- 45 -

4.2. Instrumentación

Con el objetivo de realizar un seguimiento de la evolución de las variables relevantes durante el proceso, el sistema es convenientemente instrumentado. En especial, resulta crucial el registro de la evolución de la intensidad y de la tensión eléctrica durante el proceso de descarga. Conocidas éstas, es posible conocer también la evolución de la energía eléctrica y de la potencia eléctrica suministrada, así como de la variación de la resistencia eléctrica del agregado de polvos. Para aquellos casos en los que el polvo es comprimido simultáneamente al proceso de descarga, también se registra el desplazamiento del cabezal móvil de la prensa y el valor de la fuerza mecánica ejercida en todo momento. El registro del desplazamiento permite conocer en todo instante la altura de la columna de polvo, y a través de ésta, la porosidad global del mismo. La siguiente figura muestra un esquema de las variables que son monitorizadas.

Equipo de

descarga de

condensadores

∼∼∼∼

Equipo de adquisición de datos

I(t) V(t ) F(t) d(t) (1) Sensor hall (2) Célula de carga (3) Sensor de desplazamiento

2 3

1

Fig.39: Esquema básico de la monitorización realizada

4.2.1. Acondicionamiento de la tensión e intensidad de descarga Es evidente que para un posterior estudio, interpretación de resultados y determinación de conclusiones, es fundamental registrar y representar gráficamente la evolución en el tiempo de la tensión y de la intensidad que suministra la batería de condensadores durante el proceso de descarga de la misma. La adquisición directa de estas dos magnitudes no es posible debido a que el convertidor analógico-digital del equipo de adquisición seleccionado, adecuado para esta aplicación (“MEphisto Scope 1 UM 202”), sólo muestrea tensión y sólo en un rango máximo de ± 10V en continua (D.C.). Por lo tanto, la solución es diseñar un amplificador que transforme la magnitud a registrar en tensión y que la adapte al rango permitido. Dicho diseño ha corrido a cargo del Dr. Josef Gödde Schweißüberwachungen. Dado los altos valores que alcanzan tanto la tensión (del orden de centenares de voltios) como la intensidad (del orden de kA) durante la descarga, se diseña un

- 46 -

amplificador de aislamiento, el “STUD-DI isolation amplifier C1”, que mide directamente la tensión pero indirectamente la intensidad mediante un sensor HALL. A. Descripción del circuito El amplificador de aislamiento “STUD-DI isolation amplifier C1” dispone de cuatro partes independientemente aisladas: - Alimentación de circuitos a 5V (ver apartado 4.2.7. B.) - Circuito para adaptación de la tensión de descarga. - Circuito para la adaptación de la intensidad de descarga. - Circuito / etapa de salida que incluye además alimentación estabilizada para el sensor HALL. El esquemático del amplificador es el siguiente:

Fig.40: Esquemático STUD-DI

Y la PCB, junto a la implementación física, es:

Fig.41: PCB STUD-DI

- 47 -

Fig.42: Implementación STUD-DI

El circuito que adapta la tensión de descarga reduce dicha tensión a la entrada mediante el divisor de tensión formado por R1, R2, R3 ó formado por R1//R9, R2//R17, R3 si se puentea mediante los “jumpers” JP3 y JP4, respectivamente. Esta tensión reducida es la señal de entrada al integrado “HCPL7840” (o el equivalente “A7840”). La salida del “HCPL7840” ataca a una etapa de amplificación diferencial (integrado “TL072”) después de la cual ya tenemos adaptada correctamente la señal en el conector de salida de tensión que va a un canal de entrada del “MEphisto eléctrico”. El circuito que adapta la intensidad de descarga presenta en principio dos alternativas: a) Medida directa de intensidad, transformándola en tensión a través de una resistencia “shunt”. Dicha tensión ataca a un operacional a través de R4 y R5. Para proteger dicho operacional ante subidas de tensión a la entrada no aceptables están R4, R5, D3 y D4. La salida del operacional va a través del JP1, convenientemente colocado, hacia un amplificador diferencial y de ahí al conector de salida. Esta alternativa se descarta debido al alto valor de la intensidad que se va a medir, que implicaría una resistencia de potencia no factible. b) Medida indirecta de intensidad mediante sensor HALL cuya salida es en tensión (proporcional a la intensidad que se mide). Esta es la alternativa que se va a utilizar. IC5 estabiliza a 5 voltios la alimentación del sensor HALL modelo “SS49” de “Honeywell”. Sin campo magnético (intensidad cero), la tensión que proporciona este sensor HALL es de 3.8V aproximadamente, aumentando con la intensidad a medir con

una pendiente aproximada de ( )41 9 10− ⋅ G/V = [ ]1 9 T/V, siendo 1 Gauss (G) = 10-4

Teslas (T) (ver apartado 4.2.2.). Para poder utilizar esta alternativa, hay que conectar el “jumper” JP6 en la posición que no anula la resistencia R6. Según la posición de JP2 tendremos salida DC ó AC. Se selecciona la posición que determina salida AC, dado que es el modo apropiado para medidas de corriente inferior a 5 ms. De este modo, la salida del sensor HALL está compensada (Offset) por aproximadamente -3.8 V, por lo que a intensidad cero tendremos una tensión de 0 V. La señal va a través de JP1 hacia un amplificador diferencial y de ahí al conector de salida que va a un canal de entrada del “MEphisto eléctrico”.

- 48 -

B. Conexión con “MEphisto eléctrico” El amplificador de aislamiento “STUD-DI isolation amplifier C1” está diseñando para un funcionamiento óptimo junto al dispositivo de adquisición de datos seleccionado “MEphisto Scope1UM202” del fabricante “MEILHAUS ELECTRONIC”. El conjunto permite registrar fielmente la tensión y la intensidad en un proceso de descarga eléctrica de condensadores (el tiempo de descarga es del orden de ms). La conexión entre el amplificador de aislamiento y el “MEphisto eléctrico” se realiza mediante conectores BNC:

Fig.43: Conexión STUD-DI-“MEphisto eléctrico”

C. Posición “jumpers” Para utilizar el “STUD-DI isolation amplifier C1” en nuestra aplicación es necesario colocar en determinadas posiciones los “jumpers” existentes en la placa.

Fig.44: “Jumpers” STUD-DI

- 49 -

• Posición “jumpers” para medir tensión

Los “jumpers” JP3 y JP4 son quitados. Con ello conseguimos incrementar el rango de entrada diferencial en tensión de ± 66V a ± 130V. El rango de la tensión máxima de entrada al circuito procedente de la batería de condensadores es:

[50 V - 200 V]

Por lo tanto, hay que diseñar un reductor de tensión para que cuando la batería de condensadores proporcione un valor superior a 130 V, al STUD-DI no llegue más de ese valor. En realidad estos 130 V es el valor de saturación, y el diseñador del STUD-DI recomienda, si lo que se quiere es tener una alta linealidad (superior al 99.95%) y baja distorsión, no introducir más de 90 V. Por lo tanto, el reductor a diseñar tiene la siguiente función de transferencia:

Esta función de transferencia es implementada mediante un simple divisor de tensión.

Fig.45: Divisor de tensión a la entrada del STUD-DI

R3 representa la impedancia de entrada del STUD-DI que tiene un valor de 438 kΩ . R1 y R2 son las resistencias a dimensionar del divisor de tensión. La tensión

en el nodo 1 es la que pone la batería de condensadores durante la descarga ( 1 batería condensadoresV V= ) y el nodo 2 es la entrada al STUD-DI (2 entrada STUD DIV V −= ).

( ) ( )1 12

12 // 3

1 11 2 // 31 2 31

1 12 3

V VV R R

R R RR RR

R R

= × = × + + + +

- 50 -

32

1

3

1 11 1 1 12 3 2 438 100.45

1 11 1

1 1 1 12 3 2 438 10

V R R RV R R

R R R

+ +⋅= = =

+ ++ +

⋅

En este momento hay que fijar un valor para una de las dos resistencias (R1 o R2). Se decide fijar el valor de R2, de tal modo que se pueda utilizar una resistencia de 0.25 W.

( )22

0.250.25 2 2

WP W I R R

I= > × ⇒ <

Se elige como valor de intensidad el más desfavorable posible, es decir, suponiendo que no existe divisor de tensión.

2000.47

438

batería condensadoresMAXIMA

entrada STUD DI

V VI mA

R k−

= = ≈Ω

R2 ha de tomar un valor tal que:

( )6

23

0.252 1.13 10 1.13

0.47 10

WR M

−< ≈ × Ω = Ω

×

La resistencia R2 se fija con un valor de 1 M Ω (0.25 W). Así:

6 3

6 3

11 1

10 438 100.451

11 1

10 438 10

R

+⋅=

++

⋅

6 3 6 3

1 10.45 1 0.45

1 1 1 110 438 10 10 438 10

R× + × =+ +

⋅ ⋅

( )6 3

11 0.45

1 110 438 101 372.3

0.45R k

× −+

⋅= ≈ Ω

R1 será un potenciómetro multivuelta de 500 kΩ de 0.25 W ajustado a un valor de 372.3kΩ aproximadamente.

- 51 -

Simulando con “Micro-Cap” el circuito de la Fig.45 con los valores de:

- R1 = 373 kΩ

- R2 = 1 M Ω - R3 = 438 kΩ

Se obtiene la función de transferencia deseada.

Fig.46: Simulación divisor de tensión

El valor de las intensidades máximas a través de R1 y R2 es:

( ) ( )2

1 1

2000.3 0.3 373 0.04

1 2 // 3R RMAX

VI mA P mA k W OK

R R R= ≈ ⇒ > × Ω ≈ ⇒

+

( )2

2 1

900.09 0.09 1 0.01

2R RMAX

VI mA P mA M W OK

R= ≈ ⇒ > × Ω ≈ ⇒

El divisor de tensión dimensionado se implementa en una placa de circuito impreso. El PCB, el fotolito y la implementación física se muestran a continuación.

Fig.47: (a) PCB divisor de tensión. (b) Fotolito divisor de tensión. (c) Implementación divisor de tensión

b c a

- 52 -

Para comprobar el correcto funcionamiento del divisor de tensión, se introduce a su entrada una señal senoidal con valor de pico 200 V (frecuencia = 50 Hz) y se comprueba lo que lee el “MEphisto eléctrico” en modo osciloscopio.

Fig.48: Tensión leída por el canal de tensión del “MEphisto eléctrico” al introducir una señal senoidal de amplitud 200 V a la entrada del divisor de tensión

Se comprueba como el valor máximo leído es aproximadamente 200 V x 0.45 x 0.0181 = 1.63 V (error: 0.01 V). • Posición “jumpers” para medir intensidad

Como la medida de intensidad se va a realizar indirectamente mediante sensor HALL, los 2 “jumpers” de JP1 se conectan en su posición derecha. Como el sensor HALL seleccionado, “SS49” de “Honeywell”, requiere resistencia de carga, es necesario conectar JP5. Debido a que la medida de corriente que se va a realizar tendrá una duración inferior a 5 ms (tiempo de descarga de la batería de condensadores), se selecciona el modo AC conectando JP2 en su posición derecha. D. Conexiones Para medir la tensión de descarga, el “STUD-DI isolation amplifier C1” dispone de un cable de audio bipolar, que es conectado en sus terminal a los electrodos del siguiente modo:

Fig.49: (a) Conexión tensión +. (b) Conexión tensión - (referencia)

a b

- 53 -

Se evita que dicho cable quede paralelo a los cables que proceden del dispositivo de descarga, por los que circulará una elevada intensidad, y así asegurar que la medida de tensión no está distorsionada. Para medir la intensidad de descarga, que se realiza indirectamente mediante sensor HALL, se introduce el cable con polaridad positiva (no masa, -) en el elemento de fijación mecánica. Se asegura que el cable masa está a más de 10 cm del sensor HALL, evitando así perturbaciones en la medida de la intensidad. Dado que los sensores tipo HALL son sensibles al valor y a la dirección del campo magnético que genera la corriente a medir que circula por el conductor, se puede modificar la sensibilidad de la medida según la distancia cable - sensor y según la orientación relativa cable - sensor. El sistema tiene que ser calibrado con intensidades conocidas. En este sentido podemos ajustar la sensibilidad del sensor de dos formas: • Ajuste aproximado de sensibilidad: es el primer ajuste que se hace, determinando la distancia cable – sensor. En nuestro elemento de fijación existen 2 posiciones:

Fig.50: (a) Posición lejana. (b) Posición cercana

• Ajuste fino de sensibilidad: se refiere a la posición relativa cable sensor. En este sentido es el sensor el que gira para realizar el ajuste:

Fig.51: (a) Orientación menos sensible. (b) Orientación más sensible. (c) Orientación más sensible (signo invertido)

E. Datos complementarios • Tensión de aislamiento entre la tensión de entrada y la de salida: 300V • Tensión de entrada diferencial destructiva ( > 5 s): 330V • Ganancia en tensión (medida de la tensión de descarga): 0.0181 ± 1%

a b

a b c

- 54 -

• Ganancia en tensión (tensión procedente del sensor HALL medida de la intensidad de descarga): 1.0 • Capacidad parásita entre las partes independientemente aisladas del amplificador: > 250 pF 4.2.2. Sensor HALL La medida de la corriente de descarga, debido a su alta magnitud, se realiza por seguridad, indirectamente. Se utiliza un sensor de efecto HALL del fabricante “Honeywell” modelo “SS49”, cuya señal de salida es una tensión proporcional a la intensidad que mide. Está alimentado a 5 V estabilizados y, sin campo magnético (intensidad cero), la tensión que proporciona es 3.8V aproximadamente. Conectando los “jumpers” adecuadamente (ver apartado 4.2.1. C.), la tensión de salida está compensada (offset) por aproximadamente -3.8V, por lo que a intensidad cero tendremos una tensión de salida de 0 V. La función de transferencia de este sensor tiene

una pendiente aproximada de ( )41 9 10− ⋅ G/V = [ ]1 9 T/V, siendo 1 Gauss (G) = 10-4

Teslas (T):

1

9B V= ×

Donde: B [T]: Campo magnético que produce la intensidad de descarga al circular por la manguera que une la salida + del dispositivo de descarga con el electrodo +. V [V]: Tensión que proporciona el sensor HALL. Para hallar la intensidad de descarga se aplica la siguiente fórmula:

0

2 rI B

πµ

=

Donde: I [A]: Intensidad de descarga a medir r [m]: Distancia del sensor HALL al centro del conductor. Para posición cercana (ver Fig.50 b) r = 0.005 m

0µ [mT/A]: Permeabilidad en el vacío = 74 10π −⋅ ⋅ mT/A

Sustituyendo los valores, para la posición cercana (ver Fig.50 b), tenemos la siguiente función de transferencia I – V:

3

5

1.8 10I V−= ×

×

- 55 -

El principio de funcionamiento de estos sensores es, obviamente, el efecto HALL. Dicho efecto se basa en el echo de que si sobre una densidad de electrones en movimiento por un conductor, es decir una corriente (tanto continua como alterna), se ve sometida a la acción de un campo magnético perpendicular a la dirección de dicha corriente, cierta cantidad de estos electrones se desvían en sentido perpendicular a la dirección de la corriente y del campo magnético. Existirá un exceso de electrones en A1 y un déficit de éstos en A2, tal y como se muestra en el esquema siguiente. Esto significa que existe una tensión HALL entre A1 y A2 proporcional a la densidad de flujo magnético.

Fig.52: Efecto HALL

Las tensiones HALL son bastante grandes en materiales semiconductores. Un sensor de efecto HALL es una delgada oblea semiconductora o una película de semiconductor depositada sobre un sustrato dieléctrico:

Fig.53: Sensor HALL

Sobre el sustrato, de tipo cerámico, se hace crecer la capa semiconductora a la que se le fijan unos contactos metálicos. En el centro de esta capa se forma un área denominada área activa (zona libre de efectos de borde). Estas áreas son muy pequeñas, del orden de 0,13 mm de diámetro y 0,25 mm de espesor.

B Densidad del flujo del campo magnético IH Corriente Hall IV Corriente de alimentación UH Tensión Hall d Espesor

- 56 -

Al colocar el sensor en el campo magnético producido por la intensidad a medir, se registrará una tensión de salida proporcional al campo magnético. Dicha tensión se procesará para obtener una señal proporcional a la intensidad que se desea medir. Dado que el campo magnético está caracterizado por su densidad de flujo y orientación, el sensor trabajará correctamente cuando la densidad de flujo sea suficiente y la orientación sea la correcta. Dichos parámetros son ajustados correctamente tal y como se explica en el punto 4.2.1. D. El sensor de efecto HALL es el indicado para medir intensidades de elevada magnitud, pero presenta como inconveniente una alta deriva por temperatura y precisa circuitos externos de control. Evidentemente existen otras tecnologías para realizar la medida de intensidad eléctrica. La selección del sensor de efecto HALL ha corrido a cargo del Dr. Josef Gödde Schweißüberwachungen, que justifica dicha elección como la más adecuada para las condiciones de medida: muy elevadas intensidades (del orden de kA) y tiempos de medición muy pequeños (< 5 ms). Un cuadro comparativo de las distintas tecnologías existentes para la medida de intensidades es el siguiente:

Tabla 4: Comparación tecnologías medida de intensidad

4.2.3. Transductor de desplazamiento Para poder tener registrado en todo instante la altura de la columna de polvo a consolidar (durante la descarga eléctrica existe una disminución de altura

densidad porosidad⇒↑ ⇒↓ ), previamente introducida en la matriz, y con ello conocer la porosidad de dicho polvo, se realiza la medida del desplazamiento del cabezal móvil de la prensa neumática con un transductor de desplazamiento. Se selecciona un sensor magnetoconstrictivo de desplazamiento lineal del fabricante “TURCK”.

- 57 -

Fig.54: “LT100M-Q21-LIOX3-H1141”

En concreto, el modelo seleccionado es el “LT100M-Q21-LIOX3-H1141”, que cumple las siguientes especificaciones requeridas: • El recorrido máximo total que puede realizar el cabezal móvil de la prensa es 70 mm. El modelo seleccionado es un dispositivo compacto cuyo rango de medición es de 0 a 100 mm. • Debido a su compacidad, resulta sencillo de integrar en la prensa, sin que suponga obstáculo alguno para la manipulación de los troqueles, en el espacio que tenemos para tal efecto; además de, por supuesto, realizar perfectamente su función de medir el desplazamiento del cabezal móvil. • Altas prestaciones:

+ Resolución: 12 bits 122 posiciones distintas 612

10024 10

2

mmm−× ⇒≃

⇒24 micrómetros La resolución final en la medida la impone la calidad de muestreo del convertidor analógico digital del dispositivo adquisidor de datos seleccionado, que obviamente ha de poseer una resolución > 24 micrómetros. De hecho, dicha resolución es superior a los 85 micrómetros de error que tenemos por la compresión de las láminas aislantes (ver apartado 4.4.). + Repetibilidad: 1 mm + Linealidad: 5 mm • Alimentación en tensión continua (12 V DC) y salida en corriente cuasi-analógica (resolución: 12 bits). La función de transferencia lineal intensidad-posición es:

( )( ) 4

6.25

d mmI mA = +

- 58 -

Fig.55: Función de transferencia transductor de desplazamiento

4.2.4. Célula de carga mecánica Para aquellos casos en los que el polvo sea comprimido simultáneamente al proceso de descarga, se va a medir la fuerza mecánica ejercida en todo momento por la prensa neumática, mediante una célula de carga. Ésta suministra una señal eléctrica proporcional a la fuerza aplicada, que será acondicionada, muestreada y procesada computacionalmente. Estas células son en esencia un simple puente de Wheatstone:

Fig.56: Puente de Wheatstone

El conjunto de resistencias (dos resistencias en serie (R1 y R2) en paralelo con otras dos en serie (Rx y R3)) es alimentado en tensión a través de A y D. R2 es el elemento activo, ya que realmente se trata de una galga extensiométrica que varía su valor resistivo al deformarse ante aplicación de cargas. La variación óhmica de R2 produce una variación de la tensión diferencial entre los puntos C y D, proporcional a la deformación de la galga y, por lo tanto, directamente proporcional a la carga aplicada.

Fig.57: Deformación galga extensiométrica

La tensión de salida (BCV ) es: 3 2

3 1 2OUT BC AD

X

R RV V V

R R R R

= = − × + −

- 59 -

Como puede observarse en la expresión anterior, la tensión de salida es función del valor de la tensión con la que se alimenta al puente ( ADV ). Es muy importante que

esta tensión de alimentación sea muy precisa y estable, ya que de ello dependerá la calidad de la señal de salida. La célula de carga seleccionada es la célula de precisión modelo “8431-20000” del fabricante “BURSTER”.

Fig.58: Célula de carga

El rango de medición y las dimensiones principales se muestran a continuación:

Fig.59: Rango de medición y dimensiones “8431-20000”

La elección de dicha célula se justifica a continuación:

• Debido a que se va a aplicar una carga máxima de 2000 kgf, es decir unos 2000 x 9.81 = 19620 N = 19.62 kN, el rango de la célula seleccionada (0 … 20 kN) cubre esta especificación. Esta carga máxima está limitada por la propia célula, ya que la prensa neumática, encargada de aplicar la carga, es capaz de suministrar más. Este hecho se tiene en cuenta y se toman medidas de seguridad para asegurar la integridad de la célula.

La función de transferencia carga aplicada-señal de salida, es lineal y alimentando en continua con 10 V perfectamente estabilizados y filtrados, y conociendo el siguiente dato:

( )2 mV de salida V de tensión de alimentación

tenemos: 0 kN 0 mV 20 kN 20 mV

- 60 -

• La célula dispone de un perno roscado en la zona activa (cara con mueca bordeando), y otro perno roscado en la zona no activa. Dichos pernos facilitan la integración de la célula en el sistema (cabezal móvil de la prensa neumática). La carga a medir es introducida a través del perno de la cara activa en dirección axial. Cargas que provoquen torsión y/o flexión son evitadas. En el caso de que existiera cierto desequilibrio, la célula dispone en su interior de dos membranas estabilizadoras que reducen al mínimo las distorsiones en la medida, provocadas por dichos desequilibrios.

• Debido a sus pequeñas dimensiones, no supone un obstáculo a la hora de

manipular objetos (electrodos, matrices, polvo, ...) en el espacio que disponemos en el hueco de la prensa.

• Posee una alta precisión, siendo el error en la medida < 0.2% a fondo escala.

Como el fondo escala es 20 kN y considerando que el error en la medida es 0.1% (la alimentación es muy precisa) el error es 20 N (ver apartado 4.4.).

• Célula herméticamente sellada en fabricación, por lo que es inaccesible,

evitando así posibles manipulaciones internas inadecuadas.

4.2.5. Acondicionamiento de las señales eléctricas procedentes del transductor de desplazamiento y de la célula de carga Tal y como se ha comentado en sus apartados correspondientes, la prensa neumática se instrumenta con un transductor de desplazamiento y con una célula de carga, con el objetivo de registrar magnitudes que se desean conocer para su posterior procesado e interpretación. Dichos dispositivos proporcionan una señal eléctrica proporcional a la magnitud que se desea medir (función de transferencia lineal): + Transductor de desplazamiento: alimentando en continua con 12 voltios estabilizados y filtrados, el dispositivo suministra una salida en intensidad cuasi-analógica (12 bits de resolución):

0 mm 4 mA 100 mm 20 mA

+ Célula de carga: alimentando en continua con 10 voltios estabilizados y filtrados, el dispositivo suministra una salida en tensión analógica:

0 kN 0 mV 20 kN 20 mV

Estas señales eléctricas no se pueden registrar y procesar directamente: - El conversor analógico digital que incorpora el dispositivo de adquisición de datos seleccionado (“MEphisto Scope 1 UM202” del fabricante “MEILHAUS ELECTRONIC”) sólo muestrea señales eléctricas de tensión, por lo que la intensidad cuasi-analógica que proporciona el transductor de desplazamiento precisa un acondicionamiento.

- 61 -

- La tensión analógica que proporciona la célula de carga (0 … 20 mV), debido a su pequeño valor, precisa una amplificación. Dicha adaptación amplificadora se hace totalmente imprescindible, si tenemos en cuenta que el dispositivo de adquisición de datos tiene una precisión mínima en el muestreo de tensión de 1mV. Con esta precisión

tendríamos un error en la medida de la fuerza aplicada del 1

100% 5%20

mV

mV× =

( ± 1kN). Error totalmente inadmisible. La solución es amplificar la señal, adaptándola al rango de tensiones de entrada del dispositivo de adquisición de datos (seleccionable por software), y así incrementar el nivel de resolución de la medida y mejorar la relación señal-ruido. La solución adoptada es diseñar dos circuitos amplificadores:

- Uno que transforme la intensidad que procede del transductor de desplazamiento en tensión amplificada circuito desplazamiento.

- Otro que amplifique la señal en tensión que procede de la célula de carga circuito célula.

Ambos circuitos son implementados en una misma placa PCB, con el objetivo principal de que las dos señales adaptadas sean transmitidas directamente a los dos canales de entrada del “MEphisto mecánico” mediante conectores BNC, de forma similar a la conexión de la adaptación “STUD-DI” con el “MEphisto eléctrico”. Esta misma placa PCB dispone también los bornes de conexión que alimentan a la célula de carga y al sensor de desplazamiento. La amplificación es tal que el “MEphisto mecánico” va a registrar los siguientes rangos de tensiones:

Fig.60: Acondicionamiento de las señales procedentes de los sensores mecánicos

El rango de tensiones de entrada al “MEphisto mecánico” que se precisa programar por software, para cada canal, es ± 5V con un offset de 5V 0 … 10V. La amplificación se limita a 10V porque este valor es precisamente la tensión máxima que admite el dispositivo adquisidor de datos (MEphisto). A. Descripción de los circuitos *Circuito desplazamiento El esquemático del circuito desplazamiento es:

Transductor de desplazamiento

I V G = 500

Célula de carga G = 500

MEPHISTO MECÁNICO

- 62 -

Fig.61: Esquemático circuito desplazamiento

I1 simula la señal procedente del transductor de desplazamiento (4 … 20 mA) y R2 simula la resistencia de entrada de un canal del “MEphisto mecánico”. La intensidad proporcional al desplazamiento del cabezal móvil de la prensa neumática, se transforma en tensión mediante una resistencia R1 = 500Ω . Suponiendo que el amplificador operacional es ideal y al existir realimentación negativa, se cumple el principio de cortocircuito virtual: V+ = V-. Configurando el operacional en modo seguidor de tensión, tenemos en el nodo 2 (entrada a un canal del “MEphisto mecánico”) la misma tensión que en el nodo 1. Con esto conseguimos fijar la tensión en el nodo 2 independientemente de la impedancia real de R2. La función de transferencia tensión – desplazamiento es:

( )

( ) 212.5

d mmV V = + d = 0 mm V = 4mA x 500Ω = 2V

d = 100 mm V = 20mA x 500Ω = 10V El componente físico que implementa R1 es un potenciómetro multivuelta vertical de 1 kΩ , que será ajustado a unos 500Ω para obtener la salida deseada. La potencia de este potenciómetro ha de ser mayor que 0.2 W

( )2 3 2(20 10 ) 500 0.2P I R A W−= × = × × Ω = .

Fig.62: Potenciómetro multivuelta

El integrado seleccionado “LM741”, que contiene un sólo amplificador operacional, cumple las especificaciones requeridas para funcionar en configuración seguidor de tensión (ver anexos).

Fig.63: Esquema amplificador operacional LM741

- 63 -

El encapsulado es tipo 8-DIP:

Fig.64: LM741 8-DIP

Las patillas de offset no se conectan en nuestro circuito y la alimentación es simétrica ± 12V CCV = +12V y EEV = -12V. En cada línea de alimentación

estabilizada se ha dispuesto en paralelo un condensador de poliéster de 100 nF, con el objetivo de filtrar ruido de alta frecuencia. *Circuito célula El esquemático del circuito célula es:

Fig.65: Esquemático circuito célula

V1 simula la señal procedente de la célula de carga (0 … 20 mV) y R7 simula la resistencia de entrada de un canal del “MEphisto mecánico”. La configuración adoptada se denomina amplificador de instrumentación, y es la que se utiliza cuando se desea amplificar con alta precisión señales diferenciales, como por ejemplo, la que procede de un puente de Wheatstone, que es nuestro caso. Este circuito posee una alta impedancia de entrada y un alto rechazo al modo común (CMRR). Se busca amplificar sólo la señal diferencial evitando la componente común. La operación que se realiza es la resta diferencial de sus dos entradas multiplicada por un factor. Considerando los amplificadores operacionales ideales y al existir realimentación negativa, se puede considerar un cortocircuito virtual ente las entradas inversora - y no inversora +. Por esto se tiene la diferencia de tensiones de entrada (V1) entre dichos terminales y, por tanto, entre los extremos de R0. Por esta resistencia circula la siguiente intensidad:

0 1 1

1( )

0RI V VR+ −

= − ×

- 64 -

Y debido a la alta impedancia de entrada de un amplificador operacional, esta corriente es la misma que atraviesa R1 y R2. Por tanto, la tensión que cae en toda la rama formada por R0, R1 y R2 es:

( )1 19 5 0 1 2

0

V VV R R R

R+ −

→−= × + +

El resto del circuito es un restador:

Fig.66: Restador

Como en el amplificador de instrumentación estas cuatro resistencias son de igual valor óhmico, la ganancia en esta etapa es la unidad. Por lo tanto:

( ) ( ) ( )1 114 9 5 Re 9 5 1 1 1 1

1 2 501 0 1 2 1 1

0 0 0ENTRADA stadorMEphisto

V V R R kV V V G V R R R V V V V

R R R+ −

→ → + − + −− + Ω = = × = × = × + + = − × + = − × +

( )1 1

50 501 0

0 1

ENTRADAMEphisto

AmplificadorInstrumentación Amplificador

Instrumentación

Vk k

GANANCIA G RV V R G+ −

Ω Ω= = = + ⇒ =− −

El circuito de instrumentación diseñado se puede implementar a base de componentes discretos o se puede encontrar encapsulado, todo en un integrado. Estos circuitos integrados encapsulan todo, excepto la resistencia R0 para poder controlar la ganancia. Se decide comprar el integrado INA114, que implementa nuestro circuito de instrumentación con alta precisión.

Fig.67: (a) Encapsulado INA114 8-DIP. (b) Esquema pines INA114

El INA114 está optimizado para amplificar señales diferenciales procedentes de un puente de Wheatstone, para su posterior adquisición. El rango de tensiones de alimentación de este encapsulado es de ± 2.25V a ± 18V (en nuestro circuito la alimentación es ± 12V), y se precisa una tensión en cada entrada + y - inferior a 11V. El puente de Wheatstone (célula de carga) se va a alimentar a 10V estabilizados y filtrados. En cada punto de donde se saca la señal del puente y que va a las entradas

a b

- 65 -

del INA114 hay un potencial entorno a 5V, por lo que cumple la especificación de máxima tensión de entrada al encapsulado. Por otro lado, el echo de que los 10V de alimentación están perfectamente estabilizados y filtrados, determina que la señal diferencial (0 … 20 mV) se presente libre de ruido (armónicos de alta frecuencia), asegurando así que únicamente el valor de ésta, es amplificado. Se decide implementar la siguiente función de transferencia tensión - carga aplicada:

( )

( )2

Q kNV V = Q = 0 kN V = 0 mV x 500 = 0 V

Q = 20 kN V = 20 mV x 500 = 10 V La ganancia que se precisa es 500 y como 1 50 0Amplificador

Instrumentación

G k R= + Ω , el valor

óhmico requerido es:

50 500 100.2

1 500 1AmplificadorInstrumentación

k kR

G

Ω Ω= = Ω− −

≃ .

Tal y como se ha comentado R0 no está encapsulado en el integrado INA114.

Fig.68: Esquema acondicionamiento señal célula de carga

No existen resistencias comerciales con valor normalizado de 100.2 Ω . R0 se implementa mediante un potenciómetro multivuelta vertical de 200 Ω , que será ajustado. La potencia que va a disipar este resistor es:

2 3 261 1( ) (20 10 )

4 10 40 100.2

V V VP W W

Rµ

−−+ −− ×= = × =

Ω≃

*Alimentación La misma placa PCB donde se implementa el circuito célula y el circuito desplazamiento, dispone también del acondicionamiento de la alimentación del transductor de desplazamiento y de la célula de carga. La placa es alimentada mediante una fuente de tensión continua simétrica de

12 V± DC, perfectamente estabilizada.

- 66 -

La alimentación del transductor de desplazamiento es a 12 V DC. Se toman directamente las líneas de +12 V DC y GND de la alimentación de la placa. Por seguridad y porque el coste es reducido se coloca entre estas líneas un condensador de 330 Fµ (electrolítico) en paralelo con otro de 100nF (poliéster). Entre las líneas de -12 V DC y GND se hace lo mismo. El condensador electrolítico filtrará cualquier perturbación de baja frecuencia en la alimentación, ya que es de respuesta lenta. El de poliéster filtrará cualquier ruido (señal de alta frecuencia). La alimentación de la célula de carga (puente de Wheatstone) es a 10 V DC. Esta alimentación es crítica, ya que se precisan 10 V DC perfectamente estabilizados y filtrados, para que la señal diferencial que proporciona el puente sea perfecta (libre de ruido). Es inadmisible la amplificación de ruido en la etapa posterior (amplificador de instrumentación), ya que merma la calidad de la medida. Se toman las líneas de +12 V DC y GND de la alimentación de la placa y se regula la señal a 10 V DC, mediante el regulador LM7810. Antes y después del LM7810 se colocan condensadores que filtrarán perfectamente la señal.

Fig.69: (a) Esquema regulación a 10V. (b) LM7810 en encapsulado TO-220

Los condensadores C1 (3300Fµ ) y C3 (330 Fµ ) son electrolíticos y debido a su alto valor filtran las perturbaciones de baja frecuencia. Los condensadores C2 (470nF ) y C4 (100nF ) son de poliéster y debido a su pequeña capacidad filtran ruido. El dido D1 que se coloca entre la salida y la entrada del regulador, cumple la misión de absorber posibles intensidades que devuelva el circuito aguas abajo cuando se apague el sistema. Así evitamos que esta intensidad entre por la salida del regulador y pueda dañarlo. El LM7810 para regular de 12V DC a 10V DC, lo que hace es disipar en forma de calor la energía sobrante. Esta disipación se puede hacer directamente a través de la carcasa metálica que trae el propio encapsulado o mediante un disipador. La elección se lleva a cabo determinando si es necesaria o no la utilización de disipador. Para determinarlo se realizan los siguientes pasos: - En primer lugar se calcula la potencia que es necesario disipar: La intensidad que va a circular a través del regulador es:

a

b

- 67 -

_

_

100.027 27

(Vista desde los terminales de alimentación) 375salida regulador

reguladorequivalente puente

V VI A mA

R= = =

Ω≃

Y la caída de tensión en el mismo es:

12 10 2regulador salida entradaV V V V V V= − = − =

La potencia a disipar es:

0.06regulador regulador reguladorW I V W= × ≃

- A continuación se extrae del datasheet del componente los tres parámetros que se necesitan para realizar el cálculo:

Tabla 5: Absolute maximun ratings LM7810

* OPRT es la temperatura máxima de funcionamiento de la unión. Si se sobrepasa el

componente se daña. Para el LM7810 125ºOPRT C= .

* JARθ es la resistencia térmica entre la unión y el ambiente. Se utiliza para determinar

si es necesario o no disipador. Para el LM7810 65ºJAR C Wθ = .

* JCRθ es la resistencia térmica entre la unión y la carcasa del componente. Se utiliza

en el caso de que se añada disipador. Para el LM7810 5ºJCR C Wθ = .

- Cálculo: La fórmula que se utiliza es:

J A regulador TT T W R= + ×

JT : es la temperatura de la unión

AT : es la temperatura ambiente

reguladorW : es la potencia que es necesario disipar

TR : es la resistencia térmica total existente entre la unión y el ambiente

Suponiendo una AT de cálculo desfavorable igual a 50 ºC (estamos imponiendo

cierto margen de seguridad), la temperatura a la que se pondrá la unión del componente será:

50º 0.06 65º 54ºJ A regulador T A regulador JAT T W R T W R C W C W Cθ= + × = + × = + × ≃

Como 125ºJ OPRT T C< = , se determina que este regulador no necesita disipador.

- 68 -

B. Esquema general A continuación se muestra un esquema general de los tres circuitos anteriormente descritos (circuito desplazamiento, circuito célula y circuito alimentación), mostrando las conexiones entre sí, con el “MEphisto mecánico” y con la alimentación ( 12V± ). Los condensadores C5, C6, C11 y C12 de 100 nF son de poliéster y se colocan en la placa lo más cerca posible del integrado correspondiente.

Fig.70: Esquema general

C. Simulaciones *Circuito desplazamiento En primer lugar se comprueba que el circuito funciona como seguidor de tensión y que la tensión de salida (entrada al “MEphisto mecánico”) varía en el rango 2 … 10V. La simulación se realiza alimentando el operacional con una tensión simétrica ± 12V, y utilizando como entrada una fuente de intensidad sinusoidal que barre todo el rango de intensidades posibles que da el transductor de desplazamiento, cuyos parámetros son: - Amplitud (IA): 8 mA - Valor medio (I0): 12 mA - Frecuencia (F0): 50 Hz - Tiempo de retraso antes del inicio de la señal sinusoidal (TD) = 15 ms

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Fig.71: Parámetros fuente de intensidad sinusoidal

Realizando el análisis transitorio y seleccionando los parámetros adecuados:

Fig.72: Parámetros análisis transitorio

Para 40 ms (f = 50Hz 2 ciclos) de simulación se obtiene la siguiente gráfica:

Fig.73: Simulación amplificación/adaptación intensidad-tensión

La señal de intensidad es sinusoidal, pero no se aprecia en la gráfica porque su amplitud es 500 veces menor que la señal en tensión.

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Para los instantes de tiempo 9.824 ms y 20.224 ms: + Rango de entrada[19.988 , 4.02 ]mA mA∈

+ Rango de salida[9.996 , 2.012 ]V V∈

Se obtiene aproximadamente una ganancia en trans-resistencia de 500Ω :

9.996 2.012500

19.988 4.02out

amplificadortrans resistencia in

V VG

I mA−= = ≈ Ω≃

Y un rango de salida muy próximo al deseado (2 … 10V). Realizando otro análisis transitorio en el que se representa V(1) (entrada + de operacional) y V(2) (entrada – del operacional que coincide con la salida del circuito) frente al tiempo, podemos observar cómo las 2 curvas están superpuestas es un seguidor de tensión. El siguiente parámetro que se simula es el valor medio de las tensiones en los dos nodos que dispone el circuito. Ha de recordarse que se está realizando la simulación con una señal de entrada sinusoidal que barre todo el rango de intensidades de entrada. Para esta simulación se muestran los valores medios:

Fig.74: Tensiones en los nodos para I1=12mA

Se puede observar como se cumple el principio de cortocircuito virtual. Por ultimo, es de destacar que debido a que está comprobado experimentalmente que la señal que proporciona el transductor de desplazamiento (intensidad DC ∈ [4 mA, 20 mA]) está perfectamente estabilizada y no presenta ruido, se decide no diseñar un filtro paso bajo tras el circuito desplazamiento. Dicho filtro disminuiría la ganancia total y haría que la respuesta del circuito fuese más lenta. Así, el ancho de banda teórico es ∞ y no tiene sentido realizar una simulación AC de respuesta en frecuencia, pero está claro que va a tener un valor determinado (muy alto) en la práctica debido a los condensadores y bobinas parásitas. El ruido que se registra en las gráficas que se obtienen, es introducido por el conversor analógico digital del dispositivo adquisidor de datos (MEphisto) y no por la señal que suministra el circuito desplazamiento.

- 71 -

*Circuito célula Se va a comprobar que el circuito amplifica con la ganancia requerida, aproximadamente una ganancia en tensión de 500 entre la entrada, V11 – V8 (ver Fig.75), y la salida (nodo 7 en Fig.75):

7

11 8Amplificadorinstrumentación

VG

V V=

−

Para la simulación los amplificadores se alimentan con una tensión simétrica de ± 12 V y como señal de entrada se utiliza la salida de un puente de Wheatstone alimentado a V1 = 10 V, que simula la célula de carga.

Fig.75: Esquemático que se utiliza para simular el circuito célula

En el puente de Wheatstone, R10 va a ser el elemento que varía su valor óhmico al deformarse (galga extensiométrica). Suponemos que cuando se aplica carga, el valor resistivo de R10 disminuye su valor. Se simula el circuito para cuatro valores de R10:

• R10 = 376Ω V11 – V8 = 0V

Fig.76: Simulación circuito célula para R10 = 376Ω

- 72 -

Se obtiene lo lógico. Si la “resistencia activa”, R10, toma el mismo valor que el resto de resistencias del puente, significa que R10 no se deforma porque la carga aplicada es nula. En este caso, la entrada diferencial al amplificador de instrumentación es V11 – V8 = 5V – 5V = 0V, y la salida teórica V7 debería ser cero (el valor obtenido en la simulación es V7 = 3.82 mV∼ 0V). Para este caso, no tiene sentido analizar los valores de las tensiones en los nodos y de las intensidades en las ramas, comparando los valores teóricos con los simulados.

• R10 = 375Ω V11 – V8 = 6.67 mV

Fig.77: Simulación circuito célula para R10 = 375Ω

La ganancia obtenida es:7

498.4 50011 8

VG

V V=

−≃ ∼ .

La intensidad teórica que debe circular a través de R0 es:

0

1( 11 8) 66.567

0RI V V AR

µ = − ×

≃

El valor simulado que se obtiene es 66.278 Aµ (ver Fig.78). La tensión teórica que cae en toda la rama formada por R0, R1 y R2 es:

( )4 3

11 80 1 2 3.335

0

V VV R R R V

R→−= × + + ≃

El valor simulado que se obtiene es V4 – V3 = 6.665 – 3.345 = 3.320 V (ver Fig.77).

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Fig.78: Valor y sentido de las intensidades simuladas en el circuito célula (R10=375Ω )

• R10 = 374Ω V11 – V8 = 13.32 mV

Fig.79: Simulación circuito célula para R10 = 374Ω

La ganancia obtenida es:7

499.6 50011 8

VG

V V=

−≃ ∼ .

La intensidad teórica que debe circular a través de R0 es:

0

1( 11 8) 132.934

0RI V V AR

µ = − ×

≃

El valor simulado que se obtiene es 132.733 Aµ (ver Fig.80). La tensión teórica que cae en toda la rama formada por R0, R1 y R2 es:

( )4 3

11 80 1 2 6.660

0

V VV R R R V

R→−= × + + ≃

- 74 -

El valor simulado que se obtiene es V4 – V3 = 8.333 – 1.684 = 6.649 V (ver Fig.79).

Fig.80: Valor y sentido de las intensidades simuladas en el circuito célula (R10=374Ω )

• R10 = 373Ω V11 – V8 = 20 mV

Fig.81: Simulación circuito célula para R10 = 373Ω

La ganancia obtenida es:7

499.6 50011 8

VG

V V=

−≃ ∼ .

La intensidad teórica que debe circular a través de R0 es:

0

1( 11 8) 199.601

0RI V V AR

µ = − ×

≃

El valor simulado que se obtiene es 199.365Aµ (ver Fig.82). La tensión teórica que cae en toda la rama formada por R0, R1 y R2 es:

- 75 -

( )4 3

11 80 1 2 10.000

0

V VV R R R V

R→−= × + + ≃

El valor simulado que se obtiene es V4 – V3 = 10.006 – 0.018 = 9.988 V (ver Fig.81).

Fig.82: Valor y sentido de las intensidades simuladas en el circuito célula (R10=373Ω ) Como comentario final, hay que hacer notar que se ha decidido no diseñar un filtro entre el circuito célula y su correspondiente entrada al “MEphisto mecánico”, por lo que no es necesario realizar un análisis AC de respuesta en frecuencia. Esta decisión esta justificada, ya que la señal de entrada al circuito célula procede de un puente de Wheatstone. Si se garantiza que la alimentación de dicho puente está totalmente estabilizada y filtrada, la señal de salida del mismo será sin ruido y sólo se amplificara el valor de dicha señal (el INA114 tiene condensadores internos que filtran el ruido: condensador en paralelo con R6 y R5 para ganancia 500 la frecuencia de corte es 2kHz aproximadamente; ver Fig.83). Esta perfecta alimentación se asegura mediante el diseño de regulación a 10V (ver Fig.69). El ruido que se registra en las gráficas que se obtienen es introducido por el conversor analógico digital del dispositivo adquisidor de datos (MEphisto).

Fig.83: Frecuencia de corte del INA114 (ganancia = 500)

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D. Implementación La solución adoptada es implementar en una misma placa PCB el circuito desplazamiento, el circuito célula y el acondicionamiento de la alimentación del transductor de desplazamiento y de la célula de carga. Dicha placa es de una sola cara y está alimentada mediante una fuente de tensión continua simétrica de 12 V± DC,

perfectamente estabilizada. Dispone de bornes para las conexiones de la alimentación de los sensores, para las señales que proporcionan los mismos y para la conexión con la fuente de alimentación que alimenta a la propia placa. La conexión con el “MEphisto mecánico” se realiza mediante conectores BNC. EL PCB diseñado (ancho de pista igual a 40 milésimas de pulgada) es el siguiente:

Fig.84: PCB acondicionamiento señales eléctricas procedentes sensores mecánicos

Con objeto de minimizar ruidos, se decide que la línea GND sea un plano de masa. El PCB definitivo es:

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Fig.85: PCB acondicionamiento señales eléctricas procedentes sensores mecánicos con plano de masa El fotolito obtenido es (en los anexos se encuentra el mismo pero a tamaño real):

Fig.86: Fotolito acondicionamiento señales eléctricas procedentes sensores mecánicos

- 78 -

La lista de componentes es la siguiente: • Encapsulados: * “LM741” × 1 + zócalo de 8 patillas × 1 * “INA114” × 1 + zócalo de 8 patillas × 1 * “LM7810” × 1 • Condensadores: * Electrolítico de 3300 Fµ (16V o superior) × 1 * Electrolítico de 330 Fµ (16 V o superior) × 3 * Poliéster de 470 nF × 1 * Poliéster de 100 nF × 7 • Potenciómetros multivuelta: * 1k Ω × 1 * 200Ω × 1 • Diodo 1N4007 × 1 • Conectores BNC hembra × 2 • Conectores genéricos: * 3 pines × 1 * 2 pines × 4 • Placa fotosensible a simple cara para circuito impreso. Tamaño A5.

La placa de circuito impreso implemetnada, que se introduce en una caja de superficie para protegerla, queda del siguiente modo:

Fig.87: (a) Placa “acondicionamiento señales eléctricas procedentes sensores mecánicos”. (b) Caja de superficie de plástico

a b

- 79 -

La conexión con el “MEphisto mecánico” se lleva a cabo de la siguiente forma:

Fig.88: Conexión Placa-“MEphisto mecánico”

4.2.6. Electroválvula Con objeto de automatizar la aplicación de carga por parte de la prensa neumática del sistema, se decide sustituir la válvula mecánica, que dicha prensa trae de serie, por una electroválvula equivalente. Esta sustitución nos permite poder controlar desde software la entrada/salida de aire comprimido a la cámara de la prensa, y con ello el movimiento axial de su pistón. El cilindro de la prensa es de doble efecto. Éstos no tienen muelle o membrana de retorno y ambas carreras (avance y retroceso) son activas. Son los más utilizados porque el retorno no depende de un elemento mecánico sometido a desgaste y fatiga. El control de un cilindro de doble efecto se realiza con una válvula de 5 vías (puntos 1, 2, 3, 4 y 5) y 2 posiciones (izquierda y derecha), ya que hay que cambiar simultáneamente las vías de presión y escape:

Fig.89: (a) Válvula 5/2 en su posición derecha mostrando el vástago del cilindro retraído. (b) Válvula 5/2 en su posición izquierda mostrando el vástago del cilindro actuando

a b

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Al dar aire a la cámara posterior del cilindro y evacuar simultáneamente el aire de la cámara anterior, el vástago del cilindro avanza y, cuando se realiza la función inversa, el vástago retrocede. Cuando la válvula está en su posición de reposo (posición derecha) el punto 1 es presión (aire comprimido), el 2 acción, la vía que conecta los puntos 4 y 5 es escape (presión atmosférica) y el punto 3 no interviene (ver Fig.89 a). Cuando la válvula está en su posición izquierda (ver Fig.89 b) el punto 1 sigue siendo presión, el punto 4 pasa a ser acción (obligando el avance del vástago del cilindro), la vía que conecta 2 y 3 es ahora escape (a través de ella se expulsa el aire que existía en la cámara del cilindro en la posición de reposo) y el punto 5 es el que ahora no interviene. El movimiento de la posición derecha a la izquierda o viceversa, se realiza comprimiendo/relajando manualmente un muelle en válvulas mecánicas. En una electroválvula la compresión/relajación del muelle se realiza magnéticamente. Las electroválvulas contienen un solenoide o electroimán. Al aplicar tensión entre los terminales de éste, la bobina crea un campo magnético que hace comprimir el muelle (electroválvulas posición izquierda). Al cesar la excitación el muelle se relaja (electroválvulas posición derecha). Este tipo de electroválvulas se denominan monoestables. Existen otro tipo, denominadas biestables, a las que cada vez que se le aplica tensión cambian de posición. La ventaja de estas últimas es que sólo consumen en la transición, mientras que las monoestables consumen todo el tiempo que estén en la posición izquierda. A favor de las monoestables está el hecho de que son más económicas. La electroválvula 5/2 que se selecciona tiene las siguientes características: - Fabricante: “SMC” - Modelo: “SY7120-5DZ-02F-Q” - Monoestable - Solenoide de 24V DC (Se conectará en un terminal +12V y en otro -12V esto se hace así porque la fuente de alimentación del sistema es simétrica ± 12V) - Bajo consumo: el solenoide consume 0.1W ( )0.1 24 5solenoideI I V W V mA= = ≃ y

el diodo indicador + Resistencia en paralelo con el solenoide consume unos 15mA - Presiones de trabajo∈[1.5 BAR, 7BAR] - Precisa cierta presión diferencial entre la entrada y la salida para funcionar

Fig.90: Electroválvula

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Esta electroválvula se integra en el circuito de aire comprimido que alimenta al cilindro neumático de la prensa. La línea de presión es conectada al punto 1; los puntos 5 y 3 están a presión atmosférica y las dos conexiones del cilindro de doble efecto van a los puntos 2 (cámara anterior) y 4 (cámara posterior). Tal y como se explica en el apartado 4.1.2., este circuito neumático está colocado físicamente en el panel de instrumentación neumática (ver Fig.13). Todos los componentes, incluida la electroválvula que posee agujeros pasantes para su sujeción, quedan atornillados a dicho panel.

Fig.91: Circuito de aire comprimido que alimenta al cilindro neumático de la prensa