conversor buck
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Fontes de alimentação c.c.-c.a
Prof. Porfírio Cabaleiro Cortizo 1
Conversor Buck
t2
Evce(t)
t1
iCiL
iDEVO
t1 Condução do transistor
t2 Condução do diodo )D1(Tt
TDt
)t(2
)t(1
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G
D
S
O diodo intrínseco é lento.
Os tempos de comutação do transistor dependem do circuito de comando.
Em um MosFet existem 3 capacitâncias parasitas:
Cgs, Cgd e Cds. A partir delas se definem:
Ciss, Crss e Coss.
Transistor Mosfet – Características dinâmicas
G
Cgd
D
S
Cds
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Transistor Mosfet – Características dinâmicas
As capacitâncias parasitas influenciam fortemente as comutações
2GSoss V·C
2
1
Efeito Miller Ao carregar o capacitor de “Gate” ocorre uma alteração da impedância do capacitor Ciss, devido a Crss.
VGS
Forma de onda da tensão VGS QGD
D
G
S
Cds
Cgd
VGS
VDS
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Transistor IGBT – Características dinâmicas
VGE
G
E
C
VCE
1. Possui características de transistor MosFet na entrada e de transistor Bipolar na saída;
2. Os tempos de comutação do transistor dependem do circuito de comando;
3. O diodo em anti-paralelo é incorporado no encapsulamento e é compatível com os tempos de comutação do IGBT.
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Definição dos tempos de comutação
VDS
tF tR
VGS
10%
90%
td(on) td(off)
tF : tempo de descida
tR : tempo de subida
td(on) : Atraso do disparo
td(off) : Atraso do bloqueio
Transistor Mosfet / IGBT – Características dinâmicas
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Transistor Mosfet / IGBT – Características dinâmicasCarga indutiva
PERDAS
VDS
IT
VGS
VGS(th)
PMosfet
tri
tfvtrv
tfiIc
E
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Cálculo de Perdas nos semicondutoresa) Perdas por condução
Transistor MosFet
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Cálculo de Perdas nos transistores MosFeta) Perdas por condução
G
D
SRDSon
C25T
)C25max(DS)T(DS
2cDS
2TDScond
j
onjon
onRMSon
1001*RR
D*I*RI*R P
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Cálculo de Perdas nos semicondutoresa) Perdas por condução
Transistor IGBT
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Características do IGBT Características do diodo
Cálculo de Perdas nos transistores IGBT a) Perdas por condução
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7,5mVGE=15VrCE
1,05VTj=125CVCE(T0)
Valor Máximo
Condições de teste
IGBT
6,5mrT
1,2VTj=125CVF(T0)
Valor Máximo
Condições de teste
Diodo V
I
VTO
r1
)t(DT)TO(F)t(ak
)t(TCE)TO(CE)t(ce
irVv
irVv
Cálculo de Perdas nos transistores IGBTa) Perdas por condução
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Cálculo de Perdas nos transistores IGBT a) Perdas por condução
2
TCET)TO(CEcond
2cCEc)TO(CEcond
T
0
)t(T)t(ce)t(
)t(
T
0
)t(T)t(ce)t(
rmsavgI*rI*V P
D*I*rI*V P
dti*vT
1
T
WP
dti*vW
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Cálculo de Perdas nos semicondutoresa) Perdas por condução
Diodo
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Cálculo de Perdas nos diodos a) Perdas por condução
2
DTD)TO(Fcond
2cTc)TO(Fcond
T
0
)t(D)t(ak)t(
)t(
T
0
)t(D)t(ak)t(
rmsavgI*rI*V P
)D1(*I*rI*V P
dti*vT
1
T
WP
dti*vW
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Cálculo de Perdas nos semicondutoresb) Perdas por comutação
Transistor MosFet
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Cálculo de Perdas nos transistores MosFet b) Perdas por comutação
)tt(*2
I*EW
dti*vW
)tt(*2
I*EW
dti*vW
firvc
off
)tt(
0
)t(T)t(dsoff
fvric
on
)tt(
0
)t(T)t(dson
firv
fvri
f*)WW(P offonoffon
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ID
IC
ta
Cálculo de Perdas nos transistores MosFet b) Perdas por comutação
Efeito da recuperação reversa do diodo
Perda extra no disparo do transistor devido a recuperação reversa do diodo
Qrr
tb
trr=ta+tb
3
tt
3
t2t
rrb
rra
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Cálculo de Perdas nos transistores MosFet b) Perdas por comutação
Efeito da recuperação reversa do diodo
E*Q)tt(*2
I*EW
dti*vW
rrfvric
on
)tt(
0
)t(T)t(dson
fvri
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Cálculo de Perdas nos semicondutoresb) Perdas por comutação
Transistor IGBT
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Prof. Porfírio Cabaleiro Cortizo 20“Current tail”
1. A base do transistor bipolar não está disponível
2. Não se pode usar as técnicas conhecidas de eliminação dos portadores minoritários da base do transistor bipolar.
Surgimento da “cauda de corrente” no bloqueio do transistor - (current tail)
Problema: aumento das perdas de comutação
Cálculo de Perdas nos transistores IGBT b) Perdas por comutação
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Ao contrário dos MOSFET, os tempos de comutação do IGBT não permitem avaliar as perdas de comutação
Causa:
1. Não levam em conta o efeito de cauda da corrente;
Este efeito é muito significativo no conjunto das perdas;
2. Além do mais, o tempo de queda da tensão VCE não é bem definido;
Este tempo é muito importante para definir as perdas.
As perdas são obtidas através de curvas fornecidas pelo fabricante
Cálculo de Perdas nos transistores IGBT b) Perdas por comutação
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Cálculo de Perdas nos transistores IGBT b) Perdas por comutação
Perdas de chaveamento do IGBT: disparo e bloqueio
Perdas de bloqueio do diodo
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Formas de onda no bloqueio do IGBT
Cálculo de Perdas nos transistores IGBTb) Perdas por comutação
Formas de onda no disparo do IGBT
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Cálculo de Perdas nos dispositivos b) Perdas por comutação
VGE=±15VDiodo
Icn=200A
22mJTj=125CEon
11mJRGon=RGoff=5ΩErr
22mJVcc=600VEoff
Valor MáximoCondições de testeIGBT
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Cálculo de Perdas nos transistores IGBTb) Perdas por comutação
f*I*E*FCP
I*V
EFC correçãode Fator
i*E*FCw
coffonoffon
cncc
Toff/on(t) )t(
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Cálculo de Perdas nos semicondutoresa) Perdas por comutação
Diodo
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Cálculo de Perdas nos diodos b) Perdas por comutação
Formas de onda no bloqueio do diodo
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Cálculo de Perdas nos diodos b) Perdas por comutação
f*I*E*FCP
I*V
EFC correçãode Fator
i*E*FCw
crecrec
cncc
Drec(t) )t(
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Cálculo de Perdas nos diodos b) Perdas por comutação
Ao contrário dos IGBTs, os fabricantes de transistores MosFets não fornecem a energia gasta para ligar e desligar os transistores.
iD
ta
Qrr
tb
3
tt
3
t2t
ttt
rrb
rra
barr
E
vD
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Cálculo de Perdas nos diodos b) Perdas por comutação
3f*E*Q
P
dt It
t*I*Edti*vW
rroff
t
0
rrb
rr
t
0
)t(D)t(akoff
bb
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A evacuação de calor da junção até o ambiente depende do encapsulamento utilizado.
Caso o encapsulamento não seja suficiente para evacuar todo o calor, é necessário algum sistema para melhorar a transferência: RADIADORES associados com ventilação forçada de ar ou de água.
Cada modelo tem características geométricas que proporcionam uma certa capacidade de evacuar calor
Dissipação de calor
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ambienteSi
j
c
a
junção
encapsulamento
P (W)
Tensões = Temperaturas
Corrente = Perdas (W)
Dissipação de calor
Ta : Temperatura ambiente
P (W)
c
RTHjc RTHca
ja
Ta
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Exemplo:
A resistencia térmica junção – encapsulamento é baixa ( 0.5 ºC/W)
A resistencia térmica encapsulamento-ambiente é alta ( 50 ºC/W)
Tca = RTHca·P = 50ºC/W · 1W = 50ºC
Tjc = RTHjc·P = 0.5ºC/W · 1W = 0.5ºC
Tj = Ta + Tca + Tjc =
= 25 + 50 + 0.5 = 75.5 ºC
Tj < 150 ºC OK
Equivalente elétrico
P (1W)
c a
RTHjc
(0.5 ºC/W)
RTHca
(50 ºC/W)
Ta
(25 ºC)Tjc Tca
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Para reduzir a temperatura coloca-se um radiador proporcionando um caminho alternativo para a evacuação do calor. Isto equivale a colocar uma resistencia em paralelo com RTHca
Exemplo: RTHra = 5 ºC/W
W/Cº5.4505
50·5
RR
R·RR
THraTHca
THraTHcaTHeq
Tca = RTHeq·P = 4.5ºC/W · 1W = 4.5ºC
Tjc = RTHjc·P = 0.5ºC/W · 1W = 0.5ºC
Tj = Ta + Tca + Tjc =
= 25 + 4.5 + 0.5 = 30 ºC
Equivalente elétrico
j c a
P (1W)
RTHjc
(0.5 ºC/W)
RTHca
(50 ºC/W)
Ta
(25 ºC)
RTHra
(5 ºC/W)
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Modelo de Radiadores
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Modelo de Radiadores
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A resistencia térmica depende do comprimento do radiador e o fabricante fornece a curva com a RTH de cada perfil em função do comprimento.
A curva é assintótica: a partir de um certo comprimento, a RTH diminui muito pouco.
Modelo de Radiadores
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Nos semicondutores, a parte metálica costuma ser o catodo ou o dreno (coletor) de um transistor MosFet (IGBT).
Se o semicondutor é montado diretamente sobre o radiador, o mesmo se encontra conectado ao mesmo potencial do dispositivo.
400 V400 V
Isolante elétrico, mas condutor térmico
400 V
Montagem do dispositivo sobre o radiador
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Um parafuso metálico é um conexão elétrica e acaba com o isolamento.
Utilizam-se arruelas de plástico para evitar o contato elétrico.
Montagem do dispositivo sobre o radiador
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O isolante acrescenta uma resistencia térmica adicional. Mica de espessura 60 m: RTH : 1.4 ºC/W
Mica de espessura 100 m: RTH : 2.2 ºC/W
Alúmina de espessura 250 m: RTH : 0.8 ºC/W
Para melhorar o contato térmico, pastas de silicone reduzem a resistencia térmica de 30%
Para fazer o cálculo da RTHra necessária pode-se desprezar a resistencia do próprio dispositivo (RTHca)
Montagem do dispositivo sobre o radiador
j c a
P
RTHjc RTHca
Ta
RTHcr
IsolanteRadiador
r
RTHra
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A RTH fornecida pelo fabricante é válida para radiador montado na posição vertical. Na posição horizontal a evacuação do calor fica comprometida. Na posição vertical ocorre o “efeito chaminé” no qual o próprio calor gerado pelo aquecimento do radiador cria uma corrente de ar ascendente que melhora a refrigeração.
Montagem do radiador
PIOR
MELHOR
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0.92 - 0.96Tinta óleo preta
0.89 - 0.93Verniz escuro
0.85 - 0.91Preto brilhoso
0.70 - 0.90Alumínio anodizado preto
0.70Cobre oxidado
0.66Rolled sheet steel
0.07Cobre polido
0.05Alumínio polido
EmissividadeSuperfície
Tabela 2. Emissividade de várias superfícies tratadas
Fatores que afetam a Rth
Cor do radiador
Cada cor tem um coeficiente térmico diferente. Há várias cores de radiadores: preto, ouro e alumínio: o melhor é o preto
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Para melhorar a capacidade de evacuação de calor é possível utilizar ventilação forçada. Isto permite reduzir a resistência térmica.
Atenção a direção do fluxo de ar
CORRECTO
INCORRECTO
Fatores que afetam a Rth
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Ventilação
O fabricante fornece uma curva com o coeficiente corretivo em função da velocidade do ar
A partir de uma certa velocidade, praticamente não há mais redução da resistencia térmica
Fatores que afetam a Rth
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Dimensionamento estático de radiadores
1.- Determinar Tjmax (catálogo do fabricante)
Se não, admitir que: Tjmax Si = 1200C
2.- Determinar RTHjc (catálogo do fabricante)
Se não, calcular a partir da máxima potência que o transistor é capaz de dissipar sem radiador
RTHjc = (Tjmax – TC) / Pdiss Máx@25 oC
3.- Determinar RTHcr. (Tabela 1)
Depende do tipo de contato e do encapsulamento
Contato direto: se não existir isolante elétrico
Pasta Térmica ou de silicone: melhora muito o contato térmico
Mica ou lâmina de teflon: isolante elétrico
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0,40,80,120,25TO 3
1,41,80,651,1TO 56
--0,71,1DIA 4L
--1,51,8SOT 48
--1,72TO 117
1,52,10,71,2TO 59
0,710,20,4TO 3 plástico
0,91,20,30,5TO 90
1,21,40,50,8TO 152
1,21,40,50,8TO 202
1,21,40,50,8TO 220
1,5211,4TO 126
--0,71TO 5
--0,71TO 39
e pasta térmica c/pasta térmica
Contato c/micaContato c/micaContato diretoContato diretoEncapsulamento
Tabela 1- Rthcr
Dimensionamento estático de radiadores
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Dimensionamento estático de radiadores
1. Podem ser colocados vários dispositivos no mesmo dissipador
2. Centralizar o dispositivo semicondutor no dissipador.
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A potência dissipada não é constante
(Ex. na partida pode existir um pulso de potência)
Pdiss
T
A dinâmica térmica é muito lenta
Pdiss
Pmed
PMAX
TA temperatura varia em torno de um valor médio
Dimensionamento dinâmico de radiadores
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As perdas se produzem na pastilha de silício. Esta, devido a seu massa pequena, possui uma inércia térmica muito pequena e pode variar de temperatura rapidamente.
Em um radiador, por ter uma massa muito grande e uma inércia térmica muito maior que a do semicondutor as mudanças de temperatura são muito mais lentas
Para modelar corretamente o comportamento, deve-se incluir capacitores para simular as inércias dos elementos térmicos. Quanto maior a inercia térmica de um componente, maior capacitor que o representa.
Dimensionamento dinâmico de radiadores
jTac a
P
r
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t1
Zthjc(t)D = 0.3
Zthjc(t1)
Temos 2 circuitos:
TcTj
TC ?
PMAX
Zt
Temos 2 equações com 2 incógnitas: TC e RTHra
t1
T D = t1/T
P PMAX
PMedia
Dimensionamento dinâmico de radiadores
adiss)t(thjc)t(jTP.ZT
c
Tar a
P
RTHra?Rthcr
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Curvas reais da impedância transitória de um MOSFET
A impedância transitória depende do valor do ciclo de trabalho
Dimensionamento dinamico de radiadores
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Dimensionamento dinamico de radiadores
Determinar: Tjmax, Tc e Tr, para um transistor com encapsulamento T03, isolado
eletricamente, sabendo que: Rthra = 3°C/W , Rthcr=0,8 oC/W, t1=100s, T=200s,
Pmax=10W e Ta=40°C.
t1D = t1/T
P PMAX
T
Tj
Zthjc Tc
Rthcr
0,8 oC/WRthra
3 °C/W
Pdissmed=5W
Ta=40oC
Tr
Exemplo
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a) Calcular a potência média dissipada
Tc = 5*(0,8+3) + 40 = 59oC
Tr= 5*3 + 40 = 55ºC
W5W10s200
s100Pdissmed
Dimensionamento dinamico de radiadores
5,0s200
s100D
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Dimensionamento dinamico de radiadores
b) Calculo da impedância térmica transitória, Zthjc.
Tjmax = 10 * 0,6 + 59 = 65oC
Zthjc=0,6 oC/W
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Referências
1. Site do prof. Javier Sebastián Zúñiga, Universidade de Oviedo, Curso de Sistemas de Alimentación, cap. 8, http://www.uniovi.es/ate/sebas/
2. Robert W. Erickson, “Fundamentals of Power Electronics”, Editora Chapman & Hall, 1o. Edição - 1997
3. Abraham I. Pressman, “Switching Power Supply Design”, Editora McGraw Hill International Editions, 1992
4. Site da Semikron, http://www.semikron.com
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