odpor

štruktúry MOSFET tranzistora. Na ľavej strane obrázku vidíme tranzistor

v otvorenom stave, ktorý pracuje v treťom kvadrante charakteristík. Tranzistor nemá

prahové napätie a začne viesť prúd od nulovej hodnoty napätia. Straty závisia len od

hodnoty odporu RDS(ON) danej štruktúry v zopnutom stave. Keď úbytok napätia na

odpore RDS(ON) prekročí hodnotu prahového napätia UTH vnútornej diódy (bod C,

pravý obrázok), dôjde k otvoreniu vnútornej diódy.

Obr. 3.1 Statická výstupná charakteristika MOSFET tranzistora a jeho vnútornej

diódy v 3Q (Prebraté z [7], upravené autorom)

Výsledkom je paralelná kombinácia odporu tranzistora RDS(ON) a dynamického

odporu jeho vnútornej diódy RD. Od nulovej hodnoty po bod A resp. C vedie len

tranzistor, potom od bodu C už vedú obidva prvky tranzistora. Pomer jednotlivých

prúdov na tranzistore a dióde je daný ich úbytkami, kde v bode B budú mať rovnaké

prúdy. Od bodu B preberá vnútorná dióda väčšiu záťaž, tzn. tečie ňou väčší

prúd.[7][8]


Diplomová práca

6

Obr. 3.2 VA charakteristika Schottkyho diódy a MOSFET tranzistora (Prebraté z [7],

upravené autorom)

Na obrázku 3.5 je porovnanie pre diódový usmerňovač zo Schottkyho

diódami a synchrónny usmerňovač s MOSFET tranzistormi. Na vyšrafovanej ploche

možno vidieť zníženie vodivostných strát.

Keď vyberáme tranzistor pre synchrónny usmerňovač, tak rozhodujúci

parameter je jeho odpor RDS(ON) v zopnutom stave. Vodivostné straty zohrávajú

vysokú úlohu pri celkovej účinnosti meniča, a to väčšinou v aplikáciách, kde

potrebujeme malé výstupné napätie a veľký prúd.[8][7] Straty tranzistora pre

synchrónny usmerňovač od nulovej hodnoty po bod C, čiže po prahové napätie UTO ,

určíme podľa vzťahu:

,

a pre prípad, keď vedie aj vnútorná dióda

.

Pre diódový usmerňovač, v ktorom sa používajú len Schottkyho diódy, sa uplatňujú

dva druhy strát. Sú to straty spôsobené úbytkom na dynamickom odpore RD a straty

spôsobené úbytkom nazývaným aj prahové napätie. Na obrázku Obr. 3.6 môžeme

vidieť porovnanie vodivostných strát pre tieto usmerňovače.[7][9]


Diplomová práca

7

Obr. 3.3 Porovnanie vodivostných strát diódového a synchrónneho usmerňovača

(Prebraté z [7], upravené autorom)

3.1.2 Riadenie synchrónneho usmerňovača

Riadenie sekundárnej časti je veľmi dôležité a načasovanie jednotlivých PWM

impulzov musí zabezpečiť správne fungovanie usmerňovača. Treba preto dobre

poznať princíp diódového usmerňovača, ktorý bude nahradený MOSFET tranzistormi.

Zapnutie MOSFET tranzistora musí zodpovedať vodivosti usmerňovacej diódy a

tá musí pracovať v treťom kvadrante. Nami používané riadenie je realizované

pomocou riadiaceho a budiaceho obvodu. Akonáhle sú nastavené riadiace impulzy na

primárnej strane, môžeme pristúpiť k nastavovaniu impulzov pre sekundárnu stranu.

V prípade, že synchrónny usmerňovač zapneme príliš skoro, alebo vypneme príliš

neskoro, môže dôjsť k nežiaducím stavom, ako napríklad vznik veľkých špičkových

prúdov na primárnej strane. Dôsledkom môže byť ovplyvňovanie merania prúdu.

Základným konceptom pri riadení MOSFET tranzistora v synchrónnom umerňovači je

zapnúť MOSFET tranzistor po tom, ako bude viesť vnútorná dióda a vypnúť

MOSFET tranzistor ešte pred tým, ako začne prúd meniť svoj smer toku.

Východiskový bod oneskorenia zapnutia a vypnutia má byť nastavený približne na

100ns v režime plného zaťaženia, čo môžeme vidieť na obrázku Obr. 3.7a. Na

obrázku Obr. 3.7a je zobrazený priebeh bez budiaceho napätia Gate-Sourse. V praxi

sa bežne využíva to, že budiace impulzy z riadiacej dosky sa používajú pre primárnu

a aj sekundárnu stranu, pričom sú oddelené galvanicky. Pri nastavovaní procesu

zapínania a vypínania MOSFET tranzistora využívame RCD oneskorovacie členy.

RCD oneskorovací člen obsahuje rezistor RON pre nábežnú hranu (Rise time) a rezistor


Diplomová práca

8

ROF a diódu DOF pre dobežnú hranu (Fall time). Typické zapojenie môžeme vidieť na

obrázku Obr. 3.8.[7][9][15]

Obr. 3.4 RCD oneskorovací člen (Prebraté z [9], upravené autorom)

Obrázok 3.7b zobrazuje situáciu už pri budení tranzistora privedením napätia

na hradlo Gate-Source. Vidíme, že na začiatku a na konci vedie len vnútorná dióda.

Celková účinnosť závisí práve od doby, kedy je zopnutý MOSFET tranzistor.

[7][9][15]

Obr. 3.5 Riadenie synchrónneho usmerňovača (Prebraté z [15],upravené autorom)

3.2 ZAPOJENIE PLNÉHO MOSTU SO ZVS

V súčasnosti najpopulárnejšia a veľmi jednoduchá topológia pre vysoké

výkony a taktiež pre vysoké frekvencie je menič v plne mostovom zapojení so ZVS

(anglicky Full-Bridge). Na obrázku Obr. 3.9 môžeme vidieť takéto zapojenie spolu

s diagramom spínania jednotlivých tranzistorov. Princíp je založený na spínaní týchto

štyroch tranzistorov.


Diplomová práca

9

Obr. 3.6 Topológia plného mostu s príslušnými priebehmi spínania (Prebraté z: [11])

Tranzistory v jednotlivých vetvách sú spínané vždy v protifáze jednej, alebo

druhej vetvy s fázovým posunom. Topológia má niekoľko dobrých vlastností,

napríklad, že možno dosiahnuť to, aby všetky štyri tranzistory boli spínané v nule

napätia. Energia sa prenáša pri striede viac ako 50% a preto klesá efektívna hodnota

vstupného prúdu. Práve kvôli týmto faktorom je menič určený pre široký rozsah

výkonov od niekoľko stoviek wattov až po jednotky kilowattov. Menič má aj

nevýhody, ako je zložitosť topológie a jeho riadenia. Správnu funkciu spínania

tranzistorov môžeme vidieť na Obr. 3.9 vpravo. Ďalšou problémovou časťou je

rozptylová indukčnosť transformátora, ktorú však vieme využívať pri nízkostratovom

spínaní pomocou nulového napätia na tranzistore. V prípade minimálnej, alebo

nulovej záťaže meniča, stráca rozptylová indukčnosť tento význam. Problém

spočíva v nedostatku energie potrebnej na nabíjanie a vybíjanie rozptylovej

indukčnosti, ktorá obmedzuje voľbu prevodu transformátora a tá má vplyv na celý

výkon meniča. Veľkou nevýhodou je existencia nenulového cirkulačného prúdu pri

nominálnej prevádzke.[11]


Diplomová práca

10

Obr. 3.7 Cirkulačný prúd v plnom moste pri rôznom vstupnom napätí

(Prebraté z [11])

Ako vidíme na obrázku Obr. 3.10, pri každom spínacom cykle existuje nulový

interval. Sekundárny prúd tečie cez diódy na sekundárnej strane do záťaže a primárny

prúd o vysokej hodnote cirkuluje cez dva spínače na primárnej strane. Tento primárny

cirkulujúci prúd zvyšuje vodivostné straty, straty vo vinutiach transformátora

a zapríčiňuje elektromagnetické rušenie.[11]

3.3 SÉRIOVO-PARALELNÝ DC/DC MENIČ LLC

V predchádzajúcej kapitole bolo spomenuté, že pre minimalizáciu strát

u stredných a vyšších výkonov je najvhodnejšie použiť plný most, ktorý umožňuje

spínanie pri nule napätia (ZVS). Použitie techniky ZVS u konvekčných PWM

meničov je limitované možnosťou pracovať s vyššími spínacími frekvenciami. Toto

obmedzenie je dané stratami na tranzistore pri jeho vypínaní. Spínaním v nule napätia

minimalizujeme iba zapínacie straty, ale straty pri vypínaní nie sú spomenutou

technikou vôbec redukované.

Použitím rezonančných meničov môžeme docieliť zníženie spínacích strát

a tým môžeme použiť vyššie prevádzkové frekvencie. Poznáme tri základné

rezonančné meniče: - Sériový rezonančný menič (SRC),

- Paralelný rezonančný menič (PRC)

- Sériovo – paralelný menič (SPRC) - LCC alebo LLC


Diplomová práca

11

Obr. 3.8 Rezonančný LLC menič (Prebraté z [11])

Cieľom tejto kapitoly je opis sériovo-paralelného rezonančného meniča LLC,

ktorý vidíme na obrázku Obr. 3.11. LLC menič pozostáva zo sériovo-paralelného

zapojeného rezonančného obvodu. Významným prínosom tohto meniča je úzka oblasť

pracovných frekvencií pri nízkej záťaži a možnosť režimu ZVS od stavu naprázdno až

po plnú záťaž meniča. Nízke hodnoty vypínacích strát na primárnej strane sú

spôsobené malou hodnotou cirkulujúcej energie. Charakteristické je nízke napäťové

namáhanie spínačov na sekundárnom vinutí „vf“ transformátora. Rovnako tak sa na

sekundárnej strane uplatňuje ZCS komutácia spínačov. Práve tieto výhody meniča, ho

predurčujú k jeho širokému využitiu v praxi.[10]

3.4 TOPOLÓGIA DVOJITÉHO POLOMOSTU

Obr. 3.9 Topológia dvojitého polomostového zapojenia DC/DC (Prebraté z [3])

Menič zobrazený na obrázku Obr. 3.12 predstavuje modifikovanú topológiu,

ktorá vychádza z konvekčného zapojenia plného mostu s technikou spínania v nule

napätia. Prostredníctvom tejto topológie môžeme úplne eliminovať cirkulačné prúdy.

Ako vidíme, dvojitý polomost má dve vetvy na primárnej strane. Na ľavej strane je

vedúca vetva, ktorá je rozšírená o dve blokovacie (Clamping diode) diódy D1 a D2

spolu s rezonančnou cievkou Lr. Zaostávajúca vetva nachádzajúca sa na pravej strane


Diplomová práca

12

má pridružený vysokofrekvenčný transformátor T2. Výstup, čiže sekundárna strana

meniča má ešte pridané dve nulové (Freewheel diode) diódy D3 a D4 spolu s dvojitým

výstupným vyhladzovacím filtrom pozostávajúcim z indukčnosti L1 a L2. Pri

technickej realizácii vysokofrekvenčných transformátorov T1 a T2 treba prihliadnuť

na ich magnetickú a rozptylovú indukčnosť. Hovoríme tu o prevádzke naprázdno,

kedy sa musia parazitné kapacity transformátorov úplne vybiť. Energia indukčnosti

transformátora zanikne skôr, ako nastane zapnutie tranzistorov. V indukčnosti

rezonančnej cievky Lr sa akumuluje energia, ktorá je potrebná na predĺženie rozsahu

ZVS a zníženie záverného prúdu vnútornej diódy tranzistora ( nachádzajúcej sa na

sekundárnej strane). Toto sa uplatňuje v okamihu, kedy blokovacia dióda zníži

oscilujúce napätie (ringing voltage) na sekundárnej a primárnej strane

transformátora.[3][1][2]

Obr. 3.10 Výstupné priebehy v uzloch transformátora (Prebraté z [3])

Fázový posun medzi vedúcou a zaostávajúcou vetvou je od 0° do 180°.

Paralelná spolupráca je zabezpečená pri nulovom posune, kedy sú polomosty vo fáze.

Pracovný cyklus meniča je 50%. Ak chceme zvýšiť pracovný cyklus, je potrebné

zväčšiť fázový posun až na hodnotu 180°, kedy sú polomosty mimo fázu a majú

maximálne prekrytie, čo reprezentuje 100% cyklu meniča. Jednotlivé napäťové

priebehy, ako sme ich teraz opísali, sú zobrazené na obrázku Obr. 3.13. Pre uhol väčší

ako nula v čase tlag, každý polomost prenáša výkon na svoju časť dvojitého

výstupného filtra. V prípade, že je uhol 180°, tak jeden aj druhý polomost prenáša svoj

výkon na tú istú časť filtra. V druhej polovici filtra zabezpečuje tok prúdu jeho nulová

(Freewheel) dióda D3 resp. D4, ktorá je na voľnobehu. Výkon z primárnej na


Diplomová práca

13

sekundárnu stranu sa prenáša v každom okamihu, čiže vo fáze D a aj 1-D. Práve

z toho dôvodu nedochádza k vzniku cirkulačných prúdov na primárnej strane

meniča.[3][2]

3.4.1 Šírkovo-impulzové riadenie s fázovým posunom

Menič typu dvojitý polomost sa dá riadiť niekoľkými spôsobmi. Nami zvolené

riadenie je kombinácia klasického PWM riadenia spolu s hladkým prechodom

do fázového posunu. Pomocou PWM režimu riadeniu môžeme regulovať výstupný

výkon až do nulovej hodnoty, čo sa pri využití fázového posunu nepodarí realizovať.

Pri tomto riadení síce dôjde k strate mäkkého spínania, ale počas tejto doby to nemá

veľmi veľký vplyv na celkovú účinnosť meniča. Režim PWM využívame pri nábehu

meniča, čo zvyčajne trvá menej ako 100ms pre zaťaženie na 5% až 20% nominálneho

výkonu (100W až 400W) [1][2][3]. Na obrázku Obr. 3.14 sú zobrazené jednotlivé

režimy riadenia meniča pre primárnu stranu Vgs1-Vgs4, ako aj pre sekundárnu stranu

synchrónneho usmerňovača Vgss1-Vgss4.

Obr. 3.11 PWM riadenie s fázovým posunom (Prebraté z [4],upravené autorom)

3.4.2 Intervaly činnosti dvojitého polomostového zapojenia

Vedúca a aj zaostávajúca vetva meniča pracuje vo fázovom režime vždy s 50%

striedou (Duty-cycle). V prípade, ak sa horný alebo dolný tranzistor vypne,


Diplomová práca

14

magnetizačný prúd výkonového transformátora a reflektovaný výstupný prúd začnú

vybíjať a nabíjať výstupné (parazitné) kapacity tranzistorov. Tento proces prebieha

dovtedy, kým napätie na vinutí transformátora neklesne na nulu. Počas prvej doby

komutácie jedna a aj druhá vetva pracujú rovnakým spôsobom. Následne,

zaostávajúca vetva využíva magnetizačnú energiu svojho transformátora (pretože

sekundárna strana transformátora je v podstate otvorená), kým vedúca vetva využíva

energiu z rozptylovej indukčnosti svojho transformátora a energiu z rezonančnej

cievky. Tým sa aktivuje rezonančný dej medzi cievkou a výstupnou (parazitnou)

kapacitou tranzistora. Transformátor, ktorý má správnu veľkosť magnetizačnej

indukčnosti obvykle uchová dostatok energie práve pre zaostávajúcu vetvu, čo je

potrebné pre dosiahnutie ZVS bez ohľadu sa na veľkosť zaťaženia. Magnetizačný

prúd sa vzťahuje len na zaostávajúcu vetvu. Pričom sklon napätia pri spínaní sa stáva

oveľa mäkším pri tomto type meniča v porovnaní s konvenčnými meničmi plného

mostu (full-bridge). Prevádzku dvojitého polomostu môžeme rozdeliť do piatich

intervalov činností, začínajúc od t1 po t6, ktorý je na konci posledného. Kľúčové

priebehy sú zobrazené na obrázku Obr. 3.15.[1][2][3]

Časový interval t1 ≤ t < t2

Počas tejto periódy sú tranzistory Q1 a Q4 zapnuté. Okamih t1 je čas, kedy

nulová dióda D3 ukončuje svoje záverné zotavenie. Záverný zotavovací prúd nulovej

diódy D3 sa reflektuje do primárneho vinutia transformátora T1. Väčšina energie,

ktorá je indukovaná v rezonančnej indukčnosti LR, sa zachytí blokovacou diódou D1.

Zostatok energie z primárne strany a sekundárnej strany indukčnosti transformátora

T1 nedokážeme zachytiť blokovacou diódou D1, čo môže spôsobiť tzn. rušenie

napätím (voltage ringing) v uzle N1. Pre minimalizovanie tohto rušenia je treba

zmenšiť rozptylovú indukčnosť transformátora T1. Cirkulujúci prúd ID1 zostáva

v slučke LR, D1 a Q1, kde je pokles energie spôsobený len vodivostnými stratami

danej slučky. K primárnym vinutiam transformátorom T1 a T2 sú pripojené

kondenzátory C1 a C2. Napätia sa transformujú pomocou T1 a T2 na sekundárnu

stranu, kde sa prenášajú na výstupný filter za pomoci sekundárnych tranzistorov Q5

a Q8. Prúdy IL1 a IL2 tečú vyhladzovacími tlmivkami L1 a L2. Tieto prúdy narastajú

počas celej doby presunu energie z primárnej strany na sekundárnu stranu vinutia.


Diplomová práca

15

Kondenzátory C1 a C2 si delia rovnomerne napätie obvodu. Pretože obidva prúdy

primárnej strany T1 a T2 v okamihu prechodu kondenzátormi C1 a C2 sa navzájom

rušia. Z toho dôvodu nám pre pulzáciu napätia na kondenzátore postačuje relatívne

malá kapacita. [1][2][3][4]

Obr. 3.12 Teoretické intervaly činnosti dvojitého polomostového meniča


Diplomová práca

16

Časový interval t2 ≤ t ≤ t3

V intervale t2 sa tranzistor Q4 vypne. Po jeho vypnutí, prúd tlmivky IL2 nabije

vnútornú kapacitu CQ4 tranzistora Q4 na hodnotu vstupného napätia meniča. Keď toto

napätie predstihne napätie na kondenzátore C2 a rozptylová energia transformátora T2

je celkom vybitá, nastane zmena polarity na transformátore T2 na kladnú / pozitívnu

(opačne ako v prvom intervale). Zmena polarity nastane aj na sekundárnej strane

čo spôsobí otvorenie nulovej diódy D4, ktorá riadi a preberá prúd IL2 od tranzistora

Q8. Tranzistor Q8 sa elektricky odpojí. Vedúca vetva si zachová svoj predchádzajúci

stav a naďalej pokračuje v transformácii napätia na uzol F1 cez tranzistor Q5, zatiaľ

čo obidva výstupné usmerňovacie tranzistory Q7 a Q8 zaostávajúcej vetvy ostávajú

otvorené. Počas tejto periódy je vnútorná kapacita CQ4 priebežne nabíjaná prúdom

z magnetizačnej indukčnosti transformátora T2. Najhorší možný scenár je, keď je

záťaž nulová. Jediným zdrojom prúdu, ktorý nám nabíja CQ4 a vybíja CQ3 je

magnetizačná indukčnosť transformátora T2. Je dôležité zachovať nečinnú dobu

zaostávajúcej vetvy (deadtime) pre dosiahnutie spínania v nule napätia (ZVS). Pred

zopnutím tranzistora Q3 v dobre t3 je vnútorná kapacita CQ4 plne nabitá, zatiaľ čo CQ3

sa úplne vybije. To zabezpečí zopnutie v nule napätia. Kapacita CQ4 sa nabije na

hodnotu vstupného napájacieho napätia, kde výstupné napätie T2 (napätie VM2)

dosiahne rovnakú hodnotu výstupného napätia T1 (napätie VM1). Tranzistor Q8 vedie

mäkko a obidve vetvy vedú prúd tlmivkou IL1. [1][2][3][4]

Časový interval t3 < t < t4

V tejto perióde jeden aj druhý polomost zdieľajú výstupný prúd tlmivky IL1.

Pretože obidve napätia výstupu transformátora (VM1 a VM2) majú rovnakú hodnotu,

presunutie prúdu z vedúcej vetvy (Leading Half-Bridge Inverter) do zaostávajúcej

vetvy (Lagging Half-Bridge Inverter) je obvykle pomalé. Z toho dôvodu vedúci

polomost obvykle zdieľa väčšiu časť výstupného prúdu v porovnaní so zaostávajúcim

polomostom. Do toho okamihu nulová dióda D4 zachováva svoj vodivostný stav.

Prúd IL2 začína klesať, pričom na L2 je indukované polovičné napätie výstupu.

Nárast IL1 a pokles IL2 vedie k čiastočnému zníženiu zvlnenia prúdu (current-ripple

cancellation), čo minimalizuje zvlnenie výstupného napätia VO. [1][2][3][4]


Diplomová práca

17


Tranzistor Q1 sa vypne v čase t4. Vnútorná kapacita CQ2 je vybitá. Prúd ILr

rezonančnej indukčnosti nabije vnútornú kapacitu CQ1. Prúd ILr pozostáva z

magnetizačného prúdu z T1 a z prúdu indukčnosti IL1, ktorý tečie vedúcou vetvou, a

tiež z prúdu záverného zotavenia nulovej diódy D3 (viď prvý interval ). Vzhľadom na

tok prúdu z vedúcej do zaostávajúcej vetvy sa IL1 zmenšuje. Tranzistor Q5 udržuje

vedenie pokiaľ ILr neklesne na hodnotu magnetizačného prúdu. Počas tejto periódy sa

vnútorná kapacita CQ2 môže úplne vybiť, ak bude mať rezonančná indukčnosť LR

dostatok množstva energie. Úplné vybitie kapacity CQ2 nám zabezpečí spínanie v nule

napätia (ZVS) tranzistora Q2 v intervale t5. Ak nie je dostatočné množstvo energie

v indukčnosti LR, tranzistor Q5 sa vypne ešte pred úplným vybitím kapacity CQ2.

Napätie na primárnej strane transformátora T1 (VP1) klesá a mení svoju polaritu. Prúd

indukčnosťou IL2 prechádza cez nulovú diódu D4 v tzv. spojitom režime činnosti

(CCM - Continuous Conduction Mode). Tranzistor Q5 a dióda D4 skratujú prúd na

sekundárnej strane T1, a z toho dôvodu magnetizačný prúd T1 neprispieva k vybitiu

vnútornej kapacity CQ2. Rezonančná indukčnosť Lr (prúd ILr) napriek tomu môže ďalej

rezonovať s vnútornými kapacitami CQ1 a CQ2 s cieľom úplného vybitia kapacity CQ2.

Taktiež je dôležité správne nastavenie nečinnej doby tohto intervalu (deadtime), aby

sme dosiahli zapnutie v nule napätí . [1][2][3][4]


V čase t5 sa zapne tranzistor Q2. Prúd rezonančnou indukčnosťou ILr ihneď

klesá na nulu a potom stúpa v opačnom smere. Akonáhle prúd ILr dosiahne vyššiu

hodnotu ako hodnotu výstupného prúd IL2 a záverného prúd diódy D4, dióda prestane

viesť v čase t6. Čas t6 je koniec jednej pól-periódy . [1][2][3][4]

Počas uvádzania do prevádzky, pri preťažení, alebo pri nízkom zaťažení musí

menič pracovať v režime PWM. Proces spínania v režime PWM je možné rozdeliť do

troch samostatných periód[1][2][3][4]. Priebehy prúdov sú zobrazené v prílohe C, D.


Diplomová práca

18

4 OPTIMALIZÁCIA DC/DC MENIČA SO

SYNCHRÓNNYM USMERŇOVAČOM

4.1 OPTIMÁLNA VOĽBA MOSFET TRANZISTOROV

NA PRIMÁRNEJ STRANE MENIČA

Pri výbere vhodného výkonového MOSFET tranzistora musíme prihliadať na

jeho spínacie straty, vodivostné straty a straty pri budení tranzistora. Pred výberom

tranzistora za účelom dosiahnutia najlepších účinnostných parametrov treba podrobne

analyzovať jednotlivé komutačné procesy MOSFET tranzistora pre rozličné

prevádzkové straty meniča. Najjednoduchšia, ale časovo náročná metóda je voľba na

základe experimentálnych meraní, ktorá je závislá od potreby fyzikálneho osadenia

súčiastky na dosku plošného spoja. Ďalšia metóda môže byť simulačná analýza, avšak

poskytuje len strohé informácie, ktoré nezaručujú presnosť modelu. Pri výbere

konkrétneho tranzistora sa musíme riadiť údajmi, ktoré poskytuje výrobca

v katalógovom liste súčiastky. Nami volená metóda pri optimalizácii meniča spočíva

vo vyhodnotení výkonnostného ukazovateľa, ktorý výrobcovia pomenovali „figure of

merit“ (FOM). Základná interpretácia je vyjadrená výrazom:

kde QGS je náboj vnútornej kapacity medzi gate-source hradla tranzistora a RDS(ON) je

odpor kanálu medzi drain-source. Uvedený vzťah vyjadruje vzťah medzi týmito

parametrami, pričom veľkosť hodnoty FOM definuje kvalitu tranzistora [10].


Diplomová práca

19

kde QGD je náboj kapacity gate-drain hradla tranzistora, QG je celkový náboj kapacity

hradla, RG je odpor hradla, UGS je napätie medzi gate-source hradla tranzistora, UPLT je

prahové napätie, fSW je spínacia frekvencia, Ivyp je veľkosť prúdu v okamžiku vypnutia

spínača a Kloiss je zavedený parameter.[10]

Pri výbere už konkrétneho typu tranzistora vychádzame zo vzťahu pre

FOMZVS. Pôvodne osadený tranzistor STW55NM60ND [21] sme porovnali spolu

s ďalšími dvoma tranzistormi. Prvý STW36NM60ND [22] bol od firmy

STMicroelectronics a druhý IPW65R080CFD [23] pre zmenu od firmy Infineon.

Všetky tri tranzistory obsahujú rýchlu vnútornú diódu a sú konštruované na rovnaké

napäťové a prúdové zaťaženie. Výsledky sú uvedené v tabuľke Tab. 4.1, kde

vyberáme tranzistor STW36NM60FD pre jeho najnižšiu hodnotu FOMZVS. Ďalšou

formou optimalizácie je nastavenie dead-time z 500ns na 300ns, vďaka lepším

dynamickým vlastnostiam tranzistora.

STW55NM60ND STW36NM60FD IPW65R080CFD

130.103

[nC*mΩ] 5.103 [nC*mΩ] 8.10

3 [nC*mΩ]

Tab. 4.1 Výsledky výpočtu FOMZVS pre primárne tranzistory

Súčasťou optimalizácie primárnej strany je aj „nabastlenie“ dvoch prúdových

meracích transformátorov, ktorými sa budeme venovať v ďalších kapitolách.

Fotografiu zvolenej úpravy nájdeme v prílohe J.

4.2 OPTIMÁLNA VOĽBA SÚČIASTOK NA

SEKUNDÁRNEJ STRANE MENIČA

Asi najviac zreteľnou optimalizáciou bolo nahradenie pôvodného diódového

usmerňovača za synchrónny usmerňovač spolu s jeho riadením . Dôvody sú uvedené

v kapitole 3.3.1 .

Pri výbere MOSFET tranzistorov vychádzam z rovnakej metódy ako

v predchádzajúcej kapitole. Pre synchrónny usmerňovač platia vzťahy:


Diplomová práca

20

V tomto prípade výkonnostný ukazovateľ FOMSR je podmienený vodivostnými

stratami a stratami v budiacom obvode [10]. Keďže budiaci obvod (driver) sa nemení,

porovnávam iba hodnotu RDS(ON). Z dostupných tranzistorov volíme IPP110N20N3 G

[24] od firmy Infineon.

4.3 OPTIMÁLNA VOĽBA MAGNETIKA „VF“

TRANSFORMÁTORA A REZONANČNEJ CIEVKY

Pôvodne osadené výkonové transformátory disponujú jadrom PQ 35/35

(hmota N97) od výrobcu EPCOS. V meniči sa nachádzajú dva totožné transformátory.

Transformátor má jedno primárne vinutie a dve rovnaké sekundárne vinutia. Na

vstupe meniča je UIN= 400V, čo predstavuje pre každé primárne vinutie oboch

transformátorov napätie U1= 200V. Pôvodný transformátor mal prevod transformátora

n=3, pričom na primárnom vinutí bolo 15 závitov a na sekundárnom vinutí 5 závitov.

Osciloskopickým meraním sme zistili, že v otázke mäkkého spínania sa dá ešte

realizovať optimalizácia. Indukčnosť primárneho vinutia ovplyvňuje mäkké spínanie

hlavne pre zaostávajúcu vetvu, čo vyplýva z princípu činnosti zapojenia meniča. Pre

energiu transformátora platí:

Môžeme zaujať stanovisko, že pri zachovaní zákona energie bude platiť, že

keď znížime indukčnosť, bude transformátorom pretekať väčší prúd. Väčší prúd nám

zabezpečí rýchlejšie vybíjanie vnútornej kapacity tranzistora COSS a docielime tak

mäkké spínanie vo väčšom rozsahu záťaže. Je potrebné zachovať transformačný

pomer n=3 z toho dôvodu, aby na sekundárnej strane transformátora nedošlo k

vyššiemu napäťovému namáhaniu súčiastok. Preto volím pomer 13 závitov pre

primárne vinutie a 4 závity pre sekundárne vinutie. Následne vypočítame indukčnosť

pre jednotlivé vinutia.


Diplomová práca

21

Aby sa transformátor nedostal do stavu saturácie, musíme vypočítať aj

hodnotu indukčného zdvihu. Hodnota saturačnej indukčnosti pre hmotu N97

predstavuje BS=420mT. Je potrebné, aby sme sa pohybovali v BH charakteristike

medzi -210mT až +210mT, ktorá reprezentuje indukčný zdvih. Indukčný zdvih

vypočítame nasledovne:

Vypočítaná hodnota ΔB= 408mT predstavuje rozmedzie hodnôt -204mT až

+204mT. Nižší počet závitov na primárnej strane nám umožnilo aj zvýšenie prierezu

medi na 3mm2. Preto používame vysokofrekvenčné lanko, ktoré sa skladá z troch

paralelne uložených vodičov do kostričky jadra. Týmto sme aj získali zníženie strát vo

vinutí. Uvedenú zmenu transformátora sme si nasledovne aj odsimulovali

v simulačnom programe PSpice. Na obrázku Obr. 4.1 môžeme vidieť namerané

hodnoty pôvodných a nových transformátorov.

Obr. 4.1 Hodnoty indukčnosti „vf“ transformátorov

V ďalšom kroku optimalizácie bolo potrebné zväčšiť indukčnosť rezonančnej

cievky. Taktiež vychádzam zo vzťahu energie

, kde väčšia

indukčnosť si aj uchová viac energie k vybitiu kapacít tranzistorov vo vedúcej vetve.

Je potrebné si uvedomiť, že príliš veľká indukčnosť nie je vhodná, pretože môže

spôsobiť menej strmý nárast prúdu di/dt v transformátore, a tým aj znížiť dĺžku

aktívnej doby prenosu výkonu z primárnej strany na sekundárnu. V pôvodnej

topológii bola rezonančná indukčnosť LR= 20uH. Postupnými simuláciami sme

dospeli ku kompromisu a zvolili veľkosť indukčnosti na LR= 25uH.


Diplomová práca

22

5 SIMULAČNÁ ANALÝZA ZDROJA (MODEL)

Simulačné modely jednotlivých zapojení boli vytvorené v simulačnom

prostredí OrCAD PSpice. Simulačný program je priamo navrhnutý pre účely tvorby

modelov pre výkonové polovodičové meniče a ich systémy.[13] Navrhnuté

simulácie uvedených zapojení meniča nám slúžia k demonštrácii funkčnosti daného

zapojenia. Pre rozličné zmeny parametrov zapojenia sme sledovali správanie

napäťových a prúdových pomerov. Predmetom tejto kapitoly je porovnanie účinnosti

pre diódový a synchrónny usmerňovač.

5.1.1 Simulácia s diódovým usmerňovačom

Simulačná analýza DC/DC meniča s diódovým usmerňovačom je uskutočnená

za pomoci navrhnutého zapojenia, ktoré je zobrazené v prílohovej časti (Príloha. E).

Na vstupe sa nachádza jednosmerný DC zdroj napätia o veľkosti 400V. Pre dvojitý

polomost na primárnej strane sú použité tranzistory typu STW55NM60ND [21].

Modely výkonových polovodičových súčiastok obsahujú veľa nelineárnych prvkov

oproti štandardným modelom, ktorých simulačné nastavenia často nie sú vhodné.

Práve preto samotný výrobca uvádza nastavenie jednotlivých parametrov

v simulačnom profile programu. Tieto hodnoty môžu uľahčiť konvergenciu modelu

a nájdeme ich v [16]. Zapojenie obsahuje dva totožné „vf“ transformátory, pre ktoré

bolo treba vytvoriť magnetickú väzbu medzi primárnym a sekundárnym vinutím. Aby

sme sa čo najviac priblížili reálnemu meniču, volíme hmotu transformátora 3C96,

ktorá reprezentuje svojim počtom vinutí určitú magnetizačnú indukčnosť. Netreba

zabúdať aj na činiteľ väzby (Coupling), ktorý svojou hodnotou predstavuje asi 1% z

magnetizačnej indukčnosti transformátora. Ako usmerňovacie diódy sú použité

STPS60SM200C [30]. Jedná sa o dve diódy integrované v jednom puzdre. Simulácia

v tejto kapitole (5.1.1) bola prebratá z [2] a relevantne modifikovaná, aby čo najviac

vystihovala reálne správanie meniča.


Diplomová práca

23

5.1.2 Simulácia so synchrónnym usmerňovačom

Simulačná analýza DC/DC meniča so synchrónnym usmerňovačom vznikla

nahradením Schottkey diód za MOSFET tranzistory IPP110N20N3 G [24]. Simulačný

profil nájdeme v prílohovej časti (Príloha F). Pôvodne sme chceli do simulácie

zakomponovať pre primárnu stranu tranzistor STW36NM60ND, ale tento model

nebol na stránke výrobcu dostupný. Preto volíme druhý tranzistor, ktorému sme sa

venovali pri optimalizácii. Tranzistor IPW65R080CFD taktiež nie je štandardne

obsiahnutý v knižnici PSpice a preto je potrebné ho stiahnuť zo stránky výrobcu.

Uvedený model pre sekundárnu stranu obsahuje vnútornú antiparalelnú diódu, čo si

môžeme všimnúť na schématickej značke.

5.1.3 Účinnostné charakteristiky

Pri určovaní účinnosti sme regulovali výstupný prúd zmenou hodnoty

výstupného (zaťažovacieho) rezistora. Aby sme zachovali konštantné výstupné

napätie, museli sme nastavovať vhodný fázový posun medzi jednotlivými

polomostami.

Obr. 5.1 Porovnanie účinnosti pomocou simulačnej analýzy

Z obrázku Obr. 5.1 je zrejmé, že simulačné overenie jednotlivých krokov

optimalizácie je správne, pretože sme dosiahli väčšiu účinnosť.

89

90

91

92

93

94

95

96

97

98

99

200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000

Úči

nn

osť

[%]

Výkon [W]

pre diódovy usmerňovač pre synchrónny usmerňovač Simulačná analýza


Diplomová práca

24

6 RIADIACI OBVOD IC UCC3895

6.1 POPIS RIADIACEHO ANALÓGOVÉHO OBVODU

UCC3895

Riadenie dvojitého polomostu s dvoma totožnými transformátormi

zabezpečuje integrovaný obvod UCC3895 [17] od firmy Texas Instruments. Patrí do

skupiny obvodov pre riadenie plného mostu (full bridge). Každý riadiaci impulz

OUTA/OUTB a OUTC/OUTD je generovaný symetricky s 50% PWM striedou,

umožňuje ale aj asymetrické generovanie riadiacich impulzov OUTC/OUTD.

Regulátor PWM zabezpečuje režim fázového posunu medzi jednotlivými

komplementárnymi polomostami, rešpektujúci jeden druhého. Táto vlastnosť

umožňuje konštantnú frekvenciu pulzne šírkovej modulácie v spojení s technikou

spínania v nule napätí pre poskytnutie vysokej účinnosti pri vysokých frekvenciách.

Na Obr. 6.1 je vidieť typickú aplikáciu zapojenia obvodu s napäťovým riadením

(modrá časť) a prúdovým riadením spolu s detekciou špičiek prúdu (peak current-

mode control, zelená časť). [17][18]

Obr. 6.1 Typická aplikácia zapojenia obvodu UCC3895 (prevzaté z[17])


Diplomová práca

25

6.2 VÝZNAM A FUNKCIA JEDNOTLIVÝCH PINOV

Pre pochopenie problematiky riadiaceho obvodu UCC3895 uvádzame názvy

a stručné charakteristiky jednotlivých pinov. Na obrázku Obr. 6.2 sa taktiež nachádza

vnútorná bloková schéma.

EAOUT, EAP a EAN (Error Amplifier) – Výstup / vstupy chybového zosilňovača

EAOUT jeho výstup je interne pripojený k neinvertujúcemu vstupu PWM

komparátora a ku komparátoru bez záťaže. EAOUT je vnútorne pripojený na napätie

„mäkkého štartu“. Komparátor bez záťaže vypína koncové stupne OUT, keď na

EAOUT klesne napätie pod 500mV, a zapína sa keď dosiahne EAOUT hodnotu nad

600mV. EAP je neinvertujúci vstup a EAN je invertujúci vstup chybového

zosilňovača. Pre správnu činnosť by sme nemali presiahnuť napätie 3,6V na týchto

pinoch [17].

CS ( Current Sense ) – Pin prúdového snímača

Vstup CS pinu je pripojený k invertujúcemu vstupu komparátora prúdového

snímača, neinvertujúcemu vstupu nadprúdového komparátora a k neinvertujúcemu

vstupu ADS komparátora. Signál prúdového snímača používa prúdovú limitáciu

cycle-by-cycle v detekcii špičiek prúdu (peak current-mode control). V prípade

nadprúdovej ochrany vo všetkých prípadoch vypne výstupy OUTA až OUTD. Po

inicializovaní poruchy prekročenia prúdu nastane reštart cyklu do „mäkkého

vypnutia“ s plným „mäkkým štartom“ (soft-stop, soft-start). [17]

ADS ( Adaptive Delay Set ) – Pin pre nastavenie adaptívneho oneskorenia (dead-time)

Táto funkcia nastavuje pomer medzi maximálnym a minimálnym adaptívnym

oneskorením výstupov. Ak je ADS pin priamo pripojený ku CS pinu, nedôjde

k žiadnemu adaptívnemu oneskoreniu. Maximálne oneskorenie nastáva, keď je ADS

pin uzemnený. V tomto prípade je doba oneskorenia 4x dlhšia, ak je CS = 0V, oproti

CS = 2V (špičkový prúd prahovej hodnoty). ADS pin mení výstupné napätie na

pinoch DELAB a DELCD podľa nasledujúceho vzťahu: [17]


Diplomová práca

26

Napätie na pine ADS musí byť limitované medzi 0V až 2,5V. Napätie ADS

musí byť menšie alebo rovné napätiu na CS pine. DELAB a DELCD sú pripojené k

minimálnemu napätiu 0,5V.

DELAB a DELCD (Delay Programming Between Complementary Outputs)

Pinmi DELAB a DELCD nastavujeme oneskorenie spínania medzi OUTA

a OUTB resp. OUTC a OUTD. Toto oneskorenie je zavedené medzi

komplementárnymi výstupmi v rovnakom polomoste vonkajšieho mostíka.

Samostatne sa v každom stupni nastavuje podľa rovnice: [17]

RT a CT ( Oscillator Timing Resistor/Capacitor ) – Časovací rezistor / kondezátor

oscilátora

Oscilátor v UCC3895 funguje tak, že prúd IRT nabíja externý časovací

kondenzátor CT z prúdového zdroja. Veľkosť tohto prúdu nastavujeme práve

veľkosťou rezistora RT. Prúd počítame podľa nasledujúceho vzorca: IRT = 3 / RT [A].

Veľkosť rezistora RT sa musí pohybovať v rozsahu 40kΩ - 120 kΩ. Taktiež týmto

prúdom IRT nabíjame a vybíjame kondenzátor mäkkého štartu (softstart). Priebeh

napätia na pine CT je pílovitý s vrcholom napätia 2,35V. Približnú dobu oscilátora

vypočítame podľa vzťahu:

kde CT môže byť v rozsahu 100pF – 880pF. Kombinácia veľkej hodnoty CT a malej

RT má za následok dlhšiu dobu dobežnej hrany pílovitého priebehu na CT pine [17].

RAMP (Inverting Input of the PWM Comparator) – Pin pre vstup PWM komparátora

Tento pin získava buď napäťový priebeh z CT pinu, alebo je jeho súčasť ešte

signál z CS pinu, ako to môžeme vidieť na typickom zapojení (Obr. 6.1) [17].

OUTA, OUTB, OUTC a OUTD ( Output MOSFET Drivers ) – Výstupy pre budiče

Sú tvorené štyrmi tranzistormi typu MOSFET v komplementárnom zapojení

a sú optimalizované pre riadenie MOSFET budiacich obvodov. Každý z nich nám na


Diplomová práca

27

svojom výstupe poskytuje 100mA. Výstupy OUTA a OUTB sú plne komplementárne

a môžu pracovať s 50% pracovným cyklom a s polovicou periódy oscilátora. Tieto

výstupy sú určené pre jeden polomost. Druhý polomost riadia výstupy OUTC

a OUTD a majú ten istý charakter ako OUTA a OUTB. OUTC resp. OUTD je možné

fázovo posúvať vzhľadom na OUTA resp. OUTB [17].

PGND (Power Ground) – pin pre výkonovú zem

Na filtrovanie šumu zo spínania výkonovej časti pred kritickým analógovým

obvodom disponuje riadiaci obvod UCC3895 dvoma odlišnými uzemneniami. PGND

je uzemnenie pre vysoko-prúdovú výstupnú časť. GND a PGND musia byť elektricky

spojené. Pretože PGND preteká vysoký prúd a preto musí mať nízku impedanciu [17].

REF (Voltage Reference) – pin napäťovej referencie

Referenčné napájanie vnútorných obvodov je 5V ± 1,2% a tiež dodáva energiu

až do 5mA externého zaťaženia. Pre dosiahnutie najlepšieho výkonu je vhodné

premostiť tento pin s kondenzátorom na GND. Odporúčaný je kondenzátor 100nF

s malým ESR a ESL [17].

GND ( Analog Ground ) – pin pre analógovú zem

Analógová zem je pre všetky vnútorné obvody v čipe okrem výstupov pre

výkonovú časť [17].

SYNC ( Oscillator Synchronization ) – synchronizačný pin z oscilátora

Tento pin je obojsmerný. Ak je použitý ako výstup, SYNC je používaný ako

zdroj hodín a jeho časovanie je rovnaké s časovaním vnútorných hodín. V prípade, ak

je použitý ako vstup, SYNC ignoruje vnútorný oscilátor a pôsobí ako zdroj

hodinového signálu. Táto funkcia umožňuje synchronizáciu niekoľkých napájacích

zdrojov. SYNC signál taktiež vnútorne vybíja CT kondenzátor a všetky filtračné

kondenzátory, ktoré sú súčasťou RAMP pinu. Pre zníženie šírky synchronizačného

impulzu je vhodné pripojiť medzi SYNC a GND rezistor o hodnote 3,9kΩ [17].


Diplomová práca

28

VDD (Chip Supply) – Pin pre napájanie obvodu

Pin vstupu pre napájanie obvodu musí byť premostený kondenzátorom

s minimálnou kapacitou 1µF s malým ESR a ESL. Taktiež sa odporúča zapojenie

10µF kondenzátora s malým ESR a ESL medzi VDD a PGND [17].

SS/DISB ( Soft-Start / Disable ) - „mäkký štart“ a zablokovanie tzn. „mäkký stop“

Tento pin kombinuje dve nezávislé funkcie.

Režim zákazu: Rýchle vypnutie obvodu sa vykonáva externým privedením napätia pod

hodnotu 0,5V na pin SS/DISB. Ak sa následne REF napätie dostane pod hodnotu 4V,

alebo ak VDD klesne pod hodnotu prahového podpätia, tak zareaguje nadprúdová

ochrana ( pin CS = 2,5V ) a je inicializovaný režim „mäkkého stopu“ [17].

Režim „mäkkého štartu“: Po odstránení poruchy, alebo nárastu napätia VDD nad

hodnotu prahového podpätia (10V), prípadne keď narastie napätie na SS/DISB nad

hodnotu 0,5V, obvod začne spínať v režime „ mäkkého štartu“ [17].

Obr. 6.2 Vnútorné zapojenie riadiaceho obvodu UCC3985 (prevzaté z[17])


Diplomová práca

29

7 NÁVRH RIADIACEJ ČASTI MENIČA A

JEJ SIMULAČNÉ OVERENIE V PSPICE

7.1.1 Výkonová schéma meniča zo synch. usmerňovačom

Obr. 7.1 Výkonová časť meniča zo simulácie


Diplomová práca

30

Obr. 7.2 Budiče pre výkonovú časť meniča zo simulácie

Na obrázku Obr.7.1 je simulačný model meniča a budiace obvody pre

primárnu a sekundárnu stranu meniča sa nachádzajú na obrázku Obr. 7.2. Pretože

riadiaci obvod nám poskytuje len 4 PWM signály, musíme pred budiče UCCx7324

zapojiť RCD oneskorovací člen.

7.1.2 Obvod UCC3895

Ako prvé je potrebné nastaviť vnútorný oscilátor riadiaceho obvodu. Najprv si

zvolíme hodnotu kondenzátora CT, ktorá bude C1 = 680pF a k nemu dopočítame

rezistor RT. Treba si však uvedomiť, že frekvencia riadiaceho obvodu musí byť

dvojnásobná, ako frekvencia spínacia DC/DC meniča.


Diplomová práca

31

Obr. 7.3 Riadiaci obvod UCC3895 zo simulácie

Po simuláciách volíme hodnotu R1 = 65kΩ. Následne nastavíme čas

oneskorenia. ADS pin priamo spojíme s CS pinom, čím nedôjde ku žiadnemu

adaptívnemu oneskoreniu. Volíme oneskorenie 450ns.

Ďalej môžeme pristúpiť k vytvoreniu RAMP1 a RAMP2. Prvá rampa pre PWM režim

sa skladá z NPN tranzistora Q3 a príslušných kondenzátorov a rezistorov pre

ovplyvňovanie jej veľkosti. . Druhá rampa, ktorá už pre fázový posun vznikla

posunutím o 1,9V, sa skladá z NPN tranzistora Q2 a PNP tranzistora Q1. Obidve

rampy sú budené z CT pinu.


Diplomová práca

32

7.1.3 Prídavný PWM režim

Obr. 7.4 Prídavný PWM režim zo simulácie

Uvedené zapojenie slúži na generovanie PWM impulzov. Komparátor

TLV3501 slúži na vyhodnocovanie výstupu EAOUT a RAMP1. Pridaná hysterézia

z rezistorov R13 a R14 slúži na odstránenie rušivých signálov.[39][6] Ako je na

simulačnom grafe (Obr. 7.5) vidieť, riadiaci obvod UCC3895 generuje PWM signál

s 50% striedou (OUTA, OUTB). Podľa polohy chybového zosilňovača sú generované

impulzy na bázu tranzistorov Q6 až Q9, čo vidíme na modrom priebehu. Práve tieto

tranzistory zastávajú funkciu „pull-down“ a v správnom okamihu stiahnu časť

impulzu. Nakoniec obvod 74HCT573 slúži ako napäťový zásobník (buffer), aby

posilnil signál a nebol zaťažovaný vstupnými RC členmi na budičoch [38].

Výpočet hysterézy komparátora:


Diplomová práca

33

Simulačné overenie zapojenia :

Obr. 7.5 Simulácia prídavného PWM režimu

7.1.4 Obvody ochrán

Nadprúdová ochrana (Over-Currnet Protection)

V prípade, že cez filtračné tlmivky na výstupe bude tiecť prúd väčší ako 1,25

násobok nominálnej záťaže, čiže spolu viac ako 50 ampérov, bude aktivovaná

nadprúdová ochrana. Nadprúdová ochrana je aktívna pri poruche meniča, alebo pri

poruche napájaného zariadenia k meničom. Ak nie je odstránená porucha, vzniká tzn.

„cukanie“ inak nazývané anglicky „Hiccup“.

Meranie prúdu je zabezpečené pomocou prúdovej sondy typu ACS758LCB-100B-

PFF-T od firmy Allegro, ktorá využíva dobre známy Hallov jav. Citlivosť senzoru je

približne 20mV na jeden ampér [37]. Výstup zo senzora je privádzaný na pin

s názvom IOUT. Následne signál z IOUT je privádzaný na neinvertujúci vstup

operačného zosilňovača U6A (TLC082). Prvý operačný zosilňovač je zapojený ako

napäťový sledovač so zosilnením jedna, ktorý používame ako oddeľovací obvod . Na

druhý operačný zosilňovač U6B (TLC082) privádzame cez napäťový delič R50 a R51

Time

440.0us 460.0us 480.0us 500.0us 520.0us 540.0us431.0us 556.6usV(U1:RAMP)+0.8 V(U1:EA0) V(RAMP1)

0V

2.0V

4.0V

SEL>>

V(U1:OUTA) V(U1:OUTB) V(BAZA)

0V

10V

20VV(PWM1MOST) V(PWM2MOST)

0V

2.5V

5.0V


Diplomová práca

34

referenčné napätie, ktoré je porovnávané s napätím z výstupu prvého operačného

zosilňovača U6A. Ak cez Hallovu sondu prechádza prúd o veľkosti 50 ampérov (Obr.

7.1 hore), je na výstupe senzora napätie 1,76 voltov a operačný zosilňovač U6B začne

znižovať na svojom výstupe napätie smerom k zemi z pinu EAOUT cez diódu D4.

Dióda D4 slúži nato, aby sme na pin EAOUT nepriviedli väčšie napätie, ako je

dovolené. Následne dôjde k zníženiu fázového posunu riadiacich impulzov.

V prípade, že prúd sondou je menší ako požadujeme, táto regulácia ostáva neaktívna

[40].

Obr. 7.6 Nadprúdová ochrana zo simulácie

Výpočet vstupného napäťového deliča:

Nami požadované napätie na neinvertujúcom vstupe operačného zosilňovača

TLC082 voči zemi je 1,76V. Pre požadovaný prenos KU a napäťový delič bude platiť

vzťah:

Odozva vstupného prúdu na výstup Hallovej sondy je 3µs a na tento čas sme

napočítali časovú konštantu RC spätnej väzby komparátora U6B [37]. Po výpočte

a simuláciách volíme hodnoty kondenzátora C22 = 4,7µF – 2,2µF a rezistora R49 =

1kΩ.


Diplomová práca

35

Prepäťová ochrana ( Over-Voltage Protection)

Obr. 7.7 Prepäťová ochrana zo simulácie

Ak sa na výstupe (na záťaži) napätie zvýši nad kritickú hodnotu 60 voltov,

aktivuje sa prepäťová ochrana a riadiaci obvod UCC3895 prestane generovať riadiace

PWM impulzy a tým ochráni pripojené zariadenie. Uvedené zapojenie obsahuje

napäťový delič R52 a R53, ktorý je priamo spojený s regulátorom TL431. Obvod

TL431 je 3 pinový paralelný stabilizátor s referenčným napätím 2,5V. Schéma obvodu

je znázornená na obrázku Obr. 7.7. Obvod porovnáva napätie na riadiacej elektróde

(3) s vnútornou referenciou a v prípade, že na rezistore R53 bude napätie väčšie ako

2,5V, tak sa zopne tranzistor medzi katódou (1) a anódou (2). Výstupné napätie

nemôžeme využívať priamo na napájanie obvodu z dôvodu maximálneho pracovného

napätia TL431, ktoré sa uvádza v datacheete do 35V. Taktiež je potrebné dosiahnuť

najmenší úbytok napätia pre tepelné namáhanie súčiastky. Rezistor R54 slúži na

obmedzenie prúdu prechádzajúci cez optočlen a TL431 [43].

Výpočet napäťového deliča a rezistora R54, R75:


Diplomová práca

36

Simulačné overenie zapojenia :

Obr. 7.8 Simulácia prepäťovej ochrany

V prípade, že napäťová regulácia zlyhá, nastane stav ako je vidieť na výsledku

simulácie (Obr. 7.8). Z uvedenej simulácie je vidieť, že v čase 2ms na výstupe 60V

dosiahne napätie a zareaguje regulátor TL431. Optočlen U10_OVP sa rozsvieti a na

výstupe privedie pin SS/DISS riadiaceho obvodu na zem. Ako je z blokovej schémy

zrejmé, v prípade, že je na SS/DISS menšie napätie ako 0,5V, nebudú generované

riadiace signály [17]. Výsledkom prepäťovej ochrany je zníženie napätia na výstupe

meniča.

Blokovanie synchrónneho usmerňovača pre PWM režim

Ako sme opísali v kapitole Kap. 3.1.1, menič je riadený kombináciou PWM

riadenia s riadením fázového posunu. Keďže v prípade PWM režimu môže nastať pri

zopnutom MOSFET tranzistore na synchrónnom usmerňovači prípad, kde bude tiecť

prúd jedným, alebo druhým smerom kanálu Drain-Source, musíme tomuto stavu

zabrániť.

Time

0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 2.9msV(U1:RAMP)+0.8 V(U1:EA0) V(RAMP1)

0V

2.0V

4.0V

SEL>>

V(VOUT)0V

25V

50V

75VV(U1:SS/DISB)

0V

2.0V

4.0VV(U1:OUTA) V(U1:OUTB)+20

0V

10V

20V

30V

40VI(U10_OVP:A)

0A

5mA

10mA


Diplomová práca

37

Obr. 7.9 Blokovanie pre PWM režim zo simulácie

Použitím komparátora TLV3501 sme vyhodnotili stav, kedy riadiaci obvod už

negeneruje PWM riadiace signály [39]. Ako referenčné napätie je zvolené 1,9V. Toto

napätie je porovnávané s výstupom chybového zosilňovača EAOUT a po preklopení

komparátora sa pomocou tranzistora Q11 dosiahne to, aby na pine STOP USM bola

log.“0“. Keď je pin STOP USM na nulovej hodnote, tranzistory Q14-Q17 budú

v nevodivom stave. Následne je privedený riadiaci signál na vstupy budičov pre

synchrónny usmerňovač. Cez rezistory R24 a R25 je privedená neinvertujúca

hysterézia z dôvodu malej zmeny napätia na záťaži a častého zapínania a vypínania

budičov na sekundárnej strane.

Výpočet napäťového deliča:



Diplomová práca

38

Blokovanie synchrónneho usmerňovača pre minimálny prúd 7,5 ampérov

Obr. 7.10 Blokovanie pre min. 7,5 ampérov zo simulácie

Pri návrhu meniča, kde je použitý synchrónny usmerňovač, je potrebné poznať

straty vznikajúce v štruktúre MOSFET tranzistora. V určitých prípadoch, ak bude

záťažou tiecť nízka hodnota prúdu, stanú sa dominantné spínacie straty MOSFET

tranzistora oproti vodivostným stratám, čo bude celkovo mať väčšie straty

v porovnaní so stratami na diódach. Aby sme zabránili tomuto javu, používame

komparátor TLV3501, ktorý bol opísaný v minulej podkapitole. Ako referenčné

napätie na invertujúcom vstupe je 600mV, čo predstavuje 7,5A na Hallovej sonde.

Práve 7,5A je hranica, kedy majú byť aktívne budiče pre MOSFET tranzistory

synchrónneho usmerňovača. Zavedená hysterézia cez rezistory R28 a R29 nám slúži,

aby sme zmenšili, prípadne celkovo odstránili vplyv rušivých signálov na činnosť

komparátora [6]. Taktiež týmto eliminujeme časté zapínanie budičov pri malej zmene

záťaže okolo prúdu 7,5 ampérov a vyhneme sa tak kritickému stavu. Veľkosť

hysterézy sme zvolili 90mV, ktoré reprezentuje necitlivosť komparátora medzi 5 až 8

ampérov. Ak je na neinvertujúci vstup privedený väčší signál ako je referenčný,

komparátor sa preklopí a cez tranzistor Q13 sa na pin STOP USM privedie log.“0“, čo

bude mať za následok privedenie riadiacich signálov na vstup budičov.



Diplomová práca

39


7.1.5 Napäťová spätná väzba ( Voltage Loop Compensator )

Obr. 7.11 Napäťová spätná väzba zo simulácie

Kompenzátor je realizovaný pomocou regulátora TL431 a optočlena CNY7_3

pre izolovanie medzi UCC3895 a napätím 54V na výstupe. Tento väzobný člen pôsobí

ako riadený zdroj prúdu so ziskom približne 1,3. Regulátor pôsobí ako operačný

zosilňovač s presnou referenciou 2,5V. Ak sa na regulátor pozeráme ako na operačný

zosilňovač, tak referencia (3) je podobná invertujúcemu vstupu a katóda (1) je

podobná výstupu reprezentujúci ako otvorený kolektor. Výhodou je presnosť


Diplomová práca

40

a stabilita referenčného napätia [43]. Následne opíšeme, ako sme navrhovali uvedený

obvod.


Prvky C14, C15, R40 tvoria PI-zložku a R41, C16 tvorí D-zložku PID

regulátora, ktorý je opísaný v kapitole Kap. 8. Ďalej rezistor R33 a kondenzátor C17

spolu zo zenerovou diódou BZX84C7V5 (D9) vytvárajú 7,5 voltovú referenciu pre

optočlen a TL431 [34]. Rezistor R33 vytvára malý prúd, ktorý je postačujúci pre

správne fungovanie zenerovej diódy. Kondenzátor C41 slúži na zlepšenie vlastnosti

TL431. Nasledujúce vzťahy ukazujú výpočet hodnôt pre daný rezistor.

Pretože rezistor má veľkú spotrebu a prekračuje maximálnu hodnotu

stratového výkonu (pre rezistor v puzdre 1206 je 250mW), volím dva rezistory

zapojené do série o hodnote po 3kΩ pre potrebnú napäťovú pevnosť. Kondenzátor

C17 slúži ako „bypass“ a napomáha chrániť zenerovú diódu pri všetkých

prechodových dejoch, alebo pri šume, ktorý je spôsobený spínaním výstupného

napätia. Rezistor R38 nám slúži na obmedzenie prúdu pretekajúceho diódou

v optočlene. Za predpokladu, že úbytok napätia na tejto dióde je 1,4V a kolektor-

emitor TL431 saturuje pri 0,3V [43]. Pre optočlen je ideálny prúd 5-10mA. R38

vypočítame pomocou nasledujúceho vzorca.

Volím hodnotu R38 = 820Ω, ktorá bude reprezentovať prúd 7mA. Rezistor

R39 s hodnotou 1kΩ slúži na obmedzenie „kolena“ (knee) VA charakteristiky

vnútornej diódy v optočlene a týmto rezistorom prechádza nepatrný prúd asi 1mA, čo

zabezpečí dostatočný prúd pre optočlen. Na sekundárnej strane optočlena sa

nachádzajú nasledovne R32, C24 a zenerová dióda BZX84C3V6 (D10) na


Diplomová práca

41

obmedzenie napätia na hodnotu 3,6V z dôvodu správnej činnosti neinvertujúceho

vstupu chybového zosilňovača [17][43]. Zosilnenie optočlena je 130%, čiže prúd

prechádzajúci cez BJT tranzistor bude vypočítaný podľa vzťahu 6mA *1.3 = 7,8mA.

Saturačné napätie pre tento BJT tranzistor je 0,25V ako uvádzajú v datacheete.

Hodnoty rezistorov R34+R74 vypočítam nasledovne.

Ako je uvádzané v datacheete, minimálne napätie pre neinvertujúci vstup

chybového zosilňovača (EAP, Error Amplifier) je 0,5V pre aktivovanie PWM

komparátora, z toho vyplýva, že napätie na rezistore R34 nemôže presahovať túto

hodnotu [17]. Preto volím hodnotu pre rezistor R74 ako UZ2-0,5V, ktoré sme

vypočítali nasledovne:

V simulácii sme zadali hodnoty R74=360Ω a R38=33Ω. Nakoniec prvky R37

a C23 tvorí RC filter a jeho funkcia spočíva v odfiltrovaní spínacieho šumu, ktorý

môže byť pretransformovaný cez optočlen z výstupného napätia. Hodnoty R37 =

5,1kΩ a C23 = 10nF zodpovedajú frekvencii 5kHz, ktorá je generovaná počas pol

periódy spínacej frekvencie. Simulačné overenie zapojenia :

Obr. 7.12 Simulácia napäťovej spätnej väzby

Time

0s 0.5ms 1.0ms 1.5ms 2.0ms 2.5ms 3.0ms 3.5ms 4.0msV(U1:RAMP)+0.8 V(RAMP1) V(EAP) V(R34:2)+0.25 V(EAN)

0V

2.0V

4.0V

SEL>>

V(RAMP1)

-I(R38) I(U8:A) I(U8:c)0A

5mA

10mA1 V(VOUT) 2 V(U8:A,U8:K)

0V

50V

100V1

0V

1.0V

2.0V2

>>


Diplomová práca

42

Zo simulačných priebehov je zrejmé, že prvý graf zobrazuje nárast napätia na

výstupe z nulovej hodnoty na 100V a naspäť na nulovú hodnotu ( červený priebeh ).

Modrý priebeh zobrazuje úbytok napätia na vnútornej dióde optočlena, keď je aktívny

optočlen. Druhý graf zobrazuje prúd rezistorom R38 (modrý), prúd primárnej strany

optočlena (červený) a prúd BJT tranzistora na sekundárnej strane optočlena (zelený).

Tretí, posledný graf zobrazuje RAMP1 a aj RAMP2 (modrý a zelený priebeh). Tu je

dôležité si všimnúť, že pri aktivovaní optočlena približne v čase 1ms nastane zníženie

napätia na chybovom zosilňovači EAP a taktiež EAN. Od hodnoty výstupu chybového

zosilňovača EAO (rovnaké ako EAN) záleží, či budú riadiace impulzy v PWM režime

(RAMP1), alebo v režime fázového posunu (RAMP2). Napätie na rezistore R34

znázorňuje hodnotu, za ktorú nepadne napätie EAN. Zapojený obvod spôsobí

potrebnú zápornú spätnú väzbu.

7.1.6 Prúdové riadenie ( Current Loop Compensator )

Obr. 7.13 Prúdové riadenie zo simulácie

Meranie prúdu na primárnej strane meniča je zabezpečené dvoma prúdovými

transformátormi. Pre každý polomost je jeden prúdový transformátor. Pôvodne bolo

meranie zabezpečené jedným prúdovým transformátorom na vstupe meniča. Týmto

spôsobom sme nedokázali zachytiť cirkulačný prúd, ktorý by mohol vzniknúť pri

nepriaznivom chode meniča. Prúdový signál zo sekundárnej strany prúdového

tranformátora je usmernený dvojcestným usmerňovačom zložený z diód BAS16. Pre


Diplomová práca

43

dvojitý polomost je vhodné tieto prúdové transformátory umiestniť na výstupe

vysokofrekvenčných transformátorov napojených na C101 a C102 pre zníženie šumu

snímaného prúdoveho signálu, ktorý v zahraničnej literatúre označujeme ako

common-mode noise. Uvedený obvod obsahuje ešte dva kompenzátory. Prvý Comp1

je zložený z R44, C20 a R43, ktorý kompenzuje signál z prúdových transformátorov

a druhý kompenzátor Comp2 je zložený s R42, C19 a C18. Tento kompenzátor je

situovaný medzi výstupom EAOUT a neinvertujúcim vstupom EAN chybového

zosilňovača a predstavuje zapojenie „emitorového sledovača“. Rezistor R46 slúži na

konverziu prúdu z prúdových transformátorov na napätie. Výberom rôznych hodnôt

R46, Comp1 a aj Comp2 volíme to, v akom režime bude riadiaci obvod UCC3895

pracovať. Riadiace režimy sú tri: prvý je napäťový, druhý zmiešaný, t.j. napäťovo-

prúdový a posledný je prúdový režim. Ak je Comp1 odpojený (neosadený), napätie

EAOUT sa rovná napätiu z napäťovej spätnej väzby EAP a to znamená, že riadiaci

obvod pracuje v čisto napäťovom režime. V prípade, keď Comp1 je zmenšený a/alebo

napätie na rezistore R46 je vo väčšom pomere, prúd má väčší vplyv a riadiaci obvod

postupne funguje skôr v prúdovom režime riadenia [4].

7.1.7 Detekcia špičiek prúdu (Peak Current-Mode)

Našou snahou bolo si simulačne overiť aj funkciu riadiaceho obvodu nazývanú

ako Peak Current-Mode, čo voľne v preklade znamená detekcia špičiek prúdu.

V prípade, keď sme z Hallovej sondy cez napäťový delič priviedli napätie väčšie ako

2V na CS_pin, jednotlivé riadiace impulzy vykazovali rôzne dĺžky. Generované

impulzy by spôsobili havarijný stav meniča. Neskôr pri oživovaní riadiacej dosky sme

zistili, že uvedená funkcia ochrany zabezpečuje pri aktivácii nulový fázový posun

medzi jednotlivými vetvami. Inak povedané, ak na CS pine bude napätie medzi 2V až

2,5V bez ohľadu, v akej polohe bude výstup chybového zosilňovača EAOUT na

vrchnej rampe, bude vždy medzi riadiacimi impulzami nulové fázové prekrytie.


Diplomová práca

44

8 AKTÍVNE RIADENIE S DVOMA SLUČKAMI

V našom prípade používame dve regulačné sústavy. Úlohou regulátora je, aby

zabezpečil vhodné napätie a prúd pre výstup. Regulátor sa skladá z nadradenej

napäťovej slučky s podradenou prúdovou slučkou. Nadradená napäťová regulácia je

tvorená prídavným obvodom TL431 a spolu s optočlenom tvoria PID regulátor.

Prúdovú slučku sme zostavili za pomoci vnútorného komparátora, chybového

zosilňovača obvodu UCC3895. Aktívne riadenie reprezentuje bloková schéma na

obrázku Obr. 8.1. Vnútorná prúdová slučka je inicializovaná z dvoch prúdových

transformátorov, kde je sčítaná do jedného bodu a ďalej filtrovaná. Vonkajšia

napäťová slučka je snímaná cez napäťový delič z výstupu.

Obr. 8.1 Bloková schéma riadenia s dvoma slučkami

8.1 VNÚTORNÁ PRÚDOVÁ SLUČKA

Pre prúdovú vnútornú slučku často používame dva typy regulátorov. Prvý typ

regulátora je „jedna nula a dva poly“ PID (Obr. 8.2A) alebo druhý typ regulátora „dve

nuly a tri poly“ PID (Obr. 8.2B).


Diplomová práca

45

Obr. 8.2 Regulátory pre prúdové riadenie.

8.2 VONKAJŠIA NAPÄŤOVÁ SLUČKA

Podobne ako sa navrhuje regulátor pre prúdovú slučku, navrhujeme regulátor

pre napäťovú slučku. Taktiež tu máme regulátor „jednej nuly a dvoch pólov“ PID

(Obr. 8.3A) a druhý regulátor „dvoch núl a troch pólov“ PID (Obr. 8.3B). V závislosti

od požiadaviek výkonu volíme systém uzavretej slučky. Jednotlivé regulátory aj s ich

fázovou a amplitúdovou charakteristikou môžeme vidieť na Obrázku Obr. 8.3.

Obr. 8.3 Regulátor pre napäťové riadenie. (Prebraté z: [14] )


Diplomová práca

46

9 REALIZÁCIA SIMULOVANÉHO ZAPOJENIA

Pre návrh finálnej schémy sme využili program OrCAD Schematic. Schéma

zapojenia je pre lepšiu prehľadnosť rozdelená do dvoch prílohových častí (Príloha

G,H). Oproti simulácii bolo nevyhnutné vykonať niekoľko zmien, ako dodatočné

napájanie a 34 pinový konektor pre pripojenie riadiacej dosky k meniču. Všetky

tieto zmeny si môžeme všimnúť na schéme zapojenia.

Napájanie komparátorov, operačného zosilňovača spolu s 74HCT573 na

riadiacej doske, ako aj napájanie digitálneho galvanického oddeľovača na

výkonovej doske, je realizované napätie o veľkosti 5V. Riadiaca doska je napájaná

napätím 15V z konektora CON2. Preto treba toto napätie znížiť na požadovanú

hodnotu. Pre konverziu používame integrovaný obvod LM22674, ktorý patrí do

skupiny „Step-Down Voltage Regulator“. Jedná sa o znižujúci (Buck) obvod

pracujúci s 500kHz spínacou frekvenciou a preto je veľmi dôležité sa pri návrhu

DPS riadiť odporúčaním Layout-om. Jednotlivé blokovacie kondenzátory

s tlmivkou, ako aj spätnú väzbu, sme si odsimulovali pomocou simulačného

modelu, ktorý uvádza priamo výrobca na svojej internetovej stránke [41].

Na prevod napätia z 5V na 3,3V používame lineárny regulátor tzv. „Low

Dropout Voltage Regulator“. V našom prípade sa jedná o MC33269T-3.3, tento

obvod ponúka ekonomické riešenie pre presnú napäťovú reguláciu pri zachovaní

výkonových strát na minimum. Regulátor sa skladá z 1,0V dropout napätia PNP-

NPN prechodu tranzistora a taktiež má prúdovú limitáciu a tepelnú poistku [42].

Uvedený obvod slúži na napájanie optočlena a prúdovej sondy pre výkonovú časť.

V schéme má označenie NL2 a taktiež má prítomné blokovacie kondenzátory

zapojené tak, ako je to uvedené v datasheete. Rezistor R57 spolu s LED diódou

NL1 slúži na indikáciu napätia na vstupe.


Diplomová práca

47

10 NÁVRH DOSKY PLOŠNÝCH SPOJOV

Na zostavenie návrhu dosky plošného spoja bol použitý program OrCAD

Layout 10.5. Celá riadiaca doska pozostáva z jednej obojstrannej dosky vyrobenej

prototypovou technológiou (POOL technológia). Pre návrh dosky je vhodné dodržať

základné pravidlá: všetky cesty musia byť zalomené, blokovacie kondenzátory sa

musia nachádzať čo najbližšie k integrovaným obvodom a jednotlivé rezistory na

vstupoch integrovaných obvodov sa musia riešiť čo najbližšie k ich vstupom [19].

Minimálna šírka ciest je 0,5 mm, čo postačuje k prenášaniu signálu vzhľadom nato, že

napätie nepresiahneme 15V. Na vrchnej strane (TOP) sa nachádzajú všetky súčiastky

a spodná strana (BOTTOM) slúži ako rozliata zem. V prílohe I. sa nachádzajú vrstvy

TOP aj BOTTOM a fotografia už vyrobenej dosky plošného spoja. Na obrázku Obr.

10.1 sa nachádza rozpis súčiastok. Rozmery dosky sú 66mm x 94mm. Pri návrhu boli

využívané prevažne SMD súčiastky.

Obr. 10.1 Rozmiestnenie súčiastok na DPS


Diplomová práca

48

11 EXPERIMENTÁLNE OVERENIE ČINNOSTI

FYZIKÁLNEHO NÁVRHU (OŽIVENIE)

11.1 MERANIE ÚČINNOSTI

Obr. 11.1 Graf kriviek pri meraní účinnosti

Meranie účinnosti prebiehalo pri vstupnom napätí 400V, pri konštantnom

napätí na výstupe 54V. Výstupné napätie bolo udržiavané vhodným nastavovaním

fázového posunu. Meranie sa realizovalo na fyzikálnej doske, kde pôvodne boli

osadené Schottkey diódy. Doska plošných spojov bola navrhnutá pre synchrónny

usmerňovač. Preto bolo potrebné na začiatok oživiť budiče a nastaviť správne

oneskorenie riadiacich impulzov pre synchrónny usmerňovač za pomoci RCD

oneskorovacích členov. Porovnávali sme dva prípady a to diódový usmerňovač a

synchrónny usmerňovač. Výkonová doska pri meraní účinnosti bola riadená za

pomoci mikropočítača TMS320F28027 rady Piccolo od výrobcu Texas Instruments.

Riadiaca doska bola pripojená cez USB port na PC, kde cez obrazovku monitora sme

si nastavovali vhodný fázový posun a povolili zapínanie/vypínanie synchrónneho

90

91

92

93

94

95

96

97

98

99

200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000

Úči

nn

osť

[%

]

Výkon [W]

Uin=400V Uout=54V pre synchrónny usm. Uin=400V Uout=54V pre diódovy usm.


Diplomová práca

49

usmerňovača. Z grafu kriviek (Obr. 11.1) je zrejmý nevýrazný nárast účinnosti, kde

účinnosť narastá hlavne pri nižších výkonoch. Spôsobuje to zväčšenie rozsahu

spínania v nule napätia správnymi optimalizačnými úpravami. Taktiež nulovým

cirkulačným prúdom. Počas merania boli vyhotovené teplotné snímky z termovíznej

kamery, ktoré môžeme vidieť v prílohovej časti (Príloha H.). Na obrázku Obr. 11.2

môžeme vidieť spínanie tranzistora pri nulovom prúde (ZCS), ktoré máme vďaka

nulovému cirkulačnému prúdu v zaostávajúcej vetve (tranzistor Q4). Modrý priebeh je

napätie drain-source na tranzistore a hnedý priebeh je budiace napätie na hradlo

tranzistora. Zelený priebeh je prúd tranzistorom, kde pomocou matematickej funkcie

na oranžovom priebehu vidíme nulové spínacie straty.

Obr. 11.2 Spínanie pri nulovom prúde ZCS na tranzistore Q4

Pre úplnosť uvádzame aj účinnostné charakteristiky pre rôzne výstupné napätia

pri konštantnom vstupnom napätí 400V. Účinnostná charakteristika na Obr. 11.3 je pri

vstupných napätiach 48V, 54V a 57V pre synchrónny usmerňovač.


Diplomová práca

50

Obr. 11.3 Namerané účinnosti pre synchrónny usmerňovač

92

93

94

95

96

97

98

99

0 500 1000 1500 2000

Úči

nn

osť

[%

]

Výkon [W]

Uin=400V Uout=57V Uin=400V Uout=54V Uin=400V Uout=48V


Diplomová práca

51

11.2 OŽIVOVANIE RIADENIA S UCC3895

Všetky kondenzátory v napájacích obvodoch s hodnotami 100nF a 4,7µF sú

keramické z kvalitného materiálu X7R umiestnené čo najbližšie k puzdru

integrovaného obvodu. Hmota X7R má veľmi dobré parametre v širokom rozsahu

teplôt a napätí [20]. V riadiacej doske sú použité SMD rezistory veľkosti 0603

a 1206. Rezistory veľkosti 1206 používame z dôvodu výkonového namáhania

súčiastky.

Po osadení riadiaceho obvodu sme doladili spínaciu frekvenciu, ktorá

fungovala správne na 200kHz. Nasledovne boli odskúšané napájania pre 5V a 3.3V

logiku. Postupne sme sa dopracovali k budeniu výstupov OUTA – OUTD. Ďalej

sme vytvorili jednu a druhú rampu, kde budenie pre tieto rampy boli privádzané

z CT pinu.

Následne sme cez laboratórny zdroj priviedli na EAP napätie a otestovali

sme správnu funkčnosť PWM režimu s plynulým prechodom do režimu fázového

posunu. Bolo potrebné zabezpečiť, aby sme mali čo najmenší impulz v režime

PWM. Nakoniec sme ešte odskúšali jednotlivé ochrany pomocou laboratórneho

zdroja.

Pri oživovaní bola zistená chyba vzniknutá pri návrhu riadenia a preto

uvádzame iteračnú opravu DPS. Chyba bola opravená „nabastlením“ súčiastok

priamo na riadiacu dosku. Pri skúšaní prepäťovej ochrany sme zistili, že TL431

nám reaguje už pri 2V na rezistore R64 (Príloha H ). Nápravu môžeme vidieť na

Obr. 7.7 v časti simulácie.

V prílohe (Príloha N.) sú vyobrazené osciloskopické priebehy na

jednotlivých pinoch. Po oživení riadiacej dosky môžeme pristúpiť k osadeniu

konektora a pripojeniu k výkonovej doske meniča.


Diplomová práca

52

11.3 VÝSLEDKY MERANIA ZA POMOCI

ANALÓGOVÉHO RIADENIA S UCC3895

Obr. 11.4 Skoková zmena záťaže

Na obrázku Obr. 11.4 môžeme vidieť skokovú zmenu záťaže po nastavení

regulátora. Regulátor bol navrhnutý empirickou metódou. Na obrázku máme dva

vstupné a dva výstupné priebehy. Červený je vstupný prúd a hnedý vstupné napätie.

Vidíme nárast modrého výstupného prúdu po zapnutí ističa (zapnutie do záťaže)

a pokles zeleného výstupného napätia. Týmto sme demonštrovali dynamický

parameter rýchlosti odozvy nášho regulátora. Správnym nastavením regulátora,

môžeme docieliť čo najmenší prekmit napätia na výstupe. Prekmit by mal byť čo

najmenší a čas vyregulovania čo najkratší. Dynamická stabilita napätia na výstupe pri

skokovej zmene záťaže podľa požadovaných parametrov by nemali presiahnuť napätia

na výstupe max. o 5V po dĺžku trvania 25ms. Vidíme, že náš regulátor spĺňa tieto

požiadavky, ale dĺžka skokovej zmeny je v tomto prípade stále veľká a z toho

vyplýva, že regulátor je pomalý. Taktiež sme si overili, že zmena vstupného napätia

v určitom rozsahu nemá vplyv na výstupné napätie.


Diplomová práca

53

12 PRÍNOSY PRE ROZVOJ VEDY A PRAXE

Vytvorenie simulačného modelu výkonovej časti pre dvojitý polomost (Dual

Half Bridge) pre diódový a aj synchrónny usmerňovač.

Overené výsledky simulačnej analýzy na fyzikálnej vzorke

Praktické overenie existencie nulového cirkulačného prúdu.

Praktické overenie funkčnosti DC/DC meniča so synchrónnym

usmerňovačom, kde je nepatrný nárast účinnosti. Možnosť použitia menších

chladičov, čo vedie k šetreniu materiálu a znižuje záťaž na životné prostredie.

Vytvorenie simulačnej analýzy pre analógové riadenie s podrobným opisom

riadenia s PWM režimom a Phase Shift


Diplomová práca

54

13 ZÁVER

Zvýšené nároky zákazníka na prevádzkové vlastnosti, vysokú účinnosť

v celom rozsahu výkonu a nízku cenu zariadenia neustále rastú. Hlavným cieľom tejto

diplomovej práce bola optimalizácia účinnostných parametrov DC/DC meniča, ktorý

je primárne určený pre aplikovanie v systémoch napájania telekomunikačných

serverov. Rovnako tak bol vysoký dôraz kladený na optimálny návrh riadenia, ktoré

využíva platformu analógového obvodu IC UCC3895. Zamerali sme sa na zlepšenie

rozsahu spínania v nule napätia, dôsledkom čoho bolo zvýšenie účinnosti meniča.

Prostredníctvom simulačnej analýzy sme porovnali účinnosť pre diódový

a synchrónny usmerňovač.

V rámci práce sa vykonalo vyšetrovanie účinnosti pre výstupné napätie 54V

pri porovnaní medzi diódovým a synchrónnym usmerňovačom po optimalizačných

úpravách, kde sa potvrdilo očakávané zvýšenie účinnosti. Taktiež sme merali účinnosť

synchrónneho usmerňovača pre tri výstupné napätia 48V, 54V a 57V. Merania pri

týchto prevádzkových podmienkach boli realizované pri riadení prostredníctvom

mikropočítača TMS320F2827 rady Piccolo.

V druhej časti práce sme sa venovali simulačnej analýze analógového

riadenia. Po overení funkčnosti simulácie sme pristúpili k návrhu dosky plošných

spojov a k postupnému oživeniu riadiacej dosky. Po oživení a nastavení ochrán sme

vykonali vhodné nastavenie regulátorov. Výsledky z procesu optimalizácie nastavenia

regulátora sú bližšie opísané v poslednej kapitole tejto práce.

Vízia do budúcnosti je konštrukcia predradného meniča (PFC+DC/DC), kde

jeho jednosmerná časť bude obsahovať topológiu dvojitého polomostu s nulovým

cirkulačným prúdom a riadením prostredníctvom UCC3895, ktoré boli opísané v tejto

práci.

Zoznam použitej literatúry

Knižná literatúra a iné publikácie

[1] PRIDALA, M.: Realizácia meniča so širokým rozsahom ZVS a nulovým

cirkulačným prúdom s výstupom 48V/2000W: Diplomová práca. Žilinská

univerzita v Žiline, 2015, 46s

[2] STRAKA, J.: Dvojitý polomostový dc/dc menič so širokým rozsahom ZVS

a nulovým cirkulačným prúdom: Diplomová práca. Žilinská univerzita

v Žiline, 2013, 49s

[3] ZHONG, Y.: Dual Half-Bridge DC/DC Converter with Wide-Range ZVS

and Zero Circulation Current, IEEE Transaction on Power Electronics,

November 2012, Volume: 28, ISSN: 0885-8993

[4] Patent Application Publication US 2009/096072 A1 [cit. 2016-04-30].

Dostupné z : http://www.google.com/patents/US20090196072

[5] Jovanovič M.,: Technology drivers and trends in power supplies for

computer/telecom applications. 2006

[6] DOLEČEK, J.: Moderní učebnice elektroniky 5.dil Operační zesilovače

a komparátory. Praha: BEN . 2007,228 s. ISBN 978-80-7300-187-2

[7] HURTUK, P.: Optimalizácia účinnostných parametrov zdroja pre

galvanotechnológie: Doktorandská dizertačná práca. Žilinská univerzita


[8] HURTUK, P., RADVAN, R., FRIVALDSKÝ, M. : Investigation of

possibilities to increasing efficiency of full bridge conveerter designed for

low output voltage anf high output current application, PROCEEDINGS:

9th International Conference ELEKTRO 2012, ISBN 978-1-4673-1178-6

[9] PLESNIK, M.: A New Method to Drive Synchronous Rectifiers. c

www.researchgate.net/publication/4048535

[10] FRIVALDSKÝ, M. : Topologická optimalizácia LLC meniča: Habilitačná

práca. Žilinská univerzita v Žiline, 2013, 113s

[11] BO YANG :Topology Invertigation for From-End dc-dc Power Conversion

for Distributed Power System: Dissertation. Virginia Polytechnic Institute

[12] KANDRAČ, J.: Optimalizácia komutačného procesu meniča s vysokou

spínacou frekvenciou: Doktorandská dizertačná práca. Žilinská univerzita


[13] CADENCE DESIGN SYSTEMS, : PSpice user’s guide, 2000, 6436s, [cit.

2016-04-25]. Dostupné z: http://physicsweb.phy.uic.edu/482/PSPICE.pdf

[14] Hangseok Choi: Practical Feedback Loop Design Consideraations for

Switched Mode Power Supplies. 2011 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z :

https://www.fairchildsemi.com/technical-articles/Practical-Feedback-

Loop-Design-Considerations-for-Switched-Mode-Power-Supplies.pdf

ZOZNAM POUŽITEJ LITERATÚRY

Aplikačné poznámky - rôzne

[15] Application Note: Designing with the ISL6752, ISL6753 ZVY Full-Bridge

Controllers. 2006 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z :

https://www.intersil.com/content/dam/Intersil/documents/an12/an1262.pdf

[16] Application Note: UM1575 Spice model tutorial for Power MOSFETs.

2013 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z : http://www.st.com/st-web-

ui/static/active/jp/resource/technical/document/user_manual/DM00064632.

pdf

IC UCC3895 – dátové listy a aplikačné poznámky

[17] UCC1895, UCC2895, UCC3895 BiCMOS Advanced Phase-Shift PWM

Controller (Rev.P). Katalógový list ( Datasheet) [online]. 2013 [cit. 2016-

03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com

[18] UCC3895 CD Output Asymmetric Duty Cyle Operation. Aplikačné

poznámky [online]. 2002 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com

[19] UCC2895 Layout and Grounfing Recommendations. Aplikačné poznámky

[online]. 2008 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com

Ostatné použité informačné zdroje

[20] X7R Dielectric, General Specifications. Katalógový list [online]. 2002 [cit.

2016-04-06]. Dostupné z: http://datasheets.avx.com/X7RDielectric.pdf

Tranzistory - katalogóve listy

[21] STMicroelectronics ; STW55NM60ND N-channel FDmesh II Power

MOSFET. Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30].

Dostupné z:

http://www2.st.com/content/ccc/resource/technical/document/datasheet/f0/

27/0d/12/9b/16/41/7b/CD00176812.pdf/files/CD00176812.pdf/jcr:content/

translations/en.CD00176812.pdf

[22] STMicroelectronics ; STW36NM60ND N-channel FDmesh II Power

MOSFET . Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30].

Dostupné z:

http://www2.st.com/content/ccc/resource/technical/document/datasheet/45/

c9/5f/10/fd/88/4f/80/DM00067726.pdf/files/DM00067726.pdf/jcr:content/t

ranslations/en.DM00067726.pdf

[23] Infineon; IPW65R080CFD, CoolMOS CFD2 Power Transistor.

Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z: http://www.infineon.com/cms/en/product/power/power-mosfet/500v-900v-

n-channel-coolmos-power-mosfet/650v/700v-coolmos-n-channel-power-

mosfet/IPW65R080CFD/productType.html?productType=db3a3044243b5

32e0124c8f2fa0761ab

[24] Infineon; IPP110N20N3 G; OptiMOS 3 Power Transistor. Katalógový list

( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-04-30]. Dostupné z:

http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-


IPP_I_110N20N3G_IPB107N20N3G-DS-v02_03-

en.pdf?fileId=db3a3043243b5f170124968e7d1f18e7

[25] NXP Semiconductors; BC847 45V, 100mA NPN general-purpose

transistors. Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2014 [cit. 2016-03-31].

Dostupné z: http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BC847_SER.pdf

[26] NXP Semiconductors; BC807-40L 45V, 500mA PNP general-purpose

transistors. Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2009 [cit. 2016-03-31].

Dostupné z:

http://cache.nxp.com/documents/data_sheet/BC807_BC807W_BC327.pdf?

pspll=1http://nxp.com/documents/data_sheet/BC807_BC807W_BC327.pdf

[27] NXP Semiconductors; BF820 NPN high-voltage transistors. Katalógový

list ( Datasheet). [online]. 2004 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:

http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BF820_BF822.pdf

[28] NXP Semiconductors; BSS123 N-channel TrenchMOS transistor.

Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2008 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:

http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BSS123.pdf

[29] NXP Semiconductors; BSS84 P-channel enhancement mode vertical

DMOS transistor. Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2008 [cit. 2016-

03-31]. Dostupné z: http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BSS84.pdf

Diódy - katalógové listy

[30] STMicroelectronics ; STPS60SM200C Power Schottky rectifier.


http://www2.st.com/content/ccc/resource/technical/document/datasheet/17/

16/7b/9f/8e/df/44/83/DM00028777.pdf/files/DM00028777.pdf/jcr:content/

translations/en.DM00028777.pdf

[31] On Semiconductor; MBR20200CT-D Schottky Barrier Rectifier.


http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/MBR20200CT-D.PDF

[32] Fairchild ; BAR43 Schottky Diodes. Katalógový list ( Datasheet). [online].

2014 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:

https://www.fairchildsemi.com/datasheets/BA/BAR43S.pdf

[33] Fairchild ; BAS16 Small Signal Diode. Katalógový list ( Datasheet).

[online]. 2014 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:

https://www.fairchildsemi.com/datasheets/BA/BAS16.pdf

[34] Texas Instruments Incorporated; BZX84 Series Voltage regulator diodes.


http://www.nxp.com/documents/data_sheet/BZX84_SER.pdf

[35] Micro Commercial Components; MUR4100 Ultra Fast Recovery Rectifier.

Katalógový list ( Datasheet). [online]. 2013 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z

http://www.mccsemi.com/up_pdf/MUR405-MUR4100%28DO-

201AD%29.pdf

[36] Micro Commercial Components; SK25 Schottky Rectifier Diode.


http://www.mouser.com/ds/2/258/mcc_sk22-sk210hsmb-343095.pdf


Integrované obvody - katalógové listy

[37] Allegro MicroSystems, Inc.; ACS750xCA-Fully Integrated, Hall Effect-

Based Linear Current Sensor IC with High Voltage Isolation and a Low

Resistance Current Conductor. Katalógový list k prúdovému senzoru

ACL758LCB-100B-PFF-T ( Datasheet) [online]. 2004-2009 [cit. 2016-03-

31]. Dostupné z: http:// www.allegromicro.com

[38] On Semiconductor; 74HC573, Octal D-type transparent latch, 3state.

Katalógový list [online]. 2016 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http:// www. nxp.com/documents/data_sheet/74HC_HCT573.pdf

[39] Texas Instruments Incorporated; TLV3501 4.5ns Rail-to-Rail, High Speed

Comparator in Microsize Packages. Katalógový list ( Datasheet) [online].

2005 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z: http://www.ti.com

[40] Texas Instruments Incorporated; TLC082 Dual Wide Bandwidth High

Outpu Drive Single Supply Op Amp. Katalógový list ( Datasheet) [online].


[41] Texas Instruments Incorporated; LM22674 Simple Switcher Step-Down

Voltage Regulator with Features. Katalógový list ( Datasheet) [online].


[42] On Semiconductor; MC33269 800mA, Adjustable Output, Low Dropout

Voltage Regulator. Katalógový list ( Datasheet) [online]. 2014 [cit. 2016-

03-31]. Dostupné z: www.onsemi.com/Collateral/MC33269-D.PDF

[43] On Semiconductor; TL431 Programmable Precision References.

Katalógový list ( Datasheet) [online]. 2016 [cit. 2016-03-31]. Dostupné z:

http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/TL431-D.PDF

ČESTNÉ VYHLÁSENIE

Vyhlasujem, že som zadanú diplomovú prácu vypracoval samostatne, pod

odborným vedením vedúceho diplomovej práce doc. Ing. Michala Frivaldského, PhD

a používal som len literatúru uvedenú v práci.

Súhlasím so zapožičiavaním diplomovej práce.

V Žiline dňa 12. 5. 2016

____________________

podpis

Prílohová časť

Zoznam príloh

Príloha A: Schéma hlavného obvodu fyzikálneho modelu meniča ................. i

Príloha B: Schéma pomocného obvodu fyzikálneho modelu meniča ............ ii

Príloha C: Priebehy prúdov v jednotlivých časových intervaloch ................ iii

Príloha D: Priebehy prúdov v jednotlivých časových intervaloch +PWM .... iv

Príloha E: Simulačná schéma meniča s diódovým usmerňovačom ............... v

Príloha F: Simulačná schéma meniča so synchrónnym usmerňovačom ....... vi

Príloha G: Schéma riadiacej časti 1/2 ......................................................... vii

Príloha H: Schéma riadiacej časti 2/2 ........................................................ viii

Príloha I:Doska plošného spoja (DPS) mierka 1:1 ....................................... ix

Príloha J: Fotografia meniča po optimalizácii............................................... x

Príloha K: Fotografia riadiacej dosky pri oživovaní ..................................... x

Príloha L: Fotografia pracoviska po pripojení riadiacej dosky na menič ....... xi

Príloha M: Teplotné snímky z termovíznej kamery. .................................... xi

Príloha N: Osciloskopické priebehy na pinoch riadiaceho obvodu ............. xii

Príloha O: Obsah priloženého CD ............................................................. xiii

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

i

Príloha A: Schéma hlavného obvodu fyzikálneho modelu meniča

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

ii

Príloha B: Schéma pomocného obvodu fyzikálneho modelu meniča

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

iii

Príloha C: Priebehy prúdov v jednotlivých časových intervaloch

C2

+ - +-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

T1

T2

T2DQ1

DQ2

DQ3

DQ4

D1

D2

C1

CQ1

CQ2

CQ3

CQ4

D7

D8

L1

L2

Co

VOUT-

ITp1 ITp2

IL1

IL2

ES

R

U1 U3

U4U2

DU1

DU2

DU3

DU4

F1

F2

M1

N2

M2

N1

ILr

ID7

ID8ID2

ID1 IC1

IC2

Vedúca vetva Zaostávajúca vetva

LR



C2

+ - +-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

T1

T2

T2DQ1

DQ2

DQ3

DQ4

D1

D2

C1

CQ1

CQ2

CQ3

CQ4

D7

D8

L1

L2

Co

VOUT+

VOUT-

ITp1 ITp2

IL1

IL2

ES

R

U1 U3

U4U2

DU1

DU2

DU3

DU4

F1

F2

M1

N2

M2

N1

ILr

ID7

ID8ID2

ID1 IC1

IC2

LR


C2

+ - +-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

T1

T2

T2DQ1

DQ2

DQ3

DQ4

D1

D2

C1

CQ1

CQ2

CQ3

CQ4

D7

D8

L1

L2

Co

VOUT+

VOUT-

ITp1 ITp2

IL1

IL2

ES

R

U1 U3

U4U2

DU1

DU2

DU3

DU4

F1

F2

M1

N2

M2

N1

ILr

ID7

ID8ID2

ID1 IC1

IC2

LR


C2

+ - +-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

T1

T2

T2DQ1

DQ2

DQ3

DQ4

D1

D2

C1

CQ1

CQ2

CQ3

CQ4

D7

D8

L1

L2

Co

VOUT+

VOUT-

ITp1 ITp2

IL1

IL2

ES

R

U1 U3

U4U2

DU1

DU2

DU3

DU4

F1

F2

M1

N2

M2

N1

ILr

ID7

ID8ID2

ID1 IC1

IC2

LR

E

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

iv

Príloha D: Priebehy prúdov v jednotlivých časových intervaloch +PWM

C2

+ - +-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

T1

T2

T2DQ1

DQ2

DQ3

DQ4

D1

D2

C1

CQ1

CQ2

CQ3

CQ4

D7

D8

L1

L2

Co

VOUT+

VOUT-

ITp1 ITp2

IL1

IL2

ES

R

U1 U3

U4U2

DU1

DU2

DU3

DU4

F1

F2

M1

N2

M2

N1

ILr

ID7

ID8ID2

ID1 IC1

IC2

LR


DC/DC menič pracujúci v PWM režime

Obidva horné MOSFET tranzistory sú zapnuté.

Obidva dolné MOSFET tranzistory sú zapnuté.

Všetky MOSFET tranzistory sú vypnuté (freewheel mode).

C2

+ - +-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

T1

T2

T2

Lr

DQ1

DQ2

DQ3

DQ4

D1

D2

C1

CQ1

CQ2

CQ3

CQ4

D7

D8

L1

L2

Co

VOUT+

VOUT-

ITp1 ITp2

IL1

IL2

ES

R

U1 U3

U4U2

DU1

DU2

DU3

DU4

F1

F2

M1

N2

M2

N1

C2

+ - +-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

T1

T2

T2

Lr

DQ1

DQ2

DQ3

DQ4

D1

D2

C1

CQ1

CQ2

CQ3

CQ4

D7

D8

L1

L2

Co

VOUT+

VOUT-

ITp1 ITp2

IL1

IL2

ES

R

U1 U3

U4U2

DU1

DU2

DU3

DU4

F1

F2

M1

N2

M2

N1

C2

+ - +-

Q1

Q2

Q3

Q4

T1

T1

T2

T2

Lr

DQ1

DQ2

DQ3

DQ4

D1

D2

C1

CQ1

CQ2

CQ3

CQ4

D7

D8

L1

L2

Co

VOUT+

VOUT-

ITp1 ITp2

IL1

IL2

ES

R

U1 U3

U4U2

DU1

DU2

DU3

DU4

F1

F2

M1

N2

M2

N1

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

v

Príloha E: Simulačná schéma meniča s diódovým usmerňovačom

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

vi

Príloha F: Simulačná schéma meniča so synchrónnym usmerňovačom

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

vii

Príloha G: Schéma riadiacej časti 1/2

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

viii

Príloha H: Schéma riadiacej časti 2/2

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

ix

Príloha I:Doska plošného spoja (DPS) mierka 1:1

Vrstva TOP je vľavo a BOTTOM zas vpravo.

Fotografia fyzickej vzorky DPS.

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

x

Príloha J: Fotografia meniča po optimalizácii

Príloha K: Fotografia riadiacej dosky pri oživovaní

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

xi

Príloha L: Fotografia pracoviska po pripojení riadiacej dosky na menič

Príloha M: Teplotné snímky z termovíznej kamery.

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

xii

Príloha N: Osciloskopické priebehy na pinoch riadiaceho obvodu

o Vľavo je minimálna šírka impulzu v PWM režime a vpravo sú vyobrazené

rampy. Rampa1 (modrá) pre PWM režim a rampa2 (červená) pre fázový

posun.

o Vľavo je minimálna šírka dead-time a vpravo je priebeh na SYNC pine.

o Vľavo je vyobrazené max. prekrytie výstupu OUTA a OUTC a vpravo je

zobrazené nulové prekrytie OUTA a OUTC.

PRÍLOHOVÁ ČASŤ

xiii

Príloha O: Obsah priloženého CD

- Diplomová práca vo formáte PDF

- Simulačná analýza (OrCAD v.16.6 / PSpice)

- Simulačné modely (OrCAD v.16.6 / PSpice)

- Návrh dosky plošných spojov (OrCAD v.10.5 / Layout)

- Úplná schéma zariadenia vo formáte PDF

- Datacheety súčiastok a aplikačné poznámky

...

rozsahom zvs a nulovÝm cirkulanÝm prÚdom s … · orcad pspice a následne bola vytvorená...

Documents