第二章 移动通信电波传播环境与 传播预测模型

第二章 移动通信电波传播环境与传播预测模型

2.1 概述2.2 自由空间的电波传播2.3 3种基本电波传播机制 2.4 阴影衰落的基本特性2.5 移动无线信道及特性参数2.6 电波传播损耗预测模型

2.1.1 2.1.1 电波传播的基本特性电波传播的基本特性

基站天线、移动用户天线和两付天线之间

的传播路径

传播损耗和弥散阴影衰落多径衰落多普勒频移

直射、反射、绕射和散射以及它

们的合成

复杂的无线电波传播环境

移动通信信道

衰落的原因

无线电波传播

方式

衰落的表现

移动信道的基本特性

衰落特性

信道的分类信道的分类• 信道的分类信道的分类

– 根据不同距离内信号强度变化的快慢分为：大尺度衰落大尺度衰落– 小尺度衰落

– 根据信号与信道变化快慢程度的比较分为：长期慢衰落 短期快衰落

大尺度衰落 小尺度衰落（主要特征是多径）

描述描述 长距离上信号强度的缓慢变化 短距离上信号强度的快速波动

原因原因 信道路径上固定障碍物的阴影 移动台运动和地点的变化

影响影响 业务覆盖区域 信号传输质量

• 大尺度衰落与小尺度衰落

衰落特性的算式描述衰落特性的算式描述• 衰落特性的算式描述

• 式中， r(t) 表示信道的衰落因子； m(t) 表示大尺度衰落；• r0(t) 表示小尺度衰落。

(t)rm(t)r(t) 0

大尺度衰落

小尺度衰落

2.1.2 2.1.2 电波传播特性的研究电波传播特性的研究

电波传播特电波传播特性的研究性的研究

应用成果•传播预测模型的建立•为实现信道仿真提供基础

基本方法•理论分析方法（如射线跟踪法）•现场测试方法（如冲激响应法）

考虑问题•衰落的物理机制•功率的路径损耗•接收信号的变化和分布特性

2.2 2.2 自由空间的电波传播自由空间的电波传播

在理想的、均在理想的、均匀的、各向同匀的、各向同性的介质中传性的介质中传播，只存在电播，只存在电磁波能量扩散磁波能量扩散而引起的传播而引起的传播损耗损耗

传播损耗

接收功率

传播损耗

接收换算

ttr

r GPd

AP

24

自由空间电波传播

分贝表示

dfL log20log2045.32 ( ) 10log ( )r rP dBm P mW

( ) 10log ( )r rP dBW P W

2.3 32.3 3 种基本电波传播机制种基本电波传播机制阻挡体比传输波阻挡体比传输波

长大得多的物体长大得多的物体产生多径衰落的产生多径衰落的

主要因素主要因素

产生于粗糙表面、小物体或其产生于粗糙表面、小物体或其它不规则物体它不规则物体

阻挡体为尖利边缘阻挡体为尖利边缘

反射

散射绕射

2.3.1 2.3.1 反射反射

理想介质表面反射理想介质表面反射

极化特性极化特性

多径信号多径信号

理想介质表面反射理想介质表面反射• 如果电磁波传输到理想介质表面，则能量都将反射回来如果电磁波传输到理想介质表面，则能量都将反射回来• 反射系数（反射系数（ RR ））• 入射波与反射波的比值 入射波与反射波的比值

• • (( 垂直极化）垂直极化） • • • （水平极化）（水平极化）

0

20 cos

z

z

zR

sin

sin

20 cosz

极化特性极化特性• 极化极化• 电磁波在传播过程中，其电场矢量的方向和幅度随时间变化的状电磁波在传播过程中，其电场矢量的方向和幅度随时间变化的状

态态• 电磁波的极化形式电磁波的极化形式• 线极化、圆极化和椭圆极化线极化、圆极化和椭圆极化• 线极化的两种特殊情况线极化的两种特殊情况

– 水平极化（电场方向平行于地面）水平极化（电场方向平行于地面）

– 垂直极化（电场方向垂直于地面）垂直极化（电场方向垂直于地面）

2.3.1 2.3.1 多径信号多径信号• 两径传播模型两径传播模型• 接收信号功率接收信号功率

•

• 简化后简化后

•• 相位差相位差

• 多径传播模型多径传播模型•• 其中，其中， NN 为路径数。当为路径数。当 NN 很大时，无法用公式准确计算出接收很大时，无法用公式准确计算出接收

信号的功率，必须用统计的方法计算接收信号的功率。信号的功率，必须用统计的方法计算接收信号的功率。

2

tr

2

tr ....Ae)R1(Re1GGd4

PP

2

tr

2

tr Re1GGd4

PP

A

C

B

hm

hb

d

l2

( )l AC CB AB

2

i

1N

1iitr

2

tr )jexp(R1GGd4

PP

2.3.2 2.3.2 绕射绕射

惠更斯－菲涅尔原理 菲涅尔区 基尔霍夫公式

惠更斯－菲涅尔原理惠更斯－菲涅尔原理• 原理原理

波前（面）上每点产生的次级波组合形成传播方向上新波前（面）上每点产生的次级波组合形成传播方向上新的波前（面）的波前（面）

绕射由次级波的传播进入阴影区而形成绕射由次级波的传播进入阴影区而形成 场强为围绕阻挡物所有次级波的矢量和场强为围绕阻挡物所有次级波的矢量和

• 说明说明 任一任一 P’P’ 点，只有夹角为点，只有夹角为 θθ （即 ）的次级波前（即 ）的次级波前 能到达接收点能到达接收点 RR θθ 在在 00ºº 到到 180º180º 之间变化之间变化 到达接收点辐射能量到达接收点辐射能量与与 θθ 成正比成正比

'TP R

T90

R

P”

P’

P d

扩展波前

次级波前

2 / 2d

/ 2d

菲涅尔区 基尔霍夫公式菲涅尔区 基尔霍夫公式• 菲涅尔区• 从发射点到接收点次级波路径长度比直接路径长度大的

连续区域– 接收点信号的合成

• n 为奇数时，两信号抵消• n 为偶数时，两信号叠加

– 菲涅尔区同心半径

•

1 2

1 2n

n d dr

d d

T90

R

P”

d2

2 / 2d / 2d

d1

mP

'P"P

3r2r

1r

3 / 2d

/ 2d n

– 第一菲涅尔区半径（ n=1 ）特点• 在接收点处第一菲涅尔区的场强是全部场强的一半• 发射机和接收机的距离略大于第一菲涅尔区，则大

部分能量可以达到接收机。 • 基尔霍夫公式• 从波前点到空间任何一点的场强

•

• 式中， E 是波面场强， 是与波面正交的场强导数。

1

4

jkr jkrs

R s

s

Ee eE E ds

n r r n

sE

n

2.3.3 2.3.3 散射散射

粗糙表面，反射能量于所有方向

表面光滑度的判定

粗糙表面下的反射场强

2.4 2.4 阴影衰落的基本特性阴影衰落的基本特性• 阴影衰落阴影衰落（（慢衰落）慢衰落）• 地形起伏、建筑物及其它障碍物对电波传播路径的阻挡而形成地形起伏、建筑物及其它障碍物对电波传播路径的阻挡而形成• 特点特点• 与传播地形和地物分布、高度有关与传播地形和地物分布、高度有关• 表达式 表达式 • 传播路径损耗和阴影衰落传播路径损耗和阴影衰落• 分贝式分贝式 • 式中 式中 r r 移动用户和基站的距离 移动用户和基站的距离 • ζζ 由阴影产生的对数损耗（由阴影产生的对数损耗（ dBdB ），服从零平均和标 ），服从零平均和标 • 准偏差准偏差 σdBσdB 的对数正态分布 的对数正态分布 • m m 路径损耗指数路径损耗指数• 实验数据表明实验数据表明 mm ＝＝ 44 ，标准差，标准差 σσ ＝＝ 8dB8dB 是合理的是合理的

10( , ) 10ml r r

10log ( , ) 10 logl r m r

2.5 2.5 移动无线信道及特性参数移动无线信道及特性参数

多径信道的多径信道的统计分析统计分析

多径衰落信道的多径衰落信道的分类分类

衰落特性的衰落特性的特征量特征量

衰落信道的衰落信道的建模与仿真建模与仿真

多径衰落的多径衰落的基本特性基本特性

多普勒频移多普勒频移

多径信道的多径信道的信道模型信道模型

描述多径信道的描述多径信道的主要参数主要参数

2.5.1 多径衰落的基本特性

• 幅度衰落幅度衰落• 幅度随移动台移动距离的变动而衰落幅度随移动台移动距离的变动而衰落

– 空间角度空间角度– 模拟系统主要考虑模拟系统主要考虑– 原因原因

– 本地反射物所引起的多径效应表现为快衰落本地反射物所引起的多径效应表现为快衰落– 地形变化引起的衰落以及空间扩散损耗表现为慢衰落地形变化引起的衰落以及空间扩散损耗表现为慢衰落

2.5.1 多径衰落的基本特性• 时延扩展时延扩展• 脉冲宽度扩展脉冲宽度扩展

– 时间角度时间角度– 数字系统主要考虑数字系统主要考虑– 原因原因– 信号传播路径不同，到达接收端的时间也就不信号传播路径不同，到达接收端的时间也就不

同，导致接收信号包含发送脉冲及其各个延时信同，导致接收信号包含发送脉冲及其各个延时信号号

2.5.2 2.5.2 多普勒频移多普勒频移• 原因原因• 移动时会引起多普勒（移动时会引起多普勒（ DopplerDoppler ）频率漂移）频率漂移• 表达式表达式• 多普勒频移 多普勒频移 • • • • 最大多普勒最大多普勒 (Doppler)(Doppler) 频移频移

cosv

fd

mfv

2.5.2 2.5.2 多普勒频移多普勒频移• 说明说明

– 多普勒频移与移动台运动的方向、速度以及无线电波入射方向多普勒频移与移动台运动的方向、速度以及无线电波入射方向之间的夹角有关：之间的夹角有关：

• 若移动台朝向入射波方向运动，则多普勒频移为正（接收信号若移动台朝向入射波方向运动，则多普勒频移为正（接收信号频率上频率上升升））

• 若移动台背向入射波方向运动，则多普勒频移为负（接收信号若移动台背向入射波方向运动，则多普勒频移为负（接收信号频率下频率下降降））

– 信号经过不同方向传播，其多径分量造成接收机信号的多普勒信号经过不同方向传播，其多径分量造成接收机信号的多普勒扩散，因而增加了信号带宽。扩散，因而增加了信号带宽。

2.5.3 2.5.3 多径信道的信道模型多径信道的信道模型• 原理原理

– 多径信道对无线信号的影响表现为多径衰落特性。多径信道对无线信号的影响表现为多径衰落特性。

– 将信道看成作用于信号上的一个滤波器，可通过将信道看成作用于信号上的一个滤波器，可通过分析滤波器的冲击相应和传递函数得到多径信道分析滤波器的冲击相应和传递函数得到多径信道的特性的特性

2.5.3 2.5.3 多径信道的信道模型多径信道的信道模型• 推导冲激响应推导冲激响应

– 只考虑多径效应只考虑多径效应

– 再考虑多普勒效应再考虑多普勒效应

– 多径和多普勒效应对传输信号的影响多径和多普勒效应对传输信号的影响

– 多径信道的冲激响应多径信道的冲激响应

只考虑多径效应只考虑多径效应• 传输信号

• 假设第 i 径的路径长度为 xi 、衰落系数（或反射系数）为• 接收信号

• 式中， c 为光速； 为波长。

• 又因为

• 所以• • 式中 为时延。• 实质上是接收信号的复包络模型，是衰落、相移和时• 延都不同的各个路径的总和。

( ) Re ( )exp( 2 )cx t s t j f t

( ) Re exp 2

Re exp 2

i i ii i c

i i

i ii c

i

x x xy t a x t a s t j f t

c c c

x xa s t j f t

c

ia

( ) Re ( )exp( 2 )cy t r t j f t

( ) exp 2 exp 2i ii i c i i

i i

x xr t a j s t a j f s t

c

i

ix

c

再考虑多普勒效应再考虑多普勒效应• 考虑移动台移动时，导致各径产生多普勒效应• 设路径的到达方向和移动台运动方向之间的夹角为• 路径的变化量• 输出复包络

• 简化得

•

icosi ix vt

( ) exp 2

cosexp 2 exp 2 cos

i i i ii

i

i i ii i

i

x x x xr t a j s t

c

x x vtva j j t s t

c c

( ) exp 2 cos

exp 2 cos

exp 2 cos 2

exp 2 2 cos

i ii i

i

ii m i i

i

i m i c i ii

i i c i m ii

x xvr t a j t s t

c

xa j f t s t

a j f t f s t

a s t j f f t

在相位中不可忽略

数量级小可忽略

多径信道的冲激响应多径信道的冲激响应• 多径和多普勒效应对传输信号的影响

• 令• 式中 代表第 i条路径到达接收机的信号分量的增量延迟（实际迟延减去

所有分量取平均的迟延），它随时间变化• 在任何时刻 t ，随机相位 都可产生对 的影响，引起多径衰落。

• 由（＊）式得

• 冲激响应• 式中， 、 表示第 i个分量的实际幅度和增量延迟；相位 包含了在第 i个增量延迟内一个多径分量所有的相移； 为单位冲激函数。

• 如果假设信道冲激响应至少在一小段时间间隔或距离具有不变性，信道冲激响应可以简化为

• 此冲激响应完全描述了信道特性，相位 服从 的均匀分布

,( ) 2 2 cosi c i m i c i D it f f t t

( )( ) ( ) ( , )ij ti i

i

r t a s t e s t h t

多径延迟影响 多普勒效应影响

i

( )i t ( )r t

ia i ( )i t

i 0,2

2.5.4 2.5.4 描述多径信道的主要参数描述多径信道的主要参数• 由于多径环境和移动台运动等影响因素，使得移动信道对传由于多径环境和移动台运动等影响因素，使得移动信道对传

输信号在时间、频率和角度上造成了色散。输信号在时间、频率和角度上造成了色散。• 通常用功率在时间、频率以及角度上的分布来描述这种色散通常用功率在时间、频率以及角度上的分布来描述这种色散

功率延迟分布PDP 时间色散

多普勒功率谱密度DPSD

角度谱PAP

频率色散

角度色散

时间色散时间色散• 时间色散参数时间色散参数

– 平均附加延时平均附加延时– rmsrms 时延扩展时延扩展– 最大附加延时扩展最大附加延时扩展 ((XXdB) dB)

• 相关带宽相关带宽• 多径衰落下，频率间隔靠得很近的两个衰落信号存在不同时延，多径衰落下，频率间隔靠得很近的两个衰落信号存在不同时延，

可使两个信号变得相关。这一频率间隔称为“相干” 或“相可使两个信号变得相关。这一频率间隔称为“相干” 或“相关”带宽（关”带宽（ BBcc ））– 从时延扩展角度说明从时延扩展角度说明– 从包络相关性角度说明从包络相关性角度说明– 多径衰落的分类及判定多径衰落的分类及判定

时间色散参数时间色散参数• 功率延迟分布（功率延迟分布（ PDPPDP ））• 基于固定时延参考的附加时基于固定时延参考的附加时

延的函数，通过对本地瞬时功率延的函数，通过对本地瞬时功率延迟分布取平均得到延迟分布取平均得到– 市区环境中近似为指数分布市区环境中近似为指数分布

– 式中，式中， TT 是常数，为多径时延的平是常数，为多径时延的平均值均值

1TP e

T

0 dB

-X dB

时间色散参数时间色散参数• 时间色散特性参数时间色散特性参数

– 平均附加延时平均附加延时•

– rmsrms 时延扩展时延扩展–

• 其中其中

– 最大附加延时扩展最大附加延时扩展 ((XXdB)dB)

• 高于某特定门限的多径分量的时间范围，即多径能量从高于某特定门限的多径分量的时间范围，即多径能量从初值衰落到低于最大能量 初值衰落到低于最大能量 ((XXdB)dB)处的时延。图中，处的时延。图中， TmTm 为归为归一化的最大附加延时扩展一化的最大附加延时扩展 ((XXdB)dB)；； τmτm 为归一化平均附加延为归一化平均附加延时； 时； ∆∆ 为归一化 为归一化 rmsrms 时延扩展 时延扩展

2

2

k k k kk k

k kk k

a P

a P

22E

2 2 2

2

2

k k k kk k

k kk k

a PE

a P

TmTm

τmτm

从时延扩展角度说明相关带宽从时延扩展角度说明相关带宽• 两径情况• 接收信号• 等效网络传递函数• 信道的幅频特性

– 当 时，信号同相叠加，出现峰点 • 当 时，信号反相相减，出现谷点

– 相邻两个谷点的相位差

– 两相邻场强 为最小值的频率间隔与两径时延 成反比

( )0 ( ) ( )(1 )j t

ir t x t re ( )0 ( )

( , ) 1( )

j te

i

r tH j t re

x t

( , ) 1 cos ( ) sin ( )A t r t jr t

( ) 2t n

( ) (2 1)t n

r

2

)(t

( )ix t 0 ( )r t

( , )cH j t

1

2 ( )cBt

)(t

2)( t

• 通过两径信道的接收信号幅频特性

)(t

r1

r1

)(

2

t

n

)(

)12(

t

n

多径情况 应为 rms 时延扩展 是随时间变化的，可由大量实测数据经过统计处理计算出来，说明相关带宽是信道本身的特性参数，与信号无关

( )t

从包络相关性角度推导相关带宽从包络相关性角度推导相关带宽• 设两个信号的包络为 和 ，频率差为 ，则设两个信号的包络为 和 ，频率差为 ，则• 包络相关系数 包络相关系数 • • 此处，相关函数 此处，相关函数 • 若信号衰落符合瑞利分布，则 若信号衰落符合瑞利分布，则

• 式中， 为零阶式中， 为零阶 BesselBessel 函数， 为最大多普勒频移。函数， 为最大多普勒频移。• 不失一般性，可令 ，简化后不失一般性，可令 ，简化后

• 通常，根据包络的相关系数 来测度相关带宽通常，根据包络的相关系数 来测度相关带宽• 代入得 代入得 • 相关带宽 相关带宽 ((＊＊ ))

1 2

2 22 21 1 2 2

( , )( , ) r

r

R f r rf

r r r r

1 2 1 2 1 2 1 2

0

( , ) , ( , )rR f r r r r p r r dr dr

20

2 2

(2 )( , )

1 (2 )m

r

J ff

f

2 2

1( )

1 (2 )r ff

1( )r t 2 ( )r t 1 2f f f

0 ( )J mf

0

( ) 0.5r f

1

2f

1

2cB

判定判定 由信道和信号两方面决定由信道和信号两方面决定

衰落的分类及判定衰落的分类及判定分类 不同频率分量的衰落 信号波形频率选择性衰落 不一致 失真非频率选择性衰落

（平坦衰落） 相关的 一致的 不失真

数字通信系统

信号带宽小于信道相关带宽Bs<Bc

信号带宽远大于信道相关带宽Bs>>Bc

平坦衰落

频选衰落 码间干扰

频率色散频率色散• 用多普勒扩展来描述，相关时间是与多普勒扩展相应的参数• 时变特性

– 原因• 移动台运动或信道路径中的物体运动

– 用多普勒扩展和相关时间来描述• 多普勒扩展 （功率谱）• 相关时间

– 信道冲激响应应维持不变的时间间隔的统计平均值– 表征了时变信道对信号的衰落节拍

多普勒扩展多普勒扩展• 典型典型 (CLASS)(CLASS) 多普勒扩展（适用于室外传播信道）多普勒扩展（适用于室外传播信道）• 假设接收信号由 N个经过多普勒频移的平面波合成， b 为平均功率• 表示在角度 内的入射功率， 表示接收天线增益，用 表示

功率谱，则• 典型的多普勒功率谱

• 由图可见，由于多普勒效应，• 接收信号的功率谱展宽到 和 范围• 平坦平坦 (FLAT)(FLAT) 多普勒扩展（适用于室内传播信道）多普勒扩展（适用于室内传播信道）

• 平坦的多普勒功率谱

dp d~ G d)(Gp)(GpbdffS

fS

mc

cm

ffffff

fS

22 )(

1)(

mc ff mc ff

fcfc + fmfc - fm

S ( f )

mffS

2

1)(

c mf f f

推导相关时间推导相关时间• 从多普勒扩展角度从多普勒扩展角度• 时间相关函数与多普勒功率谱之间是傅立叶变换关系时间相关函数与多普勒功率谱之间是傅立叶变换关系• • • 所以多普勒扩展的倒数就是对信道相关时间的度量，即所以多普勒扩展的倒数就是对信道相关时间的度量，即

• 此时入射波与移动台移动方向之间的夹角此时入射波与移动台移动方向之间的夹角 αα==00• 式中 为多普勒扩展（有时也用 表示），即多普勒频移。式中 为多普勒扩展（有时也用 表示），即多普勒频移。• 从包络相关性角度从包络相关性角度• 通常将信号包络相关度为通常将信号包络相关度为 0.50.5 时的时间间隔定义为相关时间 时的时间间隔定义为相关时间 • 3030 页曾推出包络相关系数页曾推出包络相关系数•

• 令 ， 令 ， =0.5 推出推出

1 1c

D m

Tf f

20

2 2

(2 )( , )

1 (2 )m

r

J ff

f

( ) ( )R S f

Df DB

0f 9

16cm

Tf

时间选择性衰落• 时间选择性衰落是由多普勒效应引起的，信道在时域具有时间选择性衰落是由多普勒效应引起的，信道在时域具有选择性选择性

• 要保证信号经过信道不会在时间轴上产生失真，就必须保要保证信号经过信道不会在时间轴上产生失真，就必须保证传输符号速率远大于相关时间的倒数证传输符号速率远大于相关时间的倒数

• 在现代数字通信中，常规定在现代数字通信中，常规定 Tc Tc 为上页两式的几何平均作为上页两式的几何平均作为经验关系为经验关系

码元间隔大于信道相关时间Ts>Tc

时选衰落 误码

2

9 0.423

16m

cm

Tf f

角度色散角度色散• 原因• 移动台和基站周围的散射环境不同，使得多天线系统中不同位置的天线经历的衰落不同

• 参数– 角度扩展–相关距离

• 空间选择性衰落

角度扩展角度扩展• 角度功率谱（角度功率谱（ PASPAS ））• 信号功率谱密度在角度上的分布。一般为均匀分布、截信号功率谱密度在角度上的分布。一般为均匀分布、截

短高斯分布和截短拉普拉斯分布短高斯分布和截短拉普拉斯分布• 角度扩展等于功率角度谱的二阶中心矩的平方根，即角度扩展等于功率角度谱的二阶中心矩的平方根，即• • 式中式中

• 意义意义• 描述了功率谱在空间上的色散程度，角度扩展在 描述了功率谱在空间上的色散程度，角度扩展在 • 之间分布。之间分布。• 角度扩展越大，表明散射环境越强，信号在空间的色散角度扩展越大，表明散射环境越强，信号在空间的色散

度越高 度越高

2

0

0

( ) ( )

( )

p d

p d

0

0

( )

( )

p d

p d

0,360

相关距离与空间选择性衰落相关距离与空间选择性衰落相关距离相关距离 DcDc

空间选择性衰落空间选择性衰落

信道冲激响应保证一定相关度的空间距离信道冲激响应保证一定相关度的空间距离

空选衰落 : 天线空间距离大于相关距离 >Dc非空选衰落 : 天线空间距离远小于相关距离 <<Dc

2.5.5 2.5.5 多径信道的统计分析多径信道的统计分析

瑞利分布瑞利分布 莱斯分布莱斯分布 NakagamNakagami-mi-m 分布分布

主要讨论多径信道的包络统计特性。主要讨论多径信道的包络统计特性。接收信号的包络根据不同的无线环境一般服从接收信号的包络根据不同的无线环境一般服从

瑞利分布瑞利分布• 环境条件环境条件• 通常在离基站较远、反射物较多的地区符合 （如下图）通常在离基站较远、反射物较多的地区符合 （如下图）

– 发射机和接收机之间发射机和接收机之间没有直射波没有直射波路径路径– 存在大量反射波存在大量反射波，到达接收天线的方向角随机且，到达接收天线的方向角随机且 0~20~2ππ 均匀分布均匀分布– 各反射波的幅度和相位都各反射波的幅度和相位都统计独立统计独立

• 场强分量场强分量 TTcc ，， TTss

• 接收信号的接收信号的• 幅度相位分布幅度相位分布

PlayPlayPlayPlay

场强分量场强分量 TTcc ，， TTss• 推导推导• 设发射信号是垂直极化，并且只考虑垂直波时，场强为设发射信号是垂直极化，并且只考虑垂直波时，场强为•

• 式中 ， 是多普勒频率漂移， 是随机相位式中 ， 是多普勒频率漂移， 是随机相位（（ 00～～ 22ππ 均匀分布）均匀分布）

• 又可表示为又可表示为• 其中 其中

N

nnnnc tCEtT

10 )(cos)(

N

nncnz tCEE

10 cos

nnn t

tsintTtcostTE csccz

zE

n n

N

nnnns tCEtT

10 )sin()(

• TcTc ，， TsTs 的性质的性质– 相互正交的同频分量相互正交的同频分量– 高斯随机过程高斯随机过程

• 概率密度 概率密度 x x = Tc= Tc或或 TsTs– 统计独立统计独立

• 联合概率密度联合概率密度– 零均值，等方差，不相关零均值，等方差，不相关

• • 是关于 的总体平均是关于 的总体平均

b

x

eb

xp 2

2

2

1)(

2

22

222

1)()(),(

cs TT

cscs eTpTpTTp

2

z

2s2

s2c E

2

ETT

0 cs TT2

zE nn ,

接收信号的幅度相位分布接收信号的幅度相位分布• 直角坐标 极坐标直角坐标 极坐标

• 则 则

• 由雅各比行列式 由雅各比行列式

• 所以 所以

• 对对 θθ积分积分• • 对对 rr积分 积分 •

•

2c2s TTr

c

s1

T

Ttg

coscT r sinsT r

cos sin( , )

sin cos( , )c s

rT TJ r

rr

2

222

( , ) ( , )2

r

c s

rp r p T T J e

图 2－ 9 瑞利分布的概率分布密度

0

22 2

1

2

1)(

2

2

drrep

r

2

2

2

2

22

2

0

222

1)(

rr

er

drerp

• 可见，可见，包络 包络 r r 服从瑞服从瑞利分布，利分布， θθ 在在 00～～ 2π2π内服从均匀分布内服从均匀分布

• 瑞利分布的均值 瑞利分布的均值 • 瑞利分布的方差 瑞利分布的方差 • 满足 的 值满足 的 值称为信号包络样本区称为信号包络样本区间的中值间的中值

2533.12

dr)r(rp]r[ER

0meanr

5.0)rr(P m mr

777.1mr

莱斯分布莱斯分布

环境条件环境条件 概率密度函数概率密度函数 莱斯因子莱斯因子

莱斯分布的环境条件莱斯分布的环境条件• 直射系统中，接收信号中直射系统中，接收信号中有视距信号有视距信号成为成为主导分量主导分量，，同时还有不同角度随机到达的多径分量迭加于其上同时还有不同角度随机到达的多径分量迭加于其上

• 非直射系统中，源自某一个散射体路径的信号功率特非直射系统中，源自某一个散射体路径的信号功率特别强别强

PlayPlayPlayPlay

莱斯分布的概率密度函数莱斯分布的概率密度函数• 概率密度函数概率密度函数

• • 式中式中 , , AA 是主信号的峰值 是主信号的峰值 • II00(·)(·) 是是 00阶第一类修正贝塞尔函数。莱斯阶第一类修正贝塞尔函数。莱斯• 因子因子 KK 为主信号的功率与多径分量方差之比 为主信号的功率与多径分量方差之比

• 分贝式分贝式

– 意义意义• KK完全决定了莱斯的分布：完全决定了莱斯的分布：

• 当 ，莱斯分布变为当 ，莱斯分布变为瑞利分布瑞利分布• 强直射波的存在使接收信号包络从瑞利变为强直射波的存在使接收信号包络从瑞利变为莱斯分布莱斯分布• 当直射波进一步增强（ ），莱斯分布将趋进当直射波进一步增强（ ），莱斯分布将趋进高斯分布高斯分布

2

2

2

Alog10dBK

dBK,0A

12

A2

瑞利分布 莱斯分布 高斯分布

图图 2-17 2-17 莱斯分布的概率密度函数莱斯分布的概率密度函数

)0,0()(2

2

02

)(

2

22

rAA

Ier

rpAr

2

2

2A

K

Nakagami-m 分布• 概率密度函数概率密度函数• • 式中 为≥ 的实数， ；式中 为≥ 的实数， ；• • 为伽马函数为伽马函数• 当 时 ，有当 时 ，有• 式中， 为信号的平均功率 式中， 为信号的平均功率 • 形状因子 形状因子

– 意义意义– 参数参数 mm取不同值时对应不同分布，更具广泛性：取不同值时对应不同分布，更具广泛性：

• 当当 mm=1=1 时， 成为时， 成为瑞利分布瑞利分布

• 当当 mm 较大时，接近较大时，接近高斯分布高斯分布

2 2

2

( )

var( )

E rm

r 2( )E r

1

0

( ) m xm x e dx

1

( ) exp( )

m mm s msp s

ms s

2

s E s

2 22 2( ) exp exp

r r r rp r

s s

2 1 22( ) exp

( )

m m

m

m r mrp r

m

21

2 1

Km

K

2.5.6 2.5.6 多径衰落信道的分类多径衰落信道的分类

依据 分类

时间色散频率选择性衰落信道

平坦衰落信道

频率色散快衰落信道

慢衰落信道

是否考虑角度色散

标量信道（时，频）

矢量信道（时、频、空）

TsTs 为信号周期（信号带宽为信号周期（信号带宽 BsBs 的倒数）的倒数） 是信道的时延扩展；是信道的时延扩展； BcBc 为为相关带宽相关带宽通常若 ，可认为该信道是频率选择性的通常若 ，可认为该信道是频率选择性的

平坦衰落和频率选择性衰落平坦衰落和频率选择性衰落频率选择性衰落 平坦衰落

原因信道具有恒定增益和相位的带宽范围小于发送信号带宽 时间色散 码间干扰

信道具有恒定增益和相位的带宽范围大于发送信号带宽

频谱特性 不同频率获得不同增益 在接收端保持不变 条件 Bs> Bc Ts< Bs<< Bc Ts >>

10sT

快衰信道和慢衰信道快衰信道和慢衰信道快衰落 慢衰落

原因 冲激响应变化快于基带信号变化

信道冲激响应变化比不上基带信号变化

条件 Ts>Tc Bs<Bd Ts<<Tc Bs>>Bd

• TTcc 为信道相关时间为信道相关时间• BBDD 为多普勒扩展 为多普勒扩展

衰落特性的特征量衰落特性的特征量

衰落深度

衰落速率

电平通过率

衰落持续时间

衰落速率和衰落深度衰落速率和衰落深度 • 衰落率• 信号包络在单位时间内以正斜率通过中值电平

的次数，即包络衰落的速率– 与发射频率，移动台行进速度和方向以及

多径传播的路径数有关– 平均衰落率

• 衰落深度• 信号有效值与该次衰落的信号最小值的差值。

电平通过率电平通过率• 定义：单位时间内信号包络以正斜率通过某一规定电平值R 的平均次数• 意义：描述衰落次数的统计规律：• 深度衰落发生的次数较少，而浅度衰落发生得相当频繁• 表达式：•

• 式中 为信号包络 r 对时间的导函数• 平均电平通过率• 由于电平通过率是随机变量，通常用平均电平通过率来描述。• 对于瑞利分布可得• 式中 fm 为最大多谱勒频率， • 其中信号平均功率 ， 为信号有效值

r

rmsR

R

2

R

0

222 2dr)r(pr)r(E 2Rrms

衰落持续时间衰落持续时间• 定义：信号包络低于某个给定电平值的概率与该电平所对

应的电平通过率之比• 表达式：• 意义：• 描述了衰落次数的统计规律• 平均衰落持续时间• 衰落是随机发生的，只能给出平均衰落持续时间• 对于瑞利衰落，可得

电平通过率和平均衰落持续时间电平通过率和平均衰落持续时间 负斜率

T

正斜率

t1 t2 t3 t4

1 2 3 4 R

TRn /4)(

4

1

4/)( itRt

T 0

图 2.18 电平通过率和平均衰落持续时间

2.5.8 2.5.8 衰落信道的建模与仿真简介衰落信道的建模与仿真简介• ClarkeClarke 信道模型信道模型• 说明了基于散射时移动台接收信号的场强的说明了基于散射时移动台接收信号的场强的统计特性统计特性：：• 包络服从瑞利分布，相位服从（ 包络服从瑞利分布，相位服从（ 00 ，， 2π]2π] 的均匀分布的均匀分布

– 环境假设环境假设– 有一台具有垂直极化的固定发射机，入射到移动天线的电磁场由有一台具有垂直极化的固定发射机，入射到移动天线的电磁场由 NN个具有个具有任意载任意载

频相位、入射方位角和相等的平均幅度频相位、入射方位角和相等的平均幅度的平面波组成的平面波组成– 推导推导统计特性统计特性

• JakesJakes仿真仿真• 模拟均匀介质散射环境中平坦衰落信道的模拟均匀介质散射环境中平坦衰落信道的复低通包络复低通包络。。

– 方法方法• 用有限个（≥用有限个（≥ 1010个）低频振荡器近似构建一种可分析模型个）低频振荡器近似构建一种可分析模型

– 推导推导接收波形表达式及仿真模型接收波形表达式及仿真模型

ClarkeClarke 信道模型推导接收场强统计特性信道模型推导接收场强统计特性• 对于以第对于以第 nn个角度 到达个角度 到达 xx轴的入射波轴的入射波• 多普勒频移为多普勒频移为• 到达移动台的垂直极化平面波存在和场强到达移动台的垂直极化平面波存在和场强• 分量，即分量，即

• 其中，其中， 是本地场（假设为恒定值）的实数幅度， 表示不同电波幅是本地场（假设为恒定值）的实数幅度， 表示不同电波幅度的实数随机变量， 为自由空间的固定阻抗（ ） 度的实数随机变量， 为自由空间的固定阻抗（ ）

• 第第 nn个到达分量的随机相位个到达分量的随机相位• 对场强归一化，有对场强归一化，有

n

图 2 － 19 入射角到达平面示意图

cosn n

vf

01

cos(2 )N

z n c nn

E E C f t

0

1

sin cos(2 )N

x n n c nn

EH C f t

0

1

cos cos(2 )N

y n n c nn

EH C f t

nC0E

337

2n n nf t 2

1

1N

nn

C

ClarkeClarke 信道模型推导接收场强统计特性信道模型推导接收场强统计特性• 由于多普勒频移相对于载波很小，若由于多普勒频移相对于载波很小，若 NN足够大，三种足够大，三种• 场分量可用窄带高斯随机过程表示场分量可用窄带高斯随机过程表示• 设相位角 在 服从均匀分布设相位角 在 服从均匀分布• 则则 EE 场可用同相和正交分量表示场可用同相和正交分量表示• 式中式中

• •• 具有具有 00 平均和等方差 ，且不相关平均和等方差 ，且不相关

• 接收的接收的 EE 场的包络为场的包络为

• 包络服从瑞利分布 包络服从瑞利分布

• 式中式中

(0,2 ]( ) cos(2 ) sin(2 )z c c s cE T t f t T f t

01

( ) cos(2 )N

c n n nn

T t E C f t

01

( ) sin(2 )N

s n n nn

T t E C f t

sc TT ,

2

z

2s2

s2c E

2

ETT

2 2( ) ( ) ( )z c sE T t T t r t

20

2

E 0,2

1)(

2

2

2

2

22

2

0

22

rer

drerprr

JakesJakes 仿真推导接收波形表达式仿真推导接收波形表达式• 依据依据 ClarkeClarke 模型，接收端波形可表示为经历了模型，接收端波形可表示为经历了 NN条路径的条路径的一系列平面波的叠加一系列平面波的叠加

• 不同路径的附加相移 是相互独立的随机变量，且在 不同路径的附加相移 是相互独立的随机变量，且在 服从均匀分布服从均匀分布

• 将 标准化，功率归一化，得 将 标准化，功率归一化，得

• 式中式中

1

( ) 2 cos( cos )

( ) cos ( )sin

N

n c m n nn

c c s c

R t C t t

X t t X t t

01

( ) cos( )N

D n c n nn

R t E C t t

1

( ) 2 cos( cos )N

c n m n nn

X t C t

1

( ) 2 sin( cos )N

s n m n nn

X t C t

cosn m n

n (0,2 ]

( )DR t

• 假设平面波的假设平面波的 NN个入射角，且在 均匀分布，个入射角，且在 均匀分布，则模型中参数则模型中参数

•

• 代入可得代入可得

Nd

2

2( n = 1,2,... ...,N ) n n

N

2 1 1

2n nC p d dN

(0,2 ]

• 描述平坦衰落的随机信号可以用描述平坦衰落的随机信号可以用 NN个相互独立的随机变个相互独立的随机变量（ ， ， ）表示，所以可以用量（ ， ， ）表示，所以可以用 NN个低频振荡器生成。个低频振荡器生成。

JakesJakes仿真器模型仿真器模型

图 2-12 Jakes仿真器模型

nC n n

2.6 2.6 电波传播损耗预测模型电波传播损耗预测模型• 目的目的• 掌握基站周围所有地点处接收信号的平均强度及变化特点，为网络覆盖的掌握基站周围所有地点处接收信号的平均强度及变化特点，为网络覆盖的研究以及整个网络设计提供基础。研究以及整个网络设计提供基础。

• 方法方法• 分析测试数据归纳出基于不同环境的经验模型，在此基础上对模型进行校分析测试数据归纳出基于不同环境的经验模型，在此基础上对模型进行校

正正• 确定传播环境的主要因素确定传播环境的主要因素

– 地形地形– 天气状况天气状况– 自然和人为的电磁噪声状况自然和人为的电磁噪声状况– 系统的工作频率和移动台运动等因素系统的工作频率和移动台运动等因素

• 本节内容本节内容– 室外传播模型室外传播模型– 室内传播模型室内传播模型– 传播模型校正传播模型校正

2.6.1 2.6.1 室外传播模型室外传播模型

Hata模型

CCIR模型

LEE模型

COST 231 Walfisch-Ikegami 模型

Okumura-Hata Okumura-Hata 模型模型• 路径损耗计算的经验公式路径损耗计算的经验公式

•

• 式中式中 — 工作频率（— 工作频率（ MHzMHz ））• — — 基站天线有效高度（ 基站天线有效高度（ m m ），定义为基站天线实际海拔高度与基站沿传播），定义为基站天线实际海拔高度与基站沿传播

方向实际距离内的平均地面海波高度之差，即方向实际距离内的平均地面海波高度之差，即•

• — — 移动台天线有效高度（移动台天线有效高度（ mm ），定义为移动台天线高出地表的高度），定义为移动台天线高出地表的高度• — — 基站天线和移动台天线之间的水平距离 （基站天线和移动台天线之间的水平距离 （ kmkm ））• — — 有效天线修正因子，是覆盖区大小的函数有效天线修正因子，是覆盖区大小的函数

•

•• • •

terraincellte

retecp

CCdh

hhfdBL

loglog55.69.44

log82.13log16.2655.69

cf

teh

reh

rehd

gaBSte hhh

MHzfh

MHzfh

fhf

h

cre

cre

crec

re

30097.475.11log2.3

3001.154.1log29.8大城市、郊区、乡城

8.0log56.17.0log11.1中小城市

2

2

乡村98.40log33.18log78.4－郊区4.528log2

城市0

2

2

cc

ccell

ff

fC

cellC — — 小区类型校正因子小区类型校正因子

— — 地形校正因子，反映一些重要的地形环境因素对路径地形校正因子，反映一些重要的地形环境因素对路径损耗的影响损耗的影响

terrainC

COST-231 HataCOST-231 Hata 模型模型• 路径损耗计算的经验公式路径损耗计算的经验公式

• 式中 —大城市中心校正因子式中 —大城市中心校正因子

•

• 两种两种 HataHata 模型的模型的主要区别主要区别– 频率频率衰减系数衰减系数不同不同

• COST-231HataCOST-231Hata 模型频率衰减因子为模型频率衰减因子为 33.933.9• Okumura-HataOkumura-Hata 模型的频率衰减因子为模型的频率衰减因子为 26.1626.16

– COST-231HataCOST-231Hata 模型还模型还增加增加了一个大城市中心衰减，大城市中心地区路径损耗了一个大城市中心衰减，大城市中心地区路径损耗增加增加 3dB3dB 。。

Mterraincellte

retec

CCCdh

hhfdBL

loglog55.69.44

log82.13log9.333.4650

MC

市中心大城3

中等城市和郊区0

dB

dBCM

CCIRCCIR 模型模型• 给出了反映自由空间路径损耗和地形引入的路径损耗联合效给出了反映自由空间路径损耗和地形引入的路径损耗联合效

果的经验公式果的经验公式

• 校正因子校正因子

• 下图给出了下图给出了 HataHata 和和 CCIRCCIR 路径损耗公式的对比，路径损耗公式的对比，• 由图可见，由图可见，路径损耗随建筑物密度而增大路径损耗随建筑物密度而增大

Bdh

hhfdBL

te

retec

loglog55.69.44

log82.13log16.2655.6950

百分比被建筑物覆盖区域的log2530 B

图 2 . 21 Hata 和 CCIR 路径损耗公式的对比

LEELEE 模型模型• 优点优点

– 模型中的主要参数易于根据测量值调整，适合本地无线传播模型中的主要参数易于根据测量值调整，适合本地无线传播环境，准确性高环境，准确性高

– 路径损耗预测算法简单，计算速度快路径损耗预测算法简单，计算速度快• 应用应用• 无线通信系统无线通信系统• 分类分类

– LEELEE宏蜂窝模型 宏蜂窝模型 – LEELEE微蜂窝模型 微蜂窝模型

LEELEE 宏蜂窝模型宏蜂窝模型• 决定移动台接收信号大小的因素决定移动台接收信号大小的因素

– 人为建筑物人为建筑物– 地形地貌地形地貌

• 基本思路基本思路• 先把城市当成平坦的，只考虑人为建筑物的影响，在此基础上再先把城市当成平坦的，只考虑人为建筑物的影响，在此基础上再把地形地貌的影响加进来把地形地貌的影响加进来

• 地形地貌影响的三种情况地形地貌影响的三种情况– 无阻挡无阻挡– 有阻挡有阻挡– 水面反射水面反射

无阻挡的情况无阻挡的情况• 考虑地形影响，采用有效天线高度计算：考虑地形影响，采用有效天线高度计算：

• 式中 —天线有效高度 式中 —天线有效高度 • — —天线实际高度天线实际高度• 若 ， 是一个增益若 ， 是一个增益• 若 ， 是一个损耗。若 ， 是一个损耗。

• • 式中式中

)(log20 1'

1 dBhhG

1'h

1h

11' hh

11' hh

GG

01

1'

00

1 loglog20logf

fn

h

h

r

rPP rr

公里1英里或1:0r

MHzf 8500

0

0

30

20

ff

ffn

有阻挡的情况有阻挡的情况•

•

• 式中 为由于山坡等地形阻挡物引起的衍射损耗式中 为由于山坡等地形阻挡物引起的衍射损耗• 计算单个刃形边的衍射损耗如下 计算单个刃形边的衍射损耗如下 • • 、 和 如图所示，并定义一个无量纲的参数 、 和 如图所示，并定义一个无量纲的参数

– 考虑两种情况： 考虑两种情况： a.a. 电波被阻挡， 为负， 为正，接收功率衰减系数电波被阻挡， 为负， 为正，接收功率衰减系数

b. b. 为正， 为负，为正， 为负，

•

0

00

1 loglogf

fnL

r

rPP rr

vL

1r 2r ph

21

112

rrhv p

ph v50.F

ph v

500 .F

2r1r

ph

(a)

(b)

图 2.22 山坡等地形阻挡物引起的衍射损耗

计算单个刃形边的衍射损耗计算单个刃形边的衍射损耗 LLrr

vLr 100

1062050201 vv..logLr

015.0log20 95.02 veL v

r

14.238.01.01184.04.0log20 23

vvLr

4.2225.0

log204

v

vLr

水面反射

• 其中 其中 • ——由于移动无线通信环境引起的衰由于移动无线通信环境引起的衰• 减因子（ ）；减因子（ ）；• — —基站发射功率 基站发射功率 • 、 —分别为基站和移动台的天线增益、 —分别为基站和移动台的天线增益

2

0 4

dPpR

tPtG

mG

0 1 0 t t mP PG G

LEELEE微蜂窝模型微蜂窝模型 • 小区路径损耗预测公式为小区路径损耗预测公式为• 是基站天线有效高度 ，距离基站 处的直射波路径是基站天线有效高度 ，距离基站 处的直射波路径

损耗，是一个双斜率模型 损耗，是一个双斜率模型 • 的理论值为 的理论值为

• 其中 为菲涅尔区的距离 其中 为菲涅尔区的距离

BtAlos LhdLdBL , tAlos hdL ,

th Ad

tAlos hdL ,

fAf

Af

fAA

tAlos

DdD

dD

Ddd

hdLlog

4log20

自由空间由空间传播(4

log20,

rt

f

hhD

4

LEELEE 微蜂窝模型 微蜂窝模型 • 是由于建筑物引起的损耗。是由于建筑物引起的损耗。• 其值首先按图其值首先按图 2-232-23所示计算从基站到所示计算从基站到 AA 点的穿过街点的穿过街

区的总的阻挡长度区的总的阻挡长度 BB ＝＝ a+b+ca+b+c ，再根据，再根据 BB查找曲线图查找曲线图2-242-24 ，可得值。，可得值。

BL

(dA)

A

建筑物

a

b

c

(dA)

B = a+b+c

图 2.23 计算街区建筑物引入的损耗

图 2.24 微小区参数

COST 231 Walfisch-Ikegami COST 231 Walfisch-Ikegami 模型模型• 应用应用

– 用于建筑物高度近似一致的郊区和城区环境用于建筑物高度近似一致的郊区和城区环境– 常用于移动通信系统（常用于移动通信系统（ GSM/PCS/DECT/DCSGSM/PCS/DECT/DCS ）设计）设计– 可以计算基站发射天线高于、等于或低于周围建筑物等不同情况的路径损耗可以计算基站发射天线高于、等于或低于周围建筑物等不同情况的路径损耗

• 两种情况两种情况– 视距传播情况，路径损耗视距传播情况，路径损耗

– 非视距传播情况，路径损耗非视距传播情况，路径损耗

• 式中 式中 LL0 0 —— 由空间损耗由空间损耗• LL1 1 —— 由沿屋顶下沿最近的衍射引起的衰落损耗由沿屋顶下沿最近的衍射引起的衰落损耗

• LL2 2 ——沿屋顶的多重衍射（除了最近的衍射）沿屋顶的多重衍射（除了最近的衍射）

fdL log20log266.42

210 LLLL

111 log20log10log109.16 LhhfwL mR

bfkdkkLL fda log9loglog212

COST 231 Walfisch-Ikegami模型各参数意义• 1 1 • 式中 式中 ww — — 接收机所在的街道宽度（接收机所在的街道宽度（ mm ）） , ,

• hhRR—— 建筑物的平均高度（建筑物的平均高度（ mm ））• hhRR ，， hhmm—— 接收天线的高度接收天线的高度•

• 其中其中ΦΦ — —街区轴线于连结发射机和接收机天线的夹角街区轴线于连结发射机和接收机天线的夹角• 2 2 • 式中 式中 •

•

•

•

• 上面各式中，上面各式中， hhBB 发射天线高度， 发射天线高度， bb 相邻行建筑物中心距离相邻行建筑物中心距离

111 log20log10log109.16 LhhfwL mR

bfkdkkLL fda log9loglog212

9055551114.04

553535075.05.2

3503571.010

11

L

RB

RBRB

hh

hhhhL

,0

,1log1821

kmdhhhhd

kmdhhhh

hh

k

RBRB

RBRB

RB

a

5.0并且,4.054

5.0并且,8.054

,54

RBR

RB

RB

d hhh

hhhh

k ,15

18

,18

大城市,1

9255.1

中等城市和郊区,1925

7.04

f

f

k f

室外传播模型的使用室外传播模型的使用

适用范围适用范围1

应用方法应用方法2

使用及评价使用及评价3

传播模型的适用范围传播模型的适用范围适用范围

传播模型宏蜂窝（ >1km ）微蜂窝（ <1km ）

频率（ MHz ）

天线高度（ m ）

城区 /郊区 /乡村

Hata

Okumura-Hata

宏蜂窝 150－ 1500 基站： 30－ 200

移动台： 1－ 10

城区、郊区、乡村

COST-231 Hata

宏蜂窝 1500 － 2000

基站： 30－ 200移动台： 1－ 10

城区、郊区、乡村

CCIR 宏蜂窝 150 － 2000 基站： 30－ 200移动台： 1－ 10

城区、郊区

LEE

宏蜂窝 450 － 2000 城区、郊区、乡村

微蜂窝分 LOS 和 NLOS

450 － 2000 城区、郊区

WIM 0.02－ 5km

分 LOS 和 NLOS

800 － 2000 基站： 4－ 50

移动台： 1－ 3

城区、郊区

传播模型的应用方法传播模型的应用方法• 基站和移动台之间水平距离基站和移动台之间水平距离 dd （（ kmkm ））

dd≥≥11 宏蜂窝模型 d<5

d≥5

有实测数据并得到 LEE 模型参

数和距离衰减因子

d<1 微蜂窝模型有实测数据 LEE 模型

WIM 模型

LEE 模型

WIM 模型

CCIR 模型

Hata 模型

传播模型的使用及评价传播模型的使用及评价参数易获得，参数易获得，模型易使用模型易使用但未考虑建筑但未考虑建筑物的高度和密度、物的高度和密度、街道的分布和走街道的分布和走向等重要因素的向等重要因素的影响，预测值和影响，预测值和实际值的误差较实际值的误差较大 大

用于建筑物高度用于建筑物高度近似一致的郊区和近似一致的郊区和城区环境城区环境发射天线可以高发射天线可以高于、等于或低于周于、等于或低于周围建筑物围建筑物

适用于有测适用于有测试数据时。主试数据时。主要参数易于根要参数易于根据测量值调整，据测量值调整，准确性高。准确性高。算法简单，算法简单，计算速度快计算速度快

考虑了建筑物密考虑了建筑物密度的影响，引入参度的影响，引入参数数 BB （被建筑物覆（被建筑物覆盖区域的百分比），盖区域的百分比），且易获得且易获得

HataHata模型模型

CCIRCCIR模型模型

LEELEE模型模型

COST COST 模型模型

传播模型传播模型

2.6.2 2.6.2 室内传播模型室内传播模型显著特点显著特点

室内覆盖面积小得多室内覆盖面积小得多收发机间的传播环境变化更大收发机间的传播环境变化更大

常用的几种室内传播模型常用的几种室内传播模型

对数距离路径损耗模型对数距离路径损耗模型EricssonEricsson 多重断点模型多重断点模型

衰减因子模型衰减因子模型

建筑物的布局建筑物的布局建筑材料建筑材料建筑类型建筑类型

影响因素影响因素

对数距离路径损耗模型 Ericsson 多重断点模型

• 对数距离路径损耗模型 对数距离路径损耗模型 • 室内路径损耗遵从公式室内路径损耗遵从公式• 式中，依赖于周围环境和建筑物类型，是标准偏差式中，依赖于周围环境和建筑物类型，是标准偏差

为的正态随机变量为的正态随机变量• EricssonEricsson 多重断点模型 多重断点模型

– 有四个断点，有四个断点，• 考虑路径损耗的上下边界考虑路径损耗的上下边界

– 未考虑对数正态阴影部分未考虑对数正态阴影部分

dBdB Xd

ddPLPL

0100 log10

图 2.17 多重断点室内路径损耗模型

衰减因子模型衰减因子模型• 应用应用• 适用于建筑物内的传播预测。包含了建筑物类型影响以及阻挡物引起的变化，灵活性强。适用于建筑物内的传播预测。包含了建筑物类型影响以及阻挡物引起的变化，灵活性强。• 衰减因子模型衰减因子模型

– 同层建筑物同层建筑物• • 其中 表示同层测试的指数值 其中 表示同层测试的指数值

– 多层建筑物多层建筑物• • 其中 表示基于测试的多楼层路径损耗指数其中 表示基于测试的多楼层路径损耗指数• 室内路径损耗等于自由空间损耗加上附加损耗因子，室内路径损耗等于自由空间损耗加上附加损耗因子，• 并且随着距离成指数增长并且随着距离成指数增长

• 修改得修改得• • 其中其中 αα 为信道衰减常数，单位为为信道衰减常数，单位为 dB/m dB/m MF

SF

dBSFdBdB FAFd

ddPLdPL

00 lg10

00 lg10

d

ddPLdPL MFdBdB

dBdBdB FAFadd

ddPLdPL

00 lg20

传播模型校正传播模型校正• 目的• 使传播模型适应新的无线传播环境• 步骤• 数据准备• 设计方案，进行车载路测，并记录收集本地的测试信号的场强数据。• 路测数据后处理• 对车载测试数据进行后处理，得到可用于传播模型校正的本地路径损

耗数据。• 模型校正• 根据后处理得到的路径损耗数据，校正原有的传播模型中各个数的系

数，使模型的预测值和实测值的误差最小• 举例说明

现网路测数据的传播模型校正现网路测数据的传播模型校正

• 图2.18 传播模型校正的步骤

实测导频路径损耗数据

传播模型校正原始传播模型：系数地物修正

校正后传播模型系数 ( 变化 )地物修正（变化）

电子地图 基站 /扇区 / 天线数据

车载测试

测试数据 GPS调整

第一步：数据准备

第二步：数据后处理

第三步：传播模型校正

数据准备数据准备电子地图与基站数据电子地图与基站数据

• 电子地图–包括地形高度、地物信息等对电波传播有影响的

地理信息– 用于确定测试路径，是进行传播模型校正的必备工具

• 基站数据• 如果路径损耗的采集采取的是现网路测的

方法，还需要得到现网基站数据和天线数据– 基站数据用于锁定导频 PN 和导频污染分析– 天线增益和高度等信息用于路径损耗计算

数据准备数据准备车载测试车载测试

• 类型– CW 测试

• 在典型区域架设发射天线，发射单载波信号，然后在预先设定的路线上进行车载测试，接收并记录各处的信号场强

• 适用于为网络优化提供场强预测– 现网测试

• 在已经运营的 CDMA网络中，通过车载测试手机收集接收并记录各个基站导频信号功率数据

• 适用于为网络规划提供较准确的传播预测

• 测试标准• 为了平均快衰落，得到本地接收信号均值的准确估计，对路测车速和设备采样数据具有严格要求

• 记测试标准 C • • • 车速 (m/s) 、前台测试设备的采样速率 R (个 /s) 和

测试标准 C 的关系C

Rv,C

v

R 或

现网路测数据后处理现网路测数据后处理 • 步骤

–解析数据，得到本地导频接收功率– 根据参数计算路径损耗–对路径损耗实测值进行筛选，删除人为和仪器引起

的错误数据• 测试数据 GPS调整

–目的• 调整测试数据的经纬度，使它和电子地图吻合

–误差的决定因素• 路测使用的 GPS设备的精度

测试数据测试数据 GPSGPS调整举例调整举例

• 电子地图上不同的地表覆盖类型用不同的颜色显示。

• 本例，一般测试点的位置比电子地图的位置偏东约40米，偏北约 40米

图 2.28 GPS调整前测试数据在电子地图上的位置图

图 2.29 GPS调整后测试数据在电子地图上的位置图

模型校正的原理说明模型校正的原理说明 • 不同模型有不同的校正方法。• 由于各模型基本呈线性关系（对于非线性的传播模型，• 可以考虑采用对数形式整体校正得到线性的表达式），• 因此可以考虑采用多元线性回归法进行分析。• 解析式的近似• 对于仅能通过由实验或观测得到的数据点来表示的函数关系，

其解析式 f(x) 是未知的– 方法

• 选取一函数系， ， ，… 构成的函数空间• 来近似表示 f(x), 其中 uj是一些待定的参数

– 确定 的两个原则• 要求通过这m个数据点，即

• 这是插值条件，属于精确计算的范畴• 要求尽可能从每个数据点附近通过（逼近），这是曲线拟和问题

0 x 1 x n x

0

n

j jj

x u x

x m,,,ixuxn

jijji 21

0

模型校正举例模型校正举例• 采用某城市市区地物类型为平行规则建筑群的基站路测数据对 CCIR模型进行校正（现网中心频率 875MHz ），设置校正结束的误差标准差 10dB ，实际校正误差为 4.85dB

模型名称系数

原始 CCIR

模型系数校正后 CCIR

模型系数C1 69.55 69.55

C2 26.16 26.16

C3 -13.82 -13.82

C4 44.9 44.9

C5 - 6.55 - 6.55

C6 - 2.54 - 2.54

C7 1 0.06

C8 0.5 0.5

地物因子 校正后取值内陆水域 0.3

市区开阔地 - 0.28

绿地 - 0.48

高层建筑群 - 0.16

一般规则建筑 - 0.37

平行规则建筑 0.06

大基底、不规则低矮建筑

- -0.71

不规则低矮建筑 - 0.38

模型校正举例模型校正举例

图 2.21 CCIR 模型校正前后预测路径损耗比较 图 2.22 CCIR 模型校正前后预测路径损耗误差均值

模型校正举例模型校正举例

• 实验证明，校正后模型对该城市相同地物类型的基站的传播预测具有良好的普遍适用性

图 2.23 CCIR 模型校正前后预测路径损耗误差标准差