dispositivos semiconductores en electrónica de potencia
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Dispositivos semiconductores en electrónica
de potencia
1. Diodos de recuperación rápida y diodos de carburo de silicio
Primero que todo hay que definir que un diodo simpe funciona como un interruptor, el cual no se puede controlar debido
a que las tensiones y corrientes del circuitos las determina en el estado que se encuentre el diodo ya sea de activación
(conducción) o desactivación, un diodo puede estar polarizado en directo cuando la corriente Id de la figura 1 es positiva
o puede estar en polarización inversa cuando la tensión Vd es negativa, en el caso de que existiera un diodo ideal este se
comportaría como un corto en polarización inversa y como un circuito abierto en polarización inversa. Una de las
principales características dinámicas del diodo se puede ver en la curva de la corriente de recuperación de inversa cuando
un diodo pasa de polarización directa a inversa la corriente en el disminuye y momentáneamente se hace negativa antes
de volverse cero y es allí donde vemos el tiempo de recuperación inversa trr el cual es de vital importancia para
aplicaciones a alta frecuencia.
Figura 1. El diodo, curva característica y funcionameinto
A. Diodos de recuperación rápida:
Los diodos de recuperación rápida son utilizados en circuitos de alta frecuencia en combinación de interruptores
controlables, para poder obtener tiempos de recuperación mínimos. Los cuales pueden estar en tiempos de recuperación
inverso (trr) de pocos nanosegundos. Los diodos de recuperación rápida se caracterizan por ser capaces de trabajar con
señales de tipo digital que presenten unos tiempos de subida y bajada de sus flancos muy breves. El factor o parámetro
que caracteriza a estos diodos es el tiempo de recuperación inverso (TRR) que expresa el tiempo que tarda la unión P-N
en desalojar la carga eléctrica que acumula, cuando se encuentra polarizada inversamente, y hay un cambio de tensión
que la polariza en sentido directo. Para el proceso de fabricación de los diodos de recuperación rápida es necesaria la
utilización de oro o platino y un dopaje de electrones a través de una fuerte irradiación para ello se utilizan una serie de n-
capas que permiten que la tensión inversa sea tan fina como sea posible, para reducir al mínimo la caída de tensión que a
su vez reduce la carga almacenada en la unión pn. Para obtener una oblea de espesor que permita una buena
manipulación mecánica de estas, la tecnología de capas epitaxiales se convierte en la elección más favorable. Esta
tecnología hace uso de un espesor (relativamente n) + dopados (wafer) de sustrato para mejorar la resistencia mecánica,
en la que una fina capa de n-monocristal (la llamada capa epitaxial), se cultiva. El espesor de la capa y la resistividad
debe ajustarse de acuerdo con la capacidad de tensión de bloqueo.
Figura 2. Vista transversal de un diodo de unión con una pasivación FRED plana
La parcelación de la unión pn para usos de la tecnología plana es similar al proceso de fabricación de transistores. Se
hacen anillos para reducir la intensidad de campo eléctrico y así disminuir la fuerza de tensión para evitar la ruptura; la
superficie es de vidrio con un revestimiento especial para garantizar la estabilidad de voltaje. Para mejorar el desvío de
comportamiento, los átomos pueden ser difundidos ya sea con oro o platino y estos átomos actúan como ―trampas‖, en
la que el exceso de agujeros puede recombinarse con los electrones.
Esta recombinación también puede ser creada por electrones mediante la irradiación, un proceso que desplaza al silicio
de sus átomos normales.
Los diodos pueden subdividirse en dos clases principales: Diodos Rectificadores y diodos rápidos. Los diodos
rectificadores se emplean para la conversión de corriente alterna (AC) a continua (DC). Aun habiendo sido optimizados
para lograr unas bajas pérdidas en conducción, los Diodos Rectificadores tan sólo soportan solicitaciones dinámicas
moderadas en el paso del estado de conducción al de circuito abierto. Los Diodos Rápidos, por otra parte, son
dispositivos auxiliares a los transistores en el proceso de conversión de corriente continua a corriente alterna. Cada
conmutador (GTO, IGCT o IGBT) requiere de un diodo complementario (por ejemplo, la ―libre circulación‖ de potencia
reactiva) para permitir el funcionamiento del sistema convertidor de continua a alterna con cargas inductivas. Los Diodos
Rápidos están optimizados para soportar solicitaciones dinámicas elevadas (transición rápida del estado de conducción al
de circuito abierto). Sin embargo, por lo general presentan unas pérdidas en conducción superiores a los Diodos
Rectificadores. Para cada familia de conmutadores (GTOs, IGCTs e IGBTs) disponemos de Diodos Rápidos que han sido
optimizados para aplicaciones con:
Conmutación.
Inversores.
choppers.
Circuitos Flyback.
B. Diodos de carburo de silicio
Los semiconductores unipolares, como los MOSFET y diodos de barrera Schottky (SBD) sustituyeron, en la mayoría de
los casos, los dispositivos bipolares en búsqueda de reducir significativamente las pérdidas de la conmutación. La
principal característica de los semiconductores unipolares es la ausencia de acumulación del portador de carga
minoritaria y así, idealmente, de una conmutación instantánea solo limitado por pequeñas capacitancias parásitas. Hoy en
día es posible encontrar MOSFETs con el bloqueo de tensiones de hasta 1.000/1.200 y 1500 voltios, pero esto no es
cierto para el SBD porque son capaces de bloquear tensiones de hasta 250/300 voltios por las características intrínsecas
de los materiales básicos tales como el silicio (Si) o el arseniuro de galio (GaAs).
Fig. 3. Diodos Fast Recovering
El carburo de silicio, también llamado carborundo, (SiC) es un carburo covalente de estequiometria 1:1 y que tiene una
estructura de diamante, a pesar del diferente tamaño del C y Si, que podría impedir la misma. Es casi tan duro como el
diamante. Es un compuesto que se puede denominar aleación sólida, y que se basa en que sobre la estructura anfitrión (C
en forma de diamante) se cambian átomos de ´este por átomos de Si, siempre y cuando el hueco que se deje sea similar al
tamaño del átomo que lo va a ocupar. El Carburo de Silicio se trata de un material semiconductor (2,4V) y refractario que
presenta muchas ventajas para ser utilizado en dispositivos que impliquen trabajar en condiciones extremas de
temperatura, voltaje y frecuencia; el Carburo de Silicio puede soportar un gradiente de tensión o de campo eléctrico hasta
ocho veces mayor que el silicio o el arseniuro de galio sin que sobrevenga la ruptura. Este elevado valor de campo
eléctrico de ruptura le hace ser de utilidad en la fabricación de componentes que operan a elevado voltaje y alta energía
como por ejemplo: diodos, transistores, supresores..., e incluso dispositivos para microondas de alta energía. A esto, se
suma la ventaja de poder colocar una elevada densidad de empaquetamiento en los circuitos integrados. Gracias a la
elevada velocidad de saturación de portadores de carga es posible emplear SiC para dispositivos que trabajen a altas
frecuencias, ya sean Radiofrecuencias o Microondas. Por último una dureza de 9 en la escala de Mohs le proporciona
resistencia mecánica que junto a sus propiedades eléctricas hacen que dispositivos basados en SiC ofrezcan numerosos
beneficios frente a otros semiconductores.
Fig. 4. Diodos Fast Recovering MOSPEC Punto Medio
Los diodos de carburo de silicio han alcanzado tiempos de hasta 25ns de recuperación inversa, las propiedades de
materiales como 4H-SiC produce cambios naturales en aplicaciones de alta potencia, alta frecuencia y altas temperaturas.
Puede tener un voltaje de ruptura de 4MV/cm que permite soportar un alto voltaje a través de una capa delgada. Un diodo
de 5KV en carburo de silicio requiere una capa de 40µm de espesor comparada con los 500µm para el diodo de silicio
Este sistema nació hacia el año 2000 y ya se encuentran en la segunda o tercera generación y todavía representan la
mayor eficiencia.
Las principales ventajas que tienen las propiedades intrínsecas de SiC pueden resumirse en tres puntos:
10 veces más campo eléctrico de rotura que reduce drásticamente la resistencia a la conducción (sobre la
resistencia) a 600 V los diodos de SiC tienen un Ron de 1,4 m- cm2, la cual es mucho menor que GaAs y SBD
en Si.
La alta energía de banda eleva significativamente la barrera semiconductor-metal de Schottky, lo que significa
que la fuga de las corrientes es extremadamente pequeña, incluso a las altas temperaturas de juntura.
La alta conductibilidad térmica reduce la resistencia térmica, facilitando así la dispersión de calor.
2. Tiristores: SCR, TRIAC, DIAC, GTO, MCT.
A. SCR
El SCR es un rectificador controlado. Su característica voltaje - corriente, con la compuerta de entrada en circuito abierto,
se ilustra en la figura 5: Esta grafica consta de tres partes principales, la región de reverso bloqueada, donde el tiristor se
comporta como un diodo común e impide el flujo de corriente hasta conseguir la tensión disruptiva inversa. En la región
de conducción se comporta nuevamente como un diodo común, permitiendo que fluyan grandes cantidades de corriente
con poca caída de tensión. Lo que lo distingue y hace importante para ciertas aplicaciones es la región de bloqueo
directo. El voltaje de ruptura o de encendido VBO puede ajustarse por medio de una corriente que fluye hacia su
compuerta de entrada.
Fig. 5. Característica tensión corriente
Cuanto mayor sea la corriente de la compuerta, tanto menor se vuelve VBO. Si se escoge un SCR de manera que su
voltaje de ruptura, sin señal de compuerta, sea mayor que el voltaje en el circuito, entonces, solamente puede activarse
mediante la aplicación de una corriente a la compuerta. Además, una vez que se dispare el SCR, su corriente de
compuerta puede retirarse, sin que afecte su estado activo. En este estado, la caída de voltaje directo a través del SCR es
cerca de 1.2 a 1.5 veces mayor que la caída de voltaje a través de un diodo común.
Los SCR son, sin lugar a dudas, los dispositivos de uso más común en los circuitos de control de potencia. Se utilizan
ampliamente para cambiar o rectificar aplicaciones y actualmente se encuentran en clasificaciones que van desde unos
pocos amperios hasta un máximo de 3A. Para entender el funcionamiento del SCR emplearemos el mecanismo de
cebado, en el cual suponemos: Que el SCR se comporta como la unión de dos transistores BJT, para una mejor
apreciación podemos hacer:
Formas de provocar el disparo del SCR
1. Corriente de Puerta
2. Elevada tensión Ánodo-Cátodo
3. Aplicación de tensión Ánodo-Cátodo positiva antes de que el proceso de bloqueo haya terminado.
4. Elevada derivada de la tensión Ánodo - Cátodo.
5. Temperatura elevada
6. Radiación luminosa; sólo ocurre en los dispositivos especialmente construidos para funcionar de esta forma (LASCR)
Fig. 6. SCR simplificado y SCR como 2 transistores
Fig. 7. SCR como transistor.
B. Triack
(Triode AC conductor) es un semiconductor capaz de bloquear tensión y conducir corriente en ambos sentidos entre los
terminales principales T1 y T2. Su estructura básica y símbolo aparecen en la Figura 8. Es un componente simétrico en
cuanto a conducción y estado de bloqueo se refiere, pues la característica en el cuadrante I de la curva UT2-T1 — iT2 es
igual a la del cuadrante III. Tiene unas fugas en bloqueo y una caída de tensión en conducción prácticamente igual a las
de un tiristor y el hecho de que entre en conducción, si se supera la tensión de ruptura en cualquier sentido, lo hace
inmune a destrucción por sobretensión.
Fig. 8. Estructura, Símbolo, circuito equivalente y curva característica del TRIAC
Se puede considerar a un TRIAC como si fueran dos SCR conectados en anti paralelo, con una conexión de compuerta
común. Dado que el TRIAC es un dispositivo bidireccional, no es posible identificar sus terminales como ánodo y
cátodo. Si la terminal MT2 es positiva con respecto a la terminal MT1, se activará al aplicar una señal negativa a la
compuerta, entre la compuerta y la terminal MT1. No es necesario que estén presentes ambas polaridades en las señales
de la compuerta y un TRIAC puede ser activado con una sola señal positiva o negativa de compuerta. En la práctica, la
sensibilidad varía de un cuadrante a otro, el TRIAC normalmente se opera en el cuadrante I (voltaje y corriente de
compuerta positivos) o en el cuadrante III (voltaje y corriente de compuerta negativos).
El TRIAC puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la aplicación entre los terminales
puerta y T1 de un impulso positivo o negativo. Esto le da una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito
de disparo. A continuación se verán los fenómenos internos que tienen lugar en los cuatro modos de disparo posibles.
Modo I +: Terminal T2 positiva con respecto a T1.Intensidad de puerta entrante Funcionan las capas P1N1P2N2
como tiristor con emisor en corto circuito, ya que la metalización del terminal del cátodo cortocircuita
parcialmente la capa emisora N2 con la P2. La corriente de puerta circula internamente hasta T1, en parte por la
unión P2N2 y en parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de electrones de N2 a P2 que es
favorecida en el área próxima a la puerta por la caída de tensión que produce en P2 la circulación lateral de
corriente de puerta. Parte de los electrones inyectados alcanzan por difusión la unión P2N1, que bloquea el
potencial exterior, y son acelerados por ella iniciándose la conducción.
Modo I - : Terminal T2 positivo respecto a T1. Intensidad de puerta saliente. El disparo es similar al de los
tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal
P1N1P2N2. El disparo de la primera se produce como un tiristor normal actuado T1 de puerta y P de cátodo.
Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de T2 y polariza fuertemente la unión P2N2 que inyecta
electrones hacia el área de potencial positivo. La unión P2N1 de la estructura principal que soporta la tensión
exterior, es invadida por electrones en la vecindad de la estructura auxiliar, entrando en conducción.
Modo III +: Terminal T2 negativo respecto a T1. Intensidad de puerta entrante. El disparo tiene lugar por el
procedimiento llamado de puerta remota. Entra en conducción la estructura P2N1P1N4. La inyección de
electrones de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I +. Los que alcanzan por difusión la unión P2N1 son
absorbidos por su potencial de unión, haciéndose más conductora. El potencial positivo de puerta polariza más
positivamente el ´área de la unión P2N1 próxima a ella que la próxima a T1, provocándose una inyección de
huecos desde P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de bloquear la tensión exterior y se
produce la entrada en conducción.
Modo III - : Terminal T2 negativo respecto a T1. Intensidad de puerta saliente. También se dispara por el
procedimiento e puerta remota, conduciendo las capas P2N1P1N4. La capa N3 inyecta electrones en P2 que
hacen más conductora la unión P2N1. La tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más
positivamente que la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2 a N1 que alcanzan en parte la
unión N1P1 y la hacen pasar a conducción.
Los cuatro modos de disparo descritos tienen diferente sensibilidad. Siendo los modos I + y III - los más sensibles,
seguidos de cerca por el I -. El modo III + es el disparo más difícil y debe evitarse su empleo en lo posible. El fabricante
facilita datos de características eléctricas de bloqueo, conducción y de disparo por puerta. El voltaje de ruptura en un
TRIAC disminuye si se aumenta la corriente de compuerta, en la misma forma que lo hace un SCR, con la diferencia que
un TRIAC responde tanto a los impulsos positivos como a los negativos de su compuerta. Una vez encendido, un TRIAC
permanece así hasta que su corriente cae por debajo de IH.
C. DIAC
(Diodo para Corriente Alterna) es un dispositivo semiconductor de dos conexiones. Es un diodo bidireccional disparable
que conduce la corriente sólo tras haberse superado su tensión de disparo, y mientras la corriente circulante no sea
inferior al valor característico para ese dispositivo. El comportamiento es fundamentalmente el mismo para ambas
direcciones de la corriente. La mayoría de los DIAC tienen una tensión de disparo de alrededor de 30 V. En este sentido,
su comportamiento es similar a una lámpara de neón. Los DIAC son una clase de tiristor, y se usan normalmente para
disparar los triac, otra clase de tiristor. Es un dispositivo semiconductor de dos terminales, llamados ánodo y cátodo.
Actúa como un interruptor bidireccional el cual se activa cuando el voltaje entre sus terminales alcanza el voltaje de
ruptura, dicho voltaje puede estar entre 20 y 36 volts según la referencia.
Existen dos tipos de DIAC:
DIAC de tres capas: Es similar a un transistor bipolar sin conexión de base y con las regiones de colector y
emisor iguales y muy dopadas. El dispositivo permanece bloqueado hasta que se alcanza la tensión de avalancha
en la unión del colector. Esto inyecta corriente en la base que vuelve el transistor conductor, produciéndose un
efecto regenerativo. Al ser un dispositivo simétrico, funciona igual en ambas polaridades, intercambiando el
emisor y colector sus funciones.
DIAC de cuatro capas: Consiste en dos diodos Shockley conectados en anti paralelo, lo que le da la
característica bidireccional.
Figura 9. Símbolo, estructura y curva característica del DIAC
D. GTO
Entre las mejoras más recientes que se le han hecho al tiristor está el tiristor de apagado por compuerta (GTO). Un tiristor
GTO es un SCR que puede apagarse por una pulsación suficientemente grande en su compuerta de entrada, aun si la
corriente excede. Estos dispositivos se han vuelto más y más comunes en las unidades de control de motores, puesto que
ellos eliminaron la necesidad de componentes externos para apagar los SCR en circuitos de DC.
Fig. 17. Símbolo GTO
Un tiristor GTO requiere una mayor corriente de compuerta para encendido que un SCR común. Para grandes aparatos
de alta potencia se necesitan corrientes de compuerta del orden de 10A o más. Para apagarlos se necesita una gran
pulsación de corriente negativa entre 20 y 30 µs de duración. La magnitud de la pulsación de corriente negativa debe ser
de cuarto a un sexto de la corriente que pasa por el aparato.
E. MCT
Un tiristor controlado por MOS (MCT) combina las características de un tiristor regenerativo de cuatro capas y una
estructura de compuerta MOS. La estructura NPNP se puede representar por un transistor NPN Q1 y con un transistor
Q2. La estructura de compuerta MOS se puede representar por un MOSFET de canal p M1 y un MOSFET de canal n M2
Fig. 19. Circuito equivalente y símbolo de un MCT
Debido a que se trata de una estructura NPNP, en vez de la estructura PNPN de un SCR normal, el ánodo sirve como la
terminal de referencia con respecto a la cual se aplican todas las señales de compuerta. Supongamos que el MCT está en
estado de bloqueo directo y se aplica un voltaje negativo VGA. Un canal, p (o una capa de inversión) se forma en el
material dopado n, haciendo que los huecos fluyan lateralmente del emisor p E2 de Q2 (fuente S1 del MOSFET M1 del
canal p) a través del canal p hacia la base p B1 de Ql (que es drenaje D1 del MOSFET M1, del canal p).
Este flujo de huecos forma la corriente de base correspondiente al transistor npn Q1. A continuación e1 emisor n+ E1 de
Q1, inyecta electrones, que son recogidos en la base n B2 (y en el colector n C1) que hace que el emisor p E2 inyecte
huecos en la base n B2, de tal forma que se active el transistor PNP Q2 y engancha al MCT. En breve, un VGA de
compuerta negativa activa al MOSFET M1 canal p, proporcionando así la corriente de base del transistor Q2.
Supongamos que el MCT está en estado de conducción, y se aplica un voltaje positivo VGA. Se forma entonces un canal
n en el material contaminado p, haciendo que fluyan lateralmente electrones de la base n B2 de Q2 (fuente S2 del
MOSFET M2 del canal n) a través del canal n del emisor n+ fuertemente contaminado de Ql (drenaje D2 del MOSFET
M2 del canal n+). Este flujo de electrones desvía la corriente de base del transistor PNP Q2 de tal forma que su unión
base-emisor se desactiva, y ya no habrá huecos disponibles para recolección por la base p B1 de Q1 (y el colector p C2
de Q2). La eliminación de esta corriente de huecos en la base p B1, hace que se desactive el transistor NPN Q1, y el
MCT regresa a su estado de bloqueo. En breve, un pulso positivo de compuerta VGA, desvía la corriente que excita la
base de Ql, desactivando por lo tanto el MCT.
El MCT se puede operar como dispositivo controlado por compuerta, si su corriente es menor que la corriente
controlable pico. Intentar desactivar el MCT a corrientes mayores que su corriente controlable pico de especificación,
puede provocar la destrucción del dispositivo. Para valores más altos de corriente, el MCT debe ser conmutado como un
SCR estándar. Los anchos de pulso de la compuerta no son críticos para dispositivos de corrientes pequeñas. Para
corrientes mayores, el ancho del pulso de desactivación debe ser mayor. Además, durante la desactivación, la compuerta
utiliza una corriente pico. En muchas aplicaciones, incluyendo inversores y pulsadores, se requiere, de un pulso continuo
de compuerta sobre la totalidad del período de encendido/apagado a fin de evitar ambigüedad en el estado.
Un MCT tiene
Una baja caída de voltaje directo durante la conducción:
Un tiempo de activado rápido, típicamente 0.4 µs, y un tiempo de desactivado rápido, típicamente 1.25µs, para
un MCT de 300A, 500v.
Bajas perdidas de conmutación.
Una baja capacidad de bloqueo voltaje inverso
Una alta impedancia de entrada de compuerta, lo que simplifica mucho los circuitos de excitación.
Es posible ponerlo efectivamente en paralelo, para interrumpir corrientes altas, con sólo modestas reducciones en la
especificación de corriente del dispositivo. No se puede excitar fácilmente a partir de un transformador de pulso, si se
requiere de una polarización continua a fin de evitar ambigüedad de estado.
3. Drivers para disparo de tiristores: acople directo, transistor monojuntura ujt.
A. Acople directo
En general, se requiere un circuito aislante entre el tiristor y su circuito generador de impulso de compuerta. Este
aislamiento se puede llevar a cabo ya sea con un transformador de pulso o un optoacoplador. Un acoplador óptico puede
ser como el que se muestra a continuación:
Figura 12. Aislador acoplado por foto SCR
Este circuito consiste en que con un pequeño pulso el LED active el foto SCR, para que se dispare el Tiristor de potencia.
Por otro lado, se puede utilizar el siguiente arreglo de aislamiento con transformador de pulso.
Figura 12. Pulso corto
Cuando se aplica un voltaje en el transistor conmutador, el transistor se satura y el voltaje Vcc aparece en el primario del
transformador, que a su vez produce un voltaje en el secundario, el cual va a ser aplicado a la compuerta del tiristor.
Cuando el voltaje a la entrada del transistor es cero, por lo que aparece un voltaje inducido opuesto sobre el primario,
haciendo que el diodo conduzca, induciendo nuevamente un voltaje (inverso) en el secundario. Si se desea aumentar el
ancho del pulso, se puede conectar un capacitor a la resistencia; el transformador se saturara y limitara el ancho del pulso.
Este tipo de arreglos se utiliza típicamente para anchos de pulso entre 50µS y 100µS.
Figura 13. Pulso largo y generador de tren de pulsos.
También se puede utilizar un embobinado auxiliar para obtener un tren de impulsos. Cuando se activa el transistor,
aparece un voltaje sobre la bobina auxiliar, haciendo que el diodo de la base se polarice en inverso y se desactive el
transistor. Mientras tanto, el capacitor a la entrada se cargara mediante la resistencia que tiene conectada, activando
nuevamente al transistor. El proceso de activación y desactivación continúa siempre y cuando exista una señal a la
entrada del circuito aislador. Del mismo modo, en vez de utilizar el embobinado auxiliar, se podría generar un tren de
pulsos utilizando una compuerta AND, que conmuta respecto a un oscilador. En la práctica, la compuerta AND no se
conecta directamente al transistor sin alguna etapa intermedia entre los dos elementos.
Figura 14. Tren de pulsos con mecanismos de tiempo y lógica AND
A continuación se muestra otro arreglo con amplificador de pulsos. El circuito de la derecha es el modelo simplificado
del transformador visto desde el primario. Se tiene un transistor conmutando con una carga inductiva. Cuando el
transistor se encuentra activo, el diodo del colector se encontrará abierto debido
A una tensión positiva cátodo - ánodo, pero a diferencia, el diodo del secundario se encontrará polarizado positivamente,
por lo que conducirá corriente a través de la resistencia de carga. Debido a que la tensión sobre la bobina es la tensión de
la fuente, la corriente que a traviesa la bobina es la integral de Vcc/L, obteniendo una corriente en forma de rampa. A
diferencia, la corriente que circula por la resistencia de carga será V cc=n2R, cuyo valor es constante. Ahora, cuando el
transistor queda abierto debido a la señal de entrada. La polaridad de la bobina polariza inversamente al diodo que
acompaña a la resistencia de carga, pero a su vez polariza en directo al diodo auxiliar y a su vez al diodo zener, el cual va
a establecer un voltaje zener. Como la polaridad de la bobina cambió, el sentido de la corriente también, por lo que la
corriente tendrá la forma de rampa descendente. Para que el transformador de impulsos funcione correctamente, la
bobina debe desmagnetizarse antes del siguiente impulso, por lo que en caso contrario se puede llegar a la saturación del
transformador.
Figura 15. Diferencia en carga.
A. Transistor monojuntura UJT
El IC TCA785 está diseñado específicamente para el control de tiristores y triacs. Con este dispositivo se puede calcular
el retardo con el que se realizará el disparo del tiristor. Algunas aplicaciones típicas incluyen circuitos convertidores,
controladores AC y controladores de corriente trifásica. A continuación el diagrama de bloques del IC. La señal de
sincronización se obtiene del voltaje V5. Un detector de cruce por cero, evalúa los cruces por cero y los transfiere al
registro de sincronización. Este registro de sincronización controla un generador de rampa, es decir el condensador C10
que se carga a una corriente constante determinada por R9. Si la tensión de la rampa V10 excede el voltaje de control de
V11(con ángulo phi), una señal se procesa. Dependiendo de la magnitud del voltaje de control V11, el valor de phi se
desplazar entre 0 y 180 grados.
4. Drivers aislados para disparo de tiristores: transformadores de pulso, ópticos (opto-triacs)
En los convertidores de tiristores, aparecen diferentes potenciales en las distintas terminales. El circuito de potencia está
sujeto a una alta tensión, por lo general mayor a 100V, y el circuito de compuerta se mantiene a una baja tensión,
típicamente de 12 a 30 V. Se requiere de un circuito aislante entre el tiristor individual y su circuito generador de impulso
de compuerta. El aislamiento se puede llevar a cabo ya sea mediante transformadores de pulso o mediante acopladores
ópticos. Un acoplador óptico podría ser un fototransistor o un foto SCR, tal y como se muestra en la figura 1. Un
pequeño pulso a la entrada de un diodo de emisor de luz infrarroja (ILED), D1, activa el foto SCR T1 y dispara el tiristor
de potencia Tl. Este tipo de aislamiento requiere de una fuente de alimentación de energía por separado Vcc y aumenta el
costo y el peso del circuito de disparo.
Figura 16. Aislador acoplado por foto SCR.
En la figura 17A aparece un sencillo arreglo de aislamiento con transformadores de pulso. Cuando se aplica de tensión
adecuado en la base del transistor conmutador Q1, el transistor se satura y la tensión de cd Vcc aparece a través del
primario del transformador, produciendo una tensión pulsando sobre el secundario del transformador, el cual es
aplicado entre la compuerta del tiristor y su cátodo. Cuando se elimina el pulso de la base del transistor, esté se
desactiva presentando una polaridad opuesta en el primario, por lo que el diodo en marcha libre Dm conduce. La
corriente debida a la energía magnética del transformador se reduce desde Dm hasta cero. Durante esta reducción
transitoria, una tensión inversa correspondiente se induce en el secundario. El ancho del pulso se puede hacer más
largo, conectando un capacitor C a través de la resistencia R, tal y como se muestra en 2B. El transformador conduce
corriente unidireccional y el núcleo magnético se satura, limitando por lo tanto el ancho del pulso. Esta tipo de
aislamiento es adecuado para pulsos típicamente de 50µs a 100µs.
Figura 17. Aislamiento por transformador de pulso.
En muchos convertidores de potencia con cargas inductivas, el periodo de conducción de un tiristor depende del factor de
potencia de la carga; por lo tanto el inicio de la conducción del tiristor queda bien definido. En esta situación, a menudo
resulta necesario disparar los tiristores en forma continua. Sin embargo, una conmutación continua aumenta las perdidas
en el tiristor. Se puede obtener un tren de pulsos, cosa que resulta preferible, mediante un embobinado auxiliar, tal y
como se muestra en la figura 2 C. Cuando se activa el transistor Q1, también se induce una tensión en el embobinado N3
en la base del transistor Q1, de tal forma que el diodo D1 queda en polarización inversa y Q1 se desactiva. Entretanto, el
capacitor C1 se carga a través de R1 y vuelve a activar a Q1. Esta proceso de activación y desactivación continuará
siempre que exista una señal de entrada v1 al circuito aislador. En vez de utilizar el embobinado auxiliar como oscilador
de bloqueo, se podría generar un tren de pulsos mediante una compuerta lógica AND con un oscilador, tal y como se
muestra en la figura 2 D. En la práctica, la compuerta AND no puede excitar directamente al transistor Q1, y
normalmente se conecta una etapa intermedia antes del transistor.
5. Drivers integrados para el control de tiristores
En aplicaciones comerciales con tiristores se acostumbra a utilizar drivers integrados en lugar de emplear drivers con
elementos discretos. Un ejemplo de driver integrado es el chip TCA-785.
Fig 18. Diagrama de bloques del driver TCA-785.
En el diagrama se puede observar algunas características especiales del circuito, dispone de un pin para la sincronización
con la línea, dos pines para limitar el cruce por cero de la señal de la línea, así como de una fuente de corriente interna. El
método empleado para generar la señal de control (ángulo de desfase) para el tiristor, consiste en comparar una señal de
tensión continua (ajustada con elementos externos) con una señal diente de sierra sincronizada con la línea, cuando se
produce un cruce de la señal de la línea con la diente de sierra el circuito comparador interno genera una señal que es
convertida en un pulso a la salida del circuito.
Fig 19. Señales de comparación utilizadas para generar el pulso de control.
La potencia entregada por el convertidor de potencia que se controla es graduada por el número de pulsos generados y su
anchura. Algunas de las ventajas de utilizar circuitos driver integrados es que se reducen los transitorios y no se emite
radiofrecuencias.
6. Transistores de conmutación
A. BJT
(Bipolar Junction Transistor) El colector conduce la corriente (en una dirección) cuando la corriente aplicada en base es
suficiente. Potencias del dispositivo de corriente son de 0,5 a 500 A o más; tensiones de 30 a 1200V. Tiempos de
conmutación 0,5 a 100 ms. Se aplican a los circuitos de CC-CC, combinaciones con los diodos se utilizan en los
inversores. Los BJTs están siendo reemplazados por los FETs y de los IGBT.
B. MOSFET
(Field Effect Transistor) Realiza consumo de corriente cuando la tensión aplicada a gate es suficiente. FET de
potencia (casi siempre enhancemento de MOSFETs) tienen un diodo conectado en paralelo inverso, en virtud de su
construcción. Calificaciones de 1 a 100 A y 30 hasta 1000V. Tiempos de conmutación son rápidos, de 50 o menos hasta
200 ns. La función se aplica a la conversión DC-DC, donde el FET es de uso generalizado, y para inversores.
C. IGBT
(Insulated Gate Bipolar Transistor) Un tipo especial de transistor FET de potencia que tiene la función de un BJT con su
base impulsado por un FET. Más rápido que un BJT de las calificaciones similares, y fácil de usar. Clasificaciones de 10
a> 600 A, con tensiones de 600 a 1700V. El IGBT es popular en los inversores de 1 a 100 kW o más. Se encuentra casi
exclusivamente en aplicaciones de electrónica de potencia.
7. Drivers para disparo de transistores bjt, mosfet, igbt: acople directo.
La velocidad de conmutación se puede aumentar reduciendo el tiempo de activación t(on) y el tiempo de desactivación
t(off). Se puede reducir t(on) permitiendo el pico de corriente de base durante la activación, resultando en el principio
una β(f) forzada baja. Después de la activación, se puede aumentar β(f) a un valor lo suficientemente alta como para
mantener el transistor casi de saturación. t(off) se puede reducir invirtiendo la corriente de base y permitiendo que
durante la desactivación la corriente de base llegue a valor pico. Aumentar el valor de la corriente de base inversa Ib2
reduce el tiempo de alimentación.
Fig 20. Forma de onda de la corriente de excitación de la base
8. Drivers para disparo de transistores bjt, mosfet, igbt: transformadores de pulso, ópticos.
Los transformadores de pulso tienen un embobinado primario y pueden tener o no uno o más embobinados secundarios.
Varios embobinados secundarios permiten señales de compuerta a transistores conectados en serie o en paralelo. Es
importante que el transformador deberá tener una pequeña inductancia de fuga, y el tiempo de elevación del pulso de
salida deberá ser muy pequeño. Con un pulso relativamente largo y un abaja frecuencia de conmutación el transformador
se saturaría y su salida se distorsionaría.
Los acopladores ópticos un diodo emisor de luz infrarroja (ILED) y un fototransistor de silicio. La señal de entrada se
aplica al ILED y la salida se forma del fototransistor. Los tiempos de elevación y de abatimiento de los fototransistores
son muy cortos, con valores típicos de tiempo de activación t(on) = 2 a 5 us y un tiempo de abatimiento t(off) = 300 ns.
Estos tiempos de activación y de abatimiento restringen las aplicaciones de alta frecuencia. El fototransistor podría ser un
par Darlington. Los fototransistores requieren de una alimentación de energía por separado y aumentando la complejidad,
costo y peso de los circuitos de excitación.
9. Drivers para disparo de transistores bjt, mosfet, igbt: drivers integrados.
Una clase de circuitos integrados que se puede encontrar, son los denominados CI excitadores de compuerta‖. Los
requisitos de excitación que debe satisfacer un interruptor con MOSFET o con IGBT, son los siguientes:
El voltaje de compuerta debe ser de 10 a 15 V mayor que el voltaje de la fuente o el emisor. Como el excitador
de potencia se conecta al canal de voltaje principal + Vs el voltaje de compuerta debe ser mayor que el del
canal.
El voltaje de compuerta, que se refiere a tierra en el caso normal, debe ser controlable desde un circuito lógico.
Así, las señales de control deben desplazar su nivel hasta la terminal de alimentación del dispositivo de potencia,
que en la mayor parte de las aplicaciones oscila entre los dos canales V+.
Entre ellos están el control por modulación de ancho de pulso (PWM). Por corrección de factor de potencia, control por
PWM y PFC combinados, control por modo de corriente, puente excitador en excitador servo, excitadores en medio
puente, excitador por motor a pasos y excitador para compuerta de tiristor. Esos CI se pueden usar para aplicaciones
como convertidores reductores para cargadores de baterías, convertidor directo dual para propulsores de motorde
reluctancia conmutada, inversor de puente completo con control por modo de corriente, inversor trifásico para
propulsores de motor sin escobillas y de inducción, puente convertidor reductor-elevador para fuentes de alimentación y
control síncrono por PWM de fuentes de alimentación en modo conmutado (SMPS). Los canales lógicos de entrada se
controlan con señales compatibles cpn TJI /CMOS. Los umbrales de transición son distintos de un dispositivo a otro.
Algunos MGD tienen el umbral de transición proporcional al App de alimentación lógica (3 a 20 V), y los acopladores
Schimitt de disparo con histéresis igual al 10% de Vdd para aceptar entradas con largo tiempo de subida, mientras que
otros MGD tienen una transición fija del 0 lógico al 1 lógico entre 1.5 y 2 V. Algunos MGD solo pueden excitar un
dispositivo en el lado de alta potencia, mientras que otros uno en el lado de alta potencia y uno en el de baja. Otros
pueden excitar un puente trifásico completo. Todo excitador en lado de alta potencia también puede excitar a un
dispositivo en el de baja. Los MGD con dos canales de excitación de compuerta pueden tener comandos duales, y en
consecuencia independientes de entrada, o un solo comando de entrada con excitación complementaria y tiempo muerto
predeterminado.
La etapa de salida del lado de baja potencia se implementa ya sea con dos MOSFET de canal N en configuración tótem,
o con una etapa de inversor CMOS de canal N y uno de canal P.
El seguidor de fuente funciona como fuente de corriente y como fuente común para disipar corriente. La fuente del
excitador de baja se conecta en forma independiente con la terminal 2, por lo que se puede hacer una conexión directa a
la alimentación del dispositivo de potencia para el retorno de la corriente de excitación de compuerta. De este modo se
puede evitar que algún canal opere con bloqueo por bajo voltaje se Vcc es menor que un valor especificado. El canal del
lado de alta potencia se ha incorporado a una ―tina de aislamiento‖ capaz de flotar con respecto a la tierra común
(COM). La tina flota en el potencial de Vs que se establece pero el voltaje aplicado a Vcc y oscila entre los dos canales.
La carga de compuerta para el MOSFET del lado de alta potencia la proporcional el capacitor de de arranque durante el
tiempo en que el dispositivo está apagado. Como el capacitor se carga con una fuente de bajo voltaje, la potencia
consumida para excitar la compuerta es pequeña. Por consiguiente los transistores excitados por MOS presentan una
característica de entrada capacitiva; esto es al suministrar una carga a la compuerta en lugar de una corriente continua, se
puede encender el dispositivo. El controlador en modo de corriente PWM entre sus propiedades están baja potencia en
estado de reserva, arranque suave, detección de corriente pico, bloqueo por bajo voltaje en la entrada, desconexión
térmica y protección contra sobre voltaje, así como una alta frecuencia de conmutación, de 100kHz.
En el mercado podemos encontrar varias clases de CI que se pueden implementar como drivers de disparo:
IR2110
De International Rectifier, es un driver de alta velocidad y alto voltaje para MOSFET e IGBT, en la siguiente
figura se observa una configuración típica del CI IR2110:
Fig. 21 Conexión IR2110
CI TLP250
De Toshiba, es otro CI utilizado para la activación y control de los transistores MOSFET e IGBT funciona
utilizando un LED de GaAlAs y un fotodetector integrado.
Fig. 22 TLP250
Si4720CY
De VISHAY, que funciona como un bloqueador en inverso para aplicaciones de batería desconectada, útil para
dispositivos que requieran múltiples baterías, o una aislación del bus de poder durante la carga, aquí se muestra
un esquema del interior del CI:
Fig.23 esquema del CI
TC4424
Por ultimo vale la pena mencionar este CI fabricado por la empresa Microchip, de alta velocidad, que asegura
poder cargar 1800pF de capacitancia en la compuerta, por debajo de los 35ns, lo cual puede asegurar
impedancias lo suficientemente bajas tanto en el encendido como en el apagado, asegurando que el estado del
MOSFET no se verá afectado.
10. Snubbers y diseño de snubbers.
Los semiconductores presentan unos límites muy estrictos en cuanto a valores máximos de tensión corriente y potencia
soportados, que si son superados podrían provocar la destrucción del dispositivo. Cuando se diseña un circuito se tiene
que poner especial cuidado en que sus componentes puedan resistir las condiciones de trabajo más desfavorables que
tengan lugar, tanto durante su funcionamiento normal como ante determinadas acciones ajenas a la propia operación
normal del circuito.
Los circuitos de ayuda a la conmutación conocidos comúnmente como ―snubber‖ son una parte esencial en muchos de
los circuitos electrónicos de potencia. Básicamente podemos considerarlos como un conjunto de componentes (pasivos
y/o activos) que se incorporan al circuito de potencia para reducir en el dispositivo semiconductor el estrés eléctrico
durante las conmutaciones (Voltajes aplicados a los dispositivos durante el apagado, la corriente en el dispositivo durante
el encendido, el rango de subida de la corriente di /dt en el dispositivo durante el encendido, el rango de subida dv/ dt del
voltaje a través del dispositivo durante el apagado o durante la aplicación del voltaje de bloqueo, y por último en dar
forma a las trayectorias de conmutación mientras el dispositivo se enciende y se apaga ) y asegurar un régimen de trabajo
seguro.
La función principal que desarrollan los circuitos de ayuda a la conmutación es absorber la energía procedente de los
elementos reactivos del circuito durante el proceso de conmutación controlando parámetros tales como la evolución de la
tensión o corriente en el interruptor, o bien limitando los valores máximos de tensión que ha de soportar. Se incrementa
de esta forma la fiabilidad de los semiconductores al reducirse la degradación que sufren debido a los aumentos de
potencia disipada y de la temperatura de la unión.
Así, entre los circuitos de snubbers pueden distinguirse dos tipos básicos:
Aquellos que controlan el transitorio de apagado controlando el crecimiento de la tensión entre ánodo y cátodo
vAK (snubber de apagado). Como elementos almacenadores de energía emplean condensadores, ya que la
tensión en estos componentes no puede variar bruscamente.
Aquellos que controlan el transitorio de encendido controlando la velocidad de crecimiento de la corriente que
atraviesa el tiristor (snubber de encendido). Emplean bobinas como elementos almacenadores de energía, ya que
la intensidad en ellas no puede variar de forma brusca.
Asi mismo, a continuación se explica el funcionamiento básico de cada uno de estos circuitos de protección.
A. Snubbers para el control de dvAK/dt
El apagado de un tiristor no es un proceso controlable de forma externa mediante el circuito de control. Para apagarlo, el
circuito al que el semiconductor está conectado debe provocar que la intensidad que circula por él sea menor que la
intensidad de mantenimiento (típicamente se supone igual a cero).
Pero no sólo eso: desde el instante en que se anula la intensidad que circula por el tiristor hasta que realmente puede
aplicarse una tensión vAK>0 sin riesgo de que el tiristor se encienda de nuevo de forma accidental, debe transcurrir un
tiempo mínimo tq especificado por el fabricante. Además, al aplicar una tensión vAK>0, la velocidad de crecimiento de
ésta debe mantenerse por debajo de un límite, también especificado por el fabricante, pues en caso contrario se disparará
por derivada de tensión. Para limitar el crecimiento de la tensión se emplean circuitos del tipo RC (figura 3.24).
Cuando el tiristor T está apagado, el condensador Csnubber se carga a través de la resistencia en serie. Justo en el
momento en que el tiristor se dispara, el condensador se descarga a través de él.
El valor de Rsnubber debe ser lo suficientemente grande como para limitar la corriente que pasa por T en el momento en
que éste entre en conducción, ya que por él no sólo circulará la corriente procedente del condensador, sino también la que
le llega a través del circuito de potencia. Sin embargo, un valor de Rsnubber muy elevado provocaría un aumento de la
tensión vAK excesivamente lento que perjudicaría al circuito de potencia.
B. Snubbers para el control de di/dt
Para evitar que al entrar en conducción el tiristor la corriente que circula por él crezca muy rápidamente y originen
puntos calientes que provoquen la destrucción del semiconductor, se conecta en serie con el tiristor una inductancia. El
valor de L debe elegirse de forma tal que cumpla que la derivada de intensidad di/dt sea menor que la especificada por el
fabricante. Sin embargo, esta configuración, además de limitar la velocidad de aumento de la corriente en el proceso de
encendido (que es el objetivo que se persigue), también limita la velocidad de disminución de la misma en el proceso de
apagado. Esto último puede resultar un inconveniente. Para evitarlo, resulta apropiado emplear el circuito de protección
que se presenta en la figura 3.26. Normalmente no preocupa demasiado el proteger contra grandes derivadas de corriente,
ya que el propio circuito de potencia al que está conectado el tiristor posee inductancias parásitas procedentes de las
fuentes, de las propias conexiones, etc., que hacen el papel de un snubber. Estas inductancias parásitas provocan que la
corriente que circula por el tiristor no aumente ni disminuya de forma brusca.
Otras configuraciones de snubbers de apagado
Snubbers de encendido