elektronika energjetike - prod.dr.myzafere limani - fiek

FIEK

Dr.sc.Myzafere K. Limani

ELEKTRONIKAENERGJETIKE

UNIVERSITETI I PRISHTINËS

ELEKTRONIKA ENERGJETIKE

Dr.sc. Myzafere K. Limani Fakulteti Elektroteknik, Universiteti i Prishtinës

Prishtinë 2001

Recenzent:

Mr.sc. Agron Dida, Ligjërues i lartë, Universiteti i Prishtinës

Dr. sc. Luan Ahma, Docent, Universiteti i Prishtinës

Të gjitha të drejtat e rezervuara. Asnjë pjesë e këtij libri nuk mund të reproduktohet në çfardo forme pa pajtimin me shkrim të autorit.

muhamedfejziu

Typewritten Text

Publikuar me pëlqimin e autorit në:

muhamedfejziu

Typewritten Text

muhamedfejziu

Typewritten Text

muhamedfejziu

e-Libraria

iii

PARATHËNJE

Elektronika energjetike është paraparë si tekst për lëndën “Elektronika Energjetike” për studentët e energjetikës dhe të elektronikës. Ky mund të shfrytëzohet edhe si libër referent për inxhinierët nga praktika, të cilët merren me projektimin dhe zbatimet e elektronikës energjetike. Parakusht për përcjelljen e shtjellimit në këtë lëmi duhet të jenë njohurit themelore nga komponetet elektronike dhe qarqet elektrike.

Koha që i kushtohet lëndës nga eletronika energjetike në studimet e rregullta, në shumicën e univerziteteve, është zakonisht një semester. Elektronika energjetike është zhvilluar aq shumë, sa që është e pamundur të mbërthehet tërë subjekti në një kurs njësemestral. Por bazat e elektronikës energjetike janë të rrumbullaksuara dhe ato nuk ndryshojnë shumë shpejtë. Ndërkaq, karakteristikat e komponenteve gjysmëpërçuese vazhdimisht përsosen dhe shtohen komponente të reja. Libri Elktronika Energjetike, i cili është bazuar në çasjet më bashkohore, mbulon karakteristikat e komponenteve dhe metodat e shndërrimit, e pastaj zbatimet. Në këtë libër përparësi i është dhënë principeve themelore të shndërrimit, të cilat, pa marrë parasysh zhvillimin e hovshëm të komponenteve të reja, mbesin deri diku të pandryshueshme.

Libri është i ndarë në dymbëdhjetë kapituj. Në paraqitjen e materialit është shkuar nga rastet më të thjeshta dhe është përcjellë rrjedha logjike e ideve, kah rastet më komplekse. Gjatë shtjellimit,

iv

për theksimin e koncepteve themelore dhe ilustrimin e metodave për zgjidhjen e problemeve tipike, janë zhvilluar shumë shembuj, që paraqesin bazë të mjaftueshme për zgjidhjen e problemeve të dhëna. Në të njëjtën kohë, janë diskutuar edhe zbatimet e relacioneve të nxjerra në pajisjet e teknologjive bashkohore. Indekset pranë simboleve, që paraqesin madhësit e caktuara, janë kryesisht nga gjuha angleze, për shkak se si të tilla gjenden në katalogjet e prodhuesve të komponenteve dhe pajisjeve. Kjo është bërë më qëllim të lehtësimit të punës së mëvonshme të inxhinierve të ardhshëm dhe të atyre që tani më merren me këtë problematikë. Në fund të çdo kapitulli është dhënë pasqyra e pyetjeve për testimin e studentëve se në çfarë mase e kanë përvehtësuar materialin thelbësor të kapitullit aktual. Problemet në çdo kapitull janë përpiluar asisoji që ta riforcojnë kuptimin e ndërlidhjeve në mes të madhësive të ndryshme në formula, dhe ta zgjërojnë aftësinë për zbatimin e tyre në zgjidhjen e problmeve praktike.

Zhvillimi më i hovshëm i elektronikës energjetike është paraqitur në fund të viteve të ’80 dhe në fillim të ’90. Brenda 30 viteve të ardhshme, me këto trende të zhvillimit të teknologjive të reja dhe mikroprocesorëve, pritet që elektronika energjetike t’i japë formë dhe ta përshtatë energjinë elektrike diku në mes të gjenerimit dhe të gjithë shfrytzuesve të saj. Potenciali i zbatimeve të elektronikës energjetike tani për tani nuk është shfrytëzuar plotësisht, por në këtë libër, është tentuar që të mbulohen sa është e mundur më tepër zbatime.

Myzafere K. Limani

1. HYRJE

1.1 ZBATIMI I ELEKTRONIKËS ENERGJETIKE

Kërkesa për rregullimin e fuqisë te sistemet e ngasjeve të

motorëve dhe për rregullimin industrial paraqitet për shumë vite, dhe kjo

daton që nga zhvillimi i hershëm i sistemit të Ward-Leonard-it për

përfitimin e tensionit të ndryshueshëm njëkahor për rregullimin e

ngasjeve të motorëve njëkahor. Elektronika energjetike e ka ndryshuar në

tërsi konceptin e rregullimit të fuqisë, të shndërrimit të fuqisë dhe të

rregullimit të ngasjeve të motorëve elektrik.

Elektronika energjetike kombinon fuqinë, elektronikën dhe

rregullimin. Rregullimi ka të bëjë me gjendjen stacionare dhe dinamike të

karakteristikave të sistemeve të mbyllura. Fuqia ka të bëjë me pajisje

statike dhe rrotulluese për gjenerimin, bartjen dhe shpërndarjen e

energjisë elektrike. Elektronika ka të bëjë me komponentet dhe qarqet për

përpunimin e sinjaleve për arritjen e objektivave të rregullimit.

Elektronika energjetike mund të definohet si zbatim i elektronikës

gjysmëpërçuese për rregullimin dhe shndërrimin e fuqisë elektrike.

Elektronika energjetike kryesisht bazohet në ndërprerësit

gjysmëpërçues. Me zhvillimin e teknologjisë së komponenteve

gjysmëpërçuese të fuqisë, mundësitë e durimit të tensioneve e rrymave

dhe shpejtësia e këtyre komponenteve janë përmirësuar në mënyrë

marramendëse. Zhvillimi i teknologjisë së

mikroprocesorëve/mikrokompjutorëve ka patur ndikim të rëndësishëm në

sintezën e strategjisë së rregullimit të qarqeve gjysmëpërçuese. Pajisjet


2

bashkohore të elektronikës energjetike shfrytëzojnë (1) komponentet

gjysmëpërçuese të fuqisë, të cilat mund të krahasohen me muskuj, dhe (2)

mikroelektronikën e cila e ka fuqinë dhe inteligjencën e trurit.

Elektronika energjetike tani më paraqet një pjesë të rëndësishme

të teknologjisë bashkohore dhe shfrytëzohet në një numër shumë të madh

të pajisjeve energjetike, si te rregullimi i nxemjes, rregullimi i dritës,

rregullimi i motorëve, burimet e fuqisë, sistemet njëkahore të tensioneve

të larta, automjetet elektrike, etj. Kufijtë e zbatimit të elektronikës

energjetike vështirë mund të caktohen, posaçërisht me trendet e tanishme

të zhvillimit të komponenteve të fuqisë dhe të mikroprocesorëve.

1.2 QARQET E ELEKTRONIKËS ENERGJETIKE

Për rregullimin e fuqisë elektrike paraqitet nevoja për shndërrimin

e kësaj fuqie nga një formë në tjetrën, dhe këtë shndërrim e përmbushin

karakteristikat ndërprerëse të komponenteve të fuqisë. Funksionin e

shndërrimit të fuqisë e kryejnë konvertorët statik të fuqisë, të cilët mund

të konsiderohen si një matricë ndërprerëse. Qarqet e elektronikës

energjetike mund të klasifikohen në gjashtë grupe:

1. Drejtuesit me dioda

2. Shndërruesit alternativ-njëkahor (ac-dc) ose drejtuesit e

kontrolluar

3. Shndërruesit alternativ-alternativ (ac-ac) ose rregullatorët

e tensionit

4. Shndërruesit njëkahor-njëkahor (dc-dc) ose çoperët

5. Shndërruesit njëkahor-alternativ (dc-ac) ose invertorët

6. Ndërprerësit statik

1.HYRJE

3

Fig.1.1 Sistemi i gjeneralizuar i shndërruesit të fuqisë

Parimi i punës së shndërruesve të fuqisë bazohet kryesisht në

veprimin ndërprerës të komponenteve gjysmëpërçuese të fuqisë, dhe për

këtë arsye këto qarqe fusin komponente harmonike të rrymës e të

tensionit në sistemin e burimit dhe në dalje. Këto komponente shkaktojnë

shtrembërime të tensionit dalës, gjenerim të komponeneteve harmonike

në sistemin e furnizimit dhe interferencë me qarqet komunikuese dhe

sinjalizuese. Prandaj, për zvoglimin e nivelit të këtyre komponenteve në

një masë të pranueshme, paraqitet nevoja e vendosjes së filtrave në hyrje

dhe në dalje. Në fig.1.1 është paraqitur bllok-diagrami i shndërruesit të

gjeneralizuar të fuqisë.

Strategjia e rregullimit të shndërruesve të fuqisë luan një rol të

rëndësishëm në gjenerimin e formave valore dalëse dhe shtrembërimeve,

dhe mund të shfrytëzohet për minimizimin ose zvoglimin e këtyre

problemeve.

1.3 KOMPONENTET GJYSMËPËRÇUESE TË FUQISË

Komponentet gjysmëpërçuese të fuqisë që shfrytëzohen në këto

qarqe mund të ndahen në gjashtë lloje kryesore: (1) dioda të fuqisë, (2)

tiristorë, (3) tranzistorë bipolar të fuqisë (BJT), (4) MOSFET të fuqisë,


4

(5) tranzistorë bipolar me gejt të izoluar (IGBT) dhe (6) tranzistorë me

indukcion statik (SIT).

Diodat mund të klasifikohen në tri tipe: (a) dioda për zbatim të

përgjithëshëm ose dioda gjenerale, (b) dioda të shpejta (ose dioda me

rimëkëmbje të shpejtë) dhe (c) Schottky dioda. Diodat për zbatim të

përgjithshëm në treg mund të gjenden me brez të rrymës e të tensionit

deri 3500 A dhe 3000 V me kohë të rimëkëmbjes reverze deri 25 s.

Diodat me rimëkëmbje të shpejtë kanë kohë në mes të 0.1 dhe 5 s.

Shpejtësi më të madhe të punës kanë diodat Schottky (koha e tyre e

rimëkëmbjes është e rendit nanosekonda) por edhe brezin e punës së

rrymave dhe të tensioneve e kanë dukshëm më të ulët se diodat për

destinim gjeneral.

Tiristorët mund të ndahen në shtatë tipe: (a) tiristorë me komutim

të dhunshëm, (b) tiristorë me komutim natyror, (c) tiristorë me shkyçje

përmes gejtit (GTO), (d) tiristorë me përcjellje të kundërt (RCT), (e)

tiristorë me indukcion statik (SITH), (f) tiristorë që aktivizohen me dritë

(LASCR) dhe (h) tiristorë të kontrolluar me efekt të fushës (MOST).

Tiristorët me komutim të dhunshëm kërkojnë qarqe ndihmëse për shkyçje

dhe këto zakonisht quhen qarqe komutuese. Tiristorët me komutim

natyror shkyçen me kalimin e rrymës në mënyrë të natyrshme nëpër zero

(te qarqet alternative). GTO-ot dhe SIT-at janë tiristorë me vetëkomutim

prandaj as këta nuk kanë nevojë për qarqe komutuese shtesë. Tiristorët

mund të gjenden në brez të rrymave dhe tensioneve deri 2000 A dhe 6000

V, varësisht nga lloji, dhe kanë kohë të rimëkëmbjes reverze në mes të 10

dhe 20 s.

Tranzistorët bipolar të fuqisë shfrytëzohen te qareqet shndërruese

që punojnë në frekuencën nën 10 kHz dhe brezi i tyre i fuqisë mund të

shkoj deri 120 V, 400 A. Te shndërruesit e fuqisë tranzistorët zakonisht

janë të lidhur në konfiguracion me emiter të përbashkët. MOSFET-ët e

fuqisë shfrytëzohen në shndërrues me shpejtësi të punës më të madhe (

në brez frekuencor prej disa dhjeta kiloherca) dhe brez relativisht të ulët

të fuqisë (diku rreth 1000 V, 50 A). SIT-i është komponentë me fuqi të

lartë dhe shpejtësi të madhe. Në esencë, ky tranzistor paraqet verzionin

gjysmëpërçues të triodës me vakuum. Ka zhurma të ulëta, shtrembërime

të vogla dhe mundësi të mëdha të durimit të fuqisë, posaçërisht në audio-

frekuenca. Brezi i fuqisë së SIT-ave sillet rreth 1200 V, 300 A me

shpejtësi të ndërprerjes mbi 100 kHz. Këta tranzistorë janë të

përshtatshëm për zbatime me fuqi të madhe dhe frekuencë të lartë (p.sh.

VHF/UHF, audio dhe amplifikatorë mikrovalor).

1.HYRJE

5

1.4 MODULET E FUQISË

Komponentet e fuqisë mund të gjenden në treg si njësi të veçanta

ose në module. Shndërruesi i fuqisë zakonisht përmban dy, katër ose

gjashtë komponente varësisht nga konfiguracioni i tij. Prandaj këto

komponente mund të gjenden edhe në formë të moduleve me dy, katër

ose gjashtë pjesë, për gadi të gjitha grupet e qarqeve të elektronikës

energjetike. Modulet ofrojnë disa përparësi: si humbje më të vogla në

gjendjen e kyçjes, karakteristika ndërprerse më të mira për rryma e

tensione më të larta dhe shpejtësi më të madhe se komponentet

konvencionale. Disa module në vedi përmbajnë edhe qarqet për mbrojtje

nga proceset kalimtare dhe qarqet e trigerimit të gejtit.

Qarqet për ngasje të gejtit shërbejnë për trigerimin e

komponenteve individuale ose të moduleve. Modulet inteligjente të cilat

paraqesin fjalën e fundit të elektronikës energjetike, integrojnë në veti

modulin e fuqisë dhe qarqet periferike. Qarqet periferike paraqesin qarqet

për izolim hyrje/dalje nga bashkëveprimi i sinjalit me tensionin e lartë të

sistemit, qarqet për trigerim, qarqet për mbrojtje dhe diagnostifikim (nga

tejkalimi i rrymës, lidhja e shkurt, qarku i hapur i ngarkesës, tejnxemja,

tejkalimi i tensionit), qarqet për rregullimin me mikrokompjutor dhe

rregullimin e rrjedhës së fuqisë. Shfrytëzuesit i mbetet vetëm ta kyç

burimin e jashtëm të furnizimit. Çdo modul i këtillë, pra në vedi i

përmban pothuajse të gjitha qarqet e nevojshme, të cilat do të analizohen

veç e veç në kuadër të këtij libri.

2. DIODAT GJYSMËPËRÇUESE TË FUQISË

2.1 HYRJE

Diodat gjysmëpërçuese të fuqisë luajnë një rol të rëndësishëm në

elektronikën energjetike. Në shumicën e zbatimeve ato veprojnë si

ndërprerës dhe mund të kryejnë funksione të ndryshme; si ndërprerës në

qarqet drejtuese ( drejtuesit e paudhëhequr me dioda), si komponente

kthyese në zbrazjen e ngarkesave të kapaciteteve dhe në bartjen e

energjisë në mes të komponenteve, në izolimin e elementeve të qarkut

nga tensioni, në izolimin nga riveprimi i energjisë nga ngarkesa në burim

të fuqisë, etj.

Diodat e fuqisë, për shumë zbatime, mund të trajtohen si

ndërprerës ideal, por diodat reale (praktike) dallojnë nga karakteristikat

ideale dhe kanë disa kufizime të cilat duhet të merren parasysh gjatë

projektimit të qarqeve të diodave. Diodat e fuqisë janë të ngjashme me

diodat e sinjaleve të vogla me kontakt pn, por këto të fuqisë kanë

mundësi më të madhe të durimit të tensionit dhe të rrymës se diodat e

zakonshme. Përgjigja frekuencore (ose shpejtësia e ndërprerjes) është e

ulët në karahasim me atë të diodave të sinjaleve, por kjo nuk paraqet

pengesë për zbatimin e tyre te pajisjet me frekuencë të ulët të punës siç

janë shndërruesit e ndryshëm të energjisë.


7

2.2 KARAKTERISTIKAT E DIODËS

Dioda e fuqisë është komponentë gjysmëpërçuese me dy

terminale dhe një kontakt pn. Teknikat bashkohore të automatizuara të

difuzionit dhe të proceseve epitaksiale mundësojnë përfitimin e

karakteristikave të dëshiruara të këtyre komponenteve. Në fig.2.1 është

paraqitur prerja e një diode me kontakt pn dhe simboli i saj.

Kur potenciali i anodës është pozitiv në krahasim me katodën,

thuhet se dioda përçon dhe ka polarizim të drejtë. Gjatë përcjelljes dioda

sillet si ndërprerës i mbyllyr dhe në te ka rënie të vogël të tensionit dhe

madhësia e kësaj rënieje do të varet nga procesi i fabrikimit të diodës dhe

temperatura e kontaktit. Rryma e diodës, në këtë brez të punës është e

pakufizuar, dhe madhësia e saj varet nga kushtet e jashtme të qarkut.

Kur potenciali i katodës është pozitiv në krahasim me anodën,

thuhet se dioda ka polarizim të kundërt (reverz) dhe ajo sillet si

ndërprerës i hapur. Nën kushtet e polarizimit reverz, nëpër diodë kalon

rryma reverze e rendit mikro ose miliamper, dhe kjo rrymë rritet ngadal

me rritjen e tensionit reverz deri sa të arrihet tensioni i shpimit (ortekut)

ose i Zener-it. Gjatë shfrytëzimit të rëndomtë, puna në në afërsi të

tensionit të shpimit duhet të shmanget.

Anoda Katodap n

V+

_

Kontakti pn

i

V+

_

Simboli i diodës

i

A K

D

Fig.2.1 Kontakti pn dhe simboli i diodës

Në fig.2.2a është paraqitur karakteristika stacionare dalëse tension

-rrymë (v-i) e diodës reale. Për shumë destinime praktike dioda mund të

konsiderohet si komponentë ndërprerse ideale, karakteristikat e

linearizuara të së cilës janë paraqitur në fig.2.2b.


8

(a)(b)

Fig.2.2 Karakteristikat v-i të diodës: (a) dioda praktike; (b) dioda ideale

Karakteristikat e paraqitura në fig.2.2a mund të shprehen përmes

një ekuacioni të njohur si ekuacioni i Schockley-ut për diodën, i cili është

i dhënë me shprehjen

1T

D

V

V

SD eII

2.1

ku:

ID - rryma nëpër diodë, A

VD - tensioni i diodës, me potencial pozitiv të anodës në

karahasim me katodën, V

IS - rryma reverze e ngopjes, zakonisht në brezin pej 10-6

deri në

10-5

A

- konstantë empirike e njohur si koeficienti i emisionit ose

faktori i idealitetit, vlerat e të cilit ndryshojnë nga 1 në 2

Koficienti i emisionit varet nga materiali dhe konstrukcioni

fizik i diodës. Për dioda të germaniumit, konsiderohet të jetë 1, ndërsa

për ato të silicit, vlera e parashikuar e është 2, por për shumicën e

diodave praktike të slicit kjo vlerë sillet në brezin prej 1.1 deri në 1.8. VT

në ek.(2.1) është një konstantë që quhet tensioni termik dhe është i dhënë

me


9

q

kTVT 2.2

ku:

q - ngarkesa e elektronit: 1.6022x10-19

C

T - temperatura absolute në oKelvin (K = 273 +

oC)

K - konstanta e Boltzmann-it: 1.3806x10-23

J/oK

Në temperaturën e kontaktit rreth 25 oC, tensioni termik është

mVq

kTVT 8.25

106022.1

)25273(103806.119

23

Në një temperaturë të caktuar, rryma reverze IS është konstante për

diodën e dhënë. Karakteristikat e diodës nga fig.2.2a mund të ndahen në

tri regjione:

Regjioni me polarizim të drejtë, ku VD > 0

Regjioni me polarizim reverz, ku VD < 0

Regjioni i thyerjes, ku VD < VZK

Regjioni me polarizim të drejtë. Në regjionin me polarizim të

drejtë tensioni i diodës është VD > 0. Rryma e diodës ID është shumë e

vogël nëse tensioni i diodës VD është shumë më i vogël se një vlerë e

specifikuar VTD (rreth 0.7V) që paraqet tensionin e pragut të kyçjes.

Dioda do të përcjellë plotësisht vetëm atëherë kur tensioni VD është më i

lartë se tensioni i pragut të kyçjes.

Nëse tensioni i diodës është i vogël VD = 0.1 V, = 1, dhe VT =

25.8 mV, nga ek.(2.1) mund të caktohet rryma gjegjëse e diodës ID si

SSS

V

V

SD IIeIeII T

D

23.48123.4811 0258.0

1.0

me

gabim 2,1%.


10

Prandaj, për VD > 0.1, që është rast i zakonshëm në praktikë, ID

>> IS, dhe ek.(2.1) me gabim 2,1% mund të rrumbullaksohet në

T

D

V

V

sD eII

2.3

Regjioni me polarizim reverz. Në regjionin me polarizim reverz

tensioni në diodë është VD < 0. Nëse ky tension është TD VV , gjë që

plotësohet për VD < - 0.1 V, antari eksponencial në ek.(2.1) bëhet i

papërfillshëm në krahasim me 1 dhe rryma e diodës është

S

V

V

SD IeII T

D

1 2.4

që tregon se rryma e diodës në kahjen reverze është konstante dhe e

barabartë me IS.

Regjioni i thyerjes. Në regjionin e thyerjes, tensioni reverz është

i lartë, zakonisht më i madh se 1000 V. Madhësia e tensionit reverz

paraqet tensionin e njohur si tension i thyerjes (shpimit) VBR. Rryma

reverze në këtë tension rritet shumë shpejtë me ndryshime të vogla të

tensionit mbi VBR. Puna e diodës në këtë regjion nuk do të jetë shkatruese

nëse sigurohet që fuqia e disipacionit të jetë në një “nivel të garantuar” të

cilin e deklaron prodhuesi i komponenteve, në të kundërtën, zakonisht

duhet të ndërmerren masa për kufizimin e rrymës në regjionin e thyerjes,

në mënyrë që disipacioni i fuqisë të kufizohet brenda një vlere të

arsyeshme.

Shembulli 2.1___________________________________________________________

Rënia e tensionit në diodën e fuqisë të polarizuar drejtë është VD = 1.2 V në ID = 300 A.

Duke supozuar se = 2 dhe VT = 25.8 mV, të gjendet rryma reverze IS.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Duke zbatuar ek.(2.1), mund ta gjejmë rrymën e kërkuar IS


11

1T

D

V

V

SD eII

13003108.252

2.1

eI S

AIS

81038371.2

2.3 KOHA E RIMËKËMBJES REVERZE

Rryma e diodës me polarizim të drejtë është pasojë e efektit të

përgjithshëm të bartësve kryesorë dhe të atyre minor. Nëse dioda është

me polarizim të drejtë dhe në modin përcjellës të punës, dhe nëse pastaj

rryma e saj redukohet në zero (për shkak të sjelljes natyrore të qarkut të

diodës ose me zbatimin e tensionit reverz), dioda vazhdon të përçoj për

shkak të bartësve minor të cilët mbesin të grumbulluar në kontaktin pn

dhe të atyre në vet trupin e materialit gjysmëpërçues. Bartësve minor i

duhet një kohë që të rekombinohen me ngarkesat e kundërta dhe të

neutralizohen. Kjo kohë quhet koha e rimëkëmbjes reverze e diodës.

Në fig.2.3 janë paraqitur dy karakteristika të rimëkëmbjeve të

diodave me kontakt. Tipi me rimëkëmbje të butë është më i shpeshtë.

Koha e rimëkëmbjes reverze shënohet me trr dhe matet prej momentit të

kalimit të rrymës së diodës nëpër zero deri sa të bie në 25% të vlerës

maksimale të rrymës reverze IRR. Koha trr përbëhet nga dy pjesë: ta që

është pasojë e ngarkesave të grumbulluara në regjionin e varfëruar të

kontaktit dhe paraqet kohën prej kalimit të rrymës nëpër zero deri në

vlerën maksimale të rrymës reverze IRR; dhe tb që është pasojë e

ngarkesave të grumbulluara në trupin e materialit gjysmëpërçues. Herësi

ta/tb quhet faktori i butësisë dhe shënohet me SF. Në praktikë kujdes

duhet t’i kushtohet kohës së përgjithshme të rimëkëmbjes trr dhe vlerës

maksimale të rrymës reverze IRR.

barr ttt 2.5

Vlera maksimale e rrymës reverze mund të shprehet si


12

dt

ditI aRR 2.6

Koha e rimëkëmbjes reverze mund të definohet si intervali kohor

në mes të çastit kur rryma kalon nëpër zero kur dioda kalon nga kushti i

përcjelljes në kushtet e bllokimit dhe momentit kur rryma reverze bie në

25% të vlerës së saj maksimale IRR. Koha e rimëkëmbjes varet nga

temperatura e kontaktit dhe shpejtësia e zhdukjes së rrymës së drejtë.

Ngarkesa e rimëkëmbjes reverze QRR, është sasia e ngarkesës së

bartësve që kalon nëpër diodë në kahjen reverze (të kundërt), kur të

ndryshohen kushtet e punës nga përcjellja në modin bllokues. Kjo

ngarkesë është përafërsisht e barabartë me

Fig.2.3 Karakteristikat e rimëkëmbjes reverze

rrRRbRRaRRRR tItItIQ2

1

2

1

2

1 2.7

ose

rr

RRRR

t

QI

2 2.8

Duke i barazuar ek.(2.6) dhe (2.8) fitohet


13

dtdi

Qtt RR

arr

2 2.9

Nëse tb është e papërfillshme në krahasim me ta, gjë që është rast

shumë i shpeshtë në praktikë, arr tt , dhe ek.(2.9) bëhet

dtdi

Qt RR

rr

2 2.10

dhe

dt

diQI rrRR 2 2.11

Nga ek.(2.10) dhe (2.11) mund të shihet se koha e rimëkëmbjes

reverze trr dhe vlera maksimale e rrymës reverze IRR varen nga ngarkesa e

grumbulluar QRR dhe di/dt.

Ngarkesa e grumbulluar varet nga rryma e diodës për polarizim të

drejtë IF. Madhësitë IRR, QRR, dhe trr kanë rëndësi gjatë projektimit të

qarqeve dhe vlerat e tyre zakonisht jepen në specifikacion të

komponenteve nga ana e prodhuesit.

Nëse dioda punon në kushte të polarizimit reverz, rryma që rrjedh

është pasojë e bartësve minor. Në atë rast aplikimi i tensionit të drejtë do

ta detyroj diodën që ta ndërroj kahjen e rrymës. Por edhe në këtë rast

nevojitet një kohë e caktuar para se bartësit kryesor ta kalojnë tërë

kontaktin dhe të kontribojnë në rrjedhjen e rrymës. Kjo kohë quhet koha

e rimëkëmbjes së drejtë (ose koha e kyçjes). Nëse shpejtësia e rritjes së

rrymës së drejtë është e lartë, dhe nëse kjo rrymë është e koncentruar në

një sipërfaqe të vogël të kontaktit, dioda mund të shkatrohet. Prandaj

koha e rimëkëmbjes së drejtë e kufizon shpejtësinë e ndërprerësit.

Shembulli 2.2___________________________________________________________

Koha e rimëkëmbjes reverze e diodës është trr = 3s dhe shpejtësia e rënies së rrymës së

diodës është di/dt = 30 A/s. Të caktohet: (a) ngarkesa e grumbulluar QRR; (b) vlera

maksimale e rrymës reverze të rimëkëmbjes IRR.


14

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Nga ek.(2.10) kemi

CsAtdt

diQ rrRR 135103/305.0

2

1 26

(b) Nga ek.(2.11) kemi

Adt

diQI RRRR 902

2.4 LLOJET E DIODAVE TË FUQISË

Dioda ideale nuk duhet të ketë kohë të rimëkëmbjes reverze, por

kostoja e fabrikimit të një diodë të tillë do të rritej. Në shumë zbatime,

efektet e kohës së rimëkëmbjes reverze nuk janë të rëndësishme prandaj

mund të përdoren dioda të lira. Varësisht nga karakteristikat rimëkëmbse

dhe teknikat e fabrikimit, diodat e fuqisë mund të klasifikohen në tri

kategori. Karakteristikat dhe kufizimet praktike të secilit lloj ngushtojnë

mundësitë e zbatimit të tyre. Llojet e diodave janë:

1. diodat standarde ose për zbatim gjeneral

2. diodat me rimëkëmbje të shpejtë

3. Schottky diodat

Diodat për zbatim gjeneral kanë kohë të rimëkëmbjes reverze

relativisht të lartë, rreth 25 s, dhe përdoren në raste kur nuk nevojitet

shpejtësi e madhe ( për shembull drejtuesit me dioda, konvertorët me

frekuencë të ulët deri në 1 kHz dhe konvertorët e udhëhequr me rrjetë ).

Këto dioda mbulojnë brezin e rrymës prej 1 A deri 6 000 A, me brez të

tensionit prej 50 V deri 5 kV. Teknologjia e fabrikimit të tyre është me

difuzion.

Diodat me rimëkëmbje të shpejtë kanë kohë të shkurtë të

rimëkëmbjes, zakonisht më të vogël se 5 s, dhe shfrytëzohen në qarqet


15

konvertuese dc-dc dhe ac-ac, ku shpejtësia e rimëkëmbjes ka rëndësi

kritike. Këto dioda mbulojnë brezin e rrymës prej 1 A deri në 5 000 A me

brez të tensionit prej 50 V deri në 3 kV.

Për tensione mbi 400 V diodat me rimëkëmbje të shpejtë

zakonisht fabrikohen me difuzion dhe koha e tyre e rimëkëmbjes është e

kontrolluar me difuzion të platinës ose të arit. Për tensione nën 400 V,

diodat epitaksiale tregojnë shpejtësi më të mëdha të ndërprerjes se ato me

difuzion. Diodat epitaksiale kanë bazë të ngushtë, që rezulton me kohë të

shpejtë të rimëkëmbjes, zakonisht më të ulët se 50 ns.

Schottky diodat eliminojnë problemin e ngarkesave të

grumbulluara në kontaktin p-n. Kjo arrihet me ngritjen e një “bariere

potenciale” me një kontakt në mes të metalit dhe gjysmëpërçuesit. Një

shtresë e hollë e metalit depozitohet në shtresën epitaksiale të silicit të

tipit n. Bariera potenciale simulon kontaktin p-n. Veprimi drejtues, në

këtë rast varet vëtëm nga bartësit kryesor, dhe si rezultat nuk ka bartës

minor për tu rekombinuar.

Rryma e shpimit te këto dioda është më e madhe se te diodat me

kontakt. Tensionet maksimale të këtyre diodave në përgjithësi janë të

kufizuara deri në 1 000 V. Brezi i rrymës ndryshon prej 1 A deri 300 A.

Këto dioda janë ideale për burime të fuqisë njëkahore me tension të ulët

dhe rrymë të madhe. Këto përdoren shumë edhe te burimet e fuqisë me

rrymë të vogël e me efikasitet të rritur.

2.5 LIDHJA SERIKE E DIODAVE

Në shumë zbatime të tensionit të lartë (p.sh. te linjat e tensionit të

lartë njëkahor), një diodë nuk mund ta përmbush brezin e kërkuar të

tensionit, prandaj diodat lidhen në seri që ta rrisin mundësinë e bllokimit

të tensionit revez.

T’i marrim në shqyrtim dy dioda të lidhura në seri si në fig.2.4a.

Në praktikë, karakteristikat v-i për tipin e njëjtë të diodave ndryshojnë

për shkak të tolerancës në procesin e prodhimit. Në fig.2.4b janë

paraqitur dy karakteristika për dioda të tilla.

Në kushtet e polarizimit të drejtë, të dy diodat përcjellin rrymë të

njëjtë, dhe rënia e tensionit në to është përafërsisht e barabartë. Ndëkaq,

në kushtet e polarizimit reverz bllokues, secila diodë duhet të bartë rrymë


16

të njëjtë kthyese dhe si rezultat i kësaj, tensionet bllokuese do të jenë të

ndryshme.

Një zgjidhje e thjeshtë e këtij problemi, fig.2.5a, është ndarja e

barabartë e tensionit duke lidhur nga një rezistor paralel me secilën diodë.

Për shkak të ndarjes së barabartë të tensionit, rrymat kthyese të diodave

ndryshojnë dhe kjo është paraqitur në fig.2.5b.

VD2

-

+

_

+_

+

VD1

D1

D2

Is

VS

V

+

_

VD1 VD2

i

v0

(a)(b)

Fig.2.4 Dy dioda me polarim reverz të lidhura në seri: (a) diagrami i

qarkut; (b) karakteristikat v-i

VD2

-

+

_

+_

+

VD1 D1

D2

Is

VS

V

+

_

R1

R2

IS1

IS2IR2

IR2

VD1VD2

i

v0

_ _=

1

2

(a)(b)

Fig.2.5 Diodat e lidhura në seri me ndarje të barabartë të tensionit në

kushte stacionare: (a) diagrami i qarkut; (b) karakteristikat v-i


17

Pasi që rryma e tërësishme duhet të ndahet në mes të diodave dhe

rezistorëve të tyre, ajo është

2211 RSRSS IIIII 2.12

ndërsa këto rryma janë

1

11

R

VI D

R dhe 2

22

R

VI D

R

Ekuacioni i fundit jep lidhjen në mes të rezistorëve R1 dhe R2 për ndarje

të barabartë të tensionit

2

22

1

11

R

VI

R

VI D

SD

S 2.13

Nëse rezistencat janë të barabarta, R = R1 = R2, tensionet e dy

diodave do të ndryshojnë pak, gjë që varet nga karakteristikat v-i të

diodave.

Vlerat e tensioneve VD1 dhe VD2 mund të caktohen nga ek.(2.13)

SDD VVV 21 2.14

Ndarja e njëtrajtshme e tensionit në kushte kalimtare (p.sh. gjatë

kyçjes-shkyçjes së ngarkesës, zbatimit fillestar të tensionit hyrës) arrihet

me lidhjen e kapaciteteve si në fig.2.6. Rezistenca RS kufizon shpejtësinë

e rritjes së tensionit të bllokimit.

D1

D2

RS

R1

R2

CS

CS

RS

Fig.2.6 Diodat e lidhura në seri me qarkun për ndarje të tensionit

në kushte stacionare dhe kalimtare


18

2.6 LIDHJA PARALELE E DIODAVE

Në zbatimet praktike të fuqisë së lartë, kur një diodë nuk mund ta

bartë rrymën e kërkuar, ato lidhen paralel që të rritet mundësia e bartjes

së rrymës për kërkesat e parashtruara. Shpërndarja e rrymës së diodave

do të jetë në pajtim me rëniet e tyre gjegjëse të tensionit për polarizim të

drejtë. Shpërndarja uniforme e rrymës mund të arrihet me vendosjen e

induktiviteteve të barabarta ose me lidhjen e rezistorëve (që nuk është

shumë praktike për shkak të humbjeve të fuqisë) si në fig.2.7.

R1

+

_

R2

D1 2

SV

D

+

_

V R1

+_R2

D1 2

SV

D

ii

L1 2L

(a) (b)

Fig.2.7 Lidhja paralele e diodave: (a) shpërndarja në gjendje stacionare;

(b) shpërndarja për kushte dinamike

Ky problem mund të minimizohet me zgjedhjen e diodave me

rënie të barabarta të tensionit ose dioda të tipit të njëjtë. Pasi që diodat

janë lidhur paralel, tensionet reverze të bllokimit do t’i kenë të barabarta.

Rezistorët në fig.2.7a do të ndihmojnë shpërndarjen e rrymës nën

kushtet stacionare, ndërsa për kushtet dinamike (gjendja kalimtare) kjo

shpërndarje sigurohet me lidhjen e induktiviteteve si në fig.2.7b. Nëse

rryma nëpër diodën D1 rritet, rritet edhe dt

diL nëpër L1 dhe në

induktivitetin L2 indukohet tension me polaritet të kundërt. Rezultat i

kësaj është zvoglimi i impedancës nëpër D2. Këto induktivitete mund të

jenë të shtrenjta dhe voluminoze, posaçërisht te vlerat e larta të rrymave.


19

Shembulli 2.3___________________________________________________-_______

Dy dioda janë lidhur në seri si në fig.2.5a, në mënyrë që ta ndajnë tensionin total VD = 5

kV. Rrymat reverze të diodave janë IS1 = 30 mA dhe IS2 = 35 mA. (a) Të gjinden

tensionet e diodave nëse rezistencat për ndarjen e tensionit janë të barabarta, R1 = R2 =

R= 100k. (b) Të caktohen rezistencat R1 dhe R2 nëse tensionet e diodave janë të

barabarta, VD1 = VD2 = VD/2.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) IS1 = 30 mA, IS2 = 35 mA, R1 = R2 = R = 100 k

VD = VD1 + VD2

VD2 = VD – VD1

Nga ek.(2.13) kemi

R

VI

R

VI D

SD

S2

21

1

Duke zëvëndsuar 12 DDD VVV fitojmë

VkkV

IIRV

V SSD

D 2750)10301035(2

100

2

5)(

22

33121

dhe VVVV DDD 22502750500012

(b) IS1 = 30 mA, IS2 = 35 mA, VD1 = VD2 = VD/2 = 2500 V

Nga ek.(2.13) kemi

2

22

1

11

R

VI

R

VI D

Sd

S

nga i cili mund të nxjerret R2 për një vlerë të njohur të R1

)( 1211

11

2

SD

D

IIRV

RVR


20

Nëse supozohet se R1 = 100 k, fitohet

kR 125

)10301035(10100105.2

10100105.23333

33

2

PASQYRË PYETJESH

2.1 Cilat janë llojet e diodave të fuqisë?

2.2 Çka është rryma reverze e diodës?

2.3 Çka është koha e rimëkëmbjes reverze të diodës?

2.4 Cila është rryma e rimëkëmbjes reverze të diodës?

2.5 Cilat janë llojet e rimëkëmbjes së diodave?

2.6 Çka shkakton kohën e rimëkëmbjes reverze te dioda me

kontakt p-n?

2.7 Cili është efekti i kohës së rimëkëmbjes reverze?

2.8 Pse duhet të përdoren diodat me rimëkëmbje të shpejtë në

rastet e ndërprerësve të shpejtë?

2.9 Çka është koha e rimëkëmbjes së drejtë?

2.10 Cilat janë dallimet kryesore në mes të diodave me kontakt

p-n dhe atyre Schottky?

2.11 Cilat janë kufizimet e Schottky diodave?

2.12 Cila është koha tipike e rimëkëmbjes reverze te diodat për

zbatim të përgjithshëm?

2.13 Cila është koha tipike e rimëkëmbjes reverze te diodat me

rimëkëmbje të shpejtë?

2.14 Cilat janë problemet te lidhja serike e diodave dhe cilat janë

zgjidhjet e mundshme?


21

2.15 Cilat janë problemet te lidhja paralele e diodave, dhe cilat

janë zgjidhjet e mundshme?

2.16 Nëse dy dioda janë të lidhura në seri dhe kanë ndarje të

njëjtë të tensionit, pse ndryshon rryma e tyre reverze?

PROBLEME

2.1 Koha e rimëkëmbjes reverze të diodës është trr = 5 s, dhe

shpejtësia e rënies së rrymës së diodës është di/dt = 80 A/s.

Nëse faktori i butësisë është SF = 0.5, të caktohet: (a) ngarkesa

e grumbulluar QRR, dhe (b) rryma maksimale reverze IRR.

2.2 Vlerat e matura të diodës në temperaturën prej 25 oC janë: VD =

1.0 V për ID = 50 A dhe VD = 1.5 V për ID = 600 A. Të caktohet:

(a) koeficienti , (b) rryma reverze IS.

2.3 Dy dioda janë të lidhura në seri dhe tensioni në secilën diodë

mbahet i njëjtë me lidhjen e rezistorëve për ndarje te tensionit,

VD1 = VD2= 2000 V dhe R1 = 100 k. Karakteristikat v-i të

diodave janë paraqitur në fig.2.8. Të caktohen rrymat reverze të

diodave dhe R2.

2.4 Dy dioda janë të lidhura paralel dhe rënia e tensionit në secilën

diodë për polarizim të drejtë është 1.5 V. Karaktristikat v-i të

diodave janë dhënë në fig.2.8. Të caktohen rrymat nëpër dioda

për polarizim të drejtë.

2.5 Dy dioda janë lidhur paralel si në fig.2.7a dhe kanë rezistenca

për ndarje të rrymave. Karakteristikat e tyre janë paraqitur në

fig.2.8. Rryma totale është IT = 200 A. Tensioni në diodë dhe

rezistencë është V = 2.5 V. Të caktohen vlerat e rezistencave R1

dhe R2 , nëse rryma e tërësishme ndahet në mënyrë të barabartë

ndërmjet diodave.

2.6 Në qarkun e paraqitur në fig.2.6a diodat janë lidhur në seri.

Rezistencat në dioda janë R1 = R2= 10 k. Tensioni njëkahor

hyrës është 5 kV. Rrymat reverze të diodave janë IS1 = 25 mA

dhe IS2 = 40 mA. Të caktohen tensionet nëpër dioda.


22

i

5 mA1015202530

50100150

20040080012001600200022000.5 1 2 3 v(V)

(A)

Fig.2.8

3. DREJTUESIT ME DIODA

3.1 DREJTUESI NJËFAZOR I GJYSMËVALËS

Drejtuesi është qark i cili shndërron sinjalin alternativ hyrës në

sinjal njëkahor dalës me vlerë të fiksuar. Te këto qarqe, më së shpeshti si

ndërprerës shfrytëzohen diodat. Varsisht nga lidhja e diodave dhe

transformatorit hyrës, realizohen tipe të ndryshme të drejtuesve.

s=V sinm

is

+ -vD

vL

-

+

p vv

-

+

tRL

t

t

t

t

iVm/RL

D

-

0

0

0

0

D

(a)

2

22

2

22

(b)

Fig.3.1 Drejtuesi njëfazor i gjysmëvalës; (a) qarku; (b) format

valore


24

Drejtuesi njëfazor i gjysmëvalës është tipi më i thjeshtë, i cili

zakonisht nuk përdoret në zbatime industriale, por ai është megjithate i

përshtatshëm për kuptimin e parimit të punës së këtyre qarqeve. Diagrami

i qarkut me ngarkesë rezistive është paraqitur në fig.3.1a. Gjatë

gjysmëciklit pozitiv të tensionit hyrës, dioda D përcjell dhe tensioni hyrës

paraqitet në ngarkesë. Gjatë gjysmëciklit negativ të tensionit hyrës, dioda

është nën kushtet e bllokimit dhe tensioni dalës është zero. Format valore të tensionit hyrës dhe dalës janë parqitur në fig.3.1b.

3.2 PARAMETRAT E PERFORMANSAVE

Edhepse tensioni dalës në fig.3.1b është njëkahor, ai është edhe

diskontinual dhe përmban komponente harmonike të larta. Drejtuesi është

procesor i fuqisë i cili në dalje duhet të jap tension njëkahor me

përmbajtje minimale të harmonikëve. Në të njëjtën kohë, ai duhet ta ketë

rrymën hyrëse sa më afër sinusoidës dhe në fazë me tensionin hyrës.

Kualiteti i përpunimit të fuqisë te drejtuesi kërkon përcaktimin e

përmbajtjes së harmonikëve të rrymës hyrëse, tensionit dalës dhe rrymës

dalëse. Për caktimin e përbërjes harmonike të rrymave dhe tensioneve

përdoret zbërthimi në seri Fourier. Ekzistojnë lloje të ndryshme të

qarqeve drejtuese dhe performansat e tyre caktohen nga parametrat e

poshtëshënuar:

o Fuqia njëkahore dalëse

dcdcdc IVP 3.1

o Vlera efektive e tensionit dalës, Vrms

o Tensioni maksimal reverz në skaje të diodës, VRDmax

o Vlera efektive e rrymës dalëse, Irms

o Fuqia alternative dalëse

rmsrmsac IVP 3.2


25

o Efikasiteti i drejtuesit është i definuar si

ac

dc

P

P 3.3

Tensioni dalës mund të konsiderohet se përbëhet prej dy

komponenteve: (1) vlerës njëkahore dhe (2) komponentës alternative ose

valëzimit.

o Vlera efektive e tensionit të valëzimit dalës është

22

dcrmsac VVV 3.4

o Faktori i formës, që vlerëson formën e tensionit dalës

është

dc

rms

V

VFF

3.5

o Faktori i valëzimit, që vlerëson përmbajtjen e valëzimit,

definohet si

11 2

2

FF

V

V

V

VFV

dc

rms

dc

ac 3.6

o Faktori i harmonikut të rrymës hyrëse definohet si

2/12

1

2/1

2

1

2

1

2

1

S

S

S

SS

I

I

I

IIFH 3.7

ku IS është vlera efektive e rrymës së sekondarit të transformatorit, dhe IS1

komponenta themelore e rrymës IS.

o Faktori i fuqisë hyrëse definohet si


26

coscos 11

S

S

SS

SS

I

I

IV

IVPF 3.8

ku këndi është këndi i shfazimit në mes të komponentës themelore të

rrymës hyrëse dhe tensionit.

Drejtuesi ideal duhet t’i ketë = 100%, Vac = 0, FV = 0, FH = 0

dhe PF = 1.

3.3 DREJTUESI NJËFAZOR I VALËS SË PLOTË

Qarku i drejtuesit të valës së plotë me transformator me pikë të

mesme është paraqitur në fig.3.2a.

+

+ -

sv

pv

-

+

RL

+-

sv+ -

vD1

vD2

-

vL- +

t

t

t

D

0

0

-

0

vD2 vD1

v 1=0 vD2=0

2

(a) (b)

Fig.3.2 Drejtuesi i valës së plotë me transformator me pikë të

mesme: (a) diagrami i qarkut; (b) format valore

Secila gjysmë e transformatorit me diodën e vet përcjellëse

vepron si drejtues i gjysmëvalës dhe dalja e tij është paraqitur në fig.3.2b.


27

Pasi që këtu nuk ka rrjedhje të rrymës njëkahore nëpër transformator, nuk

ka humbje të fuqisë në bërthamën e transformatorit.

Vlera mesatare e tensionit dalës është

mm

T

mdc VV

dttVT

V 6366.02

sin2

2/

0

3.9

Në vend të transformatorit me pikë të mesme mund të përdoren

katër dioda si në fig.3.3a. Gjatë gjysmëciklit pozitiv të tensionit hyrës,

fuqia i dorëzohet ngarkesës nëpër diodat D1 dhe D2, ndërsa gjatë

gjysmëciklit negativ përcjellin diodat D3 dhe D4. Forma valore e tensionit

dalës është paraqitur në fig.3.3b. Tensioni maksimal reverz i diodës është

vetëm Vm. Qarku i këtillë është i njohur si drejtuesi me urë dhe zakonisht

ky përdoret në zbatimet industriale. Përparsia e konfiguracionit të këtillë

është se kërkon transformator më të thjeshtë (pa pikë të mesme në

sekondar).

(a)

(b)

Fig.3.3 Drejtuesi me urë: (a) diagrami i qarkut; (b) format valore


28

Shembulli 3.1___________________________________________________________

Drejtuesi njëfazor me urë që furnizon një ngarkesë me induktivitet të lartë (p.sh. motor

njëkahor) është paraqitur në fig.3.4a. Rryma e armatures, Ia, që nget motorin është

paraqitur në fig.3.4b. Të caktohet: (a) faktori i harmonik i rrymës hyrëse FH dhe (b)

faktri i fuqisë hyrëse PF

Zgjidhje______________________________________________________________

Motori njëkahor ka induktivitet të lartë dhe vepron si filtër në redukimin e rrymës së

valëzimit të ngarkesës. (a) Format valore të rrymës hyrëse dhe tensionit hyrës të

drejtuesit janë paraqitur në fig.3.4b. Rryma hyrëse mund të zbërthehet në seri Fourier si

)sincos()(,...3,1

1 tnbtnaIti n

n

ndc

ku 0)(2

1)()(

2

12

0

2

0

1

tdItdtiI adc

0)(cos2

)(cos)(1

0

2

0

1

tdtnItdtntia an

M

= i

(a)

Ia

Ia-

Ia

i1

Komponenta themelore

( b)

Fig.3.4 Drejtuesi me urë me motor si ngarkesë: (a) qarku; (b) format valore


29

n

ItdtnItdtntib a

an

4)(sin

2)(sin)(

1

0

2

0

1

ashtu që shprehja për rrymën hyrëse është

...)5

5sin

3

3sin

1

sin(

4)(1

tttIti a

Vlera efektive e komponentës themelore të rrymës hyrëse është

aa

S II

I 90.02

41

Vlera efektive e rrymës hyrëse është

aaS III

2/1222

...7

1

5

1

3

11

2

4

(a) Sipas definicionit faktori harmonik është

%43.484843.0

19.0

11

2/12

2/12

1

2/1

2

1

2

1

2

FH

I

I

I

IIFH

S

S

S

SS

(b) Këndi i shfazimit është = 0, ashtu që faktori i fuqisë hyrëse është

9.09.0

cos1 a

a

S

S

I

I

I

IPF


30

3.4 DREJTUESIT SHUMFAZORË NË YLL

Tensioni mesatar që mund të fitohet te drejtuesi njëfazor i valës së

plotë është 0.6366 Vm dhe këta përdoren për fuqi deri në 15 kW. Për fuqi

më të lartë dalëse përdoren drejtuesit trefazorë dhe shumfazorë. Tensioni

dalës i drejtuesve njëfazor, i zbërthyer në seri Fourier, tregon se në dalje

janë të pranishme komponentet harmonike dhe se frekuenca e

harmonikut themelor është dyfishi i frekuencës së burimit (2f). Në

praktikë zakonisht përdoret filtri për redukimin e nivelit të harmonikëve

në ngarkesë.

Fig.3.5 Drejtuesi shumfazorë


31

Te drejtuesi shumfazorë frekuenca themelore e komponenteve

harmonike gjithashtu rritet dhe ajo është q herë frekuenca e burimit (qf).

Drejtuesi i këtillë është i njohur edhe si drejtuesi në yll. Qarku i drejtuesit

shumfazorë me yll është paraqitur në fig.3.5a. Ky qark mund të trajtohet

si q drejtues njëfazor të gjysmëvalës dhe të konsiderohet si drejtues i tipit

gjysmëvalor. Dioda e k-të do të përcjellë gjatë periodës kur tensioni i

fazës k është më i lartë se i fazave tjera. Format valore për tensione dhe

rryma janë paraqitur në fig.3.5b. Perioda e përcjelljes së secilës diodë

është 2/q. Nga fig.3.5b mund të vërehet se rryma që kalon nëpër

sekondar është njëkahore, dhe pasi që vetëm një sekondar bartë rrymë në

kohë të caktuar, primari duhet të lidhet në trekëndësh në mënyrë që të

eliminohet komponenta njëkahore në anën hyrëse të transformatorit. Kjo

minimizon përmbajtjen e harmonikëve të rrymës linjore të primarit.

Nëse supozojmë valën kosinusoidale prej /q deri në 2/q,

tensioni mesatar dhe efektiv dalje për drejtuesin q-fazorë është

q

qVtdtV

qV m

q

mdc

sin)(cos/2

2/

0

3.10

2/1

2/1/

0

22

)2

sin2

1(

2

)(cos/2

qq

qV

tdtVq

qV

m

q

mrms

3.11

Nëse ngarkesa është rezistencë e pastër, rryma maksimale nëpër diodë

është

Lmm RVI /

dhe mund të caktohet vlera efektive e rrymës së diodës (ose rrymës së

sekondarit të transformatorit) si

L

rmsm

q

mS

R

V

qqI

tdtII

2/1

2/1/

0

22

)2

sin2

1(

2

1

)(cos2

2

3.12


32

3.5 DREJTUESI TREFAZORË ME URË

Drejtuesi trefazorë me urë zakonisht përdoret kur kërkohet fuqi

më e madhe dhe një drejtues i tillë është paraqitur në fig.3.6. Ky është

drejtues i valës së plotë. Ai mund të punoj me ose pa transformator dhe

në dalje jep gjashtë pulse të valëzimit. Diodat janë numërizuar sipas

rradhës së përcjelljes dhe secila prej tyre përcjellë për 120o. Sekuencat e

përcjelljes për dioda janë 12, 23, 34, 45, 56 dhe 61. Ato çifte të diodave

që janë të lidhura në mes të linjës furnizuese që ka tensionin linjor

momental më të lartë do të përçojnë. Tensioni linjor është 3 herë

tensioni fazor. Format valore dhe kohët e përcjelljes së diodave janë

paraqitur në fig.3.7. Tensioni mesatar në dalje është

mmmdc VVtdtVV 654.133

)(cos36/2

26/

0

3.13

ku Vm është vlera maksimale e tensionit fazor.

Vlera efektive e tensionit dalës është

mm

mrms

VV

tdtVV

6554.14

39

2

3

)(cos6/2

6

2/1

2/16/

0

22

3.14

Fig.3.6 Drejtuesi trefazorë me urë


33

Diodate kyçura

Fig.3.7 Format valore dhe kohët e përcjelljes së diodave

Nëse ngarkesa është rezistencë e pastër, rryma maksimale nëpër diodë

është

Lmm RVI /3

dhe vlera efektive e rrymës së diodës është

mm

mD

II

tdtII

5518.0)6

2sin

2

1

6(

1

)(cos2

4

2/1

2/16/

0

22

3.15


34

dhe vlera efektive e rrymës së sekondarit të transformatorit

mm

mS

II

tdtII

7804.06

2sin

2

1

6(

2

)(cos2

8

2/1

2/16/

0

22

3.16

ku Im është vlera maksimale e rrymës linjore të sekondarit.

Shembulli 3.2___________________________________________________________

Drejtuesi trefazor me yll ka ngarkesë të pastër rezistive R. Të caktohet (a) efikasiteti, (b)

faktori i formës, (c) faktori i valëzimit, (d) tensioni reverz maksimal i secilës diodë, dhe

(e) rryma maksimale e diodës, nëse drejtuesi jep rrymën Idc = 30 A në tensionin dalës

Vdc = 400 V.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Nga ek.(3.10), vlera mesatare e tensionit dalës është

mmdc VVV 827.03

sin3

dhe rryma mesatare në ngarkesë është

R

V

R

VI mdc

dc 827.0

Nga ek.(3.11), vlera efektive e tensionit është

mrms VV 84068.0

dhe vlera efektive e rrymës

R

VI m

rms 84068.0

Nga ek.(3.1), fuqia njëkahore në dalje është


35

RVIVP mdcdcdc /)827.0( 2

dhe nga ek.(3.2), fuqia efektive në dalje është

RVIVP mrmsrmsac /)84068.0( 2

Efikasiteti i drejtuesit, nga ek.(3.3), është

%77.96)84068.0(

)827.0(2

2

m

m

ac

dc

V

V

P

P

(b) Faktori i formës

(c) Faktori i valëzimit

%24.181824.010165.11 22 FFV

VFV

dc

ac

(d) Tensioni reverz maksimal në secilën diodë është i barabartë me vlerën

maksimale të tensionit linjor të sekondarit

mR VV 3max

(e) Vlera mesatare e rrymës nëpër diodë është

qItdtII m

q

mD

sin1

)(cos2

2/

0

Për q = 3,

mD II 2757.0

Rryma mesatare nëpër diodë është

103/30 DI A

dhe kjo jep rrymën maksimale të diodës

%65.1010165.1 dc

rms

V

VFF


36

27.362757.0/10max DI A

Shembulli 3.3___________________________________________________________

Drejtuesi trefazorë me urë ka ngarkesë të pastër rezistive R. Të caktohet (a) efikasiteti,

(b) faktori i formës, (c) faktori i valëzimit, (d) tensioni reverz maksimal në diodë, dhe

(e) rryma maksimale e diodës. Drejtuesi jep rrymën Idc = 60 A në tensionin dalës Vdc =

280.7 V dhe frekuencë të burimit f = 60 Hz.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) mmdc VVV 654.133

dhe R

VI m

dc 654.1

mmrms VVV 6554.1)4

39

3

2( 2/1

RVI mrms /6554.1



%83.99)6554.1(

)654.1(2

2

m

m

V

V

(b) %08,100dc

rms

V

VFF

(c) %412 FFV

VFV

dc

ac

(d) Nga ek.(3.13) tensioni maksimal fazor është

VV

V dcm 7.169

654.1


37

Tensioni maksimal reverz në diodë është i barabartë me tensionin maksimal linjor, pra

VVV mR 9.2933max

(e) Rryma mesatare nëpër diodë është

mmmD IItdtII 3183.06

sin2

)(cos2

46/

0

Rryma mesatare nëpër diodë është

AID 203/60

prandaj rryma maksimale nëpër diodë është

AI

I Dm 83.62

3183.0

20

3183.0

3.6 PROJEKTIMI I QARQEVE DREJTUESE

Projektimi i drejtuesit përfshin caktimin e karakteristikave të

diodave gjysmëpërçuese që do të përdoren për rastin konkret. Këto

karakteristika zakonisht specifikohen në varshmëri nga rryma mesatare,

rryma efektive, rryma maksimale dhe tensioni maksimal reverz. Nuk

ekzistojnë procedura standarde për projektim, por kërkohet të caktohen

format valore të tensioneve dhe rrymave të diodës.

RL

+

-

Ld+

-

vL

+

-

+

-

RL

vL Cd

+

-

Ld+

-

RL

vL Cd

(a) (b) (c)

Fig.3.8 Filtrat njëkahor të tipit L, C dhe LC


38

Më parë është theksuar se dalja e drejtuesve përmban komponente

harmonike, prandaj për rrafshimin e tensionit njëkahor në dalje mund të

përdoren filtrat njëkahor. Filtrat njëkahor janë zakonisht të tipit L, C dhe

LC si në fig.3.8.Për shkak të veprimit të drejtimit, edhe rryma hyrëse e

drejtuesit gjithashtu përmban komponente harmonike, prandaj edhe një

filtër alternativ përdoret zakonisht që t’i filtroj disa nga këta harmonik

nga sistemi i furnizimit. Filtri alternativ është zakonisht i tipit LC dhe ky

është paraqitur në fig.3.9.

+

-

+

-

Drejtuesiv =V sin tS m

Fig.3.9 Filtri alternativ

Gjatë projektimit të filtrit kërkohet që të caktohen amplitudat dhe

frekuencat e komponenteve harmonike, dhe hapat e duhur për

projektimin e drejtuesit janë spjeguar me anë të shembujve.

Shembulli 3.4___________________________________________________________

Drejtuesi trefazorë me urë furnizon ngarkesën me induktivitet të lartë ashtu që rryma

mesatare e ngarkesës është Idc = 60 A dhe valëzimi i rrymës është i papërfillshëm. Të

caktohen parametrat e diodës nëse tensioni fazor i burimit të lidhur në yll është 120 V në

f = 60 Hz.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Rryma mesatare e diodës është

AI

I dcD 20

3

60

3

Rryma efektive është


39

AI

tdII dcdcrms 64.34

3)(

2

12/1

3/

2

Rryma maksimale e diodës është

AII dcm 60

Tensioni maksimal reverz është

VVV mR 294120233max

Prandaj, për drejtuesin që do t’i përmbush këto kërkesa duhet të përdoren dioda

që durojnë tension reverz më të lartë se 300 V (për shkak të sigurisë së punës) dhe

rrymë maksimale më të lartë së 60 A.

Shembulli 3.5___________________________________________________________

Drejtuesi njëfazor me urë furnizohet nga burimi 120 V dhe 60 Hz (fig.3.10). Rezistenca

e ngarkesës është RL = 500 . Të llogaritet vlera e induktivitetit serik i cili do ta kufizoj

vlerën efektive të rrymës së valëzimit Iac në më pak se 5% të Idc.

RLL

L

1 3

24 D

DD

D

i L+

_

vvS

-

++

-

v p

Fig.3.10 Filtri i tipit L në dalje të drejtuesit

Zgjidhje_______________________________________________________________

Impedanca e ngarkesës është

nLnRLnjRZ 22 )()(


40

R

Lnarctgn

Tensioni dalës mund të përshkruhet me seri Fourier si

)sincos()(,...4,2

tnbtnaVtv n

n

ndcn

mmLdc

VttdVtdtvV

2)(sin

2

2)()(

2

1

0

2

0

,...4,2

0

2

0

)1)(1(

14

)(cossin2

)(cos)(1

n

m

mLn

nn

V

tdtntVtdtntva

0)(sinsin2

)(sin)(1

0

2

0

tdtntVtdtntvb mLn

Prandaj

...6cos35

44cos

15

42cos

3

42)(

t

Vt

Vt

VVtv mmmm

L

Vlera momentale e rrymës së ngarkesës është

)...4(cos

15

1)2(cos

3

1

)(

4)( 42

22tt

LnR

VIti m

dcL

ku

L

dcdc

R

VI

Nga shprehja për vlerën momentale të rrymës mund të nxjerret vlera efektive e rrymës

së valëzimit si


41

...

15

1

)(2

)4(

3

1

)(2

)4(2

222

22

222

22

LnR

V

LnR

VI

L

m

L

mac

Nëse marrim parasysh vetëm harmonikun e rendit më të ulët (n=2), do të kemi

3

1

)(2

422 LnR

VI

L

mac

Faktori i valëzimit

05,0)/2(1

4714.0

2)2(23

4

222

Lm

L

L

m

dc

ac

RLV

R

LR

V

I

IFV

Për vlerat e dhëna numerike do të fitohet

222 500/604105.04714.0 L

HL 22.6

Nga shprehja për rrymën e ngarkesës mund të vërehet, se induktiviteti në ngarkesë

paraqet impedancë të lartë për komponentet harmonike dhe vepron si filtër në redukimin

e tyre. Por, kjo induktansë fut vonesë kohore në rrymën e ngarkesës në krahasim me

tensionin hyrës, dhe në rastin e drejtuesit njëfazor të gjysmëvalës duhet të vendoset

dioda shkarkuese për këtë rrymë induktive.

Shembulli 3.6___________________________________________________________

Drejtuesi njëfazor me urë furnizohet nga burimi 120 V dhe 60 Hz (fig.3.11). Rezistenca

e ngarkesës është RL = 500 . (a) Të projektohet filtri i tipit C ashtu që faktori i

valëzimit të tensionit dalës të jetë më i vogël së 5%. (b) Me vlerën e kapacitetit Ce të

llogaritur nën (a), të llogaritet tensioni mesatar i ngarkesës Vdc.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Kur vlera momentale e tensionit vs është më e lartë se vlera momentale e

tensionit të kondenzatorit vC, diodat D1 dhe D2 (ose D3 dhe D4) përçojnë, dhe në atë rast

kondenzatori mbushet nga burimi (fig.3.11b).


42

1 3

24 D

DD

D

vS

-

++

-

v pRL

+

_L

vCe

(a) diagrami i qarkut

RL

+

_L

vCe

Vm

t0

vs+vs

(b) modeli i qarkut

Fig.3.11 Drejtuesi me filtër të tipit C

Nëse vlera momentale tensionit të furnizimit vs bie nën vlerën momentale të tensionit të

kondenzatorit vC, diodat D1 dhe D2 (ose D3 dhe D4) janë të polarizuara reverz dhe

kondenzatori zbrazet përmes rezistencës së ngarkesës RL. Tensioni i kondenzatorit

ndryshon prej një vlere minimale VCmin deri në maksimale VCmax si në fig.3.11c.

Të supozojmë se t1 është koha e mbushjes dhe t2 koha e zbrazjes se kondenzatorit Ce.

Qarku ekuivalent gjatë mbushjes është paraqitur në fig.3.12a. Kondenzatori do të

mbushet deri në vlerën maksimale të tensionit te burimit Vm, ashtu që mC Vttv )( 1 .

Në fig.3.12b është paraqitur qarku ekuivalent gjatë zbrazjes. Kondenzatori zbrazet

eksponencialisht nëpër rezistencën RL.

Vm

t0

vs+vs

+_

Ce

vC

+_

Ce

Vm

iL

RL

(a) mbushja (b) zbrazja

D D21

Fig.3.12.Qarqet ekuivalente për mbushje dhe zbrazje të kondenzatorit


43

Ekuacioni i barazpeshës dinamike është

0)(1

LLCL

e

iRtvdtiC

nga i cili, për kushte fillestare mC Vtv )0( , nxjerret rryma e zbrazjes si

eLCRt

L

mL e

R

Vi

/

Tensioni dalës (ose i kondenzatorit) vL gjatë periodës së zbrazjes mund të gjendet nga

eLCRt

mLLL eViRtv/

)(

Tensioni i valëzimit prej majës-në-maje (angl.peak-to-peak) vv(pp) mund të caktohet nga

)1(//

)()()(22

2

eLeL

t

CRt

m

CRt

mmttLttLppv eVeVVvvv

Pasi që xe x 1 , shprehja e fundit mund të thjeshtohet

eL

m

eL

m

eL

mppvCfR

V

CR

tV

CR

tVv

2)11( 22

)(

ku është konsideruar se t1 << t2 T/2.

Faktori i valëzimit mund të gjendet nga

)14(2

1

)144(

4

24

eLeLm

eL

eL

m

dc

ac

CfRCfRV

CfR

CfR

V

V

VFV

që mund të zgjidhet për Ce


44

FFVfR

CL

e

2.126)05.02

11(

500604

1)

2

11(

4

1

(b) Tensioni mesatar në ngarkesë është

VCfR

VVV

eL

mmdc 49.158

102.126500604

7.1697.169

4 6

PASQYRË PYETJESH

3.1 Çka është drejtuesi?

3.2 Cili është kushti i bllokimit të një diode?

3.3 Çka janë parametrat e performansave të drejtuesit?

3.4 Ku është rëndësia e faktorit të formës te drejtuesi?

3.5 Ku është rëndësia e faktorit të valëzimit te drejtuesi?

3.6 Çka është efikasiteti i drejtimit?

3.7 Çka është faktori i fuqisë hyrëse?

3.8 Çka është faktori harmonik?

3.9 Ku është dallimi në mes të drejtuesit të gjysmëvalës dhe të

valës së plotë?

3.10 Cili është tensioni dalës i drejtuesit njëfazor të gjysmëvalës?

3.11 Cili është tensioni dalës i drejtuesit njëfazor të valës së

plotë?

3.12 Cila është frekuenca themelore e tensionit dalës te

drejtuesi njëfazor i valës së plotë?


45

3.13 Cilat janë përparësitë e drejtuesit trefazorë ndaj

drejtuesit njëfazor?

3.14 Cilat janë të metat e drejtuesit shumëfazorë të

gjysmëvalës?

3.15 Cilat janë përparësitë e drejtuesit trefazorë me urë

ndaj drejtuesit gjashtëfazorë me yll?

3.16 Për çfarë qëllimi përdoren filtrat në qarqet drejtuese?

3.17 Cilat janë dallimet në mes të filtrave njëkahor dhe të

atyre alternativ?

3.18 Cili është efekti i induktivitetit të burimit në tensionin

dalës të drejtuesit?

3.19 Cili është efekti i induktivitetit të ngarkesës në daljen e

drejtuesit?

3.20 Cili është efekti i kondenzatorit të lidhur në daljen e

drejtuesit?

PROBLEME

3.1 Drejtuesi njëfazor me urë ka ngarkesë të pastër rezistive R = 10

, vlerë maksimale të tensionit hyrës Vm = 170 V dhe frekuencë

f = 60 Hz. Të caktohet tensioni mesatar në dalje të drejtuesit

nëse induktiviteti i burimit është i papërfillshëm.

3.2 Të përsëritet Prob.3.1 nëse induktiviteti i burimit (së bashku me

atë të transformatorit) është Lc = 0.5 mH

3.3 Drejtuesi trefazorë me yll ka ngarkesë të pastër rezistive R = 10

, dhe tension hyrës VS = 220 V dhe frekuencë f = 50 Hz. Të

caktohet tensioni mesatar në dalje të drejtuesit nëse induktiviteti

i burimit është i papërfillshëm.


46


atë të transformatorit) është Lc = 0.5 mH.

3.5 Drejtuesi trefazorë me urë ka ngarkesë të pastër rezistive R =

100 , dhe furnizohet nga burimi me tension 380 V dhe

frekuencë 50 Hz. Primari dhe sekondari i transformatorit janë të

lidhur në trekëndësh. Të caktohet tensioni mesatar në dalje të

drejtuesit nëse induktiviteti i burimit është i papërfillshëm.


atë të transformatorit) është Lc = 0.5 mH.

3.7 Drejtuesi njëfazor me urë nga fig.3.2a duhet të jap tension

mesatar në dalje prej Vdc = 400 V në ngarkesën rezistive R = 10

Të caktohen rrymat dhe tensionet e diodave dhe rryma e

transformatorit.

3.8 Drejtuesi trefazorë me urë duhet të jap tension mesatar në dalje

prej Vdc = 750 V dhe rrymë Idc = 900 A. Primari dhe sekondari i

transformatorit janë të lidhur në trekëndësh. Të caktohen rrymat

dhe tensionet e diodave dhe rryma e transformatorit.

3.9 Drejtuesi njëfazor me urë furnizohet nga burimi me tension 220

V dhe 50 Hz. Rezistenca e ngarkesës është R = 200 . (a) Të

projektohet filtri i tipit C ashtu që faktori i valëzimit të tensionit

dalës të jetë më i vogël se 5%. (b) Me vlerën e kapacitetit C të

caktuar nën (a), të llogaritet tensioni mesatar i ngarkesës Vdc.

3.10 Të përsëritet Prob.3.9 për drejtuesin njëfazor të

gjysmëvalës.

4. TIRISTORËT

4.1 HYRJE

Tiristori është njëra nga komponentet më të rëndësishme

gjysmëpërçuese të fuqisë. Tiristorët përdoren me të madhe në qarqet

elektronike të fuqisë si ndërprerës bistabil që punojnë në dy gjendje:

jopërcjellëse dhe përcjellëse. Edhepse tiristorët konsiderohen si

ndërprerës ideal për shumë zbatime, tiristorët praktik kanë karakteristika

dhe kufizime të caktuara, të cilat gjithësesi duhet të kihen parasysh gjatë

projektimit të qarqeve.

4.2 KARAKTERISTIKAT E TIRISTORIT

Tiristori është komponentë katërshtresore gjysmëpërçuese e

strukturës pnpn me tri kontakte pn. Ka tri terminale: anodën, katodën dhe

portën ose gejtin (angl. Gate). Në fig.4.1 janë parqitur simboli dhe prerja

tërthore e tri kontakteve pn. Teknologjia e fabrikimit të tiristorëve është

me difuzion dhe gjeneratat bashkohore të këtyre komponenteve kanë brez

të lartë të durimit të rrymave dhe tensioneve (të rendit kiloamper dhe

kilovolt).


48

A

KG G

Porta (gejti)

A Anoda

K Katoda

p

n

p

n

J1

2

3

J

J

Fig.4.1 Simboli dhe kontaktet pn të tiristorit

Kur tensioni në anodë është pozitiv në krahasim me katodën,

kontaktet e jashtme J1 dhe J3 janë të polarizuara drejtë. Kontakti i mesëm

J2 është i polarizuar reverz (sillet si diodë me polarizim reverz) dhe

vetëm një rrymë e vogël rrjedhë nga anoda në katodë. Për tiristorin në

këtë rast thuhet se është në gjendje bllokuese të drejtë ose i shkyçyr, dhe

kjo rrymë është e njohur si rryma e shkyçjes ID.

VAK

+

vS

A

iT

RL

K

+

iT

i gejtitTrigerimi

i Tensioni

vAKvBO

RrymaRrymareveze jopërcjellse

Tensionireverz

Rrymae mbajtjes

IH

(a) qarku (b) karakteristikat v-i

shpimit

e shkyçjes

i shpimit

Rënia e tensionit

Fig.4.2 Qarku i tiristorit dhe karaktristikat v-i

4. TIRISTORËT

49

Nëse tensioni i zbatuar anodë-katodë, VAK, rritet deri në një vlerë

të konsiderueshme, kontakti me polarizim reverz J2 do të shpoj. Kjo është

e njohur si shpimi i ortekut dhe tensioni gjegjës quhet tensioni i drejtë i

shpimit VBO. Pasi që dy kontaktet e jashtme (J1 dhe J3) kanë pasë

polarizim të drejtë që më parë, tani do të ketë lëvizje të lirë të bartësve

përmes të tri kontakteve, duke rezultuar në rrymë të lartë të anodës. Për

tiristorin atëherë thuhet se është në gjendje të përcjelljes ose i kyçur.

Rënia e vogël e tensionit në te paraqitet për shkak të rezistencës omike të

katër shtresave (pjerrtësia e lakores së rrymës në fig.4.2) dhe kjo rënie te

shumica e tipeve të tiristorëve zakonisht është e vogël rreth 1 V.

Në gjendjen e kyçjes, madhësia e rrymës së anodës është

praktikisht e pakufizuar, por në qarqet praktike ajo kufizohet me ndonjë

impedancë ose rezistencë të jashtme RL, siç është paraqitur në fig.4.2a.

Rryma e anodës duhet të jetë më e madhe se vlera e njohur si rryma e

mbajtjes IH, në mënyrë që të sigurohet rrjedha e sasisë së kërkuar të

bartësve nëpër kontakte; në të kundërtën tiristori do të kthehet në gjendje

bllokuese me zvoglimin e tensionit anodë-katodë. Rryma e mbajtjes IH

është rryma minimale e anodës që kërkohet për ta mbajtur tiristorin të

kyçur.

Karaktristikat tipike v-i të tiristorit janë paraqitur në fig.4.2b. Kur

tiristori përçon, ai sillet si një diodë përçuese dhe më nuk ka kurfarë

kontrolle të jashtme mbi komponentën. Nëse rryma e anodës zvoglohet

nën nivelin e rrymës së mbajtjes IH, tiristori do të kthehet në gjendje

bllokuese. Rryma e mbajtjes është rendit miliamper.

Kur tensioni në katodë është pozitiv në krahasim me anodën,

kontakti J2 është i polarizuar drejtë, por kontaktet J1 dhe J3 kanë

polarizim reverz. Situata është analoge me dy dioda me polarizim reverz

të lidhura në seri. Tiristori do të jetë në gjendje të bllokimit reverz dhe

nëpër te do të kaloj një rrymë e vogël e njohur si rryma reverze IR.

Tiristori mund të kyçet me rritjen e tensionit të polarizimit të

drejtë mbi vlerën VBO, por një kyçje e këtillë mund të jetë shkatruese. Në

praktikë, tensioni i polarizimit të drejtë mbahet nën vlerën VBO, ndërsa

tiristori kyçet me aplikimin e një impulsi të tensionit ose të rrymës në

mes të gejtit dhe katodës (trigerimi i gejtit). Kjo është paraqitur në fig.4.2

me vija të ndërprera. Tiristori njëherë i kyçur me sinjal të gejtit ka rrymë

të anodës më të madhe se rryma e mbajtjes dhe tiristori vazhdon të përçoj

për shkak të riveprimit pozitiv edhe kur sinjali i gejtit të ndërprehet.


50

4.3 MODELI I TIRISTORIT ME DY TRANZISTORË

Veprimi regjenerativ për shkak të riveprimit pozitiv mund të

demonstrohet me modelin ekuivalent të tiristorit me dy tranzistorë.

Tiristori mund të konsiderohet si dy tranzistorë komplementar bipolar,

një i tipit pnp, Q1 dhe tjetri i tipit npn, Q2, si në fig.4.3a.

Rryma e kolektorit të tranzistorit është e lidhur, në përgjithësi, me

rrymën e emiterit dhe rrymën reverze të ngopjes së kontaktit kolektor-

bazë me relacionin

CBOEC III 4.1

dhe amplifikimi i rrymës për konfiguracion me bazë të përbashkët është i

definuar si E

C

II

. Për tranzistorin Q1, rryma e emiterit është rryma e

anodës IA, dhe rryma e katodës mund të caktohet nga ek.(4.1)

111 CBOAC III 4.2

ku 1 është amplifikimi i rrymës dhe ICBO1 rryma reverze e ngopjes për

tranzistorin Q1. Ngjashëm, rryma e kolektorit të tranzistorit Q2 është

222 CBOKC III 4.3

ku 2 është amplifikimi i rrymës dhe ICBO2 rryma reverze e ngopjes për

Q2. Duke i kombinuar shprehjet (4.2) dhe (4.3) fitohet rryma e anodës

21 CCA III 11 CBOA II 22 CBOK II 4.4

Rryma e gejtit IG është e lidhur me rrymën e katodës dhe të anodës

përmes shprehjes IK = IA + IG dhe nga ek.(4.4) gjendet

)(1 21

212

CBOCBOG

A

IIII 4.5

4. TIRISTORËT

51

p

p

n n

n

p

J1

J2G

IG

A

IA

KIK

J2

J3

Q1

2Q

I I

I

I

I

I

I

I

A T

B1 C2

C1

B

K

G

A

=

=

2

1

2

1

2

Q

Q

G

K

Fig.4.3 Modeli i tiristorit me dy tranzistorë bipolar

Amplifikimi i rrymës 1 ndryshon me rrymën e emiterit AE II

dhe 2 ndryshon me rrymën GAK III . Nëse rryma e gejtit papritur

rritet, të themi prej 0 deri në 1 mA, kjo menjëherë do të shkaktoj rritjen e

rrymës së anodës IA, e cila më tutje shkakton rritjen e 1 dhe 2, pasi që

ky i fundit varet nga rryma e anodës dhe e gejtit. Rritja e vlerave të 1

dhe 2 do ta rrisë edhe më tepër rrymën IA. Kësisoji, këtu paraqitet një

efekt regjenerativ ose riveprim pozitiv. Nëse (1+2) tentojnë kah 1,

emruesi i ek.(4.5) i afrohet zeros, duke rezultuar në vlerë të lartë të

rrymës së anodës IA, kështu që tiristori do të kyqet me një rrymë të vogël

të gejtit.

Sipas ek.(4.5) vlerat mjaftë të larta të ICBO1 dhe ICBO2 mund të

shkaktojnë që (1+2) t’i afrohen vlerës 1 dhe si rezultat i kësaj mund të

vie deri te kyçja e padëshiruar e tiristorit.

4.4 KYÇJA E TIRISTORIT

Tiristori mund të kyçet me rritjen e rrymës së anodës. Kjo mund

të arrihet me njerën nga mënyrat vijuese.

Nxehtësia. Nëse temperatura e tiristorit është e lartë, do të

paraqitet rritja e numrit të çifteve elektro-vrimë, që do të shkaktojë rritjen

e rrymave reverze të ngopjes. Kjo rritje e rrymave do të shkaktoj rritjen e


52

(1+2) dhe tiristori mund të kyçet. Ky tip i kyçjes mund të shkaktoj

shkatrim termal dhe zakonisht në praktikë shmanget.

Drita. Nëse drita i rrezaton kontaktet e tiristorit, numri i çifteve

elektron-vrimë do të rritet dhe tiristori mund të kyçet. Tirisorët me

aktivizim me dritë kyçen pra me rrezatimin me dritë të shtresave të silicit.

iT

vAKvBO

IH

v

123

vv v

1 2 3

123

vv v>

>

>

>

3IGIG2IG 1IG

IG IGIG

=0

0

Fig.4.4 Efekti i rrymës së gejtit në tensionin e bllokimit të drejtë

Tensioni i lartë. Nëse tensioni i polarizimit të drejtë anodë-

katodë është më i lartë se tensioni i shpimit të drejtë VBO, rryma e rritur e

bllokimit do ta inicoj kyçjen regjenerative. Ky lloj i kyçjes mund të jetë

shkatrues dhe duhet të evitohet.

dv/dt: Nëse shpejtësia e rritjes së tensionit anodë-katodë është e

lartë, rryma e zbrazjes së kapaciteteve parazitare të kontakteve mund të

jetë e mjaftueshme që ta kyçë tiristorin. Vlerat e larta të rrymës së

zbrazjes mund ta dëmtojë tiristorin, prandaj qarku duhet të mbrohet nga

vlerat e larta të dv/dt.

Rryma e gejtit. Nëse tiristori ka polarizim të drejtë, injektimi i

rrymës së gejtit me aplikimin e tensionit pozitiv në mes të gejtit dhe

katodës do ta kyçë tiristorin. Me rritjen e rrymës së gejtit, tensioni i

bllokimit të drejtë do të zvoglohet siç është paraqitur në fig.4.4.

Në fig.4.5 është paraqitur forma valore e rrymës së anodës pas

aplikimit të sinjalit të gejtit. Në këtë rast paraqitet një vonesë kohore e

njohur si koha e kyçjes ton në mes të momentit të zbatimit të sinjalit të

gejtit dhe momentit të përcjelljes së tiristorit. Kjo kohë definohet si

intervali kohor në mes të vlerës 10% të rrymës së gejtit në gjendje

stacionare (0.1IG) dhe vlerës 90% të rrymës së tiristorit në gjendje

4. TIRISTORËT

53

stcionare (0.9IT). Koha e kyçjes përbëhet nga koha e vonesës td dhe koha

e rritjes tr. Koha e vonesës definohet si intervali kohor në mes të vlerës

10% të rrymës së gejtit dhe vlerës 10% të vlerës së rrymës së tiristorit.

Koha e rritjes është koha që nevojitet që rryma e anodës të rritet nga vlera

10% deri në 90% të vlerës së gjendjes stacionare. Këto kohë janë

paraqitur në fig.4.5.

iT

0i

T

I

0 tt t

t

d r

ton

G

I

I

II

G

G

T

T0.9

0.1

0.1

Fig.4.5 Karakteristikat e kyçjes

Gjatë projektimit të qarkut të udhëheqjes së gejtit duhet t’i

kushtohet kujdes këtyre pikave:

Sinjali gejtit duhet të shkyçet pas kyçjes së tiristorit. Sinjali i

pandërprerë i gejtit do t’i risë humbjet e fuqisë në kontaktin e

gejtit.

Derisa tiristori ka polarizim reverz, nuk duhet të ketë sinjal të

gejtit, përndryshe tiristori mund të dëmtohet për shkak të

rritjes së rrymës reverze.

Gjërësia e impulsit të gejtit duhet jetë më e madhe se koha e

nevojshme për rritjen e rrymës së anodës deri në vlerën e

rrymës së mbajtjes IH. Në praktikë, gjërësia e impulsit merret

zakonisht më e madhe se koha e kyçjes së tiristorit ton.


54

4.5 MBROJTJA di/dt

Tiristorit i nevojitet një kohë minimale që të bëhet përhapja

uniforme e rrymës së përcjelljes nëpër trupin e kontakteve. Nëse

shpejtësia e rritjes së rrymës së anodës është shumë e madhe në krahasim

me shpejtësinë e përhapjes së procesit të kyçjes, në tiristor mund të

paraqitet një “njollë” e lokalizuar e nxemjes për shkak të dendësisë së

lartë të rrymës, dhe si rezultat i temperaturës së lartë që zhvillohet,

komponenta mund të dëmtohet. Për këtë arsye, në praktikë komponentet

vendosen në ftohës special metalik dhe duhet t’iu sigurohet qarkullim i

ajrit.

Komponentet në praktikë duhet të mbrohen nga vlerat e larta të

di/dt. Si shembull ta trajtojmë qarkun në fig 4.6. Në gjendje stacionare,

dioda Dm përcjell kur tiristori T1 është i shkyçyr. Nëse T1 kyçet derisa Dm

është ende duke përcjellë, di/dt mund të jetë shumë e lartë dhe e kufizuar

vetëm me induktivitetin parazitar të qarkut.

-

vs

Ls T1

R2

Ii m

mD

Ngarkesa

C2

Fig.4.6 Qarku i tiristorit me induktivitet për kufizimin e di/dt.

Në praktikë, di/dt mund të kufizohet me vendosjen e një

induktiviteti në seri me tiristorin siç është paraqitur në fig. 4.6. Në këtë

rast shpejtësia e ndryshimit të rrymës di/dt është

S

S

L

V

dt

di 4.6

ku LS paraqet induktivitetin serik së bashku me induktivitetet parazitare të

qarkut.

4. TIRISTORËT

55

4.6 MBROJTJA dv/dt

Me mbylljen e ndërprerësit N1, në fig.4.7a, në momemtin t = 0, në

termonalet e tristorit T1 do të zbatohet tensioni i menjëhershëm shkallë

dhe kjo shpejtësi e ndryshimit të tensionit mund të jetë mjaftë e lartë që ta

kyçë qarkun në mënyrë të padëshiruar. Për t’iu shmang kyçjeve të këtilla

të pakontrolluara, dv/dt mund të kufizohet me lidhjen e një kondenzatori

CS dhe rezistence RS, siç është paraqitur në fig.4.7a. Kur të kyçet tiristori

T1, rryma e zbrazjes së kondenzatorit në këtë rast kufizohet me

madhësinë e rizstencës RS si në fig.4.7b.

+

-

1

S AKSV vC

+

-

T

+

-

1

SV

SC

1TS

D

R1

R2

+

-

SV

SC1T

S

R

R

L

VS

0.63VS

0 t= T t

(a) (b)

(d)

(c)

(e)

+

-

1AK

SV vSC

+

-

T

A

K

RS

N1 N1

N N1

Fig.4.7 Qarqet për mbrojtje të dv/dt

Me një qark të këtillë RC, tensioni në tiristor do të rritet

eksponencialisht siç është paraqitur në fig.4.7c dhe dv/dt e qarkut

përafërsisht mund të gjendet nga

SS

SS

CR

VV

dt

dv 632.0632.0

4.7

Vlera e konstantës kohore = RSCS mund të caktohet nga ek.(4.7)

për vlerë të njohur të dv/dt. Vlera e RS caktohet nga rryma e zbrazjes ITD


56

TD

SS

I

VR 4.8

Për zbrazje të kondenzatorit mund të përdoren më tepër rezistenca

siç është paraqitur në fig.4.7d. Në këtë rast dv/dt kufizohet me R1 dhe CS.

rezistencat (R1 +R2) kufizojnë rrymën e zbrazjes

21 RR

VI S

TD

4.9

Ngarkesa mund të formoj qark serik me qarkun oscilues siç është

paraqitur në fig.4.7e. Shpejtësia e shuarjes e këtyre oscilimeve është

LL

CRR

S

SS

20

4.10

ku LS është induktiviteti i definuar më parë, ndërsa L dhe R paraqesin

induktivitetin dhe rezistencën e ngarkesës.

Shembulli 4.1___________________________________________________-_______

Tensioni hyrës në fig.4.7e është VS = 200 V dhe rezistenca e ngarkesës R = 5 .

Induktiviteti i ngarkesës dhe induktivitetet parazitare të qarkut janë të papërfillshme dhe

tiristori punon në frekuencën fS = 2 kHz. Nëse kërkohet që dv/dt të jetë 100 V/s dhe

rryma e zbrazjes e kufizuar në 100 A, të caktohet: (a) vlerat e RS dhe CS, (b) humbjet në

qarkun oscilues dhe (c) fuqia në rezistencën e qarkut oscilues.

Zgjidhje_______________________________________________________________

VVdheLLRmAIsVdvdv SSTD 2000,5,100,100

(a) Nga fig.4.7e rryma e mbushjes së kondenzatorit mund të shprehet si

)0(1

)( tvdtiC

iRRV c

S

SS

Me kushtet fillestare 0)0( tvc , rryma e mbushjes do të jetë

4. TIRISTORËT

57

t

S

S eRR

Vti )(

ku sS CRR )(

Tensioni i drejtë në tiristor është

t

S

SST e

RR

RVVtv )(

Për )/()0(,0 RRRVVvt SSST

dhe për )/(368.0)(, RRRVVvt SSST fitohet

2)(

632.0)0()(

RRC

RVvv

dt

dv

SS

STT

Nga ek.(4.8), rezistenca për kufizimin e rrymës së kondenzatorit është

2100

200

TD

SS

I

VR

Nga shprehja e parafundit, për vlerën e kondenzatorit do të fitojmë

FCS

129.0100)52(

102005632.02

6

(b) Humbjet në qarkun oscilues janë

W

fVCP SSSS

2.5200020010129.05.0

5.0

26

2

(c) Nëse përvehtësojmë që e tërë energjia e akumuluar në kondenzator, do të

derdhet vetëm në rezistencën RS, fuqia në rezistencën e qarkut oscilues do të jetë 5.2W.


58

4.7 SHKYÇJA E TIRISTORIT

Tiristori njëherë i kyçur mund të shkyçet me zvoglimin e rrymës

së drejtë nën vlerën e rrymës së mbajtjes IH. Ekzistojnë metoda të

ndryshme të shkyçjes së tiristorit (zvoglimi i rrymës së anodës nga vlera

e gjendjes stacionare të përcjelljes në zero) dhe për të gjithat është e

përbashkët se rryma e anodës mbahet nën vlerën e rrymës së mbajtjes për

një kohë mjaftë të gjatë sa t’iu mundësohet të gjithë bartësve të tepërt nga

të katër shtresat e trupit të komponentës të largohen nën veprimin e

tensionit reverz, ose të rekombinohen.

Për shkak se dy kontaktet e jashtme, J1 dhe J3, gjatë shkyçjes kanë

polarizim reverz, karakteristikat e shkyçjes do të jenë të ngjashme me ato

të diodës, dhe përmbajnë kohë të rimëkëmbjes reverze trr dhe rrymë

reverze të rimëkëmbjes IRR. Rryma IRR mund të jetë shumë më e madhe se

rryma normale e bllokimit IR.

Te qarqet konvertuese me komutim me rrjetë, ku tensioni hyrës

ndryshon në mënyrë sinusoidale, siç është paraqitur në fig.4.8a, tensioni

reverz paraqitet në tiristor menjëherë pas kalimit të rrymës së drejtë nëpër

zero. Ky tension reverz do ta shpejtoj procesin e shkyçjes, duke i larguar

ngarkesat e tepërta nga kontaktet p-n, J1 dhe J3. Për llogaritjen e trr dhe

IRR mund të shfrytëzohen ekuacionet e njëjta si te dioda.

Kontaktit të brendshëm J2 (i cili ka polarizim reverz) do t’i

nevojitet një kohë për rekombinimin e bartësve të tepërt dhe kjo kohë

njihet si koha e rekombinimit trc. Nëse në terminalet e tiristorit zbatohet

tensioni negativ reverz, ai do ta redukoj kohën e rekombinimit, sepse kjo

kohë varet nga madhësia e tensionit reverz dhe nga sasia e ngarkesave të

grumbulluara. Në fig.4.8a dhe b janë paraqitur karakteristikat e shkyçjes

së tiristorit për qarqe me komutim me rrjetë ( ose natyror) dhe për qarqe

me komutim të dhunshëm.

Koha e shkyçjes tq paraqet shumën e kohës së rimëkëmbjes

reverze trr dhe kohës së rekombinimit trc. Në fund të procesit të shkyçjes,

nëpër kontaktin J2 zhvillohen shtresat e varfëruara dhe tiristori

rimëkëmbë aftësinë e vet për kyçje të sërishme. Në të gjitha metodat e

shkyçjes, gjatë këtij procesi zbatohet tension reverz në terminalet e

tiristorit. Koha e rimëkëmbjes reverze e tiristorit është një parametër

shumë i rëndsishëm, I cili gjithësesi duhet të kihet parasysh gjatë

projektimit të qarqeve me tiristorë, sidomos te qarqet me komutim te

dhunshëm (si inverorët dhe çoperët).

4. TIRISTORËT

59

+

-

1

V

AKv+ -

T

RL

iT

q

t

t

t

T

RR

rr rAK

m

1

0

0

0

Rryma e bllokimit

(a) Qarku i tiristorit për komutim me rrjetë

q

t

t

t

T

AK

rr

0

0

0

Rryma e bllokimit

S

2

rc

-V0

v0

mL=

didtmI mI

(b) Qarku i tiristorit për komutim të dhunshëm

Fig.4.8 Karaktristikat e shkyçjes së tiristorit


60

Koha e shkyçjes tq është intervali minimal kohor në mes të

momentit kur rryma e gjendjes së kyçjes bie në zero dhe momentit kur

tiristori aftësohet për pranimin e tensionit e drejtë pa u kyçur. tq varet nga

vlera maksimale e rrymës së gjendjes së kyçur dhe vlera momentale e

tensionit në këtë gjendje.

Ngarkesa e rimëkëmbjes reverze QRR është sasia e ngarkesës që

do të rimëkëmbet gjatë procesit të shkyçjes. Vlera e saj është e caktuar

nga sipërfaqja të cilën e mbyll lakorja e rrymës së rimëkëmbjes reverze.

Vlera e QRR varet nga shpejtësia e rënies së rrymës së gjendjes së kyçjes

dhe vlerës maksimale të rrymës së kyçjes para shkyçjes. QRR shkakton

humbje të energjisë në qark.

4.8. LIDHJA SERIKE E TIRISTORËVE

Për zbatime praktike ku kërkohet tension i lartë reverz, dy ose më

shumë tiristorë mund të lidhen në seri që ta përballojnë tensionin reverz

më të lartë se tensioni i tyre reverz veç e veç. Për shkak tolerancës në

procesin e fabrikimit, karakteristikat e tiristorëve të tipit të njëjtë

megjithate ndryshojnë në mes vedi. Në fig.4.9 janë paraqitur

karakteristikat e shkyçjes së dy tiristorëve. Për rrymë të njëjtë të shkyçjes,

tensionet e tyre të shkyçjes ndryshojnë.

v

0

I

Gjendja e kyçyr

Gjendja e shkyçyr

Is

v v1 2

T T2 1

Fig.4.9 Karakteristikat e shkyçjes së dy tiristorëve

4. TIRISTORËT

61

Në rastin e diodave, në mes të diodave të lidhura në seri, bëhej

vetëm ndarja e tensionit reverz bllokues. Te lidhja serike e tiristorëve,

përveç qarqeve për ndarje të tensionit reverz bllokues, nevojiten edhe

qarqet për ndarje të tensionit për tensionin e drejtë bllokues. Ndarja e

barabartë e tensionit edhe në këtë rast bëhet me lidhjen e rezistorëve për

secilin tiristor siç është paraqitur në fig.4.10. Për ndarje të barabartë të

tensionit, rrymat e shkyçjes për polarizim të drejtë ndryshojnë siç është

paraqitur në fig.4.11. Le të jenë ns tiristor në varg. Rryma e shkyçjes së

tiristorit T1 le të jetë ID1 ndërsa rrymat e tiristorëve tjerë le të jenë të

barabarta ashtu që ID2 = ID3 = IDn dhe ID1 < ID2. Pasi që triristori T1 ka

rrymën e shkyçjes më të vogël, ai do të marrë mbi vedi tension më të

madh bllokues.

C R

I T

V

R I

+ -

C R

I T

V

R I

+ -

C R

I T

V

R I

+ -

IT

T1 T2 T3

1 2 3

1 1 1 1 1 1

1 2D1 D23D3

IT

Fig.4.10 Tre tiristorë të lidhur në seri

Nëse I1 është rryma nëpër rezistencën R të lidhur në skajet e T1

dhe rrymat nëpër rezistorët tjerë janë të barabarta I1 = I3 = In, shpërndarja

e rrymave të shkyçjes është

211221 IIIIIIIII TTDDD

ose DIII 12

Tensioni në skajet e T1 është VT1 = RI1. Me zbatimin e ligjit të Kirchhoff-

it për tensione fitohet


62

RIInV

RInVV

DsT

sTS

))(1(

)1(

11

21

RInVn

RInRInV

DsTs

DssT

)1(

)1()1(

1

11 4.11

v0

IGjendja e kyçyr

Gjendja e shkyçur

T T2 1

V =V1 2

ID1

ID2

Fig.4.11 Rrymat e shkyçjes së drejtë për shpërndarje të barabartë të

tensionit

Nga ek.(4.11) mund të caktohet tensioni në skajet e tiristorit T1

s

DsST

n

IRnVV

)1(1 4.12

Tensioni VT1 do të ketë vlerë maksimale kur është ID maksimale.

Për ID1 = 0 dhe ID = ID2, ek.(4.12) paraqet tensionin më të lartë të

gjendjes stacionare në skajet e tiristorit T1

s

DsSTS

n

RInVV 2

(max)

)1( 4.13

Gjatë shkyçjes, dallimet në ngarkesën e grumbulluar shkaktojnë

diferenca në shpërndarjen e tensionit siç është paraqitur në fig.4.12.

Tiristori me ngarkesë të grumbulluar më të vogël (ose me kohë më të

vogël të rimëkëmbjes reverze) do të marrë mbi vedi tension më të lartë

4. TIRISTORËT

63

kalimtar. Kapacitete e kontakteve të cilat e kontrollojnë shpërndarjen

tensionit kalimtar nuk do të jenë të njejta prandaj është e nevojshme të

lidhen kapacitetet C1 në skaje të secilit tiristor si në fig.4.10. Rezistenca

R1 e kufizon rrymën e zbrazjes. Zakonisht qarku i njëjtë RC përdoret për

shpërndarjen kalimtare të tensionit dhe për mbrojtje nga dv/dt.

Tensioni kalimtar në tiristorin T1 mund të caktohet nga ek.(4.12)

me zbatimin e ndryshimit të tensionit

11

12

C

Q

C

QQIRV D

4.14

iT

IT

t1 t2

t

t

t

Q1

2Q

vT1+vT2=VS

0

vT1

0

-VS

vT2

-VS

0

Fig.4.12 Koha e rimëkëmbjes reverze dhe shpërndarja e tensionit

ku Q1 paraqet ngarkesën e grumbulluar në T1 dhe Q2 ngarkesën e

tiristorëve tjerë, ashtu që Q2 = Q3 = Qn dhe Q1 < Q2. Nëse ek.(4.14)

zëvëndsohet në ek.(4.12) fitohet

])1(

[1

1

1C

QnV

nV

s

S

s

T

4.15

Tensioni i shpërndarjes kalimtare për rastin më të keq do të

paraqitet kur Q1 = 0 dhe Q = Q2


64

])1(

[1

1

2(max)

C

QnV

nV s

S

s

TT

4.16

Faktori i uljes së tensionit kalimtar i cili zakonisht përdoret për

definimin e besueshmërisë së punës së vargut të tiristorëve definohet si

(max)

1DSs

S

Vn

VDRF 4.17.

Shembulli 4.2___________________________________________________________

Dhjetë tiristorë janë shfrytëzuar në varg për ta përballuar tensionin njëkahor VS = 15 kV.

Rrymat maksimale të bllokimit janë 10 mA dhe diferencat e ngarkesave janë 150 C.

Secili tiristor ka rezistencën për shpërndarje të tensionit R = 56 k dhe kapacitet C1 =

0.5 F. Të caktohet (a) tensioni maksimal i shpërndarjes në gjendje stacionare VTS(max),

(b) faktori i uljes së tensionit stacionar, (c) tensioni maksimal i shpërndarjes në gjendje

kalimtare VTT(max) dhe (d) faktori i uljes së tensionit kalimtar.

Zgjidhje_______________________________________________________________

ns = 10, V S= 15 kV, ID = ID2= 10 mA dhe Q = Q2= 150 C.

(a) Nga ek.(4.13), tensioni maksimal i shpërndarjes në gjendje stacionare është

VVTS 200410

10101056)110(000,15 33

(max)

(b) Nga ek.(4.17), faktori i uljes së tensionit stacionar është

%15.25200410

000,151

DRF

(c) Nga ek.(4.16), tensioni maksimal i shpërndarjes në gjendje kalimtare është

VVTT 177010

)105.0/(10150)110(000,15 66

(max)

(d) Nga ek.(4.17), faktori i uljes së tensionit kalimtar është

4. TIRISTORËT

65

%25.15177010

000,151

DRF

4.9 LIDHJA PARALELE E TIRISTORËVE

Në praktikë shpesh ndodhë që rryma e kërkuar e ngarkesës të jetë

më e madhe se rryma e lejuar e tiristorit. Prandaj në këto raste bëhet

lidhja paralele e disa tiristorëve të tipit të njëjtë. Kur tiristorët janë të

lidhur paralel, rryma e ngarkesës nuk është e shpërndarë njëtrajtësisht

nëpër tiristorë për shkak të diferencës në karakteristikat e tyre. Nëse

ndonjëri tiristor bart rrymë më të madhe se të tjerët, rritet disipacioni i

fuqisë në te, kësisoji rritet temperatura e kontaktit dhe zvoglohet

rezistenca e brendshme. Ky zvoglim i rezistencës më tutje do të shkaktoj

rritjen e rrymës së shpërndarjes dhe mund ta dëmtoj tiristorin. Kjo

bredhje e energjisë termike mund të evitohet me anë të ftohësve, në

mënyrë që të gjitha njësitë të punojnë në temperaturë të njëjtë.

Në seri me secilin tiristor mund të lidhet nga një rezistencë e

vogël, fig.4.13a, për ta siguruar shpërndarjen e barabartë të rrymës nëpër

tiristorë, por në këtë rast paraqiten humbje të konsiderueshme të fuqisë në

rezistorët serik. Për tu evituar kjo, zakonisht shpërndarja e njëtrajtshme e

rrymës sigurohet me anë të induktiviteteve me ndërlidhje magnetike si në

fig.4.13b. Nëse rryma nëpër tiristorin T1 rritet, një tension me polaritet të

kundërt do të indukohet në skajet e tiristorit T2 dhe impedanca në

konturën e T2 do të zvoglohet duke shkaktuar rritje të rrymës nëpër T2.

Fig.4.13 Shpërndarja e rrymave te tiristorët e lidhur paralelel:

(a) për kushte statike; (b) për kushte dinamike


66

4.10 QARQET PËR UDHËHEQJE TË TIRISTORIT

Te konvertorët me tiristorë, në terminale të ndryshme paraqiten

potenciale të ndryshme. Qarku në tërësi është nën tension të lartë,

zakonisht nbi 100 V, ndërsa qarku i gejtit mbahet nën tension të ulët,

zakonisht prej 12 deri 30 V. Prandaj paraqitet nevoja për një izolim në

mes të tiristorëve individual dhe qarqeve të tyre për gjenerimin e

impulseve. Izolimi mund të bëhet me transformator impulsiv ose me

optokaplera. Si optokapler mund të përdoret fototranzistori ose

fototiristori si në fig.4.14. Një impuls i shkurtë në hyrje të LED-diodës

D1, kyç fototiristorin T1 dhe tiristori i fuqisë TL trigerohet. Ky lloj i

izolimit kërkon furnizim të ndarë VCC dhe e rritë çmimin dhe peshën e

qarqeve udhëheqëse.

Në fig.4.15a është paraqitur një lloj i izolimit të thjeshtë me anë të

transformatorit impulsiv. Kur impulsi me tension adekuat zbatohet në

bazën e tranzistorit ndërprerës Q1, tranzistori shkon në ngopje dhe

tensioni njëkahor VCC paraqitet në primar të transformatorit, duke

indukuar tension impulsiv në sekondar, i cili zbatohet në mes të

terminaleve të gejtit dhe katodës së tiristorit.

-

+

1

1 g L

T

1V

1R

D

T

R

R

T

I

CC+V

A

K R

sv

Fototiristori

Fig.4.14 Izolimi me fototiristor

Kur impulsi zhvendoset nga baza e tranzistorit Q1, tranzistori

shkyçet, një tension me polaritet të kundërt indukohet në primar, dhe

dioda Dm fillon të përçoj. Rryma e energjisë magnetike të grumbulluar në

transformator bie në zero përmes diodës Dm. Gjatë kësaj zbrazjeje

kalimtare, në sekondarin e transformatorit indukohet tensioni gjegjës

4. TIRISTORËT

67

v

CC

m

1

2

1

1

1

1

1

t

t

0

R

CD

Q

RK

G

NND

+V

Tensioni igejtit

0

CC

m

1

2

1

1

1

1

v1

R

CD

Q

RK

G

NND

+V

0

+

-

C

t

Tensioni igejtit

+

-

1

v1

1R

1C

1D

Q

+

-

2

K

G

N1N

mD

CC+V

0t

Tensioni igejtit+

-

N3

R

1

RQ

2

K

G

N1N

mD

CC+V

0t

Tensioni igejtit

R

Oscilatori

ANDV

V

1

2

(a)

(b)

(d)

c)(

Fig.4.15 Izolimi me transformator impulsiv: (a) me impulse të shkurta; (b) me

impulse të gjata; (c) me gjenerator të vargut të impulseve; dhe (d) vargu i

impulseve me oscilator dhe qark AND


68

reverz. Gjersia e impulsit mund të rritet me lidhjen e kapacitetit C në

skajet e rezistencës R, siç është paraqitur në fig.4.15b.

Në shumë shndërrues të energjisë me ngarkesë induktive, perioda

e përcjelljes së tiristorit varet nga faktori i fuqisë së ngarkesës, prandaj

fillimi i përcjelljes së tiristorit nuk është mirë i definuar. Në këtë rast,

zakonisht duhet të bëhët trigerimi kontinual i tiristorit. Por, në anën tjetër

trigerimi kontinual në gejt i rritë humbjet e panevojshme në tiristor.

Prandaj më mirë është të përdoret një varg i impulsive, i cili mund të

fitohet me mbështjella ndihmëse N3, si në fig.4.15c. Kur tranzistori Q1

kyçet, një tension indukohet gjithashtu në mbështjellat N3 në bazën e

tranzistorit Q1, ashtu që dioda D1 polarizohet reverz dhe e shkyç

tranzistorin Q1. Në ndërkohë, kapaciteti C1 mbushet përmes rezistencës

R1 dhe përsëri kyçet Q1. Ky proces i kyçje-shkyçjes vazhdon përderisa të

ketë sinjal hyrës v1 në qarkun e izolatorit. Në vend të mbështjellave

ndihmëse, për formimin e vargut të impulseve shpesh në praktikë edhe

përdoret qarku logjik AND së bashku me një oscilator si në fig.4.15d.

G

K R

I

g

T

T1R

gCgDD1

1

(d)(c)

G

K

T

IT

1

gD

(b)

G

K

T

IT

1

gC

G

K

T

I

R g

T

1

(a)

Fig.4.16 Qarqet për mbrojtje të gejtit

Dalja e qarqeve të gejtit në fig.4.14 ose fig.4.15 lidhet në mes të

gejtit dhe katodës ose me komponentet tjera për mbrojtjen e gejtit siç

4. TIRISTORËT

69

është paraqitur në fig.4.16. Rezistenca Rg në fig.4.16a rritë aftësinë dv/dt

të tiristorit, zvoglon kohën e shkyçjes dhe rritë rrymën e mbajtjes.

Kapaciteti Cg në fig.4.16b zhvendos komponentet e larta të zhurmës dhe

rritë aftësinë dv/dt dhe kohën e vonesës së gejtit. Dioda Dg në fig.4.16c

mbron gejtin nga tensionet negative. Të gjitha këto mund të kombinohen

në një qark si në fig.4.16d.

PASQYRË PYETJESH

4.1 Çka është karakteristika v-i e tiristorit?

4.2 Cili është kushti i kyçjes së tiristorit?

4.3 Cili është kushti i shkyçjes së tiristorit?

4.4 Çka është rryma mbajtëse e tiristorit?

4.5 Cili është modeli i tiristorit me dy tranzistor?

4.6 Çka është koha e kyçjes së tiristorit?

4.7 Cili është qëllimi i mbrojtejes di/dt?

4.8 Cila është metoda e përgjithshme e mbrojtjes nga di/dt?

4.9 Cili është qëllimi i mbrojtejes dv/dt?

4.10 Cila është metoda e përgjithshme e mbrojtjes nga dv/dt?

4.11 Çka është koha e shkyçjes së tiristorit?

4.12 Cila është metoda e përgjithshme për shpërndarjen

uniforme të tensionit te tiristorët e lidhur në seri?

4.13 Cila është metoda e përgjithshme për shpërndarjen

uniforme të rrymës te tiristorët e lidhur paralel?

4.14 Cili është efekti i kohës së rimëkëmbjes reverze te

shpërndarja kalimtare e tensionit te tiristorët e lidhur

paralel?


70

4.15 Çka është faktori i uljes së tensionit te tiristorët e lidhur në

seri?

4.16 Si sigurohet shpërndarja e barabartë e rrymës kalimtare te

tiristorët e lidhur në seri?

4.17 Si sigurohet shpërndarja e barabartë e tensioneve

kalimtare te tiristorët e lidhur paralel?

PROBLEME

4.1 Tensioni hyrës në qarkun në fig.4.7e është VS = 200 V,

rezistenca e ngarkesës R = 10 dhe induktiviteti i ngarkesës L

= 50 H. Nëse herësi i shuarjes është 0.7 dhe rryma e zbrazjes

së kapacitetit 5 A, të caktohet (a) vlerat e RS dhe CS, dhe (b)

vlera maksimale e dv/dt.

4.2 Të përsëritet Problemi 4.1 për tension hyrës alternativ vS = 179

sin 377t.

4.3 Disa tiristorë janë lidhur në seri për përballimin e tensionit

njëkahor VS = 15 kV. Rryma maksimale e bllokimit të

tiristorëve është 10 mA dhe ndryshimi në ngarkesat e

grumbulluara të rimëkëmbjes është 150 C. Faktori i uljes së

tensionit për tensionet e shpërndarjes kalimtare dhe stacionare

është 20%. Nëse shpërndarja stacionare maksimale e tensionit

është 1000 V, të caktohet (a) rezistenca R për shpërndarje të

njëtrajtshme stacionare për secilin tiristor, dhe (b) kapaciteti C1

për tensione kalimtare.

4.4 Dy tiristorë janë të lidhur paralel për ndarjen e rrymës së

tërsishme të ngarkesës prej IL = 600 A. Rënia e tensionit në

njërin tiristor në gjendje të kyçur është VT1 = 1.0 V në 300 A

dhe për tiristorin e dytë VT2 = 1.5 V në 300 A. Të caktohen

vlerat e rezistencave serike për shpërndarje të tensionit me

diferencë 10% dhe tension total v = 2.5 V.

5. DREJTUESIT E UDHËHEQUR

5.1 HYRJE

Në kapitullin tre kemi parë se drejtuesit me dioda në dalje japin

tension njëkahor me vlerë të fiksuar. Për të fituar tension të kontrolluar në

dalje, në vend të diodave, si ndërprerës përdoren tiristorët e udhëhequr

me fazë. Tensioni dalës i drejtuesve me tiristorë ndryshohet me

kontrollimin e vonesës së këndit të kyçjes së tiristorëve. Tiristori i

kontrolluar me fazë kyçet me zbatimin e një impulsi të shkurtë në gejtin e

tij dhe shkyçet me komutim të natyrshëm ose me rrjetë, ndërsa në rastin e

ngarkesës me induktivitet të lartë, ai shkyçet me ndihmën e tiristorit tjetër

gjatë gjysmëciklit negativ të tensionit hyrës.

Këta drejtues të kontrolluar me fazë janë të thjeshtë, më të lirë dhe

efikasiteti i këtyre drejtuesve është zakonisht mbi 95%. Pasi që këto

qarqe bëjnë shndërrimin e energjisë alternative në njëkahore, këta quhen

edhe konvertorë ac-dc dhe shfrytëzohen shumë në zbatime industriale,

posaçërisht te ngasjet motorike me shpejtësi të ndryshueshme. Brezi i të

fuqisë së tyre shkon prej disa vatësh deri në disa megavat.

Konvertorët e kontrolluar me fazë, varësisht nga burimi, mund të

klasifikohen në dy grupe: (1) konvertorët njëfazor, dhe (2) konvertorët

trefazorë. Secili grup mund të ndahet në: (a) gjysmëkonvertor, (b)

konvertor të plotë, dhe (c) konvertor dual. Gjysmëkonvertori është

konvertor që punon vetëm në një kuadrant dhe i cili në dalje ka tension

dhe rrymë të vetëm një polariteti. Konvertori i plotë është konvertor që


72

punon vetëm në dy kuadrante dhe tensioni i tij në dalje mund të jetë edhe

pozitiv edhe negativ, ndërsa rryma dalëse ka vetëm një polaritet.

Konvertorët dual mund të punojnë në katër kuadrante, ndërsa tensioni

dhe rryma e tyre dalëse mund të jenë edhe pozitiv edhe negativ. Në disa

zbatime, konvertorët lidhen në seri për të punuar në tension më të lartë

dhe për ta përmirësuar faktorin e fuqisë hyrëse.

Performansat e konvertorëve të kontrolluar më fazë mund të

analizohen gjithashtu me metodën e serive Fourier. Nëse, për thjeshtim të

analizës, supozojmë se induktiviteti i ngarkesës është mjaftë i lartë, mund

të konsiderojmë se rryma e ngarkesës është kontinuale dhe ka valëzim të

papërfillshëm.

5.2 PRINCIPI I PUNËS SË KONVERTORIT TË KONTROLLUAR ME FAZË

Ta analizojmë qarkun e paraqitur në fig.5.1a I cili ka ngarkesë

kryesisht rezistive. Gjatë gjysmëciklit pozitiv të tensionit hyrës, anoda e

tiristorit është pozitive në krahasim me katodën dhe për tiristorin thuhet

se ka polarizim të drejtë. Kur tiristori T1 kyçet në momentin t = (në

këtë moment në tiristor vepron impulsi i gejtit), tiristori përçon dhe

tensioni hyrës paraqitet në ngarkesë. Kur tensioni hyrës fillon të bëhet

negativ në momentin t = , anoda e tiristorit bëhet negative në krahasim

me katodën dhe për tiristorin T1 thuhet se ka polarizim revers dhe ai

shkyçet. Koha kur tensioni hyrës fillon të bëhet pozitiv derisa tiristori të

kyçet në t = quhet vonesa ose koha e kyçjes .

Në fig.5.1b është paraqitur regjioni i punës së konvertorit ku edhe

rryma edhe tensioni kanë polaritet të njëjtë. Në Fig.5.1c janë paraqitur

format valore të tensionit hyrës, të tensionit dalës, të rrymës së ngarkesës

dhe të tensionit në skajet e tiristorit T1. Ky konvertor zakonisht nuk

përdoret në zbatime industriale sepse dalja e tij, siç kemi theksuar më

parë, përmban valëzim të madh me frekuencë të ulët të valëzimit. Nëse fS

është frekuenca e burimit hyrës, frekuenca më e ulët e tensionit të

valëzimit në dalje është fS.


73

2 t

t

t

t

i

-

0

0

0

0

2

2

2

1

1V

0

T1

v /Ro

V

0

0

dcV

v

dcIi

0

(c)

( b)

Fig.5.1 Konvertori njëfazor me tiristor dhe me ngarkesë rezistive: (a)

qarku; (b) kuadranti i punës; (c) format valore

Nëse Vm është amplituda e tensionit hyrës, tensioni mesatar në

dalje, Vdc, mund të caktohet nga

)cos1(2

]cos[2

)(sin2

1

m

mmdc

V

tV

tdtVV

5.1

dhe ky tension mesatar mund të ndryshohet nga

mV deri në 0 me

ndryshimin e këndit prej 0 deri në . Tensioni mesatar bëhet maksimal

kur = 0 dhe në atë rast tensioni maksimal në dalje është


74

m

dm

VV

5.2

Tensioni i normalizuar në dalje është

)cos1(5.0 dm

dcn

V

VV 5.3

Vlera efektive e tensionit në dalje është

2/1

2/12

2/122

)]2

2sin(

1[

2

)]()2cos1(4

[

)](sin2

1[

m

m

mrms

V

tdtV

tdtVV

5.4

Pra, tensioni në dalje përbëhet nga një impuls njëkahor, vlera

mesatare (dhe efektive) e të cilit mund të rregullohet me ndryshimin e

këndit të kyçjes së tiristorit

Shembulli 5.1___________________________________________________________

Nëse konvertori nga fig.5.1a ka rezistencë të pastër si ngarkesë R dhe kënd të vonesës

= /2, të caktohet (a) efikasiteti i drejtimit, (b) faktori i formës FF, (c) faktori i valëzimit

FV dhe (d) tensioni revers maksimal në tiristorin T1.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Nga ek.(5.1), vlera mesatare e tensionit dhe e rrymës dalëse është

mdc VV 1592.0 dhe

RVI mdc /1592.0


75

Nga ek.(5.3), tensioni i normalizuar në dalje është

5.0)cos1(5.0 dm

dcn

V

VV

Nga ek.(5.4), vlera efektive e tensionit dhe rrymës dalëse është

mrms VV 3536.0 dhe

RVI mrms /3536.0

Nga ek.(3.1), fuqia njëkahore dalëse është


dhe nga ek.(3.2) fuqia efektive dalëse


(a) Nga ek.(3.3), efikasiteti i drejtuesit është

%27.20)3536.0(

)1592.0(2

2

m

m

V

V

(b) Nga ek.(3.5) faktori i formës është

%1.2223536.0

1592.0

m

m

V

VFF

(c) Nga ek.(3.7), faktori i valëzimit është

%3.198)1221.2( 22 FV

(d) Tensioni revers maksimal në tiristor është

mRT VV max


76

5.3 GJYSMËKONVERTORI NJËFAZOR

Në fig.5.2a është paraqitur qarku i gjysmëkonvertorit njëfazor me

ngarkesë të lartë induktive. Rryma e ngarkesës është përvetësuar të jetë

kontinuale dhe pa valëzime. Gjatë gjysmëciklit pozitiv, tiristori T1 ka

polarizim të drejtë. Kur tiristori të kyçet në momentin t = , ngarkesa

është e lidhur në burimin hyrës përmes T1 dhe D2 gjatë periodës t

. Gjatë periodës t (+), tensioni hyrës është negativ dhe dioda

shkarkuese Dm ka polarizim të drejtë. Kjo diodë përçon për ta siguruar

kontinuitetin e rrymës së ngarkesës induktive. Rryma e ngarkesës bartet

nga T1 dhe D2 në Dm; tiristori T1 dhe D2 janë të shkyçur. Gjatë

gjysmëciklit negativ të tensionit hyrës, tiristori T2 ka polarizim të drejtë,

dhe kyçja e tiristorit T2 në t = (+) do ta polarizojë revers diodën Dm.

Dioda shkyçet dhe ngarkesa është e lidhur me burimin përmes T2 dhe D1.

Në fig.5.2b është paraqitur regjioni i punës së konvertorit, ku

shihet se edhe tensioni edhe rryma dalëse kanë polaritet pozitiv. Në

fig.5.2c janë paraqitur format valore të tensionit hyrës, tensionit dalës,

rrymës hyrëse dhe rrymave nëpër tiristorët T1, T2, dhe diodat D1 e D2. Ky

konvertor ka faktor më të mirë të fuqisë për shkak të diodës shkarkuese

dhe zakonisht përdoret në zbatime praktike me fuqi deri në 15 kW, ku

puna në një kuadrant është e pranueshme.

Tensioni mesatar në dalje mund të caktohet nga shprehja

)cos1(

]cos[2

2)(sin

2

2

m

mmdc

V

tV

tdtVV

5.5

dhe ky tension mund ta ndryshoj vlerën prej 2Vm/ deri në 0 me

ndryshimin e këndit të kyçjes së tiristorit prej vlerës 0 deri në . Vlera

maksimale e tensionit mesatar në dalje është Vdm = 2Vm/ dhe është e

qartë se kjo vlerë paraqitet për = 0.


77

+

pv

-

+R

-

vS

S

T1

T2

o

1

D1 D2 Dm

2

i

T T

mD L

i i iE

o aIi =

-

+

v

i

i

t

t0

0

t0

t0

t0

t0

t0

t0

t0

+

+

+

+

+

+

+

+

Ia

Ia

Ia

Ia

Ia

Ia

Ia

o

T1

D1

T2

D2

S

o

Dm

i

i

i

i

i

i

i

0o

o

dc

dcV

v

iI

(a)

(b)

(c)

Fig.5.2 Gjysmëkonvertori njëfazor: (a) qarku; (b) kuadranti i punës; (c)

format valore

Tensioni i normalizuar në dalje është

)cos1(5.0 dm

dcn

V

VV 5.6



78

2/1

2/12

2/122

)]2

2sin(

1[

2

)]()2cos1(2

[

)](sin2

2[

m

m

mrms

V

tdtV

tdtVV

5.7

Shembulli 5.2___________________________________________________________

Gjysmëkonvertori në fig.5.2a është lidhur në burim me 120 V dhe 60 Hz. Rryma e

ngarkesës mund të konsiderohet kontinuale dhe valëzimi i saj mund të neglizhohet.

Herësi i transformatorit është një. (a) Të shprehet rryma hyrëse në seri Fourier dhe të

caktohet faktori harmonik i rrymës hyrëse, FH, dhe faktori i fuqisë hyrëse PF. (b) Nëse

këndi i vonesës është = /2, të llogaritet Vdc, Vn, Vrms, FH dhe PF.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Forma valore e rrymës hyrëse është paraqitur në fig.5.2c dhe vlera momentale

e saj mund të shprehet në seri Fourier si

,...2,1

)sincos()(n

nndcS tnbtnaIti 5.8

ku 0)()(2

12

tdItdII aadc dhe

,...6,4,20

,...5,3,1sin2

)(cos)(cos1

)(cos)(1

2

2

nkur

nkurnn

I

tdtnItdtnI

tdtntia

a

aa

sn


79

,...6,4,20

,...5,3,1)cos1(2

)(sin)(sin1

)(sin)(1

2

2

nkur

nkurnn

I

tdtnItdtnI

tdtntib

a

aa

sn

Pasi që Idc = 0, ek.(5.8) mund të shkruhet si

...5,3,1

)(sin2)(n

nnS tnIti 5.9

ku 2

tan 1 n

b

a

n

nn 5.10

Vlera efektive e komponentës së n-të harmonike të rrymës hyrëse është

2cos

22)(

2

1 2/122

n

n

IbaI a

nnSn 5.11

Nga ky ekuacion mund të nxjerrët vlera efektive e komponentës themelore të rrymës

hyrëse si

2cos

221

a

S

II

Nga ek.(5.11) vlera efektive e rrymës hyrëse është

2/1

,2,1

)( Sn

n

S II

Rryma IS mund të llogaritet gjithashtu drejtpërsëdrejti nga

2/12/1 )1()](2

[

aaS ItdII


80

Faktori harmonik është

2/12

1 ]1)/[( SS IIFH ose 2/1]1

)cos1(4

)([

FH 5.12

Faktori i fuqisë hyrëse është

2/1

1

)]([

)cos1(2

2cos

S

S

I

IPF 5.13

(b) 2/

dhe 7.1691202 mV V

Nga ek.(5.5), vlera mesatare e tensionit është

VV

tV

tdtVV

m

mmdc

02.54)cos1(

]cos[2

2)(sin

2

2

Nga ek.(5.6), tensioni i normalizuar është

5.0)cos1(5.0 dm

dcn

V

VV

dhe nga ek.(5.7), vlera efektive e tensionit është

57.84)]2

2sin(

1[

2

2/1

mrms

VV V

aa

S II

I 6366.04

cos22

1

aaS III 7071.0)1( 2/1


81

4835.0]1)/[( 2/12

1 SS IIFH ose 48.35%

6366.0)]([

)cos1(2

2cos

2/1

1

S

S

I

IPF

Vërejtje:Parametrat e performansave të konvertorit varen nga këndi i

vonesës .

5.3.1 GJYSMËKONVERTORI NJËFAZOR ME NGARKESË RL

Në praktikë, ngarkesa ka induktivitet të fundmë. Rryma e

ngarkesës varet nga rezistenca e ngarkesës R dhe induktiviteti i ngarkesës

L. Forma valore e rrymës së ngarkesës është paraqitur në fig.5.3. Puna e

konvertorit mund të ndahet në dy mode: modi 1 dhe modi 2.

Modi 1. Ky mod vlen për 0 t , dhe gjatë kësaj periode

dioda shkarkuese Dm përçon. Rryma e ngarkesës iL1 gjatë modit 1

përshkruhet me

011 ERi

dt

diL L

L 5.14

e cila , për kushte fillestare iL1 (t=0) = IL0, në gjendjen stacionare është

)1( )/()/(

01

tLRtLR

LL eR

EeIi për iL1 0 5.15

Në fund të këtij modi në t = , rryma e ngarkesës bëhet IL1. Pra kjo

është

1LI = )1()( /)/(/)/(

01

LRLR

LL eR

EeIti për IL1 0

5.16


82

t0

+

o

0 +

t

i1L

L

L0II

Modi 1 Modi 2

Fig.5.3 Forma valore e rrymës së ngarkesës

Modi 2. Ky mod vlen për t , derisa tiristori T1 përçon.

Nëse tensioni hyrës është tVv Ss sin2 , rryma e ngarkesës iL2 gjatë

modit 2 mund të gjendet nga ekuacioni

tVERidt

diL SL

L sin222 5.17

zgjidhja e të cilit ka formën

R

EeAt

Z

Vi tLRSL )/(

12 )(sin2

për iL2 0

ku 2/122 ])([ LRZ është impedanca e ngarkesës dhe

)/(tan 1 RL . Konstanta A1, e cila mund të caktohet nga kushtet

fillestare t = , iL2= iL1, është

)/)(/(

11 )(sin2

LRS

L eZ

V

R

EIA


83

Nëse tani këtë konstantë e zëvendësojmë në shprehjen për rrymën e

ngarkesës, fitojmë

R

Et

Z

Vi S

L )(sin2

2

)/)(/(

1 )(sin2 tLRS

L eZ

V

R

EI

për iL2 0 5.18

Në fund të modit 2, në kushtin e gjendjes stacionare kemi iL2 (t=) =

IL0. Nëse këtë kusht e zëvendësojmë në ek.(5.15) dhe e zgjidhim për IL0

do të fitohet

R

E

e

e

Z

VI

LR

LR

SL

)/)(/(

/))(/(

01

)(sin)(sin2

për IL0 0 dhe 5.19

Vlera efektive e rrymës së tiristorit mund të gjendet nga ek.(5.18) si

2/1

2

2 )(2

1

tdiI LTef

Vlera mesatare e rrymës së tiristorit është

)(2

12 tdiI LTmes

Vlera efektive e rrymës dalëse mund të caktohet nga ek.(5.15) dhe (5.18)

si 2/1

0

2

2

2

1 )(2

1)(

2

1

tditdiI LLrms

Vlera mesatare e rrymës dalëse mund të caktohet nga ek.(5.15) dhe (5.18)

si


84

)(2

1)(

2

12

0

1 tditdiI LLdc .

Shembulli 5.3___________________________________________________________

Gjysmëkonvertori njëfazor nga fig.5.2a ka ngarkesë RL me L = 6.5 mH, R = 2.5 dhe

E = 10 V. Tensioni hyrës është VS = 120 V në 60 Hz. Të caktohet (a) rryma e ngarkesës

IL0 në t = 0, dhe rryma e ngarkesës IL1 në t = = 60o, (b) rryma mesatare ITmes dhe

efektive ITef e tiristorit (c) rryma efektive dhe mesatare dalëse Irms, dhe Idc.

Zgjidhje_______________________________________________________________

.5.3,42.44)/(tan

,120,/377602,60,5.6,5.2

1

ZRL

VVsradHzfmHLR

o

S

(a) Rrymat stacionare të ngarkesës nga ek.(5.19) dhe (5.16) për t = 0 dhe në t =

janë

R

E

e

e

Z

VI

LR

LR

SL

)/)(/(

/))(/(

01

)(sin)(sin2=29.77 A,

për t = 0

1LI = )1()( /)/(/)/(

01

LRLR

LL eR

EeIti =7.6 A,

për t = ,

(b) Rryma mesatare dhe efektive e tiristorit

)(2

12 tdiI LTmes

=11.42 A

2/1

2

2 )(2

1

tdiI LTef =20.59 A


85

(c) Vlera efektive dhe mesatare e rrymës dalëse 2/1

0

2

2

2

1 )(2

1)(

2

1

tditdiI LLrms =30.92 A

)(2

1)(

2

12

0

1 tditdiI LLdc =28.45 A.

5.4 KONVERTORI I PLOTË NJËFAZOR

Qarku i konvertorit të plotë njëfazor është paraqitur në fig.5.4a.

Ngarkesa është me induktivitet të lartë ashtu që rryma e ngarkesës është

kontinuale dhe pa valëzime të konsiderueshme. Gjatë gjysmëciklit

pozitiv, tiristorët T1 dhe T2 kanë polarizim të drejtë; dhe nëse të dy

tiristorët janë të kyçur njëkohësisht në t = , ngarkesa kyçet në burim

përmes këtyre tiristorëve. Për shkak të ngarkesës induktive, tiristorët T1

dhe T2 do të vazhdojnë të përçojnë edhe pas t = , edhe pse tensioni i

hyrjes është tashmë negativ. Gjatë gjysmëciklit negativ të tensionit hyrës,

tiristorët T3 dhe T4 kanë polarizim të drejtë; dhe kyçja e njëkohshme e

tiristorëve T3 dhe T4 do ta lidh tensionin e burimit në skajet e tiristorëve

T1 dhe T2 si tension revers të bllokimit. T1 dhe T2 do të shkyçen për shkak

të komutimit nga rrjeta ose me komutim të natyrshëm dhe rryma e

ngarkesës do të kaloj nga T1 dhe T2 në T3 dhe T4. Në fig.5.4b është

paraqitur regjioni i punës së konvertorit, ndërsa në fig.5.4c janë paraqitur

format valore të tensionit hyrës, tensionit dalës dhe rrymat hyrëse dhe

dalëse. Gjatë periodës prej deri në , tensioni hyrës vS dhe rryma

hyrëse iS janë pozitive edhe fuqia rrjedh nga burimi në ngarkesë. Për

konvertorin thuhet se punon në modin drejtues. Në periodën prej deri

në + , tensioni hyrës vS është negativ dhe rryma hyrëse iS është

pozitive. Këtu do të ketë rrjedhje të kundërt të fuqisë nga ngarkesa në

burim. Për konvertorin thuhet se punon në modin e invertimit. Ky

konvertor përdoret shumë në zbatime industriale deri në 15 kW.

Varësisht nga vlera e , tensioni mesatar në dalje mund të jetë ose pozitiv

ose negativ dhe mundëson punë në dy kuadrante.

Tensioni mesatar në dalje mund të caktohet nga


86

cos2

]cos[2

2)(sin

2

2

m

mmdc

V

tV

tdtVV

5.20

dhe ky tension ndryshon nga 2Vm/ deri në -2Vm/ me ndryshimin e

këndit nga 0 deri në . Tensioni maksimal mesatar në dalje është Vdm =

2Vm/ dhe tensioni i normalizuar dalës është

cosdm

dcn

V

VV 5.21

o

ov

i0 dc

dcV

I

(b)

+

pv

-

+R

-

vS

S

o

1 2

i

T T

L

E

o aIi =

-

+

v

(a)

1T1T

T T3 4

t

0

+

+

t0

+

Ia

Ia

Si

t0

Ia

oi

( )c

t

0 +

o

-

1 2 3 4T T T T, ,

dcI

dcV

dcVdcV-

Fig.5.4 Konvertori i plotë njëfazor: (a) qarku; (b) kuadranti i punës; (c)

format valore


87


Sm

m

mrms

VV

tdtV

tdtVV

2

)]()2cos1(2

[

)](sin2

2[

2/12

2/122

5.21

Me ngarkesë të pastër rezistive, tiristorët T1 dhe T2 do të përçojnë

nga deri në , dhe tiristorët T3 dhe T4 do të përçojnë nga + deri në

2. Vlera momentale e tensionit dalës do të jetë e ngjashme me atë për

gjysmëkonvertorin në fig.5.2b. Ekuacionet (5.5) dhe (5.7) mund të

zbatohen për gjetjen e vlerës mesatare dhe efektive të tensionit dalës.

Shembulli 5.4___________________________________________________________

Për konvertorin e plotë njëfazor në fig.5.4a, të përsëritet Shembulli 5.2 për këndin e

vonesës = /3.

Zgjidhje_______________________________________________________________


e rrymës hyrëse mund të shprehet në seri Fourier si

,...2,1

)sincos()(n

nndcS tnbtnaIti

ku 0)()(2

12

tdItdII aadc dhe


88

,...6,4,20

,...5,3,1sin4

)(cos)(cos1

)(cos)(1

2

2

nkur

nkurnn

I

tdtnItdtnI

tdtntia

a

aa

sn

,...6,4,20

,...5,3,1cos4

)(sin)(sin1

)(sin)(1

2

2

nkur

nkurnn

I

tdtnItdtnI

tdtntib

a

aa

sn

Pasi që Idc = 0, rryma hyrëse mund të shkruhet si

...5,3,1

)(sin2)(n

nnS tnIti

ku nb

a

n

nn

1tan 5.22


n

I

n

IbaI aa

nnSn

22

2

4)(

2

1 2/122 5.23


hyrëse si


89

a

S

II

221


2/12

,...5,3,1

)( Sn

n

S II

Rryma IS mund të llogaritet gjithashtu drejtpërsëdrejti nga

2/12/1 )1()](2

2[

aaS ItdII


483.0]1)/[( 2/12

1 SS IIFH ose 48.3%


cos22

)(cos1

S

S

I

IPF sepse shfazimi i rrymës dhe tensionit është (-).

(b) 3/ dhe VVm 7.1691202

Vlera mesatare e tensionit është

VV

V mdc 02.54cos

2

Tensioni i normalizuar është

5.0dm

dcn

V

VV

dhe vlera efektive e tensionit është


90

VVV

V Sm

rms 1202

aa

S II

I 90032.022

1

aS II

4835.0]1)/[( 2/12


45.0)(cos1 S

S

I

IPF

Vërejtje: Komponenti fundamental (themelore) i rrymës hyrëse është

gjithmonë 90.03% e Ia dhe faktori harmonik mbetet konstant në 48.34%.

5.5 KONVERTORËT DUAL NJËFAZOR

Në paragrafin 5.4 kemi parë se konvertorët e plotë punojnë vetëm

në dy kuadrante. Nëse dy konvertorë të këtillë janë të lidhur në opozitë,

siç është paraqitur në fig.5.5a, edhe rryma e ngarkesës edhe tensioni dalës

mund ta ndërrojnë polaritetin. Sistemi i këtillë mund të punoj në katër

kuadrante dhe quhet konvertor dual. Këta konvertor shfrytëzohen

zakonisht te ngasjet motorike të fuqisë së lartë me shpejtësi të

ndryshueshme. Nëse 1 dhe 2 janë këndet e vonesës së konvertorëve 1

dhe 2, tensionet gjegjëse dalëse janë Vdc1 dhe Vdc2. Këndet e vonesës janë

të kontrolluara asisoj që njëri konvertor punon si drejtues dhe tjetri si

invertor; por që të dy konvertorët japin tension të njëjtë mesatar në dalje.

Në fig.5.5c janë paraqitur format valore për të dy konvertorët, ku dy

tensionet mesatare në dalje janë të njëjta.


91

vS

1T

T

oi

-

+

ov

(a)

1T1T T

T

3

4

+-

vS

o

1

2

T

T

+

v

1T1TT

T

3

4

+

-o

v

2

11

1 2

+

-

aa

bb

iL L rrr/2 /2

Ngark

esa

`

`

`

`

t

0

+

t

o

0

+

0

o

t0

v=Vmsint

1

2

1

1

-

-

-

1

1

1

Vmsint

Vmsint

Vmsint

Vmsint

2

--

v (t)=v +vr 01 02

o

ov

i

(b)

V

dc

dcV

IdcI

dcdc

0

dcIdcI

-

-

2

Rryma

qarkulluese

1-1-

1

(c)

t

Fig.5.5 Konvertori dual njëfazor: (a) qarku; (b) kuadranti i punës; (c)

format valore


92

Në fig.5.5b janë paraqitur karakteristikat v-i të konvertorit dual. Nga

ek.(5.20) tensionet mesatare në dalje janë

1

1

cos2

]cos[2

2)(sin

2

21

1

m

mmdc

V

tV

tdtVV

5.24

dhe

2

2

cos2

]cos[2

2)(sin

2

22

2

m

mmdc

V

tV

tdtVV

5.25

Pasi që njëri konvertor drejton, ndërsa tjetri inverton, tensionet e tyre

dalëse janë

21 dcdc VV

ose

)(coscoscos 112

prandaj

12 5.26

Pasi që vlerat momentale të tensioneve dalëse janë të shfazuara,

do të paraqitet një diferencë momentale e tensionit e cila do të rezultojë

në rrymë qarkulluese në mes të dy konvertorëve. Kjo rrymë qarkulluese

nuk do të kalojë nëpër ngarkesë dhe zakonisht kufizohet me induktivitet

Lr siç është paraqitur në fig.5.5a.

Nëse vo1 dhe vo2 janë tensionet momentale të daljeve të

konvertorëve 1 dhe 2, rryma qarkulluese mund të gjendet me integrimin e

vlerave momentale të diferencës së tensioneve prej intervalit

12 t . Pasi që vlerat mesatare të tensioneve dalëse në intervalin

12 t janë të barabarta dhe të kundërta, kontributi i tyre në rrymën

qarkulluese momentale ir është zero.


93

t

r

r

r tdvL

i

12

)(1

t

r

tdvvL

12

0201 )()(1

t

r

m tdtL

V

12

)(sin[

t

tdt

12

)](sin

)cos(cos2

1

tL

V

r

m 5.27

Vlera momentale e rrymës qarkulluese varet nga këndi i vonesës.

Për 1 = 0, t = n, n = 0, 2, 4…, ajo bëhet minimale dhe për t = n,

n= 1, 3, 5…, ajo bëhet maksimale. Nëse rryma maksimale e ngarkesës

është Iom, njëri nga konvertorët, ai i cili kontrollon rrjedhën e fuqisë mund

të bartë rrymë maksimale prej (Iom + 4Vm/Lr).

Konvertorët dual mund të punojnë me ose pa rrymë qarkulluese.

Kur punojnë pa rrymë qarkulluese, vetëm njëri konvertor punon në atë

kohë dhe bartë tërë rrymën e ngarkesës; konvertori tjetër është plotësisht i

bllokuar me impulset e gejtit. Puna me rrymë qarkulluese ka këto

përparësi:

rryma qarkulluese mban përcjelljen e të dy konvertorëve gjatë

tërë brezit të udhëheqjes, pavarësisht nga ngarkesa,

pasi që njëri konvertor gjithmonë punon si drejtues ndërsa

tjetri si invertor, rrjedha e fuqisë në çdo kohë është e

mundshme në të dy drejtimet,

pasi që të dy konvertorët përçojnë kontinualisht, koha e

nevojshme për ndryshim të kuadrantit të punës prej njërit në

tjetrin, është më e vogël.

Shembulli 5.5___________________________________________________________

Konvertori dual njëfazor nga fig.5.5a punon me burim 120 V, 60 Hz dhe rezistencë të

ngarkesës R = 10 . Induktiviteti Lr = 40 mH; këndet e vonesës janë 1 = 60o dhe 2 =

120o, të llogaritet vlera maksimale e rrymës qarkulluese dhe vlera maksimale e rrymës

së konvertorit 1.


94

Zgjidhje_______________________________________________________________

60o rad/s, 1 = 60

o, Vm = 2 120 = 169.7 V, f = 60 Hz. Në fig.5.5c është

paraqitur forma valore e rrymës qarkulluese për t = 2 dhe 1 = /3. Nga ek. (5.27)

vlera maksimale e rrymës qarkulluese është

AL

VI

r

mr 25.11

04.0377

7.169)cos1(

21(max)

Vlera maksimale e rrymës së ngarkesës është

Iom=169.71/10=16.97 A

Vlera maksimale e rrymës së konvertorit 1 është

IK1m=(Iom + 4Vm/Lr)=(16.97 + 11.25) = 28.22 A.

5.6 KONVERTORËT SERIK NJËFAZOR

Për zbatime ku kërkohet tension më i lartë, dy ose më shumë

konvertorë lidhen në seri. Në këtë rast përmirësohet edhe faktori i fuqisë.

Në fig.5.6a është paraqitur lidhja serike e dy konvertorëve. Secili

sekondar ka numër të njëjtë të dredhave, dhe herësi i transformatorit

është Np/Ns = 2. Nëse 1 dhe 2 janë këndet e vonesës të konvertorëve 1

dhe 2, tensioni maksimal në dalje Vdm fitohet për 1 = 2 = 0.

Në sistemin me dy konvertorë, një konvertor punon dhe siguron

tension në dalje prej 0 deri Vdm/2 dhe konvertori tjetër është i lidhur

shkurtë përmes diodës së vet shkarkuese. Për të fituar tension dalës prej

Vdm/2 deri në Vdm, njëri konvertor duhet të jetë plotësisht i kyçur ( me

kënd të vonesës 1 = 0) ndërsa këndi i vonesës së konvertorit të dytë 2

ndryshon. Në fig.5.6 janë paraqitur tensionet dalëse, rrymat hyrëse të

konvertorëve dhe rryma hyrëse nga burimi kur të dy konvertorët punojnë

me ngarkesë me induktivitet të lartë.


95

pv

-

oi+

-

+

vS

S

o

1 2

i

T T

mD

-

v

0

(a)

0o

o

dc

dcV

v

iI

(b)

( c)

+

-

+

vS

S

o

1 2

i

T T

mD

-

v

ov

2

1

1

2

` `

` `

`

Ngarke

a

+

-

t 0

+

2

2

0 +

2

2 t

0 +2 2

t

t +2

t

Ia

+2

Ia-

Ia

t

Ia

+

2

-

t

Ia

+

2

Ia-

t

Ia/2

Ia/2-

Ia

2

2

2

o1

1

02

0

2

o

v

i

i

i

i

0

0

0

0

+

2

Fig.5.6 Konvertorët serik njëfazor: (a) qarku; (b) kuadranti i

punës; (c) format valore


96

Nga ek.(5.5) tensionet mesatare në dalje të dy gjysmëkonvertorëve janë

)cos1( 11

mdc

VV

dhe

)cos1( 22

mdc

VV

Tensioni rezultues dalës i konvertorëve është

dcV 1dcV )coscos2( 212

mdc

VV 5.28

Tensioni mesatar maksimal dalës për 1 = 2 = 0 është Vdm = 4Vm/. Nëse

konvertori 1 është duke punuar: 0 1 dhe 2 = , atëherë

dcV 1dcV )cos1( 12

mdc

VV 5.29

dhe tensioni i normalizuar mesatar në dalje është

)cos1(25.0 1dm

dcn

V

VV 5.30

Nëse të dy konvertorët janë duke punuar: 1 = 0 dhe 0 2 , atëherë

dcV 1dcV )cos3( 22

mdc

VV 5.31


)cos3(25.0 2dm

dcn

V

VV 5.32


97

Fig.5.7 Konvertorët e plotë serik: (a) qarku; (b) kuadranti i

punës; (c) format valore; (d) format valore


98

Në fig.5.7 janë paraqitur dy konvertorë të plotë të lidhur në seri.

Edhe në këtë rast herësi i transformatorit është Np/Ns = 2. Për arsye së

këtu nuk ka dioda shkarkuese, njëri nga konvertorët nuk mund të

urëzohet, prandaj të dy konvertorët duhet të punojnë në të njëjtën kohë.

Në modin e drejtimit, njëri konvertor plotësisht prinë (1 = 0) dhe

këndi i vonesës së konvertorit tjetër 2, ndryshon nga 0 deri në dhe

kësisoj kontrollon tensionin njëkahor në dalje. Në fig.5.7b janë paraqitur

tensionet hyrëse, tensionet dalëse, rrymat hyrëse të konvertorëve dhe

rryma hyrëse nga burimi. Nëse krahasohen fig.5.2b dhe 5.7b mund të

vërehet se rryma hyrëse nga burimi është e ngjashme me atë të

gjysmëkonvertorit. Si rezultat faktori i fuqisë është më i vogël se te

gjysmëkonvertorët serik.

Në modin invertues, njëri konvertor është plotësisht i vonuar, 2 =

, dhe këndi i vonesës së konvertorit tjetër, 1, ndryshon nga 0 deri në

dhe kësisoj kontrollon tensionin njëkahor në dalje. Në fig.5.7d janë

paraqitur karakteristikat v-i të konvertorëve të plotë serik.

Nga ek.(5.20) tensionet mesatare në dalje të dy konvertorëve të

plotë janë

11 cos2

mdc

VV

dhe

22 cos2

mdc

VV

Tensioni rezultues dalës i konvertorëve është

dcV 1dcV )cos(cos2

212

mdc

VV 5.33

Tensioni mesatar maksimal dalës për 1 = 2 = 0 është Vdm = 4Vm/. Në

modin drejtues, 1 = 0 dhe 0 2 , atëherë

dcV 1dcV )cos1(2

22

mdc

VV 5.34



99

)cos1(5.0 2dm

dcn

V

VV 5.35

Në modin invertues, 0 1 dhe 2 = , atëherë

dcV 1dcV )1(cos2

12

mdc

VV 5.36


)1(cos5.0 1 dm

dcn

V

VV 5.37

Shembulli 5.6___________________________________________________________

Rryma e ngarkesës (me vlerë mesatare Ia) e konvertorëve të plotë serik në fig.5.7a është

kontinuale dhe me valëzime të papërfillshme. Hersi i transformimit të transformatorit

është Np/Ns = 2. Konvertorët punojnë në modin drejtues ashtu që 1 = 0 dhe 2 ndryshon

prej 0 deri në . (a) Të shprehet rryma hyrëse e burimit në seri Fourier, të caktohet

faktori harmonik i rrymës hyrëse, FH, dhe faktori i fuqisë hyrëse PF. (b) Nëse këndi i

vonesës është 2 = /2 dhe tensioni maksimal hyrës Vm = 162 V, të llogaritet Vdc, Vn,

Vrms dhe PF.

Zgjidhje_______________________________________________________________


e kësaj rryme mund të shprehet në seri Fourier si

,...2,1

)(sin2)(n

nnS tnIti 5.38

ku 2/2 nn



100

2cos

22

2cos

2

4 22

n

n

In

n

II aa

Sn 5.39


hyrëse si

2cos

22 21

a

S

II 5.40


2/12 )1(

aS II 5.41


2/1

2

22/12

1 1)cos1(4

)(]1)/[(

SS IIFH 5.42


2/1

2

221

)(

)cos1(2

2cos

S

S

I

IPF 5.43

(b) 01 dhe 2/2 .

Nga ek.(5.34) vlera mesatare e tensionit është

VVdc 13.103)2

cos1()162

2(

Tensioni i normalizuar është


101

5.0dm

dcn

V

VV

dhe vlera efektive e tensionit, nga ek.(5.36), është

)(sin)2(2

2 222

2

tdtVV mrms

VVVV mmrms 162)2

2sin(

12

2/1

22

aaS III 6366.04

cos22

1

dhe IS = 0.707Ia

4835.0]1)/[( 2/12


41

6366.0)(cos 11

S

S

I

IPF

5.7 KONVERTORËT TREFAZORË TË GJYSMËVALËS

Konvertorët trefazorë japin tension mesatar më të lartë në dalje

dhe frekuenca e valëzimit në tensionin dalës është më e lartë në krahasim

me konvertorët njëfazor. Si rezultat i kësaj kërkesat për filtrat për

rrafshimin e rrymës dhe tensionit dalës janë më të thjeshtë. Për këtë

arsye, konvertorët trefazorë përdoren shumë te ngasjet me shpejtësi të

ndryshueshme dhe fuqi të lartë.


102

n

i

i

i

i

i

a

b

c

T

T

Tv

a

b

c

1

2

3

o

o

T1= I

Ia

Ng

ark

esa

(a)

I i

V

v

0dc

dc

o

o

(b)

T T T T T33 11 2

v v v v v v

v

0

anbn cnan bn

v Vman= sint

t

t

t

t

0

I

I

i

i

T1

a

a

0

0

Rryma e ngarkesës

0

Rryma e T1

0

(c)

Fig.5.8 Konvertori trefazorë i gjysmëvalës: (a ) qarku; (b) kuadranti i

punës; (c) format valore për ngarkesë induktive


103

Konvertorët njëfazor të gjysmëvalës nga fig.5.1a mund të lidhen

asisoj që të formojnë konvertorin trefazorë të gjysmëvalës siç është

paraqitur në fig.5.8a. Kur tiristori T1 të jetë kyçur në momentin t = /6

+ , tensioni fazor van paraqitet në ngarkesë përderisa të kyçet tiristori T2

në momentin t=5/6+. Kur të jetë kyçur tiristori T2, tiristori T1 ka

polarizim revers, për shkak të tensionit linjor negativ (vab = van - vbn), dhe

ai shkyçet. Tensioni fazor vbn paraqitet në ngarkesë përderisa tiristori T3

të kyçet në momentin t = 3/2 + . Kur të jetë kyçur tiristori T3, tiristori

T2 ka polarizim revers, për shkak të tensionit linjor negativ (vbc = vbn -

vcn), dhe ai shkyçet. Tensioni fazor vcn paraqitet në ngarkesë përderisa

tiristori T1 të kyçet përsëri në fillim të ciklit të ardhshëm. Në fig.5.8b janë

paraqitur karakteristikat v-i të këtij konvertori i cili punon në dy

kuadrante. Në fig.5.8c janë paraqitur tensionet hyrëse, tensionet dalëse

dhe rryma nëpër tiristorin T1 për ngarkesë me induktivitet të lartë. Për

ngarkesë rezistive dhe /6, rryma e ngarkesës do të jetë diskontinuale

dhe secili tiristor vetëkomutohet me ndryshimin e polaritetit të tensionit

të tij fazor. Frekuenca e valëzimit dalës është 3fs. Ky konvertor nuk

shfrytëzohet zakonisht në sistemet praktike, sepse rryma e burimit

përmban komponent njëkahore.

Nëse tensioni fazor është van = Vm sin t, tensioni mesatar në dalje

për rrymë kontinuale të ngarkesës është

cos2

33)(sin

2

36/5

6/

mmdc

VtdtVV 5.51

ku Vm paraqet tensionin maksimal të fazës. Tensioni mesatar maksimal

dalës paraqitet për kënd të vonesës = 0 dhe është

2

33 mdm

VV


cosdm

dcn

V

VV 5.52



104

2/1

2/12

6/5

6/

2

)2cos8

3

6

1(3

)](sin2

3[

m

mrms

V

tdtVV

5.53

Për ngarkesë rezistive dhe /6, këto tensione janë

)]6

(cos1[2

3)(sin

2

3

6/

mmdc

VtdtVV 5.51a

)]6

(cos1[3

1

dm

dcn

V

VV 5.52a

2/1

2/12

6/

2

)]23

(sin8

1

424

5[3

)](sin2

3[

m

mrms

V

tdtVV

5.53a

Shembulli 5.7___________________________________________________________

Konvertori trefazorë i gjysmëvalës në fig.5.8a punon me burim trefazorë të lidhur në yll

me tension 208 V, 60 Hz dhe rezistencë të ngarkesës R =1 0 . Nëse kërkohet që

tensioni mesatar në dalje të jetë 50% të tensionit maksimal të mundshëm në dalje, të

llogaritet (a) këndi i vonesës , (b) vlerat efektive dhe mesatare të rrymave dalëse, (c)

vlerat mesatare dhe efektive të rrymave të tiristorëve, (d) efikasiteti i drejtimit, (e)

faktori i fuqisë hyrëse.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Tensioni fazor është VVS 1.1203/208 , VVV sm 83.1692 , 5.0nV

dhe 10R . Tensioni mesatar maksimal dalës është


105

VV

V mdm 45.140

2

83.16933

2

33

Tensioni i normalizuar mesatar në dalje, nga kushti i detyrës, është

5.0cos dm

dcn

V

VV

prej nga mund të caktohet tensioni mesatar në dalje si

VVV dmdc 23.7045.1405.05.0

(a) Për ngarkesë rezistive, rryma e ngarkesës është kontinuale nëse /6 dhe

nga ek.(5.52) nxjerrim kushtin

%6.866

cos

nV

Pra, për këtë kusht tensioni i normalizuar është më i madh se që është kërkuar në detyrë

( %50nV ), prandaj rryma e ngarkesës është diskontinuale dhe vlejnë ekuacionet për

/6. Nga ek.(5.52a) kemi

5.0)]6

(cos1[3

1

dm

dcn

V

VV

prej nga gjendet këndi i vonesës

67

(b) Vlera mesatare e rrymës dalëse është

AR

VI dc

dc 02.710

23.70

Nga ek.(5.53a), vlera efektive e tensionit dalës është


106

VV

tdtVV

m

mrms

74.94)]23

(sin8

1

424

5[3

)](sin2

3[

2/1

2/12

6/

2

dhe vlera efektive e rrymës së ngarkesës është

AR

VI rms

rms 47.910

74.94

(c) Rryma mesatare e tiristorit është

AI

I dcTmes 34.2

3

02.7

3

dhe vlera efektive e rrymës së tiristorit është

AI

I rmsTef 47.5

3

47.9

3

(d) Efikasiteti i drejtimit është

%95.5447.974.94

02.723.70

rms

dc

P

P

(e) Faktori i fuqisë hyrëse është

%5.4584.1970

81.896

47.51.1203

1047.9

33

222

TefS

rms

SS

rms

Hy

rms

IV

RI

IV

RI

P

PPF

sepse vlera efektive e rrymës hyrëse linjore është e barabartë me rrymën efektive të

tiristorit.


107

5.8 GJYSMËKONVERTORËT TREFAZORË

Gjysmëkonvertorët trefazorë shfrytëzohen në zbatime industriale

deri në 120 kW, ku kërkohet puna e drejtuesit në një kuadrant. Faktori i

fuqisë së këtij konvertori zvogëlohet me rritjen e këndit të vonesës, por

gjithsesi është më i mirë se te konvertori trefazorë i gjysmëvalës. Në

fig.5.9a është paraqitur qarku i gjysmëkonvertorit trefazorë me ngarkesë

të lartë induktive, ashtu që rryma e ngarkesës ka valëzime të

papërfillshme.

Në fig.5.9b janë paraqitur format valore të tensioneve hyrëse,

tensioneve dalëse, rryma hyrëse dhe rrymat nëpër tiristorë dhe dioda.

Frekuenca e tensionit dalës është 3fs. Këndi i vonesë mund të ndryshoj

nga 0 deri në . Gjatë periodës /6 t 7/6, tiristori T1 ka polarizim

të drejtë. Nëse T1 kyçet në t = /6 + , T1 dhe dioda D1 përçojnë dhe

tensioni linjor vac paraqitet në ngarkesë. Në t = 7/6, tensioni vac fillon

të bëhet negativ dhe dioda shkarkuese Dm fillon të përçoj. Rryma e

ngarkesës vazhdon të rrjedhë përmes Dm. Në ndërkohë tiristori T1 dhe

dioda D1 janë të shkyçur.

Nëse nuk do të kishte diodë shkarkuese, tiristori T1 do të

vazhdonte të përçoj derisa të kyçet T2 në t = 5/6 + , dhe shkarkimi i

energjisë së grumbulluar në induktivitet do të kryhej përmes T1 dhe

diodës D2. Nëse këndi i kyçjes është /3, secili tiristor përçon për

2/3 ndërsa dioda shkarkuese Dm nuk do të përçoj fare. Format valore për

gjysmëkonvertorin trefazorë me /3 janë paraqitur në fig.5.10b.

Nëse definohen tri tensionet fazore si

tVv man sin

)3

2(sin

tVv mbn

)3

2(sin

tVv mcn

tensionet gjegjëse linjore janë


108

n

i

i

a

b

c

v

a

T1T2 T3

o

o

Ia

(a)

Ngarkesa meinduktivitet të lartë

+

-

=

D

ii

i

i

i

Ii

v

v

i i

DDD

T1

T2 T

2

D2 D1

D31

3

m

m

ab

bc

D3

b

c

T T TTD DDDDDD33 mmm 2211 33, , ,,

vbn vcn

t

vvan vbn vcn

t

van

v

v

v v v v v vv vvo

cb

an cn ac bn an ba cn bn cb- --= ==

t

t

i iT1 D1,

t

T3 D3i i,t

i iT2 D2,

t

Dm

a 1

i

i i=

t

(b) format valore =90o

Fig.5.9 Gjysmëkonvertori trefazorë


109

)6

(sin3

tVvvv mcnanac

)6

5(sin3

tVvvv manbnba

)2

(sin3

tVvvv mbncncb

ku Vm është amplituda e tensionit fazor të burimit të lidhur në yll. Për

/3, tensioni dalës është diskontinual dhe vlera mesatare e tij mund të

gjendet nga

)cos1(2

33

)()6/(sin32

3

)(2

3

6/7

6/

6/7

6/

m

m

a

acdc

V

tdtV

tdvV

5.44

Tensioni mesatar maksimal dalës paraqitet për kënd të vonesës

= 0 dhe është i barabartë me /33 mdm VV , ndërsa tensioni i

normalizuar mesatar dalës është

)cos1(5.0 dm

dcn

V

VV 5.55

Vlera efektive e tensionit dalës gjendet nga

2/1

2/12

6/7

6/

2

)]2sin2

1(

4

3[3

)]()6/(sin32

3[

m

mrms

V

tdtVV

5.56

Për /3, tensioni dalës është kontinual dhe format valore për

këtë rast janë paraqitur në fig.5.10.


110

T T DDT D33 22 33T D 11 , , ,,

vbn vcn

t

vvan vbn vcn

t

van

vvo

cb

v v van cn ac- = vv vcn bn cb- =v v v

bn an ba- =

t

D3i

ai

format valore =30o

Vm

T D2 1 T D3 2

vanvan

v v vvab bc ca ab

5

i

t

T1

5

Ia

iD2

t

Ia

i

2

t

Ia

5 9

T

t

Ia

T3i

t

Ia

9

iD1

t

Ia

7 /6

t

Ia

7 /6

11 /6

5

Fig.5.10 Format valore për gjysmëkonvertori trefazorë për

/3


111

Vlera mesatare e tensionit dalës, tensioni i normalizuar dhe vlera

efektive e tij mund të gjendet nga shprehjet

)cos1(2

33

)]()(2

36/5

2/

2/

6/

m

acabdc

V

tdvtdvV

5.54a

)cos1(5.0 dm

dcn

V

VV 5.55a

)]cos33

2(

4

3[3

)]()(2

3[

2

2/

6/

2/1

6/5

2/

2

m

acabrms

V

tdvtdvV

5.56a

Shembulli 5.8___________________________________________________________

Të përsëritet shembulli 5.7 për gjysmëkonvertorin trefazorë të fig.5.9a.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Tensioni fazor është 1.1203/208 SV V, 83.1692 Sm VV V dhe R =

10 . Tensioni mesatar maksimal në dalje është

VV

V mdm 9.280

83.16933

33

Tensioni mesatar dalës është

VVdc 45.1409.2805.0

(a) Për /3 nga ek.(5.55) fitohet


112

%75)3/cos1(5.0 dm

dcn

V

VV

Me ngarkesë rezistive dhe 50% të tensionit, sipas kushtit të detyrës, tensioni dalës është

diskontinual. Nga ek.(5.55) mund të caktohet këndi i vonesës

)cos1(5.0 , 90

(b) Rryma mesatare në dalje është

ARVI dcdc 45.1410/45.140/

Nga ek.(5.56), tensioni efektiv në dalje është

V

VV mrms

13.180)]902sin(4

3[83.1693

)]2sin2

1(

4

3[3

2/1

2/1


ARVI rmsrms 01.1810/13.180/


AII dcTmes 68.43/45.143/


AII rmsTef 4.103/01.183/

(d) Efikasiteti i drejtuesit është

%8.6001.1813.180

05.1445.140

rms

dc

P

P

(e) Vlera efektive e rrymës hyrëse është


113

AII rmsS 71.143/2

dhe fuqia efektive hyrëse është

WIVP SSHY 530071.141.12033

Fuqia dalëse është

WRIP rmso 6.32431001.18 22


%2.615300

6.3243

3

2

SS

rms

Hy

rms

IV

RI

P

PPF

5.9 KONVERTORËT E PLOTË TREFAZORË

Konvertorët trefazorë kryesisht përdoren në zbatime industriale

deri në 120 kW ku kërkohet punë në dy kuadrante. Në fig.5.11a është

paraqitur qarku i konvertorit të plotë trefazorë me ngarkesë induktive. Ky

qark është i njohur si ura trefazore. Tiristorët kyçen në intervale prej /3.

Frekuenca e valëzimit të tensionit dalës është 6fS dhe kërkesat për filtrim

janë më të vogla se te gjysmëkonvertorët dhe konvertorët e gjysmëvalës.

Në t = /6 + , tiristori T6 është duke përçuar dhe tiristori T1 kyçet.

Gjatë intervalit (/6 + ) t (/2 + ), përçojnë tiristorët T1 dhe T6

dhe në ngarkesë paraqitet tensioni linjor vab = van - vbn. Në t = /2 + ,

kyçet tiristori T2 dhe në tiristorin T6 paraqitet menjëherë tensioni me

polarizim revers. T6 shkyçet për shkak të komutimit natyror të tensionit.

Gjatë intervalit (/2 + ) t (5/6 + ), përçojnë tiristorët T1 dhe T2

dhe në ngarkesë paraqitet tensioni linjor vac = van - vcn. Nëse tiristorët janë

numërizuar si në fig.5.11a, sekuencat e kyçjes së tiristorëve janë 12, 23,

34, 45, 56 dhe 61.


114

(a)

n

i

i

a

b

c

v

a

T1 T5

T3o

o

Ia

Ngarkesa meinduktivitet të lartë

+

-

=

ii

i

i

i

i

ii

TTT

T1

T5T

6

4 T2

2

3

T6

b

c

vbnvan

vcn

T

TT

vbn vcn

t

vvan vbn vcn

t

van

v vo cb

t

t

iT1

t

t

iT4

a Si i=

(b) =60

o

Vm

T

T T T T T T T T1 2 3 4

5

6

1 2 3 4 56 T T5 6,,,, , ,

T

T

5

6

T5T1T3

T2 T4

vanvan

T6

v v vvvab ac bc ba ca

vcb

tOi

t

Ia

Rryma e ngarkeses

Ia

Ia

-

T T5 6,

Fig.5.11 Konvertori i plotë trefazorë: (a) qarku; (b) format valore


115

Në fig.5.11b janë paraqitur format valore të tensionit hyrës, të

tensionit dalës, të rrymës hyrëse dhe të rrymave të tiristorëve. Nëse

tensionet fazore janë të definuara si

tVv man sin

)3

2(sin

tVv mbn

)3

2(sin

tVv mcn


)6

(sin3

tVvvv mbnanab

)2

(sin3

tVvvv mcnbnbc

)2

(sin3

tVvvv mancnca

Tensioni mesatar në dalje mund të gjendet nga

cos33

)()6/(sin33

)(3

2/

6/

2/

6/

m

m

a

abdc

V

tdtV

tdvV

5.57

Tensioni mesatar maksimal dalës paraqitet për kënd të vonesës = 0 dhe

është i barabartë me /33 mdm VV , ndërsa tensioni i normalizuar

mesatar dalës është

cosdm

dcn

V

VV 5.58

Vlera efektive e tensionit dalës gjendet nga

2/1

2/12

2/

6/

2

)2cos4

33

2

1(3

)]()6/(sin33

[

m

mrms

V

tdtVV

5.59


116

Në fig.5.11b janë paraqitur format valore për 3. Për

, vlera momentale e tensionit dalës vo do të ketë pjesë negative. Pasi

që rryma nëpër tiristor nuk mund të jetë negative, rryma e ngarkesës do të

jetë gjithmonë pozitive. Kësisoj, me ngarkesë rezistive, tensioni

momental i ngarkesës nuk mund të jetë negativ, dhe konvertori i plotë

sillet si gjysmëkonvertor.

Ura trefazore jep tension dalës me gjashtë pulse. Për zbatime me

fuqi më të mëdha, si transmetimi i tensionit të lartë njëkahor dhe ngasjet

e motorëve njëkahor, zakonisht kërkohet dalje me 12 pulse, për

zvogëlimin e valëzimit në dalje dhe për ta rritur frekuencën e valëzimit.

Për këtë qëllim mund të kombinohen dy ura me dalje me nga 6 pulse, në

seri ose paralel, për ta formuar një dalje efektive me 12 pulse.

Fig.5.12 Konfiguracionet për dalje me 12 pulse: (a) lidhja serike; (b)

lidhja paralele


117

Këto dy konfiguracione janë paraqitur në fig.5.12. Shfazimi prej

30o në mes të dredhave të sekondarit mund të realizohet me lidhjen e

njërit sekondar në yll (Y) dhe tjetrit në trekëndësh ().

Shembulli 5.9___________________________________________________________

Të përsëritet shembulli 5.7 për gjysmëkonvertorin trefazorë të fig.5.10a.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Tensioni fazor është 1.1203/208 SV V, 83.1692 Sm VV V, Vn = 0.5

dhe R = 10 . Tensioni mesatar maksimal në dalje është

VV

V mdm 9.280

83.16933

33

Tensioni mesatar dalës është

VVdc 45.1409.2805.0

(a) Me ngarkesë rezistive dhe 50% të tensionit, sipas kushtit të detyrës, nga

ek.(5.58)

cos5.0 fitohet 60

(b) Rryma mesatare në dalje është

ARVI dcdc 45.1410/45.140/

Nga ek.(5.59), tensioni efektiv në dalje është

VVrms 29.159)602cos4

33

2

1(83.1693 2/1


ARVI rmsrms 93.1510/29.159/


118


AII dcTmes 68.43/45.143/


AII rmsTef 2.96/2/93.156/2/

(d) Efikasiteti i drejtuesit është

%8.7793.1529.159

05.1445.140

rms

dc

P

P

(e) Vlera efektive e rrymës linjore hyrëse është

AII rmsS 136/4

dhe fuqia efektive hyrëse është

WIVP SSHY 9.4683131.12033


WRIP rmso 6.25371093.15 22


%2.549.4683

6.2537

3

2

SS

rms

Hy

rms

IV

RI

P

PPF

Vërejtje. Faktori i fuqisë është më i vogël se te gjysmëkonvertori

trefazorë, por më i lartë se te konvertori trefazorë i gjysmëvalës.


119

Shembulli 5.10__________________________________________________________

Rryma e ngarkesës së konvertorit të plotë trefazorë në fig.5.11a është kontinuale me

valëzime të papërfillshme. (a) Të shprehet rryma hyrëse në seri Fourier dhe të caktohet

faktori harmonik, FH, i rrymës hyrëse. (b) Nëse këndi i vonesës është , të

llogaritet tensioni i normalizuar mesatar Vn, dhe FH.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Forma valore e rrymës hyrëse është paraqitur në fig.5.11b.

(a) Vlera momentale e rrymës hyrëse mund të shprehet në seri Fourier si

,...2,1

)sincos()(n

nndcS tnbtnaIti

ku 0)()(2

12

0

0

tdtiIa Sdc

,...6,4,20

,...5,3,1sin3

sin4

)(cos)(cos1

)(cos)(1

6/5

6/

6/11

6/7

2

0

nkur

nkurnn

n

I

tdtnItdtnI

tdtntia

a

aa

sn

,...6,4,20

,...5,3,1cos3

sin4

)(sin)(sin1

)(sin)(1

6/5

6/

6/11

6/7

2

0

nkur

nkurnn

n

I

tdtnItdtnI

tdtntib

a

aa

sn

Pasi që Idc = 0, rryma hyrëse mund të shkruhet si


120

,...5,3,1

)(sin2)(n

nnS tnIti

ku nb

a

n

nn

1tan 5.60


3sin

22)(

2

1 2/122

n

n

IbaI a

nnSn 5.61


hyrëse si

aaS III 7797.06

1


aaaS IItdII 81165.03

2)](

2

2[ 2/1

6/5

6/

2


%08.311)3

(]1)/[(

2/1

22/12

1

SS IIFH

(b) Për /, nga ek.(5.58), tensioni i normalizuar dhe faktori harmonik janë

5.0dm

dcn

V

VV dhe %08.31]1)/[( 2/12

1 SS IIFH


121

5.10 KONVERTORI DUAL TREFAZORË

Te ngasjet e motorëve me shpejtësi të ndryshueshme, zakonisht

kërkohet punë e konvertorit në katër kuadrante, prandaj në praktikë, më

së shpeshti për këtë qëllim, shfrytëzohen konvertorët dual trefazorë. Këta

konvertorë shfrytëzohen në nivel të fuqisë deri në 2000 kW. Në fig.5.13a

është paraqitur konvertori dual trefazorë, ku dy konvertorë trefazorë të

plotë janë të lidhur në opozitë. Në paragrafin 5.5 kemi theksuar se për

shkak të diferencave në tensionet momentale dalëse të konvertorëve,

paraqitet rrjedhja e rrymës qarkulluese ndërmjet konvertorëve. Rryma

qarkulluese zakonisht është e kufizuar me induktivitetin Lr siç është

paraqitur në fig.5.13a. Këta dy konvertorë janë të kontrolluar asisoj që,

nëse 1 është këndi i vonesës së konvertorit 1, këndi i vonesës së

konvertorit 2 është 2 1. Në fig.5.13b janë paraqitur format valore

të tensioneve hyrëse, të tensioneve dalëse dhe të tensionit në

induktivitetin Lr. Puna e secilit konvertor është identike me punën e

konvertorit të plotë trefazorë. Gjatë intervalit ( 1) t 1),

në dalje të konvertorit 1 paraqitet tensioni linjor vab, ndërsa në

konvertorin 2 tensioni vbc.

Nëse tensionet fazore janë të definuara si

tVv man sin

)3

2(sin

tVv mbn

)3

2(sin

tVv mcn


)6

(sin3

tVvvv mbnanab

)2

(sin3

tVvvv mcnbnbc

)2

(sin3

tVvvv mancnca


122

(a)

Ngark

esa

i

i

a

b

c

v

a

T1 T5

T3o

O1

+

-ii

i

i

i

iTTT

C

iT5

6

4 T2

2

iT3

T6

b

c

L /2r

V /2r+ -

i a

bv

a

T1T5 T3

O2

+

- i i

i

i

i

T T T6

4T2

2

T6

b

cc

L /2r

V /2r+

-

vO

-

+

iT1

iT5iT3

iT1

` ` `

` ` `

` ` ```

``

``

` ``

TT

vbn vcn

t

vvan vbn vcn

t

van

Vm

T T T T T T T T1 2 3 41 2 3 4 56 T T5 6,,,, , ,

vanvan

(b)

T T5 6,

v vO1 cb

t

v v vvvab ac bc ba ca

vcb

11

Dalja e konvertorit 1,

t

Dalja e konvertorit 2, vO2

t

v vv vabvac bc ba ca

vcbvac

-

7

v =v +vr o1 o2

Fig.5.13 Konvertori dual trefazorë: (a) qarku; (b) format valore


123

Nëse vo1 dhe vo2 janë tensionet dalëse të konvertorëve 1 dhe 2,

tensioni momental në induktor gjatë intervalit ( 1) t 1)

është

)6(cos3

)]2

(sin)6

([sin3

0201

tV

ttV

vvvvv

m

m

bcabr

5.64

Rryma qarkulluese mund të gjendet nga shprehja

]sin)6

([sin3

)()6

(cos31

)(1

)(

1

6/6/ 1

tL

V

tdtVL

tdvL

ti

r

m

t

m

r

t

r

r

r

5.65

Nga shprehja e fundit shihet se madhësia e rrymës qarkulluese

varet nga këndi i vonesës së kyçjes së tiristorit 1 dhe induktiviteti Lr.

Kjo rrymë bëhet maksimale në momentin t dhe kur është 1 .

Ky konvertor gjënë zbatim posaçërisht për ngasjet e motorëve elektrik në

punën e të cilëve kërkohet përgjigje e shpejtë dinamike.

PASQYRË PYETJESH

5.1 Çka është komutimi natyror ose me rrjetë?

5.2 Çka është drejtuesi i kontrolluar?

5.3 Çka është konvertori?

5.4 Çka është këndi i vonesës te konvertorët?


124

5.5 Çka është gjysmëkonvertori? Vizato dy qarqe të

gjysmëkonvertorit.

5.6 Çka është konvertori i plotë? Vizato dy qarqe të konvertorit

të plotë.

5.7 Çka është konvertori dual? Vizato dy qarqe të konvertorit

dual.

5.8 Çfarë është efekti i largimit të diodës shkarkuese te

gjysmëkonvertorët njëfazor?

5.9 Pse është më i mirë faktori i fuqisë te gjysmëkonvertorët se

te konvertorët e plotë?

5.10 Çka shkakton rrymën qarkulluese te konvertorët dual?

5.11 Pse kërkohet induktori te rrymat qarkulluese te

konvertorët dual?

5.12 Cilat janë përparësitë dhe të metat e konvertorëve serik?

5.13 Çfarë është lidhja e këndit të vonesës së njërit konvertor me

këndin e vonesës së konvertorit tjetër te sistemi me

konvertorë dual?

5.14 Sa është frekuenca e harmonikut të rendit më të ulët te

gjysmëkonvertori trefazorë?


konvertori i plotë trefazorë?


gjysmëkonvertori njëfazor?


125

PROBLEME

5.1 Konvertori njëfazor i gjysmëvalës në fig.5.1a punon me burim

220 V, 50 Hz. Nëse rezistenca e ngarkesës është R = 10 dhe

këndi i vonesës është , të caktohet (a) efikasiteti, (b)

faktori i formës, (c) faktori i valëzimit, dhe (d) tensioni revers

maksimal në tiristorin T1.

5.2 Konvertori njëfazor i gjysmëvalës në fig.5.1a punon me burim

220 V, 50 Hz dhe dioda shkarkuese është e lidhur në skaje të

ngarkesës. Ngarkesa përbëhet nga lidhja serike e rezistencës R

= 10 , induktivitetit L = 5 mH dhe baterisë me tension E = 20

V. (a) Të shprehet tensioni momental dalës në seri Fourier, dhe

(b) të caktohet vlera efektive e harmonikut themelor të rrymës

dalëse.

5.3 Gjysmëkonvertori njëfazor në fig.5.2a punon me burim 220 V,

50 Hz. Rryma e ngarkesës me vlerë mesatare Ia është

kontinuale dhe me valëzime të papërfillshme. Herësi i

transformatorit është një. Nëse këndi vonesë është , të

llogaritet: (a) faktori harmonik i rrymës hyrëse, dhe (b) faktori i

fuqisë hyrëse

5.4 Të përsëritet Prob.5.2 për gjysmëkonvertorin njëfazor në

fig.5.2a.

5.5 Gjysmëkonvertori njëfazor në fig.5.2a punon me burim 120 V,

60 Hz. Ngarkesa përbëhet nga lidhja serike e rezistencës R = 10

, induktivitetit L = 5 mH dhe baterisë me tension E = 20 V.

(a) Të shprehet tensioni momental dalës në seri Fourier, dhe (b)

të caktohet vlera efektive e harmonikut themelor të rrymës

dalëse.

5.6 Të përsëritet Prob.5.4 për konvertorin e plotë njëfazor në

fig.5.4a.

5.7 Konvertori dual në fig.5.5a punon me burim 120 V, 60 Hz dhe

jep rrymë mesatare pa valëzime Idc = 20 A. Induktiviteti për

kufizimin e rrymës qarkulluese është Lr = 5 mH dhe këndet e

vonesës janë 1 = 30o dhe 2 = 150

o. Të llogaritet vlera


126

maksimale e rrymës qarkulluese dhe vlera maksimale e rrymës

së konvertorit 1.

5.8 Gjysmëkonvertori njëfazor serik në fig.5.6a punon me burim

220 V, 50 Hz dhe rezistenca e ngarkesës është R = 10 . Nëse

tensioni mesatar në dalje është 75% të tensionit mesatar

maksimal të mundshëm dalës, të llogaritet: (a) këndet e vonesës

së konvertorëve, (b) rrymat mesatare dhe efektive dalëse, (c)

rrymat mesatare dhe efektive të tiristorit, dhe (d) faktori i fuqisë

hyrëse.

5.9 Gjysmëkonvertori njëfazor serik në fig.5.6a punon me burim

120 V, 60 Hz. Rryma e ngarkesës me vlerë mesatare Ia është

kontinuale dhe me valëzime të papërfillshme. Herësi i

transformatorit është Np/NS = 2. Nëse këndet e vonesë janë 1 =

0 dhe 2 , të llogaritet: (a) faktori harmonik i rrymës

hyrëse, dhe (b) faktori i fuqisë hyrëse.

5.10 Të përsëritet Prob.5.9 për konvertorin e plotë njëfazor serik në

fig.5.7a.

5.11 Konvertori trefazorë i gjysmëvalës në fig.5.8a punon me burim

trefazorë të lidhur në yll me 220 V, 50 Hz dhe dioda shkarkuese

është e lidhur në skaje të ngarkesës. Rryma e ngarkesës me

vlerë mesatare Ia është kontinuale dhe me valëzime të

papërfillshme. Nëse këndi vonesë është , të llogaritet:

(a) faktori harmonik i rrymës hyrëse, dhe (b) faktori i fuqisë

hyrëse.

5.12 Konvertori trefazorë i gjysmëvalës në fig.5.8a punon me burim

trefazorë të lidhur në yll 220 V, 50 Hz dhe rezistenca e

ngarkesës është R = 10 . Nëse tensioni mesatar në dalje është

25% të tensionit mesatar maksimal të mundshëm dalës, të

llogaritet: (a) këndi i vonesës , (b) rrymat mesatare dhe efektive

dalëse, (c) rrymat mesatare dhe efektive të tiristorit, (d)

efikasiteti i drejtimit dhe (e) faktori i fuqisë hyrëse.

5.13 Gjysmëkonvertori trefazorë në fig.5.9a punon me burim

trefazorë të lidhur në yll me 220 V, 50 Hz. Rryma e ngarkesës

me vlerë mesatare Ia është kontinuale dhe me valëzime të

papërfillshme. Herësi i transformatorit është një. Nëse këndi


127

vonesë është 2, të llogaritet: (a) faktori harmonik i

rrymës hyrëse, dhe (b) faktori i fuqisë hyrëse.

5.14 Të përsëritet Prob.5.13 për gjysmëkonvertorin trefazorë në

fig.5.9a.

5.15 Të përsëritet Prob.5.13 nëse tensioni mesatar dalës është 90% të

tensionit maksimal të mundshëm dalës.

5.16 Të përsëritet Prob.5.14 për konvertorin e plotë trefazorë në

fig.5.11a.

5.17 Konvertori dual trefazorë në fig.5.13a punon me burim

trefazorë të lidhur në yll me 220 V, 50 Hz dhe rezistencë të

ngarkesës R = 10 . Induktiviteti për kufizimin e rrymës

qarkulluese është Lr = 5 mH dhe këndet e vonesës janë 1 = 60o

dhe 2 = 120o. T llogaritet vlera maksimale e rrymës

qarkulluese dhe vlera maksimale e rrymës së konvertorëve.

6. TEKNIKAT E KOMUTIMIT TË TIRISTORIT

6.1 HYRJE

Tiristori zakonisht kyçet me aplikimin e sinjalit të gejtit. Kur

tiristori është në modin përcjellës, rënia e tensionit në te është e vogël, në

brez prej 0.25 deri 2 V, dhe kjo, gjatë analizës së qarqeve në këtë

kapitull, nuk është përfillur. Tiristori njëherë i kyçyr i cili i ka përmbush

kërkesat e daljes, zakonisht duhet të shkyçet. Me shkyçje nënkuptohet se

përcjellja e drejtë e tiristorit ka përfunduar dhe rizbatimi i tensionit

pozitiv në anodë nuk do të shkaktojë rrjedhje të rrymës pa zbatimin e

sinjalit të gejtit. Komutimi, pra, është proces i shkyçjes së tiristorit, dhe ai

zakonisht shkakton zhvendosjen e rrjedhjes së rrymës në pjesët tjera të

qarkut. Qarqet për komutim përmbajnë normalisht komponente shtesë për

ta realizuar shkyçjen. Me zhvillimin e tiristorëve, paralelisht janë

zhvilluar edhe qarqet komutuese, qëllimi i të cilave është redukimi i

procesit të shkyçjes.

Ekzistojnë shumë mënyra të komutimit të tiristorëve, por të gjitha

këto mund të klasifikohen në dy tipe:

Komutimi natyror

Komutimi i dhunshëm


129

6.2 KOMUTIMI NATYROR

Nëse burimi (ose hyrja) është alternative, rryma e tiristorit shkon

nëpër zero natyrore, dhe tensioni reverz paraqitet në skaje të tiristorit.

Komponenta në këtë rast shkyçet automatikisht për shkak të sjelljes

natyrore të tensionit të burimit. Ky lloj i shkyçjes së tiristorit është i

njohur si komutim natyror ose komutim me rrjetë. Në paraktikë, tiristori

trigerohet i sinkronizuar me kalimin e tensionit pozitiv hyrës nëpër zero

në çdo cikël, në mënyrë që të sigurohet kontrolla kontinuale i fuqisë. Ky

tip i komutimit zbatohet te shdërruesit alernativ, drejtuesit e kontrolluar

me fazë dhe te ciklokonvertorët. Në fig.6.1a është paraqitur qarku për

komutim natyror dhe në fig.6.1b janë paraqitur format valore të tensionit

dhe rrymës me kënd të vonesë . Këndi i vonesës është definuar si

këndi në mes të kalimit të tensionit hyrës nëpër zero dhe momentit të

kyçjes së tiristorit.

+

-

T1

v0

i0

R

t

t0

0

v0

i0=v0/R

2

2

Vm

vS

(a) (b)

+

-

Fig.6.1 Tiristori me komutim natyror: (a) qarku; (b) format valore

6.3 KOMUTIMI I DHUNSHËM

Në disa qarqe me tiristorë, tensioni hyrës është njëkahor dhe

rryma e përcjelljes së drejtë detyrohet në zero me anë të një qarku shtesë

të quajtur qarku komutues për shkyçjen e tiristorit. Kjo teknikë quhet

komutim i dhunshëm dhe zakonisht zbatohet te shndërruesit njëkahor dhe


130

konvertorët dc-ac (invertorët). Komutimi i dhunshëm mund të arrihet me

shtatë mënyra të cilat mund të klasifikohen si:

1. Vetëkomutimi

2. Komutimi impulsiv

3. Komutimi rezonant

4. Komutimi komplementar

5. Komutimi i jashtëm

6. Komutimi në anën e ngarkesës

7. Komutimi në anën e rrjetit

Ky klasifikim i komutimit të dhunshëm është bazuar në

aranzhimin e komponenteve reaktive të qarkut për komutim dhe në

mënyrën se si detyrohet rryma e tiristorit të bie në zero. Qarku komutues

zakonisht përbëhet nga një kondenzator, një induktor dhe një ose më

tepër tiristorë dhe dioda ndihmëse.

6.3.1 Vetëkomutimi

Në këtë tip të komutimit, tiristori, i cili e kryen detyrën e

ndërprerësit, shkyçet në bazë të karakteristikave natyrore të qarkut i cili

përmban kondenzator. Ta shqyrtojmë qarkun nga fig.6.2a me supozimin

se kondenzatori fillimisht është i pangarkuar (i zbrazët). Kur të kyçet

tiristori T1, rryma e mbushjes së kondenzatorit është e dhënë me

shprehjen

)0(1

tvdtiCdt

diLvvV CCLS 6.1

Me kushtet fillestare vC (t=0) = 0 dhe i (t=0) = 0, zgjidhja e ek.(6.1) jep

rrymën e mbushjes së kondenzatorit


131

tL

CVti mS sin)( 6.2

dhe tensionin në kondenzator si

)cos1( tVv mSC 6.3

ku LC

m1 . Pas kohës LCtt 0 , rryma e mbushjes bëhet zero

dhe tiristori T1 shkyçet vetëvetiu. Te tiristori njëherë i kyçur paraqitet

vonesa prej to sekondave para se T1 të shkyçet, prandaj kjo kohë mund të

quhet koha e komutimit të qarkut. Kjo metodë e shkyçjes së tiristorit

quhet vetëkomutim dhe për tiristorin T1 thuhet se është vetëkomutues. Kur

rryma e qarkut bie në zero, kondenzatori është i mbushur në 2VS. Format

valore janë paraqitur në fig.6.2b.

Në fig.6.3a është parqitur qarku tipik ku kondenzatori ka një

tension fillestar prej –V0. Kur tiristori T1 kyçet, rryma që rrjedhë nëpër

qark është e dhënë me

0)0(1

tvdtiCdt

diL C 6.4

Me tensionin fillestar vC (t=0) = -V0 dhe i (t=0) = 0, nga ek.(6.4) mund të

nxjerret rryma e kondenzatorit si

tL

CVti m sin)( 0 6.5

+

-

T1

i0

(a)

v

v L

C

L

C

+

-+

-mt

0

0

(b)

2VS

C/LVS

i(t)

mt

VS

Fig.6.2 Qarku për vetëkomutim (a) qarku; (b) format valore


132

dhe tensioni i kondenzatorit si

)cos0 tVv mC 6.6

Pas kohës LCttt r 0 , rryma bëhet zero dhe tensioni i

kondenzatorit e ndryshon polaritetin në V0. Koha tr quhet koha e kthimit.

Format valore janë paraqitur në fig.6.3b.

T1

i

(a)

v

L

CC

+

-

mt0

C/LV0

i(t)

v0

-

+0

(b)

m rt-V0

V0

mt

Fig.6.3 Qarku për vetëkomutim: (a) qarku; (b) format valore

Shembuli 6.1___________________________________________________________

Në fig.6.4 është paraqitur qarku i tiristorit. Nëse tiristori T1 kyçet në t = 0, të caktohet

koha e përcjelljes së tiristorit dhe tensioni i kondenzatorit pas shkyçjes së tiristorit.

Parametrat e qarkut janë L = 10 H, C = 50 F dhe VS = 200 V. Induktori bartë rrymë

fillestare prej Im = 250 A.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Rryma e kondenzatorit shprehet si

SC VtvdtiCdt

diL )0(

1

me rrymë fillestare i (t=0) = Im dhe vC (t=0) = V0 =VS.

Tensionin dhe rrymën e kondenzatorit e caktojmë me zgjidhjen e ekuacionit diferencial

me transformime të Laplace-it.


133

Transformimi i Laplace-it për ek.(6.1) për kushtet fillestare vC (t=0) = 0 dhe i (t=0) = 0

është

)(1

)( sICs

sLsIs

VS

T1

I

v

L

CC

+

-

v0

-

+vS

m+

-

Fig.6.4.Qarku i tiristorit për vetëkomutim

i cili kur të zgjidhet për I(s) jep

)()(

22

m

S

sL

VsI

ku

LCm

1

Nga transformimi i kundërt gjendet rryma e mbushjes

)(sin)( tL

CVti mS

dhe tensioni në kondenzator

)](cos1[)(1

)(0

tVdttiC

tv m

t

SC

Për një qark LC me rrymë fillestare të induktorit Im dhe tension fillestar të kondenzatorit

Vo, rryma e kondenzatorit shprehet me

SC VtvdtiCdt

diL )0(

1


134

Me kushtet fillestare vC (t=0) = Vo dhe i (t=0) = Im, në domenin e Laplace-it ekuacioni i

fundit është

s

V

CsLIsLsI

s

Vm

S 01)(

dhe rryma është

2222

0

)()(

m

m

m

S

s

sI

sL

VVsI

ku

LCm

1

Transformimi inverz i kësaj shprehjeje paraqet rrymën e kondenzatorit në domenin

kohor

)(cos)(sin)()( 0 tItL

CVVti mmmS

Tensioni i kondenzatorit është

SmSmm

t

C

VtVVtC

LI

VdttiC

tv

)(cos)()(sin

)(1

)(

0

0

0

Për kushtet e detyrës, vC (t=0) = V0 = VS dhe i (t=0) =Im, rryma dhe tensioni janë

)(cos)( tIti mm

SmmC VtC

LItv )(sin)(

Për LCtt 5.00 , mbaron perioda e komutimit dhe tensioni në kondenzator

bëhet

VV

VC

LIVttv

S

SmCC

)( 0 6.7


135

ku V është mbitensioni i kondenzatorit i cili varet nga rryma fillestare e induktorit, Im,

e cila është në shumicën e rasteve, rryma e ngarkesës. Në fig.6.4 është paraqitur qarku

ekuivalent tipik gjatë procesit të komutimit, ndërsa në fig.6.5 janë paraqitur format

valore të tensionit dhe rrymës.

mt0

i(t)

C/L

m 0t

VC

mtVS

Im

Im

Fig.6.5 Format valore të rrymës dhe të tensionit

Për vlerat e dhëna numerike do të kemi

VVVV C 8.3118.111200,8.111 dhe t0 = 35.12 s.


136

6.3.2 Komutimi impulsiv

Në fig.6.6 është parqitur një qark për komutim impulsiv. Për

analizën e qarkut është përvehtësuar që kondenzatori fillimisht është i

mbushur në tensionin –V0 me polaritet të treguar si në fig.6.6. Të

supozojmë se në fillim tiristori T1 është duke përçuar dhe duke bartur

rrymë të ngarkesës Im. Kur të kyçet tiristori ndihmës T2, T1 do të ketë

polarizim reverz për shkak të tensionit të kondenzatorit, dhe ai shkyçet.

Rryma nëpër T1 mbaron dhe kondenzatori do ta bartë rrymën e ngarkesës.

Kondenzatori fillon të zbrazet nga tensioni –V0 deri në zero dhe pastaj të

rimbushet deri në tensionin njëkahor të hyrjes VS, kur rryma e

kondenzatorit bie në zero dhe tiristori T2 shkyçet. Mbushja e kundërt e

kondenzatorit prej V0(=VS) deri në –V0 atëherë do të bëhet me kyçjen e

tiristorit T3. Tiristori T3 është vetëkomutues ngjashëm si ai në fig.6.3.

T1

I

v

Lr

C Cv0

-

+vS

m+

-

T3

T2

+

-Dm

Fig.6.6 Qarku për komutimin impulsiv

Qarku ekuivalent gjatë procesit të komutimit është paraqitur në

fig.6.7a. Në fig.6.7b janë paraqitur tensionet e tiristorit dhe të

kondenzatorit. Koha që nevojitet për zbrazjen kondenzatorit prej –V0 deri

në zero quhet koha e shkyçjes së qarkut, toff, dhe duhet të jetë më e madhe

se koha e shkyçjes së tiristorit, tq. Koha e zbrazjes do të varet nga rryma e

ngarkesës dhe, nëse supozojmë se rryma e ngarkesës është konstante Im,

kjo kohë mund të caktohet nga

C

tIdtI

CV

offm

t

m

off

0

0

1

ose

m

offI

CVt 0 6.8


137

T1

vC Cv0

-

+vS

+

-

T2

+

-Dm

Im Im

vT1+ -0

VS

-V0

0

VS

-V0toff

t

t

Fig.6.7 (a) Qarku ekuivalent dhe (b) format valore

Menjëherë pas kyçjes së tiristorit T2, në tiristorin T1 paraqitet

tensioni reverz V0 dhe ky proces quhet komutimi i tensionit. Pasi që në

këtë rast shfrytëzohet edhe tiristori ndihmës T2, ky tip i komutimit quhet

edhe komutim ndihmës. Tiristori T1 shpesh quhet edhe tiristori kryesor

sepse ai bartë rrymën e ngarkesës.

T1I

v

Lr

C Cv0

-

+vS

m+

-

T3

T2

+

-Dm

L D1 1

Fig.6.8 Qarku për komutim impulsiv me rimbushje të shpejtuar

Nga ek.(6.8) mund të vërehet se koha e shkyçjes së qarkut është

inverz proporcionale me rrymën e ngarkesës; dhe për ngarkesë shumë të

lartë (ose rrymë të ulët të ngarkesës) koha e shkyçjes do të jetë e madhe.

Nga ana tjetër, për rrymë të lartë të ngarkesës, kjo kohë do të jetë e vogël.

Në një qark ideal të komutimit, koha e shkyçjes duhet të jetë e pavarur

nga rryma e ngarkesës, në mënyrë që të garantohet komutimi i tiristorit

T1. Zbrazja e kondenzatorit mund të shpejtohet me lidhjen e diodës D1

dhe induktorit L1 në skajet e tiristorit kryesor siç është paraqitur në

fig.6.8; dhe kjo është ilustruar në shembullin 6.3.


138

Shembulli 6.2___________________________________________________________

Në fig.6.9 është paraqitur një qark për komutim impulsiv të tiristorit. Të caktohet koha e

shkyçjes së qarkut nëse është VS = 200 V, R = 10 , C = 5 F dhe V0 = VS.

T1

vC C

-

+vS

+

-

T2

+

-

v0v

S=

R

I =V /R0 S

Fig.6.9 Qarku për komutim impulsiv me ngarkesë rezistive

Zgjidhje_______________________________________________________________

Qarku ekuivalent gjatë komutimit është paraqitur në fig.6.10. Tensioni në kondenzatorin

komutues është

)0(1

tvdtiC

v CC

RivV CS

Nga zgjidhja e këtyre ekuacioneve për tension fillestar vC (t=0) = -Vo = -VS fitohet

tensioni i kondenzatorit si

)21()( / RCt

SC eVtv

Koha e shkyçjes toff, e cila mund të gjendet kur të plotësohet kushti vC (t=toff) = 0, është e

barabartë me

)2ln(RCtoff

Për vlerate dhëna numerike, kjo kohë është


139

stoff 7.34 .

T1

vC C

-

+vS

+

-

T2

+

-

v0v

S=

R

i

Fig.6.10 Qarku ekuivalent për Shembullin 6.2.

Shembulli 6.3___________________________________________________________

Qarku komutues nga fig.6.8 ka kapacitetin C = 20 F dhe induktorin dhe induktorin e

zbrazjes L1 = 25 H. Tensioni fillestar i kondenzatorit është i barabartë me tensionin e

hyrjes V0 = VS =200 V. Nëse rryma e ngarkesës Im ndryshon në mes të 50 dhe 200 A, të

caktohen ndryshimet e kohës së shkyçjes së qarkut, toff.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Qarku ekuivalent gjatë periodës së komutimit është paraqitur në fig.6.11.

T1

I

vC C

-

+vS

m+

-

T2

+

-

L D1 1

v0 vS= (t)

Im

Fig.6.11 Qarku ekuivalent për Shembullin 6.3

Ekuacionet definuese të qarkut janë

mC Iii


140

dt

diL

dt

diLtvdti

Cv C

CCC 11)0(1

Kushtet fillestare janë IC (t=0) = Im dhe vC (t=0) = -V0 = -VS. Nga zgjidhjet e këtyre

ekuacioneve fitohet rryma e kondenzatorit (shiko Shembullin 6.1) si

tItL

CVti mC 11

1

0 cos)(sin)(

Tensioni në skajet e kondenzatorit është

tVtC

LItv mC 101

1 cossin)( 6.9

ku CL1

11

Koha e shkyçjes së qarkut fitohet nga kushti vC (t=toff) = 0

1

01

1 tanL

C

I

VCLt

m

off 6.10

Për vlerat e dhëna numerike dhe për Im1 = 50 A, koha e shkyçjes është

sL

C

I

VCLt

m

off

7.23tan

11

01

11

dhe për Im2 = 200 A, koha e shkyçjes është

sL

C

I

VCLt

m

off

3.16tan

12

01

12 .

Vërejtje. Me rritjen e rymës prej 50 A në 200 A, koha e shkyçjes

zvoglohet prej 23.7 s në 16.3 s.


141

6.3.3 Komutimi rezonant

Komutimi rezonant mund të spjegohet me fig.6.12a. Në fig.6.12b

janë parqitur format valore të rrymës dhe tensionit të kondenzatorit.

T1

v

C

C

v0

- +S

+

-

+ -

Dm

Im

0t

T

T2

3

L

i(t)

0

VS

-V0

toff

t

t

t

t t

t

1

1 2

C 0

-V1

VC

Im

i(t)Dm

(a) (b)

V

Fig.6.12 Komutimi rezonant: (a) qarku; (b) format valore

Kondenzatori në fillim është i mbushur në tension me polaritet siç

është paraqitur në figurë dhe tiristori T1 është në modin përjellës duke

bartur rrymën e ngarkesës Im.

Kur të kyçet tiristori komutues T2 formohet qarku rezonant me L,

C, T1 dhe T2. Rryma rezonante mund të nxjerret si

tI

tL

CVti

mp

m

sin

sin)( 0 6.11

dhe tensioni i kondenzatorit si

tVtv mC cos)( 0 6.12

ku Ip është vlera maksimale e mundshme e rrymës rezonante.

Për shkak të rrymës rezonante, rryma e drejtë e tiristorit T1

redukohet në zero në momentin t = t1, kur rryma rezonante barazohet me


142

rrymen e ngarkesës Im. Koha t1 duhet ta plotësoj kushtin i (t=t1) = Im dhe

nga ek.(6.11) gjendet

C

L

V

ILCt m

0

1

1 sin 6.13

Vlera gjegjëse e tensionit të kondenzatorit është

1011 cos)( tVVttv mC 6.14

Rryma nëpër tiristorin T1 bëhet zero dhe kondenzatori do të fillon

të rimbushet me shpejtësi të cilën e determinon rryma e ngarkesës Im.

Kondenzatori do të zbrazet nga –V1 deri në zero dhe pastaj tensioni i tij

fillon të rritet deri në tensionin njëkahor të burimit Vs. Në këtë moment

fillon të përçoj dioda Dm dhe paraqitet situatë e ngjashme me atë të

qarkut në fig.6.4 me kohëzgjatje to. Kjo është paraqitur në fig.6.12b.

Energjia e akumuluar në induktorin L, për shkak të rrymës maksimale të

ngarkesës Im, transferohet në kondenzator, duke shkaktuar tejngarkesë,

ndërsa tensioni i kodenzatorit mund të llogaritet nga ek.(6.7). Me kyçjen

e tiristorit T3, tensioni i kondenzatorit e ndërron polaritetin prej VC (=Vo)

në –Vo. Tiristori T3 është tiristor vetëkomutues i ngjashëm me atë nga

qarku në fig.6.3. Qarku mund të jetë jostabil për shkak të energjisë së

kondenzatorit komutues.

Qarku ekuivalent për periodën e mbushjes është i ngjashëm me

atë në fig.6.7a. Nga ek.(6.8), koha e shkyçjes së qarkut është

m

offI

CVt 1 6.15

Për kontrollen e rrymës rezonante definohet një parametër x, i cili

paraqet herësin e rrymës maksimale rezonante dhe rrymës maksimale të

ngarkesës

L

C

I

V

I

Ix

mm

p 0 6.16


143

Për redukimin e rrymës së drejtë të tiristorit T1 në zero, vlera e x duhet të

jetë më e madhe se 1.0. Në praktikë, vlera e L dhe C zgjedhen asisoji që x

= 1.5. Vlera e t1 në ek.(6.13) është zakonisht e vogël dhe V1 V0.

T1

C

v0

- +v

S

+

-

Dm

Im

T

T2

3

L

iC

D2

0t

0

V0

toff

t

t

t t

t

1 2

C 0

V1

VC

Im

i (t)CDm

(a) (b)

Fig.6.13 Komutimi rezonant me diodën për shpejtim: (a) qarku;

(b) format valore

Vlera e kohës së shkyçjes së qarkut toff, e fituar nga ek.(6.15),

duhet të jetë përafërsisht e barabartë me atë që fitohet nga ek.(6.8). Në

momentin t2, rryma e kondenzatorit bie në vlerën e rrymës së ngarkesës

Im. Gjatë kohës tC, kondenzatori zbrazet dhe rimbushet në tensionin e

burimit VS. Gjatë kohës to, energjia e grumbulluar në induktorin L i

kthehet kondenzatorit C, duke shkaktuar tejngarkesë të kondenzatorit në

krahasim me tensionin e burimit VS.

Pasi që rryma rezonante shfrytëzohet për ta redukuar rrymën e

drejtë të tiristorit kryesor T1 në zero, ky tip i komutimit quhet gjithashtu

komutim i rrymës. Nga ek.(6.15) mund të vërehet se koha e shkyçjes së

qarkut toff, gjithashtu varet nga rryma e ngarkesës. Zbrazja e

kondenzatorit mund të shpejtohet me lidhjen e diodës D2 siç është

paraqitur në fig.6.13a. Me redukimin e rrymës së tiristorit T1 në zero,

tensioni reverz që paraqitet në skaje të T1 është tension i drejtë për diodën

D2 dhe këtu paraqitet një rënie e drejtë e tensionit e cila është e vogël.

Kjo do ta ngadalësoj procesin e rimëkëmbjes së tiristorit, prandaj duhet të

sigurohet kohë më e gjatë e polarizimit reverz se sa në rastin kur nuk

është e pranishme dioda D2. Rryma dhe tensioni i kondenzatorit janë

paraqitur në fig.6.13b.


144

Shembulli 6.4___________________________________________________________

Qarku për komutim rezonant në fig.6.12a ka kapacitetin C = 30 F dhe induktivitetin L

= 4 H. Tensioni fillestar në kondenzator është V0 = 200 V. Të caktohet koha e

shkyçjes së qarkut toff nëse rryma e ngarkesës është (a) Im = 250 A dhe (b) Im=50 A.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Im = 250 A

Nga ek.(6.13)

sC

L

V

ILCt m

192.5

30

4

200

250sin304sin 1

0

1

1

sradLC

m /1.287,911

dhe radtm 474.01

Nga ek.(6.14)

1011 cos)( tVVttv mC ,

VradtVV m 95.177)474.0cos(200cos 101

dhe nga ek.(6.15)

sI

CVt

m

off 35.21250

95.177301

(b) Im=50 A

sC

L

V

ILCt m

0014.1

30

4

200

50sin304sin 1

0

1

1

sradLC

m /1.287,911

dhe 0914.01 tm rad


145

1011 cos)( tVVttv mC

VradtVV m 16.199)0914.0cos(200cos 101

dhe nga ek.(6.15)

sI

CVt

m

off 5.11950

16.199301

Shembulli 6.5___________________________________________________________

Të përsëritet Shembulli 6.4 nëse një diodë antiparalele lidhet në skajet e tiristorit T1 siç

është paraqitur në fig.6.13a.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Im = 250 A

Kur tiristori T2 të kyçet, pulsi i rrymës rezonante kalon nëpër kondenzator dhe rryma e

drejtë e tiristorit T1 zvoglohet në zero në kohën t = t1= 5.192 s. Rryma e kondenzatorit

në këtë moment është e barabartë me rrymën e ngarkesës iC (t1) = Im = 250 A. Pasi që

rryma e T1 të ketë rënë në zero, oscilimi rezonant do të vazhdoj nëpër diodën D2 për

derisa rryma rezonante të bie në vlerën e rrymës së ngarkesës në momentin t2. Kjo është

paraqitur në fig.6.13b.

stLCt 22.29192.530412

1.287,911

LC

m rad/s dhe 667.22 tm rad

Nga ek.(6.14) tensioni i kondenzatorit në t = t2 është

VradtVVttv mC 9.177)667.2cos(200cos)( 2022

Koha e shkyçjes së qarkut është

stttoff 03.24192.522.2912


146

(b) Im = 50 A, t1 = 1.0014 s

stLCt 41.330014.130412

1.287,911

LC

m rad/s dhe 05.32 tm rad

Tensioni i kondenzatorit në t = t2 është

VradtVVttv mC 1.199)05.3cos(200cos)( 2022

Koha e shkyçjes së qarkut është

stttoff 41.320014.141.3312

6.3.4 Komutimi komplementar

Komutimi komplementar shfrytëzohet për transferimin e rrymës

në mes të dy ngarkesave dhe një aranzhim i tillë është paraqitur në

fig.6.14.

T1 vC

C

- +v

S

+

-T2+-

vS

R2

iC

R1

Fig.6.14 Qarku për komutim komplementar

Kyçja e njërit tiristor komuton tiristorin tjetër. Kur tiristori T1

kyçet, ngarkesa me rezistencë R1 lidhet në tensionin e burimit VS, dhe në


147

të njëjtën kohë kondenzatori C mbushet në VS përmes ngarkesës tjetër R2.

Polariteti i tensionit të kondenzatorit është sikurse që është paraqitur në

fig.6.14.

Kur të kyçet tiristori T2, kondenzatori lidhet në skaje të tiristorit

T1 dhe ngarkesa R2 lidhet në tensionin e burimit VS. T1 ka polarizim

reverz dhe ai shkyçet me komutim impulsiv. Pasi të jetë shkyçur T1,

tensioni i kondenzatorit ndërron polaritetin në - VS përmes R1, T2 dhe

burimit.

Nëse tiristori T1 kyçet prap, tirstori T2 shkyçet dhe cikli përsëritet.

Zakonisht tiristorët përçojnë në intervale të barabarta kohore. Format

valore për tensione dhe rryma janë paraqitur në fig.6.15 për R1 = R2 = R.

Pasi që secili tiristor shkyçet me komutim impulsiv, ky tip i komutimit

shpesh quhet edhe komutimi komplementar impulsiv.

0t

t

i (t)C

V /RS

2V /RS

-2V /RS

0

VS

VS-

0

VS

VS-

0

VS

VS-

T/2

Koha e shkyçjes, toffvT1

t0ff

t

t

Fig.6.15 Format valore për qarkun për komutim komplementar


148

Shembulli 6.6___________________________________________________________

Qarku në fig.6.14 ka rezistencat e ngarkesës R1 = R2 = R= 5 , kapacitet C = 10 F dhe

tension të burimit VS = 100 V. Të caktohet koha e shkyçjes së qarkut toff.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Nëse supozojmë se kondenzatori në komutimin paraprak të tiristorit komplementar ka

qenë i mbushur në tensionin e burimit VS, qarku ekuivalent gjatë periodës së komutimit

është i ngjashëm me atë në fig.6.10. Ekuacioni i barazpeshës dinamike të qarkut është

RitvdtiC

V CS )0(1

Me kushtet fillestare SC Vtv )0( , zgjidhja e këtij ekuacioni jep rrymën e

kondenzatorit

RCtS eR

Vti /2)(

Tensioni i kondenzatorit është

)21()( / RCt

SC eVtv

Koha e shkyçjes toff mund të caktohet nëse plotësohet kushti

0)( offC ttv

dhe fitohet

)2ln(RCtoff

Për vlerat e dhëna numerike

stoff 7.34)2ln(10105 6.


149

6.3.5 Komutimi i jashtëm

Te komutimi i jashtëm, për shkyçjen e tiristorit i cili është duke

përcjellë, merret një puls i rrymës nga ndonjë tension i jashtëm. Në

fig.6.16 është parqitur qarku i cili shfrytëzon puls të jashtëm komutues

dhe dy burime të furnizimit. VS është tensioni i burimit kryesor dhe V

është tensioni i burimit ndihmës.

T1

Cv0

-

+v

S

+

-

Dm

Im

TT2 3L

2V

+

-

V

Fig.6.16 Qarku për komutim të jashtëm

Nëse tiristori T3 kyçet, kondenzatori do të mbushet nga burimi

ndihmës. Nëse supozohet se kondenzatori fillimisht është i zbrazët, një

puls i rrymës rezonante me amplitudë LCV , i cili është i ngjashëm me

atë në qarkun në fig.6.2, do të kaloj nëpër T3 dhe kondenzatori do të

mbushet deri në 2V. Nëse tiristori T1 është duke përçuar dhe rryma e

ngarkesës furnizohet nga burimi kryesor VS, me kyçjen e tiristorit T2, në

tiristorin T1 do të zbatohet tensioni reverz prej VS - 2V dhe ai do të

shkyçet. Kur të shkyçet T1, kondenzatori do të zbrazet përmes ngarkesës

me shpejtësi të determinuar nga madhësia e rrymës së ngarkesës Im.

6.3.6 Komutimi në anën e ngarkesës

Te komutimi në anën e ngarkesës, ngarkesa formon qark serik me

kondenzatorin komutues dhe mbushja dhe zbrazja e këtij kondenzatorit

bëhen përmes ngarkesës. Prandaj performansat e komutimit të qarkut në


150

anën e ngarkesës varen nga natyra e ngarkesës dhe qarku komutues nuk

mund të testohet pa lidhjen e ngarkesës në te. Qarqet në fig.6.6, 6.8, 6.12

dhe 6.13 paraqesin shembuj të komutimit në anën e ngarkesës.

6.3.7 Komutimi në anën e rrjetit

Te ky tip i komutimit mbushja dhe zbrazja e kondenzatorit nuk

kryhen përmes ngarkesës dhe qarku komutues mund të testohet pa lidhjen

e ngarkesës. Në fig.6.17a është paraqitur një qark i tillë. Zbrazja dhe

rimbushja e kondenzatorit do të bëhet përmes burimit. Gjatë testimit të

qarkut në këtë rast nuk kërkohet lidhja e ngarkesës. Induktori L bartë

rrymën e ngarkesës Im dhe qarku ekuivalent gjatë periodës së komutimit


T1

C

-

+

vS

+

-

Dm

Im

T2

T3

L

L

vC

(a)

(t)r

T1

C

-

+

vS

+

-

DmD1

Im

T2

T3

L

L

vC

(b)

(t)r

Fig.6.17 Qarqet për komutim në anën e rrjetit

Kur të kyçet tiristori T2, kondenzatori C është i mbushur në 2VS

dhe T2 është vetëkomutues ngjashëm me qarkun në fig.6.2. Tiristori T3

kyçet për ta ndërruar polaritetin e tensionit të kondenzatorit në -2VS dhe


151

T3 është gjithashtu vetëkomutues. Nëse supozojmë se tiristori T1 është

duke përçuar dhe bartë rrymën e ngarkesës Im, tiristori T2 kyqet për ta

shkyçur T1. Kyçja e tiristorit T2 do ta polarizoj drejtë diodën Dm dhe do ta

zbatoj tensionin reverz prej 2VS në skajet e T1 dhe ky do të shkyçet.

C-

+vS

+

-

L

vC(t)

+

-

2VS

Im

i(t)

Fig.6.18 Qarku ekuivalent gjatë periodës së komutimit

Rryma e kondenzatorit mund të shprehet si

)0(1

tvdtiCdt

diLV CS 6.17

Me kushtet fillestare vC (t=0) = -2VS dhe i (t=0) = Im, zgjidhja e ek.(6.17)

jep rrymën dhe tensionin e kondenzatorit si

tL

CVtIti mSmm sin3cos)( 6.18

dhe

SmSmmC VtVtC

LItv cos3sin)( 6.19

ku

LCm

1

Koha e shkyçjes së qarkut, toff, nga ek.(6.19) për kushtin vC (t=toff) = 0,

është


152

19sin3tan

2

11

0

x

xxLCt ff 6.20

ku

L

C

I

Vx

m

S 6.21

Koha e përcjelljes së tiristorit T2, e cila mund të gjendet nga

ek.(7.18) për kushtin i (t=t1) = 0, është

xLC

xLCt

3

1tan

3

1tan 11

1 6.22

Në kushtet pa ngarkesë, Im = 0 dhe x infinit, nga ek.(6.19) fitohet koha e

shkyçjes si

LCLCt ff 231.13

1cos 1

0

dhe

LCt 1 6.23

Vërejtje. Nëse Im = 0 dhe LCt 1 , tensioni i kondenzatorit në

ek.(6.19) bëhet vC (t=t1) = V0 = 4VS dhe do të paraqitet mbingarkesë e

vazhdueshme në tensionin e kondenzatorit. Për ta kufizuar këtë

tejmbushje të kondenzatorit, induktori L zakonisht zëvëndsohet me një

transformator dhe një diodë siç është paraqitur në fig.6.117b.

PASQYRË PYETJESH

6.1 Cilat janë dy tipet e përgjithshme të komutimit?

6.2 Cilat janë tippet e komutimit të dhunshëm?

6.3 Ku është dallimi në mes të vetëkomutimit dhe komutimit

natyror?


153

6.4 Cili është parimi i vetëkomutimit?

6.5 Cili është parimi i komutimit impulsiv?

6.6 Cili është parimi i komutimit rezonant?

6.7 Cili është parimi i komutimit komplementar?

6.8 Cili është parimi i komutimit të jashtëm?

6.9 Cilat janë dallimet në mes të komutimit në anën e ngarkesës

dhe komutimit në anën e rrjetit?

6.10 Cilat janë dallimet në mes të komutimit me tension dhe

rrymë?

6.11 Çfarë është detyra e qarqeve komutuese?

6.12 Pse koha e shkyçjes së qarkut duhet të jetë më e madhe se

koha e shkyçjes së tiristorit?

6.13 Për çfarë qëllimi lidhet dioda antiparalele në skajet e

tiristorit kryesor me ose pa induktor serik?

6.14 Cili është herësi në mes të amplitudës së rrymës rezonante

dhe amplitudës së rrymës së ngarkesës i cili mund t’i

minimizoj humbjet komutuese?

6.15 Cilat janë shprehjet për vlerat optimale të kondenzatorit

dhe induktorit komutues te komutimi rezonant?

6.16 Pse tejngarkohet kondenzatori komutues te komutimi

rezonant?

6.17 Si kufizohet tejmbushja e kondenzatorit te komutimi në

anën e rrjetit?

PROBLEME

6.1 Në fig.6.3a, tensioni fillestari kondenzatorit është V0 = 600 V,

kapaciteti C = 40 F dhe induktiviteti L = 10 H. Të caktohet


154

amplitida e rrymës rezonante dhe koha e përcjelljes së tiristorit

T1.

6.2 Qarku në fig.6.4 ka VS = 600 V, V0 = 0, C = 50 F, L = 10 H

dhe Im = 350 A. Të caktohet (a) amplituda e rrymës dhe

tensionit të kondenzatorit dhe (b) koha e përcjelljes së tiristorit

T1.

6.3 Në qarkun komutues në fig.6.6 kapaciteti C = 20 F, tensioni

hyrës VS ndryshon në mes 180 dhe 220 V dhe rryma e

ngarkesës ndryshon në mes të 50 dhe 200 A. Të caktohet vlera

minimale dhe maksimale e kohës së shkyçjes së qarkut toff.

6.4 Për qarkun në fig.6.6 të caktohen vlerat e kapacitetit C dhe

induktivitetit Lr nëse tensioni i burimit është VS = 220 V, rryma

e ngarkesës Im = 150 A, koha e shkyçjes toff = 15 s dhe rryma e

kundërt është e kufizuar në 150% të Im.

6.5 Qarku në fig.6.8 ka VS = 220 V, C = 20 F dhe Im = 150 A. Të

caktohet vlera e induktivitetit të rimbushjes L1 e cila do të

siguroj kohë të shkyçjes toff = 15 s.

7. TRANZISTORËT E FUQISË

7.1 HYRJE

Tranzistorët kanë karakteristika të kontrolluara të kyçjes dhe

shkyçjes. Kur shfrytëzohen si elemente ndërprerëse punojnë në regjionin

e ngopjes dhe si rezultat kanë rënie të vogël të tensionit në gjendje të

kyçur. Shpejtësia e ndërprerjes e tranzistorëve modern është shumë më e

madhe se ajo e tiristorëve prandaj kryesisht shfrytëzohen te shndërruesit

njëkahor (dc-dc) dhe invertorët (dc-ac) me një diodë të lidhur inverz

paralel për ta siguruar rrjedhën e dykahshme të rrymës. Megjithatë,

brezet e tyre të tensioneve dhe rrymave janë më të ulëta se ato të

tiristorëve, dhe zakonisht shfrytëzohen te zbatimet me fuqi të mesme dhe

të ulët. Tranzistorët e fuqisë mund të klasifikohen në katër kategori:

1. Tranzistorët bipolar me kontakt (angl. Bipolar Junction

Transistor) BJT

2. Tranzistorët metal-oksid-gjysmëpërçues me efekt të fushës

(angl. Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-

Transistor) MOSFET

3. Tranzistorët me indukcion statik (angl. Static Induction

Transistor) SIT

4. Tranzistorët bipolar me gejt të izoluar (angl. Insulated-

Gate Bipolar Transistor) IGBT


156

Të gjitha këto lloje të tranzistorëve, gjatë analizës së punës, mund

të trajtohen si ndërprerës ideal. Ndërprerësi tranzistorik është shumë më i

thjeshtë se ndërprerësi tiristorik me komutim të dhunshëm, sepse nuk ka

nevoj për qark shtesë komutues. Sidoqoftë, te zbatimi në qarqet

konvertuese në praktikë, zgjedhja në mes të BJT dhe MOSFET nuk është

punë aq e lehtë, por që të dy këto tipe mund ta zëvëndsojnë tiristorin. Por

duhet pasur kujdes që brezet e tensioneve dhe të rrymave t’i plotësojnë

kërkesat dalëse të konvertorit. Tranzistorët praktik dallojnë nga

komponentet ideale sepse kanë disa kufizime të caktuara të cilat i

ngushtojnë zbatimet e tyre.

7.2 TRANZISTORËT BIPOLAR ME KONTAKT (BJT)

Tranzistori bipolar formohet me shtimin e një shtrese

gjysmëpërçuese p ose n në kontaktin p-n të diodës. Me dy regjione n dhe

një regjion p formohen dy kontakte p-n dhe ky kombinim është i njohur

si tranzistor bipolr i tipit NPN, siç është paraqitur në fig.7.1a. Kombinimi

tjetër me dy regjione p dhe një regjion n quhet tranzistor i tipit PNP siç

është paraqitur në fig.7.1b.

Baza

Kolektori

Emiteri

n

p

n B

E

C

IB

IC

IE

(a)

Kolektori

Emiteri

p

p

nB

E

C

IB

IC

IE

(b)

Fig.7.1 Tranzistorët bipolar


157

7.2.1 Karakteristikat stacionare

Ndonëse te tranzistori ekzistojnë tri konfiguracione themelore të

mundshme: me kolektor të përbashkët, me bazë të përbashkët dhe me

emiter të përbashkët, në zbatimet e tranzistorit si ndërprerës, zakonisht

shfrytëzohet konfiguracioni i fundit, i cili është paraqitur në fig.7.2a për

një tranzistor të tipit NPN.

Karakeristikat tipike hyrëse të rrymës së bazës, IB, ndaj tensionit

bazë-emiter, VBE, janë paraqitur në fig.7.2b. Në fig.7.2c janë paraqitur

karakteristikat tipike dalëse të rrymës së kolektorit, IC, ndaj tensionit

kolektor-emiter, VCE.

IB

IC

IE

+

-VCC

+

- V

+

-

VBE

RB

+

-

VCE

RC

(a)

IB

VCE1 VCE2

VBE

VCE1VCE2>

0

(b)

ICIB

IB

IB

IB

IB

IB

IB

IB0IB1

1

2

3

4

IBn

n

0

> >

VCE( c)0

Fig.7.2 Karakteristikat e tranzistorit NPN: (a) diagrami i qarkut; (b)

karakteristikat hyrëse; (c) karakteristikat dalëse


158

Për tranzistor të tipit PNP, karakteristikat hyrëse dhe ato dalëse

janë të njëjta, por rrymat dhe tensionet kanë polariet të kundërt. Me

ndryshimin e rrymës hyrëse (të bazës) kontrollohet tensioni dalës, pra

tranzistori është komponentë e kontrolluar me rrymë. E metë e kësaj

komponente është ndieshmëria e madhe e rrymës inverze të ngopjes nga

temperatura, prandaj duhet t’i sigurohen kushtet optimale për ftohje, si

me bazament metalik ashtu edhe me qarkullim të ajrit. Te tranzistori

ekzistojnë tri regjione të punës: regjioni i shkyçjes, regjioni aktiv dhe

regjioni i ngopjes. Në regjionin e shkyçjes, tranzistori është i shkyçur

sepse rryma e bazës nuk është e mjaftueshme që ta kyçë atë, dhe të dy

kontaktet kanë polarizim reverz, prandaj në këtë regjion nuk rrjedh rrymë

e bazës.

vCE

VCC

VBE

VCES

0 IB

S

IBS

VBE

00.5

Ngopja

Bllokimi

Regjioniaktiv

Fig.7.3 Karakteristikat përcëllëse

Në regjionin aktiv, tranzistori punon si amplifikator, ku rryma e

bazës është e përforcuar për faktorin e amplifikimit dhe tensioni kolektor-

bazë zvoglohet me rritjen e rrymës së bazës. Në këtë regjion kontakti CB

ka polarizim reverz dhe kontakti BE ka polarizim të drejtë. Në regjionin e

ngopjes, rryma e bazës është mjaftë e madhe prandaj tensioni kolektor-

emiter është i ulët, tranzistori sillet si ndërprerës i mbyllur. Të dy

kontaktet (CB dhe BE) kanë polarizim të drejtë dhe me rritjen e mëtejme

të rrymës së bazës, tensioni kolektor-emiter nuk ndryshon. Karakteristika

përcjellëse, e cila paraqet tensioni VCE ndaj rrymës IB, është paraqitur në

fig.7.3.

Në fig 7.4 është paraqitur modeli i tranzistorit NPN për kushte të

punës me sinjal të madh njëkahor. Ekuacioni që i lidhë rrymat është


159

BCE III 7.1

Rryma e bazës paraqet rrymën hyrëse, ndërsa rryma e kolektorit rrymën

dalëse. Herësi në mes të këtyre dy rrymave është i njohur si amplifikimi i

rrymës,

B

CFE

I

Ih 7.2

Rryma e kolektorit përbëhet prej dy komponeneteve: rrymës së bazës dhe

rrymës reverze të ngopjes së kontaktit koleketor-bazë

CEOBC III 7.3

ku ICEO paraqet rrymën reverze të ngopjse së kontaktit CB për qark të

hapur të bazës, dhe mund të konsiderohet e papërfillshme në krahasim

me IB.

Nga ek. (7.1) dhe (7.3) kemi

CEOBE III )1( 7.4

BE II )1( 7.4a

1)

11(

CCE III 7.5

Rryma e kolektorit mund të shprehet si

EC II 7.6

ku konstanta është e lidhur me përmes

1

7.7

ose

1 7.8


160

BIB

E

IE

IB

IC

C

ICE0

Fig.7.4 Modeli i tranzistorit NPN

Ta analizojmë qarkun në fig.7.5 ku tranzistori punon si

ndërprerës. Rryma e bazës është

B

BEBB

R

VVI

7.9

)( BEB

B

CCCCCCCCEC VV

R

RVRIVVV

7.10

)( BECECB VVV 7.11

Ekuacioni (7.11) tregon se përderisa është BECE VV , kontakti CB do të

ketë polarizim reverz dhe tranzistori do të jetë në regjionin aktiv. Rryma

maksimale e kolektorit në regjionin aktiv, e cila mund të fitohet për

0CBV dhe BECE VV , është

C

CECCCM

R

VVI

C

BECC

R

VV 7.12

dhe vlera gjegjëse e rrymës së bazës

CM

BM

II 7.13


161

IB

IC

IE

+

-VCC

+

- V

+

-

VBE

RB

+

-

VCE

RC

Fig.7.5 Ndërprerësi tranzistorik

Nëse rryma e bazës rritet mbi vlerën IBM, VBE rritet dhe gjithashtu

do të rritet edhe rryma e kolektorit, ashtu që tensioni VCE do të bie nën

VBE. Kjo do të vazhdoj derisa kontakti CB të ketë polarizim të drejtë me

VBC rreth 0.4 deri 0.5 V. Tranzistori atëherë shkon në ngopje. Ngopja e

tranzistorit mund të definohet si pikë mbi të cilën çdo rritje e mëtejme në

rrymën e bazës nuk do të shkaktoj rritje të dukshme të rrymës së

kolektorit.

Në ngopje rryma e kolektorit mbetet pothuajse konstante. Nëse

tensioni i ngopjes kolektor emiter është VCE(sat), rryma e kolektorit është

C

satCECC

CSR

VVI

)( 7.14

dhe rryma gjegjëse e bazës është

CS

BS

II 7.15

Zakonisht, qarku projektohet asisoji që rryma e bazës të jetë më e

lartë se rryma e ngopjes IBS. Humbjet e tërësishme të fuqisë në të dy

kontaktet janë

CCEBBET IVIVP 7.16

Shembulli 7.1___________________________________________________________

Tranzistori bipolar në fig.7.5 ka në brezin prej 8 deri në 40. Rezistenca e ngarkesës

është RC = 11 . Tensioni i burimit është VCC = 200 V dhe tensioni hyrës në qarkun e

bazës është VB = 10 V. Nëse janë VCE(sat) = 1.0 V dhe VBE(sat) = 1.5 V, të gjendet: (a) vlera


162

e rezistencës RB e atillë që rryma e bazës të jetë 5 herë më e madhe se rryma e bazës në

ngopje, (b) humbjet e tërsishme të fuqisë në tranzistor.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Nga ek.(7.14), rryma e kolektorit në ngopje është

AR

VVI

C

satCECC

CS 1.1811

0.1200)(

Nga ek.(7.15), rryma e bazës në ngopje është

AI

I CSBS 2625.2

8

1.181.18

min

Nga kushti i detyrës rryma e bazës duhet të jetë

AII BSB 3125.112625.255

(a) Vlera e kërkuar e rezistencës RB mund të caktohet nga ek.(7.9),

B

BEBB

R

VVI

7514.0

3125.11

5.110)(

B

satBEB

BI

VVR

(b) Nga ek.(7.16), humbjet e tërësishme të fuqisë në tranzistor janë

WIVIVP CCEBBET 07.351.1897.161.180.13125.115.1

7.3 MOSFET-ët E FUQISË

Tranzistori bipolar me kontakt (BJT) është komponentë e

kontrolluar me rrymë dhe i duhet rrymë e bazës për rrjedhje të rrymës në

kolektor. Pasi që rryma e kolektorit varet nga hyrja (ose baza),

amplifikimi i rrymës ka varëshmëri të lartë nga temperatura e kontaktit,

prandaj në praktikë, kjo kufizon brezin e zbatimit të këtyre tranzistorëve


163

vetëm në ato raste ku kushtet temperaturore janë relativisht stabile. Këto

të meta nuk i shpreh tranzistori me efekt të fushës i njohur si MOSFET.

MOSFEt-i i fuqisë është komponentë e kontrolluar me tension dhe

kërkon vetëm një rrymë të vogël hyrëse.

-

+VDD

RD

+

-VGS

D

G

S

n’

n’

n

Substratii metalit

Metali

oksidi

ID

ID

-+

VDD

RD

+

-VGS

S

G

DID

(a)

(b)

MOSFET-i i tipit n-kanalësh

-

+VDD

RD

+

-

VGS

D

G

S

p’

p’

p

Substratii metalit

Metali

oksidi

ID

ID

-+VDD

RD

+

-

VGSS

G

DID

(a)

(b)

MM

OSFET-i i tipit p-kanalësh

Fig.7.6 MOSFET-i: (a) struktura themelore; (b) simboli

Shpejtësia e ndërprerësit është shumë e lartë dhe koha e shkyçjes

është e rendit nanosekonda. Këta tranzistorë gjejnë zbatim të madh te

konvertorët me fuqi të vogël dhe frekuencë të lartë. Por, një e metë e

këtyre tranzistorëve është se kanë probleme me zbrazje elektrostatike dhe

kërkojnë kujdes të posaçëm gjatë përdorimit.

MOSFET-i i tipit n-kanalësh është i formuar nga një substrat i

silicit të tipit p siç është paraqitur në fig.7.6a, me dy shtresa të silicit me


164

doping të lartë të tipit n+ për të siguruar rezistencë të ulët të kontakteve.

Ka tri terminale dalëse: gejtin (angl. Gate) G, sursin (angl. Source) S dhe

drejnin (angl. Drain) D. Gejti është i izoluar nga kanali me një shtresë të

ngushtë të oksidit.. Substrati zakonisht është i lidhur në surs. Tensioni

gejt-surs, VGS, mund të jetë edhe pozitiv edhe negativ. Nëse VGS është

negativ, disa nga elektronet në brezin e kanalit të tipit n do të tërhiqen,

dhe nën shtresën e oksidit paraqitet një regjion i varfëruar, duke rezultuar

në ngushtimin efektiv të kanalit dhe rezistencë të lartë nga drejni në surs,

RDS. Nëse VGS bëhet mjaftë negativ, kanali plotësisht do të varfërohet,

duke krijuar rezistencë shumë të lartë RDS, ashtu që më nuk mund të ketë

rrjedhje të rrymës nga drejni në surs, pra IDS = 0. Vlera e tensionit VGS për

të cilën paraqitet mbyllja e kanalit quhet tensioni i thyerjes dhe shënohet

me Vp. Nga ana tjetër, nëse VGS është pozitiv, kanali bëhet më i gjërë, dhe

rryma ID rritet për shkak të zvoglimit të rezistencës RDS. Te MOSFET-i i

tipit p-kanalësh polaritetet e tensioneve dhe rrymës, VDS, VGS dhe IDS, janë

të kundërta me ato të tipit n.

7.3.1 Karakteristikat stacionare

MOSFET-at janë komponente të kontrolluara me tension dhe

kanë impedancë shumë të lartë hyrëse. Prandaj për kyçje të këtij

tranzistori mjafton që në gejt të veproj vetëm një rrymë shumë e vogël e

rendit nanoampera. Amplifikimi i rrymës, i cili është herësi i rrymës së

drejnit, ID, ndaj rrymës hyrëse të gejti, IG, është i rendit 109.

Vp

VpID

IDVGS

VGS

0

0

-

(a) (b)

Fig.7.7 Karakteristikat përcjellëse të MOSFET-it: (a) n-kanalësh

dhe (b) p-kanalësh


165

Por megjithatë, amplifikimi i rrymës nuk është një parametër i

rëndësishëm. Transkonduktansa, e cila është herësi i rrymës së drejnit

ndaj tensionit të gejtit, definon karakteristikat përcjellëse dhe është një

parametër shumë i rëndësishëm. Katakteristikat përcjellëse të MOSFET-

it të tipit n-kanalësh dhe p-kanalësh janë paraqitur në fig.7.7 ndërsa në

fig.7.8 janë paraqitur karakteristikat dalëse të një MOSFET-i n-kanalësh.

Edhe në këtë rast paraqiten tri regjione të punës: (1) regioni i prerjes ose

shkyçjes, ku VGS Vp; (2) thyerja ose regjioni i ngopjes, ku VDS VGS -

Vp; dhe (3) regjioni linear, ku VDS VGS - Vp. Thyerja paraqitet kur

tensioni VDS = VGS - Vp. Në regjionin linear, rryma e drejnit, ID, ndryshon

proporcionalisht me tensionin drejn-surs, VDS. Për shkak të rrymës së

lartë dhe tensionit të ulët të drejnit, MOSFEt-ët e fuqisë, për veprime

ndërprerëse, punojnë në regjionin linear. Në regjionin e ngopjes, rryma e

drejnit mbahet pothuajse konstante për çfarëdo rritje të vlerës së VDS dhe

këta tranzistorë shfrytzojnë këtë regjion të punës kur veprojnë si

amplifikatorë të tensionit.

0

VGS

VGS

VGS

VGS

1

2

3

4

D

DS

DS

GS P

PVGSVGSVGSVGS 1234 V

V V V

VV V

> > > >

= -

GS P=

IRegjioni linear

Regjioni i ngopjes

Fig.7.8 Karakteristikat dalëse të MOSFET-it

Në fig.7.9 është paraqitur modeli ekuivalent i MOSFET-it për

gjendje stacionare. Transkonduktansa, gm, është definuar si

.constVGS

Dm

DS

V

Ig

7.17

Rezistenca dalëse, r0 = RDS e cila është e definuar si

D

DSDS

I

VR

7.18

zakonisht në regjionin e ngopjes është shumë e lartë, e rendit 106 oma.


166

Fig.7.9 Modeli i MOSFET-it për gjendje stacionare: (a) qarku;

(b) modeli ekuivalent

7.4 TRANZISTORËT SIT

Tranzistori SIT është komponentë e fuqisë së lartë dhe e

frekuencës së lartë. Në esencë, ky tranzistor paraqet versionin

gjysmëpërçues të triodës me vakuum. Ka tri terminale dalëse si te

MOSFET-i. Në fig.7.10a është paraqitur prerja tërthore e SIT-it dhe në

fig.7.10b simboli i tij.

n n+

pppppp++++++

n-

G

S

D

G

D

S

(a)

(b)

Fig.7.10 Prerja tërthore dhe simboli i SIT-it


167

Kjo është një komponentë me strukturë vertikale me shumë

kanale të shkurta, prandaj këtu nuk paraqitet problemi i regjionit të

kufizuar dhe është i përshtatshëm për punë me fuqi të lartë dhe frekuencë

të lartë. Elektroda e gejtit është e thelluar në drejn dhe në shtresat n të

sursit. SIT-i është identik me JFET përveç që dallohet në konstrukcionin

vertikal dhe të thelluar të gejtit. Ky konstrukcion e bënë rezistencën e

kanalit më të vogël dhe shkakton rënie më të vogla të tensionit në te se te

FET-i.

Tranzistori SIT ka gjatësi të vogël të kanalit, rezistencë të ulët

serike të gejtit, kapacitet të vogël gejt-surs dhe rezistencë të ulët termike.

Ka nivel të ulët të zhurmës, shtrembërime të vogla dhe mundësi të punës

me fuqi të lartë në audio-frekuenca. Kohët e kyçjes dhe shkyçjes janë

shumë të vogla, tipike deri në 0.25 s.

Në gjendjen e kyçjes rënia e tensionit është e lartë, tipike 90 V për

180 A dhe 18 V për 18 A. SIT-i zakonisht është në gjendje të kyçyr, dhe

shkyçet me tension negativ të gejtit. Rënia e lartë e tensionit në gjendjen

e kyçjes i kufizon mundësitë e zbatimit të këtij tranzistori te shndërruesit

e fuqisë në përgjithësi. Brezi i rrymave të SIT-ave mund të jetë deri në

300 A, 1200 V, dhe shpëjtësia e ndërprerjes mund të jetë më e lartë se

100 kHz. Ky tranzistor është shumë i përshtatshëm për zbatime te

aplifikatorët audio, VHF/UHF dhe ata mikrovalor.

7.5 TRANZISTORËT IGBT

Tranzistorët IGBT kombinojnë përparësitë e BJT-it dhe

MOSFET-it. IGBT-i ka impedancë të lartë hyrëse, sikurse MOSFET-i,

dhe humbje të vogla në gjendjen e kyçur, sikurse BJT-i.

Prerja tërthore e një IGBT-i është paraqitur në fig.7.11a, ku shihet

se ajo është identike me MOSFET-in, përveç që dallohet përkah substrati

p+. Megjithatë, performansat e IGBT-it janë më të afërta me ato të BJT-it

se sa me ato të MOSET-it, për shkak të substratit p+, cili është përgjegjës

për injektimin e bartësve minor në regjionin n-. Qarku ekuivalent është

paraqitur në fig.7.11b, dhe ai, në shumë raste praktike, mund të

thjeshtohet në modelin e paraqitur në fig.7.11c.


168

Fig.7.11 Prerja tërthore dhe qarku ekuivalent i IGBT-it

IGBT-i formohet nga katër shtresa gjysmëpërçuese PNPN dhe

mund të aktivizohet ngjashëm si tiristori, për kushte të dhëna të

nevojshme: (npn + pnp ) > 1 ( kjo mund të bëhet me impulse të gejtit ose

me njëren nga metodat e kyçjes së tiristorëve). Për dallim nga BJT-i, i cili

kontrollohet me rrymë, tranzistori IGBT është komponentë e kontrolluar

me tension, i ngjashëm me MOSFET-in e fuqisë. Ka humbje më të vogla

në gjendjen e kyçur, por edhe shpejtësi të ndërprerjes më të ulët se

MOSFET-i. Simboli dhe qarku i ndërprerësit me IGBT është parqitur në

fig.7.12. Tri terminalet dalëse janë gejti, kolektori dhe emiteri për dallim

nga MOSFET-i ku ishin gejti, sursi dhe drejni.


169

-+

VCC

RD

+

-

VG

G

ICC

ERGE

RS

Sinjali i gejtit

Fig.7.12 Simboli dhe qarku për një IGBT

Brezi i rrymave të një IGBT-i mund të shkoj deri në 400A, 1200

V, dhe frekuenca e ndërprerjes mund të jetë deri në 20 kHz. Tranzistorët

IGBT janë duke gjetur zbatim të madh në paisjet me fuqi mesatare, si te

ngasjet motorike njëkahore dhe alternative, burimet e furnizimit, reletë

gjysmëpërçues,etj.

7.6 PUNA PARALELE DHE SERIKE E TRANZISTORËVE

Për rritjen e mundësisë se durimit të tensionit reverz, tranzistorët

mund të punojnë të lidhur në seri. Te tranzistorët e lidhur në seri është

shumë me rëndësi që kyçja dhe shkyçja e të gjithë tranzistorëve të jetë e

njëkohëshme (simultane). Në të kundërtën, komponenta më e

ngadalshme gjatë kyçjes dhe komponenta më e shpejtë gjatë shkyçjes, do

ta bartë tërë tensionin kolektor-emiter (ose surs-drejn) të qarkut dhe

komponenta e tillë mund të shkatrohet për shkak të tensionit të lartë që do

të mbretëroj në te. Prandaj të gjithë tranzistorët që lidhen në seri duhet të

përshtaten përkah amplifikimi, transkonduktansa, tensioni i pragut,

tensioni i kyçjes, koha e kyçjes dhe koha e shkyçjes. Gjithashtu edhe

karakteristikat e ngasjes së gejtit ose të bazës duhet të jenë identike

(kohëzgjatja dhe amplituda e impulsit).

Për shpërndarje të barabartë të tensionit zakonisht shfrytëzohen

qarqet e ngjashme me ato të diodave (rezistencat për shpërndarje të

njëtrajtshme në kushte stacionare dhe kondenzatorët shtesë për kushtet

kalimtare).


170

+

-VCC

IT

RC

Q1

IE1

Re1Re2

IE2

Q2

Fig.7.13 Lidhja paralele e tranzistorëve

Tranzistorët lidhen paralel nëse një komponentë e vetme nuk

mund ta përballoj rrymën e kërkuar të ngarkesës. Për shpërndarje të

barabartë të rrymave, tranzistorët duhet të përshtaten përkah amplifikimi,

transkonduktansa, tensioni i ngopjes si dhe koha e kyçjes dhe shkyçjes.

Por në praktikë, plotësimi i këtyre kërkesave nuk është gjithëherë i

mundshëm. Një shpërndarje deri diku e arsyeshme mund të arrihet me

lidhjen e rezistorëve në seri me terminalin e emitrit (ose sursit) siç është

paraqitur në fig.7.13.

+

-VCC

IT

RC

Q1

IE1

Re1Re2

IE2

Q2

L2L1

Fig.7.14 Shpërndarja dinamike e rrymave

Rezistorët në fig.7.13 do të ndihëmojnë shpërndarjen e rrymës në

kushtet stacionare. Për kushtet kalimtare (dinamike), shpërndarja e

barabartë e rrymave mund të sigurohet me lidhjen e induktiviteteve të

kupluara siç është paraqitur në fig.7.14. Nëse ryma nëpër Q1 rritet, rritet


171

L(di/dt) në L1, dhe atëherë në skajet e L2 indukohet një tension me

polaritet të kundërt, rezultat i së cilës është kontura me rezistencë të ulët e

cila mundëson zhvendosjen e rrymës në Q2.

BJT-t kanë koeficient negativ temperaturor. Gjatë shpërndarjes së

rrymave, nëse njëri BJT bartë rrymë më tepër, rezistenca e tij zvoglohet

dhe rryma nëpër te do të rritet edhe më shumë, prandaj kjo e vështirëson

punën paraleletë tyre. MOSFET-t kanë koeficient pozitiv temperaturor

dhe puna paralele e tyre është relativisht e lehtë. IGBT-t kërkojnë kujdes

të posaçëmnë përshtatjen e karakteristikave për shkak të variacioneve të

rrymës së kolektorit me ndryshimin e temperaturës.

Shembulli 7.2____________________________________________________

MOSFET-ët e lidhur paralel në fig.7.15 bartin rrymë të tërësishme prej IT = 20 A.

Tensioni drejn-surs i MOSFET-it M1 ëshët VDS1 = 2.5 V dhe ai i MOSFET-it M2 ëshët

VDS2 = 3 V. Të caktohen rrymat e drejnave të tranzistorëve dhe ndryshimi në

shpërndarjen e rrymave, nëse rezistencat serike janë: (a) RS1 = 0.3 dhe RS2 = 0.2, dhe

(b) RS1 = RS2 = 0.5.

+

-VDD

IT

RD

M1

IS1

RS1Rs2

IS2

M2

G G

+

-

-

VDS VDS2

2

+

1

Fig.7.15

Zgjidhje________________________________________________________

(a) TDD III 21

111 SDDS RIV )( 12222 DTSSDDS IIRRIV


172

A

RR

RIVVI

SS

STDSDSD

92.03.0

2.0205.23

21

2121

AID 119202

AI 2911 ose 10%

(b) AID 5.105.05.0

2.0205.231

AID 5.95.10202

AI 15.95.10 ose 5%

PASQYRË PYETJESH

7.1 Çka është tranzistori bipolar (BJT)?

7.2 Cilat janë tipet e BJT?

7.3 Cilat janë dallimet në mes tranzistorëve NPN dhe PNP?

7.4 Cilat janë karakteristikat hyrëse të tranzistorit NPN?

7.5 Cilat janë karakteristikat dalëse të tranzistorit NPN?

7.6 Cilat janë tri regjionet e punës së BJT?

7.7 Çka është e BJT?

7.8 Çka është MOSFET-i?


173

7.9 Cilat janë tipet e MOSFE-itT?

7.10 Çka është tensioni i thyerjes te MOSFET-i?

7.11 Çka është transkonduktansa e MOSFET-it?

7.12 Cilat janë karakteristikat përcjellëse të MOSFET-it?

7.13 Cilat janë karakteristikat dalëse të MOSFET-it?

7.14 Cilat janë përparsitë dhe të metat e MOSFET-it?

7.15 Çka është SIT-i?

7.16 Cilat janë përparsitë e SIT-it?

7.17 Cilat janë të metat e SIT-it?

7.18 Çka është IGBT-i?

7.19 Cilat janë përparsitë dhe të metat e IGBT-it?

7.20 Çfarë probleme paraqiten te puna paralele e BJT?

7.21 Çfarë probleme paraqiten te puna paralele e MOSFET?

7.22 Çfarë probleme paraqiten te puna paralele e IGBT?

7.23 Çfarë probleme paraqiten te puna serike e BJT?

7.24 Çfarë probleme paraqiten te puna serike e MOSFET?

7.25 Çfarë probleme paraqiten te puna serike e IGBT?

PROBLEME

7.1 Faktori i tranzistorit bipolar në fig.7.16 ndryshon prej 10 deri

në 60. Rezistenca e ngarkesës është RC = 5 . Tensioni

njëkahor i burimit është Vcc = 100 V dhe tensioni hyrës i qarkut

të bazës është VB = 8 V. Nëse VCE(sat) = 2.5 V dhe VBE(sat) = 1.75

V, të caktohet (a) vlera e RB e tillë që rryma e bazës të jetë 20


174

herë më e madhe se IBS, dhe (b) humbjet e fuqisë në tranzistor

PT.

IB

IC

IE

+

-VCC

+

- V

+

-

VBE

RB

+

-

VCE

RC

Fig.7.16

7.2 Faktori i tranzistorit bipolar në fig.7.16 ndryshon prej 12 deri

75. Rezistenca e ngarkesës është RC = 1.5 . Tensioni njëkahor

i burimit është Vcc = 40 V dhe tensioni hyrës i qarkut të bazës

është VB = 6 V. Nëse VCE(sat) = 1.2 V dhe VBE(sat) = 1.6 V dhe RB =

0.7 të caktohet (a) vlera e rrymës së bazës dhe të tregohet se

tranzistori është në ngopje të thellë, dhe (b) humbjet e fuqisë në

tranzistor PT.

+

-VCC

IT

RC

Q1

IE1

Re1Re2

IE2

Q2

Fig.7.17

7.3 BJT-ët e lidhur paralel në fig.7.17 bartin rrymë të tërësishme

prej IT = 200 A. Tensioni kolektor-emiter i Q1 ëshët VCE1 = 1.5 V

dhe ai i Q2 ëshët VCE2 = 1.1 V. Të caktohen rrymate kolektorëve

të tranzistorëve dhe ndryshimi në shpërndarjen e rrymave, nëse

rezistencat serike janë; (a) Re1 = 10 m dhe Re2 = 20 m, dhe

(b) Re1 =Re2 = 20 m.

8. INVERTORËT

8.1 HYRJE

Shndërruesit e energjisë njëkahore në energji alternative quhen

invertorë. Funksioni i invertorit është shndërrimi i një tensioni hyrës

njëkahor në një tension simetrik alternativ dalës, me amplitudë dhe

frekuencë të dëshiruar. Tensioni dalës mund të jetë konstant ose i

ndryshueshëm dhe me frekuencë konstante ose të ndryshueshme.

Tensioni i ndryshueshëm në dalje mund të fitohet me ndryshimin e

tensionit njëkahor hyrës dhe me mbajtjen e përforcimit të invertorit të

pandryshuar. Në anën tjetër, nëse tensioni hyrës është i pandryshueshëm

dhe nuk është i kontrollueshëm, tensioni i ndryshueshëm në dalje mund

të fitohet me ndryshimin e përforcimit të invertorit. Përforcimi i invertorit

mund të definohet si herësi i tensionit alternativ dalës ndaj tensionit

njëkahor hyrës.

Format valore të tensionit dalës për invertorin ideal duhet të jenë

sinusoidale. Por, format valore të invertorit praktik nuk janë të tilla dhe

përmbajnë komponente harmonike të konsiderueshme. Për zbatime me

fuqi të vogël dhe të mesme, mund të jenë të pranueshme edhe tensionet

me formë valore të drejtëkëndshit, ndërsa për zbatime me fuqi të madhe,

patjetër kërkohen tensionet dalëse me formë valore sinusoidale me

shtrembërime të vogla. Me komponentet bashkohore gjysmëpërçuese,

përmbajtja harmonike e tensionit dalës mund të minimizohet ose të

redukohet dukshëm me teknika të posaçme të veprimit ndërprerës.

Në zbatime industriale invertorët shfrytëzohen me të madhe te

ngasjet motirike alternative me shpejtësi të ndryshueshme, burimet e


176

përhershme të fuqisë, burimet e pandërprera të fuqisë të njohura si UPS,

etj. Tensioni hyrës mund të merret nga bateria, qelula me lëndë djegëse

(agregati), qelula solare ose ndonjë burim tjetër njëkahor. Tensionet

dalëse tipike njëfazore janë: (1) 120 V në 60 Hz; (2) 220 V në 50 Hz dhe

(3) 115 V në 400 Hz. Për sisteme trefazore me fuqi të mëdha, tensionet

dalëse tipike janë: (1) 220/380 V në 50 Hz; (2) 120/208 V në 60 Hz dhe

(3) 115/200 V në 400 Hz.

Invertorët në përgjithësi mund të klasifikohen në dy grupe: (1)

invertorët njëfazor dhe (2) invertorët trefazorë. Secili tip mund të

shfrytëzoj komponente të kontrolluara kyçëse dhe shkyçëse (p.sh. BJT,

MOSFET, IGBT, SIT, etj.) ose tiristorë me komutimi të dhunshëm,

varësisht nga zbatimi. Invertorët e dy grupeve të lartpërmendura mund të

jenë invertorë të tensionit nëse tensioni hyrës mbetet konstant; invertorë

të rrymës nëse rryma hyrëse mbetet konstante; dhe inverorë rezonant ku

për shkyçjen e ndërprerësve shfrytëzohen vetitë natyrore të qarqeve

rezonante.

8.2 PRINCIPI I PUNËS

Principi i punës së invertorit mund të spjegohet me anë të fig.8.1a.

Kur është i kyçur vetëm tranzistori Q1 gjatë kohës To/2, tensioni

momental në skaje të ngarkesës vo është VS/2. Nëse është i kyçur vetëm

tranzistori Q2, gjatë kohës To/2, në skaje të ngarkesës paraqitet - VS/2.

Qarku logjik duhet të jetë i projektuar asisoji që tranzistorët Q1 dhe Q2 në

asnjë moment të mos jenë të kyçur njëkohësisht. Në fig.8.1b janë

paraqitur format valore të tensionit dalës dhe rrymave të tiristorëve për

ngarkesë rezistive. Për punë normale, ky invertor kërkon burim njëkahor

me tri borne dalëse, dhe kur tranzistori është i shkyçur, tensioni reverz në

skaje të tij është VS në vend se të jetë VS/2. Ky invertor është i njohur si

invertori njëfazor me gjysëmurë.

Vlera efektive e tensionit dalës mund të gjendet nga

24

22/1

2/

0

2

0

0

0

S

T

S Vdt

V

TV

8.1

8. INVERTORËT

177

+_

+_

VS

VS

/2

/2

0R i0

- +

v =va0 0

a

D

D

1

2

i

i

1

2

Q

Q

1

2

t

t

t

t

v =va0 0

i0

0

0

0

0

T /20

T /20

T /20

T0

T0

T0

V /2S

V /4fLS

V /2RS

V /2RS

V /2S-

i

i1

2

D DDQ Q1 1 12 2

Rryma fundamentale i01

Rryma e dalëse perpër ngarkesë induktive

(a)

(b)

( )

i

c Fig.8.1 Invertori njëfazor gjysëmurë: (a) qarku; (b) format valore për

ngarkesë rezistive dhe (c) format valore për ngarkesë induktive

Tensioni momental dalës mund të shprehet me seri Fourier si

tn

Vv

n

S

sin2

,3,1

0

8.2

ku fo është frekuenca e tensionit dalës në rad/s. Për n = 1, ek.(8.2)

jep vlerën efektive të komponentës themelore si

SS

S VV

V 45.02

2

8.3

Për ngarkesë induktive, rryma e ngarkesës ( dhe e tranzistorit) nuk

mund të ndryshoj momentalisht ( të bie në zero) me tensionin dalës. Nëse

Q1 shkyçet në momentin t = To/2, rryma e ngarkesës do të vazhdoj të

rrjedhë përmes të D2, ngarkesës dhe gjysmës së poshtme të burimit

njëkahor. Ngjashëm, kur të shkyçet Q2 në t = To, rryma e ngarkesës

rrjedhë përmes D1, ngarkesës dhe gjysmës së epërme të burimit njëkahor.


178

Gjatë kohës kur përçon dioda D1 ose D2, energjia i rikthehet burimit

njëkahor prandaj këto dioda janë të njohura si dioda të rikthimit.

Në fig.8.c është paraqitur rryma e ngarkesës për ngarkesë të

pastër induktive. Nga figura mund të shihet se për ngarkesë të pastër

induktive, tranzistori përçon vetëm për To/4 (ose 90o). Varësisht nga

faktori i fuqisë së ngarkesës, perioda e përcjelljes së tranzistorit do të

ndryshoj nga 90o deri në 180

o.

Te këto, qarqe tranzistorët e fuqisë mund të zëvëndsohen me

tiristorë me komutim të dhunshëm. Nëse tq është koha e shkyçjes së

tiristorit, atëherë, në mes të shkyçjes së tiristorit paraprak dhe kyçjes së

tiristorit të ardhshëm, duhet të sigurohet vonesë kohore së paku sa tq,

përndryshe, në mes të tiristorëve do të paraqitet lidhje e shkurtë. Prandaj,

koha maksimale e përcjelljes së tiristorit duhet të jetë (To/2 - tq). Në

praktikë, edhe tranzistorët gjithashtu kërkojnë një kohë të caktuar të

kyçjes dhe shkyçjes. Për veprim të suksesshëm të invertorëve, këto kohë

duhet të merren parasysh gjatë projektimit të qarkut logjik.

Për ngarkesë RL, rryma momentale e ngarkesës io mund të gjendet

nga

)(sin)(

2

,3,122

0 n

n

S tLnRn

Vi

8.4

ku )/(tan 1 RLnn . Nëse Io1 është vlera efektive e komponentës

themelore të rrymës së ngarkesës, fuqia themelore në dalje (për n = 1)

është

RIIVP 2

01101101 cos 8.5

RLRn

VS

2

22 )(2

2

8.5a

Vërejtje. Në shumë zbatime (p.sh. te ngasja e motorëve elektrik)

fuqia dalëse e rrymës themelore në përgjithësi është fuqia e dobishme,

dhe fuqia e shkaktuar nga komponentet tjera harmonike të rrymës

shkapërderdhet në formë të nxehtësisë dhe e rritë temperaturën e

ngarkesës.

8. INVERTORËT

179

Dalja e invertorëve praktik përmban komponente harmonike dhe

kualiteti i një invertori zakonisht vlerësohet në bazë të parametrave të

performansave të cekura në vijim.

Faktori harmonik i harmonikut të n-të, FHn. Faktori harmonik

(i harmonikut të n-të), i cili paraqet kontributin individual të harmonikut,

është i definuar si

1V

VFH n

n 8.6

ku V1 paraqet vlerën efektive të komponentes themelore dhe Vn vlerën

efektive të komponentës së n-të harmonike.

Distorzioni (shtrembërimi) total harmonik DTH. Distorzioni

(ose shtrembërimi) total harmonik, i cili është masë e vlerësimit të

ngjajshmërisë së formës valore dalëse dhe komponentës themelore

(sinusoidale), ose tregues i deformimit të të formës valore nga sinusoida e

kërkuar, është i definuar si

2/1

,3,2

2

1

1

n

nVV

DTH 8.7

Faktori i distorzionit FD. Faktori i distorzionit paraqet

përmbajtjen totale harmonike të madhësisë dalëse (rrymës ose tensionit),

por nuk tregon nivelin e secilës komponentë harmonike veçe veç.

Komponentet harmonike të rendeve më të larta mund të dobsohen në

mënyrë efektive nëse në dalje të invertorit vendoset një filtër, për

projektimin e të cilit është shumë me rëndësi të dihet edhe madhësia dhe

frekuenca e secilës komponentë harmonike. Kështu pra, faktori i

distorzionit, FD, paraqet masën e efekisitetit të redukimit të

komponenteve të padëshiruara harmonike dhe është i definuar si

2/1

,3,2

2

2

1

1

n

n

n

V

VFD 8.8

Faktori i distorzionit i një komponente individuale është i definuar si

2

1nV

VFD n

n 8.9


180

Harmoniku i rendit më të ulët HRU. Harmoniku i rendit më të

ulët është ajo komponentë harmonike frekuenca e së cilës është më e

afërta me komponenten themelore, dhe amplituda e së cilës është më e

madhe ose e barabartë me 3% të komponentës themelore.

Shembulli 8.1___________________________________________________________

Invertori njëfazorë me gjysëmurë në fig.8.1a ka ngarkesë rezistive R = 2.4 dhe

tension njëkahor hyrës VS = 48 V. Të caktohet (a) vlera efektive e tensionit dalës në

frekuencen themelore V1, (b) vlera maksimale dhe efektive e rrymës së ngarkesës në

frekuencën themelore, Im1 dhe I01, (c) distorzioni total harmonik i rrymës së ngarkesës,

nëse merren parasysh nëntë komponentet e para të kësaj rryme, DTH, (d) fuqia dalëse P0

dhe fuqia themelore dalëse, P01, (e) vlera mesatare të rryëms së burimit IS dhe (f) vlera

maksimale e rrymës së tranzistorëve Ip.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Vlera efektive e tensionit dalës në frekuencën themelore është

VVV

V SS 6.214845.045.0

2

21

(b) vlera efektive e rrymës së ngarkesës në frekuencën themelore është

AR

VI 9

4.2

6.210101

Vlera maksimale e kësaj rryme është

AIIm 7.12292011

(c) Rryma momentale e ngarkesës është

)3(sin3

482sin

282sin

2

,3,1

0 tR

tR

tRn

Vi

n

S

Rryama maksimale e ngarkesës deri në harmonikun e nëntë është

AIm 84.13)4.18.15.225.473.12( 2/122222

8. INVERTORËT

181

Vlera efektive e komponenteve harmonike të rrymës së ngarkesës është

AIII mmh 9.32

1)7.1284.13(

2

1)( 2/1222/12

1

2

Sipas ek.(8.7), DTH i rrymës së ngarkesës është

%3.43433.09

9.3

01

I

IDTH h

(d) Vlera efektive e rrymës së ngarkesës është

AII m 81.92/84.132/0


WRIP 96.3204.281.9 22

00

Fuqia themelore dalëse është

WRIP 4.1944.2922

0101

(e) Rryma mesatare e burimit është

AVPI SS 68.648/96.320/0

(f) Vlera maksimale e rrymës së tranzistorit është

AII mp 84.13

8.3 INVERTORI NJËFAZOR ME URË

Në fig.8.2a është paraqitur invertori njëfazorë i tensionit me urë,

ndërsa në fig.8.2b janë paraqitur format valore të tensioneve dhe rrymave

gjegjëse.


182

t

v 0

0T0

VS

VS-

R

- +v0

D

D D

D 3

4 2

1

Q

Q Q

Q 3

42

1

i0+

-VS

L

t0

t0

t0

t0

iS

IS

ii i

i i i

ii

i

D1 D2 D3 D4

1 2 3 4

,

, ,

,

i0

tg

ii iLR

( b)

(a)

i i

ii

i

ii

iD1

D2

D3

D4

1

2

3

4

iS

i

iL

R

Q Q

Q Q

Q Q1 2

3 4

1 2, ,

,

Fig.8.2 Invertori njëfazor me urë: (a) qarku; (b) format valore

8. INVERTORËT

183

Tensioni në ngarkesë, vo, ka formën e pulseve drejtkëndshe me

polaritet të ndryshueshëm të cilat paraqiten gjatë kyçjes suksesive të

tranzistorëve Q1, Q2 dhe Q3, Q4. Gjatë periodës gjysmëpunuese të qarkut,

tensioni vo është i barabartë me tensionin e furnizimit dhe nuk varet nga

karakteri dhe madhësia e ngarkesës, fig.8.2b. Për fitimin e tensionit

sinusoidal në ngarkesë, në dalje patjetër duhet të kyçen filtrat për

redukimin e komponenteve të larta harmonike (p.sh. si filtër mund të

shërbej në këtë rast edhe një induktivitet i lidhur në seri).

Në rastin e ngarkesës së përbërë nga rezistenca dhe induktiviteti

të lidhur paralel, rryma e ngarkesës pëbëhet nga rryma ioR = VS/R dhe ioL

e cila rritet pothuajse linerisht gjatë gjysmëperiodës dhe mbetet pas

tensionit të furnizimit për 90o. Rryma e tërsishme e ngarkesës mbetet pas

tensionit për këndin .

Për ta siguruar rrjedhjen e rrymës në kahje të kundërt nëpër

ngarkesë në periodën 0 - (t), në qark vendosen diodat rikthyese D1 - D4

të lidhura antiparalel me tranzistorët. Format valore të rrymave të diodave

dhe të tranzistorëve janë paraqitur gjithashtu në fig.82b. Rryma iS të cilën

e shpenzon invertori ka vlerë mesatare IS, siç është paraqitur në fig.8.2b.

Shembulli 8.2___________________________________________________________

Në invertorin ideal njëfazor, fig.8.3, tranzistorët të konsiderohen ideal. Ngarkesa e

invertorit është induktive L. (a) Të vizatohen format valore e rrymës së tranzistorëve, e

diodave, e ngarkesës dhe e tensionit dalës dhe (b) të llogaritet vlera mesatare e rrymës së

diodës Idmes dhe rrymës së tranzistorit, Imes, nëse është: VS =1 0 V, L = 1 mH dhe f = 100

Hz.

+

-VS

- +v

0

D

D D

D 3

4 2

1

Q

Q Q

Q 3

42

1

i0

L

i i

ii

i

ii

iD1

D2

D3

D4

1

2

3

4

iS

Fig.8.3 Invertori ideal njëfazor me urë


184

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Pasi që rryma në ngarkesë rrjedhë patjetër ose nëpër ndërprerës të mbyllur ose

nëpër dioda rikthyese, ndërprerësit e kyçur e caktojnë madhësinë dhe polaritetin e

tensionit vo. Prandaj, tensioni dalës është periodik, në formë drejtkëndshe dhe me

amplitudë VS, fig.8.4a. Shpejtësia e ndryshimit të rrymës dalëse në kohë është

L

V

dt

di S0

Nëse marrim parasysh se në praktikë qarku ka gjithmonë një rezistencë të vogël aktive,

konstatohet se vlera mesatare e rrymës së ngarkesës, në gjendje kvazistacionare, është

zero, fig.8.4b. Rrymën e ngarkesës alternativisht e lëshojnë tranzistorët dhe diodat

rikthyese, fig.8.4c dhe 8.4d. Rryma e burimit ID është paraqitur në fig.8.4e. Në invertor

dhe në ngarkesë nuk ka humbje të energjisë, ashtu që vie te oscilimi i energjisë në mes

të burimit dhe ngarkesës, njëlloj si në rastin kur induktiviteti kyçet në tension sinusoidal.

Nga fig.8.4 shihet se vlera mesatare e rrymës së tranzistorit është e barabartë me vlerën

mesatare të rrymës së diodës.

(b) Vlera mesatare e rrymës së tranzistorit dhe diodës është

842

1 011

mmmesDmes

II

TII

Pasi që vlera momentale e një pulsi të rrymës së ngarkesës është

4/3

4/

0

T

T

S dtL

Vi

Vlera maksimale e kësaj rryme është

AT

L

VI S

m 25104

01.010

4 30

Prandaj vlera mesatare e rrymës së diodës dhe e tranzistorit është

AII mesDmes 125.38

2511

8. INVERTORËT

185

t

v0

0T0

VS

VS-

t0

t

t

t

0

0

0

i

i

i

i0

1

3 4Q Q

Q Q

,

I0max

2,

i i ii1 2 3 4, ,

i iiiD1 D2 D3 D4, ,

s

(a)

(b)

(c)

(d)

(e)

Fig.8.4 Format valore të rrymave dhe tensionit për shembullin 8.3

Shembulli 8.3___________________________________________________________

Në fig.8.5 është paraqitur invertori ideal njëfazor me urë me ngarkesë kryesisht

induktive. (a) Të vizatohen format valore të rrymës së tranzistorëve, diodave, ngarkesës

dhe tensionit dalës, dhe (b) të llogaritet vlera mesatare e rrymës së diodës Idmes dhe

rrymës së tranzistorit, Imes, nëse është: VS = 10 V, L = 1 mH, R = 0.4 dhe f = 100 Hz.


186

- +

v0

D

D D

D 3

4 2

1

Q

Q Q

Q 3

42

1

i0

+

-VS L

i i

ii

i

ii

iD1

D2

D3

D4

1

2

3

4

iS

Fig.8.5

Zgjidhje_______________________________________________________________

Format valore të tensionit dalës dhe të rrymave janë paraqitur në fig.8.6.

(a) Lakorja e rrymës së ngarkesës mund të përshkruhet me ekuacionin diferencial

SVRidt

diL 0

0

me kushtet fillestare mt Ii )0(0 dhe mTt Ii )2/(0

Nëse ky ekuacion zgjidhet për intervalin 2/0 Tt fitohet

R

Ve

R

VIti S

t

Sm

)()(0 ku R

L

Nëse zëvëndsohet vlera e kësaj rryme për t = 0, do të fitohet

2

2

1

1T

T

Sm

e

e

R

VI

Për vlera të dhëna numerike

34

105.24.0

10

R

Ls

8. INVERTORËT

187

Vlera maksimale e rrymës është

191

1

4.0

102

2

e

eIm A

Nga kushti 0)( 10 ti caktohet kohëzgjatja e përcjelljes së diodave

14.119)4.0/10(

4.0/10ln105.2

/

/ln 3

1

mS

S

IRV

RVt ms

t

v 0

0T0

VS

VS-

t

t

t

t

0

0

0

i0

1

3 4Q Q

Q Q

,

2,

t1

i i i i i1 2 3 4, ,

i

iS

0

Im

-Im

Im

-Im

Fig.8.6 Format valore për shembullin 8.3


188

Vlera mesatare e rrymës së diodës është

165.4/11 11

00

01

dtR

VeRVI

Tdti

TI

t

S

t

Sm

t

mesD A

Vlera mesatare e rrymës së tranzistorit është

A

eeT

RVIT

tT

RV

dtiT

I

tT

SmS

T

t

mes

65.13

))()(/(1

)2

(/

1

1

1

21

2/

01

8.4 INVERTORËT TREFAZORË

Invertorët trefazorë zakonisht shfrytëzohen te zbatimet industriale

ku nga invertori kërkohet fuqi më e lartë. Konfiguracioni i një invertori

trefazorë formohet kur tre invertorë njëfazor me gjysëmurë (ose me urë)

lidhen paralel siç është paraqitur në fig.8.7a. Sinjalet kyçëse të

invertorëve njëfazor në mes vedi duhet të prijnë ose të vonohen për 120o,

në mënyrë që në dalje të fitohet tensioni trefazorë (themelor) i balansuar.

Mbështjellat primare të transformatorit duhet të jenë të izoluara

nga njëra tjetra, ndërsa ato sekondare mund të lidhen në yll ose

trekëndësh. Sekondari i transformatorit zakonisht lidhet në yll për

eliminimin e harmonikëve të trefisht (n = 3, 6, 9, ...) që paraqiten në

tensionet dalëse, siç është paraqitur në fig.8.7b dhe kësisoji zvoglohen

kërkesat për filtrim në dalje.

Ky qark kërkon tre transformatorë njëfazor, 12 tranzistorë dhe 12

dioda. Nëse tensionet dalëse të invertorëve njëfazor nuk kanë balansim të

përkryer në amplitudë dhe fazë, tensioni trefazorë në dalje do të jetë i

pabalansuar (në dalje fitohet tension trefazorë asimetrik, i cili gjithësesi

është i padëshiruar).

8. INVERTORËT

189

V /2S

V /2S

Q

Q

Q

Q

Q

Q

Q

Q Q

Q Q

Q

1

2

1’

2’

3’3

4

5

6 4’

5’

6’

D D D D D D

DDD D D D

1

2

3

4

5

6

1’

2’

3’

4’

5’

6’

a

b

c

n nR

R

R

(a)

(b)

0

AB

C F

ED

Fig.8.7 Invertori trefazorë i formuar nga tre invertorë njëfazor: (a)

skema; (b) diagrami i qarkut


190

V /2S

V /2S

Q

Q

Q

Q

Q

Q

1

2

3

4

5

6

D D D

DDD

1

2

3

4

5

6

g1

a b ci iia b c

0

g1

2 t

t

t

t

t

t

t

t

t

0

0

0

0

0

0

0

0

0

g2

g

g

g

g

3

4

5

6

VS

VS

VS

v

v

v

ab

bc

ca

( a)

(b)

Fig.8.8 Invertori trefazorë: (a) qarku; (b) format valore të

përcjelljes për 180o

8. INVERTORËT

191

Tension alternativ trefazorë në dalje mund të fitohet edhe nga një

konfiguracion i invertorit i cili pëmban 6 tranzistorë dhe 6 dioda, siç

është paraqitur në fig.8.8a. Në këtë rast, për kyçjen e tranzistorit mund të

zbatohen dy tipe të sinjaleve kontrolluese: përcjellje për 180o dhe

përcjellje për 120o.

8.4.1 Përcjellja për 180o

Në këtë tip të përcjelljes secili tranzistor përçon për 180o. Tre

tranzistorë mbesin të kyçyr në çdo moment të kohës. Kur është i kyçur

tranzistori Q1, terminali a është i lidhur në terminalin pozitiv të tensionit

njëkahor hyrës. Kur është i kyçur tranzistori Q4, terminali a është i lidhur

në terminalin negativ të burimit njëkahor. Këtu paraqiten gjashtë mode të

punës mbrenda një cikli dhe kohëzgjatja e secilit mod është 60o.

Tranzistorët janë numerizuar në sekuenca të kyçjes (p.sh. 123, 234, 345,

456, 561,612). Sinjalet kontrolluese të kyçjes, të paraqitura në fig.8.8b,

janë të zhvendosura nga njëra tjetra për 60o, për të fituar tensione

trefazore të balansuara.

Ngarkesa mund të jetë e lidhur në yll ose trekëndësh, siç është

paraqitur në fig.8.9. Për ngarkesë të lidhur në trekëndësh, rrymat fazore

mund të fitohen drejtëpërsëdrejti nga tensionet linjore. Nëse rrymat

fazore janë të njohura, pastaj rrymat linjore mund të caktohen lehtë. Për

ngarkesë të lidhur në yll, për t’i caktuar rrymat linjore (ose fazore), së

pari duhet të caktohen tensionet fazore (tensionet linjë-pikë neutrale). Në

një gjysmëcikël, në këtë rast, paraqiten 3 mode të punës, qarqet

ekuivalente për të cilat janë paraqitur në fig.8.10a.

nR

RR

R

RR

aa

bb

cc

(a) (b)

Fig.8.9 Ngarkesa e lidhur në trekëndësh (a) dhe yll (b)


192

-2V /3S

0

V /3S

vcn

V /3S

0

-

V /3S

vbn

0

VS/3

2V /3S

van

2 t

t

t

(a)

(b)

Fig.8.10 Qarqet ekuivalente për ngarkesë rezistive të lidhur në yll: (a)

qarqet ekuivalente; (b) tensionet fazore të përcjelljes për 180o

Gjatë modit 1, për t , rezistenca ekuivalente e invertorit, rryma

dhe tensionet gjegjëse janë

2

3

2

RRRRek

R

V

R

Vi S

ek

S

3

21

8. INVERTORËT

193

32

1 Scnan

VRivv

3

21

Sbn

VRiv

Gjatë modit 2, për t

2

3

2

RRRRek

R

V

R

Vi S

ek

S

3

22

3

22

San

VRiv

32

2 Scnbn

VRivv

Gjatë modit 3, për 2 t

2

3

2

RRRRek

R

V

R

Vi S

ek

S

3

23

3

23

Scn

VRiv

32

3 Sbncn

VRivv

Tensionet fazore janë paraqitur në fig.8.10b. Vlera momentale e

tensionit linjor, vab, në fig.8.8b, mund të shprehet në seri Fourier, duke


194

pasë parasysh se vab është e zhvendosur për /6 dhe se harmonikët çiftë

janë zero,

6sin

6cos

4

,5,3,1

tnn

n

Vv

n

Sab

8.10

Tensionet linjore vbc dhe vca mund të gjenden nga ek.(8.10) me shfazimin

e vab për 120o gjegjësisht për 240

o,

2sin

6cos

4

,5,3,1

tnn

n

Vv

n

Sbc

8.11

6

7sin

6cos

4

,5,3,1

tnn

n

Vv

n

Sca

8.12

Nga ek.(8.10), (8.11) dhe (8.12) mund të shifet se harmonikët e trefisht (n

= 3, 9, 15,... ) te tensionet linjore do të jenë të barabarta me zero.

Vlera efektive e tensionit linjor mund të gjendet nga

SSSL VVtdVv 81665.03

2)(

2

22//1

3/2

0

2

8.13

Nga ek.(8.10), vlera efektive e harmonikut të n-të të tensionit linjor është

6cos

2

4

nVv S

Ln 8.14

i cili, për n = 1, jep vlerën efektive të komponentës themelore të tensionit

linjor

SS

L VV

v 779.030cos2

41

8.15

Vlera efektive e tensionit fazor mund të gjendet nga tensioni linjor

8. INVERTORËT

195

SSL

F VVV

v 47114.03

2

3 8.16

Për ngarkesë rezistive, diodat në skaje të tranzistorëve nuk kanë

asnjë funksion. Por, nëse ngarkesa është induktive, rryma në secilin krah

të invertorit do të jetë e vonuar nga tensioni i saj siç është paraqitur në

fig.8.11.

0

0

VS/3

2V /3S

van

2 t

t

t t1 2

ia

D DQ Q1 1 44

Fig.8.11 Invertori trefazorë me ngarkesë RL

Kur tranzistori Q4 në fig.8.8a është i shkyçur, i vetmi shteg për

rrymën negative linjore ia është përmes diodës D1. Prandaj, pasi që

terminali a i ngarkesës është i lidhur në burimin njëkahor përmes D1,

rryma e ngarkesës e ndërron polaritetin në momentin t = t1. Gjatë

periodës 0 t t1, tranzistori Q1 nuk do të përçoj. Ngjashëm, tranzistori

Q4 do të filloj të përçoj përsëri vetëm në t = t2. Tranzistorët duhet të jenë

të trigeruar në mënyrë kontinuale, sepse koha e përcjelljes së

tranzistorëve dhe diodave varet nga faktori i fuqisë së ngarkesës.

Për ngarkesë të lidhur në yll, tensioni fazor është 3/aban vv

me vonesë prej 30o. Nga ek.(8.10), rryma linjore Ia për ngarkesë RL është


196

)(sin6

cos)(3

4

,5,3,122

n

n

Sa tn

n

LnRn

Vi

8.17

ku )/(tan 1 RLnn .

Shembulli 8.4___________________________________________________________

Invertori trefazorë në fig.8.8a ka ngarkesë të lidhur në yll R = 5 dhe L = 23 mH.

Frekuenca e invertorit është 60 Hz dhe tensioni njëkahor hyrës është VS = 220 V. (a) Të

shprehet tensioni linjor momental vab(t) dhe rryma linjore ia(t) në seri Fourier. Të

caktohet (b) vlera efektive e tensionit linjor VL; (c) vlera efektive e tensionit fazor VF;

(d) vlera efektive e tensionit linjor në frekuencën themelore VL1; (e) vlera efektive e

tensionit fazor në frekuencën themelore VF1; (f) distorzioni total harmonik DTH; (g)

faktori i distorzionit FD; (h) faktori harmonik dhe faktori i distorzionit për harmonikun

e rendit më të ulët; (i) fuqia e ngarkesës Po; (j) vlera mesatare e rrymës së tranzistorit ID;

dhe (k) vlera efektive e rrymës së tranzistorit IR.

Zgjidhje_______________________________________________________________

VS = 220 V, R = 5 , L = 23 mH, fo = 60 Hz dhe = 260 = 377 rad/s.

(a) Tensioni linjor momental vab(t), nga ek.(8.10) mund të shkruhet si

)30377(5sin52.48)30377sin(58.242)( tttvab

)30377(11sin05.22)30377(7sin66.34 tt

)30377(17sin27.14)30377(13sin66.18 tt

)5/67.8(tan)67.8(5)/(tan)( 122122 nnRLnLnRZL

Nga ek.(8.17), rryma momentale linjore (ose fazore) është

)4.833775(sin64.0)60377sin(14)( tttia

)8737711(sin13.0)3.853777sin(33.0 tt

)8837717(sin06.0)5.8737713sin(10.0 tt

(b) Nga ek.(8.13), vlera efektive e tensionit linjor është

8. INVERTORËT

197

63.1792208165.08165.03

2)(

2

22//1

3/2

0

2

SSSL VVtdVV V

(c) Nga ek.(8.16), vlera efektive e tensionit fazor është

7.1032204714.047114.03

2

3 S

SLF V

VVV V

(d) Nga ek.(8.15), vlera efektive e tensionit linjor në frekuencën themelore është

53.171220779.0779.030cos2

41

S

SL V

VV V

(e) Vlera efektive e tensionit fazor në frekuencën themelore është

03.993/11 LF VV V

(f) Vlera efektive e komponenteve harmonike, përveç harmonikut të parë, është

SSSLL

n

Ln VVVVVV 24236.0])779.0()8165.0[()()( 2/1222/12

1

22/1

,11,7,5

2

Nga ek.(8.7), distorzioni total harmonik është

%08.31779.0/23236.0 SS VVDTH

(g) Vlera efektive e tensionit linjor harmonik është

S

n

LnLh V

n

VV 00666.0

2/1

,11,7,5

2

2

Nga ek.(8.8), faktori i distorzionit është

%854.0)779.0/(00666.0 SS VVFD


198

(h) Harmoniku i rendit më të ulët është i pesti, 5/15 LL VV

Nga ek.(8.6), faktori harmonik i këtij rendi është

%20/ 155 LL VVFH

dhe nga ek.(8.9), faktori i distorzionit për këtë rend është

%8.0/)5/( 1

2

55 LL VVFD

(i) Për ngarkesa të lidhura në yll, rryma linjore është e njëjtë me atë të fazës dhe

vlera efektive e rrymës linjore është

91.92

)062.010.013.033.064.014( 2/1222222

LI A

Fuqia e ngarkesës është

WRIP L 1473591.933 22

0

(j) Rryma mesatare e burimit është

7.6220/1473220/0 PIS A

dhe rryma mesatare e tranzistorit është

23.23/7.6 DI A

(k) Pasi që rryma linjore shpërndahet në dy tranzistorë, vlera efektive e rrymës së

tranzistorit është

72.52/91.92/ LR II A

8. INVERTORËT

199

8.4.2 Përcjellja për 120o

Në këtë tip të kontrollës, secili tranzistor përçon për 120o. Në çdo

moment të kohës dy tranzistorë mbesin të kyçur. Sinjalet kontrolluese të

tranzistorëve janë paraqitur në fig.8.12. Sekuencat e përcjelljes së

tranzistorëve janë 61, 12, 23, 34, 45, 56, 61. Edhe në këtë rast paraqiten

tri mode të punës për një gjysmëcikël dhe qarqet ekuivalente për

ngarkesë të lidhur në yll janë paraqitur në fig.8.13.

g1

2 t

t

t

t

t

t

t

t

t

0

0

0

0

0

0

0

0

0

g2

g

g

g

g

3

4

5

6

VS

VS

VS

v

v

v

an

bn

cn

Fig.8.12 Sinjalet kontrolluese të përcjelljes për 120o


200

Fig.8.13 Qarqet ekuivalente për ngarkesë të lidhur në yll

Gjatë modit 1 për 0 t , përçojnë tranzistorët 1 dhe 6.

Tensionet fazore janë

2

San

Vv ,

2

Sbn

Vv dhe 0cnv

Gjatë modit 2 për t , përçojnë tranzistorët 1 dhe 2 dhe

tensionet gjegjëse fazore janë

2

San

Vv , 0bnv dhe

2

Scn

Vv

Gjatë modit 3, për 2 t 3, përçojnë tranzistorët 2 dhe 3 dhe

tensionet gjegjëse fazore janë

0anv , 2

Sbn

Vv dhe

2

Scn

Vv

Tensionet fazore, që janë paraqitur në fig.8.12b, mund të shprehen në seri

Fourier si

6sin

6cos

2

,5,3,1

tnn

n

Vv

n

San

8.18

2sin

6cos

2

,5,3,1

tnn

n

Vv

n

Sbn

8.19

8. INVERTORËT

201

6

7sin

6cos

2

,5,3,1

tnn

n

Vv

n

Scn

8.20

Tensioni linjor a-b është anab vv 3 me shfazim prej 30o

ndaj

tensionit të ardhshëm linjor. Këtu paraqitet vonesa prej në mes të

shkyçjes së tranzistorit Q1 dhe kyçjes së Q4. Prandaj këtu nuk mund të

ketë lidhje të shkurtë të burimit njëkahor përmes një tranzistori të epërm

dhe një të poshtëm. Në çdo moment, dy terminale të ngarkesës janë të

lidhura në burim dhe i treti mbetet i hapur. Potenciali i këtij terminali të

hapur do të varet nga karakteristikat e ngarkesës dhe sjellja e tij do të jetë

e paparishikueshme. Pasi që një tranzistor përçon për 120o, për kushte të

njëjta të ngarkesës, tranzistorët janë më pak të shfrytëzuar në krahasim

me ata të qarkut me tipin e përcjelljes për 180o.

8.5 INVERTORËT ME TIRISTORË ME KOMUTIM TË DHUNSHËM

Edhepse tranzistorët mund të përdoren si komponente ndërprerëse

për invertor, zbatimi i tyre është i kufizuar kryesisht në pajisje me fuqi të

ulët dhe të mesme. Për tensione të larta dhe rryma të mëdha, tranzistorët

duhet të lidhen në seri ose paralel dhe kjo rezulton në rritjen e

kompleksitetit të qarkut. Prandaj, për këto zbatime më të përshtatshëm

janë tiristorët e shpejtë të cilët sot mund të gjenden me brez të gjërë të

tensioneve të larta dhe rrymave të mëdha. Por, tiristorët kërkojnë qarqe të

posaçme të komutimit për shkyçje, të cilat janë diskutuar në Kapitullin 6.

Te invertorët më së shpeshti përdoren dy tipe të qarqeve për komutim,

sipas të cilave edhe janë emëruar dy lloje të invertorëve:

a. Invertorët me komutim ndihmës

b. Invertorët me komutim komplementar


202

8.5.1 Invertorët me komutim ndihmës

Invertori njëfazor me urë, i cili shfrytëzon komutimin ndihmës

është paraqitur në fig.8.14a. Qarku komutues përbëhët prej dy tiristorëve.

Të përvehtësojmë se tiristori T1 është duke përçuar dhe furnizon rrymën e

ngarkesës me amplitudë Im; dhe kondenzatori Cm është i mbushur në Vo

me polaritet si në figurë. Format valore për tensionin e kondenzatorit dhe

rrymat janë paraqitur në fig.8.14b. Procesi i komutimit është i ngjashëm

atë të qarkut rezonant në Kapitullin 6. Procesi i komutimit të tiristorit

mund të ndahet në katër mode.

t

t

0

0

(a)

Modi 1

Modi 2

Modi 3 Modi 4

-V0

VV

S

0v (t)c

t t tt1 2 3 4

Im

i (t)c

(b)

Fig.8.14 Invertori njëfazor me komutim ndihmës: (a) qarku; (b)

format valore

8. INVERTORËT

203

Modi 1 Ky mod fillon kur tiristori T11 kyçet për ta shkyçur

tiristorin T1 i cili ka qenë duke përçuar. Kyçja e T11 shkakton rrjedhjen e

rrymës rezonante nëpër kondenzator dhe e detyron rrymën e tiristorit T1

të bie. Kjo mund të konsiderohet si rrymë e kundërt nëpër qarkun Lm, Cm,

T1 dhe T11. Ky mod përfundon kur rryma e tiristorit T1 bie në zero dhe

rryma e kondenzatorit rritet deri në vlerën e rrymës së ngarkesës Im në

momentin t = t1.

Modi 2 Ky mod fillon kur dioda D1 fillon të përçoj dhe oscilimet

rezonante vazhdojnë përmes induktivitetit Lm, Cm, D1 dhe tiristorit T11.

Ky mod përfundon kur rryma e kondenzatorit bie përsëri në vlerën e

rrymës së ngarkesës në momentin t = t2 dhe dioda D1 pushon së përçuari.

Modi 3 Ky mod fillon kur dioda D1 pushon së përçuari.

Kondenzatori rimbushet përmes ngarkesës me rrymë gadi konstante Im.

Ky mod përfundon kur tensioni i kondenzatorit bëhet i barabartë me

tensionin e burimit njëkahor VS në t = t3 dhe ka tendencë të tejngarkimit

për shkak të energjisë së grumbulluar në induktivitetin Lm.

Modi 4 Ky mod fillon kur tensioni i kondenzatorit tenton të bëhet

më i madh se VS, dhe dioda D4 ka polarizim të drejtë. Energjia e

grumbulluar në induktivitetin Lm është bartë në kondenzator, duke

shkaktuar tejngarkesën e tij në krahasim me tensionin e burimit, VS. Ky

mod përfundon kur rryma e kondenzatorit bie përsëri në zero dhe tensioni

i kondenzatorit kthehet në polaritetin e fillimit. Kondenzatori tani është

gadi ta shkyç T4 nëse është i kyçur T44.

Ky invertor është i njohur si invertori i McMurray-it. Puna e

qarkut është e ngjashme me atë në fig.6.13a. Koha e shkyçjes mund të

llogaritet si

)1

sin2( 1

xCLt mmoff

8.21

ku m

m

m L

C

I

Vx 0 8.22

m

mmS

C

LIVV 0 8.23

Te invertori, rryma e ngarkesës është funksion i kohës dhe qarku

për komutim duhet të projektohet për rrymën maksimale të ngarkesës.


204

Tensioni i konenzatorit V0, i cili varet nga rryma e ngarkesës në

momentin e komutimit, rritë kërkesat për tension dhe rrymë të qarqeve

dhe komponenteve që përdoren. Me lidhjen e diodave, energjia kritike

mund të rikthehet në burim, siç është parqitur në fig.8.14 me vija të

ndërprera. Një pjesë e energjisë do të humbet në rezistorin R.

8.5.2 Invertorët me komutim komplementar

Komutimi komplementar bëhet me dy induktorë të ndërlidhur, ku

në krahun e njëjtë të invertorit, me kyçjen e njërit tiristor shkyçet tiristori

tjetër. Ky princip mund të zbatohet edhe në qarqet e invertorëve me

komutim të dhunshëm, dhe në fig.8.15a është parqitur një krah i

invertorit njëfazorë me urë me këtë tip të komutimit. Ky qark është

gjithashtu i njohur si invertori i McMurray-Bedford-it.

Puna e qarkut mund të ndahet në tri mode dhe qarqet ekuivalente

për këto mode janë parqitur në fig.8.15b. Format valore të tensioneve dhe

rrymave të tiristorëve dhe kondenzatorëve janë paraqitur në fig.8.15c me

supozimin se rryma e ngarkesës mbetet konstante gjatë tërë periodës së

komutimit. Në analizën në vijim, koha fillestare t = 0 do të ridefinohet në

fillim të secilit mod.

Modi 1. Ky mod fillon kur të kyçet tiristorit T2, i cili shërben për

shkyçjen e tiristorit kryesor T1 që deri në atë moment ka qenë duke

përçuar. Qarku ekuivalent gjatë këtij modi është paraqitur në fig.8.15b.

Në fillim të modit, kondenzatori C2 është i mbushur në tensionin VS.

Kondenzatori C1 ka qenë i lidhur shkurtë përmes tiristorit T1, me çka

është mundsuar zbrazja e tij, prandaj në te nuk ka tension. Tensioni në

skaje të induktivitetit L2 është vL2 = VS, dhe rryma nëpër L2 indukon

tensionin vL1 = VS në skaje të induktivitetit tjetër L1. Në skaje të tiristorit

T1 paraqitet një tension reverz vak = VS- vL1 - vL2 =-VS i cili detyron rrymën

e drejtë të tij të bie në zero. Rryma iT1 bëhet zero, ndërsa rryma e tiristorit

ndihmës iT2 rritet deri në nivelin e rrymës momentale të ngarkesës, iT2 =

Im.

Nëse supozohet se C1= C2= Cm, me mbylljen e konturës C1, C2

dhe burimit njëkahor, rryma e kondnzatorit mund të përshkruhet me

SCC

m

CC

m

VtvdtiC

tvdtiC

)0(1

)0(1

2211 8.24

8. INVERTORËT

205

+

-

VS

D

D

T

T

1

2

1

2

iT1

L =L1 m

L =L2 m

iT2

I =im L

B

C =C2

C =C1

A

+

-

VS

T

T

1

2

iC1

L =L1 m

L =L2 m

iC2

I =im L

B

C2

C1

A

vL1

+

-+

-

vL2

i1

T

2

2

L =L2 m

i2

D

i =IL m

Im

i2

(a)

2D

i =IL m

i3

(b)

Fig.8.15 Komutimi komplementar: (a) qarku; (b) qarqet

ekuivalente; (c) format valore


206

Pasi që vC1 (t=0) = 0 dhe vC2 (t=0) = VS, nga ek.(8.24) fitohet

21 CC ii 8.25

Sipas ligjit të parë të Kirchoff-it për nyjen B, fitohet

0211 CCm iiiI

ose 1211 2 CCCm iiiiI

prej nga, rryma e kondenzatorit mund të shprehet si

2

121

iIii mCC

8.26

Me supozimin se L1 = L2= Lm, ekuacioni i barazpeshës dinamike

për konturën L1, T2 dhe C2 është

0)0(1

211 tvdti

Cdt

diL CC

m

m 8.27

me kushtet fillestare mIti )0(1 dhe SC Vtv )0(21 . Zgjidhja e këtij

ekuacioni jep

m

m

mSm It

L

CVtIti sin

2cos2)(1 8.28

ku

mmCL2

1 8.29

Tensioni në skaje të L2 është

tC

LItV

dt

diLtvtvtv

m

mmS

mCLL

sin2

2cos

)()()( 1212

8.30

8. INVERTORËT

207

Tensioni reverz në skaje të T1 është

tC

LItVV

vVtv

m

mmSS

LSak

sin2

4cos2

2)( 2

8.31

Koha e shkyçjes së qarkut mund të caktohet nga ek.(8.31), për kushtin

0)( 0 ffak ttv , i cili pas thjeshtimit, jep

x

xCLt mmoff

1

2/12

1 tan)1(2

1cos2 8.32

ku

m

m

S

m

C

L

V

Ix

2 8.33

Koha e shkyçjes së qarkut varet nga rruma e ngarkesës Im dhe do të jetë

maksimale kur është Im = 0. Vlera maksimale e toff është

mmoff CLt 23

max

8.34

Ky mod përfundon kur tensioni në kondenzatorin C2 bëhet zero dhe vC2(t)

tenton të mbushet në kahje të kundërt. Kohëzgjatja e këtij modi mund të

gjendet nga kushti )( 12 mL ttv 0)( 12 mC ttv , i cili njëkohësisht

paraqet edhe kushtin për rrymën maksimale të tiristorit. Nga ek.(8.30)

0sin2

2cos 11 m

m

mmmS t

C

LItV

ose

xCLtt mmmm

1tan2 1

1

8.35

Rryma e tiristorit iT2 bëhet maksimale në t = tm= t1m dhe ky është

njëkohësisht edhe përfundimi i këtij modi. Vlera e kësaj rryme është


208

pmT IIttii 1112 )( 8.36

Modi 2. Ky mod fillon kur dioda D2 fillon të përçoj. Qarku

ekuivalent është paraqitur në fig.8.15b. Energjia e grumbulluar në

induktivitetin L2 humbet në qarkun e formuar nga T2, D2 dhe L2. Rryma e

ngarkesës ))(( mL Iti gjithashtu rrjedh përmes diodës D2. Nëse Vd është

rënia e tensionit në diodën D2 dhe tiristorin T2 për polarizim të drejtë,

rryma momentale e modit 2, i2(t), është

02 dm Vdt

diL 8.37

Me kushtet fillestare i2 (t=0) = Ip, zgjidhja e këtij ekuacioni është

tL

VIti

m

dp )(2 8.38

Ky mod përfundon kur i2(t) bie në zero dhe tiristori T2 shkyçet me anë të

vetëkomutimit. Zgjatja e këtij modi është përafërsisht

d

mp

mV

LIt 2 8.39

Modi 3. Ky mod fillon me shkyçjen e tiristorit T2. Qarku

ekuivalent është paraqitur në fig.8.15b. Dioda D2 vazhdon ta bartë

rrymën e ngarkesës deri sa kjo rrymë të bie në zero. Tensioni i

polarizimit reverz për T2 vendoset përmes rënies së tensionit të

polarizimit të drejtë të diodës D2.

Shembulli 8.5___________________________________________________________

Invertori njëfazor komplementar në fig.8.15 ka L1 = L2 = Lm= 30 H, Cm = 50 F dhe

rrymë maksimale të ngarkesës Im = 175 A. Tensioni hyrës është VS = 220 V dhe

frekuenca e invertorit është fo = 60 Hz. Rënia e tensionit në qarkun e formuar nga

tiristori T2 dhe dioda D2 është Vd = 2 V. Të caktohet (a) koha e shkyçjes së qarkut toff; (b)

koha maksimale e shkyçjes së qarkut toffmax nëse Im = 0; (c) rryma maksimale e

tiristorëve Ip; (d) kohëzgjatja e procesit komutues tc = t1m+ t2m, dhe (e) energjia e

grumbulluar në induktivitetin L2 në fund të modit 1.

8. INVERTORËT

209

Zgjidhje_______________________________________________________________

Lm = 30 H, Cm = 50 F, VS = 220 V dhe Im = 175 A.

(a) Nga ek.(8.33) kemi

8714.050/302)220/175(2

m

m

S

m

C

L

V

Ix

Nga ek.(8.32), koha e shkyçjes së qarkut është

x

xCLt mmoff

1

2/12

1 tan)1(2

1cos2

s

toff

6.25

)8714.0(tan)8714.01(2

1cos50302 1

2/12

1

(b) Nga ek.(8.34), koha maksimale e shkyçjes së qarkut është

36.5750302)3/(23

max

mmoff CLt s

(c) Nga ek.(8.35), rryma maksimale në tiristor paraqitet në momentin

78.468714.0

1tan50302

1tan2 11

1

xCLtt mmmm s

257.1850302

106

rad/s

Nga ek.(8.28) dhe (8.36), rryma maksimale e tiristorit është

m

m

mSmm It

L

CVtII sin

2cos2


210

175)4678.08257.1(sin30

502220

4678.08257.1(cos1752

mI

76.357 A

(d) Nga ek.(8.39), kohëzgjatja e modit 2 është

26252/301752 sV

LIt

d

mp

m s

dhe koha e komutimit është

78.2671262578.4621 mmc ttt s

(e) Në fund të modit 1, energjia e grumbulluar në induktivitetin L2 është

92.176.35710305.05.0 262

pmILW J

Vërejtje. Harxhimi i kësaj energjie të grumbulluar zgjatë

relativisht shumë dhe kjo zvoglon efikasitetin dhe frekuencën dalëse të

invertorit. Për shkak të disipacionit në komponentet e fuqisë mund të

paraqiten probleme termike. Prandaj energjia e grumbulluar mund t’i

kthehet burimit me lidhjen e transformatorit riveprues dhe diodave siç


+

-

VS

DD

DD

T

T

11

22

1

2

L =L1 m

L =L2 m

I =im L

C2

C1

1

2

Transformatoririveprues

Fig.8.16 Komutimi komplementar me transformator riveprues

8. INVERTORËT

211

8.6 INVERTORËT E RRYMËS

Te invertorët e tensionit, siç kemi parë deri më tani, invertori

furnizohet nga burimi i tensionit dhe rryma e ngarkesës detyrohet ta

ndryshoj kahjen prej pozitives në negative dhe anasjelltas. Për të punuar

me ngarkesa induktive, në këtë rast kërkohen ndërprerësit e fuqisë me

dioda rikthyese. Te invertorët e rrymës, hyrja sillet si burim i rrymës.

Rryma dalëse mbahet konstante pavarsisht nga ngarkesa e invertorit dhe

tensioni dalës detyrohet ta ndryshoj kahjen.

D

D D

D

D

3

4 2

1

Q

Q Q

QQ

3

4 2

1

i0

+

-

VS Ngarkesam Ce

+VS

Le

L

g1

2

t

t

t

t

t

0

0

0

0

0

g2

g

g

3

4

i0IL

Komponenta themelore

(c)

(b)

(a)Tensioni i ndryshueshëm dc

Fig.8.17 Invertori njëfazor i rrymës: (a) qarku; (b) sinjalet kontrolluese;

(c) forma valore e rrymës së ngarkesës


212

Në fig.8.17a është paraqitur invertori njëfazor i rrymës me

tranzistorë. Pasi që duhet të sigurohet rrjedhje kontinuale e rrymës nga

burimi, gjithmonë duhet të përçojnë dy ndërprerës: një i epërm dhe një i

poshtëm. Sekuencat e përcjelljes janë 12, 23, 34 dhe 41, siç është

paraqitur në fig.8.17b. Forma valore e rrymës dalëse është paraqitur në

fig.8.17c. Diodat në seri me tranzistorët nevojiten për bllokimin e

tensioneve reverze në tranzistorë.

Rryma e burimit IL rrjedh nëpër ngarkesë kur të përçojnë dy

komponente nga krahët e ndryshëm (p.sh. Q1 Q2), ndërsa kur të përçojnë

komponentet në të njëjtin krah (p.sh. Q2 Q3), rryma e burimit është e

lidhur shkurt nga ngarkesa. Nga ek.(8.14) rryma e ngarkesës mund të

shprehet si

tnn

n

Ii

n

L

sin2

sin4

,5,3,1

0

8.40

Te invertorët me burim të rrymës, qarqet komutuese janë më të

thjeshta sepse përmbajnë vetëm kondenzatorë, siç është paraqitur në

invertorin njëfazor të rrymës me tiristorë, fig.8.18. Për analizën e punës

së invertorit, të supozojmë se përçojnë tiristorët T1 dhe T2, dhe se

kondenzatorët C1 dhe C2 janë të mbushur me tension me polaritet si në

figurë.

D

D D

D3

42

1

i0

Ngarkesa

C

C

1

2

L

T T

T

vc

vc

1

2

3

4T

IL

+ -

+ -

+

- VS

Fig.8.18 Invertori njëfazor i rrymës me tiristorë

8. INVERTORËT

213

Me kyçjen e tiristorëve T3 dhe T4, tiristorët T1 dhe T2 do të kenë

polarizim të kundërt. T1 dhe T2 shkyçen me komutim impulsiv. Rryma

tani rrjedhë përmes T3 C1 D1, burimit dhe D2 C2 T4. Kondenzatorët C1 dhe

C2 do të zbrazen dhe do të rimbushen me shpejtësi konstante të

determinuar nga rryma e ngarkesës, Im = IL. Kur të mbushen

kondenzatorët C1 dhe C2 deri në tensionin e ngarkesës dhe rryma e tyre të

bie në zero, rryma e ngarkesës do të transferohet nga D1 në D3 dhe nga

D2 në D4. Diodat D1 dhe D2 do të shkyçen kur rryma e ngarkesës

plotësisht të bie në zero. Kondenzatori tani është i gatshëm t’i shkyç T3

dhe T4 nëse tiristorët T1 dhe T2 janë të kyçur në gjysmëciklin e ardhshëm.

Koha e komutimit do të varet nga amplituda e rrymës së ngarkesës dhe

tensionit të ngarkesës. Diodat në fig.8.18 izolojnë kondenzatorët nga

tensioni i ngarkesës.

Në fig.8.19a është paraqitur invertori trefazorë i rrymës me

tranzistorë. Format valore për sinjalet kontrolluese dhe rrymat linjore për

ngarkesë të lidhur në yll janë paraqitur në fig.8.19b.

Në çdo moment, përçojnë vetëm dy tiristorë në të njëjten kohë.

Secila komponentë përçon për 120o. Nga ek.(8.10), rryma e fazës a mund

të shprehet si

6sin

6cos

4

,5,3,1

tnn

n

Ii

n

La

8.41

Invertori i rrymës është qark dual me invertorin e tensionit.

Tensioni linjor i invertorit të tensionit ka formë valore të njëjtë me

rrymën linjore të invertorit të rrymës. Përparësitë e invertorit të rrymës

janë:

(1) pasi që rryma njëkahore hyrëse është e kontrolluar dhe e

kufizuar nuk paraqiten probleme serioze gjatë kyçjes së

ndërprerësve ose lidhje të shkurta;

(2) rryma maksimale e ndërprerësve është e kufizuar;

(3) qarqet komutuese për tiristorë janë më të thjeshta; dhe

(4) ka mundësi të punoj me ngarkesë reaktive pa dioda

rikthyese.


214

nR

R

R

D D D

D D D

4 6 2

1 3 5

Q Q Q

Q Q Q

4 6 2

1 3 5

-VS

L

(a)

IL

+

g1

2 t

t

t

t

t

t

t

t

t

0

0

0

0

0

0

0

0

0

g2

g

g

g

g

3

4

5

6

IL

I L

IL

i

i

i

a

b

c

(b)

Fig.8.19 Invertori trefazorë i rrymës me tranzistorë: (a) qarku; (b)

format valore

8. INVERTORËT

215

Por nga ana tjetër, invertori i rrymës kërkon induktivitet

relativisht të lartë për veprim me karakteristika të burimit të rrymës dhe

një stad shtesë të konvertorit për kontrollen e rrymës. Përgjigja dinamike

e këtij invertori është më e ngadalshme. Për shkak të transferimit të

rrymës nga një çift i ndërprerësve në tjetrin, në dalje nevojitet një filtër

për prerjen e majeve të tensionit dalës.

8.7 INVERTORËT REZONANT

Te invertorët e rrymës dhe të tensionit, siç u pa në paragrafet

paraprake, forma valore dhe madhësia e tensionit ose rrymës dalëse mund

të rregullohen me kyçjen-shkyçjen e ndërprerësve. Por në këto raste,

komponentet “kyçen” dhe “shkyçen” në rrymë të ngarkesës me vlerë të

lartë të di/dt. Për këtë arsye, ndërprerësit i nënshtrohen streseve të

tensionit e të rrymës, dhe humbjet e fuqisë rriten linearisht me frekuencën

e punës. Humbjet gjatë kyçjes dhe shkyçjes mund të paraqesin një pjesë

të rëndësishme të humbjeve totale të fuqisë. Në format valore dalëse të

invertorit, për shkak të vlerave të larta di/dt dhe dv/dt, paraqitet edhe

interferenca elektromagnetike.

Këto të meta të këtyre invertorëve mund të eliminohen ose të

minimizohen nëse komponentet ndërprerëse kyçen dhe shkyçen kur

tensioni ose rryma e tyre kalon nëpër zero. Tensioni dhe rryma detyrohen

të kalojnë nëpër zero me ndihmën e qarkut rezonant LC, prandaj këta

invertorë quhen invertorë rezonant. Invertorët rezonant mund të

klasifikohen në tri tipe:

1 Invertorët rezonant serik

2 Invertorët rezonant paralel

3 Invertorët rezonant të klasës E

Invertorët rezonant shfrytëzohen në ato zbatime parktike ku

kërkohet frekuencë e lartë dhe tension i fiksuar dalës. Frekuenca

maksimale rezonante është e kufizuar me kohët e shkyçjes së tiristorëve

dhe tranzistorëve. Këta invertorë kanë mundësi të kufizuar të rregullimit

të tensionit dalës.


216

8.7.1 Invertorët rezonant serik

Invertorët rezonant serik bazohen në oscilimet e rrymës

rezonante. Komponentet komutuese dhe ndërprerësit janë të vendosur në

seri me ngarkesën. Rryma nëpër ndërprerës bie në zero për shkak të

karakteristikave natyrore të qarkut. Nëse si ndërprerës është përdorë

tiristori, ai është vetëkomutues. Ky tip i invertorit krijon formë valore

përafërsisht sinusoidale në frekuencë të lartë dalëse, në brez prej 200 Hz

deri në 100 kHz, dhe zakonisht shfrytëzohet në zbatime me dalje

relativisht fikëse (p.sh. te ngrohja induktive, dhënsi sonar, ndriçimi

fluoroscent ose gjeneratori ultrasonik). Për shkak të frekuncës së lartë të

punës, madhësia e komponenteve komutuese është e vogël.

Në fig.8.20a është paraqitur qarku i një invertori të thjeshtë serik

me dy ndërprerës unidirekcional tiristorik. Kur të kyçet tiristori T1,

impulsi rezonant i rrymës rrjedh nëpër ngarkesë dhe rryma bie në zero në

t = t1m. Ky tiristor është vetëkomutues. Kyçja e tiristorit T2 shkakton

rrymë të kundërt rezonante nëpër ngarkesë dhe T2 është gjithashtu

vetëkomutues. Puna e qarkut mund të ndahet në tri mode për të cilat

qarqet ekuivalente janë paraqitur në fig.8.20b. Sinjalet kontrolluese të

tiristorëve dhe format valore për rrymën e ngarkesës dhe tensionin e

kondenzatorit janë paraqitur në fig.8.20c.

Qarku rezonant serik i formuar nga L, C dhe ngarkesa (e supozuar

rezistive) duhet të jetë pa shuarje, pra duhet të plotësohet kushti

C

LR

42 8.42

Puna e qarkut mund të ndahet në tri mode.

Modi 1 Ky mod fillon me kyçjen e tiristorit T1 dhe kur impulsi

rezonant i rrymës kalon nëpër T1 dhe ngarkesë. Rryma momentale e

ngarkesës për këtë mod është e përshkruar me

SC VtvdtiC

Ridt

diL )0(

1111

1 8.43

me kushtet fillestare i1 (t=0) = 0 dhe vC1 (t=0) = -VC1. Pasi që qarku është

pa shuarje, zgjidhja e ek.(8.43) është

8. INVERTORËT

217

+

+

-

-

VS

vS

V (t)0

V

V

V

C

C1

C1

R

R

R

R

C

C

C

C

T2

L =L1

L =L2

L

L

L

T1

T1

T2

i0

i

i

i

1

2

3

+

+

+

+

-

-

-

-

=0

Modi1

=VC2

Modi 2

Modi 3

t /21m

-VC

0

VC1

vC

V +VS C

t

0t =t1m 1

Tq

t3m

i i

i

i

0 1

1

3

t

tm

0T /20

T0 t

T0 t0

g1

g2

(a)

(b) ( c)

Fig.8.20 Invertori rezonant serik themelor; (a) qarku; (b) qarqet



218

teAti r

LtR sin)( 2/

11 8.44

ku r paraqet frekuencën rezonante 2/1

2

2

4

1

L

R

LCr 8.45

Konstanta A1 në ek.(8.44) mund të caktohet nga kushtet fillestare

1

0

AL

VV

dt

di

r

CS

t

dhe

teL

VVti r

t

r

CS

sin)(1 8.4

ku

L

R

2 8.47

Koha tm, kur rryma i1(t) bëhet maksimale, mund të gjendet nga kushti

01 dt

di ose 0sin

mr

t

r te m

dhe fitohet

r

r

mt1tan

1 8.48

Tensioni në kondenzator mund të gjendet nga

Srrrr

t

CS

C

t

C

VtteVV

VtiC

tv

/)cossin()(

)(1

)(0

11 8.49

Ky mod vlen për t t1m(= r) dhe përfundon kur i1(t) bëhet zero në

momentin t1m. Në fund të këtij modi

8. INVERTORËT

219

0)( 11 mtti

dhe

SCSCmC VeVVVttv r /

111 )()( 8.50

Modi 2 Gjatë këtij modi, tiristorët T1 dhe T2 janë të shkyçur. Me

ridefinimin e origjinës së kohës, t = 0, në fillim të këtij modi, ky mod

është valid për t t2m.

,0)(2 ti 12 )( CC Vtv

1222 )( CCmC VVttv

Modi 3 Ky mod fillon me kyçjen e tiristorit T2 dhe kur rryma e

kundërt rezonante rrjedh nëpër ngarkesë. Përsëri ridefinohet origjina e

kohës, t = 0, në fillim të këtij modi. Rryma e ngarkesës mund të gjendet

nga

0)0(1

3333 tvdti

CRi

dt

diL C

8.51

me kushte fillestare 0)0(3 ti dhe 123 )0( CCC VVtv . Zgjidhja

e ek.(8.51) jep

teL

Vti r

t

r

C

sin)( 13 8.52

Tensioni në kondenzator mund të gjendet nga

rrrr

t

C

C

t

C

tteV

VtiC

tv

/)cossin(

)(1

)(

1

1

0

33 8.53

Ky mod vlen për t t3m(= r) dhe përfundon kur i3(t) bëhet zero në

t3m. Në fund të këtij modi


220

0)( 33 mtti

dhe në gjendjen stacionare

reVVVttv CCCmC

/

1333 )( 8.54

Nga ek.(8.50) dhe (8.54) fitohet

11

112

z

S

z

z

Szz

z

SCe

V

e

eV

ee

eVV 8.55

11

)1(121

z

z

S

z

zz

Szz

z

SCe

eV

e

eeV

ee

eVV 8.56

ku z = r. Nëse mbledhet VC nga ek.(8.55) dhe VS, fitohet

1CCS VVV 8.57

Ekuacioni (8.57) tregon se në kushtet stacionare, vlerat

maksimale të rrymës pozitive në ek.(8.46) dhe të rrymës negative në

ek.(8.52) nëpër ngarkesë janë të njëjta.

Rryma e ngarkesës i1(t) duhet të jetë zero dhe T1 duhet të jetë i

shkyçur para se të kyçet T2. Në të kundërten, në mes të tiristorëve dhe

burimit njëkahor do të paraqitet lidhje e shkurtë, e cila është e

padëshirueshme. Prandaj, koha e mundshme e shkuçjes t2m(=toff), e njohur

si zona e vdekur, duhet të jetë më e madhe se koha e shkyçjes së

tiristorëve, tq.

qoff

r

tt

0

8.58

ku o është frekuenca e tensionit dalës në rad/s. Ekuacioni (8.58) tregon

se frekuenca maksimale e mundshme dalëse është e kufizuar në

)/(2

1max0

rqtff

8.59

8. INVERTORËT

221

+

-

VS

R

C

T2

L1

L2

T1

+

-

+

-+

-

Fig.8.21 Invertori rezonant serik me induktivitete të ndërlidhura

Qarku i invertorit rezonant në fig.8.20a është shumë i thjeshtë.

Ndërkaq, rrjedha e fuqisë nga burimi njëkahor është diskontinuale.

Burimi njëkahor do të ketë rrymë të lartë maksimale dhe do të përmbajë

komponente harmonike. Një përmirësim i këtij qarku mund të bëhet nëse

induktivitetet kanë kuplim (ndërlidje të afërt), siç është paraqitur në

fig.8.21. Kur të kyçet T1 dhe rryma i1 fillon të rritet, tensioni në skaje të

L1 do të jetë pozitiv me polaritet të treguar në figurë. Tensioni i indukuar

në L2 tani do t’i shtohet tensionit të C në tiristorin e polarizuar reverz T2,

dhe T2 do të shkyçet. Rezultat i kësaj është që kyçja e njërit tiristor

shkakton shkyçjen e tiristorit tjetër, edhe para se rryma e ngarkesës të

bëhet zero. Impulsi i lartë i rrymës së burimit njëkahor mund të tejkalohet

me konfiguracionin e invertorit në gjysëmurë, si në fig.8.22, ku L1 = L2

dhe C1 = C2.

+

-

VS

R

C

C

T2

L1

L2

T1

-

+

-

+

-+

-+

1

2

Fig.8.22 Invertori serik rezonant me gjysëmurë


222

Fuqia rrjedhë nga burimi njëkahor gjatë të dy gjysmëcikleve të

tensionit dalës. Njëra gjysmë e rrymës së ngarkesës furnizohet nga

kondenzatori C1 ose C2 ndërsa gjysma tjetër nga burimi njëkahor.

+

-

VS

R C

T2

T3T1

T4

L

Fig.8.23 Invertori rezonant serik me urë

Një konfiguracion i invertorit rezonant serik, i cili siguron fuqi më

të lartë dalëse se konvertori me gjysëmurë, është invertorit rezonant me

urë i paraqitur në fig.8.23. Kur janë të kyçur tiristorët T1 dhe T2, nëpër

ngarkesë rrjedhe rryma pozitive rezonante; dhe kur janë të kyçur T3 dhe

T4, rrjedhë rryma negative e ngarkesës. Rryma e burimit është kontinuale,

por pulsuese. Frekuenca rezonante dhe zona e vdekur e mundshme varen

nga burimi, dhe për këtë arsye, invertorët rezonant janë më të

përshtatshëm për zbatime me ngarkesë fikse. Ngarkesa e invertorit (ose

rezistenca R) mund të lidhet gjithashtu paralel me kondenzatorin.

Tiristorët mund të zëvendsohen me tranzistorë (BJT, MOSFET, IGBT

dhe GTO).

Shenbulli 8.6___________________________________________________________

Invertori rezonant serik në fig.8.21 ka L1 = L2 = L = 50 H, C = 6 F dhe R = 2 .

Tensioni njëkahor hyrës është VS = 220 V dhe frekuenca e tensionit dalës është fo = 7

kHz. Koha e shkyçjes së tiristorëve është tq = 10 s. Të caktohet: (a) koha e shkyçjes së

qarkut toff, (b) frekuenca maksimale e mundshme fmax, (c) tensioni i kondenzatorit prej

majës–në maje Vpp dhe (d) rryma malsimale e ngarkesës Ip. (e) Të skicohet rryma

momentale e ngarkesës I0(t), tensioni i kondenzatorit vC(t) dhe rryma e burimit njëkahor

iS(t). Të llogaritet: (f) vlera efektive e rrymes se ngarkesës I0, (g) fuqia dalëse P0, (h)

rryma mesatare e burimit IS dhe (i) rrymat mesatare, maksimale dhe efektive të tiristorit.

8. INVERTORËT

223

Zgjidhje_______________________________________________________________

982,43700020 rad/s dhe nga ek.(8.45), frekuenca rrethore rezonante është

160,54504

102

650

10

4

12/1

2

122122/1

2

2

L

R

LCr rad/s

Frekuenca rezonante është

8.86192/ rrf Hz dhe 116/1 rr fT s

Nga ek.(8.47), 000,20)10502/(2 6

(a) Nga ek.(8.58)

42.13160,54982,430

r

offt s

(b) Nga ek.(8.59), frekuenca rezonante është

7352)160,54/1010(2

1

)/(2

16max0

rqtff Hz

(c) Nga ek.(8.55), tensioni në kondenzator është

4.1001

220

1 16.54/20/

ee

VV

r

SC V

Nga ek.(8.57), 4.3204.1002201 CV V

Tensioni i kondenzatorit prej majës-në-maje është

8.4204.3204.1001 CCpp VVV V.


224

(d) Nga ek.(8.48), rryma maksimale e ngarkesës, e cila është e njëjtë me rrymën

maksimale të burimit, parqitet në kohën

47.2220

16.54tan

160,54

1tan

1 11

r

r

mt s

dhe nga ek.(8.46), rryma maksimale e ngarkesës është

A

eItti pm

82.70

)1047.22160,54(sin5005416.0

4.320)( 647.2202.0

1

Skicat për

i(t), vC(t) dhe iS(t) janë parqitur në fig.8.24.

(e) Vlera efekive e rrymës së ngarkesës është gjetur nga ek.(8.46) dhe (8.52) me

metodë numerike dhe rezultati është

1.44)(2

2/12/

0

2

000

Tr

dttifI A

(f) Fuqia dalëse është 388921.44 2

0 P W

(g) Rryma mesatare e burimit është

68.17220/3889 SI A

(h) Rryma mesatare e tiristorit është

68.17)(

2/

0

0 dttifI

Tr

oA A

Vlera maksimale e rrymës së tiristorit është

82.70 ppk II A

8. INVERTORËT

225


18.312/1.442/0 IIR A

t1m

141.6 s

16 s

-100.4

0

78.36

320.4

v (t)C

t s

t s

t s

tm

0

70.82i (t)S t =13.42 sq

t =22.47 sm

020 40 60 80 100

120

140

70.82

i (t)0

58 s

71.4 s

Fig.8.24 Format valore për Shembullin 8.6

Shembulli 8.7___________________________________________________________

Invertori rezonant me gjysëmurë në fig.8.23 punon me frekuencë dalëse f0=7 kHz. Nëse

është C1= C2= C=3 F, L1= L2 = L = 50 H, R = 2 dhe VS = 220 V, të caktohet (a)

rryma maksimale e furnizimit, (b) rryma mesatare e tiristorit IA, dhe (c) rryma efektive e

tiristorit IR.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Në fig.8.25a është paraqitur qarku ekuivalent kur tiristori T1 përçon, ndërsa T2 është i

shkyçur. Fillimisht kondenzatorët C1 dhe C2 do të jenë të nbushur në VC1(= VS + VC)

gjegjësisht VC me polaritete të treguara nën kushtet stacionare. Pasi që C1 = C2, rryma e

ngarkesës do të ndahet barabartë në mes të C1 dhe burimit, siç është paraqitur në

fig.8.25b.


226

+

-

VS

VS

R

RC C

C

L L

T1

- -

+ +

1C1

2 2

i0

VCVC

+

-

+

-V =V +VC1 S C

i /2o i /2o

i0

Fig.8.25 Qarqet ekuivalente për Shembullin 8.7

Në bazë të fig.8.25b, rryma momentale e ngarkesës mund të përshkruhet me

0)0(2

1200

0 SC VtvdtiC

Ridt

diL

me kushtet fillestare CC Vtv )0(2

Pasi që qarku është pa shuarje dhe C1 = C2 = C, zgjidhja e ekuacionit është

teL

VVti r

LtR

r

CS

sin)( 2/

0

Kapaciteti efektiv është

Ce = C2 + C2= 2C

dhe frekuenca rezonante

sradL

R

LCr /160,54

504

102

3502

10

42

12/1

2

122122/1

2

2

Tensioni në skaje të kondenzatorit C2 mund të shprehet si

Srrrr

t

CS

C

t

C

VtteVV

VtiC

tv

/)cossin()(

)(2

1)(

0

0

2

2

8. INVERTORËT

227

(a) Pasi që frekuenca rezonante është e njëjtë si ajo në Shembullin 8.6, vlejnë

rezultatet e atij shembulli, duke marrë parasysh që Ce = C2 + C2 = 6 F. Prandaj tensioni

në kondenzator është

4.1001

220

1 16.54/20/

ee

VV

r

SC V

47.2220

16.54tan

160,54

1tan

1 11

r

r

mt s

1.44)(2

2/12/

0

2

000

Tr

dttifI A

Nga ekuacioni për rrymën e ngarkesës për t = tm, rryma maksimale e ngarkesës është

A

eItti pm

82.70

)1047.22160,54(sin5005416.0

4.320)( 647.2202.0

0

Rryma maksimale e burimit, e cila paraqet gjysmën e rrymës maksimale të ngarkesës,

është

41.352/82.70 pSI A

(b) Rryma mesatare e tiristorit është

68.17)(

2/

0

0 dttifI

Tr

oA A

(c) Vlera efektive e rrymës së tiristorit është

18.312/1.442/0 IIR A

Vërejtje. Për fuqi dhe frekuencë të njëjtë dalëse, kapacitetet e C1

dhe C2 në fig.8.23 do të jenë sa gjysma e atyre në fig.8.21 dhe 8.22.

Rryma maksimale e burimit përgjysmohet. Analiza e qarkut të invertorit

serik me urë është e ngjashme me atë invertorit themelor në fig.8.21a.


228

8.7.2 Invertorët rezonant paralel

Invertori rezonant paralel është duali i invertorit rezonant serik.

Ai furnizohet nga burimi i rrymës ashtu që qarku paraqet impedancë të

lartë për rrymën ndërprerëse. Qarku rezonant paralel është parqitur në

fig.8.26. Pasi që rryma është e kontrolluar në mënyrë të vazhdueshme, ky

invertor ka mbrojtje më të mirë nga lidhja e shkurtë në kushtet e gabimit.

Ekuacioni i barazpeshës dinamike për qarkun e invertorit në fig.8.26

është

SIdtvLR

v

dt

dvC

1

me kushtet fillestare 0)0( tv dhe 0)0( tiL .

R L C+

-v0

iS 2 t

Idc

Komponenetathemelore

i

I

I

S

S

S

-

(a) (b)

0

Fig.8.26 Qarku rezonant paralel: (a) qarku; (b) tensioni hyrës

Ky ekuacion është i ngjashëm me ek.(8.51) nëse rryma i

zëvëndsohet me tension v, R me 1/R, L me C, C me L dhe VS me IS. Duke

u bazuar në ek.(8.46), tensioni v është

teC

Itv r

t

r

S

sin)( 8.60

ku RC. Frekuenca rezonante është e dhënë me

8. INVERTORËT

229

2/1

224

11

CRLCr 8.61

Duke shfrytëzuar ek.(8.48), tensioni v në ek.(8.60) bëhet maksimal në tm

të dhënë me

r

r

mt1tan

1 8.62

i cili mund të përafrohet në r. Impedanca hyrëse është e dhënë me

CRjLjRRj

I

VjZ

i

/1

1)()( 0

ku Ii është vlera efektive e rrymës alternative hyrëse dhe 24 Si II .

Faktori i mirësisë Qp është

20

0L

CR

L

RCRQ 8.63

ku paraqet faktorin e shuarjes dhe është LCR /)2/(/ 0 . Nëse

të gjithë parametrat e qarkut shprehen përmes Qp dhe o, do të fitohet

)/1(1

1

)//(1

1)()(

00

0

uujQ

jQj

I

VjZ

p

pi

ku u = o/. Moduli i Z(j) mund të gjendet nga

2/1)/1(1

1)(

uujQjZ

p 8.64

Një invertor rezonant paralel është paraqitur në fig.8.27a.

Induktiviteti Le vepron si burim i rrymës ndërsa kondenzatori C është


230

element rezonant. Induktiviteti i transformatorit është Lm dhe ai vepron

gjithashtu si element rezonant. Rryma konstante ndërpehet alternativisht

në qarkun rezonant me anë të ndërprersve tranzistorik Q1 dhe Q2. Sinjalet

kontrolluese të tranzistorëve janë paraqitur në fig.8.27b, ndërsa në

fig.8.27c është paraqitur qarku ekuivalent ku rezistenca e ngarkesës RL

është pasqyruar në anën primare të transformatorit.

C Rv0L

+

-I =IS dc

Lm

v

v

g

g

1

2

0

0

t

t

(a)

(b)(c)

Fig.8.27 Invertori rezonant paralel; (a) qarku; (b) qarku ekuivalent; (c)

sinjalet kontrolluese

Konfiguracioni me urë i invertorit rezonant paralel, i paraqitur në

fig.8.28a, mundëson kontrollen e tensionit dalës. Frekuenca e punës fS

mbahet konstante në frekuencën rezonante fo. Me kyçjen-shkyçjen

simultane të dy komponenteve ndërprerëse, mund të fitohet forma valore

kuazi-katrore, siç është paraqitur në fig.8.28b.

8. INVERTORËT

231

Q

Q

Q

Q

D

D

D

D

1

1

1

1

3

3

3

3

C

L

L

R

+

+

-

-

V0

v0

i

i

i0

S

0

IS

Idc

Q

Q

Q

Q

D

D

D

D

2

2

2

2

4

4

4

4

NgarkesavS

T T

T T

1

2

3

4

+ +

- -

Vdc1 Vdc2

Konvertori ac-dc dc linku Konvertori dc-ac

(c)

0

iS

t

IS

-IS

Q Q Q Q QQQ Q1, 4 1, 2 2, 3 3, 4

(b)

(a)

Fig.8.28 Invertori rezonant paralel me dalje kuazi-katrore: (a) qarku; (b)

rryma dalëse; (c) invertori i tërthortë


232

Vlera efektive e komponentës themelore të rrymës hyrëse është e

dhënë me

cos2

4 Si

II 8.65

Me ndryshimin e prej 0 deri në /2 në frekuencë konstante,

rryma Ii mund të kontrollohet prej )2/(4 SI deri në 0. Ky koncept

mund të zgjërohet për zbatime në tensione të larta njëkahore, ku tensioni

alternativ së pari konvertohet në tension njëkahor dhe pastaj përsëri në

tension alternativ. Invertorët e këtillë zakonisht quhen invertorë të

tërthortë dhe një version njëfazor i këtij qarku është paraqitur në

fig.8.28c. Stadi dalës mund të jetë ose invertor i rrymës ose drejues i

kontolluar me tiristorë.

Shembulli 8.8___________________________________________________________

Invertori rezonant paralel në fig.8.27a jep fuqi në ngarkesë PL = 1 kW në tension

sinusoidal maksimal të ngarkesës Vp = 170 V dhe invertori punon në rezonancë.

Rezistenca e ngarkesës është R = 10 dhe frekuenca rezonante është fo = 20 kHz. Të

caktohet (a) rryma njëkahore hyrëse IS; (b) faktori i mirësisë Qp nëse kërkohet zvoglimi i

fuqisë së ngarkesës në 250 W me kontroll të frekuencës, ashtu që u = 1.25, (c) kapaciteti

C, dhe (d) induktiviteti L.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Pasi që në rezonancë

1/0 u dhe 1)(max

jZ

vlera maksimale e komponentës themelore të rrymës së ngarkesës është

/1 Sp II

Fuqia në ngarkesë është

10002

4

2 2

222

RIRI

P Sp

L W

8. INVERTORËT

233

prej nga, rryma hyrëse njëkahore është

1.11SI A

(b) Për redukimin e fuqisë së ngarkesës për (1000/250) = 4, impedanca duhet të

zvoglohet për 2 në u = 1.25. Nga ek.(8.64) kemi

222 2)1(1 uQp prej nga

85.3pQ

(c) CRQp 0 prej nga llogaritet

06.3C F

(d) LCf 2/10 prej nga llogaritet

67.20L H.

8.7.3 Invertori rezonant i klasës E

Invertori rezonant i klasës E shfrytëzon vetëm një tranzistor dhe

ka humbje të vogla gjatë kyçjes-shkyçjes, me çka sigurohet efikasitet i

lartë më tepër se 95%. Qarku është paraqitur në fig.8.29a. Ky invertor

zakonisht përdoret në ato zbatime ku fuqia e kërkuar është më e vogël se

100 Wdhe tensioni dalës duhet të jetë fiks, posaçërisht te qarqet

elektronike të frekuencave të larta. Komponenta ndërprerëse duhet të

duroj tension të lartë. Edhe te ky invertor tensioni dalës mund të

ndryshohet me ndryshimin e frekuencës së punës. Puna e qarkut mund të

ndahet në dy mode.

Modi 1 Gjatë këtij modi, tranzistori Q1 është i kyçur. Qarku

ekuivalent është paraqitur në fig.8.29b. Rryma e ndërprerësit iT përbëhet

nga rryma e burimit iS dhe rryma e ngarkesës io. Për të fituar rrymë dalëse

pothuajse sinusoidale, vlerat e kondenzatorit C dhe induktivitetit L janë të


234

+_ V

L

i

Q v DS

e

S

1T

T

1

i+

-

C

L C

R

i

v

i

e 0

C

0

(a)

(b)

+

-

+_ V

L

i

S

e

S

T

i

L C

Rv

i

0

0

I0I0 +

-

IS

Modi 1

+_ V

L

i

S

e

e

S

C

i

L C

C Rv

i

0

0

I1I1 +

-

IS

Modi 2

+ vC1

-

i

II

0t

0

S

dc

i

t0

T

i

0

Q Q

t

C1 1Kyçur Shkyçur

v

V

0t

T

T(max)

( c)

Fig.8.29 Invertori rezonant i klasës E; (a) qarku; (b) qarqet


8. INVERTORËT

235

zgjedhura asisoji që të sigurohet faktor i lartë i mirësisë, Q 7, dhe

koeficient i ulët i shuarjes, zakonisht 0.072. Ndërprerësi shkyçet në

tensionin zero. Pas shkyçjes së ndërprerësit, rryma e tij momentalisht

bartet nëpër kondenzatorin Ce.

Modi 2 Gjatë këtij modi, tranzistori Q1 është i shkyçur. Qarku

ekuivalent është paraqitur në fig.8.29b. Rryma e kondenzatorit ie përbëhet

nga rryma e burimit iS dhe rryma e ngarkesës io. Tensioni në skaje të

ndërprerësit rritet nga zero deri në vlerën maksimale dhe pastaj prap bie

në zero. Kur ky tension bie në zero, rryma Ie = C duT/dt do të jetë

negative. Kësisoji tensioni i ndërprerësit tenton të jetë negativ. Për ta

penguar këtë tension negativ, zakonisht lidhet një diodë antiparalele, siç

është treguar me vija të ndërprera në fig.8.29a.

Modi 3 Ky mod do të ekzisotj vetëm nëse tensioni i ndërprerësit

bie në zero me pjertësi të fundme negative. Qarku ekuivalent është i

ngjashëm me atë të modit 1, përveç kushteve fillestare. Rryma e

ngarkesës bie në zero në fund të modit 3. Ndërkaq, nëse parametrat e

qarkut janë të atilla që tensioni i ndërprerësit të bie në zero me pjertësi

zero, atëherë nuk paraqitet nevoja për lidhjen e diodës dhe ky mod nuk

do të ekzistoj. Kjo do të thotë se vT = 0 dhe dvT/dt = 0. Parametrat optimal

që zakonisht i plotësojnë këto kushte dhe sigurojnë efikasitet maksimal

mund të gjenden në literaturë, dhe janë

Le=0.4001R/S

Ce=2.165/(RS)

SL-1/(SC)=0.3533R

ku S është frekuenca e punës. Format valore të rrymës dalëse, rrymës së

ndërprerësit dhe tensionit të ndërprerësit janë paraqitur në fig.8.29c.

Shembulli 8.9___________________________________________________________

Invertori rezonant i klasës E në fig.8.29a punon në rezonancë dhe ka VS = 12 V dhe R =

10 . Frekuenca e punës është fo = 25 kHz. (a) Të caktohen vlerat optimale për L, C, Ce

dhe Le. (b) Të caktohet faktori i shuarjes dhe frekuenca rezonante e qarkut fo. Të

përvehtësohet se faktori i mirësisë së qarkut është Q = 7.


236

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) 1.157102522 3 SS f rad/s

47.251.157

104001.0

4001.0

S

e

RL H

38.11.15710

165.2165.2

S

eR

C F

63.4551.157

107

S

QRL H

SL-1/(SC) = 0.3533R prej nga llogaritet

C=0.0958 F

(b) Faktori i shuarjes është

0733.063.445/0958.0)2/10(/)2/(/ 0 LCR

Pasi që faktori i shuarjes është mjaftë i vogël, rryma dalëse do të jetë sinusoidale.

Frekuenca rezonante është

36.24100958.063.4452

1

2

1

120

LCf kHz

Vërejtje Te invertorët rezonant frekuenca rezonante e qarkut

duhet të jetë më e madhe se frekuenca e punës së qarkut, sepse në të

kundërten qarku nuk mund të funksionoj.

8. INVERTORËT

237

PASQYRË PYETJESH

1. Çka është invertori?

2. Cili është principi i punës së invertorit?

3. Cilat janë llojet e invertorëve?

4. Cilat janë ndryshimet në mesë të invertorëve me gjysëmurë

dhe atyre me urë?

5. Cilat janë parametrat e performansave të invertorit?

6. Për çka shërbejnë diodat rikthyese në invertorë?

7. Si fitohet invertori me tension trefazorë në dalje?

8. Çfarë efekti ka koha e shkyçjes së tiristorit në frekuencën e

invertorit?

9. Cilat janë përparësitë dhe të metat e invertorit me

tranzistorë në krahasim me invertorin me tiristorë?

10. Cili është parimi i punës së invertorëve me komutim

ndihmës?

11. Cili është parimi i punës së invertorëve me komutim

komplementar?

12. Çfarë qëllimi ka transformatori riveprues te invertori me

komutim komplementar?

13. Cilat janë përparësitë dhe të metat e invertorit të rrymës?

14. Cilat janë dallimet kryesore në mes të invertorëve të rrymës

dhe të tensionit?

15. Cili është principi i punës së invertorit rezonant serik?

16. Cili është kushti i domosdoshëm për oscilime rezonante

serike?


238

17. Për çfarë arsye vendosen induktivitetet e ndërlidhura te

invertorët rezonant me gjysëmurë?

18. Cilat janë përparësitë e invertorit rezonant paralel?

19. Çka janë invertorët rezonant të klasës E?

20. Cilat janë përparësitë dhe kufizimet e invertorit rezonant të

klasës E?

PROBLEME

8.1 Invertori njëfazor me gjysëmurë në fig.8.35 ka ngarkesë

rezistive R = 10 dhe tension njëkahor hyrës VS = 220 V. të

caktohet (a) vlera efektive e tensionit dalës në frekuencën

themelore, V1; (b) fuqia dalëse Po; (c) rrymat mesatare, efektive

dhe maksimale të secilit tranzistor; (d) vlera maksimale e

tensionit reverz të secilit tranzistor; (e) distorzioni total

harmonik, DTH; (f) faktori i distorzionit, FD; dhe (g) faktori

harmonik, FH, dhe faktori i distorzionit të harmonikut të rendit

më të ulët.

+_

+_

VS

VS

/2

/2

0R i0

- +

v=va0 0

a

D

D

1

2

i

i

1

2

Q

Q

1

2

Fig.8.35

8.2 Të përsëritet Prob.8.1 për invertorin njëfazor me urë në fig.8.36.

8. INVERTORËT

239

R

- +v0

D

D D

D 3

4 2

1

Q

Q Q

Q 3

42

1

i0+

-VS

i i

ii

i

ii

iD1

D2

D3

D4

1

2

3

4

iS

Fig.8.36

8.3 Invertori trefazorë me urë në fig.8.37 ka ngarkesë rezistive të

lidhur në yll R = 5. Frekuenca e invertorit është fo = 400 Hz

dhe tensioni njëkahor hyrës është VS = 220 V. Të shprehen

tensionet dhe rrymat momentale fazore në seri Fourier.

V /2S

V /2S

Q

Q

Q

Q

Q

Q

1

2

3

4

5

6

D D D

DDD

1

2

3

4

5

6

g1

a b ci iia b c

0

Fig.8.37

8.4 Të përsëritet Prob.8.3 për tensionet dhe rrymat linjore.

8.5 Të përsëritet Prob.8.3 për ngarkesë të lidhur në trekëndësh.

8.6 Të përsëritet Prob.8.4 për tensionet dhe rrymat linjore.

8.7 Invertori njëfazor me komutim ndihmës në fig.8.38 ka ngarkesë

R = 5, L = 10 mH dhe C = 25 F. Tensioni njëkahor hyrës

është VS = 220 V dhe frekuenca e invertorit është 60 Hz. Nëse


240

është toff = 18 s, të caktohen vlerat optimale të komponenteve

komutuese Cm dhe Lm.

D

DF3

F2

33

22

RF

+

-

VS

D

D D

DT

TT

TF1

F4

11

44

1 1

44

R

L C

i v IF 0

m

mc

m

+-Ngarkesa

D

D T

T

T

T33

22

LC m m

Fig.8.38

8.8 Të përsëritet Prob.8.7 nëse amplituda e rrymës rezonante e

qarkut komutues është e kufizuar në dyfishin e rrymës

maksimale të ngarkesës.

8.9 Invertori njëfazor me urë i cili shfrytëzon komutimin

komplementar, njëri krah i të cili është paraqitur në fig.8.39, ka

L1 = L1 = Lm = 40 H dhe Cm = 60 F. Amplituda e rrymës së

ngarkesës është Im = 200 A. Tensioni njëkahor hyrës është VS =

220 V dhe frekuencae e invertorit është f0 = 60 Hz. Rënia e

tensionit në qarkun e formuar nga tiristori T2 dhe dioda D2 është

Vd = 2 V. Të caktohet (a) koha e shkyçjes së qarkut toff; (b) koha

maksimale e mundshme e shkyçjes së qarkut toffmax nëse Im = 0;

(c) amplituda e rrymës së tiristorëve; (d) kohëzgjatja e procesit

komutues tc = t1m = t2m dhe (e) energjia e grumbulluar në

induktivitetin L2 në fund të modit 1.

+

-

VS

D

D

T

T

1

2

1

2

iT1

L =L1 m

L =L2 m

iT2

I =im L

B

C =C2

C =C1

A

Fig.8.39

8. INVERTORËT

241

8.10 Invertori rezonant serik në fig.8.40 ka L1 = L2 = L= 25 H, C =

2 F dhe R = 5 . Tensioni njëkahor hyrës është VS = 220 V

dhe frekuenca e tensionit dalës është f0=6.5 kHz. Koha e

shkyçjes së tiristorëve është tq = 15 s. Të caktohet: (a) koha e

shkyçjes së qarkut toff, (b) frekuenca maksimale e mundshme

fmax, (c) tensioni i kondenzatorit prej majës–në maje Vpp dhe (d)

rryma maksimale e ngarkesës Ip. (e) Të skicohet rryma

momentale e ngarkesës Io(t), tensioni i kondenzatorit vC(t) dhe

rryma e burimit njëkahor iS(t). Të llogaritet: (f) vlera efektive e

rrymes se ngarkesës Io, (g) fuqia dalëse Po, (h) rryma mesatare e

burimit IS dhe (i) rrymat mesatare, maksimale dhe efektive të

tiristorit.

+

-

VS

V (t)0 R

C

T2

L =L1

L =L2

T1

i0

+

-

Fig.8.40

8.11 Invertori rezonant me gjysëmurë në fig.8.41 punon me

frekuencë dalëse fo = 8.5 kHz. Nëse është C1 = C2 = C = 2 F, L1

= L2 = L = 40 H, R = 2 dhe VS = 220 V, të caktohet (a) rryma

maksimale e furnizimit, (b) rryma mesatare e tiristorit IA, dhe

(c) rryma efektive e tiristorit IR.

+

-

VS

R

C

C

T2

L1

L2

T1

-

+

-

+

-+

-+

1

2

Fig.8.41


242

8.12 Invertori rezonant paralel në fig.8.42 jep fuqi në ngarkesë PL =

2 kW në tension sinusoidal maksimal të ngarkesës Vp = 170 V

dhe invertori punon në rezonancë. Rezistenca e ngarkesës është

R = 10 dhe frekuenca rezonante është fo = 25 kHz. Të

caktohet (a) rryma njëkahore hyrëse IS; (b) faktori i mirësisë Qp,

nëse kërkohet zvoglimi i fuqisë së ngarkesës në 500 W me

kontoll të frekuencës, ashtu që u = 1.25, (c) kapaciteti C, dhe

(d) induktiviteti L.

+_ V

I L

Q Q

C

Rv

iS

S

e

12

L

LL

+

-

Fig.8.42

8.13 Invertori rezonant i klasës E në fig.8.43 punon në rezonancë

dhe ka VS = 18 V dhe R = 10 . Frekuenca e punës është fo = 50

kHz. (a) Të caktohen vlerat optimale për L, C, Ce dhe Le. (b) Të

caktohet faktori i shuarjes dhe frekuenca rezonante e qarkut fo.

Të përvehtësohet se faktori i mirësisë së qarkut është Q = 7.

+_ V

L

i

Q v DS

e

S

1T

T

1

i+

-

C

L C

R

i

v

i

e 0

C

0

+

-

Fig.8.43

9. SHNDËRRUESIT ALTERNATIV

9.1 HYRJE

Qarku që kryen shndërrimin e një tensioni alternativ me frekuencë

dhe vlerë të caktuar efektive në tension gjithashtu alternativ, por me vlerë

efektive ose frekuencë të ndyshuar, quhet shndërrues alternativ ose

rregullator i tensionit alternativ. Nëse në mes të burimit alternativ dhe

ngarkesës është i lidhur ndërprerësi tiristorik, atëherë rrjedha e fuqisë

mund të rregullohet me ndryshimin e vlerës efektive të tensionit

alternativ të zbatuar në ngarkesë. Zbatimet më të shpeshta të

shndërruesve alternativ në industri janë: rregullimi i temperaturës,

rregullimi i dritës, rregullimi i shpejtësisë te motorët induktiv

shumëfazorë dhe rregullimi i magnetve alternativ. Për bartje të fuqisë,

zakonisht shfrytëzohen dy lloje të rregullimit:

1. Rregullimi me kyçje-shkyçje

2. Rregullimi me kënd fazor

Te rregullimi me kyçje-shkyçje, burimi kyçet në ngarkesë për disa

cikle të tensionit hyrës përmes ndërprersit tiristorik, dhe pastaj, për disa

cikle të ardhshme ai shkyçet. Te rregullimi me fazë, ndërprerësi tiristorik

e kyç ngarkesën në burim gjatë një pjese të secilit cikël të tensionit hyrës.

Rregullatorët e tensionit alternativ mund të klasifikohen në dy

lloje kryesore: (1) rregullatorët njëfazor dhe (2) rregullatorët trefazorë.

Secili lloj mund të rindahet në (a) unidirekcional (njëkahësh) ose


244

rregullatorë të gjysmëvalës dhe (b) bidirekcional (dykahësh) ose

rregullatorë të valës së plotë. Varësisht nga mënyra e lidhjes së

ndërprerësve tiristorik, në praktikë mund të hasen konfiguracione të

ndryshme të rregullatorëve trefazorë.

Pasi që tensioni hyrës te këto qarqe është alternativ, tiristorët kanë

komutim natyror, prandaj te këta shndërrues zakonisht përdoren tiristorët

e kontrolluar me fazë, të cilët janë relativisht të lirë, por edhe më të

ngadalshëm se tiristorët me ndërprerje të shpejtë. Për zbatime deri në 400

Hz zakonisht përdoren TRIAC-ët, të cilët i plotësojnë kërkesat e brezit të

tensioneve dhe të rrymave për zbatime partikulare.

Për shkak të komutimit me rrjetë ose natyror, te këta shndërrues

nuk paraqitet nevoja për qarqe të posaçme për komutim, prandaj në

përgjithësi, këta janë mjaftë të thjeshtë. Por, për shkak të natyrës së

formave valore të madhësive dalëse, analiza për derivimin e shprehjeve

eksplicite për parametra të performansave të qarqeve nuk është aspak e

thjeshtë, posaçërisht për shndërruesit me rregulllim të fazës me ngarkesa

RL. Prandaj, në këtë kapitull, për krahasimin e performansave të

konfiguracioneve të ndryshme, për të thjeshtim të analizës, janë trajtuar

kryesisht qarqet me ngarkesa rezistive. Megjithatë, ngarkesat praktike

janë të tipit RL dhe kjo duhet të kihet parasysh gjatë projektimit dhe

analizës së rregullatorëve të tensionit alternativ.

9.2 PARIMI I RREGULLIMIT ME KYÇJE-SHKYÇJE

Parimi i rregullimit të tensionit dalës me kyçje-shkyçje mund të

spjegohet me anë të shndërruesit njëfazor të valës së plotë të paraqitur në

fig.9.1a. Ndërprerësi tirisorik lidh ngarkesën në burim për një kohë të

caktuar tn; ndërprerësi kyçet me një puls të gejtit me kohëzgjatje to. Koha

tn zakonisht është numër i plotë i cikleve të tensionit hyrës. Tiristorët

shkyçen me kalimin e tensionit alternativ hyrës nëpër zero. Pulset e gejtit

për kyçjen e T1 dhe T2, si dhe format valore të tensionit hyrës dhe dalës

janë paraqitur në fig.9.1b. Ky lloj i rregullimit zbatohet në ato raste

praktike që kanë inercion të lartë mekanik dhe kostantë të lartë kohore

termike (p.sh. nxemja industriale dhe rregullimi i shpejtësisë së

motorëve). Pasi që tiristorët shkyçen me tension zero dhe rrymë zero,

gjenerimi i komponenteve harmonike, për shkak të veprimit të

ndërprerjes, është i redukuar.


245

v

i

T

T

v R

i

S

S

1

2 0

0

+

-

+

-

(a)

0

0

Vm

Vm

vS

v0

n m

i0 i0

g1

g2

0

0

Impulsi i gejtit të T1

Impulsi i gejtit të T20.2

0.4

0.6

0.8

1.0

0

Faktori i fuqise, FP

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 k

FP= k

(c)

(b)

..

Fig.9.1 Rregullimi me kyçje-shkyçje: (a) qarku; (b) format

valore; (c) faktori i fuqisë

Nëse tensioni sinusoidal hyrës, tVtVv SmS sin2sin ,

është i kyçur në ngarkesë për n cikle dhe është i shkyçur për m cikle,

vlera efektive e tensionit dalës (ose e ngarkesës) mund të gjendet nga

kVnm

nV

tdtVmn

nV

SS

S

2/1

2

0

22

0 )(sin2)(2

9.1

ku k = n/(m+n) dhe quhet cikli i punës. VS është vlera efektive e tensionit

të fazës. Konfiguracionet e qarqeve për rregullim me kyçje-shkyçje janë


246

të ngjashme me qarqet për rregullimin e fazës. Edhe analiza e

performansave është gjithashtu e njëjtë, prandaj në këtë kapitull janë

diskutuar dhe analizuar vetëm këto të fundit.

Shembulli 9.1

Shndërruesi njëkahor i tensionit në fig.9.1a ka ngarkesë rezistive R = 10 dhe tension

efektiv hyrës VS = 120 V, 60 Hz. Ndërprerësi tiristorik është i kyçyr për n = 25 cikle dhe

është i shkyçur për m = 75 cikle. Të caktohet: (a) tensioni efektiv dalës V0, (b) faktori i

fuqisë hyrëse, PF; dhe (c) rrymat mesatare dhe efektive të tiristorëve.

Zgjidhje

(a) Nga ek.(9.1) tensioni efektiv në dalje është

602575

251200

mn

nVkVV SS V

dhe rryma efektive e ngarkesës është

610/60/00 RVI A

(b) Fuqia në ngarkesë është

WRIP 36010622

00

Pasi që rryma hyrëse është e njëjtë me rrymën e ngarkesës, fuqia hyrëse është

WIVP SSi 7206120


5.0720

3600

kmn

n

P

PPF

i

9.2

(c) Rryma maksimale e tiristorit është

97.1610/1202/2/ RVRVI Smm A


247

Rryma mesatare e tiristorit është

mmma

kI

nm

nItdtI

mn

nI

0)(

)(sin)(2

9.3

33.125.097.16

A

Rryma efektive e tiristorit është

22)](sin

)(2[

0

2/122 mmmR

Ik

nm

nItdtI

mn

nI

24.425.02

97.16 A 9.4

Vërejtje

1. Faktori i fuqisë dhe tensioni dalës ndryshon me rrënjen katrore

të ciklit të punës. Faktori i fuqisë është i dobët për vlera të ulëta

të ciklit të punës, k, siç është paraqitur në fig.9.1c.

2. Nëse T është perioda e tensionit hyrës, atëherë (m+n)T është

perioda e rregullimit kyçje-shkyçje. Perioda (m+n)T duhet të

jetë më e vogël se konstanta kohore mekanike ose termike e

ngarkesës, dhe zakonisht është më e vogël se 1 s. Në përgjithësi

kjo shumë merret rreth 100.

9.3 PARIMI I REGULLIMIT ME FAZË

Parimi i rregullimit të tensionit me fazë mund të spjegohet duke iu

referuar fig.9.2a. Rrjedha e fuqisë në ngarkesë rregullohet me ndryshimin

e këndit të kyçjes së tiristorit T1. Në fig.9.2b janë paraqitur pulset e gejtit

të tiristorit T1 dhe format valore të tensioneve hyrëse dhe dalëse.


248

v

i

D

T

v R

i

S

S

1

2 0

0

+

-

(a)

0

0

Vm

Vm

vS

v0

i0

g1

0

Impulsi i gejtit te T1

(b)

vp

2

2

..

Fig.9.2 Rregullimi njëfazorë me kënd: (a) qarku; (b) format

valore

Për shkak të pranisë së diodës D1, brezi i rregullimit të tensionit

është i kufizuar dhe vlera efektive e tensionit dalës mund të ndryshoj

vetëm prej 70.7% deri në 100%. Tensioni dalës dhe rryma hyrëse janë

asimetrike dhe përmbajnë komponente njëkahore. Nëse në hyrje qarku

përmban transformator, prania e komponentës njëkahore mund të

shkaktoj probleme me humbje të energjisë.

Ky qark paraqet rregullatorin e gjysmëvalës dhe është i

përshtatshëm për ngarkesa rezistive me fuqi të vogël, si te rregullimi i

nxemjes dhe i ndriçimit. Pasi që rrjedha e fuqisë rregullohet gjatë

gjysmëciklit pozitiv të tensionit hyrës, ky lloj i rregullatorit është i njohur

edhe si shndërrues unidirekcional.

Nëse tension sinusoidal tVtVv SmS sin2sin , është

tension hyrës dhe këndi i kyçjes së tiristorit është t = , vlera efektive e

tensionit dalës mund të gjendet nga


249

2/12

2222

0 )(sin2)(sin22

1

tdtVtdtVV SS

2/1

2/122

)2

2sin2(

2

1

)()2cos1()()2cos1(4

2

S

S

V

tdttdtV

9.5

Vlera mesatare e tensionit dalës është

)1(cos2

2

)(sin2)(sin22

12

S

SSdc

V

tdtVtdtVV

9.6

Nëse ndryshohet prej 0 deri në , V0 do të ndryshoj prej VS deri

2/SV dhe vlera mesatare do të ndryshoj prej 0 deri në /2 SV .

Shembulli 9.2

Shndërruesi njëfazor i tensionit në fig.9.2a ka ngarkesë rezistive R = 10 dhe tension

efektiv hyrës VS = 120 V, 60 Hz. Këndi i kyçjes së i tiristorit është = /2. Të caktohet:

(a) tensioni efektiv dalës V0, (b) faktori i fuqisë hyrëse, PF; dhe (c) rryma mesatare

hyrëse.

Zgjidhje


92.1034

31200 V V

(b) Rryma efektive e ngarkesës është


250

392.1010/92.103/00 RVI A


WRIP 94.107910392.10 22

00


WIVIVP SSSi 04.1247392.101200


866.004.1247

94.1079

4

3

)]2

2sin2(

2

1[ 2/100

Si V

V

P

PPF

9.7

(c) Nga ek.(9.6), tensioni mesatar në dalje është

272

2120

dcV V

dhe rryma mesatare hyrëse është

7.210

27

R

VI dc

D A

Vërejtje. Shenja negative e rrymës hyrëse ID tregon se rryma

hyrëse gjatë gjysmëciklit pozitiv është më e vogël se gjatë gjysmëciklit

negativ. Nëse në hyrje të qarkut ka transformator, në bërthamën e tij do të

paraqiten humbje, prandaj ky shndërrues nuk përdoret në praktikë.


251

9.4 SHNDËRRUESI NJËFAZOR ME NGARKESË REZISTIVE

Problemi i rrymës njëkahore hyrëse të mund të eliminohet me

shfrytëzimin e rregullimit të valës së plotë me shndërrues bidirekcional.

Një shndërrues i këtillë me ngarkesë rezistive është paraqitur në fig.9.3a.

Gjatë gjysmëciklit pozitiv të tensionit hyrës, rrjedha e fuqisë

kontrollohet me ndryshimin e këndit të kyçjes së tiristorit T1, ndërsa

tiristori T2 rregullon rrjedhën e fuqisë gjatë gjysmëciklit negativ të

tensionit hyrës. Pulset e trigerimit të tiristorëve T1 dhe T2 janë të

zhvendosura për 180o në boshtin t. Format valore të tensionit hyrës,

tensionit dalës dhe sinjalet kontrolluese për T1 dhe T2 janë parqitur në

fig.9.3b.

v

i

T

T

v R

i

S

S

1

2 0

0

+

-

+

-

(a)

0

0

Vm

Vm

vS

v0

i0

g1

g2

0

0



(b)

2

2

..

..

Fig.9.3 Shndërruesi njëfazor i valës së plotë: (a) qarku; (b)

format valore


252

Nëse tension sinusoidal tVtVv SmS sin2sin , është

tension hyrës dhe këndet e kyçjes së tiristorëve T1 dhe T2 janë 1 = 2 =

, vlera efektive e tensionit dalës mund të gjendet nga shprehja

2/1

22

0 )(sin22

2

tdtVV S

2/1

2/12

)]2

2sin(

1[

)()2cos1(4

4

S

S

V

tdtV

9.8

Nëse ndryshon prej 0 deri në , V0 do të ndryshoj prej VS deri 0. Qarqet

e trigerimit të tiristorëve T1 dhe T2, në fig.9.3a duhet të jenë të ndara.

Një konfiguracion tjetër i këtij shndërruesi mund të realizohet me

një qark të vetëm për trigerimin e të dy tiristorëve, nëse tiristorët lidhen

me katodë të përbashkët dhe i shtohen dy dioda, siç është paraqitur në

fig.9.4. Tiristori T1 dhe dioda D1 përçojnë së bashku gjatë gjysmëciklit

pozitiv, ndërsa tiristori T2 dhe dioda D2 përçojnë gjatë gjysmëciklit

negativ. Pasi që ky qark mund ta ketë terminalin e përbashkët për

trigerimin e T1 dhe T2, këtu paraqitet nevoja vetëm për një qark të izoluar

të trigerimit, por shtohen dy dioda të fuqisë. Humbjet e fuqisë do të rriten

për shkak se në të njëjtën kohë përçojnë dy komponente të fuqisë, prandaj

edhe efikasiteti i qarkut zvoglohet.

v

i

D D

T T

v R

i

S

S

1 2

2 1

0

0

+

-

+

-

Fig.9.4 Shndërruesi njëfazor me katodë të përbashkët


253

Shndërruesi njëfazor i valës së plotë mund të realizohet edhe me

një tiristor dhe katër dioda si në fig.9.5a. Katër diodat veprojnë si drejtues

me urë. Tensioni në skajet e tiristorit T1 dhe rryma në te kanë gjithnjë të

njëjtën kahje. Me ngarkesë rezistive, rryma e tirstorit do të bie në zero për

shkak të komutimit natyrot në çdo gjysmëcikël, siç është paraqitur në

fig.9.5b. Por, nëse në qark ka induktivitet të lartë, mund të ndodhë që

tiristori të mos shkyçet në çdo gjysmëcikël të tensionit hyrës, dhe kjo

mund të ketë si pasojë humbjen e kontrollës në shndërrues.Te ky

konfiguracion, tri komponente gjysmëpërçuese të fuqisë përçojnë në të

njëjtën kohë, prandaj edhe efikasiteti i shndërruesit zvoglohet. Drejtuesi

me urë dhe tiristori veprojnë si ndërprerës dykahor, dhe në treg mund të

gjenden të realizuara si një modul i vetëm. Qarku i këtillë ka humbje

relativisht të vogla të fuqisë dhe ka pëpparësi të shumta praktike.

v

i

D

D D

D

T

v R

i

S

S1

4

1 3

2

0

0

+

-

(a)

0

0

Vm

V /Rm

vS

i0

g1

0


(b)

2

2+

-

iT

+

v1

- ..

Fig.9.5 Shndërruesi njëfazor me një tiristor: (a) qarku; (b) format

valore

Shembulli 9.3

Shndërruesi njëfazor i tensionit në fig.9.3a ka ngarkesë rezistive R = 10 dhe tension

efektiv hyrës VS = 120 V, 60 Hz. Këndet e kyçjes së tiristorëve T1 dhe T2 janë 1 = 2 =

/2. Të caktohet (a) tensioni efektiv dalës V0, (b) faktori i fuqisë hyrëse, PF; , (c) rryma

mesatare hyrëse IA dhe (d) rryma efektive e tirisorëve IR.


254

Zgjidhje


85.842

1200 V V

(b) Rryma efektive e ngarkesës është

485.810/85.84/00 RVI A


WRIP 95.71910485.8 22

00


WIVIVP SSSi 2.1018485.81200


707.02.1018

95.719

2

1

)2

2sin(

12/1

00

Si V

V

P

PPF

9.9


)(sin22

1tdtV

RI SA

7.2)1(cos2

2

R

VS A

(d) Vlera efektive e rrymës së tiristorit është


255

2/1

22

2)(sin2

2

1

tdtVR

I SR

2/1

2

2

)()2cos1(4

2

tdtR

VS

6)2

2sin(

1

2

2/1

R

VS A

9.5 SHNDËRRUESI NJËFAZOR ME NGARKESË INDUKTIVE

Në parktikë, shumica e ngarkesave kanë, deri në një farë mase,

karakter induktiv. Një shndërrues i tillë është parqitur në fig.9.6a.

Supozojmë se tiristori T1 është kyçur gjatë gjysmëciklit pozitiv dhe ai

bartë rrymën e ngarkesës. Për shkak të induktivitetit të ngarkesës, rryma e

tiristorit nuk do të bëhet zero në t = , kur tensioni hyrës fillon të bëhet

negativ, por ai do të vazhdoj të përçoj derisa rryma e tij i1 të bëhet zero në

momentin t = . Këndi i përcjelljes së tiristorit T1 është = dhe

varet nga këndi i kyçjes së tiristorit dhe këndi i faktorit të fuqisë së

ngarkesës . Format valore për rrymën e tiristorit, sinjalet kontrolluese

dhe tensionin hyrës janë paraqitur në fig.9.6b. Nëse është

tVv SS sin2 , tensioni momental hyrës dhe këndi i vonesës së

kyçjes së tiristorit T1, rryma e tiristorit i1 mund të caktohet nga

tVRidt

diL S sin21

1 9.12

Zgjidhja e ek.(9.12) ka formën

tLRS eAtZ

Vi )/(

11 )(sin2 9.13


256

Fig.9.6 Shndërruesi njëfazor i valës së plotë me ngarkesë RL: (a) qarku;

(b) format valore

ku 2/122 ])([ LRZ paraqet impedancën e ngarkesës ndërsa

)/(tan 1 RL këndin e shfazimit të ngarkesës. Konstanta A1 mund të

caktohet nga kushtet fillestare: në t , i1 = 0, dhe nga ek.(9.13)

)/)(/(

1 )(sin2 LRS eZ

VA 9.14


257

Me zëvëndsimin e shprehjes së fundit në ek.(9.13) fitohet

)([sin2

1 tZ

Vi S ])(sin )/)(/( tLRe 9.15

Këndi , kur rryma i1 bie në zero dhe tiristori T1 shkyçet, mund të gjendet

nga kushti 0)(1 ti në ek.(9.15) dhe është i dhënë me relacionin

/))(/()(sin)(sin LRe 9.16

Këndi , i cili quhet edhe këndi i ngacmimit, mund të caktohet nga

ekuacioni transcendental me metodën iterative të zgjidhjes. Pasi që të

jetë e njohur, atëherë mund të gjendet edhe këndi i përcjelljes së tiristorit

T1 nga

9.17


2/1

22

0 )(sin22

2

tdtVV S

2/1

2/12

)2

2sin

2

2sin(

1

)()2cos1(4

4

S

S

V

tdtV

9.18

Rryma efektive e tiristorit mund të gjendet nga ek.(9.15) si 2/1

2

1 )(2

1

tdiIR

2/1

2)/)(/( )(})sin(){sin(2

1

tdetZ

V tLRS

9.19

Rryma efektive në dalje pastaj mund të caktohet me kombinimin e

rrymave efektive të secilit tiristor si


258

RRR IIII 2)( 2/122

0 9.20

Rryma mesatare e tiristorit gjithashtu mund të caktohet nga ek.(9.15) si

)(2

11 tdiI A 9.21

)(])sin()[sin(2

2 )/)(/( tdetZ

V tLRS

Të shndërruesi me ngarkesë rezistive, sinjalet kontrolluese të

tiristorëve mund të jenë pulse të shkurta, ndërkaq për ngarkesë induktive

këto pulse nuk janë të përshtatshme. Kjo mund të spjegohet duke iu

referuar fig.9.6b. Kur të kyçet tiristorit T2 në t = + , tiristori T1 është

ende duke përçuar për shkak të induktivitetit të ngarkesës. Për kohën që i

nevojitet rrymës së tiristorit T1 të bie në zero në t = + , dhe ai të

shkyçet, pulsi i gejtit të T2 tani më është kryer, prandaj T2 nuk do të

kyçet. Dhe si pasojë do të punoj vetëm tiristori T1, duke shkaktuar forma

valore asimetrike të tensionit dhe rrymës dalëse. Kjo vështirësi mund të

evitohet me shfrytëzimin e sijnaleve kontinuale të gejtit me kohëzgjatje

prej () siç është paraqitur në fig.9.6c. Me shuarjen rrymës së T1,

tiristori T2 (me pulse të gejtit si në fig.9.6c) do të kyçet. Por, nga ana

tjetër, pulset kontinuale të gejtit rrisin humbjet dhe kërkojnë

transformator më të madh për izolimin e qarkut të trigerimit. Në praktikë,

për tejkalimin e këtij problemi, zakonisht përdoret një varg i impulseve të

shkurta, siç është treguar në fig.9.6d.

Nga ek.(9.15) shihet se tensioni i ngarkesës do të jetë sinusoidal

nëse këndi i vonesës është më i vogël se këndi i shfazimit . Nëse

është më i madh se ky kënd, rryma e ngarkesës do të jetë diskontinuale

dhe josinusoidale.

Vërejtje

1. Nëse , nga ek.(9.16) mund të gjendet

0)(sin)(sin 9.22

dhe 9.23


259

2. Pasi që këndi i përcjelljes , nuk mund të jetë më i madh

se dhe rryma e ngarkesës duhet të kaloj nëpër zero,

këndi i vonesës nuk mund të jetë më i vogël se ndërsa

brezi i rregullimit të këndit të vonesës është

(.24)

3. Nëse dhe pulset e gejtit të tiristorëve kanë

kohëzgjatje të madhe, rryma e ngarkesës nuk do të

ndryshojë me , por të dy tirisrorët do të përçojnë për .

Tiristori T1 do të kyçet në t = , dhe tiristori T2 do të

kyçet në t = + .

Shembulli 9.4

Shndërruesi njëfazor i valës së plotë në fig.9.6a ka ngarkesë R = 2.5 dhe L = 6.5 mH.

Tension efektiv hyrës VS = 120 V, 60 Hz. Këndet e kyçjes së tiristorëve T1 dhe T2 janë

1 = 2 = /2. Të caktohet (a) Këndi i përcjelljes së tiristorit T1, ; (b) tensioni efektiv

dalës V0; (c) rryma efektive e tirisorit IR; (d) rryma efektive dalëse I0; (e) rryma mesatare

e tirisorit IA; dhe (f) faktori i fuqisë hyrëse, PF.

Zgjidhje

(a) )/(tan 1 RL = 44.43

o

Nga ek.(9.16), me metodën iterative të zgjidhjes, fitohet

= 220.35o

Këndi i përcjelljes është

= = 220.43-90 = 130.43o

(b) Nga ek.(9.18), tensioni efektiv në dalje është

09.680 V V


260

(c) Me intergimin numerik të ek.(9.19) në mes të kufijëve t = deri në , fitohet

rryma efektive e tiristorit

07.15RI A

(d) Nga ek.(9.20), rryma efektive dalëse është

3.2107.15220 RII A

(e) Me intergimin numerik të ek.(9.21) fitohet rryma mesatare e tiristorit

23.8AI A

(f) Fuqia në ngarkesë është

WRIP 2.11345.23.21 22

00


WIVIVP SSSi 25563.211200


444.02556

2.13340 iP

PPF

Vërejtje Veprimi ndërprerës i tiristorëve i bënë ekuacionet e

rrymave jolineare. Prandaj ato duhet të zgjidhen me metoda numerike.

Në këtë shembull, për zgjidhjen e tyre, është shfrytëzuar programi i

gatshëm nga kompjuteri. Studentët nxiten që ta bëjnë verifikimin e

rezultateve të këtij shembulli dhe të shohin përparësinë e zgjidhjes

numerike, posaçërisht në zgjidhjen e ekuacioneve jolineare të qarqeve me

tiristorë.


261

9.6 SHNDËRRUESIT TREFAZORË TE GJYSMËVALËS

Në fig.9.7 është paraqitur qarku i shndërruesit trefazorë të

gjysmëvalës (ose unidirekcional) me ngarkesë të lidhur në yll. Rrjedha e

rrymës në ngarkesë është e kontrolluar me tiristorët T1, T3 dhe T5 ndërsa

diodat sigurojnë shtegun kthyes të rrymës.

iD

D

D

T

T

T

L

1

3

5

4

6

2

+

-- +

-

+

n

v

v

v

AN

BN

CN

a

b

c

N

A

B

C

vL

+

-

i

i

ia

b

c

Fig.9.7 Shndërruesi trefazorë i gjysmëvalës

Sekuenca e kyçjes së tiristorëve është T1, T3, T5. Për ta siguruar

rrjedhjen e rrymës nëpër shndërrues, së paku një tiristor duhet të përçoj.

Sikur të gjitha komponentet të ishin dioda, në të njëjtën kohë do të

përçonin tri dioda dhe këndi i përcjelljes së secilës diodë do të ishte 180o.

Mund të përkujtojmë se tiristori do të përçoj nëse tensioni i anodës së tij

është më i lartë se tensioni i katodës dhe nëse është i ngacmuar me sinjal

të gejtit. Tiristori njëherë i kyçur, do të shkyçet me zvoglimin e rrymës së

tij në zero.

Nëse është VS vlera efektive e tensionit fazor hyrës dhe nëse i

definojmë tensionet momentale hyrëse të fazave si

tVv SAN sin2

)3

2(sin2

tVv SBN

)3

4(sin2

tVv SCN


262

5 5 6 6 2 2 4 46 6 1 1 1 1 3 3 3 3 5 5

2 2 2 2 4 4 4 4 6 6

20

Vm

van vAN

vAN

vAN

0.5vAB

t

t

D6

D4

D2

g5

g3

g1

0

Vm

v v vA B CN N N

2

0.5vCA

0.5vAB

0

2

3Vm

v v vvAB BC CA

t

t

t

t

t

t

t

0.5vAC

Fig.9.8 Format valore për


263

Fig.9.9 Format valore për 15

56

1 3 52 4 6

20

van

0.5vAB

t

t

D6

D4

D2

g5

g3

g1

0

Vm

v v vA B CN N N

2

0

2

3Vm

v v vvAB BC CA

t

t

t

t

t

t

t

0.5vAC

3


264

atëherë, tensionet hyrëse linjore janë

)6

(sin6

tVv SAB

)2

(sin6

tVv SBC

)6

7(sin6

tVv SCA

Format valore të tensioneve hyrëse, tensioneve dalëse dhe këndet

e përcjelljes së komponenteve janë paraqitur në fig.9.8 për = 60o dhe në

fig.9.9 për = 150o. Duhet të theksohet se intervalet e përcjelljes në

fig.9.8 dhe 9.9 të paraqitura me vija të ndërprera, kanë gjërsi të njëjtë prej

30o. Për , mund të përçojnë dy ose tri komponente në të

njëjtën kohë dhe kombinimet e mundshme janë: (1) dy tiristorë dhe një

diodë, (2) një tiristor dhe një diodë, dhe (3) një tiristorë dhe dy dioda.

Nëse tri komponente përqojnë, paraqiten kushtet normale trifazore siç

është paraqitur në fig.9.10a dhe tensioni dalës fazor është i njëjtë me

tensionin hyrës fazor, p.sh.

tVvv SANan sin2 9.25

D

T1 T1

2

D6 D6

n n

a a

b bc c

A A

B B

Ci

i i

i ia a

b b

c

(a)

i =0c

(b)

Fig.9.10 Ngarkesa rezistive e lidhur në yll: (a) tri komponente përçuese;

(b) dy komponente përçuese


265

Nga ana tjetër, nëse vetëm dy komponente përçojnë në të njëjtën

kohë, rryma rrjedh vetëm përmes dy linjave, ndërsa linja e tretë mund të

konsiderohet si qark i hapur. Në skaje të ngarkesës do të paraqitet

tensioni linjor siç është paraqitir në fig.9.10b dhe tensioni dalës fazor do

të jetë gjysma e tensionit linjor (p.sh. nëse terminali c është i hapur),

)6

(sin2

23

2

tV

vv S

ABan 9.26

Forma valore për tensionin fazor dalës (p.sh. van) mund të

vizatohet drejtëpërsëdrejti nga tensionet fazore dhe linjore hyrëse, kështu

që nëse tri komponente përçojnë, tensionit van i përgjigjet tensioni vAN,

ndërsa kur përçojnë vetëm dy komponente këtij tensioni fazor i përgjigjet

tensioni linjor vAB/2 (ose vAC/2) dhe zero, nëse është i hapur terminali a.

Për 6o 12, në të njëjtën kohë përçon vetëm një tiristor dhe rryma

kthyese mund të ndahet me një ose dy dioda. Për 12o 21, në të

njëjtën kohë përçon vetëm një tiristor dhe një diodë.

Këndi i ngacmimit të tiristorit mund të vonohet edhe përtej 180o

(p.sh. për T1 është 210o për = 30

o siç është paraqitur në fig.9.9). Për

= 60o, këndi është i vonuar deri në 180

o, siç është paraqitur në fig.9.8.

Kjo ndodhë për shkak se tensioni i një faze dalëse mund të varet nga

tensioni hyrës linjor. Kur vAB bëhet zero në t = 150, rryma e tiristorit T1

vazhdon të rrjedh derisa vCB të bëhet zero në t = 210 dhe këndi =

210 jep tension dalës zero (dhe fuqi zero).

Pulset kontrolluese të gejtit të tiristorëve duhet të jenë kontinuale

dhe, në këtë rast, pulsi për T1 duhet të mbaroj në t = 210. Në praktikë,

pulset e gejtit zakonisht përbëhen nga dy pjesë. Pulsi i parë i tiristorit T1

starton kudo në mes të 0 dhe 150o dhe përfundon në t = 150, pulsi i

dytë, i cili mund të startoj në t = 150, gjithmonë nbaron në t = 210.

Kjo mundëson që rryma nëpër tiristorin T1 të rrjedh në periodën 150

t 210 dhe e rritë brezin e rregullimit të tensionit dalës. Ky brez i

vonesës është

0 210 9.27

Shprehja për tensionin efektiv fazor në dalje varet nga brezi i këndit të

vonesës. Tensioni efektiv dalës për ngarkesë të lidhur në yll mund të

caktohet si në vijim:


266

Për 0 90

2/1

2/12

3/4

22/3

2/3

2

3/4

3/2

22/

2/

2

3/2 2

2/12

0

2

0

)8

2sin

43(

13

)(3

sin)(

4

sin

)(3

sin)(

4

sin

)(3

sin

2

16

)(2

1

S

S

an

V

tdt

tdt

tdt

tdt

tdt

V

tdvV

9.28

Për 90o 120

2/1

2/1

2

3/4

2

2

2/3

23/4

3/2

2

2/

2

3/2 2

0

)224

11(

13

)]}(3

sin

)(4

sin)(

3

sin

)(4

sin

)(3

sin[

2

1{6

S

S

V

tdt

tdt

tdt

tdt

tdt

VV

9.29

Për 120o 210


267

2/1

2/1

2

3/22/3

2

3/22/

2

0

)16

2cos3

16

2sin

424

7(

13

)]}(4

sin

)(4

sin[

2

1{6

S

S

V

tdt

tdt

VV

9.30

D

T1 T1

2

D6 D6

b bc c

A A

BB

Ci

i i

i ia a

b b

c

(a) (b)

a a

i i

i i

i ia ab b

b bc c

c ca a

i =0c

Fig.9.11 Ngarkesa rezistve e lidhur në trekëndsh: (a) tri komponente

përçuese; (b) dy komponente përçuese

Në rastin e ngarkesës së lidhur në trekëndësh, tensioni dalës fazor

do të jetë i njëjtë si tensioni linjor. Por rryma linjore e ngarkesës do të

varet nga numri i komponeneteve që përçojnë në të njëjtën kohë. Nëse tri

komponente përçojnë, rrymat linjore dhe fazore do t’i përcjellin

relacionet normale të sistemeve trefazore, siç është paraqitur në fig.9.11a.

Nëse rryma në fazën a është iab = Im sin t, rryma linjore do të jetë iab –

ica = 3 Im sin (t-). Nëse në të njëjtën kohë përçojnë dy komponente,

njëri terminal i ngarkesës mund të konsiderohet qark i hapur siç është

treguar në fig.9.11b dhe ica = ibc = - iab/2. Rryma linjore e ngarkesës do të

jetë ia = iab – ica = (3Im/2) sin t = 1.5Im sin t.

Kompnentet e fuqisë mund të lidhen së bashku siç është paraqitur

në fig.9.12. Ky konfiguracion i përmbush kërkesat si tërsi unike, vetëm

nëse ka mundsi të lidhet pika neutrale e ngarkesës.


268

D

D

D

T

T

T

1

3

5

4

6

2

n

a

b c

A

B

Ci

i

ia

b

c

Fig.9.12 Konfiguracioni alternativ i shndërruesit trefazorë të

gjysmëvalës

Shembulli 9.5

Shndërruesi trefazorë në fig.9.7 furnizon ngarkesën rezistive të lidhur në yll R = 10

dhe tensioni efektiv linjor hyrës është 208 V, 60 Hz. Këndi i vonesës është = . Të

caktohet (a) tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (b) faktori i fuqisë hyrëse PF.

Zgjidhje

208LV V dhe 1203/ LS VV V

(a) Nga ek.(9.28), tensioni efektiv fazor dalës është

86.1100 V V

(b) Rryma efektive fazore e ngarkesës është

086.1110/86.110/0 RVIa A

dhe fuqia dalëse është

WRIP a 98.368610086.1133 22

0


269

Pasi që ngarkesa është e lidhur në yll, rryma e fazës është e barabartë me rrymën linjore,

IL = Ia = 11.086 A, fuqia hyrëse është

WIVP LSi 96.3990086.1112033

Faktori i fuqisë është

924.00 iP

PPF

Vërejtje. Faktori i fuqisë në këtë rast varet nga këndi i vonesë .

9.7 SHNDËRRUESIT TREFAZORË TË VALËS SË PLOTË

Shndërruesit unidirekcional (njëkahësh), të cilët përmbajnë rrymë

njëkahore dhe komponente të larta harmonike për shkak të natyrës

asimetrike të formës valore të tensionit dalës, zakonisht nuk shfrytëzohen

në ngasjen e motorëve alternativ. Për këtë qëllim më së shpeshti përdoret

shndërruesi trefazorë i valës së plotë (bidirekcional), qarku i të cilit, për

ngarkesë rezistive të lidhur në yll, është paraqitur në fig.9.12.

iT

T

T

T

T

T

L

1

3

5

4

6

2

+

-- +

-

+

n

v

v

v

AN

BN

CN

a

b

c

N

A

B

C

vL

+

-

i

i

ia

b

c

Fig.9.13 Shndërruesi trefazorë i valës së plotë


270

Veprimi i këtij shndërruesi është i ngjashëm me atë të

shndërruesit të gjysmëvalës, përveç që shtegu kthyes i rrymës në këtë rast

sigurohet me tiristorët T2, T4 dhe T6, në vend të diodave. Sekuenca e

kyçjes së tiristorëve është T1, T2, T3, T4, T5, T6. Nëse tensionet momentale

fazore definohen si

tVv SAN sin2

)3

2(sin2

tVv SBN

)3

4(sin2

tVv SCN

atëherë, tensionet hyrëse linjore janë

)6

(sin6

tVv SAB

)2

(sin6

tVv SBC

)6

7(sin6

tVv SCA

Format valore të tensioneve hyrëse, tensioneve fazore dalëse dhe

këndet e përcjelljes së komponenteve janë paraqitur në fig.9.13 për =

60o dhe në fig.9.14 për = 120

o. Për , pak para kyçjes së

tiristorit T1, përçojnë dy tiristorë. Kur T1 të jetë i kyçur, përçojnë tre

tiristorë. Tiristori shkyçet kur rryma e tij tenton ta ndryshoj kahjen.

Kushtet e punës së qarkut ndryshojnë në mes të rasteve kur përçojnë dy

dhe tre tiristorë.

Për 6o 9, në të njëjtën kohë përçojnë vetëm dy tiristorë.

Për 9o, edhepse dy tiristorë përçojnë në të njëjtën kohë, këtu

paraqiten edhe perioda kur asnjë tiristor nuk është i kyqur. Për 15,

nuk ka asnjë periodë kur përçojnë dy tiristorë dhe tensioni dalës bëhet

zero në = 15. Brezi i ndryshimit të mundshëm të këndit të vonesës

është

0 15 9.31


271

5 5 6 6 2 2 4 46 6 1 1 3 3 5 52 2 4 4

0

Vm

van

0.5vAB

0.5vAB

t

t

g6

g4

g2

g5

g3

g1

0

Vm

v v vA B CN N N

2

0.5vCA

0.5vAB

0

2

3Vm

v v vvAB BC CA

t

t

t

t

t

t

t

0.5vAC

0.5vAC

1 1 3 3 56

Fig.9.14 Format valore për


272

56

6 24 46 1 35 52 4

van

0.5vAB

0.5vAB

t

g6

g4

g2

g5

g3

g1

0

Vm

v v vA B CN N N

2

0

0

2

3Vm

v v

v

v

v

v

v

A

A

B

B

B

B

C

C

C

C

A

A

t

t

t

t

t

t

t

t

0.5vAC

0.5vAC

11 3 5 6

v

Fig.9.15 Format valore për 12


273

Tensioni efektiv dalës për ngarkesës të lidhur në yll mund të

gjendet si në vijim:

Për 6

2/1

2/1

3/2

22/

2/

23/2

3/

2

2/

4/

23/ 2

2/12

0

2

0

)8

2sin

46(

16

)]}(3

sin)(

4

sin)(

3

sin

)(4

sin)(

3

sin[

2

2{6

)(2

1

S

S

an

V

tdt

tdt

tdt

tdt

tdt

V

tdvV

9.32

Për 6o 9

2/1

2/13/6/5

3/2/

23/6/5

3/2/

2

0

)16

2cos3

16

2sin3

12(

16

)(4

sin)(

4

sin

2

26

S

S

V

tdt

tdt

VV

9.33

Për 9o 15

2/1

2/1

3/2/

2

3/2/

2

0

)16

2cos3

16

2sin

424

5(

16

)(4

sin)(

4

sin

2

26

S

S

V

tdt

tdt

VV

9.34

Disa qarqe të shndërruesve bidirekcional mund të lidhen së

bashku siç është paraqitur në fig.9.16 dhe ky konfiguracion vepron si një

njësi.


274

T

T

T

T

T

T

1

3

5

4

6

2

n

a

b c

A

B

Ci

i

ia

b

c

+

-

vAB

+

-vBC

+

vCA

-

Fig.9.16 Konfiguracioni trefazor për rregullim dykahor

Shembulli 9.6

Shndërruesi trefazorë në fig.9.13 furnizon ngarkesën rezistive të lidhur në yll R = 10

dhe tensioni efektiv linjor hyrës është 208 V, 60 Hz. Këndi i vonesës është = . Të

caktohet (a) tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (b) faktori i fuqisë hyrëse PF.

Zgjidhje

208LV V dhe 1203/ LS VV V

(a) Nga ek.(9.32), tensioni efektiv fazor dalës është

2/1

0 )]8

2sin

46(

1[6

SVV

Me zëvëndsimin e vlerave të dhëna numerike fitohet

9.1000 V V

(b) Rryma efektive fazore e ngarkesës është


275

09.1010/9.100/0 RVIa A

dhe fuqia dalëse është

WRIP a 24.30541009.1033 22

0

Pasi që ngarkesa është e lidhur në yll, rryma e fazës është e barabartë me rrymën linjore

IL = Ia = 10.09 A

Fuqia hyrëse është

WIVP LSi 4.363209.1012033

Faktori i fuqisë është

84.00 iP

PPF

Vërejtje. Faktori i fuqisë, i cili varet nga këndi i vonesë , në

përgjithësi është më i ulët në krahasim me atë të shndërruesit të

gjysmëvalës.

9.8 SHNDËRRUESIT TREFAZORË TË VALËS SË PLOTË NË TREKËNDËSH

Nëse çasja në terminalet e sistemit trefazorë është e mundshme,

elementet e rregullimit (ose komponentet e fuqisë) dhe ngarkesa mund të

lidhen në trekëndsh siç është paraqitur në fig.9.17. Pasi që rryma e fazës

te sistemet trefazore është vetëm 3/1 e rrymës linjore, brezet e rrymave

të tiristorëve do të jenë më të vogla se në rastin kur tiristorët vendosen në

linja.


276

T

T T

T

TT

6

15

3

42

a

c

A

B

Ci

i

ia

b

c

+

-

vAB

+

-vBC

+

vCA

-

i

i

iab

bc

ca

IL

+

-

VL

b

Fig.9.17 Shndërruesi trefazorë i lidhur në trekëndësh

Nëse përvehtësojmë se tensionet momentale linjore janë

tVvv SabAB sin2

)3

2(sin2

tVvv SbcBC

)3

4(sin2

tVvv ScaCA

Tensionet hyrëse linjore, rrymat fazore dhe linjore dhe sinjalet e

gejtit të tiristorëve për ngarkesë rezistive dhe për janë paraqitur

në fig.9.18. Për ngarkesë rezistive, vlera efektive e tensionit dalës fazor

mund të caktohet nga

2/1

2/12

2

2/12

0

2

0

)2

2sin(

1

3

sin)(sin2

2

2

)(2

1

S

S

ab

V

ttdtV

tdvV

9.35


277

Fig.9.18 Format valore për shndërrues të lidhur në trekëndësh,

për


278

Tensioni maksimal dalës mund të fitohet për , dhe brezi i rregullimit

të këndit të vonesës është

9.36

Rrymat linjore, të cilat mund të caktohen nga rrymat fazore, janë

caaba iii

abbcb iii 9.37

bccac iii

Nga fig.9.18 mund të vërehet se rrymat linjore varen nga këndi i vonesës

dhe këto rryma mund të jenë diskontinuale. Vlerat efektive të rrymave

fazore dhe linjore mund të caktohen me zgjidhjen numerike të vlerave

momentale të shprehura përmes serive Fourier. Nëse In është vlera

efektive e komponentes së n-të harmonike të rrymës fazore, atëherë, vlera

efektive e rrymës së fazës mund të gjendet nga

2/122

5

2

3

2

1 )...( nab IIIII 9.38

Për shkak të lidhjes në trekëndësh të ngarkesës, komponentet e trefishta

harmonike (p.sh. n = 3m, ku m është numër i plotë tek) të rrymave fazore

do të rrjedhin përqark trekëndshit të ngarkesës, dhe nuk do të shfaqen në

linjë, sepse komponentet harmonike të rendit zero të rrymave fazore janë

në fazë (nuk janë të shfazuara në mes vedi) në të tri fazat e ngarkesës.

Vlera efektive e rrymës linjore bëhet

2/122

11

2

7

2

5

2

1 )...(3 na IIIIII 9.39

Si rezultat i kësaj, vlera efektive e rrymës linjore nuk do të jetë e lidhur

me rrymën e fazës me shprehjen e zakonshme të sistemeve trefazore, por

do të jetë

aba II 3 9.40

Një formë alernative e shndërruesve të lidhur në trekëndësh është

paraqitur në fig.9.19. Në këtë rast, te ky konfiguracion nevojiten vetëm


279

tre tiristorë, ashtu që edhe kërkesat për qarqet e rregullimit thjeshtohen

dukshëm.

T

T T1 3

2

a

bc

A

B

Ci

i

ia

b

cL

L

L

Fig.9.19 Shndërruesi trefazorë me tre tiristorë

9.9 CIKLOKONVERTORËT

Në dalje të shndërruesve alternativ fitohet tension dalës i

ndryshueshëm, por frekuenca e tensionit dalës është e fiksuar dhe

përmbajtja e komponenteve harmonike është e lartë, posaçërisht në breze

të ulëta të tensionit dalës. Tension i ndryshueshëm dalës me frekuencë të

ndryshueshme mund të fitohet me anë të shndërruesve të tërthortë të cilët

përbëhen nga dy ose më tepër stade të shndërrimit: në stadin e parë nga

tensioni fiks alternativ fitohet tension i ndryshueshëm njëkahor (p.sh.nga

drejtuesi i kontrolluar) dhe në stadin e dytë nga tensioni i ndryshueshëm

njëkahor fitohet tension me frekuencë të ndryshueshme (p.sh. nga

invertori). Në këtë rast, pra nevojiten dy ose më tepër shndërrues, me çka

rritet kosoja e pajisjes dhe shkaktohen humbje të energjisë në qarqet

ndërmjetësuese. Kërkesa për një ose më shumë shndërrues të ndërmjemë

mund të eliminohet me anë të ciklokonvertorëve. Ciklokonvertori është

shndërrues i drejtëpërdrejtë i cili bënë shndërrimin e fuqisë alternative të

një frekuence në fuqi alternative të frekuencës tjetër pa shndërrim

ndërmjetësues.

Shumica e ciklokonvertorëve janë me komutim të natyrshëm dhe

frekuenca maksimale dalëse është e kufizuar deri në një vlerë e cila është

vetëm një pjesë e frekuencës së burimit. Si rezultat i këtij kufizimi,


280

zbatimi i ciklokonvertorëve është i redukuar në pajisje me shpejtësi të

ulët, p.sh. ngasje të motorëve alternativ në brez deri në 15,000 kW me

frekuencë prej 0 deri në 20 Hz.

Zhvillimi i teknikave të shndërrimit dhe metodave bashkohore të

rregullimit, nga njëra anë, si dhe zhvillimi i komponenteve të fuqisë me

shpejtësi të lartë dhe mikroprocesorëve, nga ana tjetër, mundëson

implementimin e strategjive të avansuara të ndryshimit të drejtëpërdrejtë

të frekuencës, zvoglimin e përmbajtjes harmonike dhe optimizimin e

efikasitetit të shndërruesve alternativ. Funksionet e shndërruesve të

këtillë mund të programohen ashtu që në mënyrë optimale të kombinohen

shndërrimet e kërkuara të fuqisë. Për shkak të natyrës komplekse të

derivimeve të madhësive, këta shndërrues nuk do të trajtohen më tepër.

Lexusesit e interesuar mund të gjejnë të dhëna në referencat [1,2].

9.9.1 Ciklokonvertorët njëfazor

Parimi i punës së ciklokonvertorit njëfazor mund të spjegohet me

anë të fig.9.20a. Në këtë rast, dy shndërrues të kontrolluar njëfazor

punojnë si drejtues me urë. Por, këndet e tyre të vonesës janë të tilla, që

tensioni dalës i njërit konvertor është i barabartë, por me polaritet të

kundërt, me tensionin dalës të konvertorit të dytë. Nëse konvertori P

punon vetëm, tensioni mesatar në dalje është pozitiv dhe nëse konvertori

N punon vetëm, tensioni dalës është negativ. Në fig.9.20.b janë paraqitur

format valore për tensionet dalëse dhe sinjale të gejtit të konvertorit

pozitiv dhe neagtiv, ku konvertori pozitiv punon për T0/2 dhe ai negativ

për kohën T0/2. Frekuenca e tensionit dalës është f0 = 1/T0.

Nëse p është këndi i vonësë së konvertorit pozitiv, këndi i

vonesës së konvertorit negativ është n = - p. Tensioni mesatar dalës i

konvertorit pozitiv është i barabartë dhe në opozitë me atë të konvertorit

negativ.

12 dcdc VV 9.41

Ngjashëm si te konvertorët dual në Kapitullin 5.5, vlerat

momentale të dy tensioneve dalëse mund të ndryshojnë në mes vedi, dhe

ne këtë rast paraqitet rryma qarkulluese. Kjo rrymë mund të kufizohet me


281

një reaktansë LR në mes të grupeve, siç është paraqitur në fig.9.21. Nëse

konvertori P punon vetëm, tensioni mesatar në dalje është pozitiv dhe

nëse konvertori N punon vetëm, tensioni dalës është negativ. Në

fig.9.20.b janë paraqitur format valore për tensionet dalëse dhe sinjale të

gejtit të konvertorit pozitiv dhe neagtiv, ku konvertori pozitiv punon për

T0/2 dhe ai negativ për kohën T0/2. Frekuenca e tensionit dalës është f0 =

1/T0.

T

T

T

TT

T

T

T

1

1

3

32

2

4

4

''

' '

v01 v02

+

-

vS

ip

iS P-Konvertori N-Konvertoriin

+ -

- +

i0

(a)

Fig.9.20 Ciklokonvertori njëfazor: (a) qarku; (b) format valore për

ngarkesë rezistive


282

Nëse p është këndi i vonësë së konvertorit pozitiv, këndi i

vonesës së konvertorit negativ është n = - p. Tensioni mesatar dalës i

konvertorit pozitiv është i barabartë dhe në opozitë me atë të konvertorit

negativ.

12 dcdc VV 9.41

Ngjashëm si te konvertorët dual në Kapitullin 5.5, vlerat

momentale të dy tensioneve dalëse mund të ndryshojnë në mes vedi, dhe

ne këtë rast paraqitet rryma qarkulluese. Kjo rrymë mund të kufizohet me

një reaktansë LR në mes të grupeve, siç është paraqitur në fig.9.21.

v p

+

-

+

-

+

-

vS

vS

Ngarkesa

iS

iS

i0

T

T

T

T

1

1

2

2

'

'

ip

in

LR

Konvertori pozitiv

Konvertori negativ

Fig.9.21 Ciklokonvertori me reaktansë në mes të grupeve

Shembulli 9.7

Ciklokonvertori në fig.9.20a ka tensionin hyrës me vlerë efektive 120 V, 60 Hz.

Rezistenca e ngarkesës është 5 dhe induktiviteti i ngarkesës është L = 40 mH.

Frekuenca e tensionit dalës është 20 Hz. Nëse konvertorët punojnë si gjysmëkonvertorë

ashtu që dhe këndi i vonesës është p = 2/3, të caktohet: (a) vlera efektive e

tensionit dalës Vo, (b) rryma efektive e secilit tiristor IR, dhe (c) faktori i fuqisë hyrëse

PF.


283

Zgjidhje

(a) Për , nga ek.(9.8) caktohet tensioni efektiv në dalje si

53)]2

2sin(

1[ 2/1

0

SVV V

(b) 09.7)]1040202(5[])([ 2/1322/12

0

2 LRZ

dhe 2.45)/(tan 0

1 RL

Rryma efektive e ngarkesës është

48.709.7/53/00 ZVI A

Rryma efektive nëpër secilin konvertor është

29.52/0 III NP A

dhe rryma efektive nëpër secilin tiristor është

47.32/ PR II A

(c) Rryma efektive hyrëse është

48.70 IIS A

dhe fuqia hyrëse është

WIVP SSi 6.897


WIVP 35.2792.45cos48.753cos000

Nga ek.(9.8), faktori i fuqisë hyrëse është


284

311.0)]2

2sin(

1[cos

cos 2/100

si V

V

P

PPF

9.9.2 Ciklokonvertorët trefazorë

Në fig.9.22.a është paraqitur qarku i ciklokonvertorit

trefazorë/njëfazor. Dy konvertorët ac-dc punojnë si drejtues të kontrolluar

trefazorë. Sinteza e formës valore dalëse për frekuencë dalëse prej 10 Hz

Fig.9.22 Konvertori trefazorë/njëfazor: (a) qarku; (b) format valore


285

është paraqitur në fig.9.22.b. Konvertori pozitiv punon për gjysmën e

periodës së frekuencës dalëse ndërsa konvertori negativ për gjysmën

tjetër të gjysmëperiodës. Analiza e këtij ciklokonvertori është e ngjashme

me atë të konvertorit njëfazor/njëfazor.

Te rregullimi i motorëve alternativ nga dalja e shndërruesit

kërkohet tension trefazorë me frekuencë të ndryshueshme. Ky tension

mund të fitohet nëse konvertori nga fig.9.22a zgjërohet me gjashtë

konvertorë trefazorë siç është paraqitur në fig.9.23.a. Secila fazë

përmbanë gjashtë tiristorë siç është paraqitur në fig.9.23b, dhe në këtë

rast nevojiten gjithësejt 18 tiristorë. Nëse përdoren gjashtë konvertorë të

fazës së plotë, do të duhen 36 tiristorë.

(b)

P P PN N N

Ngarkesae fazes a

Ngarkesae fazes b

Ngarkesae fazes c

(a)

A

B

C

T T T

T T T

1 2

1 2 3' ''

Fig.9.23 Ciklokonvertori trefazorë/trefazorë


286

9.9.3 Zvoglimi i komponenteve harmonike dalëse

Nga fig.9.20b dhe 9.22b mund të vërehet se tensioni dalës nuk

është sinusoidal, dhe si rezultat i kësaj ai përmbanë komponente

harmonike. Faktori i fuqisë hyrëse varet nga këndi i vonesës dhe është i

ulët posaçërisht në breze të ulëta të tensioneve dalëse. Tensioni dalës i

ciklokonvertorëve është i formuar nga segmentet e tensionit hyrës.

0

0

0

0

0

0 Konvertori P

Konvertori N

S

S

S

S

S

S

S

S

S

t

t

t

t

t

t

t

t

t

T /20 T /20

1 12 23 3

0

v0

2

22

VS

VS

vS

vS

2 30

0

-

-2 /( )v =r V sin tr 0

g ,g1 2

g ,g3 4

g ',g '1 2

g ',g '3 4

' ' '

Fig.9.24 Gjenerimi i sinjaleve të gejtit


287

Vlera mesatare e tensionit të secilit segment varet nga këndi i

vonesës për atë segment. Nëse këndet e vonesës së segmenteve

ndryshojnë asisoji që vlerat mesatare të tensioneve të segmenteve t’i

përgjigjen sa është e mundur më tepër ndryshimeve të tensionit të

dëshiruar sinusoidal në dalje, atëherë komponentet harmonike të tensionit

dalës mund të minimizohen. Ekuacioni (5.21) tregon se tensioni mesatar

dalës i segmentit është funksion kosinusoidal i këndit të vonesës. Prandaj

këndet e vonesës së segmeneteve mund të gjenerohen me krahasimin e

një kosinusoide me frekuencë të burimit ( )cos2 tVv SSc me një

tension referent sinusoidal me frekuencë dalëse ( )cos2 0tVv rr . Në

fig.9.24 është paraqitur gjenerimi i sinjaleve të gejtit për tiristorët e

ciklokonvertorit në fig.9.22a. Në këtë mënyrë fitohet tensioni dalës që

përafrohet më tepër me sinusoidën dhe kësisoji zvoglohen komponentet

harmonike të daljes.

Tensioni maksimal mesatar i segmentit (i cili paraqitet për P = 0)

duhet të jetë i barabartë me vlerën maksimale të tensionit dalës; për

shembull, nga ek.(5.21)

0222

VV

V Sp

9.42

prej nga fitohet vlera efektive e tensionit dalës si

pSVV

V22

0 9.43

Shembulli 9.8

Ciklokonvertori në fig.9.20a ka tensionin hyrës me vlerë efektive 120 V, 60 Hz.

Rezistenca e ngarkesës është 5 dhe induktiviteti i ngarkesës është L = 40 mH.

Frekuenca e tensionit dalës është 20 Hz. Nëse konvertorët punojnë si gjysmëkonvertorë

ashtu që dhe këndet e vonesës janë gjeneruar me krahasimin e një sinjali

kosinusoidal me frekuencë të burimit me sinjalin sinusoidal me frekuencë dalëse siç

është paraqitur në fig.9.24, të caktohet (a) vlera efektive e tensionit dalës Vo, (b) rryma

efektive e secilit tiristor IR, dhe (c) faktori i fuqisë hyrëse FP.

Zgjidhje

(a) Nga ek.(9.43) mund të caktohet tensioni efektiv në dalje si


288

39.766366.02

0

SS V

VV V

(b) Impedanca e ngarkesës është

09.7)]1040202(5[])([ 2/1322/12

0

2 LRZ

dhe këndi i ngarkesës

2.45)/(tan 0

1 RL


77.1009.7/39.76/00 ZVI A

Rryma efektive nëpër secilin konvertor është

62.72/0 III NP A

dhe rryma efektive nëpër secin tiristor është

39.52/ PR II A

(c) Rryma efektive hyrëse është

77.100 IIS A

dhe fuqia hyrëse është

WIVP SSi 4.1292


WIVP 73.579cos000

dhe faktori i fuqisë hyrëse është


289

449.0cos6366.00 iP

PFP

Vërejtje. Ekuacioni i fundit tregon se faktori i fuqisë hyrëse nuk

varet nga këndi i vonesës por vetëm nga këndi i ngarkesës .

9.10 SHNDËRRUESIT ALTERNATIV ME RREGULLIM PULSIV-GJËRSOR

Shndërruesit alternativ me tiristorë me komutim natyror

shkaktojnë komponente harmonike të rendit të ulët si në anën e ngarkesës

ashtu edhe në atë të burimit dhe kanë faktor të fuqisë hyrëse të ulët.

Performansat e shndërruesve alternativ mund të përmirësohen me

rregullim pulsiv-gjërsor. Konfiguracioni i qarkut të një shndërruesi

njëfazor më rregullim pulsiv-gjërsor është paraqitur në fig.9.25a, ndërsa

në fig.9.25b janë paraqitur sinjalet e gejtit për ndërprersit e qarkut.

D

D

D

D

N

N

1

1

1

1

2

2

2

2'

''

'

vS

i0

R

L

v0

+

-

(a)

N

N

N

N1

1

2

2

'

'

0

0

0

0

(b)

N

N

Fig.9.25 Shndërruesi alternativ me rregullim pulsiv-gjërsor: (a)

qarku; (b) sinjalet e gejtit


290

Ndërprersit N1 dhe N2 kyçen dhe shkyçen disa herë gjatë

gjysmëciklit pozitiv gjegjësisht negativ të tensionit hyrës. Ndërprersit N1’

dhe N2’ sigurojnë shtegun kthyes të rrymës së ngarkesës, gjatë kohës kur

ndërprersit N1 dhe N2 janë në gjendje të shkyçur. Diodat sigurojnë

mbrojtjen e ndërprerësve nga tensionet reverze.

Tensioni dalës për ngarkesë rezistive është paraqitur në fig.9.26a.

Rryma e ngarkesës do ta përcjell formën valore të tensionit dalës, ndërsa

për ngarkesë RL, rryma e ngarkesës do të rritet në kahje pozitive ose

negative kur të kyçet ndërprerësi N1 gjegjësisht N2. Ngjashëm, rryma e

ngarkesës shuhet kur të kyçet N1’ ose N2’.

v

V

-V

i0

m

m

0

0

0

t

t

(a)

(b)

Fig.9.26 Tensioni dalës dhe rryma e ngarkesës për shndërrues alternativ

me rregullim pulsiv-gjërsor

9.11 PROJEKTIMI I SHNDËRRUESVE ALTERNATIV

Gjatë projektimit të qarqeve të shndërruesve alternativ (por edhe

të qarqeve të shndërruesve në përgjithësi), brezet e tensioneve dhe të

rrymave të komponenteve të fuqisë duhet të projektohen për kushtet e

rastit më kritik, i cili paraqitet kur shndërruesi jep vlerën efektive

maksimale të tensionit dalës Vo. Hyrja dhe filtrat dalës gjithashtu duhet të

projektohen për kushtet e rastit më kritik. Pasi që dalja e shndërruesit të

fuqisë përmban komponente harmonike, këndi i vonesës gjithashtu duhet


291

të caktohet për kushtet e rastit më kritik të konfiguracionit të caktuar të

qarkut të shndërruesit.

Hapat e nevojshëm gjatë projektimit të qarkut të shndërruesit

alternativ dhe filtrave përkatës janë të ngjashëm me ato për projektimin e

qarqeve të drejtuesve në Kapitullin 3.11.

T

T

1

2

vS

i0

R

Lv0

+

-

(a)

(b)

C

v

V

0

m

0

t

Fig.9.27 Shndërruesi i njëfazor i valës së plotë

Shembulli 9.9

Shndërruesi njëfazor i valës së plotë në fig.9.27a konrollon rrjedhën e fuqisë nga burimi

alternativ 230 V 60 Hz në ngarkesë rezistive. Fuqia e dëshiruar maksimale dalëse është

10 kW. Të llogaritet (a) brezi i rrymave efektive maksimale të tiristorëve IRM, (b) brezi i

rrymave mesatare maksimale të tiristorëve IAM, (c) rryma maksimale e tiristorëve Im, dhe

(d) vlera maksimale e tensionit reverz të tirisorit VRmax.

Zgjidhje

Qarku do të jep fuqi maksimale kur këndi i vonesës është = 0. Nga ek (9.8), vlera

efektive e tensionit dalës është

2300 SVV V


292


00010/2

00 RVP

prej nga mund të llogaritet vlera e rezistencës së ngarkesës

29.5R

(a) Vlera maksimale efektive e rrymës së ngarkesës është

48.43/00 RVI M A

dhe vlera efektive maksimale e rrymës së tiristorit është

75.302/0 MRM II A

(b) Nga ek.(9.10), rryma mesatare maksimale e tiristorit është

57.1929.5

2302

AMI A

(c) Rryma maksimale e tiristorit është

5.61/ RVI mm A

(d) Tensioni maksimal reverz në skaje të tiristorit është

3.3252max SmR VVV V


293

PASQYRË PYETJESH

9.1 Cilat janë përparësit dhe të metat e rregullimit me kyçje-

shkyçje?

9.2 Cilat janë përparësit dhe të metat e rregullimit me kënd

fazor?

9.3 Cilat janë efektet e induktivitetit të ngarkesës në

performnsat e shndërruesve të tensionit alternativ?

9.4 Çka është këndi i kyçjes?

9.5 Cilat janë përparësit dhe të metat e shndërruesve njëkahësh

(unidirekcional)?

9.6 Cilat janë përparësit dhe të metat e shndërruesve dykahësh

(bidirekcional)?

9.7 Cilat janë përparësit dhe të metat e shndërruesve të lidhur

në trekëndësh?

9.8 Cili është brezi i rregullimit të këndit të vonesës për

shndërruesit unidirekcional?


shndërruesit bidirekcional?


shndërruesit trefazorë bidirekcional?

9.11 Çka është ciklokonvertori?

9.12 Cilat janë përparësit dhe të metat e ciklokonvertorëve?

9.13 Cilat janë përparësit dhe të metat e shndërruesve të

tensionit alternativ?

9.14 Cili është parimi i punës së ciklokonvertorit?

9.15 Çfarë efekti shkakton induktiviteti i ngarkesës në

performansat e ciklokonvertorit?


294

9.16 Cilat janë tri konfiguracionet e mundshme të qarkut të

shndërruesit njëfazor të valës së plotë?

9.17 Si mund të zvoglohen komponentet harmonike te

ciklokonvertorët?

9.18 Çka janë kushtet e rastit më kritik të projektimit të

komponenteve të fuqisë për shndërrues alternativ?

PROBLEME

9.1 Shndërruesi njëkahor i tensionit në fig.9.1a shfrytëzohet për

nxemje të ngarkesës rezistive R = 5 dhe tension efektiv hyrës

është VS = 220 V, 50 Hz. Ndërprerësi tiristorik është i kyçyr për

n = 125 cikle dhe është i shkyçur për m = 75 cikle. Të caktohet:

(a) tensioni efektiv dalës V0, (b) faktori i fuqisë hyrëse, PF; dhe

(c) rrymat mesatare dhe efektive të tiristorëve.

9.2 Shndërruesi njëkahor i tensionit në fig.9.1a shfrytëzon

rregullimin me kyçje-shkyçje për nxemjen e ngarkesës rezistive

R = 4 dhe tension efektiv hyrës VS = 220 V, 50 Hz. Nëse

fuqia e dëshiruar dalëse është P0 = 3 kW, të caktohet: (a) cikli i

punës k, dhe (b) faktori i fuqisë hyrëse, PF.

9.3 Shndërruesi njëfazor i tensionit në fig.9.2a ka ngarkesë rezistive

R = 5 dhe tension efektiv hyrës VS = 120 V, 60 Hz. Këndi i

kyçjes së i tiristorit është = /3. Të caktohet: (a) tensioni

efektiv dalës V0, (b) faktori i fuqisë hyrëse, PF; dhe (c) rryma

mesatare hyrëse.


R = 5 dhe tension efektiv hyrës VS = 220 V, 50 Hz. Nëse

fuqia e dëshiruar dalëse është P0 = 2 kW, të llogatitet: (a) këndi

i kyçjes së i tiristorit , dhe (b) faktori i fuqisë hyrëse PF.


R = 5 dhe tension efektiv hyrës VS = 120 V, 60 Hz. Këndet e

kyçjes së tiristorëve T1 dhe T2 janë 1 = 2 = 2/3. Të caktohet:


295

(a) tensioni efektiv dalës V0, (b) faktori i fuqisë hyrëse, PF; , (c)

rryma mesatare hyrëse IA dhe (d) rryma efektive e tirisorëve IR.


R = 1.5 dhe tension efektiv hyrës VS = 220 V, 50 Hz. Nëse

fuqia e dëshiruar dalëse është P0 = 7.5 kW, të llogatiten: (a)

këndet e kyçjes së tiristorëve T1 dhe T2; (b) tensioni efektiv

dalës V0, (c) faktori i fuqisë hyrëse, PF; , (d) rryma mesatare

hyrëse IA dhe (d) rryma efektive e tirisorëve IR.

9.7 Shndërruesi njëfazor i valës së plotë në fig.9.6a ka ngarkesë R =

5 dhe L = 5 mH. Tension efektiv hyrës është VS = 120 V, 60

Hz. Këndet e kyçjes së tiristorëve T1 dhe T2 janë 1 = 2 = /3.

Të caktohet: (a) Këndi i përcjelljes së tiristorit T1, ; (b) tensioni

efektiv dalës V0; (c) rryma efektive e tirisorit IR; (d) rryma

efektive dalëse I0; (e) rryma mesatare e tirisorit IA; dhe (f)

faktori i fuqisë hyrëse, PF.

9.8 Shndërruesi trefazorë në fig.9.7 furnizon ngarkesën rezistive të

lidhur në yll R = 5 dhe tensioni efektiv linjor hyrës është 380

V, 50 Hz. Këndi i vonesës është = 6. Të caktohet: (a)

tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (b) faktori i fuqisë hyrëse

PF.

9.9 Shndërruesi trefazorë në fig.9.7 furnizon ngarkesën

rezistive të lidhur në yll R = 2.5 dhe tensioni efektiv

linjor hyrës është 380 V, 50 Hz. Nëse fuqia e dëshiruar

dalëse është P0 = 12 kW, të llogaritet: (a) këndi i vonesës

është , (b) tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (c) faktori

i fuqisë hyrëse PF.

9.10 Shndërruesi trefazorë në fig.9.7 furnizon ngarkesën rezistive të

lidhur në yll R = 5 dhe tensioni efektiv linjor hyrës është 380

V, 50 Hz. Këndi i vonesës është = 23. Të caktohet: (a)

tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (b) faktori i fuqisë hyrëse

PF.

9.11 Shndërruesi trefazorë bidirekcional në fig.9.12 furnizon

ngarkesën rezistive të lidhur në yll R = 5 dhe tensioni efektiv

linjor hyrës është 380 V, 50 Hz. Këndi i vonesës është = 6.

Të caktohet: (a) tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (b) faktori i

fuqisë hyrëse PF.


296


ngarkesën rezistive të lidhur në yll R = 2.5 dhe tensioni

efektiv linjor hyrës është 380 V, 50 Hz. Nëse fuqia e dëshiruar

dalëse është P0 = 12 kW, të llogaritet: (a) këndi i vonesës është

, (b) tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (c) faktori i fuqisë

hyrëse PF.


ngarkesën rezistive të lidhur në yll R = 5 dhe tensioni efektiv

linjor hyrës është 380 V, 50 Hz. Këndi i vonesës është =

23. Të caktohet: (a) tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (b)

faktori i fuqisë hyrëse PF.

9.14 Shndërruesi trefazorë bidirekcional i lidhur në trekëndësh në

fig.9.14 ka ngarkesë rezistive R = 5 dhe tensioni efektiv

linjor hyrës është 380 V, 50 Hz. Këndi i vonesës është = 3.

Të caktohet: (a) tensioni efektiv fazor dalës V0; dhe (b) shprehja

për rrymat momentale ia, iab, dhe ica; (c) rryma efektive dalëse e

fazës Iab dhe rryma efektive dalëse linjore Ia; (d) faktori i fuqisë

hyrëse PF; dhe (e) rryma efektive e tiristorëve IR.

9.15 Ciklokonvertori në fig.9.20a ka tensionin hyrës me vlerë

efektive 120 V, 60 Hz. Rezistenca e ngarkesës është 2.5 dhe

induktiviteti i ngarkesës është L = 40 mH. Frekuenca e tensionit

dalës është 20 Hz. Nëse konvertorët punojnë si

gjysmëkonvertorë ashtu që dhe këndi i vonesës është

p = /2, të caktohet (a) vlera efektive e tensionit dalës Vo, (b)

rryma efektive e secilit tiristor IR, dhe (c) faktori i fuqisë hyrëse

FP.

9.16 Të përsëritet Prob.9.15 për L = 0.

9.17 Ciklokonvertori në fig.9.20a ka tensionin hyrës me vlerë

efektive 120 V, 60 Hz. Rezistenca e ngarkesës është 2.5 dhe

induktiviteti i ngarkesës është L = 40 mH. Frekuenca e tensionit

dalës është 20 Hz. Nëse këndet e vonesës janë gjeneruar me

krahasimin e një sinjali kosinusoidal me frekuencë të burimit

me sinjalin sinusoidal me frekuencë dalëse siç është paraqitur

në fig.9.24, të caktohet (a) vlera efektive e tensionit dalës Vo,

(b) rryma efektive e secilit tiristor IR, dhe (c) faktori i fuqisë

hyrëse FP.


297

9.18 Shndërruesi njëfazor i valës së plotë në fig.9.27a konrollon

rrjedhën e fuqisë nga burimi alternativ 220 V 50 Hz në

ngarkesë rezistive. Fuqia e dëshiruar maksimale dalëse është 30

kW. Të llogaritet (a) brezi i rrymave efektive maksimale të

tiristorëve IRM, (b) brezi i rrymave mesatare maksimale të

tiristorëve IAM, (c) rryma maksimale e tiristorëve Im, dhe (d)

vlera maksimale e tensionit reverz të tirisorit VRmax.

10. SHNDËRRUESIT NJËKAHOR (ÇOPERËT)

10.1 HYRJE

Në shumë zbatime industriale kërkohet që tensioni njëkahor i

burimit me një vlerë të pandryshueshme (fikse) të shndërrohet në tension

gjithashtu njëkahor, por të ndryshueshëm. Shdërruesi njëkahor këtë

konvertim e bënë drejtëpërsëdrejti dhe ky qark është i njohur edhe si

çoper. Çoperi mund të konsiderohet edhe si një ekuivalent njëkahor i

transformatorit, te i cili, herësi i transformimit ndryshon kontinualisht. Si

edhe transformatori, çoperi mund të shfrytëzohet për ngritjen (tensioni

dalës më i lartë se tensioni i burimit) ose zvoglimin e tensionit njëkahor

të burimit.

Çoperët shfrytëzohen shumë në rregullimin e tërheqjes te

automobilat elektrik, trolejbusat, trenat, platformat detare dhe

minahedhësit. Këta shndërrues sigurojnë rregullim të rrafshtë të nxitimit,

efikasitet të lartë dhe përgjigje të shpejtë dinamike. Çoperët mund të

shfrytëzohen te ndërprerjet regjenerative e motorëve njëkahor për

kthimin e energjisë në burim, dhe ky veprim mundëson kursimin e

energjisë te sistemet transportuese tek të cilat, gjatë punës së rregulltë,

janë të pranishme ndërprerjet e shpeshta. Çoperët shfrytëzohen te

rregullatorët e tensionit njëkahor, dhe gjithashtu, së bashku me një

induktor, këto qarqe shfrytëzohen për gjenerimin e burimit të rrymës

njëkahore te invertorët e rrymës.


298

10.2 PRINCIPI I PUNËS SË ÇOPERIT PËR ZVOGLIM TË TENSIONIT

Principi i punës së çoperit, i cili mundson fitimin e tensionit më të

ulët në dalje se tensioni i burimit, mund të spjegohet përmes fig.10.1a.

Kur ndërprersi N është i mbyllur për një kohë t1, tensioni hyrës VS

paraqitet në ngarkesë. Nëse ndërprersi mbetet i shkyçur për një kohë t2,

tensioni në ngarkesë është zero. Format valore të tensionit dalës dhe

rrymës së ngarkesës janë paraqitur gjithashtu në fig.10.1.b. Ndërprersi, te

çoperi mund të realizohet me (1) BJT të fuqisë, (2) MOSFET të fuqisë,

(3) GTO ose (4) me tiristor me komutim të dhunshëm. Komponentet

praktike kanë një rënie të caktuar të tensionit në brez prej 0.5 deri 2 V,

por, për shkak të thjeshtimit të punës gjatë analizës së qarqeve, këtë rënie

të tensionit në komponentet gjysmëpërçuese të fuqisë, nuk do ta

përfillim.

+

-

V

V

v

i

R

N

S

H

0

0

+

-

Coperi,t

t

t

t

T

t

t

1

1

2

2

0

0

VS

V /RS

v0

kT T

i

(a) (b)

Fig.10.1 Çoperi me ngarkesë rezistive: (a) qarku; (b) format

valore

Tensioni mesatar në dalje është i dhënë me shprehjen

SSS

t

m kVVftVT

tdtv

TV 1

1

0

0

11 10.1

dhe rryma mesatare e ngarkesës është Im = Vm/R = kVS/R. T është perioda

e ndërprerjes, ndërsa k = t1/T është cikli i punës së çoperit, dhe f është

10 SHNDËRRUESIT NJËKAHOR (ÇOPERËT)

299

frekuenca e ndërprerjes. Vlera efektive e tensionit dalës mund të gjendet

nga

S

kT

VkdtvT

V 2/1

0

2

00 )1

( 10.2

Duke përvehtësuar se çoperi është pa humbje, fuqia hyrëse e çoperit është

e njëjtë me fuqinë dalëse dhe është e dhënë me

R

Vkdt

R

v

Tidtv

TP S

kTkT

i

2

0

2

0

0

0

11 10.3

Rezistenca efektive e shikuar nga ana e burimit është

k

R

RkV

V

I

VR

S

S

m

Si

/ 10.4

Cikli i punës k mund të ndryshoj nga 0 deri 1 me ndryshimin e

kohës t1, periodës T ose frekuencës f. Prandaj, me rregullimin e ciklit të

punës k, tensioni dalës V0 mund të ndryshoj nga vlera 0 deri në VS dhe në

këtë mënyrë mund të rregullohet rrjedha e fuqisë. Rregullimi i tensionit

njëkahor dalës mund të bëhet në dy mënyra të punës:

1. Puna me frekuencë konstante. Frekuenca e ndërprerjes f

(ose perioda e ndërprerjes T) mbahet konstante dhe

ndryshon koha e kyçjes t1. Në këtë mënyrë ndryshohet

gjërsia e pulseve dhe ky tip i rregullimit është i njohur si

modulimi pulsiv-gjërsor.

2. Puna me frekuencë të ndryshueshme. Frekuenca e

ndërprerjes ndryshohet, ndërsa edhe koha e kyçjes t1 edhe

koha e shkyçjes t2 mbahen konstante. Ky tip i rregullimit

quhet modulimi frekuencor. Frekuenca do të duhej të

ndryshohet në një brez të gjërë për ta fituar brezin e plotë

të tensionit dalës. Ky tip i rregullimit gjeneron

komponente harmonike në frekuenca të paparashikueshme

dhe projektimi i filtrave përkatës është i vështirsuar.


300

Shembulli 10.1

Çoperi njëkahor në fig.10.1a ka ngarkesë rezistive R = 10 dhe tension hyrës VS = 220

V. Kur ndërprersi i çoperit është i mbyllur, rënia e tensionit në te është vN = 2 V dhe

frekuenca e ndërprerjes është f = 1 kHz. Nëse cikli i punës është 50%, të caktohet (a)

tensioni mesatar dalës Vm, (b) tensioni efektiv dalës V0, (c) efikasiteti i çoperit, , (d)

rezistenca efektive hyrëse e çoperit Ri dhe (e) vlera efektive e komponentës themelore

harmonike të tensionit dalës.

Zgjidhje

(a) Nga ek.(10.1) vlera mesatare e tensionit dalës është

109)2220(5.0)()(1 1

0

0 NSN

t

m vVkdtvvT

V V

(b) Nga ek.(10.2) vlera efektive e tensionit dalës është

VvVkdtvvT

V NS

kT

N 15.154)2220(5.0)(])(1

[ 2/1

0

2

00

Fuqia dalëse mund të gjendet nga

W

R

vVkdt

R

vV

Tdt

R

v

TP NS

kTNS

kT

2.237610

)2220(5.0

)()(11

2

2

0

2

0

2

00

10.5

Fuqia hyrëse e çoperit mund të caktohet nga

W

R

vVVkdt

R

vVV

Tidtv

TP NSS

kT

NSS

kT

Si

239810

22202205.0

)()(11

00

10.6

Efikasiteti i çoperit është


301

%09.992398

2.23760 iP

P

(c) Nga ek.(10.4), rezistenca hyrëse është

205.0

10

k

RRi

(d) Tensioni dalës, siç shihet nga fig.10.1b, mund të shprehet në seri Fourier si

1

1

0

2sin)2cos1(

2cos2sin)(

n

S

n

SS

ftnknn

V

ftnknn

VkVtv

10.7

Komponenta themelore (për n=1) e tensionit dalës mund të caktohet nga ek.(10.7) si

]2sin)2cos1(2cos2[sin)(1 ftkftkV

tv S

)2.66283sin(06.140)10002(sin2220

tt

dhe vlera efektive e kësaj komponente është

04.992/06.1401 V V

Vërejtje. Llogaritja e efikasitetit, duke marrë parasysh edhe

humbjet në ndërprersin e mbyllur, nuk luan ndonjë rol praktik, sepse edhe

me këto humbje efikasiteti te çoperët praktik sillet në mes të 92 dhe 99%.


302

10.3 ÇOPERI ME NGARKESË RL

Në fig.10.2 është parqitur çoperi me ngarkesë RL. Puna e çoperit

mund të ndahet në dy mode. Gjatë modit 1, çoperi është i kyçur dhe

rryma rrjedh nga burimi në ngarkesë. Gjatë modit 2, çoperi është i

shkyçur dhe rryma e ngarkesës vazhdon të rrjedh përmes diodës kthyese

Dm. Qarqet ekuivalente për këto mode janë paraqitur në fig.10.3a. Format

valore të rrymës së ngarkesës dhe tensionit dalës janë paraqitur në

fig.10.3.b.

+_

+

-

V v

i

R

N

S 0

+

-

Coperi,

L

E

Dm

Fig.10.2 Çoperi me ngarkesë RL

Rryma e ngarkesës për modin 1 mund të gjendet nga

Edt

diLRiVS 1

1 10.9

Zgjidhja e ek.(10.9) me rrymë fillestare 11 )0( Iti jep rrymën e

ngarkesës

)1()( //

11

LtRSLtR eR

EVeIti

10.10

Ky mod vlen për )(0 1 kTtt ; dhe në fund të këtij modi, rryma e

ngarkesës bëhet

211 )( IkTtti 10.11


303

+_

i

R

L

E

+_

+

-

V

i

RS

L

E

1

Modi 1

2

Modi 2

Dm

(a)

t

t

t

T

t1 2

0

0

0

VS

v0

kT

kT

T

T

i

i

(b)

i

i

i

i

I

I

I

11

1

2

2

2

2

kT (1-k)T

Rrymakontinuale

Rrymadiskontinuale

Fig.10.3 Qarqet ekuivalente dhe format valore për ngarkesën RL

Rryma e ngarkesës për modin 2 mund të caktohet nga

Edt

diLRi 2

20 10.12

Me kushtet fillestare 22 )0( Iti dhe me ridefinimin e origjinës së

kohës (t=0) në fillim të modit 2, kemi

)1()( //

22

LtRLtR eR

EeIti 10.13

Ky mod vlen për ])1([0 2 Tktt , dhe në fund të këtij modi, rryma e

ngarkesës bëhet

322 )( Itti 10.14


304

Në fund të modit 2, çoperi kyçet prap në ciklin e ardhshëm pas kohës

21/1 ttfT .

Në kushtet stacionare rrymat 31 II . Rryma e ngarkesë prej

majës-në–maje mund të caktohet nga ek. (10.10), (10.11), (10.13) dhe

(10.14). Nga ek. (10.10) dhe (10.11), rryma I2 është e dhënë me

)1( //

12

LkTRSLkTR eR

EVeII

10.15

Nga ek.(10.13) dhe (10.14), rryma I3 është e dhënë me

)1( /)1(/)1(

213

LTRkLTRk eR

EeIII 10.16

Rryma e ngarkesës prej majës-në-maje është

12 III

e cila, pas thjeshtimeve, bëhet

LTR

LTRkLTRLkTR

S

e

eee

R

VI

/

/)1(//

1

1

10.17

Nga kushti për valëzim maksimal,

0)(

dk

Id 10.18

fitohet 0/)1(/ LTRkLkTR ee ose k = 0.5. Vlera maksimale e rrymës së

valëzimit prej-majës-në-maje (për k = 0.5) është

fL

R

R

VI S

4tanhmax 10.19

Për tanh,4 RfL dhe rryma maksimale e valëzimit mund të

aproksimohet në


305

fL

VI S

4max 10.20

Vërejtje. Ekuacionet (10.9) deri (10.20) vlejnë vetëm për rrymë

kontinuale. Për një kohë më të gjatë të shkyçjes, posaçërisht në frekuenca

të ulëta dhe tensione të ulëta dalëse, rryma e ngarkesës mund të jetë

diskontinuale. Rryma e ngarkesës do të jetë kontinuale nëse L/R >> T

ose Lf >> R. Për rastin e rrymës diskontinuale të ngarkesës, I1 = 0 dhe

ek.(10.10) bëhet

)1()( /

1

LtRS eR

EVti

dhe nga ek.(10.13), i cili vlen për 20 tt , dhe kushti i2 (t=t2) = I3 = I1,

fitohet

)1(ln 22

E

RI

R

Lt

Shembulli 10.2

Çoperi nga fig.10.2 furnizon ngarkesën RL me VS = 550 V, R = 5 , L = 7.5 mH, f = 1

kHz, k = 0.5 dhe E = 0 V. Të llogaritet (a) rryma minimale momentale e ngarkesës I1,

(b) rryma maksimale momentale e ngarkesës I2, (c) vlera maksimale e rrymës së

valëzimit prej majës-në-maje, (d) vlera mesatare e rrymës së ngarkesës Im, (e) vlera

efekrive të rrymës së ngarkesës I0, (f) rezistenca efektive hyrëse e shikuar nga ana e

burimit Ri dhe (g) vlera efektive e rrymës së çoperit IR.

Zgjidhje

Nga ek.(10.15), rryma momentale maksimale është

473.127165.0)1( 1

//

12

IeR

EVeII LkTRSLkTR

dhe nga ek.(10.16), rryma minimale momentale është

07165.0)1( 2

/)1(/)1(

21 IeR

EeII LTRkLTRk


306

Me zgjidhjen e këtyre dy ekuacioneve fitohet

(a) 37.181 I A

(b) 63.252 I A

(c) 26.712 III A

Nga ek.(10.19), vlera maksimale e rrymës prej majës-në-majë është

26.74

tanhmax fL

R

R

VI S A

Ndërsa ek.(10.20) jep vlerën e përafërt

33.74

max fL

VI S A

(d) Rryma mesatare e ngarkesës është përafërsisht

222

21

II

Im A

(e) Nëse përvehtësojmë se rryma e ngarkesës rritet linearisht nga I1 në I2, rryma

momentale e ngarkesës mund të shprehet si

kT

tIIi

11 për kTt 0

Vlera efektive e rrymës së ngarkesës mund të gjendet nga

A

IIIII

IdtikT

I

kT

1.22

)(3

)()

1(

2/1

121

2

122

1

2/1

0

2

10

10.21

(f) Rryma mesatare e burimit është

11225.0 mS kII A


307

dhe rezistenca efektive hyrëse

20/ SSi IVR

(g) Rryma efektive e çoperit mund të gjindet nga

AIk

IIIII

IkdtiT

I

kT

R

63.151.225.0

)(3

)()

1(

0

2/1

121

2

122

1

2/1

0

2

1

10.22

Shembulli 10.3

Çoperi nga fig.10.2 furnizon ngarkesën RL me VS = 550 V, R = 0.25 , dhe E = 0 V.

Rryma mesatare e ngarkesës është Im = 200 A dhe frekuenca e ndërprerjes f = 250 Hz.Të

shfrytëzohet tensioni mesatar në dalje për llogaritjen e induktivitetit L, i cili do ta

kufizoj rrymën maksimale të valëzimit në 10% të Im.

Zgjidhje

Tensioni mesatar në dalje është

mSm RIkVV

Tensioni në skaje të induktivitetit është

)1( kVkVVRIVdt

diL SSSmS

Nëse përvejtësojmë se rryma e ngarkesës rritet linearisht, dt = t1 = kT dhe di = I

)1( kVkT

IL S

kTL

kVI S )1(


308

Rasti më kritik i valëzimit

0)(

dk

Id

prej nga fitohet 5.0k .

Nga kushtet e detyrës kemi

201.0200max I A,

004.0/1 fT s,

004.05.0)51(55020max LLI ,

dhe vlera e kërkuar e induktivitetit është

5.27L mH

10.4 PRINCIPI I PUNËS SË ÇOPERIT PËR NGRITJE TË TENSIONIT

Çoperi mund të shfrytëzohet si qark për ngritje të tensionit

njëkahor në dalje në krahasim me tensionin hyrës dhe një qark me veprim

të tillë është paraqitur në fig.10.4a. Kur ndërprersi N është i mbyllur për

kohën t1, rryma e induktivitetit L rritet dhe në te grumbullohet një sasi e

energjisë. Nëse ky ndërprerës është pastaj i hapur për kohën t2, energjia e

grumbulluar në induktivitet, përmes diodës D1, do të bartet në ngarkesë

dhe rryma e induktivitetit do të zvoglohet. Forma valore e rrymës së

induktivitetit është paraqitur në fig.10.4b, me përvehtësimin se kjo rrymë

ka rrjedhje kontinuale.


309

+

-

V v

i

S L

+

-

Coperi,

L D1

Ngark

esa

+

-

v0

CL

iL

(a)

i

t

tt1 2

0

I

I1

2

i

i

i1

2

(b)

V /V0 S

2

3

4

5

6

7

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0k

(c)

Fig.10.4 Çoperi për ngritje të tensionit: (a) qarku; (b) forma valore e

rrymës; (c) forma valore e tensionit dalës

Kur çoperi është i kyçur, tensioni në skaje të induktivitetit është

dt

diLvL

1

prej nga mund të nxjerret vlera e rrymës valëzuese të induktivitetit prej

majës-në-maje si

1tL

VI S 10.23

Tensioni momental dalës është

kV

t

tV

t

ILVv SSS

1

11

2

1

2

0 10.24


310

Nëse në skaje të ngarkesës lidhet një kondenzator me kapacitet të

madh CL, siç është paraqitur me vija të ndërprera në fig.10.4a, tensioni

dalës do të jetë kontinual dhe do të jetë i barabartë me tensionin mesatar

Vm. Nga ek.(10.24) mund të vërehet se tensioni në ngarkesë mund të rritet

me ndryshimin e vlerës së ciklit të punës k, dhe se tensioni minimal dalës

është për k = 0. Megjithatë, çoperi nuk mund të jetë i kyçur kontinualisht

ashtu që të arrihet k = 1. Për vlera të k që tentojnë kah 1, tensioni dalës

bëhet shumë i lartë dhe është shumë i ndieshëm në ndryshime të k, siç

është paraqitur në fig.10.4c. Ky princip mund të zbatohet për bartjen e

energjisë nga një burin në tjetrin, siç është paraqitur në fig.10.5a. Qarqet

ekuivalente për modet e punës janë paraqitur në fig.10.5b dhe format

valore në fig.10.5c.

+

+

+

-

-

-

V

V

V

v

i

i

i

S

S

S

L

+

-

Coperi,

L

L

L

D

D

1

1

iL

(a)

t

tt1 2

0

I

I1

2

i

i

i1

2

(c)

+

+

-

-

E

E

1

Modi 1

2

Modi 2

(b)

kT T

Fig.10.5 Konfiguracioni i çoperit për bartje të energjisë


311

Rryma e induktivitetit për modin 1 mund të nxjerret nga

dt

diLv

S

1

dhe të shprehet si

11 )( ItL

Vti S 10.25

ku I1 është rryma fillestare për modin 1. Gjatë modit 1 rryma duhet të

rritet dhe kushti i nevojshëm është

01 dt

di ose 0

SV

Rryma për modin 2 mund të caktohet nga

Edt

diLV

S 2

dhe fitohet

22 )( ItL

EVti S

10.26

ku I2 është rryma fillestare për modin 2. Për një sistem stabil, rryma në

këtë mod duhet të bie dhe ku kusht është

02 dt

di ose EV

S

Nëse ky kusht nuk është i plotësuar, rryma e induktivitetit do të vazhdoj

të rritet dhe do të paraqitet një situatë jostabile. Prandaj, kushtet për bartje

të kontrolluar të energjisë janë

0 < VS < E 10.27

Ekuacioni (10.27) tregon se tensioni i burimit VS duhet të jetë më i vogël

se tensioni E për ta mundësuar bartjen e energjisë nga burimi i fiksuar

(ose variabil) në një tension të fiksuar njëkahor. Ky rast paraqitet te

ndërprerja elektrike e motorëve njëkahor, kur motorët punojnë si


312

gjeneratorë njëkahor, tensioni në terminalet e të cilëve bie me zvoglimin

e shpejtësisë së makinës. Në atë rast çoperi e përmbush bartjen e fuqisë

në burimin njëkahor të fiksuar ose në reostat. Kur çoperi është i kyçur,

energjia bartet nga burimi VS në induktivitetin L. Nëse pastaj çoperi

shkyçet, madhësia e energjisë së grumbulluar në induktor kalon në

baterinë E.

Vërejtje. Pa veprimin e çoperit, për bartjen e energjisë nga burimi

VS në baterinë E, tensioni i burimit VS duhet të jetë më i lartë se tensioni i

baterisë E.

10.5 KLASIFIKIMI I ÇOPERËVE

Varësisht nga kahja e rrjedhs së rrymës dhe e tensionit, çoperët

mund të klasifikohen në pesë tipe:

1. Çoperët e klasës A

2. Çoperët e klasës B

3. Çoperët e klasës C

4. Çoperët e klasës D

5. Çoperët e klasës E

v v v

v v

V V V

VV

VV

I I II

I II

i i i

i i

0 0 0

0 0

L L LL

L LL

L L L

L L

L LL

LL

LL

L L L

L L

- -

--

+

-

(a) klasa A (b) klasa B (c) klasa C

(e) klasa E(d) klasa D

Fig.10.6 Klasifikimi i çoperëve


313

Çoperët e klasës A. Rryma e ngarkesës rrjedh kah ngarkesa.

Edhe tensioni edhe rryma e ngarkesës janë pozitive, siç është paraqitur në

fig.10.6a. Ky është çoper njëkuadrantësh dhe për te thuhet se punon si

drejtues. Për t’i caktuar performansat e tij mund të shfrytëzohen

ekuacionet nga paragrafet 10.2 dhe 10.3.

Çoperët e klasës B. Rryma e ngarkesës rrjedhe nga ngarkesa.

Tensioni i ngarkesës është pozitiv, ndërsa rryma e ngarkesës është

negative, siç është treguar në fig.10.6b. Ky është gjithashtu çoper

njëkuadrantësh por punon në kuadrantin e dytë dhe për te thuhet se punon

si invertor. Një çoper i klasës B është paraqitur në fig.10.7a, ku bateria E

është pjesë e ngarkesës dhe mund të jetë f.e.m e një motori njëkahor

Kur ndërprersi N1 ëshët i kyçur, tensioni E e detyron rrymën kah

induktiviteti L dhe tensioni i ngarkesës vL bëhet zero. Në fig.10.7b.dhe c

janë paraqitur format valore të rrymë s dhe të tensionit të ngarkesës.

+_

+

-

Vv

i R

S

+

-

L

E

D1

N1

iS L

i

I

I

V

v

L

L

S

1

2

0

0kT (1+k)T

t

t

T

(b)

(c)(a)

Fig.10.7 Çoperi i klasës B: (a) qarku; (b) rryma e ngarkesës; (c)

tensioni i ngarkesës

Rryma IL, e cila rritet, është e përshkruar me

ERidt

diL L

L 0

e cila me kushtet fillestare, 1)0( ItiL , jep


314

)1( )/()/(

1

tLRtLR

L eR

EeIi 10.28

për kTt 0

Në momentin t = t1, rryma e ngarkesës është

21 )( IkTttiL

Kur të hapet ndërprersi N1, energjia e grumbulluar në induktivitet, përmes

diodës D1, i kthehet burimit VS. Rryma e ngarkesës bie. Me ridefinimin e

origjinës së kohës t = 0, rryma e ngarkesës mund të përshkruhet me

ERidt

diLV L

LS

e cila me kushtet fillestare, 22 )( IttiL , jep

)1( )/()/(

2

tLRStLR

L eR

EVeIi

10.29

për 20 tt

ku t2 = (1 – k)T. Në momentin t = t2, rryma e ngarkesës është

12 )( IttiL për rrymë kontinuale stacionare

= 0 për rrymë diskontinuale stacionare

Çoperët e klasës C. Rryma e ngarkesës është ose pozitive ose

negative, siç është paraqitur në fig.10.6c. Tensioni i ngarkesës është

gjithmonë pozitiv. Ky qark është i njohur si çoperi dykuadrantësh. Çoperi

i klasës C formohet me kombinimin e çoperëve të klasës A dhe B, siç

është treguar në fig.10.8. Ndërprersi N1 dhe dioda D2 veprojnë si çoper i

klasës A, ndërsa N2 dhe dioda D1 veprojnë si çoper i klasës B. Në këtë

rast duhet patur kujdes që dy ndërprersit të mos jenë të kyçur

njëkohësisht, sepse mund të lidhet shkurtë burimi VS. Çoperi i klasës C

mund të punoj edhe si drejtues edhe si invertor.


315

+_

+

-

V

v

i R

S

+

-

L

E

D

D

1

2N2

N1

L

Fig.10.8 Çoperi i klasës C

Çoperi i klasës D. Rryma e ngarkesës është gjithmonë pozitive.

Tensioni i ngarkesës është ose pozitiv ose negativ, siç është treguar në

fig.10.6d. Çoperi i klasës D gjithashtu mund të punoj edhe si drejtues

edhe si invertor, siç është treguar në fig.10.9. Nëse ndërprersit N1 dhe N2

janë të kyçur, vL dhe iL bëhen pozitiv. Nëse N1 dhe N2 janë të hapur,

rryma iL do të jetë pozitive dhe do të vazhdoj të rrjedh për shkak të

ngarkesës me induktivitet të lartë. Diodat D1 dhe D3 sigurojnë kalimin e

kësaj rryme dhe tensioni vL do të jetë me polaritet të kundërt.

+

-

V

v

i R

S

+ -

L E

D

D

3

2 N4

N1

L

Fig.10.9 Çoperi i klasës D

Çoperët e klasës E. Rryma dhe tensioni i ngarkesës mund të jenë

pozitiv ose negativ, siç është paraqitur në fig.10.6e. Ky qark është i

njohur si çoperi katër-kuadrantësh. Për formimin e çoperit të klasës E

kombinohen dy çoperë të klasës C, siç është paraqitur në fig.10.10a.

Polaritetet e tensionit dhe të rrymës së ngarkesës janë paraqitur në

fig.10.10b. Komponentet të cilat janë aktive në kuadrantet e ndryshme


316

janë paraqitur në fig.10.10c. Për veprim në kuadrantin e katërt, kahja e

baterisë E duhet të ndërrohet. Ky çoper paraqet bazën e invertorit

njëfazor me urë të plotë.

+

-

V

v

i R

S

+ -

L E

D

D

D

D

33

2 2 N4 4

N1

N

1

L

N

(a)

v +VL E

v -VL E v -VL E

v +VL E

i -VL E

i -VL E

i +VL E

i +VL E

Invertim Drejtim

Drejtim Invertim

v v

i iL L

L L

S , D2 4 S , 2 S 4

S3, S2 S4, D2

D , D4 1 D2, D4

S2, D4 D2, D3

(b) (c)

Fig.10.10 Çoperi i klasës E: (a) qarku; (b) polaritetet; (c)

komponentet përçuese

10.6 RREGULLATORËT IMPULSIV

Çoperët njëkahor mund të shfrytëzohen si rregullatorë impulsiv

për shndërrimin e një tensioni të parregulluar njëkahor, në tension dalës

njëkahor të rregulluar. Rregullimi zakonisht bëhet me modulim pulsiv-

gjërsor në frekuencë të fiksuar dhe komponentet ndërprerëse që përdoren


317

më së shpeshti janë BJT të fuqisë, MOSFET ose GBT. Elementet e

rregullatorëve impulsiv janë parqitur në fig.10.11a.

(b)

_

V

v

v

v V

S

r

g

er

+ +

-

Vm

HyrjaCoperi

Dalja

Kontrolla

Amplifikatori Referenca

,

(a)

v

v

vv rC

g

0

0t

t

kT T

T

-

+

Fig.10.11. Elementet e rregullatorit impulsiv: (a) bllok diagrami; (b)

sinjalet kontrolluese

Rregullatorët impulsiv në treg gjenden si qarqe të integruara.

Projektuesi mund ta zgjedhë frekuencën e punës me zgjedhjen e vlerave

të R dhe C të frekuencës së oscilatorit. Zakonisht, për rritjen e efikasitetit,

perioda minimale e oscilatorit merret mbi 100 herë më e gjatë se koha e

ndërprerjes së tranzistorit; p.sh. nëse koha e ndërprerjes së tranzistorit

është 0.5 s, perioda e oscilatorit do të jetë 50 s, me çka fitohet

frekuencë maksimale dalëse prej 20 kHz. Ky kufizim është pasojë e

hymbjeve në tranzistor gjatë kyçjes-shkyçjes. Këto humbje rriten me

frekuencën e ndërprerjes dhe si rezultat i kësaj është zvoglimi i

efikasitetit. Nga ana tjetër edhe humbjet në bërthamën e iduktiviteteve e


318

kufizojnë punën në frekuenca të larta. Tensioni kontrollues vc fitohet

duke krahasuar tensionin dalës me vlerën e dëshiruar. Për gjenerimin e

sinjalit për modulim pulsiv-gjërsor të çoperit njëkahor, ky tension mund

të krahasohet me tension sharrë vr. Kjo është paraqitur në fig.10.11b.

Ekzistojnë tri konfiguracione themelore të rregullatorëve impulsiv:

1. Bak rregullatori

2. Bust rregullatori

3. Bak-bust rregullatori

10.6.1 Bak rregullatori

Te bak rregullatori (angl. buck regulator), tensioni mesatar në

dalje Vm, është më i vogël se tensioni hyrës VS. Në fig.10.12a është

paraqitur një rregullator i këtillë me BJT të fuqisë, dhe ky qark është i

ngjashëm me çoperin për zvoglim të tensionit. Puna e këtij rregullatori

mund të ndahet në dy mode. Modi 1 fillon më kyçjen e tranzistorit Q1 në

t = 0. Rryma hyrëse, e cila rritet, kalon nëpër induktivitetin e filtrit L,

kondenzatorin e filtrit C dhe nëpër rezistencë të ngarkesëstë R. Modi 2

fillon kur të shkyçet tranzistori Q1 në kohën t = t1. Dioda rikthyese Dm

përçon për shkak të energjisë së grumbulluar në induktivitet dhe rryma e

induktivitetit vazhdon të rrjedhe nëpër L, C, R dhe Dm. Rryma e

iduktivitetit bie me rikyçjen e tranzistorit në ciklin e ardhshëm. Në

fig.10.12b janë paraqitur qarqet ekuivalente për këto mode të punës. Në

fig.10.12c janë paraqitur format valore të tensioneve dhe të rrymave për

rastin kur rryma nëpër induktivitet rrjedh kontinualisht. Varësisht nga

frekuenca e punës dhe elementet e filtrit, rryma e induktivitetit mund të

jetë edhe diskontinuale.

Tensioni në skaje të induktivitetit, në rastin e përgjithshëm, është

dt

diLeL

Nëse përvehtësojmë se rryma e induktivitetit gjatë kohës t1 rritet

linearisht nga vlera I1 në I2, mund të shkruajmë


319

+

+

-

-

V

V

S

S

L

L

L

D

D

m

m

Ng

arkes

a

Ng

ark

esa

Ngark

esa

+

-

v0C

C

C

iL

(a)

I

t

t

t

t

t

tt1 2

0

0

0

0

0

I

I

I

I

I

I

1

1

1

2

2

2

i

i

i

(b)

(c)

Kontrolla

i , IS S

iS

Q1

i , ILL

i

i

L

L

+ e -L

+

+

+

-

-

-

vC

vC

vC

i , IC C

i

i

C

C

i , 0 Im

i0=Im

i0=Im

v

VS

D

k

k

k

k

k

T

T

T

T

T

T

T

T

T

T

I

I

L

S

L

S

C

-

-

I

V

I

I

m

m

m

m

(1-k)T

VC

-v =-vC 0

0t

i0

=

Modi 1

Modi 2

Fig.10.12 Bak rregullatori me rrymë kontinuale të ngarkesës


320

11

12

t

IL

t

IILVV mS

10.30

ose

mS VV

ILt

1 10.31

Gjatë kohës t2 rryma e induktivitetit gjithashtu zvoglohet linearisht nga I1

në I2, kështu që kemi

2t

ILVm

10.32

ose

mV

ILt

2 10.33

ku 12 III është rryma e induktivitetit prej majës-në-maje. Nga

ek.(10.30) dhe (10.32) fitohet

L

tV

L

tVVI mmS 21)(

Nëse zëvëndsohet t1 = kT dhe t2 = (1-k)T fitohet tensioni mesatar në dalje

SSm kVT

tVV 1 10.34

Me supozimin se qarku është pa humbje, pra mSmmSS IkVIVIV , rryma

mesatare hyrëse është

mS kII 10.35

Perioda e punës (e ndërprerjes) T mund të shprehet si

)(

121

mSm

S

mmS VVV

ILV

V

IL

VV

ILtt

fT

10.36

prej nga mund të nxjerret vlera e rrymës së valëzimit prej majës-në maje

si


321

S

mSm

fLV

VVVI

)( 10.37

ose

fL

kkVI S )1(

10.38

Duke shfrytëzuar ligjin e Kirchhoff-it për rryma, rryma e induktivitetitit

iL mund të shkruhet si

0iii CL

Nëse supozojmë se komponenta e rrymës valëzuese së ngarkesës i0

është shumë e vogël dhe e papërfillshme, atëherë iL = iC. Rryma

mesatare e kondenzatorit, e cila rrjedh nëpër te gjatë periodës t1/2 + t2/2 =

T/2, është

4

IIC

Tensioni në kondenzator mund të shprehet si

)0(1

tvdtiC

v CCC

dhe tensioni i kondenzatorit prej majës-në-maje është

fC

I

C

ITdt

I

CtvvV

T

CCC884

1)0(

2/

0

10.39

Nëse zëvëndsohet vlera e I nga ek.(10.37) ose (10.38), në ek.(10.39),

fitohet

S

mSmC

LCVf

VVVV

28

)( 10.40

ose

LCf

kkVV S

C 28

)1( 10.41

Bak rregullatori kërkon vetëm një tranzistor, është i thjeshtë dhe

ka efikasitet të lartë mbi 90%. Shpejtësia e ndryshimit të rrymës së


322

ngarkesës di/dt është e kufizuar me induktivitetin L. Por, rryma hyrëse

është diskontinuale, prandaj zakonisht paraqitet nevoja për një filtër hyrës

për rrafshim. Në dalje jep tension të një polariteti dhe rrymë të një

kahjeje dhe kërkon qark mbrojtës nga lidhja e shkurtë e cila mund të

paraqitet në konturën e diodës.

Shembulli 10.4

Bak rregullatori në fig.10.12a ka tension hyrës VS = 12 V. Tensioni mesatar dalës i

kërkuar është Vm = 5 V dhe tensioni dalës i valëzimit prej majës-në-maje është vC = 20

mV. Frekuenca e punës është 25 kHz. Nëse rryma valëzuese prej majës-në-maje e

induktivitetit është e kufizuar në 0.8 A, të caktohet: (a) cikli i punës k, (b) induktiviteti i

filtrit L, dhe (c) kondenzatori i filtrit C.

Zgjidhje

(a) Nga ek.(10.34), tensioni mesatar dalës është

Sm kVV

prej nga

%67.414167.012/5/ Sm VVk

(b) Nga ek.(10.37) vlera e induktivitetit është

83.14512000,258.0

)512(5)(

S

mSm

IfV

VVVL H

(c) Nga ek.(10.39) vlera e kapacitetit të kondenzatorit është

2001020000,258

8.0

8 3

CVfC

IC F


323

10.6.2 Bust rregullatori

Te bust rregullatori ( angl. boost regolator), tensioni mesatar në

dalje Vm, është më i madh se tensioni hyrës VS. Në fig.10.13a është

paraqitur një rregullator i këtillë me MOSFET të fuqisë. Puna e këtij

rregullatori mund të ndahet në dy mode. Modi 1 fillon më kyçjen e

tranzistorit M1 në t = 0. Rryma hyrëse, e cila rritet, kalon nëpër

induktivitetin L dhe tranzistorin M1. Modi 2 fillom kur të shkyçet

tranziastori M1 në t = t1. Rryma e cila ka qenë duke rrjedh nëpër

tranzistor tani do të rrjedh nëpër L, C, R dhe Dm. Rryma e iduktivitetit bie

me rikyçjen e tranzistorit M1 në ciklin e ardhshëm. Energjia e

grumbulluar në induktivitetin L bartet në ngarkesë. Në fig.10.13b janë

paraqitur qarqet ekuivalente për këto mode të punës. Në fig.10.13c janë

paraqitur format valore të tensioneve dhe të rrymave për rastin kur rryma

nëpër induktivitet është kontinuale.



11

12

t

IL

t

IILVS

10.42

ose

SV

ILt

1 10.43

dhe rryma e induktivitetit bie linearisht nga I1 në I2 gjatë kohës t2, kështu

që kemi

2t

ILVV mS

10.44

ose

Sm VV

ILt

2 10.45

ku 12 III është rryma valëzuese e induktivitetit prej majës-në-maje.



324

+

+

-

-

V

V

S

S

L

L

L

D

D

m

mN

gar

kesa

Ng

ark

esa

Ng

arkesa

+

-

v0C

C

C

i1

(a)

I

t

t

t

t

t

0

0

0

0

0

I

I

I

I

I

1

1

2

2

2

i

i

i

(b)

(c)

i , IS S

iS

i , ILL

i

i

L

L

+ e -L

+

+

+

-

-

-

vC

vC

vC

i , IC C

i

i

C

C

i , 0 Im

i0=Im

i0=Im

v

VS

D

k

k

k

k

k

T

T

T

T

T

T

T

T

T

T

IL

L

1

C

- I

V

I

I

m

m

m

m

VC

vC

0t

i0

,

Modi 1

Modi 2

G

M1

+

-

vD

iS ,

iS, i1

Fig.10.13 Bust rregullatori me rrymë kontinuale të ngarkesës; (a) qarku;

(b) qarqet ekuivalente; (c) format valore


325

L

tVV

L

tVI SmS 21 )(

10.46

Nëse zëvëndsohet t1 = kT dhe t2 = (1-k)T fitohet tensioni mesatar në dalje

k

V

t

TVV S

Sm

12

10.47

Me supozimin se komponentet e qarkut janë pa humbje, pra vlen

)1/( kIVIVIV mSmmSS , rryma mesatare hyrëse është

k

II m

S

1

10.48


)(

121

SmS

m

Smm VVV

ILV

VV

IL

V

ILtt

fT

10.49


si

m

SmS

fLV

VVVI

)( 10.50

ose

fL

kVI S 10.51

Gjatë kohës t = t1, kur tranzistori është i kyçur, kondenzatori e furnizon

rrymën e ngarkesës. Rryma mesatare e kondenzatorit e cila rrjedh në te

gjatë periodës t1, është

mC II

dhe tensioni i kondenzatorit prej majës-në-maje është


326

C

tIdtI

CtvvV m

t

CCCC1

0

11)0( 10.52

Nëse zëvëndsohet vlera e I nga ek.(10.50) ose (10.51) në ek.(10.46)

fitohet

m

mS

fV

VVt

1

Me zëvëndësimin e t1 në ek.(10.52), fitohet

m

mSmC

fCV

IVVV

)( 10.53

ose

fC

kIV m

C 10.54

Bust rregullatori mund ta rritë tensionin dalës pa transformator.

Ka efekasitet të lartë pasi që përmban vetëm një tranzistor. Rryma hyrëse

është kontinuale. Por, e metë e këtij rregullatori është se nëpër tranzistor

kalon rrymë e lartë maksimale dhe tensioni dalës është shumë i ndieshëm

në ndryshimet e ciklit të punës k, prandaj mund të paraqiten probleme

rreth stabilizimit të rregullatorit. Rryma mesatare dalëse është më e vogël

se rryma mesatare e induktivitetit për faktorin (1-k) dhe nëpër

kondenzator do të rrjedh rrymë shumë më e lartë efektive. Prandaj

elementet e filtrit që shfrytëzohet janë më të mëdha se te bak rregullatori.

Shembulli 10.5

Bust rregullatori në fig.10.13a ka tension hyrës VS = 5 V. Tensioni mesatar dalës është

Vm = 15 V dhe rryma mesatare e ngarkesës është Ia = 0.5 A. Frekuenca e punës është 25

kHz. Nëse është L = 150 H dhe C = 220 F, të caktohet (a) cikli i punës k, (b) rryma

valëzuese e induktivitetit I, (c) rryma maksimale e induktivitetit I2, dhe (d) tensioni

valëzues në kondenzatorin e filtrit VC.

Zgjidhje



327

k

VV S

m

1

prej nga

%67.666667.015/)515(/ mSm VVVk

(b) Nga ek.(10.49) vlera e rrymës valëzuese në induktivitet është

89.015000,2510150

)515(56

I A

(c) Nga ek.(10.48) rryma hyrëse është

5.16667.01

5.0

1

k

II m

S A

dhe rryma maksimale e induktivitetit është

945.12

89.05.1

22

III S A

(d) Nga ek.(10.54), tensioni valëzues i kondenzatorit prej majës-në-maje është

61.6010220000,25

6667.05.06

fC

kIV m

C mV

10.6.3 Bak-bust rregullatori

Te bak-bust rregullatori ( angl. buck-boost regulator), tensioni

mesatar në dalje Vm, mund të jetë më i madh ose më i vogël se tensioni

hyrës VS dhe ky tension ka polaritet të kundërt me tensionin hyrës. Ky

rregullator është i njohur gjithashtu edhe si rregullator invertues. Në

fig.10.14a është paraqitur një rregullator i këtillë.


328

+

+

-

-

V

V

S

S

L

L

L

D

D

m

m

Ng

ark

esa

Ng

ark

esa

Ng

ark

esa

+

-

v0C

C

C

i1

(a)

I

t

t

t

t

t

tt1 2

0

0

0

0

0

I

I

I

I

I

1

1

2

2

2

i

i

i

(b)

(c)

iS

iS

Q1

i , ILL

i

i

L

L

+

-

vC

iC

i

i

C

C

i , 0 Im

i0=Im

i0=Im

v

V

V

S

S

D

k

k

k

k

k

T

T

T

T

T

T

T

T

T

T

L

1

C- I

V

I

I

m

m

m

m

VC-

vC

0t

i0

Modi 1

Modi 2

vD

=-v0

B

i1

-

-

Fig.10.14 Bak-bust rregullatori me rrymë kontinuale të ngarkesës; (a)

qarku; (b) qarqet ekuivalente; (c) format valore


329

Puna e këtij rregullatori mund të ndahet në dy mode. Gjatë modit

1 tranzistori Q1 është i kyçur dhe dioda Dm ka polaritet të kundërt. Rryma

hyrëse, e cila rritet, kalon nëpër induktivitetin L dhe tranzistorin Q1. Gjatë

modit 2 tranzistori Q1 shkyçet. Rryma e cila ka qenë duke rrjedhur nëpër

induktivitetin L, tani do të rrjedh nëpër L, C, R dhe Dm. Energjia e

grumbulluar në induktivitetin L bartet në ngarkesë dhe rryma e

iduktivitetit do të bie me rikyçjen e tranzistorit Q1 në ciklin e ardhshëm.

Në fig.10.14b janë paraqitur qarqet ekuivalente për këto mode të punës.

Në fig.10.14c janë paraqitur format valore të tensioneve dhe të rrymave

në gjendje stacionare për rastin e rrymës kontinuale nëpër induktivitet.



11

12

t

IL

t

IILVS

10.55

ose

SV

ILt

1 10.56

dhe rryma e induktivitetit bie linearisht nga I1 në I2 gjatë kohës t2, kështu

që kemi

2t

ILVm

10.57

ose

Sm VV

ILt

2 10.58

ku 12 III është rryma valëzuese e induktivitetit prej majës-në-maje.


L

tV

L

tVI mS 21

Nëse zëvëndsohet t1 = kT dhe t2 = (1-k)T, fitohet tensioni mesatar në dalje

k

kVV S

m1

10.59


330

Me supozimin se komponentet e qarkut (tranzistori dhe dioda) janë pa

humbje, )1/( kIVIVIV mSmmSS , rryma mesatare hyrëse është

k

kII m

S

1

10.60


mS

Sm

mS VV

VVIL

V

IL

V

ILtt

fT

)(121

10.61


si

)( Sm

mS

VVfL

VVI 10.62

ose

fL

kVI S 10.63

Gjatë kohës t = t1, kur tranzistori është i kyçur, kondenzatori e

furnizon rrymën e ngarkesës. Rryma mesatare e kondenzatorit, e cila

rrjedh në te gjatë periodës t1, është mC II dhe tensioni i kondenzatorit

prej majës-në-maje mund të caktohet nga

C

tIdtI

CtvvV m

t

CCCC1

0

11)0( 10.64

Nëse zëvëndsohet vlera e I nga ek.(10.61) ose (10.62), në ek.(10.59),

fitohet

)(1

Sm

m

VVfC

Vt

Me zëvëndësimin e kohës t1 në ek.(10.64), fitohet

)( Sm

mmC

VVfC

IVV

10.65

ose


331

fC

kIV m

C 10.66

Bak-bust rregullatori jep tension dalës me polaritet të kundërt pa

transformator. Ka efekasitet të lartë. Edhe në kushte të keqësuara të punës

së tranzistorit, shpejtësia e ndryshimit të rrymës di/dt është e kufizuar me

induktivitetin L dhe do të jetë VS/L. Mbrojtja e daljes nga lidhja e shkurt

mund të implementohet lehtë. Por, rryma hyrëse është diskontinuale dhe

nëpër tranzistor rrjedh rrymë e lartë maksimale.

Shembulli 10.6

Bak-bust rregullatori në fig.10.14a ka tension hyrës VS = 12 V. Rryma mesatare e

ngarkesës është Im = 1.25 A. Frekuenca e punës është 25 kHz dhe cikli i punës është k =

0.25. Nëse është L = 150 H dhe C = 220 F, të caktohet (a) tensioni mesatar dalës, Vm;

(b) tensioni valëzues në kondenzatorin e filtrit VC; (c) rryma valëzuese e induktivitetit

I; dhe (d) rryma maksimale e tranzistorit Ip.

Zgjidhje


425.01

25.012

1

k

kVV S

m V

(b) Nga ek.(10.66), tensioni valëzues i kondenzatorit prej majës-në-maje është

8.5610220000,25

25.025.16

fC

kIV m

C mV

(c) Nga ek.(10.63), vlera e rrymës valëzuese në induktivitet është

8.0000,2510150

25.0126

I A

(d) Nga ek.(10.60), rryma hyrëse është


332

4167.025.01

25.025.1

1

k

II m

S A

Pasi që rryma IS është mesatarja e kohëzgjatjes kT, rryma maksimale e tranzistorit është

067.22

8.0

25.0

4167.0

2

I

k

II S

p A

PASQYRË PYETJESH

10.1 Çka është shndërruesi njëkahor ose çoperi?

10.2 Cili është principi i punës së çoperit për zvoglim të

tensionit?

10.3 Cili është principi i punës së çoperit për rritje të tensionit?

10.4 Çka është rregullimi me modulim pulsiv-gjërsor te çoperi?

10.5 Çka është rregullimi me modulim frekuencor te çoperi?

10.6 Cilat janë përparësit dhe të metat e çoperit me frekuencë të

ndryshueshme?

10.7 Cili është efekti i induktivitetit të ngarkesës në rrymën

valëzuese të ngarkesës?

10.8 Cili është efekti i frekuencës së ndërprerjes në rrymën

valëzuese të ngarkesës?

10.9 Cilët janë llojet e çoperëve për bartjen e energjisë nga një

burim në tjetërin?

10.10 Çka është rregullatori impulsiv?

10.11 Cilat janë tri llojet themelore të rregullatorëve impulsiv?

10.12 Cilat janë përparësit dhe të metat e bak rregullatorit?


333

10.13 Cilat janë përparësit dhe të metat e bust rregullatorit?

10.14 Cilat janë përparësit dhe të metat e bak-bust rregullatorit?

PROBLEME

10.1 Çoperi njëkahor në fig.10.1a ka ngarkesë rezistive R = 20

dhe tension hyrës VS = 220 V. Kur ndërprersi i çoperit është i

mbyllur, rënia e tensionit në te është vN = 1.5 V dhe frekuenca e

ndërprerjes është f = 10 kHz. Nëse cikli i punës është 80%, të

caktohet: (a) tensioni mesatar dalës Vm, (b) tensioni efektiv

dalës V0, (c) efikasiteti i çoperit, (d) rezistenca efektive hyrëse

e çoperit Ri dhe (e) vlera efektive e komponentës themelore

harmonike të tensionit dalës.

10.2 Çoperi nga fig.10.2 furnizon ngarkesën RL me VS = 220 V, R =

10 , L = 15.5 mH, f = 5 kHz, k = 0.5 dhe E = 20 V. Të

llogaritet: (a) rryma minimale momentale e ngarkesës I1, (b)

rryma maksimale momentale e ngarkesës I2, (c) vlera

maksimale e rrymës së valëzimit prej majës-në-maje, (d) vlera

mesatare e rrymës së ngarkesës Im, (e) vlera efekrive të rrymës

së ngarkesës I0, (f) rezistenca efektive hyrëse e shikuar nga ana

e burimit Ri dhe (g) vlera efektive e rrymës së çoperit IR.

10.3 Çoperi nga fig.10.2 furnizon ngarkesën RL me tension mesatar

Vm = 180 V, R = 10 , L = 10 mH, f = 5 kHz, k = 0.2 dhe E = 0

V. Të llogaritet: (a) tensioni njëkahor hyrës VS, dhe (b) vlera

maksimale e rrymës së valëzimit prej majës-në-maje Imax.

10.4 Çoperi nga fig.10.2 furnizon ngarkesën RL me VS = 220 V, R =

0.2 , dhe E = 10 V. Rryma mesatare e ngarkesës është Im =

200 A dhe frekuenca e ndërprerjes f = 200 Hz.Të shfrytëzohet

tensioni mesatar në dalje për llogaritjen e induktivitetit L, i cili

do ta kufizoj rrymën maksimale të valëzimit në 5% të Im.

10.5 Bak rregullatori në fig.10.12a ka tension hyrës VS = 15 V.

Tensioni mesatar dalës i kërkuar është Vm = 5 V dhe tensioni

dalës i valëzimit prej majës-në-maje është vC = 10 mV.

Frekuenca e punës është 20 kHz. Nëse rryma valëzuese prej


334

majës-në-maje e induktivitetit është e kufizuar në 0.5 A, të

caktohet: (a) cikli i punës k, (b) induktiviteti i filtrit L, dhe (c)

kondenzatori i filtrit C

10.6 Te bak rregullatori në fig.10.12a. tensioni mesatar dalës i

kërkuar është Vm = 8 V dhe tensioni i lejuar dalës i valëzimit

prej majës-në-maje është vC = 15 mV. Nëse është frekuenca e

punës 15 kHz, rryma valëzuese prej majës-në-maje e

induktivitetit e kufizuar në 0.8 A dhe cikli i punës k = 0.4, të

caktohet: (a) tensioni njëkahor hyrës, Vs;(b) induktiviteti i filtrit

L, dhe (c) kondenzatori i filtrit C.

10.7 Bust rregullatori në fig.10.13a ka tension hyrës VS = 6 V.

Tensioni mesatar dalës është Vm = 15 V dhe rryma mesatare e

ngarkesës është Im = 0.5 A. Frekuenca e punës është 20 kHz.

Nëse është L = 250 H dhe C = 440 F, të caktohet: (a) cikli i

punës k, (b) rryma valëzuese e induktivitetit I (c) rryma

maksimale e induktivitetit I2, dhe (d) tensioni valëzues në

kondenzatorin e filtrit VC.

10.8 Bust rregullatori në fig.10.13a duhet të jap tensioni mesatar

dalës Vm = 15 V dhe rrymë mesatare të ngarkesës Im = 1 A.

Tension hyrës është VS = 6 V, frekuenca e punës 20 kHz dhe C

= 440 F. Për rrymë valëzuese të induktivitetit I = 0.8 A të

caktohet: (a) cikli i punës k, (b) vlera e induktivitetit L; (c)

rryma maksimale e induktivitetit I2, dhe (d) tensioni valëzues në

kondenzatorin e filtrit VC.

10.9 Bak-bust rregullatori në fig.10.14a ka tension hyrës VS = 12 V.

Rryma mesatare e ngarkesës është Ia = 1.5 A. Frekuenca e

punës është 25 kHz dhe cikli i punës është k = 0.6. Nëse është L

= 250 H dhe C = 220 F, të caktohet: (a) tensioni mesatar

dalës, Vm; (b) tensioni valëzues në kondenzatorin e filtrit VC;

(c) rryma valëzuese e induktivitetit I; dhe (d) rryma

maksimale e tranzistorit Ip.

10.10 Bak-bust rregullatori në fig.10.14a duhet të jap tension mesatar

në dalje Vm = - 5 V. Rryma mesatare e ngarkesës duhet të jetë Im

= 2 A. Frekuenca e punës është 20 kHz dhe cikli i punës është k

= 0.5. Nëse është L = 250 H dhe tensioni i lejuar dalës i

valëzimit prej majës-në-maje VC = 60 mV, të caktohet: (a)

tensioni i nevojshëm njëkahor hyrës, VS; (b) vlera e kapacitetit

të kondenzatorit të filtrit, C; (c) rryma valëzuese e induktivitetit

I; dhe (d) rryma maksimale e tranzistorit Ip.

11. BURIMET E FUQISË

11.1 HYRJE

Burimet e fuqisë, të cilat shfrytëzohen në zbatime industriale,

zakonisht duhet t’i përmbushin të gjitha ose shumicën e karakteristikave

të poshtshënuara:

1 Izolim të mirë në mes të burimit dhe të ngarkesës,

2 Dendësi të lartë të fuqisë për zvoglimin e madhësisë dhe të

peshës,

3 Kahje të kontrolluar të rrjedhës së fuqisë,

4 Efikasitet të lartë të shndërrimit të energjisë,

5 Formë valore hyrëse dhe dalëse me shtrembërime sa më të

ulëta harmonike për zvoglimin e komponenteve të filtrave,

6 Faktor të kontrolluar të fuqisë, nëse burimi është i

tensionit alternativ.

Shndërruesit njëstadësh (drejtuesit, drejtuesit e kontrolluar,

invertorët, shndërruesit alternativ dhe shndërruesit njëkahor) të diskutuar

në Kapitujt 3, 5, 8, 9 dhe 10 nuk do t’i plotësojnë shumicën e këtyre

specifikave, prandaj paraqitet nevoja e shndërrimit shumëstadësh të

energjisë. Ekzistojnë topologji të ndryshme të mundshme me të cilat

plotësohen kërkesat e parashtruara ndaj burimit specifik, të cilat varen

ELKTRONIKA ENERGJETIKE

336

nga kompleksiteti i lejuar dhe kërkesat e projektit. Në këtë kapitull janë

diskutuar vetëm topologjitë themelore. Varësisht nga tipi i tensionit dalës,

burimet e fuqisë mund të kategorizohen në dy lloje:

1. Burimet e fuqisë njëkahore

2 Burimet e fuqisë alternative

11.2 BURIMET E FUQISË NJËKAHORE

Drejtuesit e kontrolluar në Kapitullin 5, me një transformator

hyrës, mund të sigurojnë izolim në mes të hyrjes dhe daljes, por

përmbajtja e komponenteve harmonike e tensionit dalës është mjaftë e

lartë. Burimet njëkahore impulsive në Kapitullin 9 nuk mund ta sigurojnë

izolimin e nevojshëm dhe fuqia dalëse e tyre është e ulët. Prandaj është

praktikë e rëndomtë që në këto raste të shfrytëzohet shdërrimi i dyfisht:

dc-ac dhe ac-dc. Nëse hyrja është alternative, atëherë bëhet shdërrimi i

trefisht : ac-dc, dc-ac dhe ac-dc. Izolimi sigurohet me një stad të

ndërmjemë të transformatorit. Shndërrimi ac-dc mund të realizohet me

ndonjë invertor (autonom ose rezonant). Në bazë të llojit të shndërrimit

dhe kahjes së kontrollit të fuqisë, burimet njëkahore mund të rindahen në

tri tipe:

1. Burimet impulsive të fuqisë

2. Burimet rezonante të fuqisë

3. Burimet dykahore të fuqisë

11.2.1 Burimet impulsive të fuqisë njëkahore

Te burimet impulsive njëkahore ekzistojnë katër konfiguracione

themelore të stadit të invertorit, dalja e të cilit konvertohet në tension

njëkahor me një drejtues me diodë. Pasi që invertori mund të punoj në


337

+

-

V

I

RC V

D Q

S

S

1

12

11

Stadidc-ac

N :Np S

V VD

I

2

0

1

0

+

-

Stadiac-dc

(a)

D2D I01

+

-

V

I

V

QS

S

1

1

V V2 0

+

-

(b)

N

N

r

p

SN

+

-

V V

D

D

Q

Q

S1

2

1

2

1 V V

D

D

I

2

03

4

0

+

-

(d)

Np

S

S

N

N

V /2S

V /2S

C1

C1

+

+

-

-

dc-ac ac-dc

+

-

V

V

V

QQS

1

1

2 1

V

V

V

D

D

I

2

2

01

2

0

+

-

(c)

N

N

p

p

S

S

N

N

dc-ac ac-dc

IS


338

+

-

VV

DD

DD

QQ

QQ

S

p

24

31

24

31

V

V

V

D

D

I

2

2

05

6

0

+

-

(e)

Np

S

S

N

N

dc-ac

ac-dcIS

Fig.11.1 Konfiguracionet e burimeve impulsive njëkahore: (a) shndërruesi me

riveprim; (b) shndërruesi me riveprim me mbështjellat resetuese; (c)

shndërruesi push-pull; (d) shndërruesi me gjysëmurë; (e) shndërruesi

me urë të plotë

frekuenca shumë të larta, valëzimet në tensionin njëkahor dalës mund të

filtrohen lehtë me filtra të vegjël.

Në fig.11.1a është paraqitur konfiguracioni i shndërruesit me

riveprim. Kur tranzistori Q1 është i kyçur, tensioni i burimit paraqitet në

skaje të primarit të transformatorit, ndërsa në sekondar indukohet tensioni

gjegjës. Kur Q1 është i shkyçur, nga sekondari në primar të

transformatorit indukohet një tension me polaritet të kundërt. Tensioni

minimal i qarkut të hapur të tranzistorit është VoC = 2VS. Nëse rryma

mesatare hyrëse IS ka valëzime të papërfillshme dhe cikli i punës është k

= 50%, vlera maksimale e rrymës së tranzistorit është Ip = IS/k = 2IS.

Rryma hyrëse është pulsuese dhe diskontinuale. Pa diodën D2, nëpër

transformator do të rrjedh një rrymë njëkahore. Kur tranzistori Q1 është i

shkyçur, dioda D2 dhe kondenzatori C1 e resetojnë bërthamën e

transformatorit. Kur të shkyçet dioda D2, kondenzatori C1 zbrazet përmes

rezistencës R1 dhe në çdo cikël energjia humbet si energji termike. Qarku

është shumë i thjeshtë dhe zbatimet e tij janë të kufizuara në fuqi nën 500

W. Ky shndërrues kërkon qark kontrollues me ripveprim të tensionit.

Bërthama e transformatorit mund të resetohet gjithashtu me

mbështjella të posaçme resetuese siç është paraqitur në fig.11.1b, ku

energjia e grumbulluar në bërthamën e transformatorit i kthehet burimit

dhe kësisoji rritet efikasiteti sepse nuk ka humbje të fuqisë.

Tensioni i qarkut të hapur të transformatorit në fig.11.1b është


339

r

p

SCN

NVV 10 11.1

ku Np dhe Nr paraqesin numrin e dredhave të primarit dhe të mbështjellës

resetuese. Herësi i dredhave resetuese është i lidhur me ciklin e punës me

shprehjen

k

k

N

Na

p

rr

1 11.2

Për k = 0.8, herësi i dredhave resetuese është ar = 4 dhe tensioni i qarkut

të hapur është V0C = 5VS. Tensioni i qarkut të hapur të tranzistorit është

shumë më i lartë se tensioni i burimit.

Në fig.11.1.c është paraqitur konfiguracioni push-pull i

shdërruesit. Kur tranzistori Q1 është i kyçur, në primar paraqitet tensioni

VS. Kur të shkyçet Q1, tensioni VS paraqitet në njëren gjysmë të primarit.

Kur tranzistori Q2 është i kyçur, tensioni VS paraqitet në gjysmën tjetër të

primarit të transformatorit. Tensioni i mbështjellës primare lëkundet prej

–VS deri në VS. Rryma mesatare nëpër transformator, në rastin ideal, do të

duhej të ishte zero. Tensioni mesatar në dalje është

S

p

S aVaVVN

NVV 1120 11.3

Tranzistorët Q1 dhe Q2 punojnë me 50% të ciklit të punës.

Tensioni i qarkut të hapur është V0C = 2VS, rryma mesatare e tranzistorit,

IA = IS/2, dhe rryma maksimale e tranzistorit, Ip = IS. Pasi që tensioni i

qarkut të hapur të tranzistorit është dyfishi i tensionit të furnizimit, ky

konfiguracion është i përshtatshëm për zbatime me tension të ulët.

Në fig.11.1.d është paraqitur konfiguracioni i shdërruesit me

gjysëmurë. Kur tranzistori Q1 është i kyçur, në primar paraqitet tensioni

VS/2. Kur të kyçet Q2, në primar të transformatorit paraqitet tensioni i

kundërt VS/2. Tensioni i mbështjellës primare lëkundet prej –VS/2 deri në

VS/2. Tensioni i qarkut të hapur është V0C = VS, rryma mesatare e

tranzistorit, IA = IS, dhe rryma maksimale e tranzistorit, Ip = 2IS. Në

zbatime me tension të lartë më i përshtatshëm është konfiguracioni me

gjysëmurë se sa ai push-pull. Ndërsa te zbatimet me tension të ulët, më i

përshtatshëm është konfiguracioni push-pull për shkak të rrymave më të

vogla të tranzistorit. Tensioni mesatar në dalje është


340

S

p

S aVaVVN

NVV 5.01120 11.4

Në fig.11.1.e është paraqitur konfiguracioni i shdërruesit të plotë

me urë. Kur tranzistorët Q1 dhe Q2 janë të kyçur, në primar paraqitet

tensioni VS. Kur të kyçen Q3 dhe Q4, në primar të transformatorit

paraqitet tensioni i kundërt -VS. Tensioni mesatar dalës është

S

p

S aVaVVN

NVV 1120 11.5

Tensioni i qarkut të hapur është V0C = VS, rryma mesatare e

tranzistorit, IA = IS/2, dhe rryma maksimale e tranzistorit, Ip = IS. Ky

konfiguracion, krahasuar me konfiguracionet tjera, punon me strese

minimale të tensionit dhe të rrymës së tranzistorëve dhe është shumë i

popullarizuar në zbatime me fuqi më të larta se 750W.

Shembulli 11.1__________________________________________________________

Tensioni mesatar (ose njëkahor) dalës i shdërruesit push-pull në fig.11.c është V0 = 24 V

me ngarkesë rezistive R = 0.8 . Rëniet e tensionit në tranzistorë dhe dioda në gjendje

të kyçur janë Vt = 1.2 V dhe VD = o.7 V. Herësi i transformatorit është a = NS/Np = 0.25.

Të caktohet (a) rryma mesatare hyrëse IS, (b) efikasiteti , (c) rryma mesatare e

tranzistorit IA, (d) rryma maksimale e tranzistorit IP, (e) rryma efektive e tranzistorit IR

dhe (f) tensioni i qarkut të hapur të tranzistorit V0C. Rryma e burimit dhe e ngarkesës

kanë valëzime të papërfillshme dhe humbjet në transformator të mospërfillen.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Fuqia dalëse është

000 IVP

Rryma dalëse është

308.0/24/00 RVI A

7203024000 IVP W


341

Tensioni i sekondarit është

7.247.02402 dVVV V

Tensioni i primarit është

8.9825.0/7.24/21 aVV V

Tensioni hyrës është

1002.18.981 tS VVV V


002.12.1 PIVIIIVP dAASSi

Nëse zëvëndsojmë 2/SA II fitohet

720305.0)2.1100( SI

44.78.98

735SI A

(b) Fuqia hyrëse është

74444.7100 SSi IVP W

Efikasiteti është

%7.96744

7200 iP

P

(c) Rryma mesatare e tranzistorit është

72.32/44.72/ SA II A 44.7 Sp II

(d) Rryma maksimale e tranzistorit është


342

44.7 Sp II A

(e) Rryma efektive e tranzistorit është

26.544.75.0 pR IkI A

(f) Tensioni i qarkut të hapur të tranzistorit është

200100220 SC VV A

+

-

VV

S

1

VV

V

DD I

22

034

0

+

-

(a)

Np

SS NND

Q 2

2

DQ1 1

C1

C2

C L

IS

IS

+

-

VV

S

1

VV

V

D D I

22

06 5

0

+

-

(b)

Np

SS NND

DQ

Q

2

4 2

4

DD QQ31 31

C L

Fig.11.2 Konfiguracionet e burimeve rezonante të fuqisë njëkahore: (a)

me gjysëmurë; (b) me urë të plotë


343

11.2.2 Burimet rezonante të fuqisë njëkahore

Invertori rezonant impulsiv mund të përdoret në rastet kur nuk

kërkohet variacion i gjërë i tensionit njëkahor dalës. Frekuenca e

invertorit, e cila mund të jetë e njëjtë me frekuencën rezonante, është

shumë e lartë dhe dalja e invertorit është pothuajse sinusoidale.

Për shkak të oscilimeve rezonante, bërthama e transformatorit

gjithmonë resetohet dhe në këtë rast nuk paraqiten probleme me humbje

të fuqisë njëkahore në bërthamën e transformatorit. Në fig.11.2.janë

paraqitur konfiguracionet e këtij shndërruesi me invertor me gjysëmurë

dhe me urë të plotë. Për shkak të frekuencës së lartë të invertorit,

madhësia e transformatorit dhe e filtrit dalës dukshëm zvoglohen.

Shembulli 11.2__________________________________________________________

Tensioni mesatar në dalje të qarkut me gjysëmurë në fig.11.2a është V0 = 24 V me

ngarkesë rezistive prej R = 0.8 . Invertori punon në frekuencën rezonante. Parametrat e

qarkut janë C1 = C2 = C =1 F, L = 20 H dhe R = 0. Tensioni njëkahor hyrës është VS

= 100 V. Rëniet e tensionit në tranzistorë dhe dioda në gjendje të kyçur janë të

papërfillshme. Herësi i transformatorit është a = NS/Np = 0.25. Të caktohet : (a) rryma

mesatare hyrëse IS, (b) rryma mesatare e tranzistorit IA, (c) rryma maksimale e

tranzistorit IP, (d) rryma efektive e tranzistorit IR dhe (e) tensioni i qarkut të hapur të

tranzistorit V0C. Humbjet në transformator dhe ndikimi i ngarkesës në frekuencën

rezonante të mospërfillen.

Zgjidhje_______________________________________________________________

CCCCe 221

Frekuenca rezonante

8.113,158202/106 r rad/s

ose fr = 25,164.6 Hz

dhe 308.0/24/00 RVI A.


344

(a) Fuqia dalëse është

7203024000 IVP W

Nga ek.(3.9), tensioni i sekondarit është

66.261107.1)22/( 002 VVV V


0PIVP SSi

Rryma mesatare hyrëse është

2.7100

720SI A

(b) Rryma mesatare e tranzistorit është

2.7 SA II A

(c) Për puls sinisoidal të rrymës nëpër tranzistor, /pA II dhe rryma

maksimale e tranzistorit është

62.222.7 Sp II A

(d) Për puls sinisoidal të rrymës me përcjellje 180o rryma efektive e tranzistorit

është

31.112/ pR II A

(e) Tensioni i qarkut të hapur të tranzistorit është

1000 SC VV V


345

11.2.3 Burimet dykahore të fuqisë

Në disa zbatime, është e dëshirueshme mundësia e rrjedhës

dykahore të fuqisë, p.sh. si te mbushja dhe zbrazja e baterive. Në fig.11.3

është paraqitur një burim dykahor i fuqisë. Kahja e rrjedhës së fuqisë do

të varet nga vlerat e V0, VS dhe herësit të transformimit a = NS/Np. Për

rrjedhje të fuqisë nga burimi në ngarkesë, invertori punon në modin

invertues nëse tensioni dalës është

V0 < aVS 11.6

Fig.11.3 Burimi dykahor i fuqisë

Për rrjedhje të fuqisë nga dalja në hyrje, invertori punon si

drejtues nëse tensioni dalës e plotëson kushtin

V0 > aVS 11.7

Te shndërruesit dykahor, rryma induktive mund të rrjedhë në të dy kahjet

prandaj, rrjedha e rrymës është kontinuale.


346

11.3 BURIMET TË FUQISË ALTERNATIVE

Burimet të fuqisë alternative zakonisht përdoren si burime

përkrahëse për ngarkesa kritike dhe në zbatime ku nuk ka burime

normale alternative (nga rrjeta). Burimet përkrahëse të fuqisë janë të

njohura gjithashtu edhe si burime të pandërprera të fuqisë ose UPS (nga

angl. Uninterrruptible Power Supply).

Burimikryesor

ac Drejuesiac-dc

Bateria

Invertoridc-ac

Nderpreresitstatik Ngarkesa

kritike

Normalisht"i kycur",Rrjedha e fuqise

,

Normalishti "shkycur"

,


(a)

Burimikryesor

ac Drejuesiac-dc

Bateria

Invertoridc-ac

Nderpreresitstatik Ngarkesa

kritike

Normalisht"i kycur",

Rrjedha e fuqise

,

Normalishti "kycur"

,


(b)

.. ..

..

..

.. ..

Fig.11.4 Konfiguracionet e UPS


347

Në fig.11.4 janë paraqitur dy konfiguracione të cilat më së

shpeshti përdoren te UPS. Ngarkesa në konfiguracionin e fig.11.4a, në

gjendje normale, furnizohet nga burimi kryesor alternativ, ndërsa

drejtuesi mban mbushjen e përherëshme të baterisë. Nëse burimi kryesor

ndërprehet, ngarkesa kyçet në dalje të invertorit, i cili tani e zëvëndson

burimin kryesor. Për kalim nga një burim në tjetrin, ky konfiguracion

kërkon ndërprerje momentale të qarkut. Me ndërprerës statik, ky kalim

bëhet për 4 deri 5 ms, ndërsa me ndërprerës mekanik mund të zgjasë 30

deri 50 ms. Invertori është në veprim vetëm gjatë kohës kur burimi

kryesor është në ndërprerje.

Invertori në fig.11.4b vepron kontinualisht dhe dalja e tij është e

lidhur gjatë tërë kohës në ngarkesë. Prandaj këtu nuk paraqitet nevoja për

ndërprerje të qarkut në rast të rënies së burimit kryesor. Drejuesi e

furnizon invertorin dhe e mban mbushjen e përhershme të baterisë

përkrahëse. Invertori mund të shfrytëzohet për përshtatjen e burimit dhe

të ngarkesës, për mbrojtje të ngarkesës nga gjendjet kalimtare në burimin

kryesor dhe për ta mbajtur frekuencën e ngarkesës në vlerën e dëshiruar.

Në rast të rënies së invertorit, ngarkesa kyçet drejtëpërsëdrejti në burimin

kryesor.

+

-

VS

p

p

S

S

N

N

DD QQ 24 24

DD QQ 31 31

N

N

V1

V

V

2

2

VL

Stadi ac-dc

Ngarkesakritike

Burimikryesor

Nderpreresistatik

.. ..

T

T

1

2

iL

IS

Fig.11.5 Konfiguracioni alternativ i UPS


348

Bateria përkrahëse që shfrytëzohet te këto burime zakonisht është

nikël-kadmium, por mund të pëdoren edhe bateritë e plumbit me acid.

Bateria nikël-kadmium është më e preferueshme sepse elektroliti i saj

është jokoroziv dhe nuk emeton gazra eksplozive, ka jetë më të gjatë dhe

mundësi më të mëdha të durimit të tejnxemjes ose zbrazjes. Por çmimi i

tij është së paku tri herë më i lartë se i baterisë së plumbit. Në fig.11.5

është paraqitur një konfiguracin alternativ i një sistemi UPS, i cili

përbëhet nga bateria, invertori dhe ndërprerësi statik. Në rast të rënies së

sistemit të furnizimit normal, bateria e furnizon invertorin. Kur është i

kyçur burimi kryesor, invertori punon si drejtues dhe e mbush baterinë.

Në këtë konfiguracion invertori duhet të punoj në frekuencën themelore

dalëse, prandaj mundësia e punës së invertorit në frekuenca të larta nuk

mund të shfrytëzohet për zvoglimin e madhësisë së transformatorit. Si

burimet e fuqisë njëkahore, ashtu edhe burimet alternative mund të

karakterizohen në tri tipe:

1. Burimet impulsive të fuqisë alternative

2. Burimet rezonante të fuqisë alternative

3. Burimet dykahore të fuqisë alternative

11.3.1 Burimet impulsive të fuqisë alternative

Madhësia e transformatorit është një ndër faktorët determinant që

ndikojnë në çmimin e pajisjes dhe peshën e saj, prandaj gjatë projektimit

gjithmonë bëhen përpjekje që kjo të optimalizohet. Madhësia e

transformatorit në qarkun nga fig.11.5 mund të zvoglohet nëse këtij

konfiguracioni i shtohet ndërlidhja për frekuenca të larta siç është

parqitur në fig.11.6. Në këtë rast qarku i burimit është më kompleks dhe

pëbëhet nga dy invertorë. Invertori në anën hyrëse punon me modulim

pulsiv-gjërsor në frekuenca shumë të larta, për ta zvogluar madhësinë e

transformatorit dhe të elementeve të filtrit hyrës të invertorit të dytë

dalës. Invertori dalës punon në frekuencën dalëse ose punuese. Edhepse

ky qark përmban më tepër elemente, çmimi dhe pesha e tyre janë më të

ulëta se kostoja e një transformatori më të madh.


349

+

-

VS

p

S

S

N

N

D DD D2 64 8

D DD D

D

D

3 71 5

9

10

N

1 537

48

2 6

dc-ac dc-ac

v

iL

L

Ngarkesa

L

Ce

e

IS

Lidhja

dc-dc

me frekuence te larte.. .. ..

ac-dc

V1

ac-ac

N

N

N

N

N

N

N

N

Fig.11.6 Burimet impulsive të fuqisë alternative

11.3.2 Burimet rezonante të fuqisë alternative

Invertori hyrës në fig.11.6 mund të zëvëndsohet me një invertor

rezonant siç është treguar në fig.11.7. Invertori dalës punon me modulim

pulsiv-gjërsor në frekuencën dalëse. Edhe në këtë konfiguracion është e

pranishme ndërlidhja e stadit të frekuencave të larta dhe e atij që punon

në frekuencën dalëse.

+

-

VS

p

S

S

N

N

DD

DD

2

6

4

8

DD

DD

D

D

3

7

1

5

9

10

N

N N1 5

NN3

7

N4

8N N26

dc-ac dc-ac

LC

v

iL

L

Ngarkesa

L

Ce

e

IS

Lidhja me frekuencë të lartë

ac-dc

dc-dc

N

Fig.11.7 Burimi rezonant i fuqisë alternative


350

11.3.3 Burimet dykahore të fuqisë alternative

Drejtuesi me dioda dhe invertori dalës mund të kombinohen me

një ciklokonvertor me ndërprerës dykahor siç është treguar në fig.11.8.

Ciklokonvertori e shndërron tensionin alterativ të frekuencës së lartë në

frekuencë të ulët të tensionit dalës. Rrjedha e fuqisë mund të rregullohet

në të dy kahjet.

+

-

VS

D

D2

4

D

D

3

1

pSNN

Q

Q Q

Q1

42

3

IS

vL

iL

dc-ac ac-ac

Ciklokonvertori

N

N N

N

1

2

3

4

Ng

ark

esa

Fig.11.8 Burimet dykahore të fuqisë alternative

11.3.4 Burimet e tërthorta të fuqisë alternative

Nëse burimi hyrës është burim i fuqisë alternative, atëherë në

hyrje paraqitet nevoja edhe për një stadë drejtues hyrës, siç është

paraqitur në fig.11.9. Në katët rast kemi katër shndërrime të

njëpasnjëshme: ac-dc-ac-dc-ac. Çifti drejtues-invertor mund të

zëvëndsohet me konvertor me ndërprerës dykahor, siç është paraqitur në

fig.11.10. Funksionet e këtij konvertori mund të sintetizohen ashtu që të

kombinohen funksionet e drejtuesit dhe të invertorit. Ky konvertor, i cili

e bënë shndërrimin ac-ac drejtëpërsëdrejti, quhet ciklokonvertor me


351

komutim të dhunshëm. Shndërrimet ac-dc-ac-dc-ac në fig.11.9 mund të

realizohen me dy konvertorë me komutim të dhunshëm, siç është treguar

në fig.11.10.

+

-

VS

p

S

S

N

N

DD

DD

2

6

4

8

DD

DD

D

D

3

7

1

5

9

10

N

N N1 5N N3

7

N N4 8N2 6

dc-ac dc-ac

v

iL

L

Ngarkesa

LL

CC e1

e

1

ac-dc

V1ac

ac-dc

N

Fig.11.9 Shndërrimi i tërthortë shumëstadësh

p SNN

vL

iL

ac-acac-ac

N5

1

62

73

84

acN

gar

kes

a

N

N

N

N

NN

N

Fig.11.10 Ciklokonvertori me ndërprerës dykahor

Shembulli 11.3__________________________________________________________

Rezistenca e ngarkesës në burimin e fuqisë alternative në fig.11.6 është R = 2.5 .

Tensioni njëkahor dalës është VS = 100 V. Invertori hyrës punon në frekuencën prej 20

kHz me një puls për gjysmëcikël. Rëniet e tensioneve në tranzistorë dhe dioda në

gjendje të kyçur janë të papërfillshme. Hersi i transformatorit është a = NS/Np = 0.5.

Invertori dalës punon me modulim pulsiv-gjërsor me katër pulse për gjysmëcikël,


352

gjërsia e të cilave siguron që vlera efektive e tensionit të ngarkesës të jetë 70% të

tensionit dalës të drejtuesit. Të caktohet vlera efektive e rrymës së ngarkesës. Tensioni i

valëzimit në dalje të drejtuesit është i papërfillshëm. Humbjet në transformator dhe

ndikimi i ngarkesës në frekuencën rezonante të mos përfillen.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Tensioni efektiv dalës i invertorit hyrës është

1001 SVV V

Tensioni efektiv i sekondarit të transformatorit është

501005.012 aVV V

Tensioni njëkahor i drejtuesit është

5020 VV V

Tensioni efektiv i ngarkesës është

357.0 0 VVL V


145.2/35/ RVI LL A

PASQYRË PYETJESH

11.1 Cilat janë specifikat normale të burimeve të fuqisë?

11.2 Cilat janë llojet e përgjithëshme të burimeve të fuqisë?

11.3 Emëroni tri tipe të burimeve të fuqisë njëkahore?

11.4 Emëroni tri tipe të burimeve të fuqisë alternative?

11.5 Cilat janë përparësit dhe të metat e shndërrimit njëstadësh?


353

11.6 Cilat janë përparësit dhe të metat e burimeve impulsive?

11.7 Cilat janë përparësit dhe të metat e burimeve rezonante të

fuqisë?

11.8 Cilat janë përparësit dhe të metat e burimeve dykahore të

fuqisë?

11.9 Cilat janë përparësit dhe të metat e shndërruesve me

riveprim?

11.10 Cilat janë përparësit dhe të metat e shndërruesve push-

pull?


gjysëmurë?

11.12 Cilat janë konfiguracionet e ndryshme të burimeve

rezonante të fuqisë njëkahore?


ndërlidhje për frekuenca të larta?

11.14 Cili është konfiguracioni i përgjithshëm i UPS?

PROBLEME

11.1 Tensioni mesatar dalës i shdërruesit push-pull në fig.11.c ëshët

V0 = 24 V me ngarkesë rezistive R = 0.4 . Rëniet e tensionit

në tranzistorë dhe dioda në gjendje të kyçur janë Vt = 1.2 V dhe

VD = 0.7 V. Herësi i transformatorit është a = NS/Np = 0.5. Të

caktohet: (a) rryma mesatare hyrëse IS, (b) efikasiteti , (c)

rryma mesatare e tranzistorit IA, (d) rryma maksimale e

tranzistorit IP, (e) rryma efektive e tranzistorit IR dhe (f) tensioni

i qarkut të hapur të tranzistorit V0C. Rryma e burimit dhe e

ngarkesës kanë valëzime të papërfillshme dhe humbjet në

transformator të mospërfillen.

11.2 Të përsëritet Prob.11.1 për qarkun në fig.11.2b, për k = 0.5.

11.3 Të përsëritet Prob.11.1 për qarkun në fig.11.2d.


354

11.4 Të përsëritet Prob.11.1 për qarkun në fig.11.2e.

11.5 Tensioni mesatar në dalje të qarkut me gjysëmurë në fig.11.2a

është V0 = 24 V me ngarkesë rezistive prej R = 0.8 . Invertori

punon në frekuencë rezonante. Parametrat e qarkut janë C1 = C2

= C =2 F, L = 5 H dhe R = 0. Tensioni njëkahor hyrës është

VS = 50 V. Rëniet e tensionit në tranzistorë dhe dioda në gjendje

të kyçur janë të papërfillshme. Herësi i transformatorit është a

= NS/Np = 0.5. Të caktohet: (a) rryma mesatare hyrëse IS, (b)

rryma mesatare e tranzistorit IA, (c) rryma maksimale e

tranzistorit IP, (d) rryma efektive e tranzistorit IR dhe (e)

tensioni i qarkut të hapur të tranzistorit V0C. Humbjet në

transformator dhe ndikimi i ngarkesës në frekuencën rezonante

të mospërfillen.

11.6 Të përsëritet Prob.11.5 për qarkun me urë të plotë në fig.11.2b.

11.7 Rezistenca e ngarkesës në burimin e fuqisë alternative në

fig.11.5 është R = 1.5 . Tensioni njëkahor dalës është VS = 24

V. Invertori hyrës punon në frekuencën prej 20 kHz me tetë

pulse për gjysmëcikël. Gjërësia e pulseve siguron që tensioni

efektiv në ngarkesë të jetë 50% të tensionit hyrës. Rëniet e

tensioneve në tranzistorë dhe dioda në gjendje të kyçur janë të

papërfillshme. Hersi i transformatorit është a = NS/Np =4. Të

caktohet rryma efektive e ngarkesës. Tensioni i valëzimit në

dalje të drejtuesit është i papërfillshëm. Humbjet në

transformator dhe ndikimi i ngarkesës në frekuencën rezonante

të mos përfillen.

11.8 Rezistenca e ngarkesës në burimin e fuqisë alternative në

fig.11.6 është R = 1.5 . Tensioni njëkahor dalës është VS = 24

V. Invertori hyrës punon në frekuencën prej 20 kHz me katër

pulse për gjysmëcikël, gjërsia e të cilave siguron që tensioni V1

të jetë 50% të tensionit hyrës. Rëniet e tensioneve në tranzistorë

dhe dioda në gjendje të kyçur janë të papërfillshme. Hersi i

transformatorit është a = NS/Np = 0.5. Invertori dalës punon me

modulim pulsiv-gjërsor me katër pulse për gjysmë-cikël, gjërsia

e të cilave siguron që tensioni efektiv i ngarkesës të jetë 70% të

tensionit dalës të drejtuesit. Të caktohet vlera efektive e rrymës

së ngarkesës. Tensioni i valëzimit në dalje të drejtuesit është i

papërfillshëm. Humbjet në transformator dhe ndikimi i

ngarkesës në frekuencën rezonante të mos përfillen.

12 NDËRPRERSIT STATIK

12.1 HYRJE

Për ndërprerjen e qarkut elektrik, në vend të ndërprersve mekanik

dhe elektromekanik, mund të përdoren tiristorët si ndërprerës të veprimit

të shpejtë, të cilët mund të kyçen dhe të shkyçen mbrenda disa

mikrosekondave. Për zbatime me fuqi të vogla njëkahore, gjithashtu

mund të shfrytëzohen edhe tranzistorët e fuqisë. Ndrërprerësit e këtillë

quhen ndërprerës statik dhe këta kanë shumë përparësi ndaj atyre

mekanik dhe elektromekanik (p.sh. shpejtësi shumë të lartë të

ndërprerjes, nuk kanë pjesë të lëvizshme dhe nuk kanë kontakt të

vrullshëm gjatë mbylljes).

Përveç këtyre përparësive, gjatë zbatimit të tiristorit (ose

tranzistorit) si ndërprerës statik, qarku mund të projektohet asisoji që të

ketë vonesë kohore, ndërlidhje me qarqet tjera, detektim të vlerave të

ulëta dhe të larta të rrymës si dhe detektim të mbi- dhe nën- tensioneve.

Për gjenerimin e sinjaleve kontrolluese të gejtit, shfrytëzohen shdërruesit

e ndryshëm për detektimin e pozitës, distancës, etj.

Ndërprersit statik mund të klasifikohen në dy tipe: (1) ndërprerës

alternativ, dhe (2) ndërprerës njëkahor. Ndërprersit alternativ pastaj mund

të ndahen në (a) njëfazor, dhe (b) trefazorë. Për ndërprerës alternativ,

tiristorët janë me komutim nga rrjeta (ose komutim natyror) dhe

shpejtësia e tyre e punës është e kufizuar me frekuencën e burimit

alternativ dhe me kohën e shkyçjes së tiristorëve. Ndërprersit njëkahor

janë me komutim të dhunshëm dhe shpejtësia e tyre e punës varet nga

qarku komutues dhe nga koha e shkyçjes së tiristorëve të shpejtë.


356

12.2 NDËRPRERSIT ALTERNATIV NJËFAZOR

Në fig.12.1a është paraqitur qarku i një ndërprersi njëfazor të

valës së plotë, ku dy tiristorë janë lidhur paralel në opozitë.

+

-

+

-

v

i

i

i v

iT

TR

S

S

T 1

T22

10

0L

(a)

Vm

V /Rm LV /Rm L

0

2 t

vS

Vm

0

0

0

0

2

2

2

2

t

t

t

t

v

i

0

0

-Vm

g

g1

2

1

1

Impulset e gejtit T1


(b)

Vm

0

0

0

0

2

2

2

2

t

t

t

t

v

i

0

0

-Vm

g

g1

2

1

1



(c)

Fig.12.1 Ndërprersi alternativ njëfazor me tiristorë: (a) qarku;

(b) format valore për ngarkesë rezistive; dhe (c) format

valore për ngarkesë induktive


357

Tiristori T1 është i kyçur në t = 0, ndërsa tiristori T2 është i kyçur

në t = . Tensioni dalës është i njëjtë me tensionin hyrës. Tiristorët

veprojnë si ndërprerës dhe janë me komutim nga rrjeta. Format valore të

tensionit hyrës, dalës dhe rrymës dalëse, për ngarkesë rezistive, janë

paraqitur në fig.12.1b. Për ngarkesë induktive, tiristori T1 duhet të kyçet

kur rryma kalon nëpër zero pas gjysmëciklit negativ të tensionit hyrës,

ndërsa tiristori T2 kur rryma kalon nëpër zero pas gjysmëciklit pozitiv

(fig.12.1c). Impulset e trigerimit për T1 dhe T2 janë paraqitur në fig.12.1c.

Në shumë raste praktike, dy tiristorë mund të zëvëndsohen me TRIAC.

Vlera momentale e rrymës së rrjetës është

tIti mS sin)(

Vlera efektive e kësaj rryme është

2)(sin

2

22/1

0

22 mmS

ItdtII

12.1

Pasi që secili tiristor bartë rrymë vetëm gjatë një gjysmëcikli, rryma

mesatare në çdo tiristor është

mmA

ItdtII )(sin

2

1

0

12.2

dhe vlera efektive e rrymës së çdo tiristori është

2

)(sin2

1 2/12

0

2 mmR

ItdtII

12.3

Qarku nga fig.12.1a mund të modifikohet si në fig.12.2a, ku të dy

tiristorët janë të lidhur me katodë të përbashkët dhe sinjalet e gejtit kanë

terminal të përbashkët. Te ky qark, gjatë gjysmëciklit pozitiv përçojnë

tiristori T1 dhe dioda D1, ndërsa gjatë gjysmëciklit negativ tiristori T2 dhe

dioda D2. Forme valore e tensionot dalës dhe impulset për trigerimin e

tiristorëve T1 dhe T2 janë paraqitur në fig.12.2b.


358

+

-

+

-

v

i

i i v

i

T

DD

T

R

S

S

1

T T1 2

2

2

1

0

0

L

(a)

Vm

0

0

0

2

2

2

t

t

t

v vS 0

g

g1

2

1

1



(b)

,

Fig.12.2 Ndërprersi alternativ njëfazor me urë me tiristorë dhe dioda: (a)

qarku; (b) format valore për ngarkesë rezistive

Fuksionin e njëjtë mund ta kryej edhe drejtuesi me urë me dioda

dhe një tiristor, siç është paraqitur në fig.12.3a. Tiristori kyçet në fillim të

çdo gjysmëcikli. Rryma në ngarkesë është alternative, ndërsa në tiristorin

T1 është njëkahore. Forma valore e tensionit dalës dhe sinjalet e gejtit

janë paraqitur në fig.12.3b. Në këtë konfiguracion, tiristori mund të

zëvëndsohet me tranzistor ose GTO. Njësia e përbërë nga tiristori

(tranzistori ose GTO) dhe drejtuesi me urë është e njohur si ndërprersi

bidirekcional.

+

-

+

-

v

i

v

i

D

D D

D

R

S

S

1

4 2

3

0

0

L

(a)

T1

Vm

0

0

2

2

t

t

v vS 0

g1

1


,

(b)

Fig.12.3 Ndërprersi njëfazor me drejtues me urë dhe një tiristor


359

12.3 NDËRPRERSIT TREFAZORË

Koncepti i ndërprersit njëfazor alternativ mund të zgjërohet edhe

në zbatime trefazore.

i1

Fig.12.4 Ndërprersi trefazorë alternativ me tiristorë


360

Tre ndërprerës njëfazor mund të lidhen që të formojnë një

ndërprerës trefazorë siç është paraqitur në fig.12.4a. Sinjalet trigeruese

për tiristorë si dhe rrymat në tiristorë janë paraqitur në fig.12.4b.

Ngarkesa mund të jetë e lidhur në yll ose trekëndësh.

Për zvoglimin e numrit të tiristorëve dhe kostos, mund të

shfrytëzohet lidhja e diodave dhe tiristorëve në formë të ndërprërësit

trefazorë, siç është paraqitur në fig.12.5. Në rastin kur dy tiristorë janë të

lidhur në opozitë, ka mundësi që rrjedha e rrymës të ndalet në çdo

gjysëmcikël, ndërsa te qarku me diodë dhe tiristor, rryma mund të ndalet

vetën vetëm në çdo cikël të plotë të tensionit hyrës, prandaj koha e

reagimit bëhet më e ngadalshme.

T

D

D

D

T

T

R

R

R

1

2

3

1

2

3

L

L

L

a

n

b c

A

B

C

Fig.12.5 Ndërprersi alternativ trefazorë me dioda dhe tiristorë

Në praktikë shpesh paraqitet nevoja për burim trefazorë me fazë

të kundërt në ngarkesë. Për fitimin e tensionit të tillë shfrytëzohen

ndërprersit trefazorë kthyes, të cilët mund të ndërtohen me shtimin e dy

ndërprersve njëfazor në ndërprersin e fig.12.4a dhe ky qark është

paraqitur në fig.12.6. Gjatë punës normale, tiristorët T7 – T10 janë të

shkyçur ndërsa T1 – T6 janë të kyçur. Linja A furnizon terminalin a, linja

B furnizon terminalin b, dhe linja C furnizon terminalin c. Gjatë punës

me fazë të kundërt, tiristorët T2, T3, T5 dhe T6 janë të shkyçur dhe

tiristorët T7 – T10 janë në punë. Linja B furnizon terminalin c dhe linja C

furnizon terminalin b, që rezulton me tensione me faza të kundërta që

aplikohen në ngarkesë.


361

T

T

T

T

T

T

T

T

T

T

R

R

R

4

3

5

9

7

1

6

2

10

8

L

L

L

a

n

b c

A

B

C

Fig.12.6 Ndërprersi trefazorë kthyes

Për fitimin e fazës së kundërt të tensioneve fazore në ngarkesë,

gjithëmonë shfrytëzohen tiristorët. Kombinimi tiristorë dhe dioda si në

fig.12.5 nuk mund të shfrytëzohet, sepse do të paraqitet lidhje e shkurtë

në mes të fazave.

12.4 NDËRPRERSIT PËR MAGJISTRALE

Ndërprersit statik mund të shfrytëzohen edhe për bartje të

energjisë nga një burim në tjetrin dhe këta quhen ndërprerës për

magjitrale. Këta mund të jenë njëfazor dhe trefazorë. Në një sistem

praktik të burimit, ndonjëherë ndodhë që të paraqitet nevoja për kyçjen e

ngarkesës nga burimi normal në ndonjë burim tjetër ndihmës. Kjo ndodhë

në këto raste: (1) kur burimi kryesor bie nga funksioni dhe (2) në kushtet

e nëntensionit ose mbitensionit të burimit kryesor. Në fig.12.7 është


362

paraqitur ndërprersi njëfazor për magjistrale i cili shërben për kyçjen e

ngarkesës nga burimi kryesor në burimin ndihmës. Ngarkesa është e

kyçur në burimin normal kur veprojnë tiristorët T1 dhe T2, ndërsa është e

kuçur në burimin alternativ kur veprojnë tiristorët T1’ dhe T2’, derisa

tiristorët T1 dhe T2 janë të shkyçur. Parimi i njëjtë shfrytëzohet edhe te

ndërprersit trefazorë. Zgjërimi i konceptit të ndërprersit njëfazor për

magjistrale, në atë trefazorë është paraqitur në fig,12.8.

T

T

T TR2

2

1

1

L

'

'

+

-

+

-

+

-

v vv1 0 2

Fig.12.7 Ndërprersi njëfazor për magjistrale

T

T

T

T

T

T

4

3

5

1

6

2

a

b

c

A

B

C

R

R

RL

L

L

A'

B'

C'

T '1

T '4

T '3

T '6

T '5

T '2

Fig.12.8 Ndërprersi trefazorë për magjistrale


363

12.5 NDËRPRERSIT NJËKAHOR

Te ndërprersit njëkahor, tensioni hyrës është njëkahor dhe në këtë

rast mund të shfrytëzohen tiristorët e shpejtë, GTO ose tranzistorët e

fuqisë. Tiristori njëherë i kyçur, duhet të shkyçet me komutim të

dhunshëm dhe këto teknika janë diskutuar në Kapitullin 6. Në fig.12.8

është paraqitur ndërprersi me tranzistor me ngarkesë rezistive, ndërsa për

rastin e ngarkesës induktive, në skaje të ngarkesës duhet të lidhet një

diodë për mbrojtje të tranzistorit nga tensionet kalimtare gjatë shkyçjes

(siç është treguar me vija të ndërprera në fig.12.9). Këta ndërprerës mund

të përdoren edhe si ndërprerës të magjistrales për bartje të energjisë nga

një burim në tjetrin.

+

-

+

-

Buriminjekahor

..

Tensioni i ngasjesse bazes

.. ..

V

Q

R v

S

1

L 0

Fig.12.9 Ndërprersi njëkahor me tranzistor

Nëse përdoren tiristorët me komutim të dhunshëm, qarku

komutues është pjesë integrale e ndërprersit dhe një ndërprerës i tillë për

zbatime me fuqi të lartë është paraqitur në fig.12.10. Nëse tiristori T3

është i kyçur, kondenzatori C mbushet përmes burimit VS, L dhe T3. Nga

ek.(6.2) dhe (6.3), rryma e mbushjes i dhe tensioni i kondenzatorit vC janë

shprehur si

tC

LVti S sin)( 12.4

dhe

)cos1()( tVtv SC 12.5


364

ku LC/1 . Pas kohës LCtt 0 , rryma e mbushjes bëhet zero

dhe kondenzatori është i mbushur në 2VS. Nëse tiristori T1 është duke

përçuar dhe e furnizon ngarkesën, tiristori T2 kyçet për ta shkyçur

tiristorin T1. Tiristori T3 është vetëkomutues.

Buriminjekahor

..

+

-

V

C

R

D

L

TT

T

DR

I

S

L

L

1

2

3

m

1

Fig.12.10 Ndërprersi njëkahor me tiristorë

Kyçja e tiristorit T2 shkakton një puls të rrymës rezonante nga

kondenzatori C, përmes C, L dhe T2. Me rritjen e rrymës rezonante bie

rryma e nëpër tiristorin T1. Kur rryma rezonante e arrinë vlerën e rrymës

së ngarkesës IL, rryma e tiristorit T1 bie në zero dhe ai shkyçet. Ngarkesa

e mbetur në kondenzatorin C zbrazet përmes rezistencës së ngarkesës RL.

Tiristori T2 është gjithashtu vetëkomutues. Për ngarkesë induktive, në

skaje të ngarkesës duhet të lidhet dioda shkarkuese Dm. Kondenzatori

duhet të zbrazet plotësisht në çdo veprim ndërprerës, ndërsa tensioni

negativ në kondenzator mund të parapengohet me lidhjen e një rezistori

dhe diode siç është treguar me vija të ndërprera në fig.12.10.

+

-

+

-

Buriminjekahor

..V

RvS

L0

T1

Fig.12.11 Ndërprersi njëkahor me GTO


365

Shkyçja e qarqeve njëkahore nuk është fare e lehtë, prandaj

ndërprersit njëkahorë statik kërkojnë qarqe shtesë për shkyçje.

Ndërprersit njëkahor mund të zbatohen për kontrollin e rrjedhës së fuqisë

në tensione dhe rryma shumë të larta (p.sh. reaktorët me fuzion) dhe

gjithashtu mund të përdoren si ndërprerës të rrymës me veprim të shpejtë.

Në vend të tranzistorëve, te këta ndërprerës mund të përdoren GTO-të, të

cilët kyçen me impulse të shkurta pozitive në gejt, ngjashëm si tiristorët e

zakonshëm, ndërsa mund të shkyçen me impulse të shkurta negative në

gejt, dhe për këtë arsye nuk paraqitet nevoja për kurfarë qarku komutues.

Një ndërpreres njëkahor me GTO është paraqitur në fig.12.11.

12.6 RELETË STATIK

Ndërprersit statik mund të shfrytëzohen si rele statik për

kontrollin e rrjedhës së fuqisë alternative dhe njëkahore. Në shumë

zbatime në rregullimet automatike industriale (p.sh. kontrolla i

ngarkesave të motorit, transformator, nxemje të rezistencës, etj.), këta

mund t’i zëvëndsojnë reletë elektromekanik. Për zbatime me tensione

alternative mund të shfrytëzohen tiristorët ose TRIAC-ët, ndërsa për

zbatime njëkahore shfrytëzohen tranzistorët.

R

V

v

S

L

0

+

-

+

-

(a)

R R

V

v

S

L B0

+

-

+

-

Ridrelea

Buriminjekahor

..

(b)

Fig.12.12 Relea statike njëkahor

Relea statike zakonisht është e izoluar elektrikisht në mes të

qarkut kontrollues dhe qarkut të ngarkesës me rid rele (reed reley),

transformator ose optokapler. Në fig.12.12 janë paraqitur dy qarqe

themelore për rele njëkahor statik, njëri me izolim me rid rele dhe tjetri


366

me izolim me optokapler. Edhepse qarku njëfazor nga fig.12.1a mund të

punoj si rele statik, për zbatime me fuqi alternative, zakonisht përdoret

TRIAC-u, sepse ky është element që kërkon vetëm një qark të trigerimit.

Në fig.12.13 janë paraqitur reletë statik me izolim me rid rele,

transformator dhe optokapler. Nëse në zbatime për nivele më të larta të

fuqisë kërkohet shfrytëzimi i tiristorit, atëherë qarku nga fig.12.1a mund

të punojë si rele statik, e në këtë rast do të rritet kompleksiteti i qarkut

trigerues.

(a) (b)

R RR

v v

v v

S S

L L0 0

+ +

- -

+ +

- -

Ridrelea

TR1 TR1

+

-

Sinjalikontrollues

Burimialternativ

Burimialternativ

(c)

RR

v

vL

0

+

-

+

-

D

D

D

D

1

2

3

4

Fig.12.13 Relea statike alternative


367

12.7 PROJEKTIMI I NDËRPRERSVE STATIK

Ndërprersit dhe reletë statik kanë shumë përparësi ndaj atyre

konvencional elektromekanik. Me zhvillimin e komponenteve

gjysmëpërçuese të fuqisë dhe qarqeve të integruara, ndërprersit statik

gjejnë zbatim të gjërë në rregullimin automatik në industri. Këta

ndërprerës mund të ndërlidhen me sisteme digjitale ose të

kompjuterizuara të rregullimit.

Ndërprersit statik komercial që mund të gjenden në treg kanë

breze të kufizuara të tensioneve dhe rrymave prej 1 A deri 50 A me

tensione deri në 440 V. Nëse paraqitet nevoja që këta ndërprerës të

plotësojnë kërkësa specifike, projektimi i tyre është i thjeshtë dhe kërkon

vetëm përcaktimin e brezeve të tensionit dhe të rrymës për komponentet

gjysmëpërquese të fuqisë. Procedura e projektimit mund të ilustrohet me

shembuj.

Shembulli 12.1__________________________________________________________

Ndërprersi njëfazor alternativ me konfiguracin si në fig.12.1a është shfrytëzuar në mes

të burimit 120 V 60 Hz dhe ngarkesës induktive. Fuqia e ngarkesës është 5 kW me

faktor të fuqisë 0.88. Të caktohen (a) brezet e tensionit dhe të rrymës së tiristorëve, dhe

(b) këndet e kyçjes së tiristorëve.

Zgjidhje_______________________________________________________________

(a) Fuqia në ngarkesë është

500088.0120cos 000 IIVP S W

Amplituda e rrymës së ngarkesës është

96.66)88.0120/(50002)cos/(2 0 Sm VPI A

Nga ek.(12.2), rryma mesatare e tiristorit është

31.21/96.66 AI A


368

Nga ek.(12.3), rryma efektive e tiristorit është

48.332/96.66 RI A

Tensioni reverz maksimal në tiristor është

7.1691202max RV V

(b) 88.0cos ose 36.28

Këndi i kyçjes së tiristorit T1 është

36.281 dhe për tiristorin T2 është

36.20836.281802

Shembulli 12.2__________________________________________________________

Ndërprersi trefazorë alternativ me konfiguracin si në fig.12.4a është shfrytëzuar në mes

të burimit trefazorë 440 V 60 Hz dhe ngarkesës trefazore të lidhur në yll. Fuqia e

ngarkesës është 20 kW me faktor të fuqisë 0.707. Të caktohen brezet e tensionit dhe të

rrymës së tiristorëve.

Zgjidhje_______________________________________________________________

Fuqia e ngarkesës është

cos30 SS IVP

Tensioni fazor është

03.2543/440 SV V

Amplituda e rrymës së ngarkesës është

494.52)707.04403/(200002)cos/(2 0 Sm VPI A


369

Nga ek.(12.2), rryma mesatare e tiristorit është

71.16/494.52 AI A

Nga ek.(12.3), rryma efektive e tiristorit është

247.262/494.52 RI A

Tensioni reverz maksimal në tiristor është

3.6224402max RV V

PASQYRË PYETJESH

12.1 Çka është ndërprersi statik?

12.2 Cilat janë dallimet në mes të ndërprersit njëkahor dhe

alternativ?

12.3 Cilat janë përparësitë e ndërprersve statik ndaj atyre

mekanik ose elektromekanik?

12.4 Cilat janë përparësitë dhe të metat e ndërprersve

alternativ me tiristorë paralel në opozitë?


alternativ me një tiristor dhe diodë?


alternativ me drejtues dhe tiristor?

12.7 Si ndikon induktiviteti i ngarkesës në kërkesat e

trigerimit të ndërprersit alternativ?

12.8 Cili është principi i punës së releve statik?

12.9 Cilat janë metodat e izolomit qarkut të kontrollit nga

qarku i ngarkesës te reletë statik?


370

12.10 Cilët faktor duhet të merren parasysh gjatë

projektimit të ndërpresëve njëkahor?

12.11 Cilët faktor duhet të merren parasysh gjatë

projektimit të ndërpresëve alternativ?

12.12 Cili tipi i komutimit përdoret te ndërprersit njëkahor?

12.13 Cili tipi i komutimit përdoret te ndërprersit alternativ?

PROBLEME

12.1 Ndërprersi njëfazor alternativ me konfiguracin si në fig.12.1a

është shfrytëzuar në mes të burimit 220 V 50 Hz dhe ngarkesës

induktive. Fuqia e ngarkesës është 15 kW me faktor të fuqisë

0.90. Të caktohen brezet e tensionit dhe të rrymës së tiristorëve.

12.2 Të caktohen këndet e kyçjes së tiristorëve T1 dhe T2 në

Prob.12.1.




0.90. Të caktohen brezet e tensionit dhe të rrymës së tiristorëve

dhe diodave.




0.90. Të caktohen brezet e tensionit dhe të rrymës së tiristorëve

dhe diodave në drejtuesin me urë.

12.5 Të caktohet këndi i kyçjes së tiristorit T1 në Prob.12.4.

12.6 Ndërprersi trefazorë alternativ me konfiguracin si në fig.12.4a

është shfrytëzuar në mes të burimit trefazorë 380 V 50 Hz dhe

ngarkesës trefazore të lidhur në yll. Fuqia e ngarkesës është 20

kW me faktor të fuqisë 0.86. Të caktohen brezet e tensionit dhe

të rrymës së tiristorëve.

12.7 Të caktohen këndet e kyçjes së tiristorëve në Prob.12.6.


371

12.8 Të përsëritet Prob.12.7 për ngarkesë të lidhur në trekëndësh.

12.9 Ndërprersi trefazorë alternativ me konfiguracin si në fig.12.5

është shfrytëzuar në mes të burimit trefazorë 380 V 50 Hz dhe

ngarkesës trefazore të lidhur në yll. Fuqia e ngarkesës është 20

kW me faktor të fuqisë 0.86. Të caktohen brezet e tensionit dhe

të rrymës së tiristorëve dhe diodave.

12.10 Ndërprersi njëkahor me tiristorë me konfiguracin si në fig.12.10

ka ngarkesë rezistive RL= 5 , burim njakahor të tensionit VS =

220 V, induktivitet L = 40 H dhe kapacitet C = 40 F. Të

caktohet: (a) vlera maksimale e rrymës në tiristorinT3 dhe (b)

koha e nevojshme për zvoglimin e rrymës së tiristorit T1 nga

vlera e saj në gjendjen stacionare në zero.

Elektronika Energjetike

372

Referencat

1. P. D. Ziogas, S. I. Khan, M. H. Rashid, “Some improved forced

cummutated cycloconverte structures”. IEEE Transactions on

Industry Applications, No. 5.1985

2. M. Venturi, “A new sine wave in sine wave out coversion technique

eleiminates reactive elements”. Proceedings Powercon 7, 1980

3. S. A. Hamed, “Modeling and design of transistor-controlled AC

voltage regulators”. Inernational Journal of Electronics, No. 3,

1990

4. R. G. Hoft, “Historical review, present status and future prospects”.

Inernational Power Electronics Conference”, Tokyo, 1983

5. B. K. Bose, “Recent advances in power electronics”. IEEE

Transactions on Power Electronics”. No 1, 1992

6. C. K. Chu, P. B. Spisak, D. A. Walzak, “High power asymmetrical

thyristors”. IEE Industry Applications Society Conference Record,

1985

7. Y. Nakamura, H. Tadano, I. Igarashi, “Very high speed induction

thyristors”. IEEE Transactions on Industry Applications, No.6,

1986

8. B. J. Baliga, D. Y. Chen, “Power transistors: Device Design and

Applications”. IEEE Press, 1984

9. S. Cuk, R. D. Middlebrook, “Advances in switched mode power

conversion”. IEEE Tansactions on Industrial Electronics, No.1,

1983

Referencat 373

10. M. H. Rashid, “ A thyristor chopper with minimum limits on

voltage control of dc drives”. Inernational Journal of Electronics,

No. 1, 1990

11. F. C. Schwarz, “An improved method of resonant pulse modulation

for power converters”. IEEE Transactions on Industrial Electronics

and Control Instrumentation, No.2,1987

12. D. M. Divan, “Design considerations for very high frequency

resonant mode dc/dc converters”. IEEE Transactions on Industry

Applications, No.8, 1985

13. P. D. Zogias, V. R. Stefanovic, “A four-quadrant curent regulated

converter with a high frequency link”. IEEE Transactions on

Industry Applications, No.5, 1982

14. J. Ebert, M. K. Kazimierczuk, “Class-E high-effiency tuned power

oscilator”. IEEE Journal of solid –State Circuits, No.2, 1981

15. K.Liu, R. Oruganti, “Quasi-resonant converters: tipologies and

characteristics”. IEEE Transactions on Power Electronics, No.1,

1987

16. D. M . Devan, “The resonant DC link converter: a new concept in

static power conversion”. IEEE Transactions on Industry

Applications, No.2, 1989

17. P. M. McEwan, S. B. Tennakoon, “ A two-stage DC thyristor

circuit breaker”. IEEE Transactions on Power Electronics, No.4,

1998

18. M. Tou, K. Al-Haddad, G. Oliver, “Analysis and design of single-

controlled switch three-phase rectifier with unity power factor and

sinusoidal input current”. IEEE Transactions on Power Electronics,

No.4, 1998

19. C. A. Ayres, I. Barbi, “A family of converters for UPS production

burn-in energy recovery”. IEEE Transactions on Power

Electronics, No.4, 1999

20. A. K. S. Bhat, “ Operation of high-frequecy resonant converters on

utility line with improved characteristics”. IEEE Transactions on

Power Electronics, No.5, 1998

Elektronika Energjetike

374

21. P. R. Palmer, A. N. Githiari, “The series connection of IGBT’s with

active voltage sharing”. IEEE Transactions on Power Electronics,

No.3, 1995

22. S. Musumeci, A. Raciti, A. Testa, “Switching-behavior

improvement of insulated gate-controlled devices”. IEEE

Transactions on Power Electronics, No.1, 1998

23. R. Naim, G. Weiss, S. Ben-Yaakov, “H Controll applied to boost

power converters”, IEEE Transactions on Power Electronics, No.4,

1998

24. J. Wang, K. Mauch, “Analysis of ripple-free input-current boost

converter with discontinuous conduction characteristics”. IEEE


25. Y. Y. Tzou, R. S. Ou, S. L. Jung, M. Y. Chang, “High-performance

programmable AC power source with low harmonic distortion

using DSP-based repetitive control technique”. IEEE Transactions

on Power Electronics, No.5, 1995

26. E. H. Ismail, R. Erickson, “ A new class of low-cost three-phase

high-quality rectifirers with zero-voltage switching”. IEEE


27. J. H. Cheng, A. F. Witulski, ”Stedy-state and large-signal design of

current-progrmmed DC-DC converters”. IEEE Transactions on

Power Electronics, No.4, 1998

28. Y.Y. Tzou, L. H. Ho, R. S. Ou, “ Fuzzy controll of a closed-loop

regulated PWM inverter under large load varoations”. IEEE

IECON, conf. Rec. 1993

Referencat 375

Bibliografia e përgjithshme

Përveç referencave të cituara, sygjerohen edhe librat e poshtshënuar:

Hemann, K., Basic Principles of Power Electronics. New York:

Springer-Verlag, 1986.

Hnatek, E. R., Design of Solid-state Power Supplies. New York: Van

Nostrand Reinhold Company, Inc. 1991.

Kloss, A., A Basic Guide To Power Elektronics. New York: John Wiley

& Sons, Inc. 1984.

Mohan, M. Power Elektronics. New York: John Wiley & Sons, Inc.

1989.

Pearman, R. A., Power Elektronics: Solid State Motor Controll. Reston

Publishing Co., Inc.,1980.

Pearman, R. A., Solid State Industrial Elektronics. Reston Publishing

Co., Inc.,1990.

Rashid, M. H., Power Elektronics. Prentice-Hall International, Inc.,

1996.

Mazda, R., Power Elektronics. Addison Wesley, Inc., 1998.


376

Indeksi

A

aftësia për kyçje të sërishme,

50

aktivizim me dritë, 44

amplifikatori, 3

mikrovalor, 3

i tensionit., 142

audio, 144

amplifikimi i rrymës, 42

anoda, 6, 40, 41

antiparalel, 158

B

bak rregullatori, 285

bak-bust rregullatori, 294

bartësit kryesorë

minor, 9

baza, 134

bërthama e transformatorit,

20, 302, 306

besueshmëria e punës së

vargut të tiristorëve, 55

bidirekcional, 216, 223, 241,

246, 263, 264, 265, 320

borne dalëse, 152

brezi i rrymave të IGBT, 145

brezi i rrymës, 12

burimet, 2

e fuqisë njëkahore, 289

alternative, 301

e pandërprera, 309

e pandërprera të fuqisë,

151

e përhershme të fuqisë,

151

impulsive

rezonante

dykahore, 302

bust rregullatori, 289

C

cikli i punës, 220

ciklokonvertori, 252

Ç

çiftet elektron-vrimë, 43

çoperi, 267

i klasës A, 280

i klasës B, 280

i klasës C, 282

i klasës E, 283

dykuadrantësh, 282

D

diagrami i qarkut, 13

difuzion, 5, 40

dioda, 3

për zbatim gjeneral, 5

e shpejtë:, 11

me rimëkëmbje të

shpejtë, 3

shkarkuese, 34, 64, 69,

81, 90, 107, 325

e rikëthimit, 152

e fuqisë, 5

377

e sinjaleve të vogla, 5

e Zenner-it, 5 përçuese, 41

disipacioni, 8, 56

diskontinual, 87

distorzioni total, 154

drejni, 141

drejtuesi, 18

njëfazor, 18

i gjysmëvalës

i valës së plotë

trefazorë, 18

me urë, 21

në yll, 23

q-fazorë, 25

drita, 43

Dh

dhënsi sonar, 191

E

efekti regjenerativ, 43

efikasiteti, 19

maksimal, 210

ekuacioni i barazpeshës, 181

i rrymës së tranzistorit,

137

i Schockley-ut, 6

elektroda e gejtit, 144

elektromekanik, 317

elektronika energjetike, 1

eliminimi i komponentës

njëkahore, 24

emiteri, 135

energjia, 2

e akumuluar në induktor,

122

e grumbulluar, 178

alternative, 60

F

faktori, 20

harmonik, 20

i butësisë, 9

i formës, 19

i fuqisë, 20

i idealitetit, 6

i mirësisë, 203

i uljes së tensionit, 55

i valëzimit, 20

i amplifikimit, 136

faza, 19

filtrat, 30

L,C

LC, 30

fluoroscent, 191

format valore, 18

fototiristori, 56

fototranzistori, 56

frekuenca, 3

e burimit hyrës, 61

e punës, 207

e valëzimit, 87

maksimale, 197

rezonante, 192

fuqia, 2

alternative dalëse, 19

e disipacionit, 8

e dobishme, 154

njëkahore dalëse, 19

G

gejti, 40

GJ

gjendja kalimtare, 14

e bllokimit reverz, 41

e përcjelljes, 41

gjeneratori ultrasonik, 191

gjërësia e impulsit, 45

gjysmëcikli negativ, 18

gjysmëkonvertori, 61

H

harmoniku i rendit më të

ulët, 155

humbjet e fuqisë, 190


378

I

IGBT, 3, 134, 144, 145, 146,

147, 149,

impedanca, 34

hyrëse, 203

induktansa, 34

induktiviteti, 19

me ndërlidhje magnetike,

56

i ngarkesës, 60, 34

i parazitar, 46

injektimi, 144

invertori, 151

rezonant, 151

i rrymës, 151

i tensionit, 151

i tërthortë, 207

me komutim

komplementar, 176, 179,

me komutim ndihmës,

176, 3

rezonant paralel, 190,

202, 3

rezonant serik, 190, 191,

3

rezonant i klasës E, 191

i McMurray-Bedford-it,

179

i McMurray-it, 178

njëfazor me gjysëmurë,

152

njëfazor me urë, 157

trefazorë, 163

izolimi, 302

nga riveprimi i energjisë,

5

J

josinusoidale, 231

K

kanali, 141

kapaciteti parazitar, 44

karakteristika, 1

stacionare, 6

e MOSFET-it për gjendje

stacionare, 143

e ngasjes së gejtit, 146

e shkyçjes, 50, 51

ideale, 5

përcjellëse, 142

v-i, 6, 17

natyrore e qarkut, 111,

191

katoda, 5, 6, 40, 61

këndi, 62

i ngacmimit, 228

i shfazimit, 20

i vonesës, 78

koeficienti, 6

i emisionit, 6

negativ temperaturor, 147

koha, 112

e kthimit, 112

e kyçjes, 44

e rekombinimit, 50

e rimëkëmbjes reverze,

10

e rritjes, 44

e shkyçjes, 50

e shkyçjes së qarkut, 116,

117, 118, 122, 123, 127,

132, 184, 199, 213

e vonesës, 44

minimale, 46

kohëzgjatja e modit të punës,

167

kolektori, 134

komponenta, 3

e kontrolluar me tension,

141, 145

harmonike, 2

katërshtresore

gjysmëpërçuese, 40

alternative ose valëzimi,

19

gjysmëpërçuese, 3

konvencionale, 3

komutuese, 191

komutimi, 109

i dhunshëm, 110

i jashtëm, 110, 128, 2

impulsiv, 110, 115, 2

379

komplementar, 110, 125,

179, 180, 185,

komplementar impulsiv,

126

natyror

me rrjetë, 109

në anën e ngarkesës, 110,

129, 2

në anën e rrjetës, 110,

129, 2

rezonant, 110, 120, 121,

123, 2

kondenzatori komutues, 122

konfiguracioni push-pull,

304

konstanta, 7

e Boltzmann-it, 7

kohore, 47

kontakti, 5

BE, 136

me polarizim reverz, 40

pn, 40

kontinuiteti i rrymës, 64

kontrolla e rrymës rezonante,

122

konvertori, 60

i plotë, 63

i kontrolluar me fazë, 78

trefazorë, 78, 90, 101,

105, 106, 253, 256, 313

gjysmëkonvertori i plotë

trefazorë, 79, 81, 87, 90,

98, 103, 206, 253

njëfazor, 61

ac-dc, 60

njëfazor/njëfazor, 256

krahu i invertorit, 186

kuadranti i punës, 62

kualiteti i përpunimit të

fuqisë te drejtuesi, 19

kufizimet praktike, 11

kushtet, 13

kalimtare, 13

e polarizimit reverz, 10

dinamike, 14

e bllokimit, 9, 18

e rastit më kritik, 263

e përcjelljes

e bllokimit, 9

kyçja, 41

e padëshiruar, 43

regjenerative, 44

L

LASCR, 3

LED-dioda, 56

lëvizja e lirë e bartësve, 40

lidhja, 24

në trekëndësh, 24

e shkurt, 4

serike e tiristorëve, 52

ligji i Kirchhoff-it, 52

M

magjistrala, 322

mbushja e kundërt e

kondenzatorit, 116

mikroprocesorët, 1

mikrovalor, 144

modeli ekuivalent, 143

modi, 69

bllokues, 9

i punës, 9

përcjellës, 9

drejtues, 83

invertues, 83

modulet inteligjente, 4

modulimi

pulsiv-gjërsor, 269

frekuencor, 269

MOSFET-i i fuqisë, 141

i tipit n-kanalësh, 140,

141

i tipit p-kanalësh, 141

mundësia, 14

e bartjes së rrymës, 14

e bllokimit të tensionit

revez, 12

N

ndarja e barabartë e

tensionit, 13

ndërprerësi, 317


380

alternativ, 317

njëkahor, 317

bistabil, 40

dykahor, 225, 313

ideal, 6

statik, 317

trefazorë, 320

tiristorik, 134

tranzistorik, 139

mekanik, 317

ngarkesa, 7

e elektronit, 7

e rimëkëmbjes reverze, 9

e grumbulluar, 11

induktive, 57, 86, 96, 152,

153, 227, 230, 318, 325

ngasja e motorëve, 241

alternativ, 241

me shpejtësi të

ndryshueshme, 103

motorike, 60

ngopja e tranzistorit, 139

nxehtësia, 43

O

optokapleri, 326

oscilatori, 57

oscilimet rezonante, 177

P

përçueshmëria, 177

kontinuale, 78

performansa, 60

e komutimit, 129

e drejtuesit, 19

përgjigja, 190

dinamike, 190

frekuencore, 5

përhapja uniforme e rrymës

së përcjelljes, 46

perioda, 23

e përcjelljes, 23

e zbrazjes, 36

përmbajtja minimale e

harmonikëve, 19

pika neutrale, 239

polariteti, 177

polarizimi, 5

i drejtë, 8, 41

reverz, 40

porta, 40

potenciali,5

i anodës, 5

i katodës, 5

pragu i kyçjes, 7

prerja, 5

e tri kontakteve, 40

primari, 24

procesi, 5

i difuzionit, 6

epitaksial, 5

i fabrikimit, 6

i komutimit, 177

i shkyçjes, 50, 51, 109

projektimi i filtrit, 31

pulsi i valëzimit, 25

Q

qarku, 130

ekuivalent, 130

i gejtit, 56

i hapur, 4

për komutim me rrjetë, 50

për komutim të

dhunshëm, 50

i elektronikës energjetike,

2

komunikues, 2

komutues, 187

për izolim, 4

për mbrojtje, 4

për përpunimin e

sinjaleve, 1

për trigerim, 4

periferik, 4

për gjenerimin e

impulseve, 56

R

regjioni, 142

i prerjes, 142

aktiv, 136

381

i ngopjes, 136, 142

i punës së konvertorit, 72

i shkyçjes, 136

linear, 142

me polarizim reverz, 8

me polarizim të drejtë, 7

rekombinimi, 9

rele, 145

gjysmëpërçues, 145

statik, 326

rënia e tensionit, 8

rezistenca, 141

e drejnit, 141

e jashtme, 41

e ulët të kontakteve, 141

e ulët termike, 144

rezistori paralel, 12

rid rele, 326

rimbushja e kondenzatorit,

122

rimëkëmbja

e butë, 9

e drejtë, 9

reverze, 9

riveprimi pozitiv, 43

Rr

rrafshimi, 85

i rrymës, 85

i tensionit, 30

rregullatori njëfazor, 216

trefazorë, 216

rregullimi, 1

i dritës, 1

i motorëve, 1

i nxemjes, 1

me kyçje-shkyçje

me kënd fazor, 216

pulsiv-gjërsor, 260

i fuqisë, 1

rrezatimi, 44

rrjedha e dykahshme e

rrymës, 134

rryma, 41

e anodës, 41, 42, 43, 44,

50

e bazës, 139

e gejtit, 44

e katodës, 42, 43

e mbajtjes, 41, 42

e ngarkesës prej majës-

në–maje, 273

e shpimit, 11

e zbrazjes, 47

e zbrazjes së

kondenzatorit, 47

normale e bllokimit, 50

qarkulluese, 76, 103, 105

reverze e ngopjes, 6

rezonante, 121

e shkyçjes për polarizim

të drejtë, 52

kthyese e diodës, 12

e drejnit, 142

S

Schottky dioda, 11

segmenti i tensionit, 258

sekondari, 27

sekuenca e përcjelljes, 25,

174

seria Fourier, 169

siguria e punës, 32

silici, 141

sinjal, 5

i gejtit, 42

kontrollues, 187, 188,

205, 223, 227, 230, 284

i pandërprerë, 45

sinusoida, 19

sistemi, 1

i ngasjeve, 1

njëkahor i tensioneve, 1

i furnizimit, 31

stadi i ndërmjemë, 302

stresi minimal, 305

struktura, 143

vertikale, 143

pnpn, 40

substrati, 141

sursi, 141


382

Sh

shkyçja, 3, 109, 176, 216,

217, 218, 219, 220, 263,

264, 325

shndërruesi, 2

unidirekcional, 221

trefazorë i valës së plotë,

241

me riveprim, 302

njëkahor (dc-dc), 134

shpejtësia e ndërprerësitë,

141

e ndërprerjes, 144

e ndërprerjes e

tranzistorëve, 134

e rritjes së tensionit, 44

e shuarjes, 48

shpërndarja e njëtrajtshme,

56

e rrymës, 14

e tensionit stacionar

e tensionit kalimtar, 53

uniforme e rrymës, 14

shpimi, 8

i ortekut, 40

shtrembërimi, 154

i tensionit dalës, 2

shtresa, 144

n, 144

p, 144

e silicit, 44

e oksidit, 141

T

tejkalimi i rrymës, 4

i tensionit, 4

tejngarkesa e kondenzatorit,

122

tejnxemja, 4

temperatura, 7

absolute, 7

e kontaktit, 7, 56

tensioni, 1

i thyerjes, 8

simetrik alternativ, 151

dalës tipik trefazorë, 151

reverz i bllokimit, 14

shkallë, 47

dalës, 18

dalës diskontinual, 91, 94

dalës kontinual, 94

fazor

linjor, 25

gejt-surs, 141

i diodës, 7

i drejtë i shpimit, 40

i normalizuar, 61

kalimtar, 54

maksimal reverz, 19

mesatar maksimal dalës,

81, 83, 87, 88, 91, 98

rezultues, 79, 83

termik, 7

trefazorë i pabalansuar,

165

fillestar, 112

kolektor-emiter, 135

i gejtit, 142

i ndryshueshëm njëkahor,

1

i polarizimit, 42, 184

i valëzimit, 19

terminali, 5

thyerja, 142

tipi, 174

i kontrollit, 174

n, 141

p, 141

tiristori, 40

i lidhur paralelel, 56

praktik, 40

transformatori, 56

impulsiv, 56, 58

me pikë të mesme, 21

transkonduktansa, 142

tranzistori, 134

PNP, 134

i lidhur në seri, 146

bipolar me gejt të izoluar,

134

bipolar me kontakt, 134

me indukcion statik, 134

metal-oksid-

gjysmëpërçues me efekt

të fushës, 134

383

praktik, 134

IGBT, 144

NPN, 134

SIT, 143

ndërprerës, 57

trekëndëshi, 167

trigerimi kontinual, 57

trioda, 143

U

unidirekcional, 191

UPS, 309

ura trefazore, 96

V

valëzimi, 19

vargu, 52

veprimi ndërprerës, 142

veprimi i drejtimit, 31

vetëkomutimi, 110, 2

vlera efektive e rrymës

dalëse, 19

vlera maksimale e rrymës

reverze, 10, 11

voluminoze, 14

vonesa ose koha e ndezjes

., 61

vonesa kohore, 34

W

Ward-Leonard, 1

Z

zbërthimi në seri Fourier, 19

zbrazja, 36

e kondenzatorit, 123

elektrostatike, 141

kalimtare, 57

zona e vdekur, 197, 198

zvoglimi i rrymës së drejtë,

50

Zh

zhvendosja e rrjedhjes së

rrymës, 109

elektronika energjetike - prod.dr.myzafere limani - fiek

Documents