1

Paraméterbecslés 802.11ad rendszerekbenCsuka Barna és Kollár Zsolt

Szélessávú Hírközlés és Villamosságtan TanszékBudapesti Muszaki és Gazdaságtudományi Egyetem

1111 Budapest, Egry József utca 18.E-mail: cs.barna86@gmail.com, kollar@mht.bme.hu

Kivonat—Cikkünkben a viszonylag újszeru, 2012-ben végle-gesített IEEE 802.11ad szabványt mutatjuk be. Ez a szabványteljesen új alapokra helyezi a vezeték nélküli átvitelt a jelenlegmég ritkásan használt 60 GHz-es frekvenciasávban 2 GHz-es sávszélesség alkalmazása mellett. Célunk, hogy bemutassukröviden a szabvány történetét és az átvitel során alkalmazottcsomagok felépítését. Ismertetjük az átviteli láncban fellépo jelen-tosebb hibaforrásokat és azok hatását. Továbbá a kommunikációsrendszer alapsávi ekvivalens modelljét használva szimulációkonkeresztül megoldásokat javaslunk a különféle hibák becslésére éskiküszöbölésére.

Kulcsszavak—WiGig, IEEE 802.11ad, nagysebességu vezetéknélkül adatátvitel, paraméterbecslés

I. BEVEZETÉS

AZ utóbbi évek fejlesztéseit megvizsgálva az látható, hogyegyre inkább az önállóan muködo ún. okoseszközök felé

halad a világ. Ezek a készülékek egymással szorosan együttmuködnek vagy egymással laza függoségben lehetnek. Ez aviszony azonban az elozo generációs eszközöknél tapasztaltak-kal szemben semmiképpen sem szigorúan hierarchikus össze-kötést, láncolatot takar. Példának okáért korábban egy nyom-tatóval csak egy számítógép segítségével, annak irányításávallehetett nyomtatni. Ezzel szemben ma már elterjedtek az önállókészülékek, amikre vezeték nélküli hálózaton kereszül nemcsak PC-rol, hanem akár telefonról, tabletrol is küldhetünkállományokat, illetve flashmemóriát is tud kezelni.

Ez a fejlodés magával hozta azt is, hogy egyre újabbés újabb adatátviteli eljárások jelentek meg vezeték nélküliátvitelre, így született meg az infravörös átvitel, a Bluetoothés az IEEE 802.11 szabvány különbözo megoldásai. Idoközbenaz átvinni kívánt adatmennyiség is növekedett (nagyfelbontásúvideók streamelése, másolása), így sorra jelentek meg az egyregyorsabb átviteli eljárások: USB, FireWire, HDMI, USB 3.0stb.; ám ezek elsosorban vezetékes technológiák.

Jelenleg az tapasztalható, hogy a mobil okoseszközök rob-banásszeruen betörtek a mindennapokba, viszont az átvitelimegoldásokkal egyenlore csak próbáljuk utolérni a fejlodést.A fent felsorolt átviteli megoldások ugyan jók, viszont acsatlakozónak és magának a meghajtó áramkörnek is vanhelyigénye. Utóbbi azonban eléggé limitált pl. egy telefon ese-tében, ezért a legtöbb esetben csak egy jack- és egy adatátviteli– ami egyben tölto is – csatlakozó áll rendelkezésünkre. Ahardveres nehézségeken túl a mobilitási igény miatt is cél avezeték nélküli megoldások javítása. A fejlesztések két iránybafolynak: egyik oldalon az alacsony átviteli sebességu, egy-szeru megoldások állnak, amelyekkel sok kliens szolgálható

ki egyszerre (pl. MiWi, ZigBee); míg másik oldalon a céla leheto legnagyobb átviteli sebesség elérése és több kliensegyideju kiszolgálása. Ilyen a vezeték nélküli HDMI átvitel(WirelessHD), vagy a cikkünk témájául szolgáló WiGig, amiaz IEEE 802.11ad szabványát takarja.

Következo fejezetekben a 802.11ad szabványt mutatjuk be.Eloször a II. részben egy rövid történeti kitekintést adunk,hogy honnan indult a protokoll fejlesztése, és hogy hol tartma. Ezt követoen a III. fejezetben ismertetjük a rendszer fobbjellemzoit. A IV. részben bemutatjuk, hogy milyen átvitelihibaparaméterekkel kell foglalkozni az üzenetküldés során, ésazok becslésére javaslunk eljárásokat. Ezután az V. részbenbemutatjuk az elvégzett szimulációkat. Végül pedig összefog-laljuk az elért eredményeket és lehetséges továbbfejlesztésiirányokat mutatjuk be röviden a VI. részben.

II. AZ IEEE 802.11AD TÖRTÉNETE

II-A. ElozményekAz IEEE 802.11-es szabványcsoportja [1] a helyi, vezeték

nélküli hálózatokat (WLAN) írják le, melyeket eredetilegidoleges adatátvitelre terveztek egy fo hálózati eszköz és többvégpont között viszonylag nagy lefedettség biztosítása mellett.Ezzel pont ellentétesek a mai követelmények: folyamatos kap-csolatra van szükségünk, amely Gbps nagyságrendu sebességetgarantál nagyon kicsi késleltetéssel, továbbá a hálózatnakelosztott jellegunek kell lennie, hogy két kliens közvetlenülegymással is tudjon kommunikálni (pl. televízió irányításamobileszközzel, vagy videó streamelése egyik készülékrol amásikra).

Az IEEE sorozatos fejlesztésekkel (802.11b, 802.11g,802.11n) illetve a használt frekvenciasávok bovítésével (2,4GHz, 5 GHz) próbálta követni az igényeket. Azonban aztezek a javítások sem tudták kiküszöbölni, hogy telítodtek afrekvenciasávok, egyre több eszköz osztozik ugyanakkora sáv-szélességen. Emiatt az elérheto elméleti adatátviteli sebesség-nek csupán a töredéke áll rendelkezésre egy-egy felhasználószámára, így nem garantálható a folyamatos, nagysebességuadatátvitel.

Az analóg és a digitális elektronika fejlodése mára lehetovétette az eddig nem használt frekvenciasávok kihasználásátkommunikációs célokra úgy, hogy a modulok integrálhatóakmobileszközökbe is. Éppen ezért a WiGig rendszer (és az aztleíró IEEE 802.11ad szabvány [2]) a jelenleg még üres 60GHz-es frekvenciasávot használja ki a nagy átviteli sebességelérése végett. Ezzel a megoldással lehetové válik, hogy a Wi-Gig egymagában helyettesítsen minden vezetékes és vezeték

2

nélküli adatátvitelt az egy légtérben, 10-15 méteres körön belültalálható eszközök között. Ezáltal egy újabb lépéssel közelebbkerülhetünk az eszközeink konvergenciájához, vagy ahogy maközkeletuen nevezik: a dolgok internetéhez [3].

II-B. Elso lépések és a szabványosítás

A WiGig kidolgozását, az elso prototípusok tervezését ésgyártását a Wilocity végezte el a Qualcomm Atheros-szalközösen. Elobbi céget 2007-ben, Kaliforniában alapította akorábban az Intelnek is dolgozó mérnökök egy csoportja,majd a Qualcomm Atheros felvásárolta 2014-ben. A projektbeegyre több nagy fejleszto- és gyártócég kapcsolódott be, ígya WiGig nem csak a szabványt jelenti, hanem az azt fejlesztocsoportosulás, a Wireless Gigabit Alliance rövidítése is. Ateljesség igénye nélkül a fenti ketton kívül a következo cégektagjai az együttmuködésnek: Agilent, Apple, Dell, Huawei,Intel, Microsoft, Nokia, Panasonic, Rohde & Schwarz, Sony,Samsung, Texas Instruments.

A szervezet a szabvány kidolgozása során szorosan együtt-muködött az IEEE 802.11 szabványt gondozó Wi-Fi Allianceszövetséggel, és az új szabványt a meglévo, az IEEE 802.11által megadott keretrendszerekhez igyekeztek igazítani. Azelso verzió, a WiGig 1.0 2009-ben jelent meg, amit 2011-benkövetett a végleges, 1.1-es változat. A közös munka eredmé-nyeként az IEEE adoptálta a WiGig 1.1-es szabványt felülírvaa fejlesztés alatt álló 802.11ad kiegészítést. Így akadálytalanulsikerült a WiGig-et az IEEE 802.11 szabványcsalád részévétenni úgy, hogy csak a fizikai és a MAC-réteget tekintve jelentváltozást a specifikációban, a többi réteg változatlan maradt azIEEE korábbi szabványainak megfeleloen. Az IEEE 802.11advéglegesen az IEEE 802.11-2012-es szabványverzióba kerültbele [2], ezt követoen a WiGig szervezet bele is olvadta Wi-Fi Allience szervezetbe, így azóta együtt felügyelik,tesztelik, minosítik az azóta megjelent termékek szabványnakvaló megfelelését [3].

II-C. Jelenlegi helyzet

Azután, hogy a WiGig az IEEE 802.11 része lett, definiáltákaz FST (Fast Session Transfer) protokollt, amely segítségévelaz arra felkészített, háromsávos készülékek hardverszintenváltanak a Wi-Fi korábbi, 2,4/5 GHz-es és a WiGig 60GHz-es frekvenciái között. Ezzel a megoldással az eszközökfolyamatosan kapcsolódnak az elérheto legjobb hálózathoz, ésaz átkapcsolás idejére se szakad meg a kapcsolat.

A szabvány megoldásai és tulajdonságai miatt (nagy sebes-ség, kicsi késleltetés) lehetové vált, hogy különbözo adaptációsrétegek segítségével a korábban csak vezetékes összeköttetésekvezeték nélküli változatát is definiálják. Jelenleg a követ-kezo megoldások érhetoek el: Wireless Bus Extension (PCIealapján), Wireless Serial Extension (USB alapján), WirelessDisplay Extension (HDMI és DisplayPort alapján) és WirelessSDIO Extension (SDIO alapján). Ezekkel a protokollokkalteszi lehetové a szabvány a vezetékek kiváltását úgy, hogya készülékek felé marad a korábbi csatolófelület (pl. USB,HDMI), csupán annyi a változtatás, hogy a csatlakozó másikvégén a vezeték helyett egy 802.11ad adóvevo található,

ami kapcsolódni tud bármilyen másik 802.11ad klienshez, ésezáltal egy másik eszközhöz.

Az elso chipcsalád a Wilocity 6100-as családja volt, amita 6200-as és a 6300-as követett, utóbbi már mobileszközökszámára készült. A 6100-as és a 6200-as család megoldásairaépített a Dell, amikor megjelent az elso, kereskedelmi forga-lomban kapható, 802.11ad-vel szerelt laptop, a Dell 6430u és ahozzá tartozó D5000-as vezeték nélküli dokkoló. A dokkolóvalegyetlen egy WiGig linken keresztül a laptophoz csatlakoz-tatható három USB 3.0, egy HDMI-, egy DisplayPort- ésegy LAN-készülék, továbbá sztereó audió összeköttetés is arendelkezésre áll.

2014-ben a Qualcomm Atheros jóvoltából megjelent azelso, mobileszközökbe szánt alaplap, a Snapdragon 810, amelymár WiGig-hálózathoz is tud csatlakozni. A már megjelentmegoldások mellett folyamatosan fejleszti számos gyártó (pl.Intel, Panasonic, Samsung, Sony) a saját eszközét, melyekmegjelenése az elkövetkezo idoszakban várható [3].

III. AZ IEEE 802.11AD TULAJDONSÁGAI

III-A. Fizikai réteg

A WiGig alapsávi sávszélessége 2 GHz, amit 60 GHz-esvivofrekvenciára kevernek fel, vagyis milliméteres hullámtar-tományban üzemel a rendszer, melynek az elméleti maximálisátviteli sebessége 7 Gbps. A Nemzetközi Távközlési EgyesületRádiókommunikációs Osztálya (ITU–R) az 57-66 GHz közöttifrekvencián 4, egyenként 2,16 GHz sávszélességu csatornátrögzített. Ezen csatornák közül a 2-es csatorna érheto el azegész világon, aminek 60,48 GHz a sávközepi frekvenciája,ezért ez lett alapértelmezettként rögzítve a WiGig szabvány-ban, ahogy az 1. ábra is mutatja. Az egy csatornára vonatkozó,betartandó spektrummaszkot a 2. ábra mutatja [4], [5].

1. ábra. A 60 GHz-es tartományban rögzített csatornák éssávközépi frekvenciájuk

A WiGig a fizikai rétegében az átvitel során egy- illetvetöbbvivos OFDM átvitelt alkalmaz. Az egyvivos átvitel soránaz alapsávi jel egy komplex, digitálisan modulált jel, aholszabvány a következo három modulációt támogatja: BPSK,QPSK és 16-QAM. A többvivos, OFDM átvitel esetén azalapsávi jelet, az ún. OFDM-szimbólumot 512 pontos inverzFourier-transzformációval állítják elo, és az átvitel során 355alvivot alkalmaznak. Az alvivokön a következo modulációkhasználhatóak: QPSK, SQPSK, 16-QAM és 64-QAM [2], [3].

3

2. ábra. Egy csatornához tartozó spektrummaszk a sávközép-hez viszonyítva

III-B. KeretformátumAz adatcsomag, ahogy a 3. ábra mutatja, a következo

részekbol épül fel egyvivos átvitel esetén: preambulum, fejléc,adatrész illetve a nyalábformálási adatok. Cikkünkben paramé-terbecslési célokból csupán a preambulumot használjuk fel, ígya következokben csak ennek a bemutatására szorítkozunk [2].

3. ábra. A 802.11ad csomagszerkezete

A preambulum az ún. rövid szinkronizációs részt (ShortTraining Field – STF) és az ún. csatornabecslo részt (ChannelEstimation Field – CEF) tartalmazza. Ezek a mezok építoele-mei komplemens Golay-szekvenciák [6], [7], melyeknek négytípusa van: Golay-A (Ga), Golay-B (Gb), illetve ezek negáltváltozatai. Ebben az esetben a szekvenciák 128 pont hosszú-ságúak, melyeket ezért a következoképpen jelölünk: Ga128,−Ga128, Gb128 és −Gb128. Ezek a szekvenciák könnyengenerálhatóak az ún. Golay-generátorral (A. függelék), aholaz N = 128 esetre meg is adtuk a szükséges beállításiparamétereket.

4. ábra. Az STF és a CEF felépítése

Az STF és a CEF mezok felépítése a 4. ábrán látható. AzSTF egy periódikus jel, amelyben 20-szor ismétlodik mega Ga128, majd egy −Ga128 mezovel zárul. Ezzel szembena CEF nem periódikus, viszont komplemens szekvenciákattartalmaz, így ez a rész a csatornabecsléshez használható fel.Három fo része van: egy Golay-U (Gu512), egy Golay-V(Gv512) és egy −Gb128 szekvencia.

Az OFDM átvitel esetén alkalmazandó fejléc csak kismér-tékben tér el az elobb ismertetett megoldástól. A Gu512 ésa Gv512 fordított sorrendben szerepel, a Golay-V megelozi aGolay-U szekvenciát. Ezért a cikkben bemutatott paraméter-becslési eljárások változtatások nélkül alkalmazhatóak OFDMátvitel esetén is.

IV. ÁTVITELI PARAMÉTEREK BECSLÉSE

Egy általános átviteli lánc felépítése az 5. ábrán látható.Az adó oldalon a moduláció után az alapsávi jeleket egy

D/A-konverterrel analóg jellé alakítjuk, majd pedig a helyioszcillátor segítségével felkeverjük a vívosávi frekvenciára. Avalós és a képzetes részt ezt követoen összegezzük és egyetlenrádiós jelként adjuk ki az erosítést követoen.

A rádiós csatorna jellemezheto egy idovarián, frekenciasze-lektív átviteli függvénnyel. A kiadott jel ezen a rádiós csatoránáthaladva lineáris torzítást szenved. Ezen torzított jelhez a kü-lönféle környezeti hatások miatt zaj is adódik. A vevo oldalona torzított, zajjal terhelt jelet a helyi oszcillátor segítségévelaz alapsávra lekeverjük és egy alulátereszto szurovel szurjük.Ezt követoen tudjuk digitalizálni, demodulálni és feldolgoznia kapott jelmintákat. Az adatok helyes értelmezése végettkompenzálni kell az átviteli út során fellépo hibákat; ehhezaz azokat jellemzo paramétereket meg kell becsülni. Ebben acikkben, a következo részben a teljesség igénye nélkül a követ-kezo paraméterbecslésekkel foglalkozunk: idozítés, frekvenciaés fázis offset illetve az átviteli csatorna karakterisztikája. Ezenparaméterek becsléséhez az STF és a CEF mezoket fogjukhasználni.

IV-A. Idozítés

A legelso probléma, amivel szembesülünk a vevo oldalon,hogy meg kell állapítanunk, hogy mikor kezdodik az adás,mikortól használhatóak a vett jelminták demoduláláshoz. Avevoantenna mindig vesz valamennyi környezeti háttérzajt,ezenfelül az utána következo erosítoknek, szuroknek is vanvalamekkora elektromos zaja. Ezen okok miatt a jelfeldolgozóegység bemenetén mindig lesz valamilyen mérheto és nagy-ságú jel, legyen az akár hasznos, akár nem. Ezt kiküszöbö-lendo, szükségünk van egy idozítési megoldásra, algoritmusra,amely megadja, hogy hányadik vett minta után kezdodött azadás, ami után már a demodulációt elkezdhetjük.

Erre a problémára a következo megoldást az STF felhasz-nálásával adta Li et. al [8]. Kihasználva az STF periódikusfelépítését, a következo, (1) és (2) korrelációs kifejezésekkiszámolhatóak mindegyik k-adik bejövo jelmintára:

P [k] =

6∑l=1

M−1∑m=0

x [d+m] · x [d+m+M · l] +

+

M−1∑m=0

x [d+m+M ] · x [i+m+ 6M ] , (1)

R [k] =6∑

l=1

M−1∑m=0

|x (d+m+M · l)− x (d+m)|2 +

+

M−1∑m=0

|x (d+m+ 6M)− x (i+m+M)|2 , (2)

ahol x [k] az k-adik mintát jelenti, M az egységnek választottblokkhosszúság és x pedig x komplex konjugáltja. Ha ezt akét korrelációt kiszámoltuk, akkor ezek segítségével már ké-pezheto a következo idozítési metrika (3), amely segítségévela csomag kezdete meghatározható:

S [k] =|P [k]|R [k]

(3)

4

5. ábra. Egy általános átviteli lánc felépítése

A (3) kifejezést a számítások legvégén még a könnyebbkezelhetoség végett célszeru normálni, és így egy olyan kor-relációs függvény adódik, amely ott veszi fel a maximálisértékét, ahol a küldött csomag elkezdodik. Minden másikhelyen közel nulla az értéke, vagyis a függvény egy nagyonmeredek felfutású csúcsot tartalmaz, amely csúcsának helyemegadja a megfelelo idozítést.

IV-B. Frekvencia offset becslése

Mivel az adó és a vevo egymástól független, ezért azoszcillátoruk frekvenciái eltérhetnek egymástól. Amennyibentényleg nem egyenloek, akkor a vett konstellációs pontokelkezdenek forogni a komplex síkon ωc = 2π∆fc szög-sebességgel, ahol a ∆fc az oszcillátorok frekvenciáinak akülönbsége.

Arra az esetre, amikor az egymás után küldött adatblok-kok tartalma megegyezik, Moose bebizonyította [9], hogy a∆fc maximum likelihood becsloje megadható a következokifejezéssel, mivel a csatorna átviteli függvénye állandónaktekintheto:

∆fc = (1/2π) arctan

(∑N−1

k=0 ℑ[X2kX1k

])(∑N−1k=0 ℜ

[X2kX1k

]) , (4)

ahol X1k és X2k a k-adik binjei két, egymás után fogadottadatblokk spektrumának, és X komplex konjugáltját pedigX jelöli. A vett jelminták spektrális felbontás elvégezheto aklasszikus gyors Fourier-transzformációval (FFT).

IV-C. Csatornakarakterisztika becslése

A rádiós csatorna frekvencia-szelektivitása miatt kompen-zálni kell a vett jelet a demoduláció elott. Ennek elvégzéséhezbecsülni kell az átviteli csatorna karakterisztikáját azzal a meg-kötéssel, hogy egy 802.11ad csomag átvitele alatt a csatornátkonstansnak tekintjük. Ebben a részben a preambulum alapjánbecslo eljárásokat mutatjuk be: eloször a korrelációs eljárást,majd pedig az FFT-alapú becslot, legvégén pedig egy újszeru,ún. bovitett, FFT-alapú eljárást.

IV-C1. Korrelációalapú becslés. Ahogy a III-B. részbenemlítettük, a CEF részei egymás komplementerei illetve ne-gáltjai, ami a korrelációszámítás szempontjából kedvezo tulaj-donság. Eloször a CEF-nek a Ga128 illetve a Gb128 szekven-ciákkal vett korrelációját kell kiszámolni. A kapott értékeknek

éles csúcsuk van; amennyiben ezeket a korrelált sorozatokatmegfelelo pozícióba toljuk, akkor a csúcsok egymásra lapo-lódnak. Ebben az esetben – mivel a sorozatok értékei egymásnegáltjai – a csúcs körüli értékek zérusok lesznek, kivévemagát a csúcsot. Így a csúcs, és az utána következo pontoktartalmazzák a csatorna impulzusválaszát.

Ezen korrelációk kiszámítására hatékony megoldást nyújt aGolay-korrelátor. Ennek több változata ismert, jelen esetbenaz ún. gyors Golay-korrelátort használjuk [10]. Az eljárásugyanúgy muködik, mint a generátor (lásd (5) egyenlet),csupán a kezdeti értékek (a0 és b0) nem a Kronecker-féledeltafüggvényt veszik fel, hanem az aktuálisan fogadott adatot.

6. ábra. C–FGC sematikus felépítése

Ahhoz, hogy komplex csatorna esetén is helyes eredménytkapjunk, módosítani kell a gyors Golay-korrelátort, hogykülön-külön tudja számolni a valós és a képzetes résszel vettkorrelációkat. A bovített korrelátor, a komplex gyors Golay-korrelátor (C–FGC) felépítése az 6. ábrán látható.

IV-C2. Fourier-transzformáció alapú becslés. Másik eljá-rás a csatorna becslésére a Fourier-transzformáció. Ebben azesetben a Gu512 és a Gv512 becsült spektrális megfeleloi XU

és XV lesznek, melyek FFT-vel számíthatóak. Az elméleti,ideális spektrális értékek legyenek XU és XV , melyeket koráb-ban már kiszámítottunk és elmentettük referencia értékekként.

A csatorna átviteli függvénye (H) a következo módonfejezheto ki: HU = XU/XU és HV = XV /XV . Ez akét becslés összevetheto, és a becsült átviteli függvény Hch

megadható a HU és HV átlagolásával, végül a Hch-bol inverzdiszkrét Fourier-transzformációval kiszámítható a csatorna im-pulzusválasza. Fontos megjegyzés: az XU spektrumának azelso binje zérus, ezért a nullával való osztás elkerülése végetta HU elso binjét interpolálni kell, vagy pedig a HV megfeleloértékével kell helyettesíteni.

5

A CEF a Gu512 és a Gv512 elemeken kívül egy lezáró−Gb128 elemet is tartalmaz (III-B. rész), ami ciklikusságotvisz a CEF-be, ugyanis mindkét, 512 hosszú blokk egy−Gb128-cal kezdodik. Így lehetové válik, hogy a Gv512 spekt-rumát újra kiszámoljuk az utolsó −Gb128 beérkezése után is(lásd 7. ábra). A −Ga128 egy hasonló, ciklikusságot biztosítóblokk, így amennyiben az STF utolsó, −Ga128 mezojét isfelhasználjuk, akkor a Gu512 spektruma is kétszer számolhatóki. Ezzel a megoldással ketto helyett négy becsült spektrumotlehet átlagolni, a hozzáadott, 128 hosszú blokkok egynegyedrészt függetlenek a korábbi adatoktól, így a becslés varianciájátcsökkenthetjük ezzel a megoldással.

7. ábra. Bovített FFT

IV-D. Fázishiba

A két független oszcillátor nem csak a frekvenciában külön-bözik egymástól, hanem különbözo fázishelyzetük is van. Ezt akonstans fáziskülönbséget a csatornakorrekció korrigálni tudja.Azonban a frekvenciahiba nem konstans, valamennyi maradóhiba az átvitel folyamán végig marad, ami azt jelenti, hogy acsomag fogadása közben is lesz egy kicsi fázisváltozás. Ennekkiköszöbölésére és detektálására az adatcsomag is tartalmazGolay-szekvenciákat periódikusan, azonban ezzel a hibávaljelen cikk keretein belül nem foglalkozunk.

V. SZIMULÁCIÓS KÖRNYEZET

Ebben a részben azokat a szimulációkat mutatjuk be, ame-lyeket egy, a Matlab-ban készített, a 802.11ad-t modellezokeretrendszer segítségével készítettünk. A szimulációk soránküldött csomagok minden esetben egy teljes adatcsomagottartalmaztak (3. ábra), és csak az alapsávi átviteli modelltalkalmaztuk, a fel- és lekeverést nem szimuláltuk (vö. 5. ábra).A preambulumnál, a fejlécnél és az adatrésznél is π/2-BPSKmodulációt alkalmaztunk a szabványnak megfeleloen [2]. Ez amodulációs séma kétlépcsos: elobb a szükséges fázisbillentyu-zéssel kell modulálni az adatokat, majd ezután egy folyamatos,π/2-es forgatást kell alkalmazni a modulált adatokon. Ennekhatását a 8. ábra is mutatja: BPSK moduláció esetén csak a(−1, 1) pontok alkotnák a konstellációt, azonban a forgatásmiatt az elrendezés kiegészül a (−1j, +1j) pontokkal is.

V-A. Az átviteli csatorna szimulációja

A csatorna különbözo torzító hatásait a 8. ábra mutatjabe; látható, hogy a π/2-BPSK moduláció négy pontja hánykülönbözo pontra képzodött le az átviteli lánc különbözohatásai miatt. A IV-A. fejezetben rámutattunk, hogy nagyonfontos a vétel kezdetének pontos idozítése. Ezt szimulálandó,az átvitel során az adatok elé véletlenszám generátor által adottszámú nullát szúrtunk be, ennek köszönheto, hogy a 8. ábránaz origó környezetében is jelentek meg pontok.

Re-2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1.5 2

Im

-2

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

FogadottKüldött

8. ábra. A küldött és a fogadott adatok elhelyezkedése akomplex síkon

A IV-B. részben bemutattuk, hogy az adó és a vevo oszcil-látorok függetlensége mit okoz. Ezt egy rögzített szögsebes-ségu forgatással szimuláltuk, ebben az esetben pl. 10 ppm-esbeállítással. Ennek hatása látható a 8. ábrán, a pontok origóközéppontú körív mentén „haladnak elorefelé”. A csatorna-torzítás hatásának bemutatására (IV-C. fejezet) egy véletlen-szeru átviteli karakterisztikával rendelkezo szurovel szurtükaz adatokat. Jelen esetben a csatorna impulzusválasza kéttagúvolt, emiatt látható a 8. ábrán, hogy a négy konstellációs pontkét pontnégyesre képzodött le. Végül pedig a csatorna zajá-nak hatásának szimulálására véletlen, normál eloszlású, zérusközépértéku komplex számokat adunk a küldött adatokhoz,emiatt mosódnak el ovális alakban a fogadott pontok a 8.ábrán, ahol a zaj szórását az éppen beállított, 20 dB-es jel-zaj viszonyból (SNR) kaptuk meg.

V-B. Az átviteli paraméterek meghatározása

A paramétereket becslo rendszer felépítése a 9. ábránlátható: eloször meghatározzuk az adás kezdetét, majd azoszcillátorok közötti frekvenciakülönbséget. Ezt követoen akapott becslok alapján végrehajtjuk a korrekciót, majd ezutánújra elvégezzük ezeket a becsléseket. Amennyiben az itt kapotthibák nagysága adott hibahatáron belül van, akkor tovább lehetlépni a csatornabecslésre.

9. ábra. Paraméterbecslo-rendszer felépítése

Az idozíto blokk az (1)-(3) egyenletek által megadott ki-fejezéseket számolja ki, és a kapott S [k] függvény a 10.ábrán látható alakot veszi fel. A jól detektálható, éles csúcssegítségével könnyen megállapítható, hogy mikortól vesz avevo hasznos adatokat.

6

Vett minták ×1040 0.5 1 1.5 2 2.5 3

Kim

enet

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

10. ábra. Az idozíto blokk kimenetén kapott S [k] függvény

A frekvencia offset becsléséhez a (4) képlet használhatófel, amely ugyan OFDM átvitel számára lett megadva, demódosításokkal a 802.11ad esetében is alkalmazható. Az X1

és X2 blokkoknak az STF két, egymás után fogadott Ga128szekvenciájának kell lennie. További Ga128 blokkok felhasz-nálásával – amíg van még fel nem használt ga – továbbibecslések adhatóak az offset nagyságára. Az így kapott becslé-sek átlaga megadja a tényleges becslojét az offsetnek, az STFesetében 13 pár alkotható, vagyis 13 becslést lehet számolni.Fontos megjegyezni, hogy az elso egy-két Ga128 blokkotnem célszeru használni, mivel azokat a kezdeti tranziensektorzíthatják.

A szimulációk során az SNR-t 0 és 40 dB között léptettük2 dB-s közzel. Mindegyik SNR érték esetén 25 átvitelt vizs-gáltunk, és mindegyikhez kiszámoltuk a ∆fc-t. A kapott ered-ményeket átlagoltuk, illetve a varianciájukat is meghatároztuk,majd a kapott értékeket a 11. és a 12. ábrákon ábrázoltuk. A∆fc 0,15-re lett beállítva a szimulátorban, az átviteli csatornátpedig ideálisnak tekintettük ebben az esetben.

Az átviteli csatorna becslésére szolgáló két eljárást a IV-C.fejezetben mutattunk be. A korrelációs megoldást a C–FGCadja (lásd IV-C1. rész). A Fourier-transzformáció alapú meg-oldást FFT-vel számoltuk ki N = 512 pontos felbontásalkalmazásával (lásd IV-C2. rész).

Egy új megoldást is megvizsgáltuk, ami egy olyan, bovítettszámítási eljárás, melyben az STF utolsó −Ga128 és a CEFutolsó−Gb128 blokkjait is felhasználtuk. A számítás bovebbleírása a IV-C2. részben szerepel, illetve magának a bovítésnekaz elvét a 7. ábra mutatja.

A szimulációk során a jel-zaj viszonyt, az SNR-t 0 dB-tol 40 dB-ig növeltük 2 dB-es lépésközzel. Minden egyesSNR értékhez 25 átvitelt generáltuk, majd minden átvitelrekiszámoltuk a becsült impulzusválaszokat. A kapott eredmé-nyeket átlagoltuk, és a varianciát is kifejeztük. A szimulációkeredményét a 13. ábra mutatja. Az alkalmazott impulzusválasz– melynek a becslojét kerestük – kéttagú volt, frekvenciahibátebben az esetben zérusnak vettük.

SNR [dB]0 10 20 30 40

Rel

ativ

offs

et

0.149

0.1495

0.15

0.1505

0.151

11. ábra. A frekvencia offset becsloje az SNR függvényében

SNR [dB]0 5 10 15 20 25 30 35 40

Var

ianc

ia

10-11

10-10

10-9

10-8

10-7

10-6

10-5

12. ábra. A frekvencia offset becslojének varianciája az SNRfüggvényében

SNR [dB]0 5 10 15 20 25 30 35 40

Var

ianc

ia

10-8

10-7

10-6

10-5

10-4

10-3

10-2

C-FGCFFT

30 32 3410-7

10-6

10-5

13. ábra. A csatornabecslés varianciája az SNR függvényében

7

V-C. A kapott eredmények kiértékelése

A szimulációk elvégzése után a következo megállapításoktehetoek. Az idozíto eljárás nagy pontossága miatt (10. ábra)lehetové válik az adatok pontos vétele, ezáltal pontos feldol-gozása. A 11. és a 12. ábrákon látható, hogy a frekvenciaoffsetet jól tudjuk becsülni, az SNR növekedésével egyrepontosabb a becslés, és ezzel együtt egyre kisebb is lesza varianciája. Ennek köszönhetoen az oszcillátorok hibáit apontos feldolgozáshoz szükséges hibahatáron belüli mértékretudjuk csökkenteni.

A csatorna átviteli karakterisztikájának becslésére háromeljárást is bemutattunk, a 13. ábra mutatja a kapott becslésekvarianciáit. A becslési metódusok egyformán hatékonyak, egy-formán csökken a varianciájuk az SNR függvényében, csupánminimális különbség mutatkozik az eredmények között (13.ábra kinagyított része).

VI. ÖSSZEFOGLALÁS

A cikkünkben bemutattunk egy viszonylag új rendszert,a WiGig-et, amely jó megoldást kínál a ma használatos,vezeték nélküli rendszereknél tapasztalt problémákra (II-A.rész). Ugyanakkor azt is láthattuk, hogy annak ellenére, hogy a802.11ad egy, már szabványosított protokoll [2], jelenleg mégcsupán csak korlátozottan érhetoek el ezen eljárást használóeszközök (II-C. fejezet). Ennek oka leginkább az, hogy 60GHz-en üzemelo eszközöket, alkatrészeket nehéz eloállítani,nincsenek bevált tervezési, gyártási eljárások, módszerek, ezérta fejleszto cégek számos nehézségbe ütköztek, ütköznek.

A IV. fejezetben bemutattunk egy általános átviteli láncot,és megmutattuk, hogy a kiadott jeleket milyen hatások érikaz átvitel során. Ezek a hatások különbözo hibákat okoznak avételi oldalon, de a hibák paramétereit meg tudjuk becsülni. AIV-A – IV-D. fejezetekben bemutattunk olyan becslési eljárá-sokat, amelyek a 802.11ad esetében is hatékonyan használha-tóak. Végül pedig az V. fejezetben szimulációk segítségével isigazoltuk, hogy a bemutatott eljárások ténylegesen hatékonyaktudnak lenni.

A megkezdett munka folytatására két út mutatkozik. Egy-részt a becslo eljárásokat érdemes még tovább vizsgálni, azo-kat tovább fejleszteni, finomítani. Másrészt pedig egy teljesenelkészült szimulációs keretrendszer segítségével olyan adat-csomagok generálhatóak, amelyeket megfelelo jelgenerátorbatöltve, fel- és lekeverok alkalmazásával az átvitel a fizikaivalóságban is tesztelhetové válik; a vételi oldalon a bemutatotteljárások verifikálhatóak.

FÜGGELÉK AKOMPLEMENS GOLAY-SZEKVENCIÁK

Golay olyan bináris szekvenciákat mutatott be [6], amelyekpáronként egymás komplementerei. Ez azt jelenti, hogy azautokorrelációjuk összege zérus, kivéve, ha maga az idopa-raméter, a k zérus.

Budišin adta meg a következo algoritmust [7], [10], mellyela megfelelo, N hosszú Golay-szekvenciák – a [k] és b [k] –generálhatóak:

a0 [k] = b0 [k] = δ [k]

an [k] = an−1 [k] +Wn · bn−1 [k −Dn] (5)bn [k] = bn−1 [k]−Wn · bn−1 [k −Dn] ,

ahol δ [k] a Kronecker-féle deltafüggvény, n a rekurziókszáma. A Wn a szorzó együtthatókat tartalmazza, míg Dn akéslelteto elemek hosszát adja meg.

Az N = 128 esethez a szabványnak megfelelo szekvenciákgenerálásához a következo értékek szükségesek a inicializálóvektorokhoz, n = 7 rekurziós lépést (mivel log2 N = 7)alkalmazva [2]:

W = [−1,−1,−1,−1,+1,−1,−1] ,

D = [1, 8, 2, 4, 16, 32, 64] .

HIVATKOZÁSOK

[1] „IEEE Standard for Information Technology – Telecommunications andinformation exchange between systems Local and Metropolitan AreaNetworks – Specific requirements Part 11: Wireless LAN MediumAccess Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications,” IEEEStd 802.11-2012 (Revision of IEEE Std 802.11-2007), Mar. 2012.

[2] „IEEE Standard for Information Technology – Telecommunications andinformation exchange between systems Local and Metropolitan AreaNetworks – Specific requirements Part 11: Wireless LAN MediumAccess Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications –Amendment 3: Enhancements for Very High Throughput in the 60 GHzBand,” IEEE Std 802.11ad-2012 (Amendment to IEEE Std 802.11-2012,as amended by IEEE Std 802.11ae-2012 and IEEE Std 802.11aa-2012),Mar. 2012.

[3] F. Plesznik, „Új generációs szélessávú vezeték nélküli adatátvitel,”Diplomamunka, Budapesti Muszaki és Gazdaságtudományi Egyetem,2015.

[4] Wireless LAN at 60 GHz – IEEE 802.11ad Explained, Agilent Tech-nologies, 2013, URL: http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5990-9697EN.pdf (ellenorizve: 2015. augusztus).

[5] 802.11ad – WLAN at 60 GHz – A technology introduction,Rohde & Schwarz, 2013, URL: https://cdn.rohde-schwarz.com/pws/dl_downloads/dl_application/application_notes/1ma220/1MA220_1e_WLAN_11ad_WP.pdf (ellenorizve: 2015. augusztus).

[6] M. J. E. Golay, „Complementary series,” IRE Trans. on Inf. Theory,vol. 7, no. 2, pp. 82–87, Apr. 1961.

[7] S. Z. Budišin, „New complementary pairs of sequences,” ElectronicsLetters, vol. 26, no. 13, pp. 881–883, June 1990.

[8] S. Li, G. Yue, X. Cheng, and Z. Luo, „A Novel and Robust TimingSynchronization Method for SC-FDE 60 GHz WPAN Systems,” in IEEE14th International Conference on Communication Technology, 2012, pp.262–267.

[9] P. H. Moose, „A technique for orthogonal frequency division multiplex-ing frequency offset correction,” IEEE Trans. Commun., vol. 42, no. 10,pp. 2908–2914, Oct. 1994.

[10] S. Z. Budišin, „Efficient pulse compressor for Golay complementarysequences,” Electronics Letters, vol. 27, no. 3, pp. 219–220, Jan. 1991.