curs deo(adobe reader)

DISPOZITIVE ELECTRONICE SI OPTOELECTRONICE

1

BAZELE FIZICE ALE DISPOZITIVELOR ELECTRONICE SEMICONDUCTOARE

Electronul-particula elementara cu sarcina negativa, q=e=1,610-19 C. Intra n componenta

atomilor. Electronica-domeniu al tehnicii care se ocupa cu teoria, fabricarea si utilizraea dispozitivelor

semiconductoare , a circuitelor integrate, etc. Optoelectronica- ramura a electronicii care se ocupa cu producerea, masurarea si folosirea

radiatiei electromagnetice n domeniul optic, precum si cu conversia acestei radiatii n semnal electric.

Materiale semiconductoare

- au o rezistivitate specifica ntre cea a conductoarelor (Cu, Ag, Au, Fe) si cea a izolatoarelor (sticla, diamant, etc.)

Explicatii: R[]= [ ]

[ 2]; - parametrul fizic cu cel mai larg domeniu de valori (10-101018 m). Din punct de vedere tehnic, cel mai important material semiconductor este siliciul. Face parte

din grupa a patra a sistemului periodic al elementelor ( este tetravalent) si cristalizeaza in structura de tetraedru. Fiecare din cei 4 electroni de valenta ai unui atom participa la cate o legatura covalenta cu unul din cei 4 atomi nvecinati. La temperatura zero absolut (0 grade K), toti electronii sunt prinsi n legaturi covalente si materialul se comporta ca un izolator (ca diamantul- forma cristalina a carbonului). Este cazul reprezentat in figura. (expl: 00 K=-273,150 C)

Semiconductori

Conductori (metale)

[m]

GaAs Ge Si Se

10-5 10-4 10-2 100 102 104 106 107

Izolatori


2

O data cu cresterea temperaturii, un numar tot mai mare de legaturi covalente se rup:

electronii in cauza devin liberi sa se deplaseze in reteaua cristalina. Intr-o reprezentare plana, reteaua cu legaturi covalente rupte se prezinta ca in figura.

Locul lasat liber de electronul care a rupt legatura se interpreteaza ca o sarcina pozitiva, q, si se

numeste gol. Golul poate fi ocupat de un electron dintr-o legatura covalenta vecina. Aceasta deplasare a legaturilor libere se interpreteaza ca o deplasare a golurilor.

Eliberarea unui electron din retea este echivalenta cu generarea termica a unei perechi electron-gol. Orientativ, ntr-un cristal de Ge la tempetarura camerei (aprox 3000 K) se rup 1013 legaturi/ cm3.Aceste valori sunt mici comparativ cu 1023 cat este numarul electronilor/ cm3, in metale. Totusi, aceste densitati mici fac posibila conductia semiconductorilor. Se vorbeste de semiconductori intrinseci respectiv de conductie intrinseca.

Densitatea spatiala a perechilor electron-gol se numeste concentratie intrinseca de purtatori, ni. Electronii liberi se deplaseaza prin cristal datorita agitatiei termice. Traiectoria lor este in zig-

zag ca urmare a ciocnirilor cu paturile externe ale atomilor sau cu alti purtatori. n medie nu este favorizata o directie de deplasare (a). Daca insa n cristal actioneaza un camp electric (), va fi favorizata clar o directie de deplasare. Ia nastere un curent de electroni si un curent de goluri. Spre deosebire de metale, la semiconductoare rezistenta electrica scade cu cresterea temperaturii.

a) b)

Semiconductoare extrinseci ( impurificate, dopate)


3

Conductivitatea semiconductorului poate fi crescuta prin introducerea in reteaua cristalina a unor atomi pentavalenti (P, As). Al cincilea electron, care nu poate intra ntr-o legatura covalenta, este eliberat de atom.

Astfel, pe langa perechile electron-gol,n cristal se vor gasi atatia electroni liberi cati atomi

pentavalenti (donatori) au fost introdusi n retea. Se vorbeste de Si dopat N sau simplu, siliciu N. Electronii sunt n acest caz purtatori majoritari iar golurile sunt purtatori minoritari. Fiecare atom donor ionizat este ncarcat electric pozitiv, astfel ncat cristalul este neutru din punct de vedere electric.

Spre deosebire de gol, atomul de P ionizat pozitiv este fix in retea si nu participa la curentul electric. n semiconductori de tip N, numarul golurilor din cristal este mai mic decat la semiconductori intrinseci, coform relatiei pn=ni2(T). La semiconductori intrinseci, p=n=ni(T).

Similar, conductivitatea Si poate fi crescuta prin introducerea n retea a unor atomi trivalenti (B, Al, Ga, In). Un electron dintr-o legatura covalenta vecina ocupa golul atomului acceptor, lasand n urma o legatura rupta (gol).

n acest cristal golurile sunt purtatori majoritari iar electronii, purtatori minoritari. Se vorbeste de semiconductor dopat (smcd de tip P) si de conductie de tip P.


4

Daca se ntalneste un electron cu un gol, ei se recombina si dispar ca purtatori liberi de sarcina. Atunci cand generarea perechilor electron-gol este compensata de disparitia acestor perechi prin recombinare se spune ca semiconductorul este in stare de echilibru. Intr-un semiconductor pot exista 4 tipuri de entitati ncarcate: electroni mobili, n/cm3; ioni acceptori, NA/cm3 (sarcini negative); goluri mobile, p/cm3; ioni donori, ND/cm3(sarcini pozitive). Daca semiconductorul este omogen, densitatea locala de sarcina este nula: =q(p + ND n NA)=0 adica p-n= NA- ND. Consideram un semiconductor N: NA=0; ND>>ni n0ND si . Notatiile n0 si p0 arata ca semiconductorul se alfa in stare de echilibru.

Ex: si la temperatura camerei are n0p0=1020/cm6. Daca ND=1015, n01015/cm3 si p0105/cm3.

Se observa ca p0


5

Este posibila perturbarea temporara a concentratiilor de purtatori ( de exemplu prin iluminare, ca n cazul fotorezistentelor). Daca notam cu n` si p` concentratiile n exces fata de starea de echilibru, concentratiile momentane se pot exprima astfel:p=p0+p`; n=n0+n`

Daca p`>0; n`>0, este vorba ntr-adevar de un exces de purtatori. Dupa disparitia stimulului, excesul de concentratie tinde sa revina la zero prin recombinarea purtatorilor. Legea de revenire este exponentiala n`(t)=n`(0)e-t/; p`(t)=p`(0)e-t/.

Daca p`


6

In figura a s-a notat cu Ev limita energetica superioara a benzii de valenta si cu Ec limita inferioara a benzii de conductie. Intre aceste limite se afla o banda interzisa de latime Ei=Ec-Ev. pentru Si, Ei=1,1eV iar pentru Ge, Ei=0,67 eV. (electron-voltul este o unitate de masura tolerata pentru energie, n analiza proceselor ce implica particule elementare. 1eV=1,610-19 J este energia pe care o castiga un electron parcurgand o diferenta de potential de 1V).

ED- nivelul energetic al donatorilor EA- nivelul energeti c al acceptorilor cad n banda interzisa. M.b.e explica dependenta de temperatura a conductivitatii semiconductorilor. De asemenea, e

clar ca in aceleasi conditii de temperatura, smcd. cu banda interzisa mai ingusta ( EC-EV ) are conductibilitatea mai buna. M.b.e explica si influenta impuritatilor asupra conductibilitatii. Astfel, atomii donatori introduc un nivel energetic suplimentar aproape de banda de conductie (BC). De aici, electronii atomilor de impuritate trec usor in BC si conductibilitatea astfel crescuta are un caracter electronic(electronii sunt majoritari). Atomii acceptori introduc un nivel energetic suplimentar aproape de banda de valenta(BV).

Pe acest nivel pot veni usor electroni din BV, n care apar astfel goluri in plus si conductibilitatea crescuta are un caracter de goluri ( golurile sunt majoritare).

Curentul electric in semiconductoare In conditii de echilibru, purtatorii mobili de sarcina se misca datorita agitatiei termice dupa

traiectorii in zig-zag. Nici o directie nu este favorizata, valoarea medie a vitezei este nula; nu exista curent (v=0). Doua cauze pot determina o stare de dezechilibru:

- aplicarea unui camp electric din exterior; - distributia neuniforma a purtatorilor din semiconductoare.

Campul electric determina o tendinta (drift) in miscarea purtatorilor. Viteza medie a golurilor, vg, respectiv a electronilor ve, nu vor mai fi nule ci proportionale cu intensitatea campului: vg=g; ve=-e.


7

Parametrii g si e se masoara in [//]=[ 2Vs], se numesc mobilitatea electronilor si au valoari

de ordinul 103. Curentul care ia astfel nastere se numeste curent de drift iar marimea lui se apreciaza prin densitate de curent J.

Electronii si golurile se deplaseaza in directii opuse, dar densitatile de curent corespunzatoare se aduna:

J=Jg+Je= +I

=q(ne+ pg) E= E.

Coeficientul este conductivitatea materialului semiconductor. Curentul de conductie I are sensul de deplasare a golurilor, identic cu sensul cmpului electric, E. Exemplu: o bara de Ge avand forma unui paralelipiped de lungime l=1 cm si o sectiune S=(0,1 cm)2 este strabatuta de curent.

Mobilitatile purtatorilor sunt: g=2103cm2/(Vs) si e=4103cm2/(Vs). Daca semiconductorul este intrinsec (n0=p0=ni21013cm-3, la T=3000K) se poate calcula conductivitatea materialului:

=qni(e+ g)=1,610-1921013 (2+4)103 = 19,210 [C] [cm-3] [cm2/(Vs)] [(cm)-1] Cunoscand geometria barei si conductivitatea materialului, se poate determina rezistenta barei:

I=JS= ES= S. Dar

R =

=

S = 1 19,2103( )1 0,01[ 2] = 0,52 104. Sa consideram acum ca semiconductorul este de tip N si ca ntre capetele ei s-a masurat o

rezistenta R=10. n aceste conditii se poate determina concentratia purtatorilor majoritari: = RS = 1 100,01 2 = 10(cm)-1. n acest caz este determinat n principal de purtatorii majoritari:

q e n ND = qe = 1 [( )1]1,61019 []4103[ 2/()] 1,56 1016/cm3. Rezulta o concentratie a purtatorilor majoritari (si implicit a atomilor donori) cu trei ordine de

marime peste valoarea concentratiilor n0=p0 din cazul unui semiconductor intrinsec. Pe langa curentul de drift care ia nastere prin aplicarea unui camp electric, poate sa apara si

curenti de difuzie, atunci cand distributia purtatorilor de sarcina n semiconductor nu este uniforma.


8

Distributii neuniforme ale purtatorilor pot sa apara, de exemplu, la injectia de purtatori majoritari sau minoritari intr-un semiconductor.

Daca presupunem o densitate scazatoare a golurilor in sensul axei Ox, este clar ca golurile vor difuza in sensul acestei axe.

Sensul curentului si al densitatii de curent de difuzie va fi dat de versorul axei Ox, : J = -qDg

.

Daca s-ar fi considerat o repartitie similara a electronilor, acestia ar fi difuzat tot spre dreapta dar curentul si densitatea de curent corespunzatoare ar fi fost orientate mpotriva lui : Je=qDe

.

Desigur, daca curentii de difuzare si curentii de drift coexista, densitatile de curent se aduna vectorial. Efectul final al curentilor de difuzie este egalizarea, uniformizarea distributiei purtatorilor de sarcina.

Constantele De si Dg se numesc coeficienti de difuzie pentru goluri respectiv pentru electroni. Sunt dovedite urmatoarele egalitati (Einstein):

=

=

= VT(= UT). In aceste relatii k=1,3810-23J/K este constanta lui Boltzmann iar VT25mV la T=2930K se

numeste tensiune termica. Relatiile se obtin pe baze statistice.


9

DIODE SEMICONDUCTOARE Toate dispozitivele sunt privite din punct de vedere al comportarii la borne (relatii intre tensiuni si

curenti). Structura

(fig 2.1): o jonctiune p-n; retea cristalina continua.

A Anod C Catod J Jonctiune p zona in care sunt majoritare golurile n zona in care sunt majoritari electronii

Simbol de circuit pentru diode redresoare (comutatie)

DD iu , - marimi instantanee Conventie de notare:

Daca 0>Du dioda este polarizata direct; se afla in conductie ( 0>Di ) Daca 0Du dioda este polarizata invers; dioda este blocata ( 0Di ) Caracteristica diodei ( )( DD ufi = )

1575,14,0

ApentruVV

AI

F

FM

==

La Si: VU D 7,0...6,0= La Ge: VU D 3,0...2,0=

)(9...1 tipicAAI s = : curent de saturatie

DU

A C

Di

Jp n

DuDi

A C

[ ]st

du

Du

DU

[ ]V

Polarizare directa

FMI

DI

DUSIRRMV

Polarizare inversa [ ]VuD

[ ]mAiD

FV

Pentru diodele cu Siliciu )(6,0 tipicVU D

DU - componenta continua Du - valoare instantanee

du - variatia


10

157..400 ApentruVVRRM = Descrierea analitica a caracteristicii diodei

SI - curent rezidual [ ]2,1m - parametrul tehnologic; vom lua m=1

TU -tensiunea termica: 25mV la 25 C

DD UI , - marimi statice caracteristica statica

Aproximari ale relatiei (2.1)

a) VU D 1.0> (polarizare directa) :

1

25100exp

mVmVIS

)40exp(25

1expexp DSDST

DSD UIUmV

VIUUII =

=

= (2.3)

b) (2.4) 1.0 SDD IIVU =<

- Curentul rezidual Efectul temperaturii asupra caracteristicii diodei

SI depinde de temperatura jonctiunii (2.5) 2)()( 10/)(1 1

TTSS TITI

= SI - se dubleaza la fiecare crestere a temperaturii cu C10 - Tensiunea DU are un coeficient de temperatura negative: la acelasi curent prin dioda tensiunea DU

scade daca temperatura T creste CmVT

U

constI

D

D

=

= /5,2 (2.6)

= 1exp

T

DSD mU

UII (2.1 pag 44)

1TT >

1T

[ ]VU D

SI


11

Notiunile de dreapta de sarcina si PFS

DD URIE += - ecuatia dreptei de sarcina R- rezistenta de sarcina

Taieturile la axe :

=

===

===

mAK

VREIU

VEUI

DD

DD

101100

100

PFS Punctul de functionare static se afla la intersecta dreptei de sarcina(statica) cu caracteristica diodei.

Metode pentru determinarea PFS 1) Rezolvarea sistemului de ecuatii 2) Calculul iterativ(utilizat in programe ca PSPICE)

.0 "'""'' etcUIUIU DDDDD = (calculul este rapid convergent) Rezistenta dinamica a diodei

(2.4 si fig 2.7)

Pentru variatii de mica amplitudine in jurul PFS, dioda se comporta ca o rezistenta.

Din ecuatia (2.3) 04040)40exp( DDSD

D IUIdudi

=

=

=

][25

][401][ 00 mAIAI

rDD

d (2.10) - Formla analitica pentru rezistenta dinamica (la

mici variatii) a unei diode aflata la polarizare directa.

dDD iIi +=0

dDD uUu +=0

Variatii presupuse sinusoidale

tUu md sin=tIi md sin=

VE 10=

= KR 1

DUDI

+

PFS

DI

0DU

][mAID

RE

E][VUD

DI

DU

Caracteristica diodei

0DU

0DIPFS

t

du

t

di


12

Ex: == 550 dD rmAI Observatie: cu cat 0DI creste mai mult, cu atat dr scade mai accentuat. Modelul de dioda ideala ( 2.6 si fig. 2.11)

In unele aplicatii cum sunt redresoarele din blocurile de alimentare, tensiunile care intervin sunt mult mai mari decat caderile de tensiune pe diodele polarizate direct iar curentii inversi (reziduali) prin diode sunt neglijati fata de curentii care intervin in circuit.

Daca se neglijeaza tensiunile pe diodele polarizate direct si curentii reziduali prin diodele polarizate invers se obtine modelul diodei ideale

.

La polarizare directa: 0=du pentru di >0

La polarizare inversa: 0=Di pentru 0


13

SCCU -componenta continua(valoarea medie) a tensiunii )(tuS

==

02

2 sin21 m

mSCCUdUU

Tensiunea redresata are o componenta contiuna dar este departe de a fi constanta.

Filtrarea tensiunii redresate Se pot utiliza bobine in serie cu SR sau condensatoare in paralel cu SR . Cel mai des se utilizeaza condensatoare electrolitice sau cu tantal de valori mari.

],[];,[ 4321 tttt - dioda conduce si C se incarca

],[ 32 tt - dioda este blocata si C se descarca peste SR Teoretic descarcarea este exponentiala; practic din cauza constantei de timp mari ( sCR ), in intervalul

],[ 32 tt descarcarea este liniara Tensiunea redresata si filtrata e aproape constanta. Prezinta o ondulatie,

su . = suCQ sarcina cu care se incarca C in ],[ 21 tt

= TR

UttiQS

mS

223 )( sarcina evacuata din C pe durata descarcarii; f

T 1= este perioada tensiunii

iar Hzf 50= este frecventa

)15.2(2fRu

UCSS

m

Formula de calcul a condensatorului care asigura o tensiune de ondulatie impusa. Componenta contiuna a tensiunii redresata si filtrata este:

)17.2(22

SmSCC

uUU

Si

2u C SuSRmU 2

SuSu

1t 2t 3t 4t t

Tens. redresata si filtrata

Tensiunea redresata

0 2

( )tu2

( )tuS

Suu ,2


14

UN MODEL MAI PRECIS PENTRU DIODA (2.6, fig. 2.12) In aplicatiile in care caderile de tensiune care intervin sunt relativ mici ( V6 amplitudine), neglijarea

caderilor de tensiune pe diodele polarizate direct duce la erori grosolane in analiza circuitelor In locul modelului de dioda ideala vom utiliza

=

0

0

,00,

DDD

DDD

UuiiUu

un model mai precis:

Schema de circuit corespunzatoare acestui model este:

MODELUL LINIAR PE PORTIUNI COMPLET( fig 2.13) Daca vrem sa descriem si faptul ca tensiunea directa pe dioda creste usor o data cu curentul direct trebuie sa includem in model si rezistenta dinamica a diodei cel mai precis model liniar pe portiuni. Schema de circuit adecvata este:

In acest caz, VU D 6,00 de exemplu == 5;5,00 dD rVU

Limitator simetric cu diode(2.9, pag 61) Aplicatie

Circuitul se poate utiliza pentru a obtine o tensiune rectangulara dintr-o tensiune sinusoidala sau pentru protejarea instrumentelor de masura.

Pentru analiza limitatorului vom folosi pentru diode modelul liniar complet. Deducem caracteristica de transfer ( )IE ufu = . Se pot distinge trei situatii:

a) 0Iu Diodele sunt blocate si conteaza ca intreruperi de circuit:

diVU D 6,00

Du

dr`

di VU D 6,00

Du

Di

O

VUD 6,00

0DU Du

Caracteristica reala

Di

O0DU Du

Di

Du

dD

D riu

=

1D 2D

R

k1

EuIu

+

+21 DD

dioda ideala


15

b) 0DI Uu > Dioda 2D conduce iar 1D este blocata Pentru a exprima tensiunea Eu aplicam principiul suprapunerii efectelor 00 =DU. Astfel, pentru ,

d

dIE rR

ruu+

= ' ;

Similar, daca presupunem d

DEI rRRUuu+

== 0''0 .

La suma de cauze corespunde suma de efecte: 00''' ; DI

dD

d

dIEEE UurR

RUrR

ruuuu >+

++

=+=

Exemplu: == 5;5,00 dD rVU . Se vede ca pentru 00 DIEDI UuuUu === iar pentru

VVmVk

kVk

VuVu EI 55,05,0505115,0

51051010 =+=

+

++

==

c) 0DI Uu < . Dioda 1D conduce iar 2D este blocata.

DId

Dd

dIE UurR

RUrR

ruu , caracteristica de transfer este perfect orizontala

Dioda stabilizatoare (Zener)

0Du ) DZ se comporta ca o dioda redresoare obisnuita ( VU D 6,00 ). La polarizare inversa pentru 0ZZ Vu ( tensiunea Zener ), apare o strapungere nedistructiva. Practic DZ pastreaza tensiunea la borne aproximativ constanta, pentru variatii ale curentului Zi in limite largi. Valoarea

mAI Zm 5 (tipic) se stabileste de utilizator; Daca ZmZ Ii < , PF intra in cotul caracteristicii si DZ nu mai stabilizeaza. Valoarea ZmI depinde de puterea diodei. Exemplu: Dioda PL9V1Z se distruge daca mAIi ZmZ 100> .

Regiunea de

0ZV

[ ]mAiD

[ ]mAiZ

[ ]VuD

Zr

zmI

ZMI

VU D 6,00

Zu

Zu

C

A

Du

Di

Zi

V5,0

V5,0

V5,0

V5,0

Eu

Iu

V05,0

V05,0

V5,0

V5,0

Iu

t

V10

V10

Eu

t


17

In functie de tipul diodei, 0ZV poate lua valori de la 2,7Vsute de V. Exemplu: la PL9V1Z,

VVVZ 5,01,90 = . Tensiunea Zener are si un coeficient de temperatura TVV

Z

ZVZ

=

0

0, ; Exemplu: la

PL9V1Z, CVZ04 /105 (vezi anexa B2).

Diodele cu VVZ 6...50 = , au 00 Z (tensiunea Zener independenta de temperatura).

Panta caracteristicii in regiunea de stabilizare, este data de rezistenta dinamica

= 4Z

ZZ i

ur la PL9V1Z.

Modelul liniar pe portiuni al DZ(fig 2.14, pag. 52) Carcteristica diodei Zener la polarizare inversa poate fi aproximata prin doua segmente de dreapta. Modelul de circuit al DZ polarizata invers este:

Aplicatie:

Stabilizator de tensiune cu DZ(2.8 pag 58)

SR - rezistenta de sarcina pe care trebuie sa obtinem Su cat mai constanta. R- rezistenta de balast (pe ea se pierde tensiunea Si uu . Schema echivalenta a circuitului pentru regiunea de stabilizare este:

Scriem relatii pentru a exprima dependenta

( )SIS iufu ,= (unde Su -efect iar SI iu , cauze)

SSZI uRiiu ++= )( ; Dar, Z

ZS

Z

ZZZ r

Vur

Vui 00 ==

++= /0 SSZ

Z

Z

SI uRir

VRruRu -intereseaza de

fapt doar variatiile

R

SuSR

Zi

ZuIu

Zu 0ZV

Zi

Zr

Zu

Zr`Zi0Z

V

SI uu ,

tSu

Iu

R

SuSRZi

ZuIu0ZV

i Si


18

SSZ

SI uiRr

uRu ++= 0

Z

ZS

Z

ZIS rR

rRirR

ruu+

+

=

Sa consideram cauzele pe rand : .;0 constii SS ==ZZ

ZS

S

I

rR

rrRconsti

uuS +==

= |0

Exemplu: = 400R 1004 0 == SrZ

Se numeste factor de stabilizare si arata de cate ori ondulatia tensiunii de iesire este mai mica decat ondulatia tensiunii de intrare. Consideram cealalta cauza:

==+

=

== 4||;0 ZZZ

Z

S

SII rrRrR

rRiuconstuu

Ries Acest parametru se numeste rezistenta de iesire vazuta de Rs atunci cand priveste spre stabilizator. Acesti parametri pot fi definiti (calculati) pentru orice stabilizator. Ca urmare orice stabilizator poate fi reprezentat astfel:

Este evidenta relatia: = 0 ()

Stabilizatorul este cu atat mai bun cu cat 0 este mai mare si Ries mai mica. Ambele cerinte sunt

satisfacute daca este mai mica (adica daca in regiunea de stabilizare caracteristica este mai aproape de verticala).

Observatie: nu reprezinta, in general o simpla rezistenta, ci un aparat care trebuie alimentat cu o tensiune constanta. In acest caz variatiile si nu sunt sincronizate si efectele lor nu se compenseaza ca in relatia *. In cazul cel mai defavorabil, variatiile si isi cumuleaza efectele, rezultand o variatie mai mare. Tema: exemplul de proiectare de la pagina 59.

stabilizator

Su

Si

SRiesR

0SuI

Iu

SR

Si

SuStabilizator


19

COMPORTAREA DINAMICA A JONCTIUNII PN Caracteristica diodei descrisa si utilizata anterior este perfect valabila atunci cand marimile electrice si

concentratiile de purtatori variaza relativ lent. Pentru a vedea ce se intampla in cazul unor variatii rapide ale marimilor electrice trebuie analizata schimbarea distributiei de sarcina atat in regiunea de sarcina spatiala cat si in regiunile neutre.

Capacitatea de bariera, (numita uneori capacitate

de tranzitie), Cb, se datoreaza sarcinilor spatiale ale ionilor de impuritati din stratul de saracire. Este mai importanta la polarizare inversa a jonctiunii.

In figura se arata (linie ) situatia sarcinilor

spatiale pentru o anumita tensiune inversa, uj0, sarcina spatiala se restrange(linia .) prin aportul unor purtatori liberi de sarcina, goluri respectiv electroni (linia ). Pentru variatii de amplitudine mica, Q este proportionala cu variatia

cauza u. Astfel, se poate defini capacitatea de bariera, Cb= uQ

u

0lim . Se dovedeste ca Cb poate fi

exprimata similar cu capacitate a condensatorului plan: Cb=

, unde Aj este aria jonctiunii,

d=dp+du este grosimea zonei de sarcina spatiala iar este permitivitatea dielectricului dintre placi. Valorile tipice ale Cb: 1 pF 10 pF.(cativa pF)

In figura este prezentat simbolul de circuit si

dependenta Cb(uD) pentru o dioda capacitiva (varicap).Pe langa aria jonctiunii si tensiunea aplicata, Cb este determinata esential si de nivelul de dopare cu impuritati (NA, ND). Dependenta Cb(uD) poate fi determinata tehnologic astfel incat ea sa conduca la o relatie liniara intre tensiune si frecventa in circuitele oscilante.Astfel diodele varicap pot fi folosite pentru acordul pentru o anumita frecventa, pentru modularea in frecventa, si amplificarea parametrica. Capacitatea de difuzie se datoreaza acumularii de purtatori minoritari in volumul semiconductorului, de o parte si de alta a regiunii saracite.

Trecerea curentului prin jonctiunea pn determina o injectie de purtatori minoritari a caror densitate scade exponential cu departarea de jonctiune. La variatia curentului, sarcina totala a purtatorilor minoritari in exces variaza, insa cu o anumita intarziere care depinde de durata de viata a purtatorilor in materialul dat. Pentru a caracteriza variatia sarcinii in regiunile neutre Q, la o variatie

mica de amplitudine, uD , a tensiunii, se defineste capacitatea de difuzie DD

ud dudQ

uQC

D

=

= 0

lim .

Regiunea n Regiunea p

x

Q

x

Goluri

Electroni

)0( Q

V20 0

5min

max b

b

CC

pF30A

C

bC

Du


20

Analiza detaliata a proceselor dinamice din jonctiunea pn arata ca Cd poate fi exprimata astfel:

Cd=Cd0exp(UD/UT) unde Cd0 este capacitatea de difuzie la uD=0 iar UT tensiunea termica. In figura se prezinta dependenta rezistentei dinamice (rd) si a capacitatilor (Cb si Cd) de tensiunea aplicata pe jonctiune (dioda). Evident, la polarizare directa

Se poate intocmi acum o schema echivalenta care sa descrie mai exact comportarea jonctiunilor (diodelor) la variatii. Astfel, la frecvente joase si curenti mici, modelul se poate limita la rezistenta dinamica rd. Daca frecventa variatiilor creste, trebuie introduse in schema capacitatile Cd si Cb. Acestea intervin in paralel si conteaza prin suma lor numita

predomina capacitatea Cd care poate creste pana la sutimi de F. La polarizare inversa este preponderenta capacitatea de bariera, Cb.

capacitatea jonctiunii

Comportarea diodelor de inalta frecventa si de comutatie este influentata si de

Cj.La polarizare directa, CjCb. In sfarsit, daca PFS in jurul caruia se produc variatiile este plasat la un curent mare, rezistentele de volum ale zonelor N si P (rn respectiv rp) nu mai pot fi neglijate. Suma acestor rezistente, rs, trebuie inseriata cu modelul dinamic pentru curenti mici.

inductivitatea terminalelor

dbj CCC +=pns rrr +=

dr

(Ls) respectiv de capacitatea capsulei in care este montata dioda (Cc). Astfel, schema echivalenta pentru variatii a diodelor de inalta frecventa arata ca in figura.

Reg

iune

a sa

tura

ta Regiunea n Regiunea p

0pn 0np

pn np

x

dC

bC

Du

dr][r ][ pFC

0


21

Comutarea diodelor Trecerea unei diode din starea de conductie in starea de blocare,

sau invers- din blocare in conductie- se numeste comutare. Acest proces nu are loc instantaneu ci presupune desfasurarea unor regimuri tranzitorii. Pe formele de unda tranzitorii se pot defini anumiti timpi de comutare

Tensiunea de intrare, uI variaza brusc intre nivelurile VF (polarizare directa) si -VR(care asigura blocarea diodei). Imediat dupa ce uI da comanda de blocare, curentul prin dioada trece pe valoarea (-VR/R). Acest curent este asigurat de sarcina ce intra sau iese dintr-un anumit volum, dar si de recombinarile din acest volum = + = ( - durata de viata a purtatorilor).

. Este de dorit ca timpii de comutare sa fie cat mai mici. De aceea se acorda atentie mai ales timpilor de comutare inversa (din conductie in blocare), comutarea directa (din blocare in conductive) fiind mai rapida.

Curentul ramane constant cat timp mai exista sarcina in exces (stocata) in regiunile neutre. Astfel, din conditia Q=0 rezulta ca timpul de stocare

Abia dupa acest interval, incepe caderea la zero (de fapt la -Is aproximativ 0) a curentului. La o noua comanda uI=VF, incepe un proces tranzitoriu de ridicare a curentului la valoarea VF/R.

ts = ln VF +VR . Timpul de cadere tc si timpul de

ridicare tr se definesc de regula intre momentele care marcheaza 10% si 90% din variatie. Cum ts+tc>>tr, este clar ca durata comutarii inverse (ts+tc) iar nu timpul de comutare directa (tr) limiteaza performanta diodei in aplicatii bazate pe comutare.

TIPURI DE DIODE (BREVIAR) Diode redresoare

A

C

cC jC dr

srsL

- utilizate la frecvente joase, in circuite de redresare si limitoare

diR

duIu

FV

RV

tIu

Q

t

t

R

VF

R

VF

SI

SIR

VF

RVR

StCt rt

Di


22

Diode Zener- prezinta o strapungere inversa nedistructiva. Se utilizeaza pentru stabilizarea tensiunii sau in circuitele de limitare.

Diode capacitive (varicap) regiunea sarcinilor spatiale functioneaza ca un condensator a carui valoare este controlata prin tensiune. Se utilizeaza pentru acordarea circuitelor oscilante.

Diode Schottky- se bazeaza pe contactul metal-semiconductor si asigura o basculare rapida din starea de conductie in starea de blocare. Se utilizeaza in circuite de comutare rapide si in domeniul microundelor.

Diode tunel- se bazeaza pe o dotare foarte puternica (p++, n++) a domeniilor semiconductoare. Bariera de potential este ingusta si poate fi strapunsa de electroni prin efect tunel. Se utilizeaza in comutatoare rapide, amplificatoare de zgomot redus si oscilatoare in domeniul GHz.

Diode Impatt (Impact Ionisation Avalanche Transit Time). Functionarea diodei se bazeaza pe avalansa de purtatori de sarcina care ia nastere in zona de camp electric intens datorita ionizatiilor de impact. Se utilizeaza in oscilatoare si amlificatoare de microunde, circuite logice, formatoare de impulsuri, etc.

Fotodiodele- sunt elemente fotosensibile; vor fiprezentate ca dispozitive optoelectronice. Diodele fotoemisive (LED Light Emitting Diode) vor fi prezentate tot ca dispozitive

optoelectronice).


23

TRANZISTORUL BIPOLAR

Tranzistorul este un element activ, in sensul ca poate amplifica semnalele. Denumirea bipolar arata ca in functionarea acestor dispozitive intervin purtatori de ambele polaritati.

Structura tranzistorului evidentiaza doua

jonctiuni si trei terminale: Emitorul, Baza si Colectorul. Exista doua variante complementare de

tranzistori: npn si pnp. Cele mai des utilizate sunt tranzistoarele npn.

Fata de potentialul de referinta () terminalele tranzistorului se afla la potentialele VE, VB, si VC, Tensiunile continui dintre terminale se pot exprima cu ajutorul potentialelor. De exemplu UCE=VC-VE; UEC=VE-VC=-UCE, etc.

Efectul de tranzistor

gol; electron care se deplaseaza sub actiunea tensiunilor de polarizare. EB si EC sunt surse de tensiune constanta, cate determina tranzistorul sa lucreze in regiunea activa: jonctiunea BE e polarizata direct iar jonctiunea BC, invers. (UBC= -UCE+UBE=-5V+0,6 V=-4,4 V). Campul creat de sursa EB face ca electronii din Emitor sa difuzeze spre Baza. Deoarece Baza este slab dopata si ingusta, majoritatea covarsitoare a electronilor ajunsi in Baza difuzeaza mai departe in Colector. Tipic, doar un electron din 200 se recombina in Baza. IB este un current de goluri iar IE si IC sunt in esenta curenti de electroni. Se defineste castigul static in curent:

= h21e = = 100 500 (domeniul uzual). Datele de catalog arata ca difera mult de la un tranzistor la altul. Astfel, pentru BC 171,

=110...850 (anexa B5). Alte relatii intre curentii tranzistorului: IE=IB+IC; Cum IB=

este neglijabil fata de ICIEIC.

Caracteristicile de iesire IC=f(UCE, IB) Fig. 3.7 La valori mici ale tensiunii UCE, curentul IC depinde puternic de tensiune. Este vorba de

regiunea de saturatie in care ambele jonctuni sunt polarizate direct. Pentru UCE>0.6 V, Icconst; pentru IB dat. Aceasta e regiunea activa in care IC depinde practic doar de IB: IC= IB. Daca pentru UCE=constant, scadem IB, pentru IB


24

Modele statice pentru tranzistorul npn (ideal)

In regiunea activa, jonctiunea BE se comporta ca o dioda polarizata direct, avand caderea de tensiune UBE00,6 V. Spre colector, tranzistorul se comporta ca un generator de curent dependent de curentul de baza: IC= IB.

In regiunea de saturatie, tranzistorul ideal se comporta ca un scurtcircuit intre terminale. Asta inseamna ca tensiunile pe jonctiuni sunt neglijabile iar curentii sunt mari si vor fi limitati doar de rezistentele din circuit.

Dimpotriva, in regiunea de blocare curentii prin tranzistor sunt practic nuli, si tensiunile sunt mari. Ca urmare, in mod ideal, tranzistorul blocat poate fi considerat ca o intrerupere de circuit.

Regiunea Activa

0=BI

AI B 5=

AI B 10=

AI B 15=

][mAIC

][VUCE

saturatie

blocare

0,6V

B C

E

BI CIBI

0BEUEI +

B C

E

B C

E


25

Dreapta de sarcina si PFS

Schema echivalenta in care tranzistorul s-a inlocuit cu modelul static pentru regiunea activa. In circuitul de intrare, se poate scrie relatia: EB = RBIB + UBE0 = 300k 10A + 0,6V = 3V +

+0,6V = 3,6V. Altfel spus, daca fixam EB=3,6V impunem implicit un curent de baza IB=10A. Dintre

caracteristicile tranzistorului, am selectat cea pentru care IB=10 A. In circuitul de iesire, este valabila relatia EC=RCIC+UCE,

numita ecuatia dreptei de sarcina

- pentru IC=0 UCE=EC=10V;

. Ea se traseaza prin taieturi la axe:

- pentru UCE=0 IC=EC/RC=10mA PFS se afla la intersectia caracteristicii pentru IB=10A cu

dreapta de sarcina. De exemplu, daca =500 0 = 0 =50010 A=5mA. 0 =EC-RCIC=10-1k5mA=5V. Se observa ca PFS este fixat in mijlocul regiunii active. Daca se modifica EC, dreapta de sarcina se deplaseaza paralel cu ea insasi si permite alegerea unui alt PFS. Pentru un tranzistor cu mai mic, caracteristica ce corespunde lui IB=10 A va fi situata la valori mai mici ale curentului IC. PFS depinde de .

VEC 10=+

= kRC 1

CI= kRB 300

BI

CEU

CE+

CR

CI

BRBI

0BEU

BI

+B

C

EBE

BEBEU

CEU

][VUCE

CI

AI B 10=

VEC 10=

mARE

C

C 10=

0CI

0CEU

PFS

dreapta de sarcina


26

SCHEME SIMPLE DE POLARIZARE

Se prezinta doua scheme de polarizare a tranzistorului, prin prisma influentei pe care dispersia tehnologica a factorului

Numim schema din figura, circuit cu polarizarea bazei prin rezistenta. Ne propunem sa calculam RB si RC, respectiv sa alegem EC astfel incat tranzistorul sa lucreze in PFS: 0 =2mA; 0 =5V. Presupunem ca dispunem de un tranzistor cu =500. Pentru a scrie mai usor relatiile de calcul, redesenam schema inlocuind tranzistorul cu modelul static. Din circuitul colectorului rezulta: RC=(EC-0 )/ 0 . Evident, trebuie sa alegem tensiunea de alimentare pentru a putea calcula rezistenta RC. Pentru ca UCE sa poata creste si scadea cu cantitati aproximativ egale in jurul valorii 0 , alegem EC=20 =10V. RC=(10V-5V)/2mA=2,5k. Similar, din circuitul bazei rezulta: RB=(EC-0 )/ 0 in care 0 = 0 /. Tinand seama ca EC>>UBE0, se obtine relatia mai simpla: RBEC/0=10V500/2mA=2,5M. Cu aceasta proiectarea schemei de polariazre e gata. Stiind insa ca poate fi mult diferit de la un tranzistor la altul, ne intrebam

o are asupra PFS.

ce s-ar intampla daca schimbam tranzistorul cu un exemplar avand =200(de exemplu). Aceasta schema fixeaza curentul de baza la

valoarea 0 = 102,5=4A. Ca urmare, cata vreme tranzistorul lucreaza in regiunea activa, 0=0 depinde esential de . Pentru =200 rezulta 0 =0,8mA si 0 =EC-0 RC=8V. Similar, pentru un tranzistor cu =800 s-ar fi obtinut 0=3,2mA respectiv 0 =2V. In concluzie, la aceasta schema PFS este puternic dependent de

In continuare, se prezinta o schema la care .

dependenta PFS de este partial eliminata

Cu aceasta ultima relatie se pot calcula valorile lui 0 (o coordonata a PFS) pentru situatiile in care tranzistorul initial cu =500 ar fi inlocuit cu un exemplar avand alt . De exemplu, pentru =200 s-ar obtine

0 7,1 V iar pentru =800 ar rezulta 0 3,8 V. Se observa ca pentru aceleasi abateri ale lui de la valoarea considerata in proiectare, deplasarea PFS este mai mica decat in cazul schemei precedente. Altfel spus, circuitul se opune printr-un mecanism de reactie negativa in c.c. tendintei de modificare a PFS datorita modificarii lui . Acest mecanism poate fi descris prin urmatorul lant cauzal:

. Pentru a putea face comparatii, impunem acelasi PFS ca in cazul precedent: 0 =5V; 0 =2mA. Alegem EC=2 0 =10V. Pentru =500 rezulta RC = (EC-0 ) / ( 0+0) (EC -0 ) / 0 = 2.5k , respectiv RB = (0 -UBE0) / 00 /(0 /) = 1.25M. Spre deosebire de schema precedenta, aici 0 nu este fixat rigid ci depinde de PFS: 0=(0 -UBE0)/RB0 /RB. Cu aceasta expresie aproximativa pentru 0 se poate scrie:

0 EC-(0 /RB)RC sau 0 =EC/(1+).

0CI0CEU 0BI

0CI

CE

CR

CI

BR

BICEU

CE

CR

CI

BR

BI

0BEU

BI

+

CE

CR

CI

BR

BICEU

CE

CR

CI

BR

BI

0BEU

BI

+


27

Daca in cazul celei de-a doua scheme se neglijeaza IB fata de IC, se poate considera ca in ambele cazuri, dreapta de sarcina a tranzistorului

Reprezentarea ei grafica se arata in figura impreuna cu caracteristica pentru IB=4A a unui tranzistor avand =500.

are ecuatia: EC = RC IC + UCE .

Observatie: La tranzistorul pnp, toate relatiile stabilite pentru tranzistorul npn raman valabile, cu observatia ca sensul curentilor si tensiunilor este exact invers. Sageata din simbolul tranzistorului pnp este indreptata spre jonctiune. Astfel, atat pentru tranzistorul npn, cat si pentru pnp, sageata din simbol arata sensul real al

curentului de emitor IE.

Schema de polarizare cu divizor in baza (Fig 3.12a)

Se pun doua tipuri de probleme: a)

- Se dau: EC, RB1,RB2, RC, RE, . ANALIZA

- Se cere: (0, 0 ) b)

- Se impune: PFS PROIECTAREA

- Se determina: EC, RB1, , ID Pentru proiectarea schemei de polarizare, se pot parcurge

pasii descrisi la pagina 79-80. La baza analizei sta ipoteza simplificatoare IB


28

COMPORTAREA TRANZISTORULUI LA SEMNAL MIC. MODELE DINAMICE

Tranzistorul (T) poate fi privit a un cuadripol pentru care se pot scrie relatiile:

Se poate arata ca, intr-o prima aproximare, parametrii h12e si h22e se pot neglija (exemplu, p.87).

Rezulta urmatorul model simplificat: ube=h11eib ic=h21eib Parametrii se numesc hibrizi(h), pentru ca au dimensiuni diferite. De exemplu, h21e este

adimensional iar h11e este o rezistenta. Indicele e denota conexiunea EC (emitorul este comun intre circ. de intrare si de iesire).

Paramentrul h21e se numeste castig in curent la semnal mic (small signal current gain) si poate avea de la exemplar la exemplar, valori mult diferite:

h21e= = =125...900 (pt BC171, v.p.236). Practic, acest parametru se masoara cu tranzistormetrul, pentru un PFS dat si o frecventa aleasa.

Spre deosebire de h21e care este raport de variatii, raportul curentilor statici de colector si baza h21e = =

, se numeste castig static in curent. Desi acesti parametri difera usor (h21e>h21E) pentru

simplificare, in cele ce urmeaza ii vom considera egali. Parametrul h11e este impedanta de intrare (input impedance) si poate fi exprimat printr-o

formula, in functie de h21e. Formula (3.38, p.84) este: h11e = h21e 250[ ]. Ea permite determinarea lui h11e pentru un tranzistor cu h21e cunoscut si care lucreaza intr-un PFS dat. Exemplu: 0=1mA, h21e=200 h11e=20025/1=5k.

Modelul in parametri h simplificat

In acest model, curentul de iesire variabil (ic) este comandat de curentul de intrare (ib).

corespunde urmatoarelor relatii: B

E

C

eibeu

bi ci

be ih 21eh11 = 11 = 21 = +

bi

beuci

ceu

ECcircuit de intrare circuit de iesire

= 11 1221 22 (3.42, pag. 85)


29

Modelul simplificat Uneori este util ca variatia iC sa se exprime in raport cu tensiunea variabila de intrare. Se

introduce astfel parametrul numit transconductanta: ic=h21e

11 ic=gmube gm=

2111 = 2121 250 [ ] = 0[ ]25[ ] = 40 0 [mA] gm in [ ].

Exemplu: 0 = 1mA gm = 40 . Modelul exprimat cu ajutorul lui gm se numeste model (simplificat):

B

E

C

eibeu

bi ci

eh11 bem ug


30

ANALIZA UNUI AMPLIFICATOR LA SEMNAL MIC (VARIATII)

Rg=1k R1=104 k R2=16 k RC=5 k RS=5 k RE1=0,1 k RE2=0,9 k C1, C2- condensatoare de cuplajC3- condensator de

; decuplare

a rezistentei RE2.

Reactantele condensatoarelor sunt neglijabile la variatii XCi= 1 0; -pulsatia semnalului. Daca nu se aplica semnal la intrare, eg=0, nu se obtine semnal variabil nici la iesire, uies=0. In

acest caz, T lucreaza in PFS determinat de R1,R2, Rc, RE1, RE2, si Ec. Procedand ca in cursul anterior, se poate calcula PFS (0=1mA, 0 =6V).

La variatii ne intereseaza urmatoarele marimi: rezistenta de intrare Rin, rezistenta de iesire Ries si amplificarea de tensiune Au=uies/ui. Pentru a calcula aceste marimi, intocmim o schema echivalenta pentru variatii

- . In acest sens tinem seama ca: rezistentele

-

se comporta la fel in curent continuu si la variatii (c.a)-respecta legea lui Ohm

condensatoarele-

conteaza,practic, ca niste scurtcircuite la variatii (Xci0); sursa de tensiune continua

- conteaza ca scurtcircuit la variatii(Ec=0);

tranzistorul

conteaza la variatii prin schema sa pentru semnal mic.

- reprezinta scurtcircuite, in locul condensatoarelor si sursei Ec. - reprezinta schema echivalenta la var. a tranzistorului;

SCHEMA ECHIVALENTA ESTE:

locurile unde sunt vazute Rin, Ries si Rintr

Eei

bi ci

eh11

*i

1R2R

1ER

CR

gR

gC iu

rRint

*u

iesuSR

CR1R

1ER2R

VEC 12=+

2ER

2C1C

gR

iesuiugC3C

SR

inR iesR

Sursa de semnal amplificator sarcina

iesR


31

= = 11 + ( + 11 )1 11 + 21 1

Exemplu: h21e=200; h11e = 5k Rintr = 5k+2000,1k = 25k. Aproximare groba: Rintrh21eRE1. Rin=R2 || R1 || Rintr = 16k || 104k || 25k 9k. Amplificarea de tensiune:

= = (||) (||) 21 11 + 1 21 (||) 211 21 = ||1 Exemplu:

= 5||50,1 = 2,50,1 = 25 Semnul (-) arata ca uies este in antifaza fata de ui. Ca amplitudine, uies este de 25 de ori mai

mare.

=0 = RC = 5k (Explicatie: daca eg=0, rezulta ib=0 ic=0 si curentul i* se inchide doar prin Rc).

Se poate calcula si amplificarea fata de sursa de semnal, eg: = = Dar

=

+ . Deci Aug=Au + Comentarii (v. pag. 89 si seminarul).


32

PRECIZARE IN LEGATURA CU PARAMETRII h Comportarea ampificatorului la variatii s-a facut pe baza modelului in parametri h simplificat.

In cele ce urmeaza se considera un exemplu simplu pentru a evidentia modelul in parametri h complet si pentru a justifica prin calcul neglijarea parametrilor h12e si h22e

Modelul in parametri h complet este descris de relatiile: , in modelul simplificat.

ube=h11eib+h12euce ic=h21eib+h22euce In circuitul alaturat, uBE, iB, iC si uCE au cate doua componente:

una constanta ( de exemplu 0 , care tine de PFS) si una variabila (de exemplu ube, care tine de semnalul ce trebuie amplificat).

Schema echivalenta pentru variatii se prezinta alaturat. Pentru cei patru parametri consideram

valorile de catalog: h22e=18S, h21e=220, h11e=2,7k, h12e=1,510-4. Cum 1/h22e =

1/18 S55k (1/h22e) || Rc = 55k || 2,5 k = 2,39k Rc.

Deci, h22e poate fi omis

Consideram acum o variatie uce=1Vh21e IbRc. Acum putem calcula variatia curentului ib=uce/(h21eRc)=1V/(2202,5k)1,8A. Se pot calcula acum cele doua componente ale variatiei ube. Prima parte este ibh11e=1,8A2,7k=4,86mV. A doua, datorata reactiei interne a tranzistorului, este: h12euce=1,510-41V=0,15mV. Deoarece h12euce


33

TRANZISTORUL: REGIMURI DE FUNCTIONARE SI CONEXIUNI

In functie de tensiunile care polarizeaza cele doua jonctiuni( JBE- jonctiunea baza-emitor; JBC-jonctiunea baza-colector) se disting 4 regimuri de functionare ale tranzistorului. Aceste regimuri sunt precizate in tabel, pentru un tranzistor npn.

Regimul de functionare UBE UBC Precizari

Activ normal >0 0 >0 JBE si JBC polarizate direct Blocat (Blocare)


34

MODELUL EBERS-MOLL Modelul Ebers-Moll exprima functionarea statica a tranzistorului bipolar in toate regimurile de

functionare. Aplicand principiul superpozitiei, se exprima curentii la terminale in functie de tensiunile arbitrare ale jonctiunilor. Curentii IEN si ICI sunt ai celor doua jonctiuni functionand ca diode. Daca se considera factorul tehnologic m=1, putem scrie:

IEN=IES[exp(

-1)] si

ICI=ICS[exp(

-1)]. In aceste relatii IES si ICS sunt curenti de saturatie ai jonctiunii de emitor respectiv de colector,

cand cealalta jonctiune este scurtcircuitata. Pe de alta parte, ICT si IET sunt curenti de transfer

Aceste trei relatii sunt echivalente cu circuitul alaturat (modelul Ebers-Moll al tranzistorului). Cu

ajutorul acestor relatii se pot trasa caracteristicile tranzistorului in toate cele trei conexiuni. Se mai pot observa urmatoarele relatii:

care pornind de la una dintre jonctiuni, ajung la cealalta jonctiune:

ICT=N IEN, si IET= I ICI N(0,995 tipic) si I(0,5 tipic) sunt factori de amplificare in curent pentru conexiune BC, in

regim activ Normal, respectiv Invers. Este posibil sa exprimam curentii de transfer in functie de tensiunea aplicata jonctiunii de la care

ei provin: ICT=ICES[exp(

)-1];

IET=IECS[exp(

)-1]; Din comparatia cu relatiile precedente rezulta:

ICES=NIES;IECS= IICS. In plus este valabila relatia ICES= IECS=IS. Pe baza figurii si a relatiilor precedente, se pot scrie expresiile curentilor la bornele tranzistorului:

IE=IES[exp(

-)-1]- IECS[exp(

)-1] (1)

IC=ICES[exp(

)-1]- ICS[exp(

)-1] (2) IB=IE-IC.

B B

CE CIEI

BI

'B

'BBR

E C

B

n n p

ETI CTI

CII

BI

CIEI

BCUBEU

ENI


35

Elementul RBB` din model tine seama de faptul ca intre baza externa (terminalul accesibil al

tranzistorului) si baza interna B` exista o rezistenta electrica. Caracteristici statice curent-tensiune Caracteristicile de intrare si iesire in conexiunea BC

se obtin din ecuatia (1) a modelului Ebers-Moll: IE=f(UBE, UBC). In figura se reprezinta doua caracteristici din familie pentru UBC=0, respectiv pentru UBC


36

Caracteristicile de intrare in conexiunea EC

au expresia generala IB=f(UBE, UCE) in care UCE este luata ca parametru. Astfel, daca se scade (2) din (1) si se tine seama ca UBC=UBE-UCE, pentru regimul activ normal (UCE>>UT) se obtine: IBIES(1- N) exp( ) ceea ce reprezinta caracterstica unei diode.

Caracteristicile de iesire in conexiunea EC au expresia generala IC=f(UCE, IB) in care IB se considera parametru. Calitativ, ele au fost prezentate in legatura cu PFS. O expresie cantitativa

Dupa (5), in regimul activ normal, caracteristicile ar trebui sa fie paralele cu axa UCE. Practic se constata insa o crestere a lui IC cu tensiunea UCE in special la curenti mari(vezi fig. 3.7). Aceasta comportare se explica prin

a acestor caracteristici se obtine daca in (4) substituim IE=IC+IB. Rezulta IC=

N1N IB+ ICB 01N =NIB+ICE0 (5) unde ICE0 este curentul rezidual in conexiunea EC iar N- factorul de amplificare.

efectul Early: cand polarizarea inversa a JBC creste, regiunea de sarcina spatiala a jonctiunii se lateste, latimea bazei scade si creste numarul purtatorilor care provenind din emitor difuzeaza in colector. Ca urmare, IC creste.

Caracteristica de transfer in conexiunea EC, IC=f(IB, UCE), in care UCE=constant, este, conform relatiei (5), o dreapta. Avand in vedere valoarea relativ mica a lui ICE0 aceasta dreapta trece prin origine (vezi fig. 3.14). Trebuie inteles faptul ca relatia (5) reprezinta o dreapta doar daca N=constant. Dar, s-a aratat ca pentru un domeniu larg de valori ale lui IC, valoarea lui N se modifica substantial: la curenti IC mici, N scade deoarece, procentual, numarul recombinarilor in baza creste, iar la curenti mari

5,0

10

20

][ AIB

][VUBE

VPentruUCE 1=

, N scade deoarece baza se comporta de parca ar fi mai puternic dopata decat este in realitate (a se vedea in acest sens si comentariile la figura 3.14).

EI

CI

0CBI0=BCU

Pentru

TBC UUPentru


37

In legatura cu curentii reziduali ICB0, ICE0 trebuie retinuta si puternica crestere o data cu cresterea temperaturii jonctiunilor (a se vedea comentariile la figura 3.13 si figura B5.4).

][ AIB

][mAIC

Pentru = 1 (T. in regimul activ-normal)


38

COMPLETARI PRIVIND TRANZISTORUL B FUNCTIONAREA IN AFARA REGIUNII ACTIVE

Circuitul din figura permite saturarea tranzistorului ca si

functionarea lui in regiunea activa. Presupunem ca la inceput RB=1,05M (valoarea maxima). Rezulta IB

0

100,61,05 9A.

Pentru =200 IC= IB=1,8mA iar din ecuatia dreptei de sarcina, EC=RCIC+UCE se obtine UCE=6,4V. In concluzie, JBE este polarizata direct (UBEUBE0=0,6V) iar JBC este polarizata invers (UBC=UBE-UCE=0,6V-6,4V=-5,8V). Deci, tranzistorul lucreaza in regiunea activa.

Sa scadem acum rezistenta RB. Ce se intampla? IBICUCE iar PFS se deplaseaza in sus de DSS. Limita regiunii de saturatie (hasura galbena) este atinsa cand UBC=0, adica atunci cand UCE=UBE.

Curentul de baza care duce PFS la limita regiunii de saturatie are

valoarea IBLSAT ( ) = 5mA200 = 25A. Acest curent corespunde la RB=

0

376k. Astfel, circuitul permite cresterea in

continuare a lui IB (prin scaderea lui RB) dar cresterile lui IC vor fi tot mai mici (IC este limitat la valoarea 5mA). Rezulta ca in regiunea de saturatie este mai mic decat in regiunea activa. Pentru o saturare profunda, se forteaza un curent de baza IBSAT=(510) IBLSAT=(510)

. In aceste conditii la

un tranzistor cu Si

La un tranzistor cu Ge, lucrurile se petrec la fel, dar tensiunile tipice regiunii de saturatie sunt mai mici: UCEsat=0,1V; UBEsat=0,3V; UBCsat=0,2V.

, se obtin urmatoarele tensiuni tipice: UCEsat=0,2V; UBEsat=0,7V; UBCsat=0,5V.

In continuare urmarim functionarea tranzistorului in regiunea de blocare. Un circuit care permite blocarea tranzistorului se prezinta in figura.

Sursa EB are polaritatea astfel aleasa incat sa poata polariza invers JBE (adica sa asigure UBE


39

Conditia de blocare profunda a tranzistorului este UBE = -0,1V. Din circuit se poate scrie relatia:

EB=-UBE+ICB0RB.=-(-0,1V)+10nA1M=0,11 V. Se vede ca o tensiune foarte mica asigura blocarea tranzistorului. Exista insa un risc

In circuitele de comutare, tranzistorul functioneaza fie blocat, fie saturat, cu treceri rapide prin regiunea activa. Pentru exemplificare consideram circuitul care implementeaza functia de

: curentul ICB0 isi dubleaza valoarea la fiecare crestere a temperaturii cu 18oC. Ca urmare, pentru EB fixat, o data cu cresterea temperaturii, tensiunea UBE poate deveni nula sau chiar pozitiva, astfel incat tranzistorul paraseste regiunea de blocare si intra in regim activ.

COMUTAREA TRANZISTORULUI BIPOLAR

inversorCand uAEC=5V, tranzistorul este saturat uY =UCesat 0,2V

0 . In schimb, pentru uA=0V, tranzistorul este (aproape) blocat; IC0 si uY=UCEEC=5V.

.

Se observa ca valorile 1 si 0 logic nu sunt reprezentate prin valori unice de tensiune ci prin benzi continue de tensiuni. Banda de valori care-l reprezinta pe 1 logic include si toleranta sursei EC. Cu aceste precizari, circuitul asigura pentru 1 logic la intrare, 0

logic la iesire, iar pentru 0 logic la intrare, 1 logic la iesire. Denumirea de inversor e justificata.

Ne intereseaza comportarea dinamica a inversorului, adica trecerea din blocare in saturatie, si revenirea din saturatie in blocare a tranzistorului. Presupunem ca la momentul t=0 se aplica la intrarea circuitului un salt de tensiune care determina trecerea curentului iB de pe valoarea IB2 pe valoarea IB1: injectarea curentului iB=IB1 in baza nu determina cresterea imediata a curentului de colector.

Daca se noteaza cu ICS curentul de colector in

regim saturat, se poate defini timpul de intarziere, ti scurs din momentul aplicarii comenzii de comutare directa (t=0) pana in momentul cand iC(t)=0,1ICS. Acest timp este necesar pentru incarcarea capacitatilor de bariera Cbc si Cbe, dar si pentru ca purtatorii de sarcina injectati in baza sa ajunga in colector. Deoarece Cbe se incarca peste RB

)5( VEC +

= kRC 3

CI= kRB 15

BI

YuAu

CEU

Banda de valori pentru 0 logic

Banda interzisa

Banda de valori care-l reprezinta pe 1 logic

Bi1BI

2BI

t0t0

)(tiC

t

St

Ct

rt

it

CSI

CSI9,0

CSI1,0


40

iar Cbc se incarca peste RB si RC, timpul de intarziere (delay-time, td) are expresia: ti(=td)RBCbe+(RB+RC)Cbc.

Valoarea tipica a lui ti este de cateva ns (110ns). Timpul necesar cresterii curentului de la 0,1ICS la 0,9ICS se numeste timp de ridicare (rise-time), tr.

In acest interval de timp tranzistorul lucreaza in regim activ. Expresia analitica a lui tr se obtine folosind modelul de control prin sarcina a tranzistorului. Se obtine: tr=rln 0,9 unde m=IB1/ICS>1 este un factor de spracomanda a intrarii in saturatie. Se vede ca tr creste daca IB1 creste (saturarea e mai profunda). r este o constanta de timp care depinde de Cbc, de durata de viata a purtatorilor minoritari din baza, etc. Valoarea tipica a lui r este de (2030)ns. Suma tcd=ti+tr se numeste timp de comutare directa.

Dupa ce se da comanda de blocare (iB trece de la valoarea IB1 la valoarea IB2), curentul iC ramane inca la nivelul ICS pana cand este executata sarcina in exces stocata in regiunea bazei. Intervalul corespunzator este numit timp de stocare, ts. Orientativ acesta are valori de (6080)ns (Storage-time).

Dupa ce curentul ic incepe sa scada, se defineste timpul de cadere, tc (fall-time). Pentru acesta se obtine expresia: tc= rln +1+0,1, unde k=IB2/ICS este un factor de comanda la blocare. Tipic, acest timp este de ordinul zecilor de ns. Impreuna, ts+tc=tci reprezinta timpul de comutare inversa. Este de retinut ca tci>>tcd.


41

TRANZISTOR CU EFECT DE CAMP

TEC sau FET ( Field-Effect-Tranzistor) -sunt dispozitive unipolare- in functionarea lor intervine un singur tip de purtatori de sarcina. -sunt comandate in tensiune (curentii de intrare sunt, practic, nuli); au impedanta mare de intrare. -se pot folosi ca rezistente comandate in tensiune. -au o tehnologie mai simpla si permit o densitate mai mare de integrare (memorii,

microprocesoare) TEC cu structura MOS (Metal-Oxid-Semiconductor) sunt foarte sensibile (pot fi distruse prin

atingere). Clasificare:

- TEC-J (JFET) tranzistoare cu poarta - jonctiune cu canal n sau cu canal p. - TEC-MOS(MOSFET) tranzistoare cu poarta izolata cu canal indus (n,p) sau initial

(n,p). TEC-J CU CANAL N

G (gate = grila) poarta; D (drena) colecteaza (dreneaza) purtatorii; S (sursa) - furnizeaza purtatori de sarcina care in cazul canalului de tip n sunt electroni.

Deoarece grila este negativata fata de sursa (UGS0).

D

S

Gp ppR

GEDE

DR

DI

GSU

+

+


42

Simboluri de circuit

Sensul sagetii din simbol precizeaza tipul canalului (si al tranzistorului). Se observa ca tensiunile

UGS, UDS si curentul ID au semne contrare penteu cele doua tipuri de tranzistoare. Deoarece jonctiunile sunt polarizate invers, curentii de grila sunt practic nuli.

Caracteristicile de drena. Caracteristica de transfer ID=f(UDS, UGS) UGS - se ia ca parametru, caracteristica de drena

R.Lin regiunea lineara (IDkUDS) R.SAT regiunea de saturatie caracteristicile sunt, practic orizontale (independente de UDS) De remarcat:

- La UGS=VP canalul este strangulat si ID=0 - La UGS=0 ID=IDSS (valoarea maxima)

Caracteristica de transfer poate fi aproximata cu relatia:

= 1 2 , 0 ( ) Din punct de vedere matematic, relatia ID=f(UGS) (pentru UDS = constant si in regiunea de

saturatie) are doua ramuri. Doar ramura cu UGS intre 0 si VP este realizabila fizic.

][mAID

][VUGSPVV3 V2 V1

constU DS =0

Ramura fizic imposibila

DSSIR. Sat.

V3

V2

V1

0=GSU

][mAID

][VUDS

R.Lin

5

5

10

10

PGSDSsat VUU = constU DS=

PV

D

G

SGSU

DSU

D

G

SGSU

DSU

Canal de tip n Canal de tip p


43

AplicatieParametrii tranzistorului:

:Amplificator cu TEC-J

VP=-4V; IDSS=8mA; Tensiuni si rezistente: EP=30V; ES=-6V; RG=10M, RD=10k; RS=4k;

()In curent continuu: Determinam PFS, adica ( 0 , 0 , 0 ).

Presupunem ca tranzistorul lucreaza in regiunea de saturatie astfel ca putem folosi, ca o prima ecuatie, expresia caracteristicii de transfer. A doua legatura intre ID si UGS, inlocuiesc tensiunile in [V], curentii in [mA] si rezistentele in [k]. se obtine sistemul:

= 8 1 4 2 () = (6) 4 0 ()

Din rezolvarea sistemului se obtine o solutie corecta(0 = 2, 0 = 20) si una falsa(0 =3,1). Solutia corecta se recunoaste prin faptul ca VP< UGS0


44

Transconductanta gm se determina din expresia caracteristicii de transfer:

gm= = = 2 1 = 2 IDSS = 2 In exemplu, rezulta: gm= 24 8 2 = 2 Se obtin valorile: Rin=RG=10M (foarte mare, acesta e principalul avantaj al amplificatorului cu

TEC). Ries=

=0 = RD = 10k

Au= = + = 1+ = 2101+24 = 2,2. Amplificarea de tensiune este mica deoarece gm este mica (in comparatie cu valorile uzuale

pentru tranzistor bipolar). TEC MOS cu canal indus de tip p

Structura TEC MOS din figura arata ca intre zonele de tip p care formeaza sursa (S) si drena (D) nu exista in momentul initial, un canal. Daca insa negativam grila, o parte din golurile existente in substratul de tip n vor fi atrase pe cealalta parte a substratului de oxid izolator si canalul astfel indus va permite trecerea curentului. Fiind un curent de goluri, ID are semnal de la sursa la drena.

Simbol de circuit

D

G

SGSU

DSUB

G DS

B

pp

substratn

Oxizi, strat

izolator


45

Pentru a atrage golurile, drena trebuie sa fie negativizata fata de sursa (UDS < 0). Cu cat

negativizarea grilei este mai puternica (UGSVP Reprezentarea grafica a ultimei relatii este numita caracteristica de transfer. Deoarece pentru

inducerea canalului, trebuie indeplinita relatia UGSVP.

Observatie

][mAID

][VUGSPVV3 V2 V1

constU DS =0

: pentru TEC-MOS cu canal initial vezi pagina 119. Aplicatie: amplificator cu TEC-MOS (p. 123 problema 4.2.1). Parametrii tranzistorului VP=3V, k- nu se da, dar se stie ca la =6V, curentul de drena este

=10mA. Rezistentele au valori din figura (remarcati valoarea intensa a lui RG in scopul cresterii

rezistentei de intrare). Tensiunea de alimentare: ED=30V

Ramura fizic imposibila

R. Sat.

V4

V6

V8

VU GS 10=

][mAID

][VUDS

R.Lin

5

5

10

10

PGSDSsat VUU = constU DS=

][mAID

][VUGSPV2 6

constU DS =0

G

S0>GSU

0>DSUB

D


46

In curent continuu: Determinam PFS al tranzistorului (0 , 0 , 0 ). Mai intai calculam valoarea parametrului

K= ( )2 = 109 1,1 mA/V2. Desi RG este foarte mare, pe ea nu apare cadere de tensiune deoarece curentul de grila este nul.

Ca urmare,potentialul grilei, VG depinde doar de difuzorul de tensiune (RG1, RG2): VG=ED

21+2 = 11. Acum putem exprima tensiunea UGS=VG-VS=VG-IDRS.

Cea de-a doua ecuatie este reprezentata de caracteristica de transfer ID=k(UGS-VP)2. Daca se elimina UGS intre cele doua ecuatii iar tensiunile se inlocuiesc in [V] si rezistentele in k rezulta o ecuatie pentru ID in [mA]: 10 ID2-169ID+640=0. Solutia adevarata este ID0=5,73mA (ID=11,17 este o falsa solutie deoarece pentru acest curent ar rezulta UGS=11V-1k11,17mA=-0,17V < VP=3V). deci,

0 =11V-1K5,73Ma=5,27 0 =ED- (RD+RS)=7V. in figura alaturata este reprezentata dreapta de sarcina si PFS calculat.

Se verifica faptul ca 0 =7V>UDSsat=5,27V-3V=2,27. In curent alternativ:

Comportarea amplificatorului la variatii se analizeaza pe baza schemei echivalente:

DE

1C

DR2C

SR

= MRG 10

= kRG 191

= kRG 112

k3

k1

G

S

D

inu iesu

][VU DS

][mAI D

mAID 73,50 =

DSSDDD URRIE ++= )(

VU DS 70 =

Ecuatia dreptei de saracina


47

Ca si in cazul TEC-J, transconductanta gm se determina ca panta caracteristicii de transfer in

PFS:

gm= =2K(UGS-VP)=2K =2 cu valorile din acest exemplu, rezulta gm~5 mA/V. Acum, se poate calcula valoarea amplificarii: Au = = 1+ =-2,5. Ca si pentru amplificatorul cu TEC-J, Au este mica. Marele avantaj al acestui amplificator este rezistenta de intrare:

Rin=

=RG+RG1||RG2=RG=10M. Aceasta inseamna ca pentru uin cu amplitudinea de 1V, curentul iin abia atinge amplitudinea de

0,1A.. Ries= uin =0 = RD=3k

S

G D

gsU*i

GR

SR

DRinu iesu

inR iesR

gsm Ug

1GR 2GR


48

E

BV

BC

n

BIGE

Nivel donor

DISPOZITIVE OPTOELECTRONICE

In optica, oscilatiile sunt definite prin lungimea de unda si prin frecventa = = 1

. Undele radio, microundele, domeniul optic, razele X si razele gamma sunt unde electromagnetice. Viteza de propagare a undelor electromagnetice in vid este c= 1

0 0 in care 0 si 0 sunt permitivitatea, respectiv permeabilitatea magnetica a vidului. Domeniul optic cuprinde frecventele si lungimile de unde din figura:

Ochiul uman percepe violetul la un capat de scala (0,43m) si

rosul la celalalt (0,68m). Dispozitivele optoelectronice sunt prevazute cu lentila.

Confectionate din sticla, plastic sau alte materiale transparente, acestea au rolul de a focaliza sau de a imprastia razele de lumina.

In optica se foloseste unghiul solid (vezi figura). Unghiul solid corespunzator unui obiect O, se defineste ca =

2 unde S este suprafata delimitata de conul cu varful in centrul C si sprijinit pe corpul O. Unghiul solid se masoara in steradian [sr] si poate lua valori intre 0 si 4.

Intensitatea unei surse punctiforme se masoara in candele [cd] sau lumeni/steradiani(1cd=1lm/sr) Intensitatea unei surse extinse se masoara in [lm/cm2]: BL=

, unde [lm] reprezinta fluxul

luminos iar S [cm2] este suprafata radianta. DIODA ELECTROLUMINISCENTA(LED) Denumirea LED este acronimul expresiei Light Emitting Diodesi desemneaza diodele care

daca sunt strabatute de curent, emit radiatie luminoasa de o anumita culoare. Pentru explicarea acestei comportari se foloseste teoria benzilor (zonelor) energetice. Dintre numeroasele benzi permise si interzise ale corpului solid, pentru tehnica electronica doua sunt importante: Banda de Valenta (BV) corespunzatoare electronilor de valenta cei mai indepartati de nucleu- si banda de conductie (BC). BV si BC sunt separate printr-o banda interzisa (BI). Prin introducerea unor impuritati in semiconductor, se pot crea niveluri energetice in interiorul BI. Impuritatile care cedeaza electroni in BC se numesc donoare si semiconductorul rezultat este de tip n (vezi figura).

Impuritatile care accepta electroni din BV generand acolo goluri, se numesc acceptoare si semiconductorul rezultat este de tip p.

La revenirea unui electron din BC in BV este emis un foton (cuanta

THz60000THz769THz400GHz75

IR Vizibil UV

smc /103 8

)()5( nm)39,0( m)75,0( m)4( mm

CR

S


49

de lumina). Frecventa si lungimea de unda ale radiatiei emise, depind de saltul energetic ce caracterizeaza tranzitia electronului din BC in BV: = = 1

.

= =h

=

- -Lungimea de unda - h - Constanta lui Planck (6,62610-34 Js) - - Intervalul (saltul) energetic - - viteza luminii

Exemplu: aliajul GaAsP prezinta o banda interzisa de EG=1,9 eV. (1eV=1,610-19 J reprezinta energia pe care o castiga un electron care strabate o diferenta de potential de 1V). Banda radiata se va situa intre 640 700 nm. Daca lungimea de unda centrala 0=650nm culoarea va fi rosie. Pentru 0=610 nm culoarea va fi galbena.

Caracteristica spectrala (tipica) a radiatiei emise, se

prezinta in figura. Banda la 3dB se defineste la o scadere a fluxului luminos la jumatate din valoarea maxima. Fluxul luminos se defineste prin puterea (energia in unitatea de timp) ce strabate o anumita sectiune:

10logmax /2 max =10log2-3dB; B3dB=215% 0 Diodele laser au o caracteristica spectrala ingusta, tipic de doar cativa nm. Caracteristica tensiune-curent a LED seamana cu cea a diodelor cu Ge si Si dar caderea de

tensiune directa depinde de latimea benzii interzise (de culoarea radiatiei emise). Valoarea curentului direct IF, este de (0,15)mA la LED mai noi si de (520)mA la cele mai vechi.

Pentru a mari stralucirea unui LED, acesta poate fi comandat si cu impulsuri de curent. In acest

caz, IFmed= IFmax, unde = ON/T este factorul de umplere al secventei de impulsuri. Pentru ca LED sa nu se distruga, se cere indeplinita conditia IFmedIFnominal.

T

ONT OFFT ONTmaxFI

FmedIt

][mAIF

V1 V7,1 V2 V3][VUF

][mAIF

VV 5...2 eStrapunger

SiGeRosu Oranj Verde Albastru

][nm

][W

max

2max

1 0 2

)3( dB


50

Circuite simple cu LED-uri In circuitul de semnalizare alaturat, LED-ul lumineaza la inchiderea

intrerupatorului K (o usa, contact cu lichid, etc.). Cunoscand IF (15mA) si UF (1,2 3,5V in functie de culoare), se poate calcula rezistenta de limitare R=(EC-UF)/IF.

In circuitul alaturat, tranzistorul functioneaza ca

sursa de curent constant, si comanda n LED-uri. Se observa ca IF=ICIE=

. RB trebuie sa asigure curentul necesar pentru ca

DZ sa stabilizeze: IZ

10mA.

Pentru ca tranzistorul sa nu intre in saturatie trebuie sa se asigure UCEUCEmin1V. De aici rezulta numarul de diode care pot fi comandate cu acest circuit: ECnUF+UCEmin+UE, unde n

. Circuit de afisare comandat dintr-o iesire logica (TTL):

R

2R

1R

== kRR 121

CE

)(TTL

KA

A K

Vedere laterala (stanga) si de jos a unui LED

Tesitura pentru marcarea catodului

Simbol STAS

Simboluri grafice (de circuit) pentru LED-uri

Simbol ORCAD

FU

R

CE+

K

FI

FU

FICEU

1D

nD

BR

DZER EU

CE+


51

Optocuplorul Optocuplorul este un dispozitiv care realizeaza separarea galvanica intre un circuit electric numit

transmitator (Tx) si altul numit receptor (Rx). Prin separare galvanica se intelege faptul ca intre Tx si Rx nu exista o cale de curent, nici in curent continuu, nici in curent alternativ. Aceasta separare este utila in multe aplicatii. Cateva exemple:

- in electronica de putere se separa partea de forta de partea de comanda si semnalizare; - in electronica medicala se separa galvanic senzorii aplicati pe corpul pacientului de eventualele

tensiuni periculoase pentru acesta; - in domeniul comunicatiilor se separa liniile dintre emitor si receptor, etc. Fata de transformatorul de tensiune care, si el, realizeaza o separare galvanica, optocuplorul are

avantajul miniaturizarii si faptul ca semnalul se transmite intre Tx si Rx atat in curent alternativ cat si in curent continuu. La transformator cuplajul se face prin campul magnetic variabil (in curent alternativ) iar la optocuplor transmiterea semnalului intre Tx si Rx se realizeaza prin fluxul de lumina constant (in curent continuu) sau variabil (in curent alternativ).

In alegerea sursei de lumina si a elementului fotosensibil se tine seama de spectrul sursei si de

curba de sensibilitate a fotodetectorului. In cazul nostru, spectrul radiat si curba de sensibilitate au maximul la aceeasi lungime de unda, 0 (vezi figura). O alta cerinta de compatibilitate intre sursa si detector este ca timpii lor de comutatie sa aibe valori apropiate sau de acelasi ordin de marime.

Fotoemitatorul cel mai folosit este LED-ul. Pe post de fotodetector se folosesc uzual fotodiode sau fototranzistoare. Mai rar ca elemente fotosensibile se pot folosi si fotorezistente, fotoFET-uri, fototriace sau fototiristoare.

Simbolul grafic al optocuplorului cu LED si fotodioda se prezinta alaturat. Optocuplorul LED-

fotodioda este cel mai rapid (frecventa de taiere maxima 100Mhz) fotodioda lucreaza cu detector de lumina (in cadranul III). Fotocurentul IFD generat de ea este mic (A) si trebuie amplificat.

LED

LI FDI

optocuplor

FOTODETECTOR

S,

][nm0

Curba de sensibilitate

Spectrul emitatorului


52

Simbolul de circuit al optocuplorului LED-fototranzistor se prezinta in figura.

Poate fi un optocuplor cu baza fototranzistorului accesibila sau inaccesibila. Cel cu baza

accesibila mai larga. Fata de optocuploarele cu fotodioda, cele cu fototranzistor au avantajul unui fotocurent mai mare (fototranzistorul amplifica), dar au si dezavantajul ca lucreaza la frecvente mult mai mici.

Se mentioneaza varianta constructiva de optocuplor cu apertura (fotointrerupatorul) la care o parte a caii optice este accesibila utilizatorului. Deschiderea aperturii este de 23 mm. Se utilizeaza ca traductoare de pozitie pentru obiecte aflate in miscare de translatie sau de rotatie. Se aplica de exemplu in mouse, imprimanta, s.a.

Optocuploarele pot fi privite ca amplificatoare de curent. Factorul de transfer in curent (current

transfer rate), CTR se defineste, ca in figura:

L

C

I IICTR

L

=

lim0

Caracteristica IC=f(IL) are o portiune liniara, pe care se poate defini, ca raport de variatii, CTR. Uzual IL ia valori de ordinul m. Asadar exista si optocuploare care lucreaza la curenti de ordinul zecilor de mA. Daca la primele optocuploare CTR are valori de 0,010,1, in prezent CTR are valori uzuale de ordinul miilor (103), la frecvente de taiere de ordinul MHz.

Aplicatie: optocuplor pentru cititor de banda perforata. In momentele in care banda perforata obtureaza calea optica (IF0), in sensul ca prin fototranzistor trece doar curentul de intuneric), prin LED circula curentul I=

= 101,63,3 =2,45 mA

CI

LI

LICI

saturatie(Fotocurentul,

in general)

LI FDI LI FDI

CI

LED FOTODETECTOR


53

S-a presupus ca pe LED apare o cadere de tensiune de 1,6V (culoare rosie). Cand insa, banda perforate permite iluminarea fototranzistorului, prin acesta va trece un curent

important. Presupunand ca tranzistorul iluminat se satureaza, putem scrie: IF= = 101,60,3330 =24,5 mA. Astfel, cand tranzistorul este iluminat, curentul total prin LED este: IL=I+IF=2,45+24,5=26,95 mA

Tensiunea Uies este o reprezentare a secventei de perforatie, luand valori 0V si REIF = 330

24,5 mA= 8V (secventa de 0 si 1 logic).

Dispozitive fotodetectoare

La baza functionarii dispozitivelor fotodetectoare

t

][Vuies8

perforatie

sta efectul fotoelectric intern adica trecerea electronilor din zona de valenta in zona de conductie, sub actiunea luminii absorbite. Pentru aceasta este necesar ca fotonii sa aibe energia h EG. Tinand seama ca =c, rezulta o limitare superioara a lungimii de unda a luminii incidente. De exemplu, la Si EG=1,106 eV 1,1 m. simultan cu absorbtia unei cuante de lumina, se cedeaza o pereche electron-gol (vezi figura).

Fotorezistenta este un dispozitiv fotodetector semiconductor nepolar bazat pe fenomenul de

fotoconductivitate (cresterea cunductivitatii unui semiconductor ca urmare a iluminarii lui). Este un element pasiv, fara jonctiune. Se utilizeaza materiale semiconductoare adaptate la lungimea de unda a radiatiei de detectat: CdS, CdSe, ZnS. Fotorezistentele au o buna sensibilitate (pot fi utilizate la iluminari mici) dar prezinta o inertie (zecimi de secunda) care face dificila urmarirea variatiilor rapide ale iluminarii.

DU CEU

ER

R

VE 10+=

k330

k3,3

LI

iesu

FI

Ban

da p

erfo

rata

h

BC

BV

GE

+


54

Fotodioda si celula solara

Structura unei fotodiode se prezinta in figura, cu evidentierea mecanismului de generare a diodei.

In stratul p+ (puternic dopat cu goluri, p), sub efectul unei radiatii cu mic (albastru), se creaza perechi electron-gol. In regiunea de sarcina spatiala (saracita in purtatori) are efect radiatia cu mediu (rosu).

In stratul n- (puternic dopat cu electroni, n), actioneaza radiatia cu mare (IR). Campul electric intens din regiunea sarcinii spatiale duce la deplasarea golurilor spre zona p+ si a electronilor spre stratul n-. Acesti purtatori generati datorita iluminarii pot produce un curent extern (fotocurent), IP. De observat ca IP circula ca un curent invers prin dioda. Ecuatia fotodiodei se obtine daca din curentul normal al unei diode se scade fotocurentul IP datorat iluminarii:

I=IS[exp(

)-1]-IP

Nivelul de iluminare poate fi masurat in [W/m2] sau in Lux [lx]. Daca jonctiunea pn lucreaza in cadranele I sau III, se va numi fotodioda, iar daca e utilizata in cadranul IV se va numi celula solara.

De obicei fotodioda lucreaza polarizata invers. Fara iluminare, prin ea trece un curent infim, I0

(curentul de intuneric). Curentul invers creste cu incidenta luminoasa. Pentru cadranul IV exista doua situatii limita: RS= lucrand in gol, celula solara furnizeaza o

tensiune Ug. Cand RS=0, celula furnizeaza curentul de scurtcircuit ISC=Ip (pentru iluminarea data). In general, conectata in paralel cu o rezistenta Rs finita, dioda furnizeaza pe aceasta o putere fotoelectrica (aria hasurata din figura).

SR/1)0( =SSC RI0>E

0=E

RU

RI

)( =SG RU

U

I

0I

mic.

mediu.

mare.)(IR +p n n

IDU +

+

+

+


55

Celulele solare de suprafata mare sunt prevazute cu contacte metalice subtiri pentru a facilita o iluminare cat mai eficienta. Suprafata iluminata e prevazuta cu straturi antireflexie. Puterea furnizata este data de iluminare, de caracteristica diodei si de punctul de functionare ales in cadranul IV.

Dioda PIN functioneaza ca si fotodioda dar la parametri superiori: timpi de comutare mai redusi, tensiuni inverse mai mici, sensibilitate mai ridicata, liniaritate mai buna a caracteristicii Ip=f().

Solutia tehnologica sa asigure aceste imbunatatiri este interpunerea intre stratul p+ si stratul n- a unei regiuni de rezistivitate foarte mare (regiune intrinseca, strat I).

Fototranzistorul corespunde functional unei fotodiode cu amplificator incorporat. Ca urmare, sensibilitatea fototranzistorului este de sute de ori mai mare decat a fotodiodei. Structura dispozitivului se prezinta in figura.

Contactele bazei (poate sa lipseasca) si emitorului sunt astfel facute incat sa existe o deschidere

cat mai mare pentru radiatia incidenta. Jonctiunea BC are suprafata mare si este polarizata invers. Perechile electron-gol formate prin absorbtie fotonica se vor separa: golurile vor difuza spre E iar electronii spre colector.

Curentul de colector are expresia IC=(1+)Ip, unde Ip este fotocurentul iar = 100 1000 este

factorul de amplificare in curent. In planul caracteristicilor de iesire, parametrul iluminare tine locul curentului de baza. Fototranzistoarele sunt dispozitive mai lente decat fotodiodele si de aceea se utilizeaza doar pana la frecventa f100 kHz.

Observatie: unitatea de iluminare numita Lux [lx] corespunde unui flux luminos de 1 lumen repartizat uniform pe o suprafata de 1m2.

lx1000

][mAIC

][VUCE

lx300

lx100

lx30

10 20 30 40 50

210

110

010

110 lx3000=E

E Bn

n

Emitorul

colectorulmetal

pBaza +

Lumina

RU

RI

SR


56

Aplicatie: controlul curentului printr-un tranzistor cu ajutorul unei fotodiode. Cand fotodioda este iluminata, curentul de colector al tranzistorului este mare si tensiunea de

iesire este scazuta. In lipsa iluminarii tranzistorul este blocat si tensiunea de iesire este aproximativ egala cu tensiunea EC. Fata de fototranzistoare, fotodiodele au tolerante mai mici ale fotocurentului deoarece nu intervine factorul aleator . In plus, caracteristica Ip=f() este mai lineara la fotodiode. De aceea combinatia fotodioda-amplificator cu tranzistor

este preferabila utilizarii unui fototranzistor.

Aplicatie: releu comandat de fototranzistor

Fototranzistoarele admit curenti de colector suficient de mari pentru ca sa poata comanda relee cu curenti de anclansare relative mici. La iluminarea tranzistorului, releul din figura se anclaseaza.

Cand iluminarea dispare si curentul de colector scade brusc, la bornele bobinei releului apare o tensiune indusa care poate distruge fototranzistorul. Dioda D inlatura acest risc prin faptul ca limiteaza tensiunea din colectorul tranzistorului (UCE) la valoarea EC+UD=24 V+0,6 V24V.

CR

iesire

CE+

)24( VEC

D

mAIC 5>

curs deo(adobe reader)

Documents