informe tl494
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66.10 - Circuitos electronicos II
Informe: Fuente Conmutada
Trabajo Practico
Figueroa, Gonzalo 84255
Tempone, Nicolas 84548
Manikis, Andres 84321
1.er cuatrimestre 2009
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66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
Indice
1. Objetivos 2
2. Introduccion 3
3. Desarrollo 5
3.1. Eleccion de los componentes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
3.1.1. Inductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
3.1.2. Capacitor de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
3.1.3. Diodo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6
3.1.4. Transistores de conmutacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
3.1.5. Nucleo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8
3.1.6. Circuito de control . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
3.1.7. Fusible . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
3.1.8. Resistoe de sensado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
3.1.9. Resistores de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
3.2. Eleccion de los disipadores de calor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
3.2.1. Disipador del diodo MUR820 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
3.2.2. Disipador para el transistor de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
3.3. Mediciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
3.3.1. Regulacion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
3.3.2. Eficiencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
3.3.3. Valores de continua y temperatura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
3.3.4. Fotos del equipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
4. Conclusiones 20
4.1. Conflictos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
4.2. Conclusiones generales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
5. Anexos 22
5.1. Anexo I - Instrumentos utilizados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
5.2. Anexo II - Hojas de dato . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
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1. Objetivos
El objetivo de este trabajo es disenar, construir y medir una fuente conmutada (Switch Mode Power
Supply, o SMPS) que cumpla con las siguientes especificaciones:
Tension de Entrada: 8 - 16 V
Tension Nominal: 5 V
Corriente Nominal: 5 A
Por otra parte, otras especificaciones se dejan al criterio de los disenadores, y se expondran y definiran
en este informe.
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2. Introduccion
Hay tres topologas basicas en uso actualmente para fuentes conmutadas (en adelante SMPS):
Buck
Boost
Buck-Boost
Todas estas topologas son no aisladas (las tensiones de entrada y salida comparten una unica masa)
pero otras topologas derivadas de esta existen y proveen aislacion.
Ahora bien, dependiendo de las condiciones de funcionamiento, habra que optar por diferentes con-
figuraciones. Una idea de las situaciones en las que cada topologa se utiliza se da en la Figura 1.
Figura 1: Topologas comunmente usadas. Extraido de [5]
Al elegir la topologa lo primero que hay que determinar es la relacion de tension entre la entrada y
la salida. Debido a la naturaleza de cada configuracion, no todas las topologas pueden producir todas
las relaciones de tension (y polaridad) existentes.
As, se utilizara (en el caso mas sencillo) una topologa Buck cuando Vin > Vout, y la polaridad de la
salida sea la misma que la de la entrada. Este es el caso del trabajo actual, por lo que se decidio utilizar
dicha topologa.
El funcionamiento de la topologa Buck se muestra en los siguientes graficos de la Figura 2.
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Figura 2: Funcionamiento de la topologa Buck. Extraido de [2]
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3. Desarrollo
3.1. Eleccion de los componentes
La eleccion de los componentes se realizo considerando que la fuente trabaja en modo continuo. Para
obtener los valores de los componentes que forman la etapa de potencia se propusieron algunos parametros
ademas de las especificaciones:
Tension de salida: Vo = 5 V.
Tension de ripple: Vo = 0,5 V.
Corriente maxima de salida: Io(max) = 5 A.
Variacion de corriente en el inductor: I = 0,5 A.
Tension mnima de entrada: Vimin = 8 V.
Tension maxima de entrada: Vimax = 16 V.
Frecuencia de trabajo: f = 40 KHz.
Ciclo de trabajo: D = 0,48.
A continuacion se presenta la configuracion a utilizar con la forma de onda de los componentes en
cuestion:
Figura 3: Configuracion Buck - formas de onda
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3.1.1. Inductor
Para el calculo del inductor se parte de la ecuacion que describe su comportamiento:
v(t) = L i t
Dado que la tension entre los bornes del inductor es constante en todo tiempo la ecuacion anterior se
puede escribir de la siguiente manera:
Vi Vo = L Iton (1)Como se puede apreciar la variacion de corriente en el inductor es lineal y esta espresada en funcion del
tiempo en el cual la llave (figura 3) se encuentra cerrada. ton se puede expresar como ton =Df
. Entonces
la ecuacion 1 se puede escribir como:
L (Vi(max) Vo) DI f = 264H
Cabe destacar que en este caso Vi = Vi(max) ya que se tiene en cuenta el peor caso.
3.1.2. Capacitor de salida
Para el calculo del capacitor se parte de la ecuacion:
C =Q
V=
ton4
I +toff4
I
2 Vo
C =I D4 f +
(1D)I4 f
2 Vo=
I4 f
2 Vo
C I8 f Vo
= 43,4F
En lo que respecta al capacitor tambien se calculo la ESR (equivalent series resistance) de la siguiente
manera:
ESRmax VoI = 0,1
3.1.3. Diodo
Para la eleccion del diodo se tuvieron en cuenta:
La corriente maxima que circula.
La tension maxima a la que puede ser sometido en reversa.
La potencia que es capaz de disipar.
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La velocidad de conmutacion.
Para cumplir con estas especificaciones se eligio el modelo MUR820 que posee las siguientes carac-
tersticas:
IF = 8 A.
VR = 200 V.
P = 12 W.
t = 35 ns.
3.1.4. Transistores de conmutacion
Los transistores de conmutacion fueron elegidos para operar como un par cuasidarlington, como se
muestra en la figura:
Figura 4: Cuasidarlington
Se procuro trabajar con transistores de alta velocidad de conmutacion. En nuestro caso del orden de
los 100ns a 1s. Esto es asi porque la idea es que el tiempo de conmutacion sea despreciable dentro de
el ciclo de trabajo y como nosotros trabajamos con 40kHz el perodo es 25s. Entonces es logico tomar
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tiempos de conmutacion del orden de lo indicado. Se tuvieron en cuenta tambien corrientes y tensiones
Colector-Emisor como ademas potencia disipada.
Para el caso del NPN la tension maxima entre colector se da cuando el diodo se pone en directa
llevando el emisor del aproximadamente a masa y cuando la tension de entrada es de 18V. Entonces la
tension maxima entre colector y emisor es de aproximadamente 18V. La corriente maxima coincide con
la maxima del inductor y, como se explica en el apartado del fusible, es de 5.5A. Por ultimo, se puede
aproximar la potencia media maxima teniendo en cuenta que, segun el circuito de control el transistor se
conecta cuando mucho la mitad del perodo. Teniendo en cuenta eso ultimo y que cuando esta conectado,
la corriente es de 5.5A y la tension VCE es de aproximadamente 2V, la potencia media sera de 5.5W.
De todas maneras, debido a que en los momentos de conmutacion la potencia disipada es mucho mayor
y ademas que puede llegar a circular un poco mas corriente debido a dispersiones, no es absurdo tomar
un potencia bastante mayor.
Respecto al PNP, los valores de corriente son apreciablemente menores (alrededor de 20 veces). Es por
esto que con 1A de corriente alcanza y sobra. Respecto a la tension maxima, se puede hacer un calculo
rapido acotandola por 18V despreciando cadas en el diodo y en la juntura base-emisor del NPN. De
todas formas, 18V es mucho menor de los valores maximos de VCE de los transistores del mercado. La
potencia sobre este transistor resulta considerablemente menor que en el NPN debido a la ganancia de
corriente de este ultimo.
El transistor PNP elegido fue el MJE2955 y sus caratersticas son:
IC = 10 A.
VCE = 60 V.
P = 75 W.
t = 300 ns.
El transistor NPN elegido fue el MJE13009 y sus caratersticas son:
IC = 12 A.
VCE = 400 V.
P = 110 W.
t = 1s.
3.1.5. Nucleo
A priori se opto por un nucleo toroidal y se realizaron los calculos pertienentes en funcion del tipo de
material y las dimensiones del mismo.
Como primera prueba, y despues de realizar los calculos (ver anexo), se utilizaron tres tipos de nucleos
del fabricante Elemon. Sin embargo, se concluyo que dichos nucleos estaban destinados a trabajar
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en saturacion. Por esta razon se decidio trabajar con un nucleo tipo E del mismo fabricante el cual
permitio implementar un entrehierro que permite extender el lmite de saturacion del nucleo.
3.1.6. Circuito de control
Como integrado de control se opto por el TL494.
La eleccion fue esa dado que permite abordar el problema del diseno de una fuente conmutada sin
tener que utilizar componentes discretos para el controlador pero al mismo tiempo permite acceder a
sus componentes internos de forma tal de poder tener un mayor nivel de configuracion. Ademas tiene la
ventaja didactica de poder adentrarse en el funcionamiento de los controladores para estas fuentes.
Este integrado ademas se adapta perfectamente a las especificaciones tanto de frecuencia como de
tensiones y corrientes especificadas.
3.1.7. Fusible
Para el calculo del fusible se tuvo en cuenta el pico maximo de corriente.
La corriente de entrada del circuito es la que circula por el transistor de paso cuando este esta cerrado.
A su vez, esta corriente es la que circula por el inductor. Teniendo en cuenta que la corriente maxima
corriente media del inductor es 5A y que el IL es de 0.5A, una cota para la corriente instantanea maxima
es 5.5A.
Para contemplar incertezas de calculo, de componentes y de efectos que no se hayan tenido en cuenta
se eligio un fusible de 8A. Es importante aclarar que no haba ningun componente que se pudiera danar
con esa corriente. Ademas, de producirse un desperfecto en algun lugar es esperable que la corriente de
entrada supere ampliamente los 8A de manera que el fusible se destruira sin problemas.
3.1.8. Resistoe de sensado
La resistencia de sensado se coloca para proveer al circuito de la capacidad de limitar la corriente
maxima que circula de modo tal de evitar sobrecargas y con ello la destruccion o deterioro de algun
componente.
La metodologa de proteccion por la cual se opto fue colocar una resistencia de sensado en serie con
la carga y comparar con un operacional la tension sobre esta resistencia con una tension prefijada con un
preset. Si la tension de sensado supera a la de referencia entonces el operacional que las compara dentro
del TL494 presenta una tension a la salida que hace se abra el transistor de paso.
Se eligio para la resistencia de sensado un valor de 0,1 y se calibro con un preset la tension de
referencia de modo tal que esta sea de aproximadamente 0.5V. Cabe aclarar que la resistencia de sensado
deba ser de un valor lo suficientemente bajo como para que la cada de tension sobre esta no afecte
apreciablemente a la tension de salida.
Tambien hay que comentar que la potencia maxima sobre esta resistencia es de (5A)2 0,1 = 2,5Wpor lo cual se eligio 5 W.
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3.1.9. Resistores de carga
Los valores necesaior de carga fueron 1, 2 y 10. Esto para probar el circuito con 10 %, 50 % y
100 % de carga.
Se tuvo en cuenta la potencia disipada en cada caso y para lograr satisfacer los requisitos en los casos
de mayor potencia se conecto mas de un resistor.
3.2. Eleccion de los disipadores de calor
3.2.1. Disipador del diodo MUR820
Para el diodo MUR820 se tiene que la temperatura de juntura es:
Tj = 175C
Tomando un factor del 80 porciento de este valor como lmite para obtener un cierto rango de seguri-
dad, se tiene que la maxima temperatura de juntura sera:
Tj(max) = 140C
La potencia disipada por el diodo podemos estimarla como la tension en directa (VD 1,2 V) por lacorriente maxima que circula por el diodo. Por lo tanto:
Pj(max) = VD Io(max) 1,2V 5,5 A = 6,6 WLa resistencia termica JC es de
JC = 3C/W
Consideraremos despreciable a CA frente a las resistencias termicas del disipador.
Con estos datos, se llega a que debe conseguirse un disipador con una resistencia termica de
DA 16C/WSe eligio el siguiente disipador[6]:
Artculo: 5245D
Perfil U:20x25x20 1.5mm espesor
Altura: 20mm
Resistencia Termica: 15o c/w
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3.2.2. Disipador para el transistor de salida
Para el transistor MJE13009 (NPN) se tiene que la temperatura de juntura es:
Tj = 150C
Tomando un factor del 80 porciento de este valor como lmite para obtener un cierto rango de seguri-
dad, se tiene que la maxima temperatura de juntura sera:
Tj(max) = 120C
La potencia disipada por el diodo podemos estimarla como la tension de saturacion (Vsat 2 V) porla corriente maxima que circula por el transistor. Por lo tanto:
Pj(max) = Vsat Io(max) 2V 5,5 A = 11 WLa resistencia termica JC es de
JC = 1,14C/W
Con estos datos, se llega a que debe conseguirse un disipador con una resistencia termica de
DA 8,5C/WSe eligio el siguiente disipador[6]:
Artculo 7525 ZD-37
Dimensiones: Base 44mm - Altura 14mm - Espesor nucleo central 2.5mm
Superficie: 178 mm2
Resistencia termica: 8o C/W para 75mm
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3.3. Mediciones
3.3.1. Regulacion
Para observar y medir la regulacion, se tomaron las siguientes mediciones, tanto al 10 % de carga
como al 50 %. No pudieron en este caso realizarse las mediciones al 100 % de la carga debido a que la
fuente calentaba demasiado y peligraba la integridad del proyecto. Por esta razon se decidio no medir a
carga maxima, mientras que se continuaron midiendo los otros parametros y valores.
Luego se revio este tema, notando que el problema de la temperatura se deba principalmente a que
el nucleo estaba saturando, y en menor medida a que los tiempos de conmutacion del transistor de salida
eran demasiado elevados. Por esta razon se cambiaron estos componentes mas tarde, y se pudo volver a
medir (ver seccion Eficiencia, por ejemplo) al 100 % de carga, obteniendo esta vez mejores resultados. Sin
embargo, falto tiempo para volver a medir los datos que presentamos a continuacion y que, como queda
dicho, corresponden al diseno anterior que levantaba temperatura.
Carga 10 % RL = 10
Vi Vo Iin Io
8 4,93 0,43 0,493
8,5 4,95 0,43 0,495
9 4,97 0,42 0,497
9,5 4,98 0,42 0,498
10 4,99 0,42 0,499
10,5 4,99 0,42 0,499
11 4,99 0,42 0,499
11,5 4,99 0,42 0,499
12 5 0,42 0,5
12,5 5 0,41 0,5
13 5 0,41 0,5
13,5 5 0,41 0,5
14 5 0,41 0,5
14,5 5 0,42 0,5
15 5 0,42 0,5
15,5 5 0,42 0,5
16 5 0,42 0,5
Carga 10 % RL = 10
Vi Vo Iin Io
8 4,75 0,625 2,375
8,5 4,78 0,61 2,39
9 4,83 0,585 2,415
9,5 4,88 0,56 2,44
10 4,91 0,545 2,455
10,5 4,95 0,525 2,475
11 4,97 0,515 2,485
11,5 4,99 0,505 2,495
12 4,99 0,505 2,495
12,5 4,99 0,505 2,495
13 5 0,5 2,5
13,5 5 0,5 2,5
14 5 0,5 2,5
14,5 5 0,5 2,5
15 5 0,5 2,5
15,5 5 0,5 2,5
16 5 0,5 2,5
Con las mediciones del cuadro anterior se realizo un grafico de la tension de salida en funcion de la
de entrada, para cada una de las cargas (10 % y 50 %).
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Aqu puede verse que los resultados obtenidos son bastante buenos, ya que a la tension nominal de
12 Volts de entrada, la salida se mantiene practicamente en 5 Vols, y aun en el peor caso (entrada de 8
Volts al 50 % de carga) la diferencia con respecto a la salida deseada es solo del 5 %.
3.3.2. Eficiencia
Se realizaron las siguientes mediciones:
Carga 10 % RL = 10
Vi Ii Pi Vo Io Po Eficiencia
8 0.39 3.12 4.91 0.491 2.41081 0.77
12 0.28 3.36 5 0.5 2.5 0.74
16 0.22 3.52 5.04 0.504 2.54016 0.72
Carga 50 % RL = 2
Vi Ii Pi Vo Io Po Eficiencia
8 2.18 17.44 4.93 2.465 12.1524 0.70
12 1.48 17.76 5.04 2.52 12.7008 0.71
16 1.13 18.08 5.07 2.535 12.8525 0.71
Carga 100 % RL = 1
Vi Ii Pi Vo Io Po Eficiencia
8 3.97 31.76 4.88 4.88 23.8144 0.75
12 3.7 44.4 4.99 4.99 24.9001 0.56
16 3.48 55.68 5.02 5.02 25.2004 0.45
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Con estos datos, se trazo el siguiente grafico, que muestra la eficiencia alcanzada en para cada valor
de carga, en funcion de la tension de entrada:
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3.3.3. Valores de continua y temperatura
Tambien se midieron las tensiones de continua en todos los pines del integrado TL494, que se muestran
a continuacion. Luego, se dan tambien los valores de las temperaturas medidas de la carga, el transistor
(Tr), el disipador y el diodo.
Carga al 10 %
Pines Tension [V]
1 2,5
2 2,5
3 3,5
4 0,03
5 1,449
6 3,612
7 0,002
8 11,36
9 0,001
10 0,002
11 11,37
12 12,21
13 0,002
14 4,92
15 0,407
16 0,002
Vcc 12,2
Vout 5,02
Vload 4,96
V(Rsensado) 0,05
Darlington
VB 11,42
VC 5,05
VE 12,2
carga 100C
disipador 41C
Tr 47C
diodo 40C
Carga al 50 %
Pines Tension [V]
1 2,506
2 2,504
3 3,503
4 0
5 1,449
6 3,619
7 0
8 12,24
9 0
10 0
11 12,24
12 12,31
13 0
14 4,92
15 0,406
16 0
Vcc 11,94
Vout 4,93
Vload 4,65
V(Rsensado) 0,218
Darlington
VB 12,23
VC 4,9
VE 11,87
carga 109C
disipador 60C
Tr 105C
diodo 80C
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3.3.4. Fotos del equipo
Figura 5: Equipo con nucleo torodial.
Las siguientes imagenes han sido tomadas del equipo en funcionamiento, para las condiciones de carga
al 10 % y al 50 %.
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Figura 6: Tension de salida. Carga 10 %.
Figura 7: Tension sobre Diodo. Carga 10 %.
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Figura 8: Tension sobre el transistor: VCE . Carga 10 %.
Figura 9: Tension sobre Diodo. Carga 50 %.
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 18
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Figura 10: Tension sobre el transistor: VCE . Carga 50 %.
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 19
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4. Conclusiones
4.1. Conflictos
Durante el desarrollo del trabajo nos encontramos con varias situaciones conflictivas.
De los transistores de paso
Originalmente, se decidio trbajar con un darlington PNP como transistor de paso. Es sabido que los
transistores PNP son mas lentos que los NPN pero dada la configuracion de salida del TL494, de conectar
un TBJ, este deba ser PNP.
A la hora de probar el desempeno de la fuente pudimos apreciar que los transistores levantaban una
temperatura extremadamente alta incluso con una carga baja.
Acto seguido reemplazamos este darlington por un cuasidarlington cuya 1er etapa es PNP y segunta
etapa es NPN logrando resultados mejores.
Del nucleo
Una vez reemplazado el darlington por un cuasidarlington nos dispusimos a subir la carga y lo primero
que notamos fue que los transistores volvan a calentar desmesuradamente.
Midiendo la tension en el nodo de union transistor/diodo/inductor pudimos verificar que el nucleo
estaba saturando. Llegamos a esta conclusion ya que primero la tension en este punto igualaba a la de
entrada (se cerraba el transistor) pero luego, y antes de que el transistor se abriera la tension en el punto
igualaba a la de salida lo cual solo se poda explicar con la saturacion ya que en esta condicion el inductor
se comporta como un cable.
Asimismo este comportamiento explicaba el enorme calentamiento de los transistores ya que, al dis-
minuir la tension el el punto de union hasta llegar al valor de la tension de salida, la tension VCE
aumentaba a valores significativos pero el transistor segua conduciendo logrando as que la potencia
disipada por este aumentara en una gran proporcion.
Como se menciona en otros lugares de este documento, la solucion provisoria fue conectar varios
inductores en serie de modo tal de lograr un inductor equivalente con un nucleo mas grande. Luego,
como solucion definitiva definimos comprar un inductor en forma de E el cual permitio propiciarle un
entrehierro de modo de aumentar el lmite de saturacion del nucleo.
Los resultados fueron inmediatos, la temperatura disminuyo notablemente y pudimos verificar con el
osciloscopio que el nucleo ya no saturaba.
Del cuasidarlington
Si bien ambas modificaciones comentadas ayudaron a aumentar la eficiencia en enormes proporciones,
no se logro superar una cierta velocidad de conmutacion (ver figura 7). Esto se debe a que en esta
configuracion las es difcil despolarizar la base de PNP y lleva cierta cantidad de tiempo.
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 20
-
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
Una forma de salvar este problema es colocando a la salida del TL494 un totem-pole el cual permitira
que las cargas tengan un camino por el cual moverse rapidamente logrando as una conmutacion mas
veloz.
4.2. Conclusiones generales
Finalmente, resulta preciso concluir el informe con algunas apreciaciones sobre el resultado final del
proyecto y las cosas que creemos, debemos mejorar o han quedado en el tintero.
La realizacion de este proyecto constituyo un primer acercamiento a la teora y practica del diseno
de fuentes conmutadas. Los conflictos citados previamente consumieron tiempos apreciables sin embargo,
podemos decir que han colmado nuestras inquietudes e implicaron un crecimiento significativo de nuestra
experiencia a la hora de enfrentarnos con problemas de la misma ndole.
Comparando los objetivos con el resultado final, podemos decir que hemos llegado a implementar lo
pedido con ciertas restricciones que fueron producto de la transicion de la teora a la practica. Ademas, un
porcentaje de las limitaciones del equipo final se lo atribumos al tiempo que tuvimos y a los componentes
que conseguimos en el mercado.
A pesar de los inconvenientes y vicisitudes rescatamos el valor de los conocimientos adquiridos sobre
esta rama tan interesante de la ingeniera electronica.
Buenos Aires,
24 de julio de 2009.
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 21
-
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
5. Anexos
5.1. Anexo I - Instrumentos utilizados
A continuacion se presenta una lista de los instrumentos utilizados para realizar las medidicones.
Osciloscopio Tektronix: Ancho de banda: 50 MHz
Fuente de alimentacion: Vout = 0 20 V; Ioutmax = 3 A
Multmetro digital: Modelo: Uni-T 60 A
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 22
-
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
5.2. Anexo II - Hojas de dato
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 23
-
Semiconductor Components Industries, LLC, 2008June, 2008 Rev. 9
1 Publication Order Number:MUR820/D
MUR805, MUR810, MUR815,MUR820, MUR840, MUR860,MURF860
Preferred Devices
SWITCHMODEPower Rectifiers
This series are stateoftheart devices designed for use inswitching power supplies, inverters and as free wheeling diodes.
Features Ultrafast 25 and 50 Nanosecond Recovery Time
175C Operating Junction Temperature
Epoxy Meets UL 94 V0 @ 0.125 in
Low Forward Voltage
Low Leakage Current
Reverse Voltage to 600 V
PbFree Packages are Available*
Mechanical Characteristics: Case: Epoxy, Molded
Weight: 1.9 Grams (Approximately)
Finish: All External Surfaces Corrosion Resistant and TerminalLeads are Readily Solderable
Lead Temperature for Soldering Purposes: 260C Max for 10 Seconds
*For additional information on our PbFree strategy and soldering details, pleasedownload the ON Semiconductor Soldering and Mounting TechniquesReference Manual, SOLDERRM/D.
ULTRAFAST RECTIFIERS8.0 AMPERES, 50600 VOLTS
1
3
4
Preferred devices are recommended choices for future useand best overall value.
http://onsemi.com
See detailed ordering and shipping information in the packagedimensions section on page 7 of this data sheet.
ORDERING INFORMATION
TO220ACCASE 221B
PLASTIC
3
4
1
MARKING DIAGRAMS
A = Assembly LocationY = YearWW = Work WeekU8XX = Device Code
xx = 05, 10, 15, 20, 40, or 60G = PbFree PackageKA = Diode Polarity
AY WWGU8xxKA
TO220 FULLPAKCASE 221E
STYLE 1
3
4
1
AYWWGMURF860
KA
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 24
-
MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860
http://onsemi.com2
MAXIMUM RATINGS
Rating Symbol
MUR
Unit805 810 815 820 840 860
Peak Repetitive Reverse VoltageWorking Peak Reverse VoltageDC Blocking Voltage
VRRMVRWM
VR
50 100 150 200 400 600 V
Average Rectified Forward CurrentTotal Device, (Rated VR), TC = 150C
IF(AV) 8.0 A
Peak Repetitive Forward Current(Rated VR, Square Wave, 20 kHz), TC = 150C
IFM 16 A
Nonrepetitive Peak Surge Current(Surge applied at rated load conditions halfwave, single phase, 60 Hz)
IFSM 100 A
Operating Junction Temperature and Storage Temperature Range TJ, Tstg 65 to +175 C
Stresses exceeding Maximum Ratings may damage the device. Maximum Ratings are stress ratings only. Functional operation above theRecommended Operating Conditions is not implied. Extended exposure to stresses above the Recommended Operating Conditions may affectdevice reliability.
THERMAL CHARACTERISTICS
Rating Symbol
MUR
Unit805 810 815 820 840 860
Maximum Thermal Resistance, JunctiontoCase RJC 3.0 2.0 C/W
Thermal Resistance, JunctiontoCase MURF860 RJC 4.75 C/W
Thermal Resistance, JunctiontoAmbient RJA 73 C/W
Thermal Resistance, JunctiontoAmbiente MURF860 RJA 75 C/W
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
Rating Symbol
MUR
Unit805 810 815 820 840 860
Maximum Instantaneous Forward Voltage (Note 1)(iF = 8.0 A, TC = 150C)(iF = 8.0 A, TC = 25C)
vF0.8950.975
1.001.30
1.201.50
V
Maximum Instantaneous Reverse Current (Note 1)(Rated DC Voltage, TJ = 150C)(Rated DC Voltage, TJ = 25C)
iR2505.0
50010
A
Maximum Reverse Recovery Time(IF = 1.0 A, di/dt = 50 A/s)(IF = 0.5 A, iR = 1.0 A, IREC = 0.25 A)
trr3525
6050
ns
1. Pulse Test: Pulse Width = 300 s, Duty Cycle 2.0%.
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 25
-
MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860
http://onsemi.com3
MUR805, MUR810, MUR815, MUR820
Figure 1. Typical Forward Voltage
vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)
0.2 0.50.3 0.7
30
0.1
0.3
0.2
2.0
1.0
100
20
7.0
3.0
0.5
5.0
50
, IN
STAN
TAN
EOU
S FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)F
1.2
VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)
0 6040 100 120
1000
0.1
0.01
10
100 TJ = 175C
I R
20 80 200
Figure 2. Typical Reverse Current*
TA, AMBIENT TEMPERATURE (C)
0
12
2.0
6.0
4.0
14
I F(A
V)
020 40 60 80 200
TC, CASE TEMPERATURE (C)
140 1500
2.0
1.0
3.0
5.0
4.0
I
180
Figure 3. Current Derating, Case
Figure 4. Current Derating, Ambient
0
1.0
6.0
10
01.0 2.0
IF(AV), AVERAGE FORWARD CURRENT (AMPS)
Figure 5. Power Dissipation
0.4
0.7
10
70
0.9 1.1
100CTJ = 175C 25C
160 180140
1.0
, REV
ERSE
CU
RR
ENT
( A
)
100C
25C
170160
* The curves shown are typical for the highest voltage device in thegrouping. Typical reverse current for lower voltage selections can beestimated from these same curves if VR is sufficiently below rated VR.
P
, AVE
RAG
E FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)
TJ = 175C
i
, AVE
RAG
E FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)F(
AV)
3.0 4.0 10
5.0
2.0
RATED VR APPLIED
dc
SQUARE WAVE
SQUARE WAVE
0.6 0.8 1.0
100 120 140 160 180
8.0
10dc
, AVE
RAG
E PO
WER
DIS
SIPA
TIO
N (W
ATTS
)F(
AV)
5.0 6.0 7.0 8.0 9.0
3.0
4.0
9.0
8.0
7.0
7.0
6.0
8.0
10
9.0
SQUARE WAVE
dc
SQUARE WAVE
dc
RJA = 16C/WRJA = 60C/W(NO HEAT SINK)
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 26
-
MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860
http://onsemi.com4
MUR840
Figure 6. Typical Forward Voltage
vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)
0.6 1.0
30
0.1
0.3
0.2
2.0
1.0
100
20
7.0
3.0
0.5
5.0
50
, IN
STAN
TAN
EOU
S FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)F
VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)
0 150100 250 300
1000
0.1
0.01
10
100TJ = 175C
I R
50 200 500
Figure 7. Typical Reverse Current*
TA, AMBIENT TEMPERATURE (C)
0
12
2.0
6.0
4.0
14
I F(A
V)
020 40 60 80 200
TC, CASE TEMPERATURE (C)
140 1500
2.0
1.0
3.0
5.0
4.0
I
180
Figure 8. Current Derating, Case
Figure 9. Current Derating, Ambient
0
1.0
6.0
10
01.0 2.0
IF(AV), AVERAGE FORWARD CURRENT (AMPS)
Figure 10. Power Dissipation
0.4
0.7
10
70
1.4
100C
TJ = 175C 25C
400 450350
1.0
, REV
ERSE
CU
RR
ENT
( A
)
100C
25C
170160
* The curves shown are typical for the highest voltage device in thegrouping. Typical reverse current for lower voltage selections can beestimated from these same curves if VR is sufficiently below rated VR.
P
, AVE
RAG
E FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)
TJ = 175C
i
, AVE
RAG
E FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)F(
AV)
3.0 4.0 10
5.0
2.0
RATED VR APPLIED
dc
SQUARE WAVE
SQUARE WAVE
0.8 1.2 1.6
100 120 140 160 180
8.0
10 dc
, AVE
RAG
E PO
WER
DIS
SIPA
TIO
N (W
ATTS
)F(
AV)
5.0 6.0 7.0 8.0 9.0
3.0
4.0
9.0
8.0
7.0
7.0
6.0
8.0
10
9.0
SQUARE WAVE
dc
SQUARE WAVE
dc
RJA = 16C/WRJA = 60C/W(NO HEAT SINK)
150C
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 27
-
MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860
http://onsemi.com5
MUR860, MURF860
Figure 11. Typical Forward Voltage
vF, INSTANTANEOUS VOLTAGE (VOLTS)
0.6 1.0
30
0.1
0.3
0.2
2.0
1.0
100
20
7.0
3.0
0.5
5.0
50
, IN
STAN
TAN
EOU
S FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)F
VR, REVERSE VOLTAGE (VOLTS)
600100 300
1000
0.1
0.01
10
100TJ = 150C
I R
200 500
Figure 12. Typical Reverse Current*
TA, AMBIENT TEMPERATURE (C)
0
7.0
2.0
6.0
4.0
9.0
I F(A
V)
020 40 60 80 200
TC, CASE TEMPERATURE (C)
140 1500
2.0
1.0
3.0
5.0
4.0
I
180
Figure 13. Current Derating, Case
Figure 14. Current Derating, Ambient
0
1.0
6.0
10
01.0 2.0
IF(AV), AVERAGE FORWARD CURRENT (AMPS)
Figure 15. Power Dissipation
0.4
0.7
10
70
1.4
100C
TJ = 150C
25C
400
1.0
, REV
ERSE
CU
RR
ENT
( A
)
100C
25C
170160
* The curves shown are typical for the highest voltage device in thegrouping. Typical reverse current for lower voltage selections can beestimated from these same curves if VR is sufficiently below rated VR.
P
, AVE
RAG
E FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)
TJ = 175C
i
, AVE
RAG
E FO
RWAR
D C
UR
REN
T (A
MPS
)F(
AV)
3.0 4.0 10
5.0
2.0
RATED VR APPLIED
dc
SQUARE WAVE
SQUARE WAVE
0.8 1.2 1.6
100 120 140 160 180
8.0
10
dc
, AVE
RAG
E PO
WER
DIS
SIPA
TIO
N (W
ATTS
)F(
AV)
5.0 6.0 7.0 8.0 9.0
3.04.0
9.08.07.0
7.0
6.0
8.0
10
9.0
SQUAREWAVE
dc
SQUARE WAVE
dc
RJA = 16C/WRJA = 60C/W(NO HEAT SINK)
1.8
11121314
3.0
5.0
1.0
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 28
-
MUR805, MUR810, MUR815, MUR820, MUR840, MUR860, MURF860
http://onsemi.com6
0.01
0.02
0.05
0.1
0.2
0.5
1.0
0.01 0.02 0.05 0.1 0.2 0.5 1.0 2.0 5.0 10 20 50 100 200 500 1000
t, TIME (ms)Figure 16. Thermal Response
D = 0.5
0.05
SINGLE PULSE
P(pk)
t1t2
DUTY CYCLE, D = t1/t2
ZJC(t) = r(t) RJCRJC = 1.5C/W MAX
D CURVES APPLY FOR POWERPULSE TRAIN SHOWNREAD TIME AT T1
TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t)
r(t),
TRAN
SIEN
T TH
ERM
AL R
ESIS
TAN
CE
(NO
RM
ALIZ
ED)
0.1
0.01
Figure 17. Thermal Response, (MURF860) JunctiontoCase (RJC)
t, TIME (s)0.1
10
0.0011.0 10 100 1000
0.1
0.000001
ZJC(t) = r(t) RJCRJC = 1.6C/W MAXD CURVES APPLY FOR POWERPULSE TRAIN SHOWNREAD TIME AT t1TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t)
P(pk)
t1t2
DUTY CYCLE, D = t1/t2
D = 0.5
0.10.05
0.01
SINGLE PULSE
0.2
0.02
1.0
0.01
0.010.0010.00010.00001
r(t),
TRAN
SIEN
T TH
ERM
AL R
ESPO
NSE
(NO
RM
ALIZ
ED) (
C
/W)
Figure 18. Thermal Response, (MURF860) JunctiontoAmbient (RJA)
t, TIME (s)0.1
100
0.0011.0 10 100 1000
0.1
0.000001
ZJC(t) = r(t) RJCRJC = 1.6C/W MAXD CURVES APPLY FOR POWERPULSE TRAIN SHOWNREAD TIME AT t1TJ(pk) - TC = P(pk) ZJC(t)
P(pk)
t1t2
DUTY CYCLE, D = t1/t2
D = 0.5
0.10.05
0.01
SINGLE PULSE
0.2
0.021.0
0.01
0.010.0010.00010.00001
r(t)
, TR
AN
SIE
NT
TH
ER
MA
L R
ES
PO
NS
E(N
OR
MA
LIZ
ED
) (
C/W
) 10
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 29
-
2001 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. A1, February 2001
MJ
E2
95
5T
PNP Silicon Transistor
Absolute Maximum Ratings TC=25C unless otherwise noted
Electrical Characteristics TC=25C unless otherwise noted
* Pulse test: PW300s, duty cycle2% Pulse
Symbol Parameter Value Units
VCBO Collector-Base Voltage - 70 V
VCEO Collector-Emitter Voltage - 60 V
VEBO Emitter-Base Voltage - 5 V
IC Collector Current - 10 A
IB Base Current - 6 A
PC Collector Dissipation (TC=25C) 75 W
PC Collector Dissipation (Ta=25C) 0.6 W
TJ Junction Temperature 150 C
TSTG Storage Temperature - 55 ~ 150 C
Symbol Parameter Test Condition Min. Max. Units
BVCEO Collector- Emitter Breakdown Voltage IC= - 200mA, IB = 0 -60 V
ICEO Collector Cut-off Current VCE = - 30V, IB = 0 -700 A ICEX1 Collector Cut-off Current VCE = - 70V, VBE(off) = 1.5V -1 mA
ICEX2 Collector Cut-off Current VCE = - 70V, VBE(off) = 1.5V @ TC = 150C
-5
mA
IEBO Emitter Cut-off Current VEB = - 5V, IC = 0 -5 mA
hFE * DC Current Gain
VCE = - 4V, IC = - 4A VCE = - 4V, IC = - 10A
20 5
100
VCE(sat) * Collector-Emitter Saturation Voltage IC = - 4A, IB = - 0.4A IC = - 10A, IB = - 3.3A
-1.1 -8
VV
VBE (on) * Base-Emitter ON Voltage VCE = - 4V, IC = - 4A -1.8 V
fT Current Gain Bandwidth Product VCE = - 10V, IC = - 500mA 2 MHz
MJE2955T
General Purpose and Switching Applications DC Current Gain Specified to IC = 10 A High Current Gain Bandwidth Product : fT = 2MHz (Min.)
1.Base 2.Collector 3.Emitter
1 TO-220
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 30
-
2001 Fairchild Semiconductor Corporation
MJ
E2
95
5T
Rev. A1, February 2001
Typical Characteristic
Figure 1. DC current Gain Figure 2. Base-Emitter Saturation Voltage Collector-Emitter Saturation Voltage
Figure 3. Safe Operating Area Figure 4. Power Derating
-0.01 -0.1 -1 -101
10
100
1000
VCE = -2V
hF
E,
DC
CU
RR
EN
T G
AIN
IC[A], COLLECTOR CURRENT
-0.1 -1 -10 -100-0.01
-0.1
-1
-10
IC = 10IB
VCE(sat)
VBE(sat)
VB
E(s
at)
, V
CE(s
at)
[V],
SA
TU
RA
TIO
N V
OL
TA
GE
IC[A], COLLECTOR CURRENT
-1 -10 -100-0.1
-1
-10
-100
100s5ms1ms
DC
I C[A
], C
OL
LE
CT
OR
CU
RR
EN
T
VCE
[V], COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE
0 25 50 75 100 125 150 1750
15
30
45
60
75
90
105
PC[W
], P
OW
ER
DIS
SIP
AT
ION
TC[oC], CASE TEMPERATURE
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 31
-
MJE13009 HIGH VOLTAGE FAST-SWITCHING
NPN POWER TRANSISTOR
n STMicroelectronics PREFERREDSALESTYPE
n HIGH VOLTAGE CAPABILITYn MINIMUM LOT-TO-LOT SPREAD FOR
RELIABLE OPERATIONn LOW BASE-DRIVE REQUIREMENTSn VERY HIGH SWITCHING SPEEDn FULLY CHARACTERIZED AT 125oC
APPLICATIONS n ELECTRONIC TRANSFORMER FOR
HALOGEN LAMPSn SWITCH MODE POWER SUPPLIES
DESCRIPTION The MJE13009 is a high voltage MultiepitaxialMesa NPN transistor mounted in Jedec TO-220plastic package. It uses a Hollow Emitterstructure to enhance switching speeds.
INTERNAL SCHEMATIC DIAGRAM
November 2002
12
3
TO-220
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Symbol Parameter Value UnitVCEO Collector-Emitter Voltage (IB = 0) 400 VVCEV Collector-Emitter Voltage (VBE = -1.5 V) 700 VVEBO Emitter-Base Voltage (IC = 0) 9 V
IC Collector Current 12 AICM Collector Peak Current (tp 10 ms) 25 AIB Base Current 6 A
IBM Base Peak Current (tp 10 ms) 12 AIE Emitter Current 18 A
IEM Emitter Peak Current 36 APtot Total Power Dissipation at Tc 25 oC 110 WTstg Storage Temperature -65 to 150 oCTj Max. Operating Junction Temperature 150 oC
1/6
66.10 - Circuitos electronicos II Informe: Fuente Conmutada
1.er cuatrimestre 2009 Figueroa - Manikis - Tempone 32
-
THERMAL DATA
Rthj-case Thermal Resistance Junction-case Max 1.14 oC/W
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Tcase = 25 oC unless otherwise specified)Symbol Parameter Test Conditions Min. Typ. Max. Unit
ICEV Collector Cut-offCurrent (VEB = -1.5 V)
VCE = 700 VVCE = 700 V Tcase = 100oC
15
mAmA
IEBO Emitter Cut-offCurrent (IC = 0)
VEB = 9 V 1 mA
VCEO(sus) Collector-EmitterSustaining Voltage(IB = 0)
IC = 10 mA 400 V
VCE(sat) Collector-EmitterSaturation Voltage
IC = 5 A IB = 1 A IC = 8 A IB = 1.6 A IC = 12 A IB = 3 A IC = 8 A IB = 1.6 A Tcase = 100oC
11.53
2
VVV
VVBE(sat) Base-Emitter
Saturation VoltageIC = 5 A IB = 1 AIC = 8 A IB = 1.6 AIC = 8 A IB = 1.6 ATcase = 100oC
1.21.6
1.5
VV
VhFE DC Current Gain IC = 5 A VCE = 5 V
IC = 8 A VCE = 5 V86
4030
fT Transition Frequency IC = 500 mA VCE = 10 V 4 MHzCOB Output Capacitance
(IE = 0)VCB = 10 V f = 0.1 MHz 180 pF
tontstf
RESISTIVE LOADTurn-on TimeStorage TimeFall Time
VCC = 125 V IC = 8AIB1 = -IB2 = 1.6 A tp = 25 sDuty Cycle 1 (see figure 2)
1.13
0.7
sss
Pulsed: Pulse duration = 300s, duty cycle 2 %
Safe Operating Areas Derating Curve
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2/6
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-
DC Current Gain
Collector Emitter Saturation Voltage
Inductive Load Fall Time
DC Current Gain
Base Emitter Saturation Voltage
Inductive Load Storage Time
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Referencias
[1] Patrick Griffith. Designing Switching Voltage Regulators With the TL494 Texas Instrument,
Application Report SLVA001D - December 2003 - Revised February 2005.
[2] Everett Rogers. Understanding Buck Power Stages in Switchmode Power Supplies Texas
Instrument, Application Report SLVA057. Marzo 1999.
[3] Mart Brown, Motorola. Practical Switching Power Supply Design. ISBN 0-12-137030-5.
[4] L. Wuidart. Topologies for Switched mode Power Supplies. STMicroelectronics AN513/0393. 1999.
[5] SWITCHMODE Power Supplies - Reference Manual and Design Guide. ON Semiconductor
SMPSRM/D. Rev. 3B, July-2002
[6] www.disipadores.com
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