operational amplifiers (introduction and properties) class notes-handouts/lecture notes/6... ·...

ü OPERATIONAL AMPLIFIERS

OPERATIONAL AMPLIFIERS (Introduction and Properties)

OPERATIONAL AMPLIFIER CIRCUITS (Applications)- I / V (CURRENT / VOLTAGE) CONVERTER- INVERTING AMPLIFIER- THE SUMMING AMPLIFIER- THE NON-INVERTING AMPLIFIER

- Effect of Finite AVO on Feedback Amplifier Gain - Frequency Response of Real Operational Amplifiers - Frequency Response of an OpAmp Amplifier with Frequency Dependent Feedback

- THE DIFFERENCE AMPLIFIER- LOGARITHMIC AMPLIFERS- ANTI-LOGARITHMIC AMPLIFIERS

-Applications of Log / Anti-Log Amplifiers- DIFFERENTIATOR AMPLIFER- THE INTEGRATOR- PRECISION RECTIFIERS- POWER OPERATIONAL AMPLIFIERS- OP AMP. DC VOLTAGE REGULATOR- OP AMP. VOLTAGE REGULATOR WITH ADJUSTABLE CURRENT LIMIT

à OPERATIONAL AMPLIFIERS (Introduction and Properties)

ELE 343 11. Operational Amplifers-x.

Univ. of Southern Maine 1 Prof. M.G. Guven

Phase relationships:

Non-inverting input to output is 0° Inverting input to output is 180°

OPERATIONAL AMPLIFIER ª Differential-input, Single-Ended (or Differential) output, DC-coupled, High-Gain amplifier

IDEAL OP-AMP REAL OP-AMPAVO , Gain (Differential) ¶ 104 - 106 Rid ¶ 105 - 106 Bipolar input

>> 106 MOS or JFET inputRout 0 100 - 103 C.M.R.R. ¶ 90 - 120 dBBandwidth ¶ § 100 Hz. GBW HGain - Bandwidth ProductL ¶ 1 MHz - 100 MHzOffsets 0 (none) Finite



IBQ1 and IBQ2 Iinput − bias > » IBQ1 » > » IBQ2 »Input Offset Current IOS = HIBQ1 - IBQ2LReal Operational - Amplifiers VOS = VOS HTL , IOS = IOS HTL, AVO = AVO HTLTemperature Coefficient of Input Offset Voltage

dVOSÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

dT>

VOSÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

Twhere T is absolute temperature,

i.e. H°KL



VOS d 5 mV (Bipolar)1 - 25 mV (FET), expensiveHIOS , IBIAS ) d 1 mA (Bipolar)

~ pA -nA (JFET)~ pA (MOSFET)

à OPERATIONAL AMPLIFIER CIRCUITS (APPLICATIONS)

In the following analyses, unless mentioned otherwise, the operational amplifiers are treated as if they are "ideal" ornear ideal.

ü I / V (CURRENT / VOLTAGE) CONVERTER



J IBias +

IBias -N ∫ 0 VOS ∫ 0

Ideal Operational Amplifier vOUT = AVO Hv+ - v-LIf AVO ô • Hv+ - v-L =

vOUTÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄAVO

ô0 v+ ∫ 0 î v- = 0 HVirtual GroundLFor v- = 0 H v-L - HvOUTL = R.iR = R.iIN ô vOUT = -R.iIN

Therefore, this current-voltage converter circuit behaves just like a "Current-Controlled-Voltage-Source" with zeroinput resistance. (see Figure below)

ü INVERTING AMPLIFIER



Since v- = 0 Hvirtual groundL iIN = i1 =v1 - Hv-LÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

R1=

v1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

Therefore iIN =v1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

flows into the I - V converter

which creates vOUT = -RF.iIN , resulting in vOUT =-RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

R1 v1 or,

Avo = -RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

ROUT = 0

RIN =v1ÄÄÄÄÄÄÄÄi1

=v1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄiIN

= R1 for the "inverting" amplifier.

ü THE SUMMING AMPLIFIER



Since v- = 0 Hvirtual groundL i1 =v1 - 0ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

R1=


i2 =v2 - 0ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

R2=

v2ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR2

... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ..

i N =vN - 0ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

RN=

vNÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRN

iIN = ‚ iii=1

N

and vOUT = - RF.iIN

vOUT = -RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

.v1 -RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR2

.v2 - ... ... -RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRN

.vN

vOUT = - Ha1 v1 + a2 v2 + ... ....+aN vNLwhere ai = -

RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRi

Comment: (1) This is equivalent to, mathematically, a weighted sum of inputs or simply an addition operation except for the (-)signs.(2) To change the sign of the coefficient of an element of the sum simply employ a unity gain inverting amplifier at itsinput.

vOUT = - RÅÅÅÅÅR vIN = -vIN



ü THE NON-INVERTING AMPLIFIER

Avo >> 1 v+ = v1 v- =R1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1 + RF

.vOUT v+ - v- =vOUTÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄAvo

ª 0 î v+ = v-

Therefore, v1 =R1


.vOUT î vOUT =ikjjj RF

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

+ 1y{zzz.v1 or Av =ikjjj RF


+ 1y{zzzFrom the resulting equation observe that:

1. The voltage gain is +I RFÅÅÅÅÅÅÅÅR1+ 1M positive.

2. If RFÅÅÅÅÅÅÅÅR1 ö 0 ( RF ö0 (short) , R1 ö¶ (open) )

then the gain becomes (+1) , i.e. unity gain (absolute unity). vOUT = v1

UnityGainBuffer Amplifier

3. Since operational amplifier does not draw any current i+ º 0 ï RIN > ¶



ü Effect of Finite AVO on Feedback Amplifier Gain

BETA ª b is a transfer relationship. In general b =b (jw)

For finite AVO, vOUT = Avo Hv+ - v-L, v+ = v1 , v- = b.vOUT

vOUT = Avo H v1 - b.vOUT L î H1 + b AvoL vOUT = Avo.v1 î

vOUTÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

v1=

AvoÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄH1 + b AvoL î vOUT =

1ÄÄÄÄÄb

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1 + 1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

b. Avo

v1

Therefore , as long as b.Avo >> 1 vOUT >1

ÄÄÄÄÄÄÄb

v1

Example:



Special Case : β =Vout

Vin=

R1

RF + R1

vOUT =1R1

RF+R1

v1 = ikjj1 +RF

R1

y{zz v1 Non − inverting amplifier

ü FREQUENCY RESPONSE OF REAL OPERATIONAL AMPLIFIERS

Internally Frequency Compensated Op.Amp. (One pole / capacitor dominates)

Avo HjwL > Avo H0LÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1 + j wÄÄÄÄÄÄÄÄ

w0

Avo HjwLw << w0> Avo H0L

Avo HjwLw >> w0>

Avo H0LÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

j wÄÄÄÄÄÄÄÄw0

=Avo H0L.w0ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

jw=

GBWÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

jw

Note that when at unity gain frequency Avo Hjw1L > 1 and w = w1 = GBW

Notes/Definitions:Unity Gain Frequency = Gain Bandwidth Product (if single pole, -20dB/dec)Unity Gain Frequency ∫ GBW (if not -20dB/dec)Definitions: Avo The Open Loop Gain (unloaded, no feedback)

BETA ª b The Feedback Ratiob Avo The Closed Loop Gain



ü Non-Inverting Amplifier's Gain BandWidth Product

In the feedback amplifier utilizing this "Real Operational Amplifier"

Vout HjwL =1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄb HjwL .

1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1 + 1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

b HjwL. Avo HjwL .V1 HjwLFor the non - inverting amplifier b HjwL =

R1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1 + RF

= constant

VoutÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄV1

=1

ÄÄÄÄÄÄÄb

.1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1 + 1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

b. Avo H0LÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1+j

wÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄw0

=1

ÄÄÄÄÄÄÄb

.1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

1 +1+j wÄÄÄÄÄÄÄÄw0ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

b. Avo H0L =1

ÄÄÄÄÄÄÄb

.1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄI1 + 1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄb. Avo H0L M + jwÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

b.w0 Avo H0LFor GBW = w0.Avo H0L and, as long as b.Avo H0L >>> 1

VoutÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄV1

=1

ÄÄÄÄÄÄÄb

.1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1 + jwÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄikjjjjj GBWÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1

ÄÄÄÄÄÄb

y{zzzzz=

1ÄÄÄÄÄb

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1 + j I wÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

w-3 dBM

where Hw-3 dBLof the feedback amp =GBW

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄI 1ÄÄÄÄÄbM

and ikjjj 1ÄÄÄÄÄÄÄb

y{zzz is low frequency gain of the feedback amplifierHGain . Bandwidth Lfeedback amplifier = HGBWLoperational amplifier



à FREQUENCY RESPONSE OF AN OPAMP AMPLIFIER WITH FREQUENCY DEPENDENT FEEDBACK

Definitions: Avo The Open Loop Gain (of the opamp, unloaded, no feedback)BETA ª b The Feedback Ratiob Avo The Closed Loop GainAv The Feedback Gain (of the overall amplifier)

What if Avo =Avo (jw) and b(jw) the frequency response of the operational amplifier is more complicated?

Answer: As long as b Avo >>> 1 the response will be 1/b(jw) as shown with the example below.



ü THE DIFFERENCE AMPLIFIER



Use the idea of superposition for 1 & 2 :

1. v1 ∫ 0 v2 π 0 vOUT = -RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

.v2

2. v1 π 0 v2 ∫ 0 v1' =

RBÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRA + RB

.v1

vOUT =ikjjj RF


+ 1y{zzz v1' =

ikjjj RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

+ 1y{zzz RB

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRA + RB

.v1

vOUT = -RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

v2 +ikjjj RF


+ 1y{zzz RB ê RA

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄHRB ê RA + 1L .v1

IfRBÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRA

=RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

vOUT =RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

Hv1 - v2L Pure Differential Response

-- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- -- --A Different Approach : HAvLOp.Amp ô • î v+ > v-

v+ =RB


v1 v- =RF


v2 +R1


vOUT

RBÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRA + RB

v1 >RF


v2 +R1


vOUT

vOUT =ikjjj R1 + RF

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

y{zzz ikjjj RB


v1 -RF


v2y{zzz

If RB = RF and RA = R1 îRBÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRA

=RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

Then vOUT =R1 + RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

R1 ikjjj RF


v1 -RF


v2y{zzz vOUT =

RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

Hv1 - v2LChoose RB = RF and RA = R1 to make the resistances ( RA êê RB ) and ( R1 êê RF ) equal so that equal IB+ and IB- bias currents (i.e. zero IOS ) create balanced shifts in v+ and v- . Otherwise, the differencewill get amplified and result in a large offset at the output.



ü LOGARITHMIC AMPLIFERS

L og Amplifier for v1 > 0

If v- is virtual ground then i1 >v1 - v-ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

R1î i1 >


i1 = iC = IS evBEÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄkT ê q for vBE = -vOUT i1 =


= iC = IS e-vOUTÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄkT ê q

Then for v1 > 0 output becomes vOUT = -HkTLÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

q ln

ikjjj v1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1.IS

y{zzz < 0

Lo g Amplifier for v1 < 0



For v1 < 0 vBE = vOUT iC = IS evBEÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄkT ê q = IS e

vOUTÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄkT ê q i1 = -iC

Then vOUT = +HkTLÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

q ln

ikjjj -v1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1.IS

y{zzz > 0

ü ANTI-LOGARITHMIC AMPLIFIERS

v1 > 0

iC = IS e+vEBÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄkT ê q vOUT = -RF.iC = -RF.IS e

+vEBÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄkT ê q

For vEB = v1 vOUT = -RF.IS e+ v1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄkT ê q works for v1 > 0



Anti − Log Amplifier for v1 < 0

vOUT = +RF.IS e- -v1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄkT ê q Hworks if v1 < 0Lü Applications of Log / Anti-Log Amplifiers:

Log HA * BL = Log A + Log B Log HA êBL = Log A - Log B

ea Log A + b Log B = ea Log A.eb Log B = Aa.Bb

Therefore, all of the following mathematical functions, multiplication, division, logarithms, exponentiation, powerincluding roots can be implemented using the circuit shown above.



ü DIFFERENTIATING AMPLIFER (The OpAmp Differentiator)

Since v- ô0 Hvirtual groundL then,vOUT = -R.iR + v- ô vOUT = -R.iR

iC = C.dvÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄdt

= C.d Hv1 - v-LÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

dtô iC = C.

dv1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄdt

vOUT = -R C.dv1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄdt

To change the sign use unity gain inverter at the input (or the output).Frequency Response:



vOUT H+L = -RCd

ÄÄÄÄÄÄÄÄdt

v1 HtL in H s or jw domainLô VOUT HsL = -RCd

ÄÄÄÄÄÄÄÄdt

V1 est

VOUT HsL = -s RC .V1 est V1 est = V1 HsL ô VOUT HsL = -s RC .V1 HsLVOUT HjwL = -jw RC .V1 HjwL î H HjwL = -j

ikjjj wÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ1 ê RC

y{zzzü INTEGRATING AMPLIFIER (The OpAmp Integrator)

For v- = virtual ground and iR = iC

iR =v1 - v-ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

R=

v1ÄÄÄÄÄÄÄÄR

and iC = Cd

ÄÄÄÄÄÄÄÄdt

Hv- - vOUTL = - CdvOUTÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

dt

v1ÄÄÄÄÄÄÄÄR

= - CdvOUTÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

dtî vOUT = -

1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR C ‡

0

tv- Ht 'L ‚ t ' + vOUT H0L

By introducing a switch the initial value, vOUT H0L set at zero.



The switch, S keeps shorting the terminals of the capacitor for t < 0 . When it opens at t = 0 the capacitor's initial voltage is set to be zero.

Frequency Response:

VOUT HsL = -1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄs R C

.V1 HsL V HjwL = -1

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄjw R C

V1 HjwL



ü POWER OPERATIONAL AMPLIFIERS

Complementary pairª Q1 and Q2 have similar VBE - IC chs. and identical b's but one is NPN, the other is PNP.

IOUT = Hb + 1L.IOAHIOUTLMAX £ Hb + 1L.HIOALMAXHIOALMAX ~ 10 mA then HIOUTLMAX ~ 1 AFor higher currents you need to use a Darlington transistor.

Complementary Emitter Follower Chs.



Effect of Negative Feedback on Cross-Over Distortion

If AVO of Op Amp. is very high v+ = v-

v1 =R1


.vOUT ô vOUT =ikjjj1 +

RFÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

y{zzz.v1

Note that the voltage v1 will need to be ¡ 0.7VÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅAVO ~ ¡ 7 mV to bring the output out of the cross-over distortion .

With an output swing of ¡ 10 V, Gain ~ 100 input swing is ¡ 10ÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅ100 ~ ¡ 0.1 V .Therefore the ratio of (peak input / input referred cross-over voltage) ~ 100 000 mVÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅÅ7 mV ~ 103 .



POWER AND OUTPUT RANGE LIMITATIONS

IOA £ IOAMAX ~ 10 mA, VOA £ VOAMAX 1. ILMAX = IOUTMAX > Hb + 1L.IOAMAX

Typically VOAMAX > VCC - 1 V 2. VLMAX £ VOAMAX - VBE1

PDQ1 = IL HVCC - VLL 3. PDMAXQ1 ≥ ILMAX.VCC worst case : VL > 0

For a resistive load

VL = RL.IL PQ =VLÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRL

.VCC -VL

2

ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄRL

For non-resistive loads it will be different.



ü i. OP AMP. DC VOLTAGE REGULATOR

Disadvadvantages to overcome:1. Fixed voltage2. It cannot handle large IL because it needs high PDMAX zeners3. Output voltage varies because of finite rZ ~ 1-10 W4. Output resistance º rZ , cannot be smaller.



v+ > v- k1 VZ = k2 VL ô VL =k1ÄÄÄÄÄÄÄÄÄk2

.VZ where 0 £ k1 £ 1 k2 =R1


Power is supplied by VCC . To make VUR the source that supplies power to RL simply eliminate VCC use VUR for it.

Limitations : ILMAX < Hb + 1L IOAMAX

For VCC = VURMAX PDMAX > ILMAX HVCC - VLMINLVLMAX < VURMIN - VBE1 - VO.A.DROP



ü OP AMP. VOLTAGE REGULATOR WITH ADJUSTABLE CURRENT LIMIT

Current limit is turned on when IRCL.RCL > VBE ON Q2 ª 0.7 V

IRCL = IL + IFEEDBACKÑ ÜÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖÖsmall

î ILMAX.RCL > 0.7 V

Comment : Design of zener diode regulator is much simpler since its load is a constant (does not vary) and is also ahigh resistance load (does not need high current to operate).

ü PRECISION RECTIFIERS

Input : vIN HtLOutput : vOUT HtL = 9 ¡K vIN HtL for vIN > 0

0 for vIN < 0

Variations :HAL Responds to :Hthe case aboveL vIN > 0 and 9 1. inverts or,2. non - invertingHBL Responds to : vIN < 0 and 9 1. inverts or

2. non - inverting



Circuit for A1

When vIN > 0 vOUT = Hv-L - iIN.R2, iIN =vIN - Hv-LÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄ

R1and Hv-Lô0

vOUT = -R2ÄÄÄÄÄÄÄÄÄÄR1

.vIN

When vIN > 0 vOUT = Hv-L - iR2 .R2 = 0 for Hv-L ô0 and iR2 = 0

The "Precision Half-Wave Rectifier Circuit A1" given above responds to positive vin , amplifies it and inverts.

Circuit for B1

vOUT = 9 - R2ÄÄÄÄÄÄÄÄR1 vIN if vIN < 0

0 if vIN > 0

The "Precision Half-Wave Rectifier Circuit B1" given above responds to negative vin , amplifies it and inverts.



operational amplifiers (introduction and properties) class notes-handouts/lecture notes/6... ·...

Documents