adquisicion de datos

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DISPOSIT. INDUSTR. CTRL. DISCA-UPV 2 0 0 7

Adquisición de datos

Acondicionamiento y conversión A/D y D/A. Tipos deconvertidores.Tarjetas adquisición de datos.

Programación.

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Sistemas de adquisición de datos.

Sensor

Acondicionamiento

Computador(PC)

Tarjetade

adquisición dedatos

La adquisición de datos es una necesidad habitual en la mayora de las actividadesindustriales.Entenderemos por tal el proceso de acondicionamiento y selección de la señal aadquirir, que puede ser suministrada por un sensor, la toma de muestras de esta señal,la conversión analógico/digital de dicha señal, realizada a frecuencia adecuada y latransferencia de esta información digital a un sistema que pueda procesarla(computador). La frecuencia de muestreo de las señales habitualmente es constante,pero en ocasiones las muestras de las señales son tomadas a intervalos irregulares,siempre bajo el control del computador que procesa la información.Es frecuente que la adquisición no se limite a una sola señal, sino a variassimultáneamente. En efecto, existen gran cantidad de aplicaciones en las que seprecisa tomar gran numero de medidas.

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Canales multiplexados

Sensor

1

ADCProce-

sadorDAC

MU

LT

IPL

EX

OR

AN

AL

ÓG

ICO

Canal 1

Salida

Acondicinador

1

Sensor

2Canal 1

Acondicinador

2

Sensor

nCanal n

Acondicinador

n

Entenderemos por Sistema de Adquisición de Datos (abreviadamente SAD) al sistema electrónicoutilizado para realizar la adquisición de datos, e incluye básicamente transductores (opcionalmente),circuitos de acondicionamiento de señal, multiplexores, circuitos de muestreo y retención yconvertidores analógico-digitales. Así, un diagrama de bloques genérico de un SAD debería incluir lossiguientes elementos, como puede observarse en las figuras:1. Sensores ó transductor(es).2. Amplificador/Acondicionador de señal.3. Filtro.4. Multiplexor (MUX) analógico.5. Circuito de muestreo y retención (S/H: Sample & Hold).6. Convertidor analógico-digital (A/D).7. Circuito digital programador-secuenciador.La entrada del sistema son variables físicas, que una vez convertidas a señales eléctricas por medio detransductores, serán procesadas por los demás circuitos del S.A.D. El siguiente elemento es lo quedenominaremos acondicionador de señal, que procesa analógicamente la salida del transductor para suposterior procesamiento. Típicamente esta formado por algún circuito amplificador que eleva laamplitud de la tensión de salida. (Esto es debido a que la señal de un transductor puede ser del orden demicro voltios o milivoltios y que debe ser amplificada a niveles de 1 a 10 V). Por otra parte, la salidadel transductor puede presentar una alta impedancia, puede ser una señal diferencial con ruido en modocomún (procedente de un circuito puente), o una señal superpuesta a una tensión elevada. En funcióndel tipo de las señales de salida y de entrada, se diseña el circuito de acondicionamiento específico.Es frecuente ver al acondicionador seguido de un filtro activo pasa-bajos, el cual reduce lascomponentes de alta frecuencia de la señal, reduciendo por tanto su espectro de frecuencia. A veces, elacondicionador también va seguido de un circuito especial analógico de función no lineal, que puederealizar por ejemplo operaciones de escalado, multiplicación, división, conversión logarítmica,rectificación, etc…

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Canales en paralelo

Sensor

1

DAC

PR

OC

ES

AD

OR

Canal 1

Salida

Acondicinador

1

Sensor

2Canal 1

Acondicinador

2

Sensor

nCanal n

Acondicinador

n

ADC

1

ADC

2

ADC

n

Se puede optar por tener un convertidor A/D para cada señal de entrada (Canales enparalelo) ó bien, lo más habitual, que es tener un único convertidor A/D para todos loscanales (canales multiplexados). Esta última opción exige la existencia de unmultiplexor analógico que seleccione el canal a ser convertido.En la configuración de canales paralelos se tiene la máxima flexibilidad, ya que cadacanal es independientemente muestreado y convertido, pudiendo realizarse incluso unaadquisición auténticamente simultánea de todos los canales a la vez, cosa totalmeteimposible en la configuración multiplexada.A pesar de las aparentes ventajas que supone la configuración de canales paralelos,esta configuración es raramente empleada en la práctica, por ser bastante cara.

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Acondicionamiento de la señal:Amplificador de instrumentación

Para realizar la función de amplificación existen bastantes configuraciones deamplificadores. El tipo mas popular es el que se muestra en la figura, denominadoamplificador diferencial de instrumentación y que presenta las siguientescaracterísticas:- La impedancia es muy alta en ambas entradas diferenciales.- La ganancia se ajusta fácilmente (variando R2).- Las corrientes de polarización son muy pequeñas.- El offset es muy pequeño.- Tiene un gran factor de rechazo al modo comun (Common-Mode Rejection Ratio,CMRR).A continuación de la etapa acondicionadora se suele añadir un filtro para reducircualquier fuente de ruido, ya sea ruido de red, ruido de interferenciaselectromagnéticas, ruido electrónico o de cualquier otro tipo. Para ello se suele usargeneralmente un filtro paso-bajo, que por otra parte también limita el ancho de bandade la señal de entrada y facilita el proceso de muestreo de dicha señal. De ahí que aveces reciba también el nombre de filtro pre-muestreo o filtro “anti-aliasing”.

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Conversión A/D

Función de transferencia ideal:

Error de cuantización.Errores de : no linealidad,de ganancia, de offset, etc…

La curva de transferencia de un convertidor relaciona las entradas y salidas del mismo. La curvacorrespondiente al convertidor ideal A/D se muestra en esta figura, con el eje de abscisas representandola entrada analógica, mientras que en ordenadas se representa la salida binaria. En la figura se suponeque el rango de tensiones analógicas que se pretende convertir está comprendido entre cero y el valor defondo de escala. Dado que el rango analógico a convertir posee resolución infinita y el binario esdiscreto, a cada valor de salida no le puede corresponder un único valor analógico, sino que por elcontrario, le corresponde un intervalo de tensiones de la entrada. Por tanto, en la curva de transferenciaaparecerán necesariamente escalones que indican estas discontinuidades. Cada uno de los escaloneshabitualmente es del mismo tamaño, y corresponde a la variación del bit de menos peso de la salida. Alintervalo de tensiones de entrada que se corresponde con un cambio en el LSB de la salida, nosreferiremos en adelante como 1 LSB.Nótese así mismo, que en el proceso de conversión se pierde necesariamente información, ya que secomete un error en esta asignación de una misma salida a un determinado intervalo de tensiones deentrada. Por tanto, si se pretende reconstruir la salida analógica de nuevo a partir del código binarioobtenido, habremos perdido resolución, ya que la salida será también discreta. El error cometido en laconversión A/D podrá ser calculado como diferencia entre el valor de la salida que se obtiene y laentrada aplicada, referidos ambos en unidades de LSB. Debajo de la curva de transferencia A/D se harepresentado este error, que se denomina error de cuantización. En principio, la asignación de valoresde entrada a valores binarios es arbitraria y cada diseñador puede escoger la curva de transferencia quedesee adoptar para un determinado convertidor. Sin embargo, en la practica existen tan solo dosvariantes de curva de transferencia: la curva que produce un error de cuantización no sesgado, simétricoalrededor de cero y acotado a +/-1/2 de LSB, y la curva que produce un error siempre negativo y portanto sesgado, acotado entre cero y -1 LSB.La curva de transferencia mostrada es teórica y cabe entenderla como un deseo más que como unarealidad. En la práctica, los convertidores se comportan menos idealmente y las curvas reales distanbastante en algunos casos de la idealidad. En la figura se indican los principales tipos de error queaparecen en los convertidores reales y que deben ser indicados por cada fabricante en loscorrespondientes manuales técnicos. (Datasheet)

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Errores

exactoValormedidoValor !

exactoValor

exactoValormedidoValor !

Cociente*

Producto*

Diferencia

SumaError resultanteResultadoOperación

( ) ( )bkbaka21

±+±( ) ( )bkakba21

+±+ ( ) ( ) ( )22

2

1bkakba +±+

( ) ( )bkbaka21

±!± ( ) ( )bkakba21

+±! ( ) ( ) ( )22

2

1bkakba +±!

( ) ( )bkbaka21

±!± ( )21kkabab +± 2

2

2

1kkabab +±

bkb

aka

2

1

±

±( )

21kk

b

a

b

a+± 2

2

2

1kk

b

a

b

a+±

Propagación de errores (k: error relativo):

Error absoluto:

Error relativo:

La tabla-resumen que se adjunta puede ser muy útil para calcular el error esperable deuna medida hecha a partir de operaciones elementales realizadas entre variables que asu vez tienen un error (o incertidumbre) relativo k . Puede observarse que el errorresultante final no es lineal con el valor de los errores iniciales, sino que es lineal conla varianzas (es decir, el cuadrado de los errores).

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Ruido en la señal

R U ID O

rm sV A L O RM E D IO

F U N C IÓ N D ED E N S ID A D

G A U S S IA N A

_3_2_1

_1−

_3−

_2−

99,7% d ep ro b ab ilid ad d eq u e la señ al sea

m en o r q u e el valo rrm s

Media(µ),desviación estándar(σ)y varianza(σ2):

El resultado final de cualquier medida incluye errores, que pueden ser consideradascomo ruido de la medición. Habitualmente, los errores son de naturaleza aleatoria y secaracterizan por su media, y su desviación estándar. La distribución más habitual es lanormal ó gaussiana, con forma de campana. En la figura pueden verse diferentesejemplos de ruido.

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Formas de onda más usualesRelaciones entre el valor de pico a pico de una

señal y su desviación típica

Las anteriores figuras son bastante útiles para comprender mejor algunasdistribuciones estadísticas de errores.Así, por ejemplo, una señal adquirida con un convertidor cuyo valor del LSB es de1mV tiene una distribución puramente aleatoria del error de cuantización, de modoque cualquier valor del error es igualmente probable entre -0.5mV y +0.5mV(distribución triangular), por lo que podemos establecer que la desviación estándar delerror cometido en la conversión será:Error = 1mV/sqrt(12) = 1mV / 3.46 =0.288 mV

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Muestreo y retención (sample & hold)Interruptor de estado sólido Circuito elemental de muestreo y retención

Frecuencia máxima de entrada:

Se trata de un circuito previo al convertidor A/D. Su misión es tomar una muestra dela señal de entrada seleccionada correspondiente a un determinado instante de tiempo,y mantener esta señal estable a la salida durante el tiempo necesario para la conversiónA/D (es como tomar una fotografía instantánea de la entrada). Su utilizacióndependerá del tipo de convertidor A/D que se emplee. El circuito puede estarconfigurado de diversas maneras. Una configuración básica es la mostrada en laFigura.En teoría, la señal se muestrea en un instante de tiempo infinitamente corto, pero enrealidad se tarda un tiempo mínimo, denominado tiempo de apertura. Por ello, elmuestreo añade un pequeño error, denominado error de apertura. Para que este errorno influya en la posterior conversión, debe mantenerse menor que el error decuantización del convertidor. Esto significa en la práctica, que la señal de entrada nodebe variar su valor durante este tiempo de apertura más de ½ del valor del LSB delconvertidor. En otras palabras: existe una frecuencia máxima de entrada, por encimade la cual los errores de medida aumentarán por encima del valor esperado. Lafórmula de la figura es un valor aproximado que se emplea habitualmente.

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Muestreo ideal de la señal

El proceso de muestrear una señal se puede modelar matemáticamente como el producto de la señaloriginal por una señal en forma de “peine” con púas de amplitud unitaria y equiespaciadas en un tiempoTs (período de muestreo). Por ello, los espectros de la señal original, la señal de muestreo y la resultantedel muestreo corresponden a lo indicado en la figura. (Lo que en el dominio del tiempo es un productode señales, en el dominio de la frecuencia corresponde a una convolución de los espectros original y dela señal de muestreo).Puede comprobarse, por tanto, que la señal resultante del muestreo contiene TODA la informaciónoriginal de la señal, más un conjunto infinito de armónicos de la misma, espaciados cada múltiplo de laseñal de muestreo fs=1/Ts. Por ello, el proceso del muestreo (a pesar de las apariencias), no suponeninguna pérdida de la información original contenida en la señal, y que puede volver a ser recuperadasin más que extraer de la señal muestreada los armónicos superiores a la frecuencia de muestreo. Paraello es suficiente realizar un filtrado de la señal, con lo que recuperaremos la totalidad de la informaciónoriginal.Para que lo anterior sea cierto, es necesario que los espectros original y armónicos no “colisionen” ó se“solapen”, para que sea posible separarlos mediante filtrado. De no ser así, una vez se solapan losespectros ya no resulta posible separarlos mediante filtrado, por lo que existirá una corrupcion de laseñal original, lo que recibe el nombre de solapamiento ó “aliasing”. Ello da lugar a establecer elconocido teorema del muestreo de Shannon ó de Nyquist. Ambos vienen a decir lo mismo: la frecuenciade muestreo fs debe ser superior, al menos, al doble de la frecuencia máxima contenida en el espectrooriginal de la señal.

fs >= 2fmax

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Aliasing ó solape en frecuencia

a) Señal originalb) Señal correctamente muestreadac) Señal con aliasing (solapamiento de espectros)

El teorema del muestreo afirma que “para poder reconstruir exactamente una señalX(t), es necesario muestrear dicha señal a una frecuencia mayor que el doble de lacomponente de frecuencia mas alta del espectro de la señal a muestrear”. El hecho demuestrear una señal a una velocidad por debajo de la frecuencia mínima de muestreo,produce el llamado solapamiento o aliasing de componentes frecuenciales, queimposibilita una correcta recuperación de la señal original, tal y como muestra laFigura. Aparentemente, la solución al problema de solapamiento parece sencilla yconsiste en muestrear la señal a una velocidad mayor del doble de la máximacomponente en frecuencia que constituye el espectro de la señal, pero en la práctica, lamayoría de las señales contienen un espectro muy amplio de frecuencias, lo queimpondría unas frecuencias de muestreo tan altas, que prácticamente son irrealizables.Por tanto, el filtro paso-bajo previo facilita también la posterior reconstrucción de laseñal original.Ningún filtro tiene una respuesta completamente ideal, por lo que la elección de losmismos siempre es un compromiso entre la frecuencia de corte y el factor deatenuación. Los filtros pasivos (R-L-C) apenas se usan en los SAD, siendo los filtrosactivos la solución mas habitual.

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Aliasing de la señal muestreada.(Efectos visuales)

El aliasing se entiende y define fácilmente en el dominio de la frecuencia. Y no parecetan evidente en el dominio del tiempo. En las figuras mostradas se intenta hacercomprender mejor este fenómeno en el dominio del tiempo.Así, en la figura de la izquierda se tiene una señal correctamente muestreada, con másde 2 muestras por ciclo. A pesar de que no parece evidente, el teorema de muestreogarantiza que la senoide original puede ser perfectamente reconstruida tan sólo a partirde las muestras tomadas ( cosa que no resulta tan evidente si nos imaginamos sólo lospuntos, sin el dibujo de la senoide - de hecho, si nos fijamos bien, parece que lospuntos muestreados provienen de varias senoides de frecuencias distintas ysuperpuestas sobre la figura).En la figura de la derecha, la señal está incorrectamente muestreada, de hecho tan solose toma 1 muestra y pico por ciclo. En esta figura el fenómeno del aliasing parece másevidente, ya que es difícil imaginar que la señaL ORIGINAL pudiera ser recontruida apartir de las muestras tomadas. (de hecho, si nos fijamos de nuevo sólo en la secuenciade puntos e imaginamos la figura sin la senoide dibujada, PARECE que las muestrascorresponden a una senoide aparentemente perfecta, PERO de frecuencia unas 20veces menor que la original).Por ello, los efectos del aliasing son mejor estudiados y entendidos en el dominio de lafrecuencia, ya que en el dominio del tiempo se suelen producir efectos visuales quetienden a confundir al observador.

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Canales simples o diferenciales

.

.

....

S1

S2

S3

SN

1

2

3

N

Salida

CONTROL DEINTERRUPTORES

21 n.. .

.

.

.

Entradas

simples

E

.

.

.

.

.

.

S1

SN

1

N

Salida

CONTROL DEINTERRUPTORES

21 n.. .

.

.

.

Entradas

diferenciales

E

.

.

.

(a) (b)

Mul tip

lexo

r

Canales deentrada

analógicos

GND

+

-

Vo

CH0

CH1

CHn

Multip

lexo

r

Can

ale

s d

e e

ntr

ada

an

aló

gic

os

+

-

Vo

CH0+

CH1+

CHn+

Multip

lexor

GND

CH0-

CH1-

CHn-

Las señales a medir de entornos industriales habitualmente están contaminadas conruido y provienen de lugares distintos y con referencias de tensión (tierra) ligeramentedistintas. Como las señales a medir suelen ser de muy pequeño valor, el mejor modode medir cada canal es hacerlo como diferencia entre dos puntos, mejor que como unvalor absoluto respecto a la tierra general del PC. Este modo de medir las señales seconoce como modo diferencial y requiere dos cables activos de cada sensor, ademásde la tierra global del sistema, que sólo tiene la misión de apantallamiento.En este modo, la tensión de cada canal se mide como la diferencia entre dos hilos y noes necesario que ninguno de los dos sea la tierra. Este método es el mejor y garantizaque las tensiones flotantes de las tierras individuales no influyen en la lectura de lossensores. Sin embargo ocupa dos hilos de entrada de las tarjetas, por lo que reduce a lamitad el número total de canales que pueden ser adquiridos con la misma tarjeta.Alternativamente, cuando las señales de los sensores son elevadas y/o cuando elsistema a medir tiene una tierra de referencia bastante buena y sin ruidos, se puedeemplear la configuración simple ó unipolar, en que todas las señales comparten lamisma tensión de referencia y emplean solo un hilo de señal.

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Tipos de convertidores A/D

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Convertidor flash

• Es el más rápido.• Supone 2N resistencias y

2N-1 comparadores.• La complejidad del circuito

crece demasiado paravalores de N superiores a 7ú 8.

• De utilidad para muestreode señales rápidas, devídeo, etc…

El nombre de convertidor de tipo flash deriva de la habilidad de realizar unaconversión muy rápida. En la figura se ha representado un convertidor tipo flash de nbits. Obsérvese que son necesarios 2n-1 comparadores y 2n resistores. Obsérveseasimismo que los resistores de los extremos tienen la mitad de la resistencia del resto,para ajustarse a la curva de transferencia ideal (error = ±1/2 LSB). Si su valor fueracomo el del resto de resistores, se obtendría una curva de transferencia del segundotipo (error = –1 LSB). Todos los comparadores examinan la tensión de entradasimultáneamente y realizan una conversión inmediata. Como se observa en la figura,cada comparador tiene una entrada conectada a la tensión de entrada y la otra, a unpunto intermedio del divisor de tensión. El resultado, a veces llamado código“termómetro”, es codificado en forma de salida binaria.Esta técnica proporciona el método mas rápido de conversión, pero requiere el uso deun gran número de componentes. Así, un convertidor de tipo flash de 8 bit, necesitaríaun total de 255 comparadores y uno de 10 bit requeriría 1023 comparadores, lo queparece ciertamente excesivo.Actualmente, los convertidores de tipo flash disponibles tienen resoluciones de entre 4y 10 bits, a velocidades de conversión en el rango de Giga muestras por segundo. Sinembargo, las aplicaciones mas populares corresponden a los convertidores paraseñales de vídeo, con unas especificaciones estándar de 6 a 8 bits y 40 Mega muestraspor segundo.

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Convertidor semi-flash.

•Realiza la conversión en 2 etapas:•Primero se convierten los 4 bits de más peso, luego se obtiene ladiferencia y se vuelven a convertir los 4 bits de menos peso.

•Permite reducir la complejidad del flash directo sin perdermucho en velocidad de conversión.•Es una buena opción para convertidores rápidos.

Una solución de compromiso entre velocidad y número de componentes es la técnicade conversión en dos etapas y que suele denominarse semi–flash. En la figura, semuestra un ejemplo de convertidor semi–flash de 8 bit y que tan sólo requiere 30comparadores. Se construye a partir de 2 convertidores flash de 4 bit y un D/A de 4bit. Para su correcto funcionamiento, se requiere que la curva de transferenciaadoptada en los convertidores sea la correspondiente a –1 LSB de error. Este circuitosemi–flash resulta más lento, pero permite mayores resoluciones con menor númerode comparadores. La misma filosofía de conversión en 2 etapas puede ser aplicada aotros tipos de convertidores A/D.

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Convertidor de aproximacionessucesivas

•Usa un algoritmo de prueba y error: se comienza con el MSB=“1”, si la salidaestá todavía por debajo de la entrada, queda confirmado el bit, si es superior, esMSB=“0” y se ensaya el siguiente.•Cada ciclo, se obtiene un bit, por lo que tardará N ciclos de reloj la conversión.•Se obtienen velocidades de conversión medias-altas por lo que es un buencandidato para ser empleado en tarjetas A/D.

El convertidor A/D de aproximaciones sucesivas continúa siendo en la actualidad el tipo de convertidormas popular. El principio de funcionamiento es idéntico a la obtención del peso de un objeto dentro deun margen conocido, supuesto que se dispone de una balanza y un juego de pesas que me permitenmedir dentro del margen necesario. Otro ejemplo válido para comprender la estrategia de este tipo deconvertidor, podría ser el algoritmo de búsqueda dicotómica. En cualquier caso, las sucesivascomparaciones entre un voltaje analógico desconocido y las diferentes porciones de una referencia, sonlas que dan a este convertidor el nombre de “aproximaciones sucesivas”. En concreto, para unconvertidor de N bits se necesitan N aproximaciones hasta conseguir la salida digital definitiva.Podemos deducir que en todo el rango de tensiones de entrada, el tiempo de conversión sería fijo ydependería de la frecuencia de reloj.A partir del diagrama de bloques de la figura, podemos explicar el funcionamiento del convertidorcomo sigue:La tensión analógica a convertir Ve, se aplica a una de las entradas del comparador, mientras la salidadel convertidor D/A se aplica a la otra. El registro de aproximaciones sucesivas (S.A.R.), sincronizadopor un reloj, proporciona la entrada al D/A y responde a la salida del comparador.Inicialmente el registro de aproximaciones sucesivas coloca en el D/A la combinación 100...0, (el bitmas significativo es puesto a 1 mientras que todos los demás bits son cero). Esto producirá en la salidadel D/A un voltaje equivalente a la mitad de la tensión de referencia. El comparador determina en esemomento si la tensión analógica de entrada es mayor o menor que la tensión de salida del D/A. Si Ve esmayor que la salida del D/A el 1 del MSB es retenido en el S.A.R. y en caso contrario, es puesto a cero.En cualquier caso, en el siguiente ciclo de reloj, el segundo bit mas significativo es puesto a uno,(correspondiente a 1/4 de la tensión de referencia) quedando todos los demás bits a cero. El procesocontinúa hasta que el bit menos significativo (LSB) es comprobados. En este caso, se produce una señalde fin de conversión y la mejor aproximación digital a la tensión Ve, es enviada al registro de salida.En la actualidad hay un amplio rango de dispositivos disponibles con resoluciones entre 8 y 16 bits ytiempos de conversión desde 100µs hasta por debajo del µs. La exactitud del convertidor dependebásicamente de la del convertidor D/A.

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Convertidor de doble rampa

•Es el más preciso, pero también el más lento.

•Se emplea en instrumentos de precisión y de laboratorio.

•Cuesta 2N+1 ciclos hacer una conversión.

•Si la señal es contínua y tiene ruido de alterna, el convertidor lo eliminacasi por completo.

Este tipo de convertidores constan de un integrador, un comparador y un reloj, tal como puede verse enla figura. La conversión tiene lugar en dos fases de integración diferenciadas:Durante la primera fase de la integración, un conmutador selector conecta la tensión de entrada Ve a laentrada del integrador, integrándose ésta durante un tiempo fijo T1, controlado por el contador(generalmente, T1 corresponde al desbordamiento del contador, es decir, 2N períodos de la señal dereloj, T). Suponiendo que Ve es constante, la ecuación que describe la evolución de la salida delintegrador en función del tiempo es una recta cuya pendiente depende de Ve. Como puede observarse,la pendiente de esta recta es variable y proporcional a Ve, por lo que la tensi´on que finalmente sealcance en esta primera fase (V1), dependerá del valor de Ve.Si la tensión continua de entrada tuviera superpuestos un número exacto de períodos de una señalalterna indeseable (por ejemplo, ruido de red) durante esta fase de la integración, la tensión V1finalmente alcanzada seria la misma que sin el ruido, debido a la integración realizada, por lo que laconversión sería inmune a dicho ruido. Esta es una importante característica de este tipo deconvertidores, que permite rechazar ruidos de alterna superpuestos a la señal que se desea medir.A continuación se pasa a la segunda fase de la integración, en la cual se aplica a la entrada delintegrador una tensión de referencia -Vref , de polaridad opuesta a Ve. La duración Tx de esta segundafase es variable y depende del valor de tensión V1 alcanzado en la fase previa de la integración. Estafase termina cuando la salida del integrador cruza por cero, lo cual es detectado por un comparador. Eltiempo Tx es medido por el contador y la cuenta x finalmente alcanzada es proporcional al valor de Ve,por lo que es una representación digital de la entrada.

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Convertidor Delta-Sigma(Δ-Σ)

•Se trata de un convertidor de 1 solo bit que muestrea a gran velocidad. Lasecuencia binaria es filtrada digitalmente para obtener el valor medio conmayor precisión.

•A mayor precisión, mayor tiempo de conversión. Se puede variardinámicamente, por lo que es un convertidor intermedio entre los de doblerampa y los flash.

Este tipo de convertidores constituyen una solución de bajo coste en aquellas aplicaciones donde serequiere una muy alta resolución (12 a 20 bits) y una buena relación señal/ruido (S/N). Además,permiten utilizar con facilidad técnicas de procesado digital de señal (DSP). Las aplicaciones mástípicas se encuentran en los campos de procesamiento del habla, audio y medidas de señales débiles enentornos ruidosos.Si bien los fundamentos de la modulación delta-sigma se conocían desde hace tiempo, se ha tenido queesperar a los avances en VLSI para disponer de soluciones realizables a un precio razonable, y esto hasido así debido principalmente a los condicionamientos de velocidad (sobremuestreo) y capacidad deintegración (procesamiento digital), que este tipo de convertidores requiere.Uno de los conceptos en los que se basa este tipo de convertidor es el del “sobremuestreo”, que consisteen emplear una frecuencia de muestreo varias veces superior (“K”veces) a la necesaria según el criteriode Nyquist. Ello implica que los espectros de la señal muestreada, que se repiten a frecuencias múltiplosde la de muestreo, se separen, haciendo más fácil la recuperación de la señal deseada, por medio de unfiltrado simple.El convertidor delta-sigma de primer orden contiene dos bloques fundamentales, un modulador en buclecerrado y un filtro digital. La estructura básica del modulador consiste fundamentalmente de un nodo dediferencia (“delta”), un integrador analógico (“sigma”), un comparador y en el bucle de realimentación,un convertidor D/A de 1 bit, que proporciona un valor de +FS (fondo de escala) si la entrada es mayorque cero, ó - FS, en caso contrario.Las señales de entrada son digitalizadas en el comparador y una tira de “1” y ”0”son enviadas por unlado, al filtro digital, y por otro, al D/A. La salida del D/A es comparada en el nodo diferencia con laseñal de entrada. El objetivo del D/A es mantener la salida del integrador tan próxima al valor de laentrada como sea posible.Para finalizar el proceso, el filtro digital obtiene una salida de “m” bits a partir de una cadenade “1” y ”0”.

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