工學博士學位論文

하천 표면 유속 측정용 24GHz 레이더 개발

Development of a 24-GHz Radar for Measuring the Water

Surface Velocity

忠 北 大 學 敎 大 學 院

電波工學科 電波通信工學專攻

李 俊 文

2016 年 2 月.

工學博士學位論文

하천 표면 유속 측정용 24GHz 레이더 개발

Development of a 24-GHz Radar for Measuring the Water

Surface Velocity

指導敎授 安 炳 哲

忠 北 大 學 敎 大 學 院

電波工學科 電波通信工學專攻

李 俊 文

이 論文을 工學博士學位 論文으로 提出함.

2016 年 2 月

本 論文을 李 俊 文의 工學博士學位 論文으로 認定함.

審 査 委 員 長 안 재 형 (인)

審査副委員長 안 병 철 (인)

審 査 委 員 이 동 국 (인)

審 査 委 員 방 재 훈 (인)

審 査 委 員 김 영 민 (인)

忠 北 大 學 敎 大 學 院

2016 年 2 月

- i -

차 례

그림목차 ·························································································································· iii

표목차 ····························································································································viii

Ⅰ. 서 론 ················································································································1

Ⅱ. 하천 유속 측정 레이더 설계 ···································································5

2.1 레이더 시스템 설계 ·························································································5

2.2 RF 송수신부 설계 ·························································································12

가. PLL 모듈 설계 ·······························································································16

나. 증폭기 모듈 설계 ···························································································29

다. 출력신호 제어 모듈 설계 ·············································································34

라. 저잡음 증폭기 혼합기 모듈 설계 ·······························································37

마. IF 증폭기 모듈 설계 ·····················································································43

2.3 송수신 안테나 설계 ·······················································································49

2.4 신호 처리부 설계 ···························································································66

가. MCU 설계 ·······································································································68

나. 통신모듈 설계 ·································································································70

다. 블루투스 모듈 설계 ·······················································································71

라. 틸트센서 설계 ·································································································72

마. 전원모듈 설계 ·································································································73

Ⅲ. 하천 유속 측정 레이더 제작 및 측정 ··············································80

3.1 하천 유속 측정 레이더 제작 ·····································································80

3.2 하천 유속 측정 레이더 측정 ·····································································88

가. 실내 환경 측정 ·······························································································88

나. 실내 유속 측정 ·······························································································95

다. 현장 성능 실험 ·······························································································97

Ⅳ. 결론 ·····················································································································103

참고문헌 ······························································································································

- iii -

그 림 목 차

그림 1.1 10GHz대역 홍수용 전자파 표면유속계 ···································································4

그림 2.1 유속측정 개념도 ···········································································································6

그림 2.2 하천 유속 측정 레이더의 구성블록도 ·····································································7

그림 2.3 RF 송수신부 블록도 ··································································································13

그림 2.4 PLL 모듈 블록도 ········································································································16

그림 2.5 10MHz OCXO Phase Noise 특성 ········································································18

그림 2.6 HMC533의 튜닝 전압과 주파수 관계 ····································································19

그림 2.7 HMC533의 튜닝 전압에 따른 Sensitivity ····························································19

그림 2.8 HMC533의 SSB Phase Noise 특성 ·······································································20

그림 2.9 모델링 된 VCO Phase Noise 특성 ······································································21

그림 2.10 능동형 LPF 회로 ······································································································22

그림 2.11 최종 PLL 회로도 ······································································································23

그림 2.12 최종 PLL의 Phase Noise 특성 ·············································································23

그림 2.13 Phase Noise FM성분 Cancellation 계산결과 ····················································25

그림 2.14 최종 PLL의 PhaseNoise Cancellation ·································································26

그림 2.15 PLL 모듈 회로도 ······································································································27

그림 2.16 초고주파발생기(VCO) 모듈의 내부사진 ·····························································28

그림 2.17 초고주파발생기 모듈의 출력 스펙트럼 ·······························································29

그림 2.18 MC442LC3B 이득 및 삽입손실 ············································································30

그림 2.19 증폭기 모듈 회로도 ·································································································31

그림 2.20 증폭기 모듈 제작 형상 ···························································································32

- iv -

그림 2.21 증폭기 모듈 측정 결과. (a)입력단 삽입손실 측정 결과, (b) 출력단 삽입손

실 측정 결과, (c) 이득 측정 결과, (d) Invers Isolation 측정 결과 ··· 32,33,34

그림 2.22 HMC712LP3C 가변 감쇠특성 ················································································35

그림 2.23 출력신호 제어 모듈 회로도 ···················································································36

그림 2.24 HMC517LC4 이득 및 삽입손실 ············································································37

그림 2.25 HMC517LC4 Noise Figure 특성 ··········································································38

그림 2.26 HMC292LC3B 격리도 특성 ···················································································39

그림 2.27 HMC292LC3B 변환손실 특성 ···············································································40

그림 2.28 저잡음 증폭기 혼합기 회로도 ···············································································41

그림 2.29 혼합기 모듈 제작사진 ·····························································································42

그림 2.30 혼합기 모듈의 변환손실 측정결과 ·······································································42

그림 2.31 IF 증폭기 전압노이즈 ·····························································································43

그림 2.32 IF 증폭기 전류노이즈 ·····························································································44

그림 2.33 Active HPF 회로도 ·································································································45

그림 2.34 설계된 IF 증폭기 내부 구성 ·················································································46

그림 2.35 HPF 차단주파수 변화에 대한 노이즈 분포 특성 ·············································47

그림 2.36 최종 IF 증폭기 모듈 회로도 ·················································································48

그림 2.37 송수신 안테나 전체 모델링 형상 ·········································································49

그림 2.38 단일 슬롯 안테나 설계변수 ···················································································51

그림 2.39 T-형 등가회로 ··········································································································52

그림 2.40 오프셋 및 슬롯 길이에 따른 어드미턴스. (a) 오프셋 길이에 의한 컨덕턴스

변화, (b) 오프셋에 따른 공진 길이 변화, (c) 슬롯 길이에 따른 어드미턴스

변화 ······························································································································53

- v -

그림 2.41 길이 방향 배열설계 ·································································································54

그림 2.42 안테나 S11 해석결과 ·······························································································55

그림 2.43 마이크로스트립 선로-도파관 변환기. (a) 정면도, (b) 측면도 ·····················56

그림 2.44 마이크로스트립 선로-도파관 변환기 반사손실 ·················································57

그림 2.45 마이크로스트립 선로-도파관 변환기 삽입손실 ·················································57

그림 2.46 전력분배기 형상. (a) 정면도, (b) 측면도 ···························································58

그림 2.47 전력분배기 반사손실 ·······························································································59

그림 2.48 전력분배기 전달손실 ·······························································································59

그림 2.49 안테나 및 디바이더 결합된 형상. (a) corrugation 있음, (b) corrugartion 없

음 ··································································································································60

그림 2.50 안테나 격리도 비교결과 ·························································································61

그림 2.51 설계된 안테나 방사패턴. (a) 수평패턴, (b) 수직패턴 ···································62

그림 2.52 안테나 제작 형상. (a) 정면, (b) 후면 ·································································63

그림 2.53 제작된 안테나 측정결과. (a) 수신 안테나 측정결과, (b) 송신 안테나 측정

결과 ····························································································································64

그림 2.54 송수신 안테나 격리도 측정결과 ···········································································65

그림 2.55 신호처리부 구성 방안 ·····························································································67

그림 2.56 유속측정 절차도 ·······································································································68

그림 2.57 MCU 회로도 ··············································································································69

그림 2.58 RS422 회로도 ············································································································70

그림 2.59 RS232 회로도 ············································································································70

그림 2.60 블루투스 모듈 회로도 ·····························································································72

그림 2.61 틸트센서 모듈 회로도 ·····························································································73

- vi -

그림 2.62 전원모듈 구성도 ·······································································································75

그림 2.63 LM2611 Typical Application Circuit ··································································77

그림 2.64 전원부 회로도1 ·········································································································78

그림 2.65 전원부 회로도2 ·········································································································79

그림 3.1 하천 유속 측정 레이더 본체 기구물. (a) 전면, (b) 후면 ····························80,81

그림 3.2 SMT 공정 후 제작 된 모듈 PCB. (a) 오실레이터, (b) PLL, (c) VCO 및 증

폭기, (d) IF 증폭기,(e) 전원, (f) 블루투스, (g) 틸트센서, (h) MCU 및

RS232 신호처리기 ··································································································81,82

그림 3.3 제작된 RF 기판 (a) 마이크로스트립 라인, (b) 디바이더, (c) 마이크로스트립

라인 도파관 변환기, (d) LPF ··················································································83

그림 3.4 조립된 하천 유속 측정 레이더 본체. (a) 전면, (b) 후면 ·······························84

그림 3.5 하천 유속 측정 레이더 형상 ···················································································85

그림 3.6 하천 유속 측정레이더 본체의 내부 구성품 ·························································86

그림 3.7 제작된 하천 유속 측정 레이더 시스템의 전체 형상 ·········································87

그림 3.8 실내 유속 측정 Setup ······························································································88

그림 3.9 유속측정 출력을 FFT로 신호처리한 스펙트럼 사진 ·········································89

그림 3.10 간이 성능시험용 송수신기의 IF출력 ···································································90

그림 3.11 IF출력을 샘플링하여 FFT한 결과 스펙트럼 ·····················································90

그림 3.12 측정 제어용 GUI 화면 ····························································································91

그림 3.13 송수신기 최총 출력. (a) 송신기 최종 출력, (b) 수신기 최종 출력 ··········· 92

그림 3.14 최종 출력단 Phase Noise 측정 ············································································93

그림 3.15 안테나 유/뮤에 따른 Noise Floor. (a) 안테나가 없는 경우, (b) 안테나가 있

는 경우 ························································································································94

- vii -

그림 3.16 실내 유속 측정 실험 환경. (a) 레이더 후면 환경, (b) 레이더 정면 환경 · 95

그림 3.17 건설기술연구원 측정 결과 ·····················································································96

그림 3.18 수산과학원 측정 결과 ···························································································97

그림 3.19 현장 성능 실험 환경. (a) 대전 갑천, (b) 대청댐 방류지역, (c) 대청댐 하류

지역, (d) 평택 진위천 ·························································································98,98

그림 3.20 현장 성능 시험에서 획득한 IF출력신호 ···························································100

그림 3.21 현장 성능 시험에서 획득한 IF 출력신호를 FFT한 결과 ·····························100

그림 3.22 현장 성능 시험 당시 GUI 화면 ··········································································101

- viii -

표 목 차

표 2.1 하천 유속 측정 레이더의 설계 규격 ···································································9

표 2.2 수신감도 및 노이즈 계산 ···················································································10

표 2.3 거리별 수신감도 계산 ························································································11

표 2.4 도플러 주파수 계산 ····························································································12

표 2.5 수신기 Budget 계산 ···························································································15

표 2.6 OCXO datasheet의 Phase Noise 및 Leeson 모델링 정수값 ··························17

표 2.7 ADIsimPLL에서 VCO 모델링의 정수 값 ·························································21

표 2.8 누설전력에 의한 DC크기 계산 ··········································································26

표 2.9 HMC442LC3B 증폭기 전기적 특성 ···································································30

표 2.10 HMC712LP3C 가변감쇄기 전기적 특성 ··························································35

표 2.11 HMC517LC4 저잡음 증폭기 전기적 특성 ·······················································38

표 2.12 HMC292LC3B 혼합기 전기적 특성 ·································································40

표 2.13 최적화된 한줄 배열 설계 치수 ········································································54

표 2.14 주요 전력소모 부품의 사용 전압 및 소모 전류 ·············································74

표 3.1 하천 유속 측정 레이더 제작 결과 ··································································102

- 1 -

하천의 유량은 용수 공급 목적의 이수 관리나 하천 정비 및 제방축조와

관련된 치수 관리에 가장 중요한 물리량이다. 기존에 프로펠러의 회전에 의해

서 유속을 측정하는 기계적인 작동방식에서 ADV (acoustic doppler

velocimeter)나 ADC (acoustic doppler current meter) 등 음파를 이용하여 유

속을 측정하는 전자적인 방식으로 기술적인 발전이 이루어졌으나, 이러한 기

기를 이용하여 유속을 측정하기 위해서는 실무자가 기기를 가지고 하천에 직

접 들어가서 유속을 측정해야만 한다. 또한 ADCP (acoustic doppler current

profiler)의 경우에는 음파를 이용하는 전자적 방식의 유속 및 유량측정 기기

이나 이 역시 홍수시에는 기기망실의 위험성이 커서 기기의 활용이 제한적이

다.

하천 유량 측정 업무는 1960년대 말의 다목적 댐 건설 및 유역 조사 사

업, 치수 사업 등과 더불어 수행되어 왔는데, 홍수 유량 측정은 여전히 큰 어

려움으로 남아 있다. 유량측정 실무자들은 현재 사용하고 있는 프로펠러 유속

계-권양기 체계로서 하천의 홍수 유량을 측정하는데 큰 어려움을 느끼고 있

다. 유속계-권양기 체계는 차량에 탑재하므로 이동성은 좋으나 홍수 유속측정

시 빠른 유속에서 야기된 항력이 너무 커서 장비뿐만 아니라 유량측정 실무자

까지도 매우 위험하게 되는 단점이 있다. 따라서 홍수기에는 전통적인 방법인

부자측정법을 많이 이용하고 있다. 부자측정법의 적용 시에 측정인원이 많이

소요되는 점, 수심별로 부자를 준비해야 하는 점 및 대하천에서 주간 및 야간

측정 시 식별이 어려운 점 등 여러 가지 애로사항이 상존한다. 이러한 여건에

도 불구하고 국내에서는 별다른 대안이 없이 대체로 홍수 유량 측정 업무에

- 2 -

부자를 사용하고 있다.

국내에서는 대체로 홍수 유량 측정 업무에 부자를 사용하고 있는 것을

보면 홍수 유속 측정에 뾰족한 대안이 희소함을 잘 나타내고 있다. 이러한 실

정을 감안하여 1993년 말부터 물과 접촉하지 않고 하천 홍수 유속을 측정할

장비를 개발하여 왔으며 1994년에는 실험용 측정 체계 개발에 성과를 거두었

다. 즉 초고주파(microwave) 전자파의 도플러 현상을 하천 유속 측정에 응용

한 장비를 개발하여 실험하여 왔다. 이 측정 장비는 보통의 측량 삼각대 위에

트랜실과 유사한 형태의 수직/수평 측각부를 부착하고서 최근 일반 가정에서

사용하고 있는 포물형 위성 수신 안테나와 비슷한 전자파 안테나를 그 위에

얹어 놓은 형태를 갖추고 있다. 기존에 개발된 전자파표면유속계는 개발목적

이 홍수시만 사용하는데 초점을 두었으며 저유속 측정이 필요한 상황에서는

다른 방식의 측정 장비를 이용해왔다[1]. 실제 현장에서 유속 측정시 여러 가

지 형태의 유속계를 운반해야하는 번거로움이 있으며 또 여러 종류의 장비를

구비해야 하며 서로 다른 장비의 사용방법도 같이 익혀야 함으로 업무효율이

상당히 떨어지는 안고 있었다. 이와 같은 이유로 전자파표면유속계의 측정 범

위가 0.05M/sec 에서 10M/sec 까지 측정 가능하다면 위에서 열거한 문제점들

을 해결하는 효과적인 해법이 될 수 있다고 본다.

2007년도에는 기존 이동식 전자파표면유속계의 실무자들의 유량측정환

경이 열악함을 고려하여 각 측선마다 기계를 설치해야하는 번거로움을 개선코

자 유속을 0~20 °이내의 범위에서 편각으로 측정할 수 있는 편각측정 전자파

표면유속계를 개발하였다[2]. 이 편각측정 전자파표면유속계는 임의의 측선에

서 편각으로 유속을 측정하기 때문에 한 지점에서 여러 측선의 유속을 측정

할 수 있어, 기존의 이동식 전자파표면유속계를 이용한 유량측정보다 그 효율

- 3 -

성이 뛰어나고 따라서 열악한 환경에서 유량측정을 단시간 내에 마칠 수 있

다. 최근 들어 이미지 해석방법인 LSPIV(large scale particle image

velocimetry)가 개발되어 물과 비접촉식으로 유량을 측정하고는 있으나 이 방

법 또한 여러 가지 제약조건이 있어 전면적인 적용이 용이하지 못한 실정이

다.[2][3]

현장에서 전자파표면유속계를 사용함에 있어서 존재하는 단점을 개선하

기 위하여 2010년부터 한국수자원공사와 (주)뮤트로닉스에서 저속측정도 가능

한 전자파표면유속계의 연구개발에 착수하였다. 기존에 개발된 10GHz 대역 홍

수용전자파 유속계의 사진은 그림 1.1 과 같다. 그림에서도 보여 지듯이 기존

유속계는 부피가 크고 무겁고 유저 단말기와 유선 케이블로 연결을 하여야 하

며 편각 및 틸트각의 측정이 어렵다. 따라서 새로 착수한 연구의 주요개발 목

적은 저유속 측정이 가능해야 하며 각종 사용자 편의기능이 추가 되어야 한

다.

일반 도플러 속도 측정 레이더와의 차이점은 측정해야 하는 속도의 범

위가 넓고 목표물인 물표면의 RCS가 극히 작으며 특히 저속에 해당되는 도

플러 주파수가 DC에 근접해 있으므로 검출 및 분해가 어렵다. 본 논문에서는

PLL을 이용한 신호원을 사용하여 주파수의 안정도를 확보하였다. 또 송수신

안테나의 분리를 통하여 단일 안테나 방식의 레이더 구성에 비교하여 더 큰

송수신 격리도를 확보하였다. 안테나 FBR을 향상시켜 주변환경의 영향을 최

소화 하였으며 신호처리부에서 Trace Smoothing 과 Frame average 를 적용하

여 현장에서 발생하는 순간 노이즈에 대한 억제력을 높였다. 또한 설계 제작

된 유속계가 상용품으로의 가치를 높이기 위하여 장비의 소형화 경량화에도

노력을 하였다. 사용자의 편의를 위하여 불루투스 통신모듈을 이용하여 측정

- 4 -

된 유속값을 실시간으로 단말기(갤럭시 탭)와 연동하여 보여주고 기록되도록

설계하였다. 측정 장소가 자주 변경되므로 이동식 단말기에 내장되어 있는

GPS 위치정보도 유속 데이터와 같이 기록되도록 설계하였다. 야외측정이 대

부분이므로 장비의 방수도 기본으로 고려되었다.

본 논문은 다음과 같이 구성되었다. 2 장에서는 레이더 구성품의 설계에

대하여 다루고 있으며 시스템설계 하드웨어 부품설계 신호처리부 설계가 포함

되어 있다. 3 장에서는 레이더의 제작 및 측정결과를 보여줌으로서 설계의 타

당성을 증명하였다. 4 장에서는 최종 결론을 제시하였다.

그림 1.1. 10GHz대역 홍수용 전자파 표면유속계

- 5 -

본 절에서는 레이더 시스템의 설계에 대하여 다룬다. 수면의 유속 측정

은 수면으로 조사되는 전자파의 도플러 효과를 이용한다. 즉, 흐르는 수면으로

전자파를 방사하면 거친 수면에서 일부가 반사되어 안테나로 돌아오고 반사파

에는 도플러 효과에 의해 표면유속에 비례하는 주파수 천이가 나타난다. 이

때 기존 주파수와 반사된 주파수의 차이를 도플러 주파수라 하며 이를 이용하

여 유속을 계산할 수 있다[4]. 그림 2.1은 하천 유속 측정 레이더를 이용하여

유속을 측정하는 개념도이다. 하천 유속 측정 레이더는 수면으로부터 일정 높

이 위에 배치되고, θ만큼 수면을 향해 기울어져 있다. 수면은 v의 유속 값을

가지며 하천 유속 측정 레이더로부터 방사된 전자파는 F 의 주파수를 갖고 수

면을 맞고 되돌아오는 반사파는 F ’의 주파수를 가진다. 이 때 하천 유속 측정

레이더의 마이크로컴퓨터는 수신신호를 고속 퓨리에 변환 방법을 적용하여 도

플러 주파수 Fd를 검출하고 아래 식 (2.1)으로부터 유속 v를 계산한다.

- 6 -

그림 2.1. 유속측정 개념도

cos

(2.1)

그림 2.2 는 본 논문에서 제안한 하천 유속 측정 레이더의 구성도이다.

하천 유속 측정 레이더는 안테나, 초고주파 센서, Pan/Tilt 센서, 신호처리부,

전원부 등으로 구성된다.

- 7 -

안테나 초고주파 센서 신호처리

사용자

인터페이스

Pan / Tilt

Mount

· GPS Sensor

· Pan / Tilt Sensor

사용자

Terminal

Battery &

Power Supply

- Option

· 진동 Sensor

· Air Flow Sensor

그림 2.2. 하천 유속 측정 레이더의 구성블록도

안테나는 격리도 향상을 위해 송/수신 분리형을 적용하는 것이 유리하다.

송신안테나는 전자파를 방사하고 수신안테나는 수면의 반사파를 받아들이는

역할을 한다. 초고주파 센서는 송/수신부 및 도플러 검출부로 구성되며 송신

부는 전자파를 발생시켜 증폭한 후 안테나로 송신하고, 수신부는 수신신호를

송신신호와 동일한 주파수 성분으로 혼합하여 도플러 주파수 대역으로 변환한

후 도플러 검출부로 전송한다. 도플러 검출부로 전송된 신호는 도플러 신호와

안테나 부엽에서 수신된 주변의 클러터 및 송신신호의 누설성분 등이 포함되

어 있다. 따라서 도플러 검출부는 저잡음 증폭기와 도플러 필터를 통과시켜

물 표면으로부터의 도플러 주파수 성분만을 검출하고 고이득 증폭기를 거쳐

신호처리하기 적합한 신호의 세기로 증폭한 후 신호처리부로 전송한다.

신호처리부는 A/D 변환기와 마이크로컴퓨터 등으로 구성되며 증폭 된

- 8 -

도플러 신호는 A/D변환기에서 디지털 데이터로 변환하여 신호처리부의 내부

플래시메모리에 저장된다. 마이크로컴퓨터는 저장 된 디지털 데이터를 고속

퓨리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)하여 도플러 주파수 성분으로 변

환하고 변환된 주파수 성분을 속도정보로 환산한다. 속도환산은 송신파의 물

표면 입사각 정보가 계산에 포함되며 입사각은 하천 유속 측정 레이더 내부의

pan/tilt 센서를 통해 얻는다.

표 2.1은 본 논문에서 제안된 하천 유속 측정 레이더의 설계 규격이다.

하천 유속 측정 레이더의 주파수는 아래 내용을 고려해야한다. 유속은 측정

시 느릴 경우 수면이 매끈하고 반사파의 크기가 작다. 또한 속도와 비례하게

나타나는 도플러 주파수가 낮아지는 경향이 있다. 도플러 주파수가 낮아질 경

우 초고주파 센서는 이를 측정하기 어렵다. 그 이유는 DC에 근접할수록 1/f

Noise 의 영향을 많이 받고 또 유한한 Isolation 에 의한 누설신호가 DC 성분

을 발생시킨다. 따라서 Isolation 정도에 따라 DC성분의 크기가 결정되며

PhaseNoise 성분 중에서 Cancelation 이 되지 않는 AM Noise와 1/f Noise 가

측정영역에 영향을 주게 된다. 따라서 느린 유속을 측정하기 위해서는 송/수

신 전자파의 주파수를 높여 도플러 주파수를 높게 할 필요가 있다. 하지만 무

한대의 송/수신 전자파의 주파수를 가질 수 없으므로 성능, 구현의 용이성, 전

자파 인증 안테나 크기 등 다 방면의 고려를 거쳐서 ISM 대역인 24.125GHz

를 중심 주파수로 선정하였다.

- 9 -

표 2.1. 하천 유속 측정 레이더의 설계 규격

항 목 설계 규격 비고

주파수 24GHz(Ka-대역)

유속 측정 범위 0.05 ~ 10.0 m/s

측정 거리최대 100m 유속 < 0.5m/s

최대 200m 유속 > 0.5m/s

측정 정확도±0.01 m/sec

(or ±10%)유속 < 0.1m/s

유속 측정 범위는 일반적인 하천의 최소/최대 유속을 고려하여 0.05 ~

10.0m/s 로 하였다. 또한 하천 유속 측정 레이더의 설치 위치는 일반적으로 교

량 및 다목적 댐 등 수면으로부터 100m이내에 배치되기 때문에 최대 측정

거리를 100m로 하였다.

위의 설계규격을 만족하는 하천 유속 측정 레이더를 설계하기 위해 식

(2.2)의 레이더 방정식을 이용하여 수신 전력을 계산하였다. 표 2.2 는 안테나

설치 지점에서 계산된 최소 수신 전력과 잡음 전력을 계산한 결과이다.

(2.2)

- 10 -

표 2.2. 수신감도 및 노이즈 계산

구분 수치 단위데이터입력

구분 입력값 단위

(4π)-3 -33.0 dB

P t 송신출력 17.0 dBm P t 50.0 mW

Gt송신안테나

이득27.0 dBi

수평빔폭(3dB) 10.0

degree수직빔폭(3dB) 5.0

Gr수신안테나

이득27.0 dBi

수평빔폭(3dB) 10.0

수직빔폭(3dB) 5.0

λ2 파장 -38.1 dBsm freq 24.0 GHz

σ RCS -50.0 dBsm σ 0.00001 m2

(4π)-3P tGtGrλ2σ -50.0 dBm

k Boltzmann 상수 -198.6 dBm

To 온도 24.6 dB

B 수신대역폭 3.0 dB

Fn수신단

잡음지수40.0 dB 10,000 Hz

kToBFn -131.0 dBm

수면에서의 반사계수는 변화가 많기 때문에 Dynamic 범위가 상당히 넓다.

반사계수에 영향을 주는 변수로는 입사각, 파도의 크기 및 형상, 신호의 편파

등이 영향을 주게 된다. 실제 측정환경에서의 수면은 변화가 많으며 특정한

반사계수 혹은 RCS의 예측 및 측정이 어렵다[5][6][7].

본 논문에서 제시한 하천 유속 측정 레이더는 RCS -50dBsm의 수면에

서의 반사 신호를 감지하는 것을 목표로 하고 있다. 1m 거리에서 -50dBsm

RCS로 부터의 수신신호를 계산하면 -50dBm이 된다. 장비의 측정거리는 최

대 100m를 목표로 하고 있으며 거리를 고려한 수신신호의 크기는 표 2.3에

나와 있다. 1kHz의 수신 대역폭을 가정하고 Noise Floor 크기를 계산하게 되

면 -131dBm이 된다. 계산된 Noise Floor 크기와 수신신호의 차이를 비교하여

- 11 -

아래 표 2.3 과 같이 수신기 SNR을 나타낼 수 있다.

표 2.3. 거리별 수신감도 계산

표적거리 R(m) 수신감도 Pr(dBm) S/N(dB)

10 -90.0 40.9

20 -102.1 28.9

30 -109.1 21.8

40 -114.1 16.8

50 -118.0 13.0

60 -121.2 9.8

70 -123.9 7.1

80 -126.2 4.8

90 -128.2 2.8

100 -130.0 0.9

본 논문에서 제안한 하천 유속 측정 레이더의 유속 측정 범위는 0.05 ~

10m/s 이다. 이 때 유속이 0.05m/s 에서 10m/s 로 변할 경우 도플러 주파수는

8Hz - 1.6kHz 범위를 갖는다. 아래 표 2.4 는 도플러 주파수의 계산 값을 보

인 것으로 유속에 해당되는 도플러 주파수의 범위는 거리별 수신감도와 같이

송수신기의 핵심 설계 변수이다. 핵심 설계 변수로부터 송수신기의 샘플링 주

파수, 수신기 필터의 구성, 송수신격리도, ADC bit 수 등이 결정 된다. 이상의

내용을 고려하여 RF 송수신부, 안테나, 신호처리부, 인터베이스, 전원모듈 등

을 설계해야 한다.

- 12 -

표 2.4. 도플러 주파수 계산

도플러 주파수, fd = 2VrfT/c

구분 단위 수치

Vr m/s최소 중간 최대

0.05 1.00 10.00

fT GHz 24.0

c m/s 3.00E+0.8

fd Hz 8.0 160.0 1,600.0

그림 2.3은 본 논문에서 제시한 하천 유속 측정 레이더의 RF 송수신부

의 블록도이다. RF 송수신부의 송신부는 PLL모듈, 증폭기 모듈, 전력 분배기

모듈, 출력신호 제어 모듈, LPF 모듈 및 Tx안테나로 구성된다. PLL 모듈은

24 GHz 신호를 생성시키고 증폭기 모듈을 통해 신호의 전력을 크게 한다. 증

폭기 모듈에서 출력된 신호는 송신 경로와 수신단의 RF 신호에 LO 신호를

공급하기 위해 전력 분배기 모듈에 연결된다. 즉 전력 분배기 모듈의 출력 중

1 개 신호는 출력신호 제어모듈과 필터 모듈을 통과하여 안테나로 송신되고

다른 1개 신호는 수신단의 혼합기에 연결된다.

송신부를 통해 송출 된 전자파는 하천의 유속을 감지하고 도플러 주파

수가 포함된 신호를 수신 안테나로 얻는다. 수신 안테나에 입사된 신호는 저

잡음 증폭기와 혼합기를 통해 IF 주파수로 변환되고 각각 3 개단으로 구성된

필터와 중간 주파수 증폭기를 거쳐 최종 출력된다.

- 13 -

그림 2.3. RF 송수신부 블록도

- 14 -

블록도에서 RF 소자 하단에 제시한 파란색 숫자는 각각의 이득이다.

PLL 모듈은 출력 전력 10dBm을 갖는 24GHz 대역 신호를 생성하고 증폭기

모듈에 공급한다. 증폭기 모듈은 22dB 신호를 Tx 출력 크기 및 Mixer 의 Lo

Driving 에 충분한 출력을 제공할 수 있도록 증폭시켜 준다. 출력 신호 제어모

듈은 아날로그 제어방식의 30dB 가변감쇠기와 12dB 고정Gain 증폭기로 구성

되었으며 27dB 의 출력 동적 범위를 확보한다. LPF 모듈은 송수신기에서 발

생하는 고조파를 제거하는 역할을 한다. LNA 모듈은 수신안테나를 통하여 수

신되는 미약한 신호를 증폭하고 우수한 SNR값을 얻기 위해 작은

NoiseFigure 를 가져야 한다. 중간 주파수 증폭 모듈은 미세한 수신 신호의 검

출을 위하여 충분한 증폭을 하여야 하고 또 큰 신호의 수신 시 포화상태가 되

지 않도록 수신 신호의 크기에 따라서 이득이 가변 되도록 설계하였다. 표

2.5 는 RF 수신부의 링크 버짓 계산 결과이다. 전체 수신기의 이득은 41dB 이

고 잡음 지수는 7.15dB 이다.

- 15 -

표 2.5. 수신기 Budget 계산

구분 단위상태

#0

상태

#1

상태

#2

상태

#3

상태

#4

상태

#5

상태

#6

상태

#7

소자 - LNA Mixer LPF AMP AMP LPF AMP LPF

이득 dB 19 -9 -3 10 20 -3 10.0 -3.0

잡음지수 dB 2.5 8.0 3.0 6.0 6.0 3.0 6.0 3.0

입력 파워 dBm -120.0 -101.0 -110.0 -113.0 -103.0 -83.0 -86.0 -76.0

출력 파워 dBm -101.0 -110.0 -113.0 -103.0 -83.0 -86.0 -76.0 -79.0

총

잡음지수dB 7.15

총 이득 dB 41.0

- 16 -

RF 송수신부 중 PLL 모듈에 사용되는 초고주파 발생기는 VCO, DRO

등으로 구현할 수 있다. 하천 유속 측정 레이더의 송신부에서 사용된 PLL 모

듈은 일정 수준의 측정 정확도를 확보하기 위해 충분한 안정도를 가져야 한

다. 수신기에서 송신 누설전력에 의한 DC신호의 SSB 위상 잡음을 줄이기 위

해 주파수 발생원으로 OCXO(Oven-Controlled Crystal Oscillator)를 이용하였

다. 여러 대의 도플러 유속계를 인근 지역에서 사용할 경우 발생할 수 있는

계기간의 상호 간섭을 억제하기 위해 PLL 합성기를 이용하여 서로 다른 주파

수를 갖는 50 개 이상의 채널이 생성되도록 하였다.

그림 2.4 는 본 논문에서 설계된 PLL 모듈의 블록도이다. 설계된 PLL

모듈은 10MHz 의 기준 주파수(Ref.)를 갖는 OCXO 기준 발진기, RF 및 기준

주파수를 비교하기 위한 위상 검출기, 비교된 위상 신호를 기반으로 회로에

흐르는 전류를 제어하는 charge pump 회로, VCO 칩셋, VCO에 인가되는 전

압을 증폭하기 위한 Op-Amp, 저역통과필터(LPF) 등으로 구성된다.

그림 2.4. PLL 모듈 블록도

- 17 -

본 논문에서 설계된 PLL 합성기는 기준 주파수원으로는 주파수 10MHz

를 갖는 Micro Crystal 사의 OCXO(Oven Controlled Crystal Oscillator: 모델

명=DIL14)를 이용하였다. 기준주파수원으로 사용된 OCXO는 0.7ppm 미만의

주파수 안정도를 갖고 10Hz 오프셋에서 위상 잡음이 -110dBc/Hz 이하이다. N

분주 주파수 합성기로는 입력 주파수 범위가 0-4GHz 이고 16 분주 출력을 갖

는 ADI 사의 ADF4154 를 이용하였다. 24GHz 대역 VCO는 동일 업체에서 제

공하는 HMC533 칩셋을 이용하였다.

PLL 모듈 설계에는 ADI 사에서 제공하는 ADIsimPLLTM 프로그램을

이용하였다. 표 2.6은 기준 주파수로 적용된 OCXO의 주요 정보와 Leeson

모델링 정수 값이다.

표 2.6. 선정된 OCXO 부품의 위상 잡음 특성 및 Leeson 모델링 정수값[8]

OCXO 위상잡음 Leeson 모델링 정수값

주파수

오프셋위상 잡음 위상 잡음 Leeson

10Hz -110dBc/HzRenonator

Power0dBm

100Hz -135dBc/Hz Loaded Q 400

1kHz -145dBc/Hz Noise Figure 3dB

10kHz -150dBc/Hz Flicker Conner 10Hz

그림 2.5 는 ADIsimPLLTM에서 계산된 10MHz OCXO의 위상잡음 특성

이다. Leeson 의 모델링 정수를 반영한 계산 결과와 데이터시트에서 제공하는

위상 잡음 특성이 거의 일치함을 알았다.

- 18 -

1 10 100 1k 10k 100kOffset Frequency-180

-170-160-150-140-130-120-110-100-90-80

SSB Phase Noise (dBc/Hz)

Reference Phase Noise at 10.0MHz

그림 2.5. 10MHz OCXO의 위상잡음 특성

그림 2.6은 본 논문에서 적용된 VCO 칩셋(HMC533)의 튜닝 전압과 주

파수의 관계이다[9]. 주파수 24.25GHz 를 얻기 위한 튜닝전압은 고온(85°C)의

경우 5.5V 이다. 본 논문에서 선정된 PLL 칩셋의 동작 전압이 최대 5V이다.

이 경우 charge pump 회로의 최대 출력 전압이 5V로 제한되므로 OP-Amp

회로를 이용하여 5.5V 이상이 되도록 하였다.

Charge pump 회로의 출력을 5.5V 이상으로 높이기 위한 OP Amp 칩셋

으로는 ADI 사의 AD8610 을 이용하였다. OP-Amp 칩셋에 인가되는 바이어스

전압은 -5V에서 6V 사이에서 결정되도록 설계하였다. OP-Amp 를 거친

charge pump 출력은 최대 6V까지 도달되므로 VCO 튜닝 전압 범위를 만족

한다. 그림 2.7은 VCO의 튜닝전압에 따른 민감도로 중심 주파수에서

220MHz/V 이다. 그림 2.8은 VCO의 SSB 위상 잡음 특성이다.

- 19 -

그림 2.6. HMC533의 튜닝 전압과 주파수 관계

그림 2.7. HMC533의 튜닝 전압에 따른 Sensitivity

- 20 -

그림 2.8. HMC533의 SSB Phase Noise 특성

앞서 살펴본 전압제어발진기(VCO)의 특성을 바탕으로 ADIsimPLLTM

프로그램을 이용하여 전체 PLL 모듈을 모델링하였다. 표 2.7은 PLL 모듈의

모델링 과정에서 사용된 VCO 정수 값들이다. 표 2.7 에서 제시된 정수값들을

바탕으로 계산된 VCO의 위상 잡음 특성은 그림 2.9와 같다. 다음으로 VCO

의 16 분주 출력을 PLL 모듈의 RF 포트에 입력한 후 Prescaler 를 계산 과정

에 추가하여 위상 잡음을 계산하였다.

VCO 튜닝 전압을 증가시키기 위해 적용되는 Op-amp 의 입력단에는 기준

주파수 발진기(OCXO)에서 발생되는 신호의 위상 잡음 특성을 유지하기 위해

능동형 LPF를 부착하였다. 실제 유속의 IF 대역은 8Hz-1.6kHz 이므로 수신기

IF단에서 위상 잡음의 영향은 매우 크다. 따라서 LPF 대역폭을 1.6kHz 이상

만 가져가면 24GHz 출력의 위상 잡음 특성은 OCXO의 체배 특성을 따르게

된다. 이 때 Phase margin은 45 도, LPF 대역폭은 20kHz로 정하였다. 본 논

- 21 -

문에서 설계된 LPF는 능동형 OP amp와 수동형 LPF 2단으로 구성된다.

표 2.7. ADIsimPLL에서 VCO 모델링의 정수 값

회로 정수 정수 값

Kv 220MHz/V

V1 3.6V

F 1 24GHz

V2 5V

F 2 24.25GHz

Input Cap 5.5pF

PN Floor -140dBc/Hz

Phase Noise -70dBc/Hz

at frequency 10kHz

Flicker Corner 100kHz

1 10 100 1k 10k 100kOffset Frequency-100

-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

SSB Phase Noise (dBc/Hz)

VCO Phase Noise at 24.1GHz

그림 2.9. 모델링 된 VCO Phase Noise 특성

- 22 -

그림 2.10은 능동형 LPF의 회로이다. OP-Amp의 이득은 저항 R3, R4

에 의해 결정된다. 저항 R3의 값은 클 경우 잡음이 증가하고 작을 경우 소모

전류가 증가한다. 따라서 본 설계에서는 적정 수준인 150Ω 저항을 적용하였

다. 저항 R2와 C3는 필터의 PostFilter Pole 을 결정하고 R1과 C2는 LPF의

영점 폴(pole)을 결정한다.

그림 2.10. 능동형 LPF 회로

그림 2.11은 위의 설계 결과를 바탕으로 도출된 최종 PLL 회로도이다.

그림 2.12 는 설계 과정에서 계산된 PLL 회로의 위상 잡음 특성이다. IF 주파

수 대역인 8Hz~1.6KHz 에서의 위상 잡음은 –40~-75dBc/Hz임을 알 수 있다.

- 23 -

그림 2.11. 최종 PLL 회로도

10 100 1k 10k 100kFrequency (Hz)-130

-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

Phase Noise (dBc/Hz)

3.16kHz -74.0910dBc/Hz

Phase Noise at 24.1GHz TotalPrescalerLoop FilterSDMChipRefVCO

그림 2.12. 최종 PLL의 Phase Noise 특성

- 24 -

일반적으로 위상잡음은 FM 잡음, AM 잡음, 1/f 잡음이 있다. 3 가지 잡

음 중 제일 큰 것은 FM 잡음이고 AM 잡음은 FM 잡음에 비하여 많이 작다.

그리고 1/f 잡음은 극 저주파 영역에서 지배적이다.

하천 유속 측정 레이더의 FM 잡음은 식 2.3 의 Heterodyne 수신기 FM

잡음 상쇄량 C만큼 제거할 수 있다. 아래 식에서 f는 offset 주파수이고 는

누설전력의 지연시간이다[10].

sin (2.3)

누설전력의 지연시간 Td는 혼합기 LO 및 입력단으로 들어오는 송신경

로와 수신경로의 물리적인 길이차이에 의해 발생한다. RF 송수신부와 송수신

안테나는 전체 레이더의 크기를 줄이기 위해 근접하여 있도록 설계하였다. 따

라서 전체 송신경로 및 수신경로의 길이는 0.5m 미만이라고 가정한 후 상쇄

양 C 를 계산하였다. 그림 2.13은 식 2.3 을 적용하여 계산한 주파수 offset별

상쇄양을 보인 것이다. 계산 결과 실제 IF 에 영향을 줄 수 있는 offset 2kHz

미만의 FM 잡음은 90dB 이상의 상쇄를 가진다. 이는 IF 단에서의 FM위상잡

음은 상쇄효과를 통하여 PLL 모듈에 영향을 주지 않음을 보여준다.

- 25 -

1 103´ 2 103´140-

135-

130-

125-

120-

115-

110-

105-

100-

95-

90-

그림 2.13. FM성분 Cancellation 계산결과

하천 유속 측정 레이더의 AM 잡음은 반송파가 CW 이기 때문에 수신

단의 혼합기를 거쳐 DC로 나타난다. 일반적인 발진기의 AM 잡음은 FM 잡

음보다 20dB 작은 수준으로 볼 수 있다[11]. 그러나 AM 잡음은 상쇄가 발생

하지 않으며 송수신간의 격리도 만큼 누설이 된다. 따라서 송수신간 격리도

확보가 중요하다.

RF 송수신부의 경우 각 모듈별로 금속 칸막이를 적용하고 하우징화하

여 약 100dB 이상의 격리도를 확보하였다. 따라서 AM 잡음은 송수신 안테나

의 격리도에 큰 영향을 받는다. 송수신 안테나는 50dB 이상의 격리도를 갖도

록 설계하였다. 송수신 안테나와 관련된 내용은 다음장에서 자세히 다루도록

하겠다.

위에서 제시한 송수신기의 최대 누설전력이 50dB라는 가정을 한 후 혼

합기를 거쳐서 나타나는 DC 레벨을 계산하였다. 그림 2.14 는 주파수에 따른

계산된 DC의 크기를 그래프로 보인 것이며 표 2.8은 계산된 DC의 크기를

수치로 나타낸 것이다. 혼합기 출력에서 계산된 DC 크기는 –23dBm이고 50

Ω 부하에서의 전압은 약 16mV에 해당된다.

- 26 -

1000 10000 100000-120

-110

-100

-90

-80

-70

-60

-50

-40

-30

Ph

ase

Noi

se (d

Bc/H

z)

Frequency (Hz)

AM Noise

그림 2.14. 최종 PLL의 PhaseNoise Cancellation

표 2.8. 누설전력에 의한 DC크기 계산

구분 값

격리도 -50dB

저잡음 증폭기 이득 19dB

혼합기 이득 -9dB

DC 크기 -23dBm

- 27 -

그림 2.15. PLL 모듈 회로도

- 28 -

그림 2.15 는 최종 설계된 PLL 모듈의 회로도이다. 그림 2.15와 같이 설

계된 VCO 회로가 적절히 동작하는지 확인하기 위해 알루미늄 하우징과 PCB

애칭 방법을 적용하여 그림 2.16 과 같이 간이 제작하였다. VCO가 설치되는

PCB 보드는 두께 0.8mm의 FR-4 기판과 두께 0.25mm의 RF-35 기판을 적

층하여 이용하였다. VCO 칩셋 및 주변 RF 부품들은 저손실 특성을 갖는

RF-35 기판에 배치하고 DC 바이어스 회로 등은 FR-4 기판에 실장하였다.

그림 2.16. 초고주파발생기(VCO) 모듈의 내부사진

그림 2.17은 제작된 VCO의 측정 결과이다. 최종 VCO의 출력 전력은

5.91dBm이며 측정용 케이블의 손실(3.5dB)을 고려할 경우 최종 출력은 약

9.4dBm이다.

- 29 -

그림 2.17. 초고주파발생기 모듈의 출력 스펙트럼

PLL 모듈에서 발생한 신호는 5dB 의 전송손실을 갖는 전력분배기 모듈

을 통해 송신단과 IF단으로 전송된다. 앞서 제시한 PLL 모듈의 9.4dBm의 출

력 값이 두 단으로 전송할 경우 송신 출력 규격 및 IF단의 혼합기 LO

Driving 이 원활하지 못하게 된다. 따라서 PLL 모듈에서 발생한 신호를 증폭

하기 위한 증폭기 모듈이 필요하다.

증폭기 모듈은 최종 출력 및 LO Driving 에 필요한 입력 값을 고려하여

약 10~14dB 의 이득을 갖는 칩셋이 필요하다. 본 논문에서는 Hittite 사의

GaAs MMI HMC442LC3B 를 적용하여 증폭기 모듈을 설계하였다. 그림

2.18은 HMC442 의 특성을 보인 것이다. 하천 유속 측정 레이더의 사용 주파

수인 24GHz 에서 12dB의 이득값을 가지며 8dB 입력손실 및 11dB의 출력손

실을 갖는다. 표 2.9 는 HMC442LC3B 의 전기적 특성을 수치로 나타낸 것이다

[12].

- 30 -

그림 2.18. HMC442LC3B 이득 및 삽입손실

표 2.9. HMC442LC3B 증폭기 전기적 특성

Parameter Typ Units

Frequency Range 17.5-25.5 GHz

Gain 12 dB

Input Returen Loss 8 dB

Output Return Loss 11 dB

Output Power for 1dB

Compression22 dBm

Input Third Order Intercept 26 dBm

Saturated Output Power 23 dBm

Noise Figure 9 dB

Supply Voltage 5 V

- 31 -

그림 2.19은 설계한 증폭기 모듈의 회로도이다. HMC442LC3B 는 11번

Pin으로 +5V 의 전압과 5번 Pin으로 –1V 의 전압이 공급된다. 2번 Pin으로

는 PLL 모듈에서 발생된 신호가 입력되며 8번 Pin으로 증폭된 신호가 출력

되고 나머지 Pin들은 접지와 단락 시켰다.

그림 2.19. 증폭기 모듈 회로도

그림 2.20은 간이 제작된 증폭기 모듈형상이고 그림 2.21은 간이 제작

된 증폭기 모듈의 측정 결과이다. 측정결과 하천 유속 측정 레이더의 사용 주

파수인 24GHz 에서 앞서 제시한 데이터시트의 특성과 유사함을 알 수 있다.

- 32 -

그림 2.20. 증폭기 모듈 제작 형상

(a)

그림 2.21. 증폭기 모듈 측정 결과

(a) 입력단 삽입손실 측정 결과, (b) 출력단 삽입손실 측정 결과,

(c) 이득 측정 결과, (d) Invers Isolation 측정 결과

그림 2.20 계속

- 33 -

(b)

(c)

그림 2.20 계속

- 34 -

(d)

전체 송수신기 시스템은 동적영역을 확보하려면 수신기 이득 조절 및

송신기 출력을 가변해야 한다. 따라서 전력분배기 모듈을 통해 전송된 신호의

크기를 가변한 후 증폭하는 출력신호 제어 모듈이 필요하다. 출력신호 제어

모듈은 증폭기 모듈에 적용된 HMC442LC3B 칩셋을 사용하고 가변 감쇠기 칩

셋으로는 Hittite 사의 HMC712LP3C 을 적용하였다.

그림 2.22 는 HMC712 의 전압 값에 따른 감쇠양을 보인 것이다.

HMC712LP3C은 Vctrl1 및 Vctrl2 두 입력단으로 인가되는 전압에 따라 감쇠양

이 결정된다. 데이터시트 상에서 제시된 HMC712LP3C 의 가변 감쇠 특성에

는Vctrl1과 Vctrl2이 동일한 전압으로 가변할 경우 안정적인 가변 감쇠가 이루

- 35 -

어짐을 확인하였다. 이외의 HMC712LP3C 의 전기적 특성은 표 2.10 에 제시하

였다[13].

그림 2.22. HMC712LP3C 가변 감쇠특성

표 2.10. HMC712LP3C 전기적 특성

Parameter Typ Units

Insertion Lss 2.5 dB

Attrenuation Range 30 dB

Input Returen Loss 12 dB

Output Return Loss 10 dB

Input Power for 1dB Compression 28 dBm

Input Third Order Intercept 32 dBm

- 36 -

그림 2.23은 설계한 출력신호 제어 모듈의 회로도이다. 증폭기 모듈로부

터 전송된 신호는 가변 감쇠기의 RFIN 입력으로 연결이 된다. HMC712LP3C

의 7번 Pin은 8번 Pin 과 연결되어 신호처리부에서 전송하는 제어신호의 전

압값에 따라 감쇠량을 조절한다. 신호처리부에서 전송되는 제어신호인 Vctrl에

연결되어 있는 C5 10pF 콘덴서는 고주파 잡음을 억제하도록 접지와 연결하였

다. 10kΩ 저항은 직렬로 연결되었으며 과전류로 인한 칩셋의 파괴를 막는다.

가변감쇠기를 거친 신호는 HMC712LP3C 의 10번 Pin (RFOUT)을 통하여 증

폭기인 HMC412 의 2번 pin(RFIN)으로 연결된다. HMC412 증폭기를 통하여

증폭된 RF 신호는 8번 Pin (RFOUT)을 통하여 LPF 모듈과 연결이 된다.

그림 2.23. 출력신호 제어 모듈 회로도

출력신호 제어 모듈은 30dB 동적범위에서 제어가 가능하다. 가변 감쇠

기의 손실과 PCB 및 선로 손실을 고려하면 모듈의 이득범위는 –20dB부터

+7dB 가 된다.

- 37 -

물 표면을 맞고 돌아온 신호는 도플러 주파수가 포함된 송신신호와 각

종 Noise 가 뒤섞인 상태로 수신 안테나로 들어온다. 수신된 신호의 레벨은 약

최소 –120dBm 정도이며 송신신호와 도플러 주파수가 포함된 신호와 Noise

의 차이가 거의 없다. 따라서 수신된 신호를 혼합기가 Driving 하기 적합한 수

준의 레벨로 증폭하되 Noise 발생이 적은 칩셋이어야 한다. 또한 도플러 주파

수는 8Hz~1.6KHz의 저주파이므로 혼합기는 인가되는 신호 간 격리도가 우수

해야한다.

저잡음 증폭기는 Hittite 사의 HMC517LC4 을 적용하였다. 그림 2.24 는

HMC517LC4 의 이득 및 삽입손실 특성을 보인 것이고 그림 2.25은

HMC517LC4 의 주파수에 따른 Noise Figure 를 보인 것이다[14].

그림 2.24. HMC517LC4 이득 및 삽입손실

- 38 -

그림 2.25. HMC517LC4 Noise Figure 특성

표 2.11은 HMC517LC4 의 전기적 특성을 수치로 나타낸 것이다.

HMC517LC4 는 24GHz 에서 약 19dB 의 이득 값을 가지며 15dB 의 입력 삽입

손실, 17dB 의 출력 삽입손실을 갖는다. 또한 상온에서 약 2.6dB 의 Noise

Figure 를 갖는다.

표 2.11. HMC517LC4 저잡음 증폭기 전기적 특성

Parameter Typ Units

Frequency Range 17-26 GHz

Gain 19 dB

Input Returen Loss 15 dB

Output Return Loss 17 dB

Supply Voltage 3.3 V

Noise Figure 2.6 dB

- 39 -

본 설계에 적용된 혼합기는 Hittite 사의HMC292LC3B 칩셋이다. 그림

2.26은 HMC292LC3B 의 격리도 특성을 보인 것이다. 24GHz 에서의 각 입력

단간 격리도는 LO/RF 가 약 40dB, LO/IF 가 약 32dB, RF/IF 가 약 25dB의

특성을 갖는다.

그림 2.27은 HMC292LC3B의 LO Driving 에 따른 변환 손실을 보인

것이다. 증폭기 모듈에서 전송되는 신호의 크기를 고려하여 LO Driving 의 신

호 크기를 +13dBm으로 정하였다. 표 2.12 는 HMC292LC3B의 전기적 특성을

수치화하여 나타낸 것이다[15].

그림 2.26. HMC292LC3B 격리도 특성

- 40 -

그림 2.27. HMC292LC3B 변환손실 특성

표 2.12. HMC292LC3B 혼합기 전기적 특성

Parameter Typ Units

Frequency Range(RF&LO) 16-30 GHz

Frequency Range(IF) DC-8 GHz

Conversion Loss 8 dB

Noise Figure 8 dB

LO to RF Isolation 40 dB

LO to IF Isolation 32 dB

RF to IF Isolation 25 dB

1dB Gain Compression(Input) 13 dBm

그림 2.28은 저잡음 증폭기 혼합기 모듈의 회로도이다. 수신 안테나로부

터 들어온 신호는 HMC517LC4 의 3번 Pin으로 전송된다. 19,21,23번 Pin은

칩셋이 동작하기 위한 전압 +3.3V 가 인가되고 16번 Pin으로 출력 신호가 전

송된다. 그 외 나머지 Pin들은 접지와 단락된다.

- 41 -

출력된 신호는 HMC292LC3B 의 8번 Pin으로 전송된다. HMC292LC3B

의 LO 입력 단에서 요구되는 입력값은 +13dBm을 요구하기 때문에 LO 신호

를 4dB 감쇠하기 위해 고정형 감쇠기를 구현하였다. LO와 RF신호가 혼합되

어 나온 IF 신호는 5번 Pin으로 전송되며 10,11,12번 Pin은 NC, 나머지 Pin

들은 접지와 단락시켰다.

그림 2.28. 저잡음 증폭기 혼합기 회로도

혼합기 모듈에서 변환 손실을 확인하기 위해 그림 2.29와 같이 간이로

신호혼합기 모듈을 제작하였다. 신호혼합기 모듈은 LO신호로 20GHz 10dBm

의 신호를 넣고, RF 신호로 24GHz –7dBm의 신호를 인가하였다. 그림 2.30

은 간이 제작 한 신호혼합기 모듈의 측정 결과를 보인 것으로 아래의 측정결

- 42 -

과에서 보는 바와 같이 -15.44dBm의 4GHz IF 출력을 얻었다. HMC292LC3B

의 데이터 시트에서 제공된 변환손실 값은 8dB 이며 측정 결과는 약 8.4dB 이

다. 따라서 데이터시트에 제시된 혼합기의 특성은 대체로 일치함을 확인하였

다.

그림 2.29. 혼합기 모듈 제작사진

그림 2.30. 혼합기 모듈의 변환손실 측정결과

- 43 -

마.

하천 유속 측정 레이더는 저 유속을 측정하기 위해 DC 근처의 저주파

신호를 감지해야 한다. 이때 IF 증폭기내부에 1/f 노이즈의 크기는 아래 수식

2.4, 2.5와 같다.

(2.4)

(2.5)

위 수식에서 Bn은 노이즈의 대역폭이며 en은 증폭기 내부 전압 노이즈

이고 in은 전류 노이즈이다. 위 수식에서 볼 수 있듯이 전압 및 전류 노이즈

는 증폭기에 구성된 저항에 의해 변화될 수 있다.

그림 2.31. IF 증폭기 전압노이즈

- 44 -

그림 2.32. IF 증폭기 전류노이즈

그림 2.31은 IF 증폭기 전압노이즈, 그림 2.32 는 IF 증폭기 전류노이즈

를 그래프로 나타낸 것이다. 그림 2.31 과 2.32 에서 보이는 바와 같이 IF 증폭

기는 저주파 노이즈성분이 높은 것을 알 수 있다. 이로 인해 최종 출력파형의

노이즈를 상승시켜 수신단 전체의 동적영역이 좁아질 수 있다. 따라서 IF 증

폭기 선정시 저주파 잡음이 적은 저잡음 증폭기를 선정해야 한다.

본 논문에서는 저잡음 증폭기로 ADI 사의 AD8221[16]를 선정하였다. 이

때 증폭도가 과도하게 높을 경우 저주파 노이즈에 의해 증폭기가 포화 상태에

도달 할 수 있다. 이를 막기 위해 고주파통과 필터를 적용하여 설계하였다.

고주파통과 필터의 경우 일반적으로 신호 경로에 캐패시터를 장착하여

설계하지만 캐패시터의 용량 값이 커지게 되어 크기에 제한을 받게 된다. 따

라서 고주파통과 필터는 소형제작을 위해 Active HPF 를 설계 하였다.

그림 2.33은 Active HPF 회로도를 보인 것이다. 우선 증폭기는 출력의

- 45 -

일부를 반전 증폭하여 신호증폭기(X1)의 출력포트의 기준전압 포트로 인가한

다. 만약 이 신호가 궤환되어 출력신호의 기준전압으로 사용되면 최종적으로

출력신호는 없어지며 궤환되는 신호가 없으면(기준전압 = 0V) 출력신호는 정

상적으로 출력된다. 필터의 경계되는 주파수는 식 2.6 의 R, C 의 시정수로 결

정된다.

·· ·

(2.6)

그림 2.33. Active HPF 회로도

- 46 -

그림 2.34와 같이 설계된 증폭기의 노이즈특성을 시뮬레이션 하였다.

C1의 정수 변화에 대해 주파수에 대한 노이즈 분포는 필터의 차단주파수 변

화에 대해 노이즈분포는 그림 2.35와 같다. 그림 2.35 에서 볼 수 있듯이 차단

주파수 변화에 대해 0.1Hz 의 노이즈 크기는 최대 20dB 차이가 남을 알 수 있

다. 차단주파수는 저주파 잡음을 줄일 수 있지만 과도하게 설정되면 저주파

신호 측정을 제한하게 된다.

그림 2.34. 설계된 IF 증폭기 내부 구성

- 47 -

그림 2.35. HPF 차단주파수 변화에 대한 노이즈 분포 특성

그림 2.36은 설계한 IF 모듈의 전체 회로도이다. Active HPF 로 적용된

칩셋은 OP6020으로 저잡음 증폭기인 AD8221 의 데이터시트 상에서 권장하는

칩셋이다. 최종 출력단 OUT에 연결되어있는 LTC 1864 칩셋은 추출된 IF 신

호를 샘플링하는 A/D 변환기로써 신호처리부의 MCU와 연결되어 유속 값을

계산할 수 있게끔 한다.

- 48 -

그림 2.36. 최종 IF 증폭기 모듈 회로도

- 49 -

하천 유속 측정 레이더 안테나는 유속 측정 시 수신 감도를 고려하여

설계하였다. 낮은 이득의 안테나를 사용할 경우, 수신 감도가 저하되고 증가된

3dB 빔폭으로 수면에 넓을 빔 조사영역(footprint)를 형성하여 수신 스펙트럼

이 확산되는 문제가 발생된다. 따라서 유속 측정 레이더용으로 고이득 특성을

갖는 도파관 슬롯배열 안테나를 설계하였다.

그림 2.37은 본 논문에서 설계된 송수신 안테나의 형상이다. 하천 유속 측

정용 레이더의 제작에 있어서 일체형으로 구성된 RF 송수신부와 연결이 용이

하게 하고 전체 레이더 장비의 크기를 줄이기 위해 그림과 같이 송수신 안테

나를 나란히 배열하였다. 두 안테나 간에는 적절한 주름(corrugation)을 삽입

하여 송수신간 격리도를 확보하였다. 제안된 안테나의 설계에는 CST사의

Microwave StudioTM v. 2011 을 이용하였다.

그림 2.37. 송수신 안테나 모델링 형상

- 50 -

도파관 슬롯 배열 안테나는 크게 모든 소자가 같은 위상으로 급전되는 공

진형 구조와 일정한 위상차를 갖는 진행파형 구조가 있다. 공진형 도파관 슬

롯 안테나는 주빔이 안테나 축 방향에 수직인 방향으로 형성되고 협대역이다.

반면에 진행형 안테나는 슬롯 소자간 위상간 위상차로 인해 이동(offset)된 주

빔을 갖고 비교적 넓은 반사계수 대역폭을 갖는다. 본 논문에서는 진행파형

도파관 슬롯 안테나를 설계하였다. 진행파형 도파관 슬롯 안테나의 이동된 주

빔은 유속 계산 과정에서 보상되도록 하였다.

도파관 슬롯 배열 안테나의 설계 과정은 다음과 같다. 첫 번째로 주어진

도파관 크기에서 슬롯의 오프셋 간격에 따른 어드미턴스 특성을 얻고 1축 배

열 안테나를 설계하였다. 1축 배열 안테나의 설계에는 슬롯 사이의 상호 결합

(mutual coupling)을 고려하였다. 다음으로 1:8 도파관 전력 분배기를 이용한

급전 회로망을 설계하고 송수신 안테나를 나란히 위치시킨 후 격리도 특성을

얻도록 최적화하였다.

도파관 슬롯 안테나의 설계는 도파관 크기가 결정이 되면 단일 슬롯의

해석으로부터 시작이 된다. 단일슬롯을 해석하여 임피던스를 해석하고 함수로

모델링을 한다. 배열에서의 좌표를 이용하여 각각의 안테나사이의 상호결합을

계산하여 입력단에서의 안테나 정합과 가중치를 고려하여 설계한다. 본 논문

에서는 위의 계산이 아닌 동일한 길이의 단일 슬롯안테나를 사용하여 설계하

였다. 길이방향으로는 5도 틸트가 되도록 안테나를 배열하여 설계하였다. 수

평방향의 배열은 안테나간의 상호결합은 Corrugation 구조을 이용하여 최소화

하였다.

- 51 -

도파관의 크기는 식 2.7 에 의해 도출된다.

(2.7)

식 2.7 을 적용하여 도출된 a는 9mm, b 는 5mm이며 설계된 단일 슬롯

안테나는 길이 방향에서 안테나의 Offset 을 조절하여 20dB Sidelobe 특성을

가지는 weighting 을 주었다. 가공을 고려하여 슬롯의 끝단 R은 1mm 지름을

가지는 원형으로 설계하였다.

그림 2.38 는 도파관 크기가 결정된 경우 일정 오프셋 간격(Dy)을 갖는

단일 슬롯의 형상이다. 슬롯의 길이는 L이고 폭은 W이다. 슬롯 종단은 가공

성을 고려하여 반경 R 을 갖는 원형으로 모델링 하였다.

그림 2.38. 단일 슬롯 안테나 설계변수

슬롯의 오프셋에 따른 공진 어드미턴스 값을 얻기 위해 MWSTM을 이용

하였다. 그림 2.38 에서 z=z1 및 z=z2는 모델링 과정에서 포트가 인가되는 부

분이다. 실제 계산 과정에서는 de-embedding 기능을 이용하여 두 포트 모두

z = 0 에 위치하도록 한 후 산란 계수(Sij)를 계산하였다.

- 52 -

그림 2.39. T-형 등가회로

그림 2.38 과 같은 단일 슬롯은 그림 2.39 의 T-형 등가회로로 표현된다.

이 경우 오프셋 간격에 따른 단일 슬롯의 어드미턴스는 식 2.8 과 같다.

(2.8a)

(2.8b)

(2.8c)

식 2.8 의 z-행렬의 각 요소는 MWSTM에서 계산된 산란 계수로부터 식

2.9와 같이 구할 수 있다. 그림 2.40은 이상과 같이 계산된 오프셋 길이별 단

일 슬롯의 어드미턴스 결과이다.

(2.9a)

(2.9b)

(2.9c)

(2.9d)

- 53 -

0.00 0.35 0.70 1.05 1.400.00

0.05

0.10

0.15

0.20

G/G r

Slot offset0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4

1.47

1.48

1.49

1.50

1.51

kl r

Slot displacement off centerline

(a) (b)

0.90 0.95 1.00 1.05 1.10-0.6

-0.4

-0.2

0.0

0.2

0.4

0.6

Ration of slot length to resonant lengthRat

io o

f sus

cept

ance

to re

sona

nt c

ondu

ctan

ce, B

/Gr

0.00

0.25

0.50

0.75

1.00

1.25

1.50 Ratio of conductance to resonant conductance, G/G

r

(c)

그림 2.40. 오프셋 및 슬롯 길이에 따른 어드미턴스

(a) 오프셋 길이에 의한 컨덕턴스 변화, (b) 오프셋에 따른 공진 길이 변화

(c) 슬롯 길이에 따른 어드미턴스 변화

그림 2.41은 단일 슬롯 안테나 배열간격을 보인 것으로 x는 동일하게

2.45mm이며, 길이 L은 5.2mm이고, 위상은 5.88 도 차이가 나며 5 도 틸트에

해당된다. 길이 방향 배열설계의 형상을 보인 것이며 표 2.13 에는 최적화된

한줄 배열에 대한 설계결과이다.

- 54 -

그림 2.41. 길이 방향 배열설계

표 2.13. 최적화된 한줄 배열 설계 치수

No. Δy(mm) No. Δy(mm)

1 -0.05 12 -1.03

2 -0.05 13 1.05

3 0.05 14 -1.06

4 -0.15 15 1.2

5 0.22 16 -1.2

6 -0.3 17 1.38

7 0.45 18 -1.45

8 -0.5 19 2.5

9 0.75 20 -2.5

10 -0.9 21 3

11 0.9 22 -3

- 55 -

그림 2.42 는 최적화된 한줄 배열 설계 치수를 적용하여 안테나의 S11

해석결과를 보인 것이다. 해석 결과 설계된 안테나는 사용대역에서 –20dB 이

하의 반사손실을 나타낸다.

그림 2.42. 안테나 S11 해석결과

송수신기의 최종출력은 전력증폭기이며 마이크로스트립 전송선로로 구

현되어 있다. 안테나는 도파관 슬롯배열안테나이므로 송수신기와 안테나의 연

결을 고려하여야 한다. 송수신모듈과 안테나 사이를 동축케이블로 연결하는

방법도 있지만 도파관 동축케이블 변환기와 마이크로스트립과 동축케이블 변

환기가 필요하며 전체 크기도 커지고 조립성도 떨어진다.

본 논문에서는 마이크로스트립 선로-도파관 변환기를 설계하여 적용하

여 전체 크기를 줄이고 송신경로에 의한 손실도 줄였다. 그림 2.43은 RF 35

기판 위에 마이크로스트립 라인으로 구현된 도파관 변환기를 보인 것이다. 그

- 56 -

림 2.43 과 같이 도파관에 RF 기판으로 마이크로스트립 선로와 연결된 프로브

를 구성하고 Back short 길이와 프로브의 길이를 최적화 하였다.

(a)

(b)

그림 2.43. 마이크로스트립 선로-도파관 변환기

(a) 정면도, (b) 측면도

그림 2.44 는 최적화 된 변환기의 반사손실이다. 사용대역에 거쳐 –

20dB이하의 반사손실을 가진다. 그림 2.45 는 설계된 변환기의 삽입손실이고

- 57 -

사용대역에 거쳐서 –0.5dB 이하의 손실을 가진다.

그림 2.44. 마이크로스트립 선로-도파관 변환기 반사손실

그림 2.45. 마이크로스트립 선로-도파관 변환기 삽입손실

- 58 -

그림 2.46 에는 설계된 도파관 전력분배기의 모델링 형상이다. 도파관

전력분배기는 가로방향 배열의 동일 위상을 확보하여야 하고 적절한

Weighting으로 부엽레벨을 조절하였다. 그림 2.47은 설계된 도파관 전력분배

기의 반사손실, 그림 2.48은 설계된 도파관 전력분배기의 전달손실을 보여준

다.

(a)

(b)

그림 2.46. 전력분배기 형상

(a) 정면도, (b) 측면도

- 59 -

그림 2.47. 전력분배기 반사손실

그림 2.48. 전력분배기 전달손실

- 60 -

위의 해석 결과에서 보이는 바와 같이 설계된 전력분배기는 사용대역에

서 약 –20dB 이하의 반사손실을 가지며 디바이더 내각 포트 4개로 약 –

6.5dB, 외곽 포트 4개로 –13.6dB 의 전달 손실을 가진다.

그림 2.49은 설계된 안테나와 디바이더를 결합하여 송수신 2개를 결합

한 형상을 보인 것이다. 그림 2.49 의 (a)는 corrugation 이 있는 경우이며, 그

림 2.49 의 (b)는 corrugation 이 없는 경우이다.

(a)

(b)

그림 2.49. 안테나 및 디바이더 결합된 형상

(a) corrugation 있음, (b) corrugartion 없음

- 61 -

그림 2.50 에는 전체 안테나의 corrugation 유무에 따른 격리도의 차이를

보여준다. 해석 결과에서 보이는 바와 같이 corrugation 이 있는 경우 약

10dB의 격리도 차이를 갖는다.

그림 2.50. 상안테나 격리도 비교결과

그림 2.51은 설계된 안테나의 방사패턴이며 그림 2.51 의 (a)는 수평패

턴, 그림 2.51 의 (b)는 수직패턴을 보인 것이다. 그림 2.51 의 (a)에서 보인 바

와 같이 안테나의 수평패턴은 최대 28.7dB 의 이득을 가지며 약 9 도의 3dB

빔폭을 가지고 Side lobe level은 약 –18.5dB 이다. 그림 2.43 의 (b)에서 보인

바와 같이 안테나의 수직패턴은 최대 28.7dB 의 이득을 가지며 약 4.6 도의

3dB 빔폭을 가지고 Side lobe level은 약 –15.8dB 이다. 또한 약 5 도 가량

틸트되어 하천 유속 측정 레이더의 본체 정면보다 5도 낮춰진 방향으로 안테

나가 방사됨을 알 수 있다.

- 62 -

(a)

(b)

그림 2.51. 설계된 안테나 방사패턴

(a) 수평패턴, (b) 수직패턴

- 63 -

그림 2.51 는 제작된 안테나의 형상이며 그림의 (a)는 안테나 정면, 그림

2.51 의 (b)는 안테나 후면을 보인 것이다. 안테나는 전면부와 후면부가 분리되

어 있는 상태에서 M1.4_5mm 볼트 120 개로 채결된다.

(a) (b)

그림 2.52. 안테나 제작 형상

(a) 정면, (b) 후면

그림 2.52 는 제작된 안테나의 측정 결과를 보인 것이다. 그림 2.52 의 (a)

는 수신 안테나의 측정 결과이며 그림 2.52 의 (b)는 송신 안테나의 측정 결과

이다. 아래 그림에서 보이는 바와 같이 송수신 안테나는 설계결과에서 보인

S11과 거의 일치함을 알 수 있다.

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(a)

(b)

그림 2.53. 제작된 안테나 측정결과

(a) 수신 안테나 측정결과, (b) 송신 안테나 측정결과

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그림 2.53은 제작된 안테나의 송수신간 격리도를 보인 것이다. 두 안테

나간 격리도는 약 –57~-62dB이며 목표하고자 한 규격에 비교적 잘 일치함을

알 수 있다.

그림 2.54. 송수신 안테나 격리도 측정결과

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그림 2.54 는 하천 유속 측정 레이더의 신호처리부 구성 방안을 보인 것

이다. 신호처리부는 측정 시 발생하는 도플러 신호를 이용하여 유속을 판별하

는 기능을 수행한다. 유속을 판별하는 기능은 그림 2.48 에 나타난 유속 측정

처리 절차에 따라 진행 된다. 신호처리부에서는 전송된 수신 신호에서 도플러

신호의 주파수를 판별하기 위해 우선 수신 신호를 A/D 변환하여 디지털 값을

추출한다. 그리고 추출 된 디지털 신호는 FFT(Fast Fourier Transform)하여

주파수 영역의 신호를 얻는다. 이 과정은 DSP(Digital Signal Processing) 처

리기 내부에서 적응 신호처리(Adaptive Signal Processing) 알고리즘을 동원

하여 이루어고 이는 순간적인 주변 환경의 변화 등의 순간적인 측정오차의 발

생을 제거하고 보다 정확한 유속의 측정을 가능케 한다. 틸트센서를 유속계

본체의 하우징에 장착하였으며 MCU에서 실시간으로 센서로부터 유속계 본

체의 틸트 각도를 읽는다. 감지된 틸트 각도는 유속산출에 사용되어 코사인

함수로 보상이 된다. 유저단말기와 무선통신이 가능하도록 블루투스 모듈을

장착하였다. 단말기와의 무선통신으로 본체의 측정관련 설정이 가능하고 측정

된 유속값을 단말기로 보내준다. 신호처리부는 유선통신도 가능하도록 설계되

었다. RS232 통신과 RS422 통신 방식을 지원하며 유선으로 PC와 연결할 수

있다. PC의 GUI 를 통하여 유속계의 설정을 할 수 있고 측정된 유속을 PC

로 전송한다. 그 밖의 신호처리부의 기능으로는 전원을 효율적으로 관리하기

위해 내부 회로들의 전원을 개별적으로 제어하는 등의 기능을 수행한다.

그림 2.55 는 유속측정 절차도이다. 프로그램이 실행되면 블루투스로 유저

단말기와 연결을 한다. 유저 단말기로부터 측정에 사용되는 기본 설정값