SPC-20-098

1／6

モード切替を用いた広範囲電圧利得をもつ

マルチポート LLC コンバータ

木下 勇輝＊ 芳賀 仁（長岡技術科学大学）

Multi-Port LLC Converter with Wide Range Voltage Gain

Using Mode Transition

Yuki Kinoshita＊, Hitoshi Haga (Nagaoka university of technology)

This paper proposes an LLC converter with five switches and two transformers on the primary side. The proposed circuit is

controlled by 5 operation modes, variable frequency control, and phase shift. Five different operating modes and variable frequency

control extend the voltage gain range of the converter. Further, fixed frequency, phase shift control is used to improve the efficiency

of the converter. In this paper, transition operation between two modulation methods is also examined. The validity and

effectiveness of the proposed control method is verified by experimental dynamic and static performance. The proposed circuit is

compared with the conventional circuit and the proposed circuit shows higher efficiency than the conventional circuit in the CC2

area of the battery.

キーワード：LLC コンバータ，広範囲電圧利得，単入力 2 出力，モード切替

Keywords：LLC Converter, Wide Range Voltage Gain, Single Input Dual Output, Mode Transition

1. はじめに

近年，環境問題や地球温暖化に対する懸念から交通輸送

分野において EV(Electric Vehicle)や PHEV(Plug-in Hybrid

Electric Vehicle)などの電気推進機の普及が進んでいる。一般

的な PHEV には推進力を供する高電圧(HV)の主機用バッテ

リと補機向けの低電圧(LV)バッテリが搭載されている(1)。ま

た，今日の HV バッテリのほとんどはリチウムイオンバッ

テリパックが用いられている。図 1 にリチウムイオン電池

の電圧/電流特性を示す(2)。リチウムイオンバッテリの充電

特性は一定電流で充電を行う CC モードと一定電圧で充電

を行う CV モードの 2 つに分類される。ここで CC1 はバッ

テリの公称電圧 Vn 以下で動作する領域であり，枯渇した

SOC(State of Charge)からの復帰を目的とする。したがって，

リチウムイオンバッテリは，公称電圧以下の電圧からバッ

テリの最大電圧まで広く変化する。このため，バッテリの充

電を行うオンボード充電器は，バッテリの SOC に伴い広い

出力範囲での動作が求められている。

広範囲の出力電圧利得を実現する手法として，動作モー

ド切替，2 つの共振タンクを用いた LLC 変換器の検討が行

われている(3)(4)。LLC 変換器の出力は，一般にスイッチング

周波数の変調によって制御が行われるが，その出力範囲は

負荷の大きさや 2 次側ダイオードの ZCS 範囲によって制限

される(5)。動作モード切替を用いた LLC 変換器は，1 次側ブ

リッジ構造の切替によって，異なる複数の利得特性を得る。

これらの複数の利得特性を遷移することで，狭いスイッチ

ング周波数範囲で広い電圧利得範囲の実現が可能である。

また，オンボード充電器には，HV バッテリの充電に加え

て LV バッテリの充電機能が求められる。通常，LV バッテ

リは HV バッテリを介し充電が行われる多段構成である(6)。

このため，変換段数の増加に伴う効率の悪化や体積増加が

問題として挙げられる。3 つのブリッジと 1 つのトランスを

用いた Triple-Active-Bridge 変換器などの単入力 2 出力変換

器は，変換段数の削減や高電力密度化の利点を有する(7)(8)。

一方で，複雑なデカップリング制御や ZVS 範囲の問題があ

る。

そこで本稿では，2 つの共振タンクと 5 つのスイッチで構

成する 1 次側ブリッジを有する単入力 2 出力の LLC 変換器

を提案する。1 次側ブリッジは，スイッチの ON/OFF によっ

て 5 つの異なる動作モードを有し，広い電圧利得を実現す

る。2 つの負荷側ブリッジは 2 つのアクティブスイッチと 2

つのダイオードで構成するセミアクティブブリッジとす

る。各出力はスイッチング周波数と 1 次側-負荷間の位相シ

フトによって制御する。また，提案回路の制御には共振周波

数と等しい周波数で動作する固定周波数制御と可変周波数

制御を用い，これら 2 つの変調方式をバッテリの動作状態

2／6

に応じて切り替えることで，広い電圧利得範囲に対し高い

変換効率を実現する。提案回路の有用性は 2 つの単一の変

換器を用いた従来回路との比較を行うことで確認する。

図 1 典型的なリチウムイオンの充電特性

Fig.1 Typical Li-ion charging characteristics

2. 提案システムの構成

〈2･1〉 提案する 5 スイッチブリッジ 図 2 に提案する

マルチポート LLC コンバータを示す。提案する変換器の 1

次側は 5 つのスイッチで構成されるブリッジである。負荷

側はそれぞれ，2 つのアクティブスイッチと 2 つのダイオー

ドで構成されるセミアクティブブリッジである。1 次側回路

図 2 提案する 5 スイッチブリッジ LLC 変換器

Fig.2 Proposed 5-switch bridge LLC converter

(a) mode1 (b) mode2 (c) mode3

(d) mode4 (e) mode5

図 3 提案する 5 つの動作モードの 1 次側ブリッジ

Fig.3 Proposed primary bridge with 5 modes of operation

は，各スイッチの ON/OFF 状態によって，5 つの動作モード

を有し，各動作モードの切替を行うことで，広い電圧利得を

実現する。図 3 に提案する各動作モードの 1 次側スイッチ

構造を示す。mode1 は，1 次側スイッチの ON/OFF 状態によ

って，2 つのトランスが直列に接続される。この動作モード

では，1 次側ブリッジはハーフブリッジで動作する。mode2

は 2 つのトランスが並列に接続され，1 次側ブリッジはハー

フブリッジで動作する。したがって，mode2 は mode1 と異

なる利得特性を有する。mode3 および mode4 は 2 つのトラ

ンスの 1 次側がそれぞれフルブリッジ，ハーフブリッジで

動作する。mode5 は，2 つのトランスが並列に接続され，1

次側ブリッジはフルブリッジで動作する。mode3 および

mode4 は，mode2，mode5 の組み合わせで動作する。これら

5 つの動作モードを負荷の利得特性に応じて切替えを行う

ことで，変換器は広い出力電圧利得範囲を実現する。

〈2･2〉 各動作モードの利得特性 図 4 に各動作モー

ドにおける利得特性を示す。各出力電圧利得は，それぞれト

ランスの巻き数比 n1，n2，出力電圧 Vo1，Vo2，入力電圧 VDC

を用いて (1)，(2) 式で正規化を行っている。

DC

oo

V

VnG 11

1

(1)

DC

oo

V

VnG 22

2

(2)

図 4 より，mode1 の利得特性は，1 次側のトランスが直列に

接続されるため他の動作モードと比較して小さい。mode2

は，1 次側ブリッジがハーフブリッジで動作するため，スイ

ッチング周波数 fs と共振周波数 fr が等しい場合，それぞれ

の出力電圧は(3) 式となる。

(a) mode1 and mode2, mode5

(b) mode4

図 4 各動作モードの利得特性

Fig.4 Gain characteristics of each operation mode

0.0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1.0

Curr

ent

rate

Bat

tery

Volt

age

Vo

Voltage

Current

Vo=420V

Vo=250V

CC1 CC2 CV

Time

φ2

Sp1 Sp2

Sp3

Sp4Sp5

Vin

Cr1

Cr2

Lr1

Lr2

Lm1

Lm2

Tr1

Tr2

Ss1 Ss2

St1 St2

RL1

RL2

iLr1

iLr2

is1

is2

D3 D4

φ1

n1:1

n2:1

a

b

c

D1 D2Vo1

Vo2

Sp1

Sp3

Sp4

Cr1Lr1

Cr2Lr2

Sp2

Sp5

Cr1 Lr1

Cr2 Lr2

Cr1 Lr1

Cr2 Lr2

Sp2

Sp5

Sp3

Sp1

Cr1 Lr1

Cr2 Lr2

Sp1

Sp4

Sp2

Sp5

Cr1 Lr1

Cr2 Lr2

Sp4

Sp2

Sp5

Sp3

0.0

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

3.5

60 65 70 75 80 85 90 95 100

mode1

Go1 Go2

mode2 mode5

Ou

tpu

t V

olt

age

Gai

n

Switching Frequency fs [kHz]

0.0

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

3.5

60 65 70 75 80 85 90 95 100

Ou

tpu

t V

olt

age

Gai

n

Switching Frequency fs [kHz]

Go1 Go2

mode4 Gain Curve

3／6

11

2n

VV DC

o 2

22n

VV DC

o (3)

ここで frは漏れインダクタ Lr1，Lr2，共振用コンデンサ Cr1，

Cr2の共振周波数であり，(4)式で表される。

2211 2

1

2

1

rrrr

rCLCL

f

(4)

mode5 は 1 次側ブリッジがフルブリッジで動作するため，

それぞれの出力電圧は(5) 式となる。

11

n

VV DC

o 2

2n

VV DC

o (5)

一方で，mode3，mode4 において 1 次側ブリッジは，フルブ

リッジとハーフブリッジの組み合わせで動作する。図 4(b)に

示すように，mode4 では Go1がハーフブリッジ，Go2がフル

ブリッジで動作する。また，mode3 では Go1 がフルブリッ

ジ，Go2 がハーフブリッジで動作する。2 つの負荷の利得特

性が大きく異なる場合，これらの動作モードを用い出力の

制御を行う。

3. 提案する変換器の出力制御法

本提案回路では 2 つの負荷に対して動作モード，可変周

波数制御(PFM)，1 次側ブリッジ-負荷側ブリッジ間の位相シ

フト制御(PS)を用いる。PFM 制御は，各負荷の大きさ関係か

ら，どちらか一方の負荷の制御に用いられる。PS 制御は，

PFM 制御によって制御されないもう一方の負荷の制御を行

う。動作モードは，各負荷の目標値に応じて使用する動作モ

ードの選択を行う。

〈3･1〉 PFM+PS 制御

図 5に本提案回路の PFM+PS制御のアルゴリズムを示す。

2 つの負荷の利得 Go1，Go2の関係が Go1<Go2の場合，PFM 制

御は Go1の制御に用いられる。一方で，Go2は PFM によって

制御されないため，目標値に対して偏差が生じる。PS 制御

は，この偏差に対して制御を行う。PS 制御は，1 次側スイッ

チの立ち上がりと負荷側ブリッジのアクティブスイッチの

立ち上がりに位相差を設ける。位相差がある場合，トランス

の 2 次巻き線は，2 次側アクティブスイッチによって短絡さ

れる。短絡期間中，漏れインダクタに流れる電流が急激に変

化し，漏れインダクタの充電を行う。短絡期間後，漏れイン

ダクタのエネルギを放出するため回路は昇圧動作を得る(9)。

図 5 提案回路の制御アルゴリズム

Fig.5 Control algorithm of the proposed circuit

〈3･2〉 提案する変調方式と切り替え手法

本稿で提案する出力制御法は，PFM+PS に加えてスイッチ

ング周波数を常に回路の共振周波数と等しくする固定周波

数(CF)+PS を用いる。CF+PS の場合，2 つの負荷は動作モー

ドと 2 つの位相シフト角 φ1，φ2 によって制御される。図 6

に PFM+PS，CF+PS 制御におけるシミュレーション波形を

示す。PFM 制御では，1 次側実効電流が大きくなる一方で，

2 次側の位相シフト角が小さくなるため，2 次側のピーク電

流，実効電流が小さくなる。一方で，CF+PS 制御では，スイ

ッチング周波数が共振周波数と常に等しく動作するため，1

次側回路の実効電流を低減可能である。これらの動作モー

ドを負荷の利得に応じて切替えることで，回路の効率を改

善することができる。

PFM 制御から CF 制御間のシームレスな切替えを行うた

めに，遷移後の位相シフト角の推定を用いる。fs=frの場合，

位相シフト角と利得の関係は(6)式で表される(10)。

cos1

2cos2 2

Q

QQG (6)

PFM 制御の場合，片側負荷が周波数，一方の負荷が周波数

と位相シフトによって制御される。したがって，φ1，φ2のう

ち一方が 0 である。PFM 制御から CF 制御へ遷移する場合，

遷移前の利得と遷移後の利得が一致するように，位相シフ

ト角 φ1，φ2を(6)式にて補償する。

CF 制御から PFM 制御の切り替えはスイッチング周波数

を共振周波数からΔfs毎に徐々に遷移させるソフトスタート

方式を用いる。スイッチング周波数の低下に対して，2 つの

位相シフト角 φ1，φ2も減少する。2 つの位相シフト角 φ1，φ2

のうち一方が 0 になるまでスイッチング周波数を低下させ

る。

図 7 に制御ブロック図を示す。スイッチング周波数は，各

負荷の出力電圧/電流の PI 制御器出力 v1，v2の大小関係から

(a) PFM+PS Control fs=78kHz φ1=28 φ2=0

(b) CF+PS Control fs=100kHz φ1=52 φ2=42

図 6 異なる 2 つの変調方式における定常波形

Fig.6 Steady waveforms for two different modulation schemes

0.0

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

3.5

4.0

0.60 0.65 0.70 0.75 0.80 0.85 0.90 0.95 1.00

Ou

tpu

t V

olt

age

Gai

n G

o

PS Control

fs

Go1

Go2

Normalized Frequency fs / fr

PFM Control

Primary side resonance current iLr1[A]

Primary side resonance current iLr2[A]

Secondary side current is1[A]

Secondary side current is2[A]

Primary side resonance current iLr1[A]

Primary side resonance current iLr2[A]

Secondary side current is1[A]

Secondary side current is2[A]

4／6

決定する。スイッチング周波数は，2 つの PI 制御器から小

さい値を周波数の変調に用いる。位相シフト制御は，PI 制

御器の出力の差 v1- v2，v2- v1を用いて変調する。PFM 制御か

ら CF 制御へ遷移する場合，各利得 Go1，Go2，(6)式から位相

シフト角を補償する。変調方式及び動作モードは，2 つの負

荷の利得関係から決定を行う。

4. 実験結果

表 1 に提案回路の実験パラメータを示す。負荷 RL1は図 1

に示すリチウムイオンバッテリを模擬した負荷である。負

荷 RL2は 24V～48Vまで変動する低電圧レベルのバッテリを

模擬した負荷である。リチウムイオンバッテリの CC1 では，

Io1=1.0A の電流レートで充電を行い，CC2 では Io1=2.38A の

電流レートで充電を行う。また，低電圧側負荷の電流は

Io2=4.0A とする。

表 1 提案回路の実験パラメータ

Table 1. Experimental parameters of the proposed circuit

〈4･1〉 定常波形 図 8 に提案回路の定常波形を示す。

図 8(a)は mode1 における定常波形を示している。mode1 で

は，1 次側のトランスが直列に接続されるため，トランスに

印加される電圧が非平衡となる。1 次側に流れる電流は，共

振電流となる。図 8(b)は mode3 における PWM+PS 制御に定

常波形を示している。図 8(c)は CF+PS 制御における定常波

形を示している。mode3 は，トランスの印加電圧 vabはフル

ブリッジ，vcbはハーフブリッジで動作する。CF 動作では，

φ1に位相シフト角が生じるため，トランスの 2 次側電流 is1

(a) mode1 fs=100kHz，φ1=0，φ2=0

(b) mode3 fs=85kHz，φ1=0，φ2=31

(c) mode3 fs=100kHz，φ1=32，φ2=43

図 8 各動作モードの定常波形

Fig.8 Steady-state waveform in each operation mode

のピークが大きくなる。一方で共振電流の実効値は小さく

なる。

〈4･2〉 利得特性 図 9 に提案回路の利得特性を示

す。図 9(a)は mode1，mode2 の利得特性を示している。

mode1 はハーフブリッジで動作する mode2 に対して低い利

得を実現している。動作モード 2 における fs=frの出力電圧

は(3)式であり電圧利得 Go1=Go2=0.5 である。図 9(b)は位相

symbol Quantity Parameter

Vdc Input Voltage 360V

Vo1 Output Voltage 100V to 420V

Vo2 Output Voltage 24V to 48V

f s Switching Frequency 70kHz to 100kHz

f r Resonant Frequency 100kHz

Lr1/Lr2 Leakage Inductor 130μH

Cr1/Cr2 Resonant Capacitor 20.3nF

Lm1 Magnetizing Inductor 300μH

Lm2 Magnetizing Inductor 260μH

n1 Turn Ratio 1.45

n2 Turn Ratio 7.5

Resonant Current iLr1 5.0A/div

Resonant Current iLr2 5.0A/div

Secondary HV Side Current is1 2.0A/div

Secondary LV Side Current is2 10.0A/div

Transfer Input Voltage 200V/divvcb

vab

5.0μs/div

Resonant Current iLr1 5.0A/div

Resonant Current iLr2 5.0A/div

Secondary HV Side Current is1 5.0A/div

Secondary LV Side Current is2 20.0A/div

Transfer Input Voltage 500V/div

5.0μs/div

vcbvab

Resonant Current iLr1 5.0A/div

Resonant Current iLr2 5.0A/div

Secondary HV Side Current is1 5.0A/div

Secondary LV Side Current is2 20.0A/div

Transfer Input Voltage 500V/divvcbvab

5.0μs/div

図 7 制御ブロック図

Fig.7 Control block diagram

Vo1_ref

Vo1

PI

M

I

N

Io1_ref

K1

f

MU

X0

1

+-

Vo2

PIVo2_ref

+-

fr

Io2_ref

+-

Io1

PI

+-

Io1

PI

v1

v2

v1+-

Eq.(6)

φ1

PF

M+

PS

/CF

+P

S M

od

uleFlag_M=0 CF+PS

Flag_M=1 PFM+PS

v2

K2

++

Go1

φ

fs

v2

+-

Eq.(6)

φ2

v1

K3

++

Go2

φmode

Go1

Go2Sector

Flag_M

5／6

シフト角に対する利得特性を示している。スイッチング周

波数 fsは常に一定で動作して φ2=0 である。φ1の増加に対

して出力電圧利得 Go1は増加するが Go2は一定である。図

9(a)に示す可変周波数制御に加えて位相シフト制御を用い

ることで広い電圧利得を実現する。

〈4･3〉 切り替え波形 図 10 に PFM+PS 制御から

CF+PS 制御への切り替え波形を示す。スイッチング周波数

は DAC を用いて出力を行っている。PFM+PS 制御から

CF+PS 制御への切り替え時において，スイッチング周波数

は 100kHz に遷移する。遷移前の φ1，φ2はそれぞれ 0°，

29°であり遷移後は 24°，45°である。この時の，位相シ

フト角は(6)式によって補償され，遷移前後で出力電圧に大

きさ偏差がなく遷移を達成していることが確認できる。図

11 に CF+PS 制御から PFM+PS 制御への切り替え波形を示

す。遷移前の駆動周波数は 100kHz であり，出力電圧に大

きさ偏差が生じないようにスイッチング周波数を徐々に減

少させる。スイッチング周波数の変化に対して，出力電圧

が一定となるように位相シフト角も減少する。遷移期間

中，出力電圧に大きな偏差が生じない。一方でスイッチン

グ周波を徐々に減少させるため，PFM+PS 制御から CF+PS

制御への切り替えと比較して，長い制定時間を必要とする

問題がある。

〈4･3〉 従来回路との比較検討 図 12 に従来回路と

する単一のフルブリッジ変換器を用いた単入力 2 出力

(SIDO)変換器を示す。図 12 の回路において，Tr1を構成す

る共振タンクの励磁インダクタ Lm1_FB=260μH，巻き数比

N1=1.8 とする。これは，変換器の最高スイッチング周波数

100kHz 時において，最低電圧 Vo1=100V を出力するためで

ある。表 1 及び(5)式より，提案回路の mode5 における fs=fr

での出力電圧 Vo1は 250V である。バッテリの最大電圧は

420V であるため，必要電圧利得は 1.68 である。mode2 に

おける fs=frでの出力電圧 Vo1は 125V である。モード間の

遷移を実現するための必要電圧利得は 2.0 である。一方

で，従来回路は，ハーフブリッジ時に最低電圧 Vo1=100V

を出力するため N1=1.8 である。また，フルブリッジ時に

fs=frで得られる出力電圧は Vo1=200V である。従来回路で

は，バッテリの最大電圧である 420V を得るためには，2.1

の電圧利得が必要である。表 2 に提案回路と従来回路の各

動作点における電流実効値を示す。1 次側スイッチに流れ

る電流 imos_rmsは従来回路に比べて，提案回路では増加す

る。これは，提案回路の 1 次側トランスが並列に接続され

るため，スイッチの電流は増加する。一方で，漏れインダ

クタ Lr1に流れる電流は，提案回路では従来回路と比べて

小さくなる。これは，共振タンクを構成する励磁インダク

タの大きさが異なるためである。1 次側スイッチの導通損

は，スイッチの ON 抵抗 Ronを用いて(7)式で表される。ま

た，トランスの銅損は回路の共振電流の実効値に起因し，

(8)(9)式で表される。

(a)PFM Control

(b) PS Control

図 9 実験における利得特性

Fig.9 Experimental results of gain characteristics

図 10 PFM+PS 制御から CF+PS 制御への切り替え波形

Fig.10 Transition waveform at PFM+PS to CF+PS

図 11 CF+PS 制御から PFM+PS 制御への切り替え波形

Fig.11 Transition waveform at CF+PS to PFM+PS

dsrmsmosc RiP 2_ (7)

1sec2

_112

_11 RiRiP rmssprirmsLrcopper (8)

2sec2

_222

_22 RiRiP rmssprirmsLrcopper (9)

ここで，Rpri，Rsecはそれぞれトランスの等価 1 次抵抗，等価

2 次抵抗である。また，is1_rms，is2_rmsはそれぞれ，高電圧，

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

65 70 75 80 85 90 95 100 105

Switching Frequency fs[kHz]

Ou

tpu

t V

olt

age

Gai

n G

o1,G

o2

Go2Go1mode2

mode1

φ1= φ2=0

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

1.0

1.1

1.2

0 10 20 30 40 50 60

Ou

tpu

t V

olt

age

Gai

n G

o1,G

o2

Phase Angle φ1[degree]

Go1

Go2

mode2

fs= 90kHz

φ2=0

80kHz

100kHz

Resonant Current iLr1 5.0A/div

Resonant Current iLr2 5.0A/div

Secondary Current is1 2.0A/div

Secondary Current is2 10.0A/div

Output Voltage Vo1 5.0V/div

Output Voltage Vo2 5.0V/div

Switching Frequency fs

200μs/div

Resonant Current iLr1 5.0A/div

Resonant Current iLr2 5.0A/div

Secondary Current is1 2.0A/div

Secondary Current is2 10.0A/div

Output Voltage Vo1 5.0V/div

Output Voltage Vo2 5.0V/div

Switching Frequency fs

100kHz88kHz

20ms/div

6／6

低電圧バッテリ側のトランス電流である。(7)～(9)式から提

案回路構成はスイッチの導通損が増加する。一方で，回路中

の共振電流の実効値が低下するため，共振電流に起因する

損失を低減することが可能である。

図 13 に図 1 の CC2 における提案回路，従来回路の効率特

性を示す。提案回路では，PFM+PS 及び CF+PS 制御の 2 つ

の制御方式を用い，効率測定を行っている。また，提案回路

の動作モードは，負荷 RL1 側がフルブリッジ，RL2 側がハー

フブリッジで動作する mode3 を用いる。PFM+PS 制御では，

出力電圧 Vo1=360V 以下において，負荷 RL1 の出力電圧 Vo1

は周波数によって制御され，負荷 RL2の出力電圧 Vo2は周波

数と位相シフトによって制御される。出力電圧 Vo1=360V 以

上において，負荷 RL1の出力電圧 Vo1は周波数と位相シフト

によって制御され，負荷 RL2の出力電圧 Vo2は周波数によっ

て制御される。したがって，出力電圧 Vo1=360V 以上におい

て，φ2=0 となる。CF+PS 制御時では，負荷が大きくなると，

位相シフト角が増加し，トランスの 2 次側電流に起因する

損失が増加する。mode3 において，出力電圧利得が(10)式を

満たす場合，変調方式を CF+PS 制御から PFM+PS 制御へ切

り替えを行うことで効率を改善する。

21 2 oo GG (10)

従来回路とする図 12 の回路構成では，表 2 に示すように

1 次側回路の共振電流が提案回路と比較して大きく，(8)式に

示すトランスの銅損が増加する。定格負荷付近では，提案回

路の PFM+PS 制御時の効率が最も高く，それ以下の領域で

は CF+PS 制御における効率が高くなる。また，これらは図

12の回路と比較して CC2における全領域で高くなることが

確認できる。

5. おわりに

本稿では，1 次側に 5 つのスイッチを用いたブリッジと，

2 つのトランスで構成される SIDO-LLC 変換器を提案した。

提案回路は，1 次側ブリッジの動作モードとスイッチング周

波数，位相シフトによって制御され，広範囲の電圧利得を実

現する。また，2 つの変調方式間を切り替える制御を実装し，

従来回路となる単一変換器を用いた SIDO 回路との効率の

比較を行った。提案回路は，従来回路と比較して，1 次側ス

イッチの導通損が増加するが，共振タンクに流れる共振電

流は低下する。2 つの回路の効率比較によって，提案回路は，

バッテリの CC2 モードの電圧範囲において，従来回路に対

して高効率であることを確認した。

文 献

(1) R. Hou and A. Emadi, "Applied Integrated Active Filter Auxiliary Power

Module for Electrified Vehicles With Single-Phase Onboard Chargers," in

IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 32, no. 3, pp. 1860-1871,

March 2017.

(2) M. I. Shahzad, S. Iqbal and S. Taib, "Interleaved LLC Converter With

Cascaded Voltage-Doubler Rectifiers for Deeply Depleted PEV Battery

Charging," in IEEE Transactions on Transportation Electrification, vol. 4,

no. 1, pp. 89-98, March 2018

Fig.12 Conventional SIDO converter

図 12 従来構成の SIDO 変換器

表 2 各出力電圧における実効電流

Table2. RMS current at each output voltage

図 13 CC2 における効率特性

Fig.13 Efficiency characteristics in CC2

(3) H. Hu, X. Fang, F. Chen, Z. J. Shen and I. Batarseh, "A Modified High-

Efficiency LLC Converter With Two Transformers for Wide Input-Voltage

Range Applications," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 28,

no. 4, pp. 1946-1960, April 2013

(4) W. Sun, Y. Xing, H. Wu and J. Ding, "Modified High-Efficiency LLC

Converters With Two Split Resonant Branches for Wide Input-Voltage

Range Applications," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33,

no. 9, pp. 7867-7879, Sept. 2018

(5) H. Wang and Z. Li, "A PWM LLC Type Resonant Converter Adapted to

Wide Output Range in PEV Charging Applications," in IEEE Transactions

on Power Electronics, vol. 33, no. 5, pp. 3791-3801, May 2018

(6) Y. Tang, J. Lu, B. Wu, S. Zou, W. Ding and A. Khaligh, "An Integrated

Dual-Output Isolated Converter for Plug-in Electric Vehicles," in IEEE

Transactions on Vehicular Technology, vol. 67, no. 2, pp. 966-976, Feb.

2018

(7) 大野 貴信, 水主村 賢吾, 星 伸一, Triple Active Bridge コンバータに

おける各ポート間の干渉の解析, 電気学会論文誌Ｄ（産業応用部門

誌）, 2019, 139 巻, 3 号, p. 232-238

(8) C. Zhao, S. D. Round and J. W. Kolar, "An Isolated Three-Port Bidirectional

DC-DC Converter With Decoupled Power Flow Management," in IEEE

Transactions on Power Electronics, vol. 23, no. 5, pp. 2443-2453, Sept.

2008

(9) 木下勇輝, 芳賀仁:「広い電圧利得を実現する単入力 2 出力 LLC コン

バータの検討」, 令和元年新潟支所大会, NGT-19-047, p.47 (2019)

(10) H. Wu, T. Mu, X. Gao and Y. Xing, "A Secondary-Side Phase-Shift-

Controlled LLC Resonant Converter With Reduced Conduction Loss at

Normal Operation for Hold-Up Time Compensation Application," in IEEE

Transactions on Power Electronics, vol. 30, no. 10, pp. 5352-5357, Oct.

2015

VDC

Lr1

Cr1

Lm1_FB

Lr2

Cr2

Lm2

Full

Bridge2

Full

Bridge1N1:1

n2:1

Semi

Bridge1

Semi

Bridge2

Vo1

Vo2

Tr1

Tr2

φ1

φ2

Pro. Con.

fs [kHz] 72.2 96.5 84 70 84 77.5

Vo1[V] 420 250 150 420 250 150

imos_rms[A] 7.06 3.73 2.34 4.33 2.58 1.51

iLr1_rms[A] 4.48 2.78 1.59 6.12 3.66 2.14

is1_rms[A] 3.04 2.64 1.20 3.25 2.96 1.30

86

87

88

89

90

91

92

93

240 260 280 300 320 340 360 380 400 420 440

Output Voltage Vo1 [V]

Eff

icie

ncy

η

[%]

Vo2=36V Io1=2.38A Io2=4.00A

PFM+PS

CF+PS

Conventional