pdf] elektor 1980 español - archive.orge-06 - elektor julio/agosto 1980 . editorial amigo lector:...

8£íá

Éá2

g

ísí

sumario elektor julio/agosto 1980 E-03

' £? i / ■‘cu I t o s <í©i sumario §0 sumario

sumari< suma

sur

E-06 editorial/Concurso. E-12 selektor. 7-91 circuitos TTL 7-94 mercado.

1 línea de retardo analógica. 2 cargador supereconómico de pilas de

Ni/Cd. 3 indicador de fallo en la alimentación. 4 cargador automático de baterías. 5 servo/amplificador. 6 amplificador para auriculares de baja

impedancia. 7 generador TTL de onda cuadrada. 8 generador TTL-LS de onda

cuadrada. 9 generador CMOS de onda cuadrada.

10 ¡vete perro! 11 oscilador seno/coseno. 12 convertidor temperatura/ tensión. 13 gong electrónico. 14 interruptor sensorial. 15 metrónomo.

■16 voltímetro para automóvil. 17 fuente de alimentación simétrica de

± 15 V/50 mA. 18 oscilador en diente de sierra. 19 alarma antirrobo. 20 oscilador TTL-LC controlado por

tensión. receptor de infrarrojos, amplificador de micropotencia. amplificador RF de banda ancha, convertidor onda cuadrada/ onda

triangular. detector de paso por cero, el mata disc-jockeys. filtro paso alto/bajo de 18 dB por

octava. generador de sincronismo de vídeo, temporizador de múltiples

aplicaciones. comprobador de ganancia de

intensidad en AF. transmisor de infrarrojos, convertidor analógico-digital. control de efecto estereofónico. filtro para interferencias de red. timbre electrónico con dos sonidos.

36 espejo de tensión. 37 rectificador de precisión. 38 alarma de nivel para líquidos. 39 inversor. 40 intermitente electrónico. 41 nudo electrónico. 42 intermitente sonoro. 43 control de batería de automóvil. 44 transmisor ultrasónico de alarma. 45 receptor ultrasónico de alarma. 46 supresor de rebotes. 47 indicador ultrasónico de alarma. 48 filtro pasabanda selectivo. 49 generador de onda cuadrada de

disparo controlado. 50 velocímetro para bicicleta. 51 generador de ritmos «especiales». 52 relé electrónico. 53 fuente de alimentación

variable 0...10 V. 54 voltímetro digital de 3Vi dígitos. 55 base de tiempos integrada. 56 línea de retardo digital. 57 mezclador digital de señales de

audiq. 58 filtro SSB para TV color. 59 controlador sensorial de tensión. 60 medidor de picos autoescala. 61 disparador de palabras lógicas. 62 condensador electrónico variable. 63 multiplicador variable de capacidad. 64 detector de agua caliente. 65 transmisor de 2 m. 66 regulador de bujías para pequeños

motores. 67 termostato electrónico. 68 indicador de estereofonía. 69 regulador de tensión /intensidad

para coche. 70 ¿quién ganó? 71 control de velocidad para

pequeños motores, c.c. 72 modulador CMOS-FSK. 73 accionador automático de antena de

coche. 74 mezclador de video. 75 veleta electrónica. 76 circuitos CMOS de alarma. 77 alarma antirrobo para coche.

78 fuente de alimentación modulable. 79 lámpara automática para acuario. 80 preamplificador para micrófono. 81 reguladores de tensión 78 L. 82 un preamplificador limpio. 83 osculómetro. 84 comprobador de cables DIN. 85 buffer para bus de datos. 86 multiplexor de datos. 87 amperímetro para automóvil. 88 generador para calibración de Fl. 89 disparador temporizado para

cámara fotográfica. 90 receptor «murciélago». 91 sistema de iluminación para trenes

miniatura. 92 mezclador de vídeo de anchura con

banda limitada. 93 amplificador de Fl para FM. 94 medidor de eficacia de los frenos. 95 control para sintetizador de

frecuencias. 96 compresor/limitador. 97 decodificador de direcciones

programable. 98 oscilador de onda cuadrada. 99 referencia de tensión compensada

en temperatura. 100 regulador sensorial de intensidad

luminosa. 101 display hexadecimal. 102 sincronizador cassette/proyector

de diapositivas. 103 generador de frecuencias. 104 hay muchas maneras de encender

una lámpara. 105 plotter X-Y con diodos LED. 106 célula solar. 107 fuente de alimentación múltiple. 108 medidor de distorsión armónica. 109 emisor ultrasónico para

auriculares. 110 receptor ultrasónico para

auriculares. 111 frecuencímetro para

sintetizadores. 112 sintetizador digital de onda

senoidal. 113 generador de 288 MHz.

E-04 - elektor julio/agosto 1980 claves

elektor Vs año 1, núm. 4-5 julio-agosto 1980

Redacción y Administración:

Editor español:

Director:

Redactor jefe de la edición Internacional:

Cuerpo de redacción:

Ginzo de Limia, 48 Teléf. 739 77 43. Madrid-29

Ingelek, S. A.

Antonio M. Ferrer

Bob W. van der Horst

Asesor técnico: J. Ignacio Alegría Redactores técnicos: J. Barendrecht, G. H. K. Dam, P. Holmes, E. Krempelsauer, A. Nachtmann, G. Nachbar, K. S. M. Walraven

Impresión: Gráficas Elica. Boyer, 5. Madrid-32 Publicidad: Maol. Lérida, 68. Madrld-20

Tels. 279 72 11 y 279 73 45

Depósito Legal: GU-3-80

Suscripciones: M. A. Buitrago

Ejemplar sencillo. Ejemplar doble. Ejemplares atrasados

Suscripción 1980 (6 números) España . Extranjero (correo normal) ... Extranjero (correo aéreo) .

160 ptas. 320 ptas. Precio de portada más 64 pe¬ setas de gastos de envió si se solicita contra reembolso.

800 ptas. 1.300 ptas. ó 18 $ 1.600 ptas. ó 22 $

En 1980 Elektor aparecerá con carácter bimensual, siendo doble número correspondiente a julio/agosto.

DERECHOS DE REPRODUCCION Elektuur B. V. 6190 AB Beek (L). Nederland. Elektor Verleg GmgH. 5 133 Gangelt Deutschland. Elektor Publishers Ltd. Canterbury CT1 1PE, Kent, U. K. Elektnr Sari. Le Doulieu 59940. Estaires. Franca. Elektor, Vía dei Lavoratori, 124. 20092 Cinisello B, Italia.

DERECHOS DE AUTOR La protección de los derechos de autor se extiende no sólo al contenido redeccionel de Elektor, sino también a las ilustraciones y a los circuitos impresos, incluido su diseño, que en elle se reproducen. Los circuitos y esquemas publicados en Elektor, sólo pueden ser realizados para usos privados o científicos, pero no comerciales . La utilización de los esquemas no supone ninguna responsabilidad por perte de la sociedad editora. La sociedad editora no devolverá los artículos que no haya solicitado o aceptado para su publicación. Si la sociedad editora acepta le publicación de un artículo que íé he sido enviado, tendrá el derecho de modificarlo o hacerlo modificar por su cuenta. La sociedad tiene también el derecho de traducir o de hacer traducir un artículo y de utilizerlo para sus otres ediciones y actividedes. pegando por ello según la tarifa que tenga en uso. Algunos artículos, dispositivos, componentes, etcétera, descritos en esta revista puaden estar patentados. La sociedad editora no acepta ninguna responsabilidad por no mencionar esta protección o cualquier otra.

CORRESPONDENCIA Para fecilitar le labor de administración deberé mencionarse en esquine superior izquierdo del sobre la siglo que corresponde:

CT Consulta técnica DR Director CD Cambio de dirección EPS Circuitos impresos SC Servicio comercial

S Suscripciones RA Revistas atrasadas ESS Servicio de Software P Publicidad

la

Todas las cartas dirigidas a consulte técnica deberán incluir un sobre de respuesta, franqueado y con el nombre y dirección del consultante. En caso contrario no se atenderá la consulta. Copyright © 1980. Uitgeversmaatschappij Elektuur B. V. (Beek, Nederland). Prohibida la reproducción totel o perciel, aún citando su procedencia, de los dibujos, fotografías, proyectos y los circuitos impresos, publicados en Elektor.

•c<4 cnlir'itará control de O.ID.

claves ¿Qué es un TUN? ¿Qué es un 10 n? ¿Qué es el EPS? ¿Qué es el servicio CT? ¿Qué es el duende de Elektor?

Tipos de semiconductores A menudo, existen un gran número de transistores y diodos con deno¬ minaciones diferentes, pero con ca¬ racterísticas similares. Debido a ello, Elektor utiliza, para designarlos, una denominación abreviada.

• Cuando se indica 741 se entiende que se hace referencia á.A A 741, LM 741, MC 641, MIC 741, RM 741, SN 7241, etcétera.

• TUP o TUN (Transistor universal de tipo PNP o NPN, respectivamente) representa a todo transistor de silicio, de baja frecuencia, con las siguientes características:

UcEomáx. Ic máx. hFE min. Pto, máx. fT min.

20 V 100 mA 100 100 mW 100 MHz

Algunos de los tipos TUN son: las familias BC107, BC108 y BC109; 2N3856A; 2N3859; 2N3860: 2N3904; 2N3947; 2N4124. Algunos de los tipos TUP son: las familias BC177 y BC178, la familia BC179 excepto el BC159 y el BC179; 2N2412; 2N3251; 2N3906: 2N4126: 2N4291.

• DUS y DUG (Diodo Universal de Silicio o de Germanio, respectiva¬ mente), representa a todo diodo de las siguientes características.

DUS DUG

UR máx. 25 V 20 V lFmáx. 100 mA 35 mA Ir máx. 1 M A 100 p A P,0, máx. 250 mW 250 mW CDmáx. 5pF 10 pF

Pertenecen al tipo DUS tos siguien¬ tes: BA127, BA217, BA128. BA221, BA222, BA317, BA318, BAX13, BAY6I. IN914, IN4148. Y pertenecen al tipo DUG: OA85, OA91, OA95, AA116. • Los tipos BC107B, BC237B, BC547B corresponde a versiones de mayor calidad dentro de una misma «familia». En general, pueden ser sustituidos por cualquier otro miembro de la misma familia. Femilies BC107 (-8. -9) BC107 (-8, -9), BC147 (-8, -9). BC207 (-8. -9), BC237 (-8, -9), BC317 (-8. -9), BC347 (-8. -9), BC547 (-8, -9), BC171 (-2, -3), BC182 (-3. -4), BC282 (-3, -4). BC437 (-8, -9), BC414

Femilies BC177 (-8, -9) BC177 (-8. -9), BC157 (-8. -9). BC204 (-5, -6), BC307 (-8, -9), BC320 (-1, -2). BC350 (-1, -2), BC557 (-8, -9), BC251 (-2, -3). BC212 (-3, -4), BC512 (-3, -4), BC261 (-2, -3). BC416

Valores de resistencias y condensadores

En tos valores de las resistencias y de los condensadores se omiten tos ceros, siempre que eHo es posible. La coma se sustituye por una de las siguientes abreviaturas: p (pico) = 10-'2 n (nano-) = 10-9 M (micro-) = 10“6 m (mili-) = 10 ~3 k (kilo-) = 10-3 M (mega-) = 10“6 G (giga ) = 10-9 Ejemplos: -Valores de resistencia^^ _ 270017

470= 47QÍÍ Salvo indicación en contra, las resis¬ tencias empleadas en tos esquemas son de carbón 1/4 W y 5% de tolerancia máxima. - Valores de capacidades:

4p7 = 4,7 pF = 0,0000000000047F lOn = 0,01 pF = 108F

El valor de la tensión de los condensa¬ dores no electrolíticos se supone, porto menos, de 60 V; como norma de seguri¬ dad conviene que ese valor sea siempre igual o superior al doble de la tensión de alimentación.

Puntos de medido Salvo indicación en contra, las ten¬ siones indicadas deben medirse con un voltímetro de, al menos, 20 K íí /V de resistencia interna.

Tensiones de corriente elterne Siempre se considera para los dise¬ ños, tensión senoidal de 220 V/50 Hz.

"U" en vez de "V" Se emplea el símbolo internacional "U" para indicar tensión, en lugar del símbolo ambiguo "V", que se re¬ serva para indicar voltios. Ejemplo: se emplea Ufc = 10 V, en vez de Vt, = 10 V.

Servicios ELEKTOR pera los lectores Circuitos impresos: La mayoría de las realizaciones Elek¬ tor van acompañadas de un modelo de circuito impreso. Muchos de elfos se pueden suministrar taladrados y preparados para el montaje. , Cada mes Elektor publica la lista de los circuitos impresos disponibles, bajo la denominación EPS. (Elektor Print Service). Consultes técnicas: Cualquier lector puede consultar a. la revista cuestiones relacionadas con los circuitos publicados. Las cartas que contengan consultas técnicas deben llevar en el sobre las siglas CT e incluir un sobre para la respuesta, franqueado y con la dirección del consultante. El duende de Elektor: Toda modificación importante, co¬ rrección, mejora, etc, de las realiza¬ ciones de Elektor se incluirá en este apartado. Cambio de dirección: Debe advertirse con 6 semanas de antelación. Tarifa publicitaria (nacional o inter¬ nacional): Puede obtenerse mediante petición a la dirección de la revista.

E-06 - elektor julio/agosto 1980 editorial

elektor * Amigo lector:

Ya tiene en sus manos la primera edición en castellano del número doble de ELEK¬ TOR «CIRCUITOS DEL VERANO». Ca¬

da año en este número especial le ofrecere¬

mos una gran cantidad de circuitos de todo

tipo, para que pueda pasar un buen verano

electrónico. En esta ocasión, hemos seleccionado 113

circuitos que abarcan prácticamente todos los aspectos de la electrónica: sonido, vi¬ deo, radioafición, control, automóvil, alar¬

mas, microprocesadores, etc. Hemos comprobado el funcionamiento

de todos estos circuitos y se los presenta¬ mos de tres formas distintas según los ca¬ sos: unos en esquema y con placa de cir¬

cuito impreso del servicio EPS de ELEK¬ TOR, otros en esquema y con diseño de placa de circuito impreso, pero sin estar incluida ésta en el servicio EPS y, finalmen¬ te, otros sólo en esquema. De este modo tiene usted todas las posibilidades para sus

realizaciones veraniegas. Y como suponemos que en este tiempo

de verano es cuando tiene usted más tiempo para dedicarse al diseño de prototipos le

proponemos el siguiente concurso.

¿Circuitos enlatados?

Los botes de conserva vacíos son fáciles de encontrar en cualquier paraje de un país

desarrollado por escondido y bonito que és¬

te sea. Esto significa que existe una cantidad

impresionante de materia prima que está esperando para que alguien la recoja. La

cuestión es pues, la siguiente: ¿qué pode¬ mos hacer? Nuestra respuesta ha sido este

concurso: «CONSTRUYA UN CIR¬ CUITO EN EL INTERIOR DE UN BOTE DE CONSERVA.» En particular, estamos

pensando en los botes de cerveza o coca¬ cola, aunque se admiten otros modelos de tamaño similar. Advertimos que los bido¬ nes de 10 litros quedarán automáticamente descalificados. En algunos casos se podrá utilizar más de un bote, como, por ejemplo, si se construyeran unos prismáti¬ cos electrónicos. Todos los circuitos que nos lleguen serán juzgados de acuerdo con los siguientes criterios: • Innovación e ingeniosidad. • Posibilidades de realización. (Agradece¬ remos enormemente una fotografía del

prototipo.) La última fecha de llegada de los proyec¬

tos será el 15 de septiembre. Los diseños ga¬ nadores serán publicados en el número de noviembre-diciembre o en el de enero.

¿Qué premio puede usted ganar? ¡Sor¬

presa!, ¡sorpresa! Sin embargo, vamos a darle una pista: no pensamos solamente en equipo electrónico; por el contrario, te¬ nemos a la vista otros muchos premios más de acuerdo con el carácter original de este

concurso. La decisión del jurado será inapelable y

no se mantendrá correspondencia sobre los proyectos recibidos. Aquellos lectores que )

quieran que se les devuelva el proyecto de¬ berán incluir un sobre franqueado con su« nombre y dirección. Por favor, envíe sus

ideas antes de la fecha tope a:

CIRCUITOS ENLATADOS Revista ELEKTOR Ginzo de Limia, 48

Madrid-29

Una mirada a la luz

¿Le gustaría reducir en un 10 por 100 su factura de electricidad? Esto es ahora po¬ sible utilizando las nuevas lámparas que

Philips acaba de poner a la venta. El fundamento es muy sencillo. Es sabi¬

do que los tubos fluorescentes (que son lla¬ mados «TL» por la firma Philips) tienen un mejor rendimiento económico que las clási¬ cas bombillas de incandescencia. ¿Qué se

puede hacer? Pues se coge un tubo fluores¬ cente miniatura, se dobla y se coloca en el interior de una bombilla (con el cebador, la reactancia, etc.) y se cierra con un casquillo clásico roscado (o de bayoneta) para poder colocar la lámpara en cualquier portalám¬

paras. El resultado (fig. 1) es una bombilla que consume la cuarta parte de potencia eléctrica, dando la misma intensidad lumi¬ nosa.

La descripción no acaba aquí pero antes de entrar en los detalles técnicos es intere¬ sante ver que se puede esperar de estas nuevas bombillas. Una bombilla «SL» (¿de Super Lámpara?) de 18 W. de la misma can¬

tidad de luz que una bombilla clásica de 75 W. y tiene una duración de 5.000 horas es decir, 5 veces más que una bombilla de in¬ candescencia. Las «SL» dan una luz del mismo tipo que las bombillas clásicas en vez de la fría luz blanca típica de los tubos fluorescentes. La lámpara se enciende casi instantáneamente y sin ningún parpadeo

irritante. Las lámparas «SL» son por tanto un sustituto eficaz de la bombilla tradi¬ cional: ¿Y el precio? Aseguróse de tener cerca una silla ¡más de 1.000 pesetas! Esto * nos va a centrar en el campo financiero. Veremos que cualquiera que sea el lado des¬ de el que se mire el problema (ahorro de energía, costes, posibilidades de empleo) la nueva bombilla acaba saliendo vencedora.

En la fig. 2 se ilustra el aspecto energéti¬ co. La energía total consumida en un hogar de tipo medio, está representada a la iz¬

quierda (suponiendo que la calefacción, el agua caliente y la cocina son de gas o de

fuel-oil) y a la derecha tenemos detallado el reparto de consumo eléctrico. La parte sombreada superior de la columna electrici¬

dad representa lo que se puede —economizar— en ese campo utilizando

las nuevas lámparas «SL»: más del 15 por

100. Se puede, por tanto, ahorrar energía pe- *

ro ¿qué decir respecto al ahorro en pesetas con una lámpara que cuesta 10 veces más

que una lámpara normal? Aquí son necesa¬ rios unos cálculos (tabla 1) para comparar el coste total de la iluminación con una lámpara de incandescencia, con una lám¬

para del nuevo tipo «SL» y con otra de nuevo tipo propuesta por algunos fa¬ bricantes (General Eléctrica o Sylvania) que tiene una fina capa reflectora del calor en el interior del cristal. Se calcula en cada caso el costo total de 5.000 horas de ilumi¬ nación tomando para la electricidad consu¬

mida el precio de siete pesetas por kW/hora. Aunque los cálculos se han hecho en el caso más desfavorable para la lámpara «SL» (son pocas las lámparas de filamento que duran 1.000 horas y se han considerado las máximas características de duración y cantidad de luz emitida por la lámpara de reflector térmico) resulta que esta es la solución más económica. De hecho, si el precio de la electricidad conti¬ nua subiendo y baja, como cabe esperar, el precio de la «SL» cuando se comercialice en grandes cantidades, esta diferencia será

todavía mayor.

Tabla 1

Comparación de los costes de tres lámparas

Lámpara de incandescencia

Lámpara «SL» de Philipa

Lámpara de incandescencia con reflector tármico.

Potencia absorbida Flujo luminoso emitido Rendimiento Vida media Precio de venta

75 W 900 lumen

12 lumen / vatio 1 000 horas

85 ptas.

18 W 900 lumen

50 llimen / vatio 5 000 horas

1.100 ptas.

40 W 900 lumen (1) (2)

<25 lumen / vatio (1) 2 000 horas (1)

425 a 1.700 ptas.

Coste de lámparas cada 5.000 horas

Costo de la electricidad (a 0,33 F el kW-h)

425 ptas. (5 unidades)

2.625 ptas.

1.100 ptas. (1 unidad)

630 ptas.

(2,5 unidades)

1.400 ptas.

Coste total por 5.000 horas 3.050 ptas. 1.730 ptas. De 1.825 a 3.100

(1) ¡Valor teórico máximol ... (2) Debe tenerse en cuenta que las lámparas con reflector térmico tienen un flujo luminoso directivo, lo cual sólo

permite su empleo en determinados casos. Por el contrario las lámparas de filamento y las «SL» emiten flujo lu¬

minoso en todas direcciones.

elektof julio/agosto 1980 - E-13 selektor

Electricidad (14%) Iluminación {22%)

(¡ente, cocin¡ 11%)

:Pequeños electrodomésticos (9%)

Radio, TV, etc (10%)

Ampolla exterior Tubo Polvo fluorescente Reactancia Electrodo Tiras bimetal Cebador Pletina Carcasa Pantalla térmica Condensador Casquilio

Calefacción (75%)

Lavadora (25%) Philips dados ejemplos prácticos que re¬

velan el interés de este nuevo tipo de lámpa¬ ra. En primer lugar en lo que se refiere al ahorro de energía. Se venden en Europa alrededor de 1.500 millones de bombillas de filamento por año, un poco más de la mitad está destiando a la iluminación doméstica,

correspondiendo el resto a los sectores pro¬ fesionales (industria, hoteles, restaurantes, escuelas, eatc.). Supongamos que al cabo de algún tiempo la nueva lámpara «SL» tenga el 10 por 100 del mercado del gran público y el 25 por 100 del mercado profe¬ sional. Esto significará que han sido susti¬ tuidas 250 millones de lámparas de incan¬ descencia por lámparas «SL». Esto supone ahorrar aprox. 14.500 millones de kW- hora cada año y lo cual supone economizar

100.000 millones de pesetas al año, dicho de otra manera todos los habitantes de Madrid podrían iluminar gratuitamente sus casas durante ocho o nueve años con este ahorro.

El segundo ejemplo ilustra el aspecto fi¬ nanciero del problema. En un hotel medio pueden estimarse en 4.000 el número de lámparas de incandescencia instaladas si re¬ emplazamos a 75 por 100 de ellas por lám¬ paras «SL» de 18 W. obtendremos un ahorro anual de casi cinco millones de pese¬ tas,.

Energía total consumida (electricidad, gas, etc.)

Energía eléctrica consumida

Un vistazo al interior de la lámpara

La fig. 3 nos muestra una vista secciona¬ da de la nueva lámpara, como puede verse el tubo fluorescente está curvado formando una doble U, con la reactancia situada entre sus brazos.

J u

Es evidente que no es precisamente fácil

curvar un tubo fluorescente, sobre todo, si se sabe Que el polvo fluorescente que re-

cubre el interior debe depositarse antes de

esta operación y que para curvar el tubo es preciso el empleo de calor. Aun admitiendo

que Philips tiene mucha experiencia en fluorescentes de forma circular o en forma de doble W, ha sido necesaria que esta fir¬

ma desarrollara un nuevo sistema de reves¬ timiento interior para este tipo de lámpa¬ ras. La capa fluorescente debe ser suficien¬ temente resistente en el sentido mecánico

del término para soportar las severas condi¬ ciones de curvatura. Por otra parte, la capa

fluorescente debe producir luz del mismo «color» que una lámpara de incandescencia

clásica, y además debe tener el mejor rendi¬ miento posible. Aparentemente los investi¬

gadores han tenido el éxito y se está ya en la etapa de producción de este nuevo tipo de lámparas. Un nuevo obstáculo hay que te¬ ner en cuenta si se sustituye directamente una lámpara clásica: se trata de las dimen¬

siones y el peso. En lo que se refiere a las di¬ mensiones, como se puede ver en la fig. 4 el

diámetro de la «SL» (18 W.) es de 72 mm. comparable con los 60 mm. de una bom¬ billa normal de 75 W. En cambio la longi¬

tud de la «SL» es de 160 mm. frente a los 108 de la lámpara convencional. La compa¬ ración no resulta demasiado mal si se tiene

en cuenta que con la nueva lámpara puede prescindirse de la pantalla decorativa.

Pero el peso es otra cosa, la lámpara

«SL» pesa 520 g. frente a los 35 g. de la lámpara clásica. Philips asegura sin embar¬ go, que su lámpara está en los límites de pe-

so fijados por las normas internacionales J

para los portalámparas. | Conviene resaltar que las lámparas «SL» j

no pueden funcionar con los dispositivos de , regulada a través de un tiristor o un triac. j cualquier otra lámpara fluorescente no les j hace ninguna gracia recibir la alimentación .

regulada a través de un tiristor o un triac. i

Algunos otros tipos de lámparas

A la vez que la lámpara «SL», Philips ha producido algunos nuevos tipos de lámparas

fluorescentes. Esta «cosa» que aparece en|

todo el mundo como dos lámparas pegadas por arriba y abajo (fig. 5) recibe el nombre de «PL» (par de lámparas). Su rendimiento ,

es todavía mejor que el de la lámpara «SL» j ya que la versión de 13 W. da la misma can¬ tidad de lüz que la clásica bombilla de 751 W. y finalmente el fluorescente TLD (D es j

la inicial de Dun que en holandés significa

delgado) esta disponible con el mismo color de luz que una lámpara de incandescencia

con la referencia de color 82 (fig. 6). Y con esto basta porque poco de nuevo

aportaríamos describiendo estos nuevos ti¬

pos de lámparas más extensamente.

elektor julio/agosto 1980 7-01

línea de retardo analógica

Son numerosas las aplicaciones que re¬ quieren el uso de una linea de retardo de audio, p. e., los sistemas de ajuste de fase y de

vibrato, equipos de eco y reverberación y

altavoces sofisticados con comprensación activa de retardo. Uno de los modos más

simples de conseguir esto electrónicamente es empleando un registro de desplazamiento analógico. Existen varios tipos en el merca¬ do y uno particularmente interesante en el

Reticón SAD 512, que tiene 512 etapas y un amplificador («buffer») de reloj incorpora¬

do. El «buffer» le permite ser excitado por

un sencillo circuito monofásico de reloj, p.e. un multivibrador CMOS.

La fig. 1 muestra una linea de retardo que

utiliza el SAD 512. Las señales de entrada al integrado deben ser positivas con respec¬ to a la patilla de 0 V., por lo que la señal de AF de entrada es primeramente enviada a un amplificador inversor, IC1, que tiene

«offset» de continua positivo y ajustable mediante Pl. El generador de reloj es un multivibrador astable que utiliza puertas

NAND-CMOS (N1 y N2) y su frecuencia puede ser variada entre 10 kHz y 100 kHz

por medio de P3. El «buffer» de la entrada de reloj del SAD 512 divide la frecuencia de entrada de reloj por dos y así la frecuencia de muestreo, fc, varía entre 5 kHz y 50 kHz. El retardo producido por el circuito es n/2 fc, donde n es el número de etapas del circuito integrado. El retardo puede por tanto , variar entre 5,12 mseg y 51,2

mseg. Para obtener retardos más largos pueden, por supuesto, conectarse en casca¬

da varios SAD 512, ya que no se necesita ningún circuito de reloj especial. Para minimizar el ruido en el circuito de re¬ loj, las salidas (3 y 4) de las dos últimas eta¬ pas del C1 son sumadas en R7, R8 y P2. Sin embargo, si el circuito va a ser usado con la

( frecuencia más baja de reloj, el ruido será aún audible y habrá que conectar a la salida el filtro paso-bajo mostrado en la fig. 2.

Este consiste en un filtro de Butterworth de cuarto orden con una frecuencia característica de 2,5 kHz y una pendiente final de -24 dB/octava. Por supuesto, si se

van a emplear frecuencias de reloj bajas, la frecuencia máxima de la señal de entrada debe reducirse a la mitad de la frecuencia

de muestreo. Esto se consigue conectando el filtro de la fig. 2 a la entrada de la línea

de retardo, como muestra la fig. 3. Para poner a punto el circuito se baja la frecuen¬ cia de reloj hasta que se haga audible. En¬ tonces se ajusta P2 hasta que el ruido debi¬ do al reloj sea mínimo. Se eleva entonces la frecuencia de reloj y se conecta la señal. El

nivel de ésta se aumenta hasta que la distor¬ sión se hace patente, después de lo cual se ajusta Pl para minimizarla. Este procedi¬ miento (aumentar el nivel de señal y ajustar Pl) se repite hasta que ya no se obtenga ninguna nueva mejora al repetir el proceso. Por otra parte, si se dispone de un osciloscopio, puede ajustarse Pl de modo que la

onda se recorte simétricamente cuando el circuito esté sobrecargado por una fuerte señal.

7-02 elektor julio/agosto 1980

cargador de pilas Ni-Cd super-económico

78044 1

Las baterías de níquel-cadmio están ganan¬

do popularidad para muchas aplicaciones, ya que ofrecen, a largo plazo, un ahorro significativo sobre las baterías secas. Por

supuesto, el mayor desembolso inicial que suponen se ve incrementado porque se ne¬ cesita un cargador, sin embargo, éste puede ser construido empleando componentes que se encuentran en casi cualquier caja de

herramientas. Para asegurar una vida (nú¬ mero de ciclos de carga) máxima, las ba¬ terías de NiCd deben cargarse a corriente

prácticamente constante. Esto puede con¬ seguirse fácilmente cargándolas a través de

una resistencia’, a partir de una fuente de tensión varias veces más alta que la tensión

de la batería. Las variaciones en esta ten¬

sión durante la carga, tendrán entonces pe¬ queño efecto sobre la corriente de carga.

El circuito consta simplemente de un trans¬ formador, un diodo rectificador y una re¬ sistencia en serie, como se ve en la fig. 1. El

nomagrama adjunto permite calcular el va¬ lor requerido de la resistencia serie. Se traza una línea horizontal desde la tensión del

transformador en el eje vertical hasta que corte a la línea de tensión de batería dese¬ ada. Bajando una perpendicular desde este

punto hasta cortar el eje horizontal, dará el

valor de la resistencia en ohmios. Como ejemplo, la línea de puntos de la fig. 2 muestra que si la tensión del transformador es 18 V y va a ser cargada una batería de 6

V, el valor de la resistencia necesaria es 36 ohmios. Este valor es para una corriente de carga de 120 mA, y si se necesitan otros va¬

lores de corriente, la resistencia debe variar proporcionalmente, por ejemplo: 18 oh¬ mios para 240 mA, 72 ohmios para 60 mA, etc. Puede reemplazarse DI por un rectifi¬ cador en puente, en cuyo caso el valor de la

resistencia para una corriente dada debe ser

doblado. La potencia nominal (en watios) de la resistencia debe ser mayor que I2 • R,

donde 1 es la corriente de carga en amperios y R la resistencia en ohmios. Como el cir¬

cuito no incorpora ninguna forma de cortar la carga, la velocidad de ésta no debe ser demasiado grande o puede verse reducida la vida de la bateria. Como regla general, se podrán cargar la mayoría de baterías de NiCd a una corriente de 0,1 C o menor, du¬ rante varios dias (C es la capacidad de la batería en amperios hora).

indicador de fallo en la alimentación

Muchos circuitos, especialmente, sistemas digitales tales como memorias de acceso

aleatorio (RAM) o relojes digitales, deben tener garantizada su alimentación para ase¬

gurar un funcionamiento correcto. Si en una RAM se interrumpe la aumentación, la información almacenada se pierde, y lo mismo pasa con el tiempo en el caso de un reloj digital.

El indicador aquí descrito captará la in¬ terrupción en la aumentación y encenderá un LED cuanto esta se restablezca, infor¬ mando de este modo al usuario de microprocesadores que la información al¬ macenada en la RAM se ha perdido, y que debe ser introducida de nuevo, y al pro¬ pietario del reloj, que debe reajustarlo a la hora correcta. Cuando inicialmente se conecta la alimen¬

tación, la entrada inversora del IC1 es man¬ tenida unos 0,6 V por debajo del valor de la tensión de aumentación mediante DI. Pul¬ sando el botón de reposición se lleva a la

entrada no inversora de IC1 a potencial po¬ sitivo, de modo que IC1 bascula y su salida se hace alta, manteniéndose la entrada no

inversora a nivel alto aún cuando se suelte el botón. El LED D2, por consiguiente, no estará encendido. Cuando se interrumpe la aumentación, to¬ dos los voltajes, por supuesto, caen a cero. Al restablecerse ésta, la entrada inversora de 1C1 es elevada inmediatamente a su po¬ tencial anterior por DI. Sin embargo, C1 está descargado y mantiene baja la entrada no-inversora así que la saUda de IC1 perma¬ nece baja y D2 se enciende.


cargador automático Á de baterías de coche ^

La recarga de baterías de plomo-ácido es un asunto que a menudo solemos conside¬

rar como extremadamente simple. Y así es verdaderamente, suponiendo que no se planteen exigencias especiales en cuanto a la vida de la batería. En cambio, si se desea

prolongar la vida útil de ésta tanto como sea posible, deberán tomarse ciertas pre¬ cauciones durante el ciclo de carga.

La figura 1 nos presenta la curva de corriente de carga ideal para una batería

normal de 12 V de plomo-ácido, que esté completamente descargada. Durante la pri¬

mera fase (A-B), mientras la tensión de la

batería crece hasta aproximadamente 10 V, se utiliza una corriente de carga limitada. Esta li¬ mitación en la corriente de carga es necesa¬ ria para asegurar que el cargador no resulte

deteriorado por excesiva disipación de po¬ tencia. En la siguiente fase (C-D), la batería se carga a la «corriente de carga de cinco horas». La intensidad de esta corriente se determina dividiendo la capacidad nominal de la batería en amperios-hora (Ah) por 5. Al final de esta fase, la batería debería estar cargada y con una tensión de 14,4 V, des¬ pués de lo cual comenzará la fase final (E-F). La batería se carga con una corriente

muy inferior a la máxima, que se reduce gradualmente hasta 0, conforme la tensión de la batería va subiendo hasta 16,5 V. El circuito que aquí se describe (ver figura 2) está pensado para proporcionar un ciclo de carga como el descrito anterior¬ mente. Si la batería está completamente descargada (tensión menor de 10 V), circu¬ lará una corriente muy pequeña a través de D3, y TI estará en corte. La salida de 1C1 caerá, con lo que las corrientes de base

de T2 y T3 (y, por tanto, la corriente de car¬ ga) estarán únicamente determinadas por la posición de Pl.

Si la tensión de la batería está entre 10 y 14 V, D3 entrará en conducción, y TI con¬ ducirá. La salida de 1C1 permanecerá baja y, por tanto, la corriente de carga estará ahora determinada por Pl y P2. Si la ten¬ sión en la toma intermedia de P3 supera la tensión zener de DI, la tensión de salida de 1C1 crecerá hasta un valor determinado por la tensión zener de DI y la caída de tensión

de D2. Con ello, TI pasará otra vez a cor¬ te y la corriente de carga estará de nue¬

vo determinada por la posición de Pl. Sin embargo, y en contraste con la fase

A-B, la tensión de salida más alta de 1CI significa que la corriente a través de Pl (y,

por tanto, la corriente de carga) se reduce

respecto a la de A-B. Puesto que D2 está conduciendo, el efecto de las resistencias R2 y R3 será el de reducir

gradualmente la corriente de carga mientras la tensión de la batería va aumentando. Para calibrar el circuito, P3 se ajusta hasta que la salida de 1C1 pase a nivel altocuando

la tensión de salida (la de la batería) sea 14,4 V.

Mediante Pl puede ajustarse el valor de la corriente de finalización. Este valor debe ajustarse aproximadamente, de forma que

la carga total nominal fuera alcanzada en 20 horas; es decir, se ajustará una corriente igual a la capacidad de la batería en Ah di¬ vidida por 20. Este ajuste debe hacerse pa¬

ra tensiones de la batería entre 14,5 y 15 V.

Finalmente, para una tensión de batería entre 11 y 14 V se ajusta P2 para una corriente de carga nominal de cinco horas (capacidad nominal dividida por 5). La corriente de carga inicial (fase A-B) es


Componentes

R1 = 12 k R2 = 10 k R3 - 82 k R4 = 1 M

R5,R6 = 8k2 R7 = 100 n R8 = 3k9 R9 = 4k7 P1 = 100 k ajustable P2 = 220 k . . . 250 k ajustable P3 = 10 k de ajuste

Condensadores:

C1 a = C1 b = 4700 m/40 V Semiconductores:

TI = TUN T2 = BD138, BD140 T3 = TIP2955 DI = diodo zener 6V8, 400 mW D2 - DUS D3 = diodo zener 5V6, 400 mW IC1 = 741 Varios:

Tr = transformador con secundario 16 V, 8 A B = puente rectificador B80C10000

fusible = 1 A lento.

del orden de la comente de finalización;

pero según las características de los transis¬ tores, será aproximadamente de un 30 por

100 a un 100 por 100 mayor.

Información de Componentes Siemens.

Vol. XIII Número 1, marzo de 1978.

servoamplificador Se puede construir un servo amplificador de alta calidad, utilizando únicamente un circuito integrado y unos pocos componen¬

tes discretos. El SN28654 (Texas Instru¬ ments) contiene un modulador de anchura de impulsos y una etapa de salida, que es capaz de controlar servomotores (ver

figura 1). Un impulso de entrada en la patilla 3 se compara con el impulso que se genera por el multivibrador monoestable interno (el

«monoflop»). El impulso resultante es alar¬ gado (utilizando redes RC y disparado¬ res Schmitt), llevado a la etapa de salida y desde allí enviado al motor. El circuito completo puede verse en la figura 2. Aparte de las redes RC (R5/C4 y R8/C5) y de algunos condensadores de des¬ acoplo, los únicos componentes externos son ^servomotor y elcor responjdiente ser-

elektor julio/agosto 1980

vopotenciómetro. Este potenciómetro controla la frecuencia del monoflop inter¬ no; por tanto, el motor funcionará hasta que la longitud del pulso interno se corres¬ ponda con la del pulso de entrada (por su¬ puesto, hay que asegurarse de que el motor esté conectado con el sentido de giro correcto).

La placa del circuito impreso (figura 3) ofrece la opción de incluir un inversor (entre las patillas 1 y 2) en el circuito. Esto quiere decir que se pueden utilizar impulsos

de control negativos y positivos. Las ventajas de este servo amplificador son:

— Alta intensidad de salida: 400 mA sin transistores externos.

— Control del motor en ambas direc¬ ciones con una fuente de alimenta¬ ción simple.

— «Margen de insensibilidad» o «zona muerta» ajustable (determinada por C3).

— Consumo de potencia menor de 800 mW.

R1,R5,R8= 100 n R2 = 8k2 R3 = 1 k R4 = 1 k2 R6,R7 - 33 k R9 = 22 k

Condensadores:

C1 ='33m/6V C2,C4,C5 - 0.47 M/6 V C3= 2n2

Semiconductores:

IC1 - SN 28654

rii a, ísggl

88 amplificador para auriculares

de baja impedancia

■ Los auriculares estéreo se conectan general¬ mente a las salidas de altavoz del amplifica¬ dor de potencia, a través de un atenuador. Aunque ésta represente la solución más ba¬ rata, tiene dos serios inconvenientes: si se

conectan los altavoces mientras se están usando los auriculares, es imposible variar por separado el nivel de señal de ambos; en segundo lugar, como resultado de la impe¬ dancia de salida del atenuador, el factor de l[\ amortiguamiento del sistema se reduce, lo cual afecta desfavorablemente a la repro¬ ducción de bajos en los auriculares. Estos problemas pueden solucionarse empleando este amplificador estéreo de salida, que se co¬ necta a través de un potenciómetro de esté¬

reo (Pl,Pr) a la salida de cinta del amp. de potencia. Los controles de tono no tendrán entonces ningún efecto sobre los auricula¬

res, aunque si éstos son de buena calidad ,-n —■/» este inconveniente apenas se nota. ¡ ¡

El amplificador tiene una potencia de salida , ]' ! ^ ¡“O J superior a IW. La ganancia, que viene de- RQO i1''' J terminada por R4 y R5, es 11 (puede ser va- . riada, si se desea, cambiando el valor de unión de R12 y R14 se ajusta a la mitad de es de 50 a 100 mA y se p R4). Por medio de P2 la tensión en la la de alimentación. La corriente de reposo biando R8.


generador TTL de onda cuadrada

Utilizando únicamente unas pocas puertas TTL no es difícil construir un generador de

onda cuadrada, que puede emplearse en una amplia gana de aplicaciones (ej. como generador de reloj). El diagrama adjunto

representa el diseño básico universal para este tipo de generador. El circuito no es

crítico, puede usarse para un amplio mar¬ gen de frecuencias, no tiene problemas de

arranque y es fucientemente estable para la mayoría de las aplicaciones. La frecuencia

no resulta afectada por las variaciones de la tensión de alimentación. La frecuencia del oscilador está determina¬ da por la red RC y por el tiempo de propa¬

gación de los inversores (en este caso, tres NAND con sus entradas conectadas en pa¬

ralelo). Debido a que el tiempo de retardo de propagación del CI está, en general, fuertemente influenciado por la temperatu¬

ra y la tensión de la fuente, habrá que ase¬ gurarse de que los tiempos de propagación tengan el mínimo efecto posible sobre la frecuencia del oscilador. La salida de cada puerta cambia de estado dos veces por perío¬ do de la señal de oscilación, lo que significa

qué se debe considerar doble el tiempo de propagación de las tres puertas. Para ase¬ gurar que la frecuencia del oscilador, f0, es más o menos independiente de fas va¬ riaciones en la temperatura del circuito y de

N1...N3=7400

5V

&

la tensión de alimentación, se debe compro¬ bar que f0 sea pequeña comparada con

1 2 * tp • n ’

donde tp es el tiempo de pro¬

pagación y n el número de inversores conec¬ tados en serie. En el caso del circuito mostrado aquí, tp es aprox. 10 nseg. y n = 3, de modo que por lo que a la frecuencia del oscilador se refiere:

f0< 1

2 • tp • n

1 2-10-3

16.6 MHz.

El nomograma adjunto muestra como varía f0 con R. El valor de la resistencia R no debe ser menor que la hallada en el no¬ mograma; por ejemplo, para C= 100 nF, R no debe ser menor de 100 fi. Puede pbte- nerse un generador variable de' onda cuadrada sustituyendo R por un poten¬ ciómetro de 2,5 k en serie con una resisten¬ cia fija del mínimo valor permitido. Un generador universal de onda cuadrada de este tipo puede también ser construido empleando circuitos integrados TTL-

Schottky de baja disipación (LS) o CMOS; ambas posibilidades se discuten a conti¬ nuación.

ío) generador TTL-LS (Q) de onda cuadrada

El diseño de este generador de onda cuadrada es idéntico al del circuito descrito anteriormente; con la excepción de que éste emplea un circuito integrado de la cada vez más popular serie TTL-Schottky de baja di¬ sipación (LS), en lugar de la TTL conven¬ cional. Puesto que las características eléctri¬ cas de los dispositivos TTL-LS difieren de las de la familia TTL standard, la relación entre la frecuencia del oscilador y los valo¬ res de R y C será distinta, y para que el cir¬ cuito funcione satisfactoriamente es nece¬ saria una resistencia adicional. El circuito generará una onda cuadrada con una frecuencia entre 20 Hz y 1MHz. El no¬ mograma una vez más muestra las frecuen¬ cias obtenidas para diversos valores de R y C. Como en el caso del circuito anterior, hay un valor mínimo permisible para R (680 Í2). Para obtener un generador va¬ riable, R debe ser sustituida por un poten¬ ciómetro de 5 k ó 10 k en serie con una re-

r''* de 680 Í2.


generador CMOS de onda cuadrada

Además de los circuitos integrados, dispo¬ sitivos TTL standard y Schottky de baja di¬ sipación, no hay ningún inconveniente, por

supuesto, en utilizar un circuito integrado CMOS en el circuito básico del generador

de onda cuadrada. La nueva gráfica de la frecuencia en función de R y C se muestra en el nomograma adjunto. La frecuencia

está dibujada para una tensión nominal de alimentación de 12 V, sin embargo, esta tensión no es crítica y de hecho puede emplearse cualquiera entre 5 V y 15 V. El margen de frecuencia del circuito va de 0,5

, Hz a 1 MHz.

El valor mínimo permitido para R es 22 K. Para conseguir un oscilador variable, R de¬ be sustituirse por una resistencia de valor fi¬

jo 22 K en serie con un potenciómetro de 1 M. Pueden usarse las dos versiones del 4011 (con o sin «buffer»).

5..15V

©-

m

N1...N3=4011(B> fo*JLTl

♦ ver texto toh»

Esta bocina de coche inaudible está pensa¬ da gomo aviso para los peatones de cuatro patas de un peligro inminente, sin necesi¬ dad alguna de asustar a la variedad bípeda,

más acostumbrada a circular por nuestras calles repletas de vehículos. Básicamente, el equipo es un multivibrador

de potencia que oscila a una frecuencia por encima del espectro de audición de los hu¬ manos, pero claramente audible por el oído

de los perros. La frecuencia exacta puede ajustarse Con Pl. ¡Hay que tener muy en cuenta que los niños generalmente pueden escuchar frecuencias más altas que los adul¬ tos! R1, R9, C2 y DI hacen que el oscilador

‘arranque al introducir un pequeño impul¬ só de corriente en la base de TI. El único inconveniente de este tipo de circuitos es que la potencia debe ser aplicada de modo instantáneo; no trabajará si la tensión de alimentación sube lentamente hasta su va¬ lor final. Sin embargo, si el equipo se co¬ necta a una batería de coche, presionando

¡vete perro!

SI el multivibrador arrancará con toda se¬ guridad.

La mínima impedancia del altavoz será de 4 íí. Con una alimentación de 12 a 14 V., el equipo entregará unos 5 W. a esta impe¬ dancia. Por otra parte, una fuente de 40 V.

entregará 25 W. a un altavoz de 8 £2. Pocos altavoces de agudos pueden aguan¬ tar este tipo de niveles de excitación por mucho tiempo, así que no es aconsejable usar la bocina más de unos pocos segundos cada vez.

Como nota final digamos que el equipo puede usarse también para ahuyentar del jardín a los perros extraviados, y esto es ciertamente más humano qué tirarles piedras... .

elektor julio/agosto 1980 7

oscilador seno/coseno Hay muchas aplicaciones que requieren se¬

ñales sinusoidales que sean de la misma fre¬

cuencia pero desfasadas 90°, es decir, una señal seno y otra coseno. Tales señales se

utilizan en BLU y en modulación en cuadratura, en la generación electrónica de

circunferencias y elipses, y en transforma¬ ciones entre coordenadas cartesianas y po¬ lares. Las señales seno y coseno pueden ob¬

tenerse de un oscilador en cuadratura, for¬ mado por dos integradores (A, y A,) conecta¬ dos, Al como integrador no inversor y A2 co¬

mo integrador inversor. El porqué este circui¬ to produce una señal seno y coseno, puede no

ser evidente en principio, pero tiene fácil

explicación. En la salida B aparece una se- que es función del tiempo, f (t). Puesto

w^ue ésta es menos la integral de la señal en

A, es obvio que la salida A será la derivada con signo menos de la señal en B, es

decir, —Asimismo, la señal de entrada al dt

integrador Al es la diferencial de la señal en

A, es decir ^ ^ Sin embargo, la señal de

entrada a Al es la de salida de A2, esto es,

f(t). Por lo tanto, ~^= f(t). Estas condi- dt¿

ciones las satisfacen las señales seno y cose¬ no, ya que si f(t) = sencjit (salida B).

d (sen oj t)

dt eos gj t (salida A)

D,,D2 *1N4148

d(coscot) d2 (sen cu t)

dt-dt1-

= -f(t) La salida A produce por tanto una señal co¬

seno y la salida B una señal seno.

P1 se utiliza para ajustar la ganancia de bucle del circuito, de modo que oscile con

seguridad. Si debido a las tolerancias de los

componentes, el circuito no oscila para nin¬ guna posición de Pl, será necesario aumen¬

tar su valor a 10 K. La amplitud de la señal se estabiliza mediante DI, D2 y R4...R7. La frecuencia de oscilación puede variarse

dando diferentes valores a los condensa: >

res Cl, C2, C3, calculados mediante la ecuación dada.

Literatura

Notas de aplicación de Texas Instruments

convertidor temperatura/tensión

Este circuito proporciona la manera sen¬

cilla de construir un termómetro electróni¬ co que trabaje en el margen entre 0 y 24° C (32 a 75° F). El circuito produce una salida

de 500 mV/°C, aproximadamente, que puede medirse en un voltímetro calibrado en grados. Para que el circuito no salga de su sencillez,

el elemento sensible a la temperatura será un termistor con coeficiente de temperatura

negativo (NTC). Este tipo de sensores tienen la ventaja de que el coeficiente de temperatura de la resistencia es bastante grande, pero desgraciadamente su valor no

es constante y la salida temperatura-tensión del circuito no es, de este modo, lineal. Sin embargo, en el margen de 0 a 24° C la linea-

lidad es suficientemente buena para un ter¬

mómetro sencillo. El amplificador operacional 1C1 se conecta

como un amplificador diferencial cuyas entradas están alimentadas por el circuito puente formado por Rl... R4. Rl, R2, R3 y

Pl forman los brazos fijos del puente, nventras que R4 es el brazo variable. La

tensión en el nudo de unión de Rl y R2 es de alrededor de 3,4 vol. Con el NTC a 0o C, se ajusta Pl de forma que la salida del ope¬

racional sea cero cuando la tensión en el nudo de R3 y R4 es también de 3,4 vol. Al incrementar la temperatura, la resistencia del NTC decrece, por lo tanto, baja la ten¬

sión a su través, de modo que la salida del operacional aumenta. Si la salida no es exactamente 0,5 V/° C, se puede aumentar

o disminuir el valor de R8 y R9, pero man¬ teniendo para ambos el mismo valor.

El C.I. puede ser un operacional de múlti¬ ples aplicaciones, como el 741, 3130 ó 3140. El condensador de compensación C2 no es

necesario si se utiliza un 741, ya que este C.l

está compensado internamente. Para R4- puede usarse casi cualquier termisor NIC de 10 K, aunque los tipos más pequeños

(menor masa), naturalmente, dan una r e¬ puesta más rápida (tienen una inercia ! r' mica más baja). Pueden usarse también 15

tipos de 5 K o 15 K, pero los valores de P i 7 R3 deberán ser consecuentemente variados-


gong electrónico

Este circuito simulará el sonido de una

campana o gong y podrá usarse en sustitu¬

ción de los timbres convencionales, en puertas, relojes, etc.

El circuito consta de un filtro resonante

construido alrededor de 1C2 y IC3 que osci¬ lará a su frecuencia de resonancia cuando

se introduzca un impulso corto por la

entrada. En este circuito, los impulsos de disparo son proporcionados por un tempo-

rizador 555 conectado como multivibrador astable, aunque puede emplearse cualquier

otra fuente de disparo, dependiendo de la aplicación.

La naturaleza del sonido viene influida por

dos factores: el Q del filtro, que puede ser

variado cambiando el valor de R2, y la du¬ ración del impulso de disparo, que se ajusta mediante Pl. La velocidad de repetición de estos impulsos, esto es, la velocidad a la que-“*qca» el gong, puede variarse median-

PaiVexcitar un altavoz, la salida del cir¬

cuito debe conectarse antes a un amplifica¬

dor de audio. El nivel de salida puede va¬ riar desde cero hasta unos 5 V por medio de

P3.

interruptor sensorial Aunque existen gran cantidad de diseños de interruptores sensoriales es siempre un

desafío idear uno más sencillo que las ver¬

siones anteriores. Mientras que la mayoría

de los interruptores sensoriales constan de un par de puertas NAND conectadas en flip-flop, este circuito utiliza únicamente un «buffer» (amplificador separador) no

inversor CMOS, un condensador y una re¬

sistencia. Cuando la entrada de NI se hace baja al puntear con el dedo el par de con- N1 - 1/6 4050

tactos inferior, la salida también baja. Cuando se separa el dedo de los contactos

la entrada de NI es mantenida a nival bajo por la salida, a través de Rl, así que la sali¬ da permanece baja indefinidamente. Cuan¬ do se puentea, el par superior, la entrada de

NI se hace alta, y por tanto, también la sa¬ lida. Al soltar los contactos, la entrada queda a nivel alto a través de Rl, y por con¬

siguiente la salida también permanece alta.


metrónomo Aquellos de nuestros lectores que hayan ex¬ perimentado el placer de las lecciones de piano durante su infancia, encontrarán sin

duda muy familiar el sonido del metróno¬ mo. Este es un aparato de relojería con un

péndulo invertido, que puede ajustarse pa¬

ra que bata un número especifico de veces por minuto, indicando de este modo el tic¬

tac, la velocidad correcta a la que el pasaje musical ha de ser interpretado. Aunque los

metrónomos mecánicos todavía son utiliza¬ dos casi universalmente, es también po¬

sible, por supuesto, conseguir electrónica¬ mente el mismo efecto.

El circuito aquí descrito se distingue, no ñor ninguna nueva característica revolu-

,_.ionaria, sino por su extrema sencillez y ex¬

celente estabilidad. NI, N2 y N3 forman un multivibrador astable. Por medio de Pl, la frecuencia de su señal de salida puede ser

variada entre 0,6 y 4 Hz, mientras que la anchura del impulso se puede ajustar me¬

diante P2. Este último control modifica el

sonido del batido, entre un tic corto y seco

y un tono más largo y completo. P3 es el

control de volumen que modifica la corriente de pico a través del altavoz entre

0,5 A y 50 mA. Para valores de baja resis¬ tencia de P3, la corriente resultante provo¬ ca una gran demanda sobre el transistor, y por eso se elije un par Darlington. Gracias

al bajo ciclo de trabajo, la corriente media absorbida por el circuito es muy pequeña

de modo que para la alimentación será sufi¬ ciente con un pila de 4,5 V. La fotografía muestra como el modelo electrónico puede conservar la forma caracte¬ rística del metrónomo convencional.

voltímetro automóvil

para

La batería del coche, aun siendo vital para

el funcionamiento satisfactorio del vehículo, es olvidada muy a menudo, y ra¬ ramente recibe un mantenimiento ade¬ cuado. Conforme envejece una batería dis¬ minuye su capacidad para almacenar carga

durante períodos largos. El resultado inevi¬ table es que una mañana (generalmente en

lo más crudo del invierno) el coche no arranca.

El voltímetro de estado sólido descrito en este artículo permite el control continuo de

la tensión de batería, de modo que cual¬ quier avería incipiente puede ser descubier¬ to a tiempo. El circuito también indicará cualquier fallo en el regulador de tensión que pudiera conducir a sobrecargar y dañar la batería. La tensión de ésta puede por su-

oi 12V


puesto, ser medida utilizando un voltímetro

convencional de bobina móvil. Sin embar¬

go, como sólo es de interés el rango entre 9 y 15 V, solamente se usará el tercio final de

la escala de un voltímetro de 15 V, a menos que se le añada la posibilidad de supresión

de cero. Los instrumentos de bobina móvil son además bastande delicados.

Una solución mejor es utilizar un voltímetro de estado sólido que indique la tensión en una columna de LEDs. Existen

varios C1 que realizan esta función, sin em¬ bargo, el display de 12 ó 16 LEDs propor¬

cionado por integrados tales como los

Siemens UAA 180 y UAA 170, no es nece¬

sario en este caso, así que se eligió uno que

excita sólo a cinco LEDs, el Texas SN 16889P. Este circuito proporciona una in¬

dicación tipo termómetro. El circuito

completo del voltímetro utiliza sólo este in¬ tegrado y unos pocos componentes, ya que

el CI excitará a los LEDs directamente. Los diodos DI y D2 protejen contra polari¬

dades inversas y transitorios procedentes de la alimentación, mientras que D8 compensa

el cero del medidor de manera que sólo em¬

pieza a leer por encima de los 9,5 V. El cir¬

cuito se calibra mediante P1 de forma que los LEDs se apaguen a las tensiones mos¬ tradas en la tabla adjunta.

El LED D7 se apagará por debajo de los 15 V. Si está encendido cuando el circuito está

colocado en el coche, es que la tensión de

carga es demasiado alta y el regulador de

tensión está averiado. Para D7 puede emplearse un LED rojo. D6 indica que la

batería está completamente cargada, y para

esto podría usarse un LED verde. D5 nos

dice que la tensión de batería está bastante bien, pero no está cargada por completo.

Aquí podemos emplear un LED amarillo. D4 y D3 indican que la tensión es inacep¬

tablemente baja y se usarán también LEDs rojos.

Tabla. Tensiones de apagado da los LEDs

D7 15 V D6 13.5 V D5 12 V D4 11 V D3 9.5 V

fuente de alimentación simétrica de ± 15 V/50 mA

Aunque actualmente los reguladores de tensión integrados han desplazado en gran medida a los diseños con componentes discretos, este circuito en lo que al precio de componentes se refiere puede resultar más barato.

El funcionamiento del circuito es muy sen¬ cillo. El transformador de toma interme¬ dia, el rectificador en puente y los conden¬

sadores C1 y C2 proporcionan una alimen¬ tación no estabilizada de unos 20 V. El

regulador positivo y el negativo funcionan de manera idéntica, excepto en la polari¬

dad, así que sólo describiremos en detalle el primero de ellos.

La corriente positiva de alimentación pasa

a través de un transistor regulador serie TI.

En el diodo Zener D5 se produce una caída de tensión de 15 V, estando normalmente el

extremo superior a 15 V y el inferior a 0 V. Si la tensión de salida del regulador tiende a bajar, el extremo inferior de D5 caerá por

debajo de 0 V y el transistor T3 absorberá más corriente, es decir, TI tendrá una ma¬ yor corriente de base, reforzando su puesta

en conducción de modo que la tensión de

salida del regulador aumentará. Si esta ten¬ sión es demasiado alta sucederá lo contra¬

rio. El potencial en el extremo inferior de

D5 subirá por encima de 0 V y T3 absorbe¬ rá menos corriente, TI tenderá a cortarse y la tensión de la fuente caerá. La parte nega¬

tiva funciona de modo similar. Para hacer

que el circuito arranque solo, se incluyen R5, R6 y D7, ya que D5 y D6 reciben su po¬ larización de la salida de la fuente. Una vez la tensión de salida de la fuente ha llegado a su valor normal, D7 queda inversamente

polarizado, lo que evita la aparición en la salida, de ondulaciones propias de la fuente no estabilizada.

Utilizando transistores baratos de pequeña señal, del tipo de la familia BC 107/BC 177 o equivalente, la corriente máxima que

puede extraerse de la fuente es de unos 50

mA. Sin embargo, para obtener intensida¬

des de salida de hasta 500 mA deben sustituirse TI y T2 por pares Dalington.

7-12 eiektor julio/agosto 1980

oscilador en diente de sierra

Resulta sencillo construir un oscilador de relajación en diente de sierra, utilizando un

interruptor analógico CMOS, como se

muestra en la fig. 1. C1 se carga a través de

R1 hasta que se alcanza la tensión umbral del interruptor (aproximadamente 2/3 de la tensión de alimentación). Entonces el in¬

terruptor se cierra y C1 se descarga a través

de SI y R2, hasta que se alcanza el umbral inferior del interruptor, en el que SI se abre

y el ciclo se repite. Para evitar cargar el cir¬

cuito, la salida en diente de sierra debe co¬ nectarse a una impedancia de carga consi¬

derablemente más grande que Rl. Por otra

narte, puede utilizarse como «buffer» (am-

_jlificador/separador), un FET segui¬ dor de fuente. Como cada circuito integra¬ do 4066 tiene cuatro interruptores analó¬

gicos es posible construir cuatro oscilado¬

res a partir de un solo chip. Una nueva po¬ sibilidad es añadir un segundo interruptor

CMOS S2, que se cierre cuando lo hace

SI, conectando R3 a la fuente y generan¬ do un breve impulso «aguja». La frecuen¬

cia de oscilación puede ser variada por

medio de Rl, cuyo valor está entre 1 K y 100 K. La tensión de alimentación puede ser cualquiera entre 3 V y 10 V y la frecuen¬

cia de oscilación más alta que se obtendrá

será de unos 12 MHz (con 10 V de alimen¬

tación). Puesto que C1 se carga a través de

una resistencia, el diente de sierra generado

por el circuito no es lineal, sino que sigue

una curva exponencial. Si se necesita un diente de sierra lineal, Rl debe reemplazar¬

se por una fuente de corriente, como se ve en la fig. 2a. Otra posibilidad es que la ten-

. sión controle a la corriente, y por lo tanto a a frecuencia del oscilador, constituyendo

■"de este modo un sencillo VCO.

Por otra parte, como muestra la fig. 2b,

puede utilizarse un espejo de corriente, en cuyo caso el circuito se convierte en un osci¬

lador controlado por corriente.

alarma antirrobo Para los que deseen el tipo más sofisticado

de alarma antirrobo: ¿han pensado en el Radar?

La firma Philips/Mullard suministra un módulo oscilador tipo CL 86305, que oscila a 4 GHz aproximadamente. Uno de los cir¬

cuitos del extenso folleto de aplicaciones es

este sencillo detector de movimiento por

efecto Gunn que reproducimos aqui. El principio básico es bien conocido ya: un objeto móvil dentro del campo del transmi¬

sor de 4 GHz reflejará una señal a una fre¬

cuencia un poco diferente de la de emisión (desviación Doppler). La diferencia de fre¬

cuencia puede obtenerse de la fórmula

Af = 2 f0 -v/c; donde v es la velocidad del

objeto respecto al transmisor, f0 es la fre¬ cuencia de emisión y c es la velocidad de la luz

(3 • 108 m./seg.). La frecuencia diferencia estará, en este ca¬

so, en la zona baja de audio-frecuencia,

aproximadamente 200 Hz. Esta componen¬

te es detectada y se amplifica en un amplifi¬ cador de BF formado por TI, T2 y T3. L3

salida de T3 se utiliza para disparar un multivibrador monostable (T4 y T5) con un periodo de 10 segundos. La combinación

de transistor bipolar y FET puede parecer

poco común, pero hace más fácil la obten¬ ción del largo período necesario. La salida del monostable se utiliza para hacer condu-


cir a T6, lo que provoca que el relé se acti¬

ve. La r ibilidad del circuito puede ajustarse

por V-»dio de P2, pudiéndose conseguir un al¬ cance de hasta 10 m, lo que resulta suficien¬ temente para la mayoría de los casos. Sin embargo, tenemos que advertir que este tipo

de sistemas de alarma, se distingue por la can¬

tidad de falsas alarmas si la sensibilidad es de¬ masiado alta. No sólo serán detectadas las

moscas y mariposas, sino incluso una

corriente repentina de aire, provocada por

alguna ventana abierta.

Aparte de la sensibilidad, que por supuesto se puede ajustar según el gusto personal (y si no, con la amarga experiencia), el otro

único punto de calibrado es Pl. Este ajusta el punto de funcionamiento del oscilador Gunn. Inicialmente, Pl debe colocarse al

máximo de resistencia. El extremo superior

del oscilador se desconecta del circuito y se conecta un polimetro en serie. Los cables

de prueba no deben ser innecesariamente

largos, y deben estar cuidadosamente tren¬

zados. El medidor se coloca en un margen

de medida de corriente adecuado y Pl se

ajusta hasta que el consumo de corriente del oscilador es de 120 mA. Después de co¬ nectar de nuevo el oscilador, el circuito está

listo para funcionar. Como nota final, digamos que no siempre resultan necesarios R17, T6, D3 y el relé, y que R11 o R16 pueden sustituirse por un re¬

lé de láminas si la corriente consumida por la alarma va a ser baja.

oscilador TTL-LC controlado por tensión

N1,N2 * 7400 DI - MVAM 1 (Motorola) L1 * 18 vueltas de hilo esmaltado de 1 mm. de

diámetro con diámetro de bucle de 3 mm.

Este'"'oscilador controlado por tensión

(VCO) utiliza únicamente dos puertas o in¬ versores TTL, asi que puede resultar útil en circuitos digitales donde uno o más integra¬

dos TTL no estén completamente utiliza¬ dos. Puede emplearse cualquier tipo de puerta TTL que pueda cablearse para dar

un inversor (NAND, ÑOR o inversor). Básicamente el circuito es una versión ampliada del bien conocido oscilador RC

construido con dos puertas. Sin embargo, en este caso el elemento determinante de la frecuencia principal es un circuito resonan¬ te LC, compuesto por Ll, C2 y DI. Como DI es un varicap, una tensión de control aplicada a R3 variará la frecuencia de reso¬

nancia del circuito. A una variación de la

tensión de control de 0 a 5 V corresponde un margen de frecuencia de 7,5 a 9 MHz.

Por supuesto, la salida es compatible TTL. Con los valores de los componentes de la fi¬

gura, el circuito sólo es adecuado para puertas TTL: fundamentalmente, porque la

frecuencia es demasiado alta para CMOS. Sin embargo, puede usarse el mismo princi¬ pio con CMOS dando valores apropiados

al circuito. El rendimiento del circuito no es particular¬

mente bueno —la linealidad, por ejemplo,

es mediocre— pero es fiable y barato. Una posible aplicación es para cuando se necesi¬

ta una frecuencia de reloj que pueda variar¬

se en función de estados lógicos en otra

parte del circuito.

7-14 ¡lektor julio/agosto 1980

receptor de infrarrojos

12V

Este receptor de infrarrojos puede usarse ta a un indicador LED D4) y T7 que activa el receptor hasta que D4 empiece a parpa-» con el transmisor complementario, también un relé. Mediante una pequeña modifica- dear. Ajustar C1 del receptor hasta qüé descrito en este número. La señal de IR es ción en la etapa de T6 es posible acoplar el D4 brille de modo continuo. Aumentar la recibida por el fotodíodo DI. Este diodo receptor al indicador de alarma descrito en distancia entre tansmisor y receptor hasta está inversamente polarizado (estando su otra parte de este número, para formar un que el LED empiece otra vez a parpadear, y tensión de polarización desacoplada del sistema de alarma por infrarojos. Puede reajustar Cl. Esto se repite hasta obtener ruido de la linea de alimentación madiante prescindirse de T7 y de sus componentes un alcance máximo. Puede ocurrir que la R4, R5, C5 y C6) y su corriente de fugas asociados (ver fig. 2). frecuencia del transmisor esté fuera del varía con los cambios de la luz incidente. Para ajustar entre si (alinear) transmisor y margen de sintonía del receptor en cuyo ca- Para que el receptor sea sensible sin ser pro- receptor se sigue el siguiente procedimien- so puede ser necesario cambiar un poco el pensó a interferencias, deberá ser selectivo, to: valor de C3 para meter la frecuencia del y por eso, se le incluye un circuito resonan- 1. Encender el transmisor y comprobar transmisor dentro del margen de ajuste de te Ll/Cl. La anchura de banda del re- que está consumiendo una corriente Cl.

ceptor, cuando está sintonizado a 24 KHz, comprendida entre 50 y 100 mA. Utilizando el diodo LD 241/1 en el transmi- es de 100 Hz. No es posible reducir más esta 2. Poner el condensador C3 del transmisor y el BPW 34 en el receptor es posible anchura ya que la sintonía está efectada por sor en su posición central (láminas medio obtener un alcance de 10 m, sin necesidad la capacidad de DI, que depende de la luz. cerradas) y apagar el transmisor. de ningún sistema óptico especial, ni dé Si la anchura de banda fuera demasiado 3. Girar el cursor de P1 totalmente hacia proteger el fotodíodo de la luz ambiente. Si, estrecha, el receptor podría perder la R8 y el de P2 hacia R15. El LED D4 debe se utiliza para el BPW 34 un sencillo siste- sintonía debido a esta causa. TI y T2 for- brillar ahora, lo que indicará que la primera ma de lentes o un tubo de blindaje, podren man un amplificador cáscodo con alimen- etapa del receptor ha empezado a oscilar. mos conseguir alcances mucho mayores. El tación negativa, mientras que T3 y T4 se 4. Ajustar P2 hasta que el LED apenas se receptor debe trabajar con una fuente esta- encargan de aumentar la ganancia. La señal vea lucir. bilizada de 12 V capaz de suministrar 12 mA

amplificada es detectada entonces por D2 y 5. Ajustar P1 hasta que el LED se apague más la corriente media del relé. Cualquier D3, y la tensión continua resultante es por completo. de los reguladores de 12 V puede resultar amplificada de nuevo por T5, T6 (que exci- 6. Encender el transmisor y moverlo hacia adecuado para este fin (ver circuito 31)-


amplificador de micropotencia

Este amplificador ha sido especialmente di¬ señado para ser utilizado con fuentes alter¬ nativas de energía, como células solares, cé¬ lulas de combustible biológico, etc. Estos tipos de fuente dé energía se caracterizan por tener una tensión de salida baja y va¬

riable, y una alta resistencia de salida. El amplificador trabajará de modo fiable con tensiones de alimentación comprendidas entre 3 y 20 V y con resistencias de fuente cuyo valor viene dado por:

U alim. (V)

v'" 2 (mA) (kSÍ)

La potencia que el amplificador puede entregar depende, por supuesto, de la ten¬ sión de alimentación y de su resistencia de fuente, como puede verse en la tabla adjun¬ ta. El consumo de corriente de reposo del amplificador está entre 1 y 1,5 mA, depen¬ diendo del tipo de transmisor empleado. Si la corriente de reposo cae fuera de este mar¬ gen será necesario cambiar el valor de R9. Como se ve en la tabla, el rendimiento del

amplificador mejora con altavoces de alta impedancia. Como no es fácil conseguir al¬ tavoces con impedancias tan grandes como 200 Sí, la alternativa es emplear uno de ba¬ ja impedancia con un transformador de adaptación. Por ejemplo, puede usarse un altavoz de 8 Sí con un transformador de re¬ lación 5:1 aproximadamente. Aunque el ni¬ vel de salida no es exactamente como para romper el tímpano, es suficiente cuando se emplea con un altavoz de rendimiento razo¬ nable en una habitación tranquila. La ga¬ nancia de tensión del amplificador es apro¬ ximadamente 50 y la anchura de banda a 3 dB es de unos 300 Hz a 6 KHz.

Tabla 1.

Ub IV) P0 ImW)

20 10 20 20 20 40 9 4 9 6 9 10 3 9.2 3 0.3 3 0.5

Ib (mA) RUS <íl)

19 8 19 16

7 200 11 8 9 16 3.8 200 2.4 8 2.2 16 1.4 200

mmr >

«es* y*Jh-*m* <MSü* o m

-4ÉJ»*

«¡a* ■•ü'sL -%Al: t ®


amplificador RF de banda ancha

Este diseño de amplificador de RF tiene grandes anchura de banda y margen diná¬

mico lo que le hace sumamente indicado para la etapa de entrada de un receptor de

onda corta. El circuito trabaja sin reali¬ mentación negativa ya que, si un amplifica¬ dor realimentado se sobrecarga, la distor¬

sión resultante puede ser realimentada de nuevo y vuelta a radiar. Sin embargo, se consigue uha buena linealidad empleando

un dispositivo que tenga una característica de transferencia intrínsecamente lineal, en este caso un MOSFET de doble puerta con ambas puertas unidas. En el 3N211 emple¬ ado en este circuito, la transconductancia permanece constante en unos 14 mA/V, siempre que la corriente de drenador sea mayor de 12,5 mA, aproximadamente. El MOSFET se conecta en la configuración de

Tabla 1 Características del amplificador RF ganancia: aproximadamente 10 dB ancho de bando 3 dB: de 4 MHz a 55 MHz ruido: menos de 5 dB test bi-tono:

potencia de salida para distorsión IM de tercer orden a —40 dB respecto de un tono: +22 dBm/tono

3N211

puerta común, utilizando P1 para ajustar la corriente de drenador a unos 20 mA. L2 es un inductor de fabricación casera, bobina¬

do en un núcleo de ferrita de dos taladros tipo 4312-020-31521 de Philips-Mullard, al¬ gunas veces llamado de «nariz de cerdo».

Se devanan 14 vueltas de cobre de hilo es-

.5... 18 v

*ver texto

maltado 31 SWG (0,3 mm) encuno de los agujeros del núcleo y cuatro vueltas en el

otro, se coge un extremo de cada devanado y se unen para formar la toma que se conec¬ ta a C6. P1 debe ajustarse de forma que la tensión en el punto de prueba 1 indicado en

fig. 1 esté entre 17,5 y 18 V.

l convertidor, onda cuadrada/onda triangular

jt_tO

R1 ... R23 • 10 k/1%

salida binaria en una onda en escalera, de nuevo a FF1 y así sucesivamente. Cuando introducimos una onda cuadrada Para asegurarse de que los peldaños de la por la entrada de reloj, el circuito contará escalera son de la misma altura, deben hasta llegar a 255, en que la salida de emplearse resistencias de 1 por 100 de tole-

acarreo se hace «0» y FF1 bascula. Enton- rancia para R y R23. ces empezará a descontar hasta llegar a ce¬ ro, donde la salida de acarreo hará bascular

Este circuito puede utilizarse para generar una onda en escalera con un total de 512 es¬ calones por ciclo. IC1 y IC2 son dos conta¬ dores reversibles de 4 bits conectados for¬ mando un contador de 8 bits, con una red serie-paralelo R-2R, (convertidor digital- analógico) a las salidas para transformar la

alektor julio/agosto 1980 7-17

detector de paso por cero

Este circuito detectará con exactitud el pun¬ to de paso por cero en sentido

positivo/negativo de una onda de AC, y so¬ lamente necesita una sola tensión de ali¬ mentación, a diferencia de los detectores que

utilizan amplificadores diferenciales. NI y N2 son dos disparadores Schmitt conecta¬ dos formando un multivibrador monos-

table con un periodo de unos 15 ms. P1 se ajusta de modo que cuando la tensión de

entrada cae a cero, la tensión en la entrada

de N1 es igual al umbral de bajada del dis¬ parador Schmitt. Así la salida de NI se ha¬

ce alta y la de N2 baja. C1 mantiene a la se¬ gunda entrada de NI por debajo de su umbral positivo unos 15 mseg, durante los

cuales la salida del circuito permanecerá ba¬ ja, aún cuando los picos de ruido de la on¬ da de entrada hayan hecho alta la primera

entrada de NI. Cuando la señal de entrada se hace positi¬ va, la primera entrada de N1 es elevada por

encima de su umbral positivo. Obsérvese que esto ocurre después del punto de paso de cero a positivo, debido a la histéresis del disparador. A continuación la segunda

entrada de NI se hace alta debido a que C1 se carga a través de R3. El circuito entonces se repone y la salida de N2 se hace alta. Es¬ ta salida será una onda cuadrada asimétrica

cuyo flanco de bajada se produce en el pun¬ to de paso de cero a negativo de la onda de

entrada, y su flanco de subida en algún mo¬

mento del semiciclo positivo. El flanco de bajada es independiente de la amplitud de

la señal de entrada y siempre se produce en el punto de paso por cero. Sin embargo,

varia ligeramente con la tensión de alimen¬ tación, por lo que ésta debe ser estabiliza¬ da. Si se utiliza una tensión mayor de 15 V hay que incluir a R4 y D2, de otra manera podría dañarse el circuito integrado. Para calibrar el circuito es conveniente emplear un osciloscopio para que P1 pueda ser ajus¬

tado con exactitud en el punto de paso por cero. Por otra parte, si no se dispone de es¬ te aparato, se desconecta temporalmente C1 y se controla la salida de N2 con un

polímetro. Mirando en la tabla 1 el valor correspon¬

diente a la tensión de entrada eficaz y a la de alimentación se ajusta P1 hasta que el polímetro registre este valor; por ejemplo, con una fuente de 10 V y una entrada sinu¬

soidal de 5 V eficaces, P1 debe ser ajustado hasta que en el medidor se lean 4,37 V. R1, DI y los diodos de protección de entra¬ da de NI protegen al circuito contra ten¬ siones de hasta 220 V (eficaces, entrada si¬ nusoidal). En este caso, en NI entra la

corriente máxima permisible, 10 mA y en R1 se disipan 1,5 W. Si se utilizan tensiones de entrada más altas, o se desea una disipa¬ ción menor, deben aumentarse los valores

de Rl, R2 y Pl, manteniendo la misma re¬ lación entre ellos.

Tabla 1. Tensión

da entrada (RMS. senol

2 V

3 V

4 V

5 V

6 V

7 V

8 V

9 V

10V

Tensión de alimentación

5 V 10V 15 V

2.24 3.49 -

2.33 4.09 5.18

2.37 4.33 5.91

2.40 4.47 6.26

2.42 4.56 6.48

2.43 4.63 6.64

2.44 4.67 6.75

2.44 4.71 6.83

2.45 4.74 6.90

el mata disc-jockeys Este circuito ha tenido amplio eco en los países donde ha sido publicado. Veamos brevemente cómo funciona.

Evidentemente resulta fácil distinguir los fragmentos hablados de los musicales, por¬ que en los primeros se producen pequeñas pausas, mientras que la música suena de forma más o menos continua. Nuestro cir¬ cuito supresor detecta esas pausas y anula la señal mientras el pincha-discos está hablando. Las señales de los canales derecho e izquier¬ do son introducidas en las dos entradas pre¬ vistas y sumadas en el punto de unión de R14, R15 y R16. Naturalmente, sólo se pre¬ cisa utilizar una entrada cuando el circuito

se utilice con un receptor monofónico. La señal suma de ambos canales es amplificada y limitada por medio de los dos amplifica¬ dores de elevada ganancia IC1 e IC2; se

aplica luego a las entradas de dos disparado¬ res Schmitt en cascada (NI y N2). La salida de N2 se utiliza para controlar el monostable redisparable IC4a, cuya salida Q ata¬ ca un segundo monostable IC4b. Mientras haya una señal continuamente presente a la entrada de IC4, éste permane¬ cerá disparado y su salida Q permanecerá en nivel alto. El período de IC4a se ajusta por medio de P2 a un valor algo inferior a la duración normal de una pausa de conver¬ sación; por tanto, durante pausas prolon¬

gadas IC4a quedará en «reset». Esto oca¬

siona el disparo de IC4b, lo que, a su vez, provoca el corte de la señal durante un período ajustable con P3. Los LEDs DI y D2 indican los estados de salida de IC4a e IC4b y nos servirán para proceder al ajuste del circuito. Para ello, colocaremos en primer lugar el potenciómetro P2 en su valor mínimo. Sin¬ tonizaremos una emisora donde se dé algu¬ na conversación a velocidad razonablemen¬ te similar a la utilizada por un disc-jockey normal, ajustando la sensibilidad del cir- circuito por medio de Pl hasta que DI se apague durante las pausas. Si nuestro ajus¬ te de sensibilidad es excesivamente alto, DI


permanecerá encendido continuamente, debido a que el circuito resultará disparado por cualquier ruido de fondo, mientras que si está ajustado en un valor demasiado ba¬ jo, DI se apagará en pasajes de conver¬ sación tranquila. Sintonizaremos ahora una emisora que esté radiando música y

ajustaremos P2 hasta que DI permanezca encendido continuamente. Finalmente, volveremos a sintonizar una emisora que transmita un programa habla¬ do, y P3 se ajustará hasta que D2 perma¬ nezca luciendo continuamente durante la charla.

Componentes

Resistencias:

R1 ,R2,R8,R11 ,R12 = 68 k R3,R5 = 10 k R4,R6 = 1 M R7,R10 = 6k8 R9,R13 = 1 k R14,R15,R16 = 100 k P1,P2,P3 = 1 NI

Condensadores:

C1 = 100 n C2.C3 = 820 n C4.C8 = 1 n C5= 1 p/16 V C6 = 47 m/1 6 V C7= IOOm/16 V

Semiconductores:

DI ,D2 = LED D3 = 1N4148 IC1,IC2= 741 IC3 = NI ,N2 . . . = 4093 IC4 = 4528 TI ,T2,T3 = BC 547B

Varios:

relé 12 V/50 mA

Por supuesto, debe tenerse en cuenta que el circuito sólo suprimirá una señal hablada pura. Por tanto, no suprimirá la voz del disc-jockey que esté superpuesta a una mú¬

sica de fondo, etc.

R. Wanwersch ^

filtro paso alto/bajo de 18 dB por octava


El cálculo de los valores correctos de R y C para filtros paso-bajo y paso-alto puede re¬ sultar una tarea difícil, y a menudo es consi¬ derado por los constructores aficionados un tema que es mejor no tocar. Esto espe¬ cialmente cierto cuanto más complicado es el filtro y mejor selectividad se desea. En este caso, resulta muy útil el siguiente circuito para un filtro paso-bajo o alto de Butterwoth de tercer orden (es decir, con una pendiente de 18 dB por octava), junto con el diagrama adjunto que da los valores

S correctos de R y C para cualquier punto de f» corte dado. El circuito mostrado es el de un

filtro paso-bajo: Sin embargo, intercam¬ biando la posición de resisitencias y con¬ densadores se obtiene un filtro paso-alto. El atractivo de este circuito reside en el hecho de que todos los condensadores y re¬ sisitencias tienen el mismo valor respectivo. Como seguidores de tensión pueden usarse amplificadores operacionales o bien se¬ guidores de emisor. Normalmente, para encontrar la frecuencia

de corte de un filtro (es decir, el punto en el cual la tensión de salida del filtro está 3 dB por debajo de la respuesta en la banda de paso), se utiliza la ecuación: fc = 1/2 zr RC siendo fo la frecuencia en el punto de corte. Sin embargo, podemos olvidarnos de estos cálculos y utilizar la gráfica. Los puntos de corte están representados en el eje horizon¬ tal, mientras que los valores correspon- dients de C están en el eje vertical. Además, se indican también algunos valores de la re¬

sistencia en las diagonales que cruzan la gráfica. Para usar ésta, primero se traza una vertical imaginaria por el punto crítico deseado. A continuación se traza una hori¬ zontal por el punto en que se cortan la ver¬ tical y la resistencia deseada. La intersec¬ ción de esta horizontal con el eje y nos da el valor correcto de C para la frecuencia de corte elegida. En el ejemplo mostrado (líneas de puntos) se obtiene una frecuencia de corte de 720 Hz con R = 10 y C = 22 nF.

, ■ ¡si ::::: :::: ss:.-:::::

iiiifi - __ _

i sssn i

:::::: ss::s:::: :::::::: müi:::::::: :skü t

i Miü • |

--- '===’ ÜflMM iShüiüfiiMfs UBI . Hi

_ ... .•!Ssbí^wc'ü:s::í:!::!.,s8&: - !P . -ss - IHfc'W ¡ &Í

uEáSBCSHi:

■ ¡sí.**® s Ki* mu ¡iu'ssss»* ::s2;;¡ :s:>* muniv, ::u¡:s s: :¡:: ssssssss::

fililí Il=: Inil e* * 1 . I! I I,' I - - --- l!i-: - - I=‘';l

... •!. ■ "s!¡ i ;

:s. r i-t:::. .'i::::: :::::::::::::::

.¡lili üiiippga

si* - i-' = h ■ = «"füíl

.-¿m J=.. |=;l|||..i =l|- -=»- •

, ! «¡.■"¡¡■¿«•¡¿/üí: ’.n¡'m


generador de Q)I sincronismo de video

Este sencillo circuito genera impulsos de sincronismo de línea y de campo de 15625 Hz y 50 Hz, respectivamente, para aplica¬ ciones de vídeo. Una señal de reloj, que proviene de un multivibrador astable de 125 KHz, es dividida por un contador 4040 de 12 bits, y las salidas de éste con conecta¬ das a una puerta NAND para dar los im¬ pulsos de línea con una duración de 4 mseg, y los de sincronismo de campo con una du¬ ración de 512 mseg. Empleando el mezcla¬ dor de vídeo presentado en otro lugar de es¬ te número, los impulsos de sincronismo pueden ser combinados con la información de imagen para dar una señal compuesta de vídeo. En este caso ambos circuitos deben trabajar con una fuente de 5 V. El oscilador de reloj debe ajustarse a 125 kHz empleando un frecuencímetro si se dispone de él. Como alternativa puede ser ajustado hasta que dé una trama estable en un televisor (ver circuito 74).

temporizador de múltiples aplicaciones

Utilizando dos contadores CMOS es muy sencillo construir un programador de tiem¬

pos. El ciclo total de tiempo puede fijarse =*- entre 0 y 93,2 horas y el circuito se puede

fabricar para encender y apagar un equipo en cualquier momento durante ese ciclo. La frecuencia de referencia para el tempori-

zador es 50 Hz (la frecuencia de la red). Dos contadores 4040 se conectan en casca¬ da y cuentan los impulsos de 50 Hz. Cada

uno de estos C.l. es un contador de 12 Bits, así que el máximo tiempo que podrán con¬ tar será 0,02 x 224, donde 0,02 seg. es

el período de la onda de la red. Esto repre¬ senta 93,206 horas. Si se quiere un ciclo de tiempo más corto, es necesario que los con¬

tadores se pongan a cero cuando se alcance la cuenta deseada. Como ejemplo, supon¬ gamos que el ciclo de tiempo deseado es de veinticuatro horas.

El contador debe, por tanto, contar hasta ^ 24 x 60 x 60 x 50 = 4.320.000, que en

binario es 10.000.011.110.101.100.000.000. Cuando se presenta un 1 en este número, la salida correspondiente del contador (1C1

más IC2) se conecta a una de las entradas de la puerta AND de diodos (D6... DI3). Cuando se alcance la cuenta deseada, estas salidas estarán todas a nivel alto simultáne¬ amente, y el monoestable N1/N7 se dispa¬ rará, enviando al contador un impulso de reposición.

Se dispone también de un botón de reposi¬ ción manual. Puede conseguirse cualquier otro ciclo de tiempo deseado, por debajo

del máximo anteriormente mencionado, pero naturalmente algunos de ellos requeri¬ rán más o menos diodos en la puerta AND. Los tiempos de conmutación a marcha y a paro del equipo a controlar se determinan de la misma forma. Se calcula el equivalen¬

te binario de los tiempos de marcha y de pa¬ ro y se conectan las salidas convenientes del contador; a las entradas Bl... B4 de la puerta AND para el encendido y a las C1... C4 para el apagado. En la conmutación a marcha, el monoestable N2/N5 se dispara, lo que pone en «1» al flip-flop FF1, condu¬ ciendo TI, con lo que se activa el relé. En la conmutación a paro se dispara el monos-

, table N3/N6, el cual pone a cero el FF1. -««También se han previsto controles ma¬

nuales. Si han de controlarse varios cir¬ cuitos con diferentes tiempos de conmuta¬ ción a marcha y a paro, entonces N2, N3,

N5, N6, FF1 y TI pueden duplicarse. La única desventaja de este circuito es que inicialmente debe ser puesto a cero para co¬ menzar el ciclo, es decir, no hay ninguna facilidad de ajuste de tiempos, de manera que en el caso de un fallo de potencia, seria necesario esperar hasta la hora correcta an¬ tes de reponer el circuito. Por esta razón es mejor hacer que el comienzo de la secuen¬

cia se produzca en un momento cómodo, tal como, por la mañana o por la tarde temprano. Para hacer a la entrada de reloj del conta¬ dor menos sensible a los impulsos de inter-

"“'ferencia de la señal de la red puede ser una buena idea precederla de un circuito de dis¬ paro Schmitt, usando dos puertas NAND CMOS.

7 22 elektor julio/agosto 1980

comprobador de ganancia de intensidad en AF

La ganancia de intensidad de un transistor funcionando en alta frecuencia depende de

las condiciones de polarización, obtenién¬ dose la máxima ganancia para un solo valor

de la corriente de colector. El circuito que presentamos aqui ha sido di¬ señado para determinar la corriente óptima de colector de cualquier transistor NPN de

radio frecuencia. El transistor bajo prueba (TBT) se coloca en una etapa amplificadora que recibe una señal de 100 MHz de ampli¬ tud constante, procedente del oscilador for¬

mado por TI. Esta señal es amplificada por el TBT, rectificada por DI y filtrada por

RIO y C9 para dar una señal en continua proporcional a la señal RF de ■sálida del TBT. Por tanto esta tensión continua es proporcional a la ganancia del TBT. La corriente de colector del TBT puede va¬ riarse ente 1 raA y 2 mA por medio de Pl. Si se provee a Pl de una escala lineal entre estos dos valores será relativamente sencillo

ajustar Pl hasta obtener la máxima tensión de salida en el medidor. De este modo la

corriente óptima del colector quedará indi¬ cada por la posición del cursor de PL

transmisor de infrarrojos

T2 = BF494.BF 194 T3'= BC140, 2N2219 D2 « LD241, LD 242, LD271.

Este transmisor de infrarrojos puede utili¬ zarse con el receptor de infrarrojos descrito en otra parte de este número. La emisión de la señal infrarroja (IR) es interrumpida con una frecuencia de 24 kHz para permitir al receptor diferenciarla de cualquier fuente continua de infrarrojos extraña (por ejemplo la luz solar o la luz eléctrica). Para conseguir un margen de funcionamiento ra¬ zonable el receptor debe ser sensible y selec¬ tivo y para evitar inseguridades la frecuen¬ cia del transmisor debe ser muy estable.

Con este fin se emplea un circuito oscilador RC que es la versión transistorizada del os¬ cilador Franklin comúnmente utilizado en

los circuitos de válvulas. Debido al factor Q del circuito resonante la tensión en bornes de L1 puede ser superior a la tensión de alimentación, esto puede ha¬ cer que la unión colector-base de TI quede polarizada directamente afectando a la re¬ sonancia del circuito. La inclusión del diodo DI evita este inconveniente. La fre¬ cuencia del oscilador puede variarse me¬ diante C3 entre 23,7 kHz y 25,9 kHz lo cual permite la alineación de transmisor y recep¬

tor. En vista de la estrechez de la pasabanda del receptor y del escaso margen de reso¬ nancia del emisor es esencial que los valores de los componentes sean lo más semejantes posible a los dados (deben utilizarse com¬ ponentes de 5 por 100 de tolerancia).

El LED emisor de infrarrojos puede ser de varios tipos pero el más eficiente y el que da mayor margen de funcionamiento es el LD 271. Independientemente del tipo de LED usado se pueden mejorar las prestaciones del circuito ajustando el valor de R3 de mo¬ do que la corriente por LED sea de 100

mA. Pueden conectarse también en serie

dos o más LEDs en cuyo caso el valor ópti¬ mo de R3 será aquel que produzca una corriente, en diodos, de 100 mA. Si se co¬ nectan más de dos LEDs en serie debe incrementarse la tensión de alimentación en 1,5 V, por cada LED adicional.


convertidor analógico/digital

jjLa construcción de un convertidor analógico-digital (A/D) no es sencilla debi¬

do a que el circuito requiere normalmente el empleo de componentes de precisión. Sin embargo, la precisión del circuito descrito aquí es independiente de la tolerancia de los componentes, y queda determinada sola¬ mente por la estabilidad de una referencia de tensión.

El circuito integrado IC1 funciona como un comparador de manera que mientras la ten¬ sión en su entrada inversora es menor que la tensión analógica que entra en la entrada no-inversora, su salida se mantiene en esta¬ do alto. El flip-flop FF1 recibe los impulsos de reloj procedentes del oscilador formado por NI y N2 de modo que mientras su entrada D es mantenida en estado alto, por

*"!a salida de IC1, su salida Q también se mantiene en estado alto. Cuando el in¬ terruptor CMOS SI está cerrado, estando S2 abierto, C2 se carga a la tensión de refe¬

rencia (Uref) a través de SI y R2. Cuando la tensión en C2 es igual a la de la entrada no-inversora la salida IC1 se hace baja. Sin embargo, C2 continua cargándose hasta el

siguiente impulso de reloj, en que la salida de Q de FF1 se hace baja, SI se abre y S2 se cierra. El condensador C2 se descarga aho¬ ra a través de R2, R5 y S2 hasta que su ten¬ sión cae por debajo de la entrada analógi¬ ca, momento en el que la salida de IC1 se hace de nuevo alta. En el siguiente impulso de reloj la salida Q de FF1 se hace de nuevo alta y se repite el ciclo. Ya que C2 se carga y descarga exponencial¬ mente es obvio que cuanto más alta sea la tensión analógica de entrada, mayores se¬ rán sus períodos de carga y menores los períodos de descarga. El resultado de esto es que la salida de IC1 es una onda cuadra¬ da cuyo ciclo de trabajo es proporcional al valor de la tensión analógica de entrada. Obsérvese que esto sólo es cierto una vez el circuito ha alcanzado el equilibrio pero no lo es en la etapa inicial en que C2 se carga desde 0. Cuando se cierra el contacto «inicio de con¬ versión» el flip-flop FF2 se excita, lo cual activa los contadores IC5 e IC6 que co¬ mienzan a contar impulsos de reloj. Pero mientras IC6 cuanta todos los pulsos de re¬

loj, IC5 sólo cuenta impulsos de reloj mientras la salida Q de FF1 es alta. Cuando la salida Q12 de IC6 se hace alta se excita FF2 y la conversión se detiene. De este mo¬ do la cuenta hecha en IC5 es proporcional al ciclo de trabajo de la salida Q de FF1 el cual a su vez es proporcional a la tensión de entrada. Si la tensión de referencia es exactamente 2,048 V la cuenta de IC5 será 1.000 para una entrada de 1 V. La linealidad del proto¬ tipo resultó ser de 1 por 100, pero esto segu¬ ramente mejorará si IC1 se sustituye por el LF357 aunque en este caso será necesaria una fuente de alimentación simétrica. La frecuencia de reloj se puede variar cam¬ biando el valor de C3 (mínimo 350 p para

300 kHz.). Para ajustar el circuito se conec¬ ta masa a la entrada y se ajusta P1 hasta ob¬ tener una cuenta cero en IC5. Para comprobar el funcionamiento del converti¬ dor puede conectarse la referencia de ten¬ sión a la entrada; en cuyo caso, la cuenta en IC5 debe 2.047.


contro! de efecto tí) estereofónico

Aunque la idea no es nueva este circuito de control de efecto estereofónico se distingue

por su sencillez. Este tipo de control se uti¬ liza para variar el efecto estereofónico des¬ de mona, pasando por estéreo normal has¬ ta super estéreo.

La ampliación del efecto estéreo se obtiene mediante la mezcla negativa de los dos ca¬ nales, es decir, una parte de la señal 1 es pa¬ sada en antifase al canal D y viceversa. Por el contrario se obtiene una reducción del

efecto estéreo mediante una mezcla positi- via (en fase).

El funcionamiento del circuito es bastante

’ncillo, dos amplificadores operacionales

-r las resistencias R2, R2’ y R4 propor¬

cionan una mezcla negativa del 60 por 100 (4,4 dB) en las salidas 10/10’, mientras

que R3, R3’ y P1 proporcionan una mezcla

positiva variable. Con P1 en su valor máxi¬ mo la mezcla negativa en las salidas es de

aproximadamente 50 por 100 (—6 dB),

mientras que con P1 en su valor mínimo las señales D e 1 son iguales (mono). Con P1 en

su posición media las mezclas positiva y ne¬

gativa se anulan entre sí, obteniéndose el es¬ téreo normal. El efecto estéreo normal

puede obtenerse más fácilmente conmutan¬ do el interruptor SI a su posición 2.

filtro para interferencias de red

1

L-R2 • R3-C2

'O-+-©‘ 7801S 1

Hay muchos casos en que es necesario eli¬ minar las interferencias de 50 Hz proceden¬ tes de la red. La manera más sencilla de ha¬ cer esto es utilizar un filtro especial que

rechace sólo las componentes de señal de 50 Hz, dejando pasar todas las demas frecuen¬ cias. Un filtro de este tipo es el que se da en la fig. 1.

Ya que un filtro que elimine la frecuencia de 50 Hz y tenga un valor de Q igual a 10

requiere el empleo de una inductancia de 150 henrios, la solución obvia será sinteti¬ zar esta inductancia electrónicamente (fig.

2). Los dos emplificadores operacionales junto con R2... Rs, C2 y P, simulan perfec¬ tamente una inductancia conectada entre la

patilla 3 del IC1 y masa. El valor de esta in¬

ductancia es: L = R2 • R3 • C2

A efectos de resonancia este valor puede variarse ligeramente por medio de Pl. Si el

circuito está correctamente ajustado la ate¬ nuación de las señales de 50 Hz. será de >5 a 50 dB. Este circuito puede usarse en rae/-

dores de distorsión armónica y para filtrar las señales de audio de un aparato TV.

"WW

timbre electrónico con dos sonidos


Existen algunos timbres carillón (tipo ding-

dong) que tienen dos sonidos diferentes pa¬

ra diferenciar las llamadas en dos puertas.

Sin embargo, la mayoría de carillones no

tienen esta posibilidad. Este artículo permi¬

te que un carillón normal produzca dos so¬ nidos diferentes: un sonido «ding-dong» para una puerta y una sonido «dong» para

otra puerta. El circuito incorpora también

un pequeño truco para desanimar a los im¬ pacientes que pulsan repetidamente el

timbre. Cuando se actúa el pulsador de una

puerta suena solamente una vez la señal

«ding-dong» quedando después sin sonar

durante cinco segundos. La señal «dong» (correspondiente a la otra puerta), que es

menos estridente, se permite que suene ca¬ da dos segundos.

El circuito funciona como sigue: cuando se pulsa SI, C1 se carga rápidamente a través

de D2, RIO y las uniones base-emisor de T3

y T4. Estos transistores entran bravemente

en conducción lo cual hace actuar al pre¬

cursor de carillón una vez, produciéndose el sonido «ding-dong». Sin embargo, el ca¬

rillón no puede actuar de nuevo hasta que

C1 se haya descargado a través de R1 y R2

para lo cual son necesarios varios segundos.

De este modo la actuación repetida del pul¬ sador no tiene ningún efecto.

Cuando se pulsa S2, el monoestable forma¬ do por TI y T2 se dispara (TI se pone en conducción y T2 pasa a corte). C4 se carga a través de R8 y R9, y T3 y T4 comienza a

conducir muy lentamente haciendo que el percusor del canillón se desplace también

muy lentamente de modo que no se pro¬

duce el sonido «ding». En el momento en que se produce la reposición del monoes¬

table (1,5 segundos más tarde, aproximada¬

mente) C4 se descarga rápidamente a través

de D3 y T2 pasando T3 y T4 a corte con lo

cual el percusor retrocede rápidamente pro¬ duciendo el sonido «dong».

Si se utilizan pulsadores luminosos R1 y R3

deben tener un valor comprendido entre 10

y 33 Í2 /2 W para permitir el encendido de la lámpara.

El transformador puede ser el mismo utili¬ zando por el carillón original y el puente

rectificador tiene que soportar al menos 1 A.

espejo de tensión Este circuito permite obtener tensiones po¬

sitivas y negativas con un transformador de un solo devanado en el secundario. El circuito utiliza un segundo puente recti¬

ficador D,...D4 acoplado capacitativamen¬ te al transformador a través de C1 y C2. Ya

que la tensión resultante está aislada (en continua) del transformador el terminal po¬

sitivo de C3 puede unirse directamente al

terminal de 0 V para obtener una alimenta¬ ción simétrica.

Va que (debido a C1 y C2), C3 está cargado con una impedancia mayor que C4, aquél

debe tener mayor valor que éste, de otro

modo, la impedancia interna y el rizado de

las fuentes de alimentación positiva y nega¬ tiva diferirían significativamente entre si.

Las tensiones de trabajo de los condensa¬ dores deben ser al menos igual al valor de la tensión de pico del transformador. Con los valores dados en el esquema, el circuito su¬ ministrará aproximadamente 0,1 A con un rizado de 1 V si la tensión del transforma¬ dor es de 15 V.

Para reducir el rizado se incrementarán to¬ das las capacidades en el mismo factor. En lo que a los puentes rectificadores se re¬ fiere, deben poder soportar los picos de

tensión del transformador y la corriente máxima de carga.

elektor julio/agosto 1980 7-26 3=n rectificador de u precisión

Son muy conocidos los rectificadores de precisión que utilizan un diodo en el bucle de realimentación de un amplificador ope-

racional. Estos dispositivos prácticamente eliminan la caída de tensión directa en el diodo y permiten rectificar con precisión pequeñas señales. Sin embargo, dado que el

amplificador operacional funciona con la¬ zo abierto mientras el diodo no está direc¬ tamente polarizado, la máxima frecuencia

de funcionamiento de estos rectificadores está limitada por el margen de salida del operacional (slew rate). La rectificación

exacta de pequeñas señales, incluso a las frecuencias de audio, requiere el empleo de amplificadores operacionales con un «slew rate» bástente alto y este tipo de circuitos no es demasiado barato. Afortunadamente

existe la posibilidad de construir un rectifi¬ cador de precisión que utiliza transistores

de pequeña señal baratos. En este circuito los diodos DI y D2 son ata¬ cados por una fuente de intensidad de ma¬ nera que la caída de tensión en las resisten¬ cias RIO y R11 es proporcional a la intensi¬ dad que circula por esos diodos e indepen¬

diente de la caída de tensión en ellos. La se¬ ñal que se va a rectificar es enviada a TI y la

intensidad que se envía a los diodos se obtiene realimentando el emisor de T2 desde la unión de R1 y R2. Observado en el osciloscopio no se detectó ninguna anomalía en la rectificación de media onda en frecuen¬ cias superiores a los 400 kHz y señales de

I -*1 78010

—-¿©15V

entrada de 2 V pico a pico (entrada se¬ noidal).

El único ajuste necesario en el circuito con¬ siste en ajustar TI, sin señal de entrada, hasta que la tensión de colector de TI es exactamente 0.

alarma de nivel para líquidos

Este indicador de nivel de líquidos utiliza solamente el circuito integrado LM 1.830 de National Semiconductor. Este circuito puede utilizarse en muchos circuitos de alarma que incorporan transductores resisi- tivos: LDR, NTC, etc., o como en este ca¬ so, sondas de nivel de líquido. Cuando los electrodos de las sondas están sumergidos en el líquido, que por supuesto debe ser conductor, el circuito integrado genera una señal de alterna que circula a

través del líquido. El empleo de una señal alterna permite minimizar los efectos de la electrólisis. Cuando el líquido desciende de nivel de modo que los electrodos ya no es¬ tán sumergidos, la intensidad no podrá cir¬

cular. Esto es detectado por un compara¬ dor incorporado al circuito integrado que hace sonar el altavoz de alarma. El mejor material para construir los electro¬ dos es acero inoxidable, debido a su resis¬ tencia a la corrosión. Las sondas pueden

construirse fácilmente con un par de bro¬ quetas de asar carne, que puedan obtenerse

en la mayoría de las ferreterías.


inversor

Este circuito inversor puede utilizarse para alimentar maquinillas eléctricas de afeitar, estroboscopios, tubos de flash y pequeñas lámparas fluorescentes, a partir de una batería de coche de 12 voltios. En contraste con el tipo habitual de inversor de oscilador realimentado, el oscilador de este circuito

está separado de la etapa de salida, lo cual, permite su rápido ajuste de frecuencia para

adaptarlo a diferentes aplicaciones. El circuito oscilador consta de un temporizador 555 conectado como multivibrador astable. La inclusión de DI asegura que el

ciclo de trabajo de la onda cuadrada de sa¬ lida se mantenga alrededor del 50 por 100. La salida del 555 gobierna la base de TI, el cual, permite el paso de intensidad a través de la mitad del primario del transformador. T2 está gobernado por el colector de TI y de este modo permite el paso de intensidad a través de la otra mitad del devanado del transformador en los semiciclos negativos de la onda excitadora. Los diodos zener D4

y Ds protegen a TI y T2 de cualquier pico de alta tensión generado por el transforma¬ dor. La tensión aplicada al primario del trans¬ formador es elevada por éste, y en el deva¬ nado secundario aparece la alta tensión de salida deseada. Dependiendo de la aplica¬ ción, esta tensión puede ser o no rectifica¬ da.

Componentes

El transformador es uno corriente de red, con dos devanados secundarios idénticos o

uno solo con toma intermedia. Natural¬ mente, este transformador trabaja a la in¬

versa, es decir, el secundario hace de prima¬ rio, y la salida se obtiene de este último (que es ahora el secundario). Hay que tener en cuenta que, ya que el in¬ versor produce una onda cuadrada de sali¬ da, la tensión RMS de secundario y el valor de pico son idénticos. Esto influye en la elección del transformador para las diver¬

sas aplicaciones. La tensión de secundario necesaria viene

dada por:

donde: 12 V. es la tensión de alimentación del in¬ versor;

Um es la tensión normal de red del prima¬ rio, y

Up es la tensión de pico de secundario de¬ seada. Una maquinilla eléctrica necesita 220 V. RMS = 220 V. de pico, así, si se usa un transformador con 220 V. en el primario, los devanados secundarios han de ser cada

uno de 12 V o uno solo de 12-0-12 V. Para maquinillas tipo vibratorias (no giratorias) la frecuencia del oscilador ha de ser de 50 Hz, así que, el valor de C1 debe ser 330 nF y habrá que ajustar P1 consiguientemente. Las maquinillas giratorias son menos críticas en su frecuencia de red. Cuando trabajamos con la alimentación normal de red, los tubos fluorescentes reci¬

ben una tensión de pico de unos 310 V., lo que les permite encenderse con seguridad. La tensión de secundario del transforma¬ dor debe ser calculada con este supuesto, lo que significa que tensiones de secundario de ocho o nueve voltios serán las ade¬ cuadas.

Las lámparas fluorescentes pueden trabajar con mayor eficacia a frecuencias mayores de 50 Hz., a las que el transformador tendrá también mejor rendimiento. Eligien¬

do un valor de 56 nF para Cl, la frecuencia del oscilador puede ser fijada en unos 250 Hz. A frecuencias mucho mayores que éstas, las pérdidas en el hierro restan eficiencia al transformador. El valor nominal de la corriente en el trans¬ formador depende de la carga. Para ma¬ quinillas eléctricas y pequeños tubos fluorescentes resultarán apropiados secun¬ darios de 500 mA-8 W. Se pueden obtener potencias de salida más altas eligiendo un transformador adecuado, cambiando TI y T2 por otras de más alta potencia y redu¬

ciendo el valor de R3 y R4 (mínimo 120 £2). Para alimentar estroboscopios y lámparas de flash, la salida debe ser rectificada y uti¬ lizada para cargar un condensador de carga (que debe ser de tipo apropiado para altas corrientes de descarga). El rectificador en puente ha de calcularse de modo que se adapte a la tensión de pico de salida.


A pesar de la gran cantidad de dispositivos cia de 40 a 90 destellos por minuto. El cir- Si se actúa el interruptor de avería SI, ti

electrónicos existentes, la mayoría de los cuito está preparado de manera que los in- circuito funciona de un modo similar, ex- sistemas de intermitencia de los automóvi- dicadores entren inmediatamente en fun- cepto que las cuatro lámparas están conec-

les son exclusivamente electromecánicos. A cionamiento cuando se actúa la palanca del tadas en paralelo y se encienden y apagan a parte del problema de su poca duración, es- intermitente. la vez.

tos sistemas tienen el inconveniente de que El circuito consiste básicamente en un muí- El transistor T3 que soporta la mayor carea

la frecuencia de intermitencia depende de la tivibrador astable construido utilizando de intensidad debe montarse con un disipa-

temperatura ambiente, de la tensión de la dos puertas ÑOR CMOS (NI y N2). N3, dor. Si se utiliza para alojar el circuito una

batería y de la carga. Esto último significa N4, TI, T2 y T3, actúan cono un «buffer» caja metálica T3 puede montarse sobre ur.a que si se desea conectar los cuatro indica- (amplificádor/separador) a la salida del as- de las paredes de esta caja, teniendo roe¬ dores de dirección para que funcionen si- table para actuar las lámparas de los indicado de que quede bien aislado eléctricr ~er.!í

multánemente indicando avería, es necesa- dores de dirección. (recomendamos la utilización de pasta ce

rio disponer de una segunda caja de Ínter- Cuando se acciona la palanca del intermi- silicona para favorecer la disipación tému-

mitencia. tente C2 se descarga rápidamente a través ca y de arandelas de plástico para obtener

El intemitente electrónico que presentamos de DI y las lámparas correspondientes. Asi- un buen aislamiento eléctrico). La iniensi- no tiene ninguno de estos inconvenientes: la mismo, la patilla 13 de N1 pasa a estado al- dad que circula por los puntos A y B de co-

frecuencia de intermitencia es prácticamen- to y su salida a estado bajo con lo que las nexión del circuito es bastante alta (hasta ' te independiente de la tensión de batería, de salidas de N3 y N4 pasan a estado alto ha- A), por lo que se recomienda utilizar er.

la temperatura y de la carga. Asimismo, es ciendo que TI, T2 y T3 entren en conduc- cable de diámetro apropiado para estas co .muy fiable y tiene la posibilidad de hacer ción y se enciendan los indicadores de di- nexiones. En el cable correspondiente a.

acionar simultánemente las cuatro lám- rección. En ese momento el oscilador as- polo positivo debe intercalarse un fusible ^qaaras de intermitencia. Además, permite table comienza a oscilar con una frecuencia de 10 A.

cumplir con las normas de seguridad que aproximadamente de 1 Hz encendiendo y

recomiendan una frecuencia de intermiten- apagando las lámparas.

elektorju|¡o/aflo,to130O 7-29

nudo pesde la aparición de los pañuelos de pa¬

pel, el antiguo método de refrescar memo-

fias olvidadizas, consistente en hacer un

pudo en el pañuelo, se ha encontrado, en la práctica, con dificultades. El circuito

descrito aquí ofrece una respuesta actual a

este viejo problema, es decir, un «nudo»

electrónico en forma de una señal de alar¬

ma audible, que puede ajustarse para sonar después de un intervalo de hasta sesenta minutos.

£1 circuito se construye alrededor del cir¬

cuito integrado. CMOS CD4060, compues¬

to de un generador de impulsos y un conta-

electrónico dor. Cuando el interruptor SI se cierra, se

envía al C.I. un impulso de reposición a

través de C2. Al mismo tiempo, el oscilador

interno comienza a enviar impulsos al con¬ tador. Después de dos o tres impulsos la sa¬

lida del contador (Q14) se hará alta, po¬

niendo en conducción al oscilador cons¬

truido en torno a TI y T2. El resultado es

una señal penetrante de 3 kHz. que se hace audible a través de un altavoz miniatura de

8 Sí o de un auricular. El circuito se corta abriendo SI.

Con los valores dados por R2 y Cl, el «nu¬

do» sonará, aproximadamente, una hora

intermitente sonoro

después de que el circuito se haya encendi¬

do. Cambiando R2 por un potenciómetro variable de 1 M., el intervalo de la alarma

puede variarse entre cinco minutos y dos

horas y cuarto, si se calibra conveniente¬ mente el potenciómetro.

El circuito consume muy poca corriente, 0,2 mA mientras el contador está fun¬

cionando, y 35 mA durante la señal de alar¬ ma; así que, a una pila de 9 V. se le puede asegurar una larga vida.

\un<f u utilidad es muy grande el retor¬

no medico de la palanca de los intermi-

’íntes de los coches no es precisamente in-

alible. Por ejemplo, este dispositivo no ac-

^ cuando se efectúan pequeños giros del

Alante como pueden ser los que se hacen

^ los adelantamientos. Así pues, es muy inveniente un indicador sonoro que re-

ierde al conductor que el intermitente si-

funcionando, sin embargo, algunos 'fches no incorporan este dispositivo, te-

'indo como único indicador de funciona¬

rio de los intermitentes una señal ópti-

^ circuito que aquí presentamos consiste

Ricamente en un 555 conectado. como jiltivibrador astable con una frecuencia * 1 KHz. La salida del 555 es más que sufi-

Ste para atacar directamente un pequeño /9voz. Cuando se acciona la palanca del

^rmitente (S) el multivibrador queda ali¬ stado a través de DI o D2. De este modo

h*onido producido por el circuito tiene el

>o ritmo que los intermitentes. Si se de- ¡rjreducir el volumen sonoro bastará con

¡^ementar el valor de R3. La frecuencia •a señal sonora queda determinada por

12V polo positivo se deben invertir DI y D2 y el

circuito del multivibrador debe girarse de

manera que el punto de unión de Cl/patilla 1 / altavoz quede conectada a los anodos de los diodos y el punto de unión de R1 /patilla

4/ patilla 8, quede conectado al común de alimentación.

aquellos coches en que la masa sea el


41 control de batería de automóvil

En invierno debido a que arrancar el motor es más difícil y a que se utilizan con más frecuencia los faros es bastante fácil que la batería se descargue a niveles peligrosamen¬ te bajos, especialmente si no se hacen re¬ corridos largos. Por tanto, este circuito que

da información continua del estado de la batería puede resultar muy útil. Este dispo¬

sitivo indicará si la batería está descargada, cargada correctamente o sobrecargada.

El circuito se basa en el circuito integrado TCA965 de Siemens. Este circuito es un comparador que relaciona una tensión de entrada con dos tensiones de referencia, in¬ dicando si su valor está comprendido entre las dos referencias, o está por encima del nivel alto o bien queda por debajo del nivel bajo. Estas tres condiciones se reflejan me¬ diante tres diodos LED que son controla¬ dos directamente por el circuito integrado. El C1 tiene también una salida de tensión de referencia que se emplea para fijar los límites alto y bajo del comparador. El circuito se alimenta directamente de los 12 V de la batería del coche. Asimismo, la tensión de batería es enviada a través del di¬ visor de tensión formado por R1 y R2 a la entrada de control del circuito integrado. La salida de tensión de referencia es enviada

a las entradas de los niveles alto y bajo a través de los potenciómetros P1 y P2 que sirven para calibrar el circuito. La tensión más baja que es aceptable en una batería de automóvil de 12 es 11,5 V. P1 se ajusta de manera que DI se encienda cuando la entrada cae por debajo de ese va¬ lor. Si la tensión de la batería sobrepasa los 14,5 V esto quiere decir que el regulador de tensión del coche está averiado y la batería está sobrecargada. P2 se ajusta de manera

que se encienda D3 cuando la tensión de la batería sobrepase los 14,5 V. Entre 11,5 y 14,5 V se encenderá el LED verde D2 indi¬ cando que el estado de la batería es satisfac¬ torio. Debe tenerse presente que los diodos LED no se encienden y apagan al mismo voltaje. Esto se debe a una histéresis de 60 mV que incorpora el circuito integrado para evitar el parpadeo de los LEDs cuando la tensión de batería está cerca de los umbrales.

La mayoría de los transductores ultrasóni¬ cos funcionan con tensiones de 50 a 70 V, pico a pico. Esto supone normalmente el te¬ ner que utilizar un oscilador ultrasónico se¬ guido de un amplificador (alimentado a una tensión comprendida entre 50 y 80 V) para actuar el transductor. El empleo de es¬ te amplificador y su alta tensión de alimen¬ tación inevitablemente complica el sistema ya que sus otras parte estarán alimentadas con una tensión menor (por ejemplo 12 y 15 V). Una posibilidad es actuar el transductor con la tensión baja con la consiguiente pér¬

dida de características del sistema que esto supone.

El oscilador que describimos aqui, emplea un solo transistor y funciona con una ten¬ sión de alimentación de 12 a 15 V, pero pro¬ porciona una señal de 60 V pico a pico, pa¬ ra actuar el transductor. Este circuito es bá¬ sicamente un oscilador Pierce (fig. 2). El

transmisor de alarma

12... 15 V * 12... 15 mA

transductor se conecta en paralelo con la inductancia L1 y la tensión que aparece

ultrasónico

entre sus bornes resulta multiplicada debi do al valor de Q del circuito resonante. La frecuencia nominal del oscilador es d 35 kHz. Pero puede ser variada utilizand otros valores de L1 y Cl, sin embargo, < valor Ll/Cl no debe desviarse más de u 10 por 100 del valor dado (1 mH/27 nF).


receptor ultrasónico de alarma

Este receptor ultrasónico puede usarse con el receptor que acabamos de describir para< construir un sistema de alarma que fun¬ ciona según el principio Doppler. Las seña¬ les ultrasónicas emitidas por el transmisor son reflejadas por los objetos situados en el

área vigilada y captadas por el receptor. La señal reflejada por un objeto en movimien¬ to (por ejemplo un ladrón), presentará un ligero desplazamiento en la frecuencia, de¬ bido al efecto Doppler. La mezcla de las se¬ ñales Doppler desplazadas con las refle¬ xiones normales producirá variaciones a baja frecuencia en la amplitud de la señal recibida, dependiendo de la velocidad a la que se mueva el objeto. Estas variaciones son detectadas por el circuito receptor y uti¬

lizadas para disparar la alarma. El receptor utiliza el principio Reflex. Las señales ultrasónicas captadas por el trans¬ ductor del receptor son amplificadas por TI y T2. Un circuito resonante Ll/Cl co¬

nectado en paralelo con el transductor me¬ jora la selectividad; debido a un filtro paso-

bajo (R9/C7), la señal ultrasónica amplifi¬ cada no llega a la base del amplificador de baja frecuencia (T4), sino que pasa a través de C5 para ser rectificada por una etapa de¬ tectara de impedancia infinita constituida por el FET T3. Un filtro paso-bajo forma¬ do por R7 y C2 elimina las componentes de alta frecuencia de la señal, mientras que C3 bloquea la componente continua. La señal que aparece en bornes de C2, es por tanto, la envoltura de baja frecuencia de la señal ultrasónica recibida, y que es de¬ bida a las variaciones en la amplitud de la señal recibida debido al desplazamiento Doppler. La señal de baja frecuencia (BF)

pasa a través de L1 que es prácticamente un cortocircuito para bajas frecuencias y llega TI y T2. Estos transistores son por tanto utilizados para amplificar tanto la señal

ultrasónica (U/S) como la señal BF de un

modo análogo a lo que sucede en un recep¬ tor Reflex (ELEKTOR, núm. 1).

Una vez amplificada la señal BF pasa a tra¬ vés del filtro paso-bajo R9/C7 a la etapa de salida T4/T5. Dependiendo de la posición del cursor de P2, esta etapa puede fun¬ cionar bien como un disparador Schmitt bien como un amplificador lineal. En el pri¬

mer caso T5 está normalmente saturado y la salida es alta. Cuando una señal llega a la base de T4 la salida se hará baja. Por el contrario si la etapa de salida funciona co¬ mo amplificador lineal, la señal BF puede hacerse audible por medio de unos auricu¬ lares o un altavoz conectado a la salida. Pa¬ ra calibrar el receptor se ajusta P2 (sin entrada de señal U/S) hasta que la salida del dispositivo se hace alta. En ese momen¬ to se pone en marcha el transmisor ultrasó¬ nico y se ajusta P1 hasta obtener la sensibi¬ lidad deseada (ver circuitos 44 y 47).

supresor de rebotes Algunos circuitos que incorporan microprocesadores necesitan que algunas señales de control tengan una cierta dura¬ ción. Si estas señales se generan actuando manualmente un pulsador o un teclado (por ejemplo, teclas «reset» e «interrupt»)

los supresores de rebotes convencionales (basados en un flip-flop RS) no son total¬ mente fiables ya que existe siempre la posi¬ bilidad de que se pulse demasiado rápida¬ mente la tecla. Sin embargo, el circuito que describimos a continuación garantiza el

mantenimiento del nivel de señal por un cierto tiempo después de soltar la tecla. La düración de este intérvalo de tiempo queda determinada por los valores de Rl, R2 y C1 para el interruptor SI y por los valores de R3, R4 y C2 para el interruptor S2.

Si se pulsa SI la salida 1 se hace baja mientras que si se pulsa S2 es la salida 2 la que pasa a estado bajo. Dado que las salidas del 556 son de colector abierto este dispositivo puede conectarse en configuración OR- cableada.


& indicador de alarma

ultrasónico

Este circuito puede usarse para conectar uno o más receptores ultrasónicos (ver cir¬ cuitos 44 y 45) a una central de alarma. Asi¬ mismo, puede usarse también con la alarma infrarroja descrita en otra parte de este nú¬ mero. Cuando se produce la alarma el cir¬ cuito da una indicación acústica y una señal

visual (por medio de diodos LED). Este indicador de alarma consiste en un cierto número (en la fig. se han dibujado

tres) de flip-flops cada uno de los cuales está conectado a la salida de un receptor de alar¬

ma. Estos flip-flops son semejantes al cir¬ cuito «interruptor» sensorial descrito tam¬

bién en este número. El flip-flop se dis¬ para cuando aparece un 0 lógico en su entrada (por supuesto la salida del receptor ultrasónico se hace baja cuando se produce la alarma) permaneciendo encendido el correspondiente LED hasta que el ñip-ñop

se repone a su estado original pulsando el botón de reposición. Por otra parte, también, si una o más de las entrada pasan a estado bajo, se dispara el multivibrador astable construido en torno a N4, el cual a su vez activa el generador de onda cuadrada formado por TI y T2. La onda cuadrada resultante es enviada a tra¬

vés de una etapa de salida T3 a una altavoz Por medio de P1 se puede variar la durr ción de la señal de alarma desde 1 ó 2 s< gundos a varias decenas de segundos. £ control de voluman se hace por medio cN

P2. El número de entradas del sistema se puec incrementar indefinidamente simplemen repitiendo el circuito flip-flop de entradi tantas veces como se desee. Utilizando t circuito 4050 puede construirse un indic

dor de 5 alarmas.

filtro pasabanda selectivo

Hay algunas aplicaciones tales como los analizadores de filtros, en los analizadores de espectro de tiempo real para aparatos de audio que requieren ciclos pasabanda que

sean altamente selectivos y den respuestas prácticamente plana dentro de la pasaban¬ da. Los filtros selectivos sencillos (resonan¬ tes) no alcanzan estas características por¬

que la selectividad supone un valor alto Q (factor de calidad) mientras que la i puesta plana dentro de la pasabanda im ca un bajo valor de Q.


■©

Una posible solución a lo anterior consiste

en conectar en cascada dos filtros selectivos

con frecuencias centrales escalonadas. Ca¬ da filtro tiene la misma ganancia (A) en la frecuencia central y el mismo factor de cali¬ dad, aunque las frecuencias centrales (f0, y

f02) son diferentes. La frecuencia central de

la combinación de los dos filtros es f0 y

corresponde a la frecuencia a la que se cor¬ tan las dos curvas de respuesta. Si la ganan¬

cia de cada filtro individual en esta intersec¬ ción es ViA\/2 la ganancia combinada en

fo será A y la respuesta será prácticamente

plana en la pasabanda.

En la fig. 2 se muestra un circuito práctico para este tipo de filtro. Conocidos los valores de la frecuencia central f0 y de Q, o de la pasabanda B los valores de Rl, R6, Cl, C2, C3, C4, se cal¬

culan con las ecuaciones dadas.

generador de onda cuadrada de disparo controlado

En aquellos circuitos digitales en que la in¬

formación paralelo tiene que pasarse a serie Amelen usarse a menudo osciladores de fun¬

cionamiento controlado. Un sistema para conseguir eso, es utilizar la salida del oscila¬ dor como reloj de un contador cuya salida

es comparada con la entrada de datos en pa¬

ralelo. Inicialmente el contador está en repo¬ so, cuando el oscilador empieza a funcionar, el contador empieza a contar hasta que alcan¬ za el valor correcto y se detiene. El resulta¬ do es un tren de impulsos cuya longitud se

corresponde con el número binario dado

por los datos en paralelo. Sin embargo, para las aplicaciones a las que hacíamos referencia al principio, no es sufi¬ ciente controlar con una puerta la salida de

un oscilador ya que la señal «permisión» (enable) no está normalmente sincronizada

con dicho oscilador. El circuito que se describe a continuación es controlado me¬ diante la señal «permisión» y se ha compro¬ bado que es fiable y estable para frecuencias

de hasta 10 MHz.

Mientras la entrada «permisión» está en es¬ tado cero el oscilador permanece bloque¬

ado y la salida N4 tiene también estado ló¬

gico 0. Cuando la entrada «permisión» pasa ha es¬ tado 1 el oscilador empieza inmediatamente a funcionar y el primer impulso de salida

tiene sólo el retraso debido a los tiempos de

propagación de N3 y N4.


velocímetro bicicleta

para

La característica más sobresaliente de este

icímetro para bicicleta es que se conecta

"'antomáticamente cuando la bicicleta co¬

mienza a moverse y se desconecta cuando la bicicleta se detiene, prolongando de esta

manera la vida útil de la pila de alimenta¬

ción sin necesidad de emplear un interrup¬ tor manual. La velocidad es detectada me¬

diante un conmutador «reed» sujeto al cuadro

de la bicicleta que es actuado por medio de

un imán unido a los radios de la bicicleta.

Los puristas de la electrónica que se fian

bastante poco de los interruptores electro¬ mecánicos pueden olvidar sus escrúpulos

ante la gran durabilidad de este dispositivo.

La vida de un conmutador «reed» es de 108

(valor típico) operaciones. Lo cual significa que con una bicicleta cuya rueda mida 25

centímetros de diámetro se podrán recorrer

108 • 25 • 10~5 • tr = 78.540 kilómetros. El circuito funciona como sigue: cuando la

bicicleta está detenida T2 está en corte y C2 está cargado a + 9 V a través de R2 de manera que TI está también al corte y no se

“'ninistra tensión al circuito. Cuando la —v^.cleta empieza a moverse el conmutador

«reed» SI comienza a oscilar entre las posi¬

ciones B y C poniendo a T2 en conducción

y al corte alternativamente. Ya que el conmu¬ tador «reed» está acoplado en alterna a T2

no habrá ningún consumo de corriente cuando la bicicleta está en reposo aunque el conmutador «reed» haya quedado situado en la posición B. Cuando T2 entra en conduc¬

ción C2 se descarga rápidamente a través de

D2 poniendo también en conducción a TI y quedando así alimentado el circuito. Cuan¬

do la bicicleta se detiene C2 tarda algunos segundos en cargarse suficientemente para poner a TI en corte.

T2 actúa también sobre IC1 que está conec¬ tado como multivibrador monoestable. La

anchura del pulso de salida queda de este modo relacionado con la velocidad de mo¬

do que cuando aumenta la frecuencia de

disparo aumenta también el ciclo de traba¬ jo de la onda de salida. La tensión media de

salida medida en el medidor M aumenta

también proporcionalmente con la veloci¬ dad.

Para calibrar el circuito es preciso un pe¬ queño cálculo. La frecuencia de entrada

elektor julio/agosto 1980 7 35

para una determinada velocidad viene dada por la ecuación:

f_ n-v -838

30 ir D

En donde «n» es el número de imanes, «v»

la velocidad en kilómetros hora, y «D» el

diámetro de la rueda en centímetros. De

este modo se puede calcular la frecuencia correspondiente a una determinada velocidad

introduciendo esta frecuencia, obtenida en

un oscilador, en el circuito. Ajustando P1 se podrá leer la velocidad correcta corres¬ pondiente.

Como ejemplo supongamos que la bicicleta tiene una rueda de 25 centímetros de diámetro y que el medidor va ha ser calibra¬

do para una velocidad máxima de 80 kiló¬

metros hora. Considerando que se emplea

un solo imán la frecuencia para 80 kiló¬ metros hora será:

1 ■ 80 • 838

30 • 3,142 • 25 28,5 Hz

Otra posibilidad consiste en inyectar en el

circuito una señal de 50 Hz obtenida del se¬

cundario (6-12 V) de un transformador. La velocidad correspondiente se calculará por medio de la ecuación:

v = 30-tt-D • f

838 n

dios de la rueda, de modo, que la velocidad

equivalente quedará reducida a un valor

más razonable de 70 kilómetros hora. Para

una rueda de 50 centímetros de diámetro, la

situación será todavía peor ya que la rueda gira a la mitad de la velocidad respecto a

una de 25 centímetros y deberán utilizarse, por tanto, cuatro imanes.

Dado que los conmutadores «reed» son al¬ go difícil de encontrar, la fig. 3 indica como

conectar dos interruptores «reed» corrien¬ tes para obtener el mismo resultado que con el conmutador SI de la fig. 1.

En el ejemplo anterior a 50 Hz le corres¬

ponde una velocidad de unos 140 kiló¬ metros hora, de modo, que si se va a utilizar una frecuencia de 50 Hz en la calibración, convendrá usar dos imanes sujetos a los ra-

generador de ritmos «especiales»

Como en la mayoría de los generadores

automáticos de melodía, este circuito con¬ siste en un oscilador controlado por intensi¬

dad y un sistema de control Una posible

aproximación podría consistir en utilizar un

bucle sincronizado en fase y frecuencia (PLL). Una variante de lo anterior es utili¬ zar un PLL que «congele» brevemente la

señal (Sample-and-hold PLL), ya que este

dispositivo tiene la ventaja de ser sensible a la frecuencia de una tensión en diente de

sierra. Este circuito consiste por tanto, en

un «PLL Sample-and-hold», al que se ha

provisto de una protección contra una co¬ nexión errónea de la señal del oscilador. La fig. 1 da el diagrama de bloques y la fig. 2 el esquema completo del circuito. El oscilador controlado por intensidad con-

s>stf n espejo de corriente formado por Ti jTWy un transistor uni-unión T3. Este multivibrador genera una tensión en diente

de sierra que es amplificada y separada del

circuito por T4 («buffer»), T5 y T7, forman

el circuito Sample-and-hold cuyos impulsos

de muestreo son generados por otro transis¬ tor uni-unión (T8) y enviados a la puerta de T5 a través de T6.

Cuando el circuito funciona con SI abierto

y S2 cerrado se produce una señal parecida

1

al sonido de una sierra. Con S2 abierto y SI

cerrado el sonido obtenido es el de un trote.

Con los dos interruptores cerrados el cir¬ cuito produce un sonido similar al graznido

de un periquito. El potenciómetro P1 puede usarse para variar el «tempo» de es¬ tos ritmos.

O*

M É

9.12V

2N2646

BF256A


relé electrónico

Es bien sabido que, para que sea pequeña la generación de impulsos de interferencia, los

triacs deben dispararse cerca del paso por cero de la onda de la red. Existen varios cir¬ cuitos integrados conmutadores a cero de voltaje, pero por desgracia son caros y a menudo difíciles de encontrar. Como estos integrados necesitan de algu¬ nos componentes externos para funcionar, una versión con componentes discretos no ocupará mucho más espacio y será desde

luego más barato. La entrada de la red es rectificada por DI, reducida por R1 y estabilizada por D2 para proporcionar la alimentación de 24 V. de continua. La entrada de control se conecta mediante un opto-aislador para aislar el cir¬ cuito de control de la red. Cuando no se aplica ninguna tensión de control el LED no se ilumina, el fototransistor está cortado

y TI conduce. Cuando se presenta una se¬ ñal de control, el LED se ilumina y TI se corta. El comparador de tensión compues¬ to por T2... T4, compara ahora una parte de la onda de la red que viene del divisor de tensión formado por R4, R5 y Pl, con el cero de referencia de la base de T4. Cuando

la onda cruza por el cero, el comparador pone en conducción a T5, el cual dispara el triac. La duración del impulso de disparo puede variarse con P1 hasta un máximo de

1,5 mseg. (750 n s a cada lado del paso por cero), y es esencial que al final de este tiem¬ po, la corriente por la carga sea mayor que la corriente de mantenimiento del triac, si no éste puede cortarse cuando cese el im¬ pulso de disparo. Esto da lugar a una limi¬ tación en la intensidad mínima de carga que el circuito puede conmutar, la cual, depen¬ de de la intensidad de mantenimiento del

triac empleado. La máxima corriente de carga se determina por el máximo valor no¬ minal de la corriente del triac. Con R1 = 47 kf2, cuando el circuito se dispara, la alimentación de 24 V. bajará hasta valer entre 10 y 20 V., dependiendo de la anchura del impulso de disparo, y la corriente de puerta del triac estará entre 18 y 40 mA. Estos valores pueden aumentarse

reduciendo el valor de Rl. Como R1 aguanta a su través prácticamente toda la tensión de red, por seguridad y fiabilidad es mejor dividirla en dos resistencias en serie, y tomar su potencia nominal bastante gran¬ de. Aún haciendo Rl = 22 kfi, la disipa¬ ción en ella es de solamente 1 W., pero con¬ viene estimarla en 3 W. por razones de se¬ guridad.

5¿o) fuente de alimentación ^5) variable 0...10 V

El 723 es un estabilizador de voltaje suma¬ mente útil. Puede usarse para un amplio margen de tensiones de alimentación, con una limitación: la tensión de salida no puede ser menor de 2 V. Esta viene impues¬ ta por el amplificador diferencial incorpo¬

rado internamente. Este problema puede resolverse añadiendo un amplificador diferencial exterior, como el 3140. En el circuito dado aquí, el 723 se usa como regulador de tensión fija, proporcionando una alimentación de 14 V para el 3140. Al mismo tiempo la tensión de salida de refe¬ rencia del 723 es enviada (a través de Pl) a

P2 para proporcionar una entrada de refe¬ rencia variable para el 3140. La ganancia de este operacional es de dos (por medio de R7 y R8), así que, la tensión de salida, será dos veces la existente en el cursor de P2. La salida del operacional es amplificada por TI, de modo que, la fuente, puede entregar hasta 300 mA a cualquier tensión de salida entre 0 y 10 V. Por supuesto, TI ha de estar provisto de un disipador ade¬

cuado. El circuito limitador de corriente del 723 también se utiliza. Su entrada de corriente se conecta a través de R6; el valor de esta resistencia, fija la máxima corriente de sali¬

da. Una resistencia de 2,2 limitará la salida a 300 mA; utilizando una de 6,8 bajará la salida máxima a 100 mA. La entrada de continua no regulada debe ser 20 V., la cual puede obtenerse por me¬ dio de un transformador con secundario de 16 V., un puente rectificador y un conden¬ sador electrolítico de 1.000 VF. El calibra¬ do inicial es bastante sencillo. Poner, en primer lugar, Pl en su valor máximo (el cursor bajado hacia el punto K) y desplazar el cursor de P2 todo hacia arriba (al punto K). Después, ajustar Pl hasta que la ten¬ sión de salida sea exactamente 10 V. Puede dotarse a P2 de una escala lineal de 0

elektór julio/agosto 1980 7 37

a 10 V. Es aconsejable usar aquí un poten¬ ciómetro de calidad; si se requiere un ajuste preciso y estable de la tensión de salida re¬ sultará útil un potenciómetro multivuelta.

Por otra parte, puede usarse también, el circuito mostrado en la fig. 2. En este caso, la tensión de salida puede variarse en pasos de 1 V. por medio de un conmutador de

diez posiciones, y P3 permite el ajuste fino dentro de cada paso de 1 V.


voltímetro digital de 3 V2 dígitos

Utilizando el convertidor A/D de 31/2

dígitos LD 110/111 y un mínimo de compo¬

nentes externos es posible construir un voltímetro digital universal. La precisión de

la medida es aproximadamente 0,05 por

100 ü dígito. La escala del medidor va desde —2 V. hasta + 2 V. y por medio de

divisores de tensión puede ampliarse según se quiera.

La polaridad de la tensión medida se indica por el signo situado delante del dígito más

significativo. Cuando se sobrepase el mar¬

gen de medida, los siete segmentos se encen-

'rán y apagarán repetidamente (señal de

''-sobrecarga). Si no se presenta ningún voltaje a la entrada, el medidor indica automática¬

mente 0 V. (ajuste de cero automático). La

placa del circuito está diseñada para utilizar¬ la con los displavs de siete segmentos de

Hewlett-Packard: 5082-7730/5082-7732 ó 5082-7750/5082-7752, si bien pueden usarse

también otros displays de ánodo común que tengan las patillas compatibles.

La resistencia de entrada del circuito es ma¬

yor de 1 M y la corriente de entrada aproxi¬ madamente de 4 pA.

La tensión de referencia es producida por la fuente de corriente constante del FET(T6)y

un transistor polarizado en inversa utiliza¬ do como zener*.

Construcción y calibrado

Se recomienda utilizar el medidor con una

fuente estabilizada de tensión. Para el po¬

tenciómetro P1 puede usarse un «trimer».

Después de aplicada la tensión de alimenta¬

ción, la entrada se cortocircuitará y el ajuste del cero se hace con el condensador

C5 también de tipo trimer. Finalmente, medi¬ dor se calibra por medio de P1 con un voltaje

patrón. Los puntos decimales de los

displays se encienden por separado. Obsér¬

vese que las resistencias serie R9 ... R15 en las conexiones del cátodo no aparecen en la placa de circuito impreso y deben ser añadi¬ das según sea necesario.

* Obsérvese que para un funcionamiento óptimo T6 y T7 han de ser de los tipos seleccionados. Una solución más simple es utilizar una resistencia de 1 K. en vez de T6 y un diodo de referencia de tensión de 5 V6 en vez de

Deb

ido a

limita

cio

nes d

e e

spacio

, la pla

ca d

e c

ircuito

impre

so e

stá e

quf re

du

cid

a al 5

0 %

del


base de tiempos integrada

El circuito integrado de Mostek MK 5009

constituye una base de tiempos completa que puede ser utilizado en frecuentímetros

y otras muchas aplicaciones. En la fig. 1 se

muestra el diagrama de bloques completo

del circuito integrado en el que puede verse que el intergrado tiene incorporado un cir¬ cuito de reloj (que puede usarse también

con una frecuencia de referencia externa

mediante una red RC o un cristal) y un divi¬

sor programable. Aplicando el código bina¬ rio adecuado en las entradas de programa¬

ción, el factor de división puede variarse en

poternas de 10, desde 10° hasta 10*.

Puej^ obtenerse también otros divisores de los cuales el más interesante es 2 • 104

que da una salida de 50 Hz con una fre¬

cuencia de reloj de 1 MHz o una salida de

60 Hz con una frecuencia de reloj de 1,2

MHz. En la fig. 2 se muestra un circuito práctico

utilizando el MK 5009 dándose en la tabla 1

los distintos divisores que pueden obtenerse con las distintas posiciones de los interrup¬

tores SI a S4. En el circuito se emplea un cristal de 1 MHz montado para resonancia

paralelo. Este cristal puede ser de tipo resonancia-paralelo de 30 p.

La frecuencia dividida se obtiene en la pa¬ tilla 1 del circuito integrado, esta salida

puede atacar directamente a circuitos

CMOS o a una unidad de carga TTL. Sin

embargo, ya que el circuito integrado es al¬

go caro, conviene protegerle mediante un «buffer» conectado a la salida. Esto puede

hacerse por medio de puertas TTL o CMOS o por. medio de un transistor bipolar FET.

La ;ncia de 1 MHz se puede obtener

de lamparilla 10 del circuito integrado y puede protegerse análogamente mediante un «buffer».

El ajuste fino de la frecuencia del oscilador puede realizarse con gran exactitud por me¬ dio de C2. Si se ha seleccionado el divisor 10, C2 puede ajustarse desde frecuecia 0 a

la salida hasta una frecuencia de 200 KHz.


línea de retardo digital

Ya que las RAMs de 1.024 bits utilizadas

(tipo 2102) son relativamente baratas, no espreciso ahorrar espacio de memoria y si se desean tiempos de retardo relativamente

grandes puede ampliarse el circuito fácil¬ mente como se indicará más adelante. El circuito funciona como sigue: una señal de reloj es enviada a un contador de 12 bits formado por tres contadores de cuatro bits conectados en cascada. Los primeros 10

bits de este contador se envían a las entra¬ das de dirección de las dos memorias RAM. El 11° bit se emplea para controlar la

entrada escritura/lectura de las memorias. La inclusión del inversor R3 en la entrada al circuito 1C3 asegura que cuando IC2 está siendo leída IC3 está almacenando los da¬

tos de entrada y viceversa. En otras pa¬ labras, las dos memorias RAM se utilizan alternadamente: mientras se está exploran¬

do y enviando a la salida el contenido de una de ellas la otra está almacenando nuevos datos; cuando se acaba este ciclo la

primera RAM almacena los datos de entra¬ da y la segunda envía los datos almacena¬

dos a la salida. No se necesita ningún circuito lógico para enviar los datos de entrada a la RAM correcta: todos los datos son enviados a las entradas de datos de ambas memorias y la memoria que está en modo escritura alma¬ cena los datos, mientras que la que está en modo lectura simplemente los ignora. Sin embargo, no ocurre lo mismo para la salida

de datos: son necesarias las puertas NI y N2 para seleccionar la salida correcta. Como se mencionó anteriormente la línea de retardo se puede ampliar añadiendo más memoria RAM. La alternancia lectura/escritura utilizada en este sistema implica el empleo de un nuevo par de me¬ morias RAM por cada etapa que se amplíe. Sin embargo, se necesitan pocos compo¬ nentes más, ya que las entradas de direc¬ ción de las RAMs añadidas se conectan simplemente en paralelo con las existentes, y la entrada escritura/leetura se conecta del mismo modo que en la primera etapa. Las puertas NI, N2, y N3 se repiten para cada

par adicional de memorias RAM. La salida de datos retrasados del primer par se conec¬ ta a la entrada de datos del segundo par y así sucesivamente.

Existen muchas aplicaciones que necesitan retardar señales digitales. El método más normal para realizar esto, es utilizar re¬ gistros de desplazamiento. El circuito mostrado en la fig. 1 es, sin em¬ bargo, poco usual ya que los dos circuitos

integrados principales no son registros de desplazamiento, sino memorias RAM. En este circuito los datos digitales se almace¬ nan en estas memorias RAM durante el tiempo de retardo deseado para ser después enviadas a las salida de datos retardados.


mezclador digital de señales de audio ^Q)/y

Este circuito se basa en un método algo in¬ sólito que permite mezclar dos señales de audio y amortiguar alternadamente cada una de ellas. En vez de utilizar los conven¬

cionales potenciómetros como atenuadores analógicos junto con un amplificador su¬ mador, el circuito funciona muestreando alternadamente y a alta frecuencia las dos señales.

Las señales de entrada son enviadas a los interruptores electrónicos del interruptor analógico CMOS 4066. El empleo de un in¬ terruptor entre la pista de señal y masa junto

con el interruptor en serie permite el empleo de altas impedancias de carga (lo que supone baja distorsión) a la vez que se mantiene un buen aislamiento de la señal cuando el in¬

terruptor paralelo está «abierto». Cada par de interruptores se abre y cierra alterna¬

damente a una frecuencia de 100 kHz obte¬ nida de un reloj construido en torno a NI y

N6. Cuando SI está cerrado S2 está abierto y la señal A pasa a IC1. Sin embargo, S3 es¬ tá abierto y S4 está cerrado con lo que la se¬ ñal B está bloqueada. Cuando S3 está cerrado y SI abierto será lógicamente la se¬ ñal B la que pase y A la que esté bloqueada.

P1 permite regular el ciclo de trabajo de los impulsos de reloj, es decir, permite regular la proporción en que pasará cada una de las señales respecto del tiempo total. Lógica¬ mente, esto varía la amplitud de cada señal. Con P1 en su posición media ambas señales tendrán aproximadamente la misma ampli¬ tud, mientras que en los extremos una señal está completamente bloqueada mientras que la otra pasa continuamente. El filtro paso-bajo construido en tomo a

1C1 elimina de la salida toda posible com¬ ponente de la frecuencia de reloj. Aunque esta frecuencia es inaudible podría producir daños en el amplificador y los altavoces o

introducir sonidos muy agudos en la cinta de un magnetofón.

La tensión de alimentación debe ser estabi¬ lizada y sin rizado y de un valor comprendi¬

do entre 9 y 15 V. Por encima de 15 V los circuitos integrados CMOS pueden resultar dañados, mientras que por debajo de 9 V el 741 no funcionará correctamente. La máxi¬ ma señal de entrada que el circuito acepta sin distorsión es de 1 V RMS.

filtro SSB para (o) TV color

En vista del descenso en el precio de los cris¬ tales utilizados en aparatos de TV color es¬ tos pueden utilizarse para construir un filtro SSB. El circuito que se muestra en la figura es de -6 dB y con un ancho de banda de aproximadamente 2,2 KHz. La disposi¬ ción de los componentes en la placa del cir¬ cuito impreso indica como debe construirse


este circuito. Este tipo de disposición tiene la ventaja de que la entrada y la salida están lo más alejadas posible una de otra de ma¬ nera que él rechazo fuera del paso de banda es máximo. Finalmente, la entrada y salida con una resistencia de 1 K en paralelo con un condensador ajustable de 18 p permite re¬ ducir el rizado en 2 dB. Las características

más importantes de este circuito se dan en la tabla adjunta a lo que debe añadirse que la atenuación fuera banda es de 90 dB.

Componentes

Resistencias:

R1 ,R2 = 1 k

Condensadores:

C1,C2,C4,C5 = 82 p C3 = 1 5 p C6,C7 = 100 n cerámico

Varios

XI ,X2,X3,X4, X5,X6 = 4.433,618 kHz

Table.

fo f-6 dB <r> f—6dB O f—60 dB <r> f—60 dB <*> pendiente (r) pendiente (I) rizado

4432,03 kHz 4433,06 kHz\ _ ... 4430,70 kHz/ B~6 dB 2,26 kHz

4435,30 kHzv _ „ . u 4427,40 kHz>B-60dB 7,90 kHz

1:3,17 1:3,48

2 dB

controlador sensorial de tensión

Este sencillo controlador sensorial da una salida de tensión continua que puede ser variada continuamente al tacto. Este dispositivo puede utilizarse para actuar sobre circuitos controlados por tensión: os¬ ciladores controlados por tensión, atenuadores controlados por tensión y ampli¬ ficadores. El circuito consiste en un integrador inver¬ sor basado en un 741. Cuando el circuito está en conducción la entrada no inversora de 1C1 estará a la mitad de la tensión de ali¬ mentación debido al divisor de tensión for¬ mado por R2 y R3. La entrada inversora debe estar también al mismo potencial y co¬ mo C1 está inicialmente descargado la sali¬ da de 1C1 será también la mitad de la ten¬

sión de alimentación. Si se puentea con un

dedo el par inferior de contactos (1) se pro¬ ducirá el paso de corriente a través de R1 hacia masa, ya que la corriente procedente de la entrada inversora del circuito integra¬ do es prácticamente nula, toda esta corrien¬ te procederá de la salida de 1C1 cuyo volta¬ je empieza a aumentar para entregar carga a Cl y mantener así la entrada inversora de 1C1 al mismo potencial que la entrada no inversora. Cuando se tocan el par de contactos supe¬ rior (2) circula corriente procedente de la alimentación a través de R1 hacia Cl y la tensión de salida de IC1 baja. La salida de 1C1 puede usarse para contro¬ lar prácticamente cualquier circuito contro¬

lado por tensión. En la fig. 2 se muestra un control de ganancia controlado por tensión para circuitos de audio. El circuito consiste en una lámpara controlada por la salida de IC1 a través de un transistor, cuyo nivel de iluminación varía con el valor de la tensión de salida de IC1. De este modo se cambia el valor de la resistencia de la LDR que forma parte del atenuador. Debido a la corriente de polarización de IC1 su salida de tensión tiende a variar con el tiempo. Si se desea una estabilidad a largo plazo de la tensión de salida será preciso cambiar el 741 por un amplificador operacional de entrada FET como por ejemplo, el 3130, 3140 o LF 356.


medidor de picos autoescala

Aunque no siempre, por razones exclusiva¬ mente técnicas, los medidores de nivel de salida son un tipo de circuito particular¬

mente popular, especialmente en aplica¬ ciones de audio (amplificadores de poten¬ cia, etcétera). El circuito aquí descrito es para un medidor de bobina móvil y presen¬ ta la característica de ser autoescala.

El medidor puede leer desde —40 a —20 dB y desde —20 dB a 0 dB; dos LEDs nos indican qué escala es la seleccionada (ver figura 1). Adoptando esta disposición, la resolución del medidor se ve considera¬

blemente mejorada.

El diagrama del circuito del medidor puede vese en la figura 2. La señal de entrada es enviada a un atenuador (Pl) antes de ser rectificada en onda completa por el cir¬

cuito formado por Al y A2. La salida del circuito rectificador es ahora enviada a tra¬ vés de SI o S2 (según cual de los dos con¬

mutadores esté cerrado). Los dos conmuta¬ dores están controlados por el comparador A6. El estado del comparador dependerá, a su vez, del nivel de la señal de entrada. Si la tensión en la entrada no inversora del comparador es más baja que la de la toma central de P3 (lo que quiere decir que el ni¬ vel de la señal de entrada sobre P1 es más

bajo de —20 dB durante un período sufi¬ cientemente largo), la salida del compara¬

dor bajará, D7 lucirá, S2 se abrirá y S2 se cerrará. Una tensión 3,3 veces la tensión de

entrada de A3 está ahora atacando el cir¬ cuito rectificador de valor de cresta A4. La

ganancia de A3 está determinada por R8...R11. Sin embargo, si el nivel de la se¬ ñal de entrada es mayor de —20 dB, la sali¬ da de A6 crece, D6 luce, SI se abre y S2 se


cierra. Debido al efecto de RIO a R12, la tensión de entrada del rectificador es ate¬ nuada en un factor de 0,33. Por tanto, entre los dos estados de conmutación hay una diferencia en nivel de señal de diez ve¬ ces; es decir, 20 dB. La placa del circuito impreso está diseñada para acomodar una versión estéreo del cir¬ cuito. Los componentes marcados con pri¬ mas y los números de las patillas entre pa¬ réntesis pertenecen al canal derecho.

Se precisa un generador de señal para ca¬ librar el circuito. La tensión de la toma

central de Pl, para la que se obtiene la má¬

xima lectura (0 dB), puede ser seleccionada a capricho; sin embargo, se recomienda que para un nivel de 0 dB se tome un valor de aproximadamente 4 V. La tensión máxima de salida de A5 será ahora de 1,33 V aproxi¬ madamente; con dos instrumentos de bobi¬

na móvil de 100/1 A para MI y MI’, P2 debe ser ajustado para un valor de aproxi¬

madamente 13 kohm. El potenciómetro P3 debe ajustarse co¬ menzando con D6 luciendo y con la aguja de MI a tope de escala; reduciendo gra¬

dualmente la señal de entrada hasta el 10 por 100 del nivel original, la aguja subirá de repente a tope de escala, D6 se apagará y D7 se encenderá. La amplitud de la señal de entrada debe variarse muy lentamente, puesto que la conmutación entre escalas precisa de un intervalo de tiempo finito

(R20, R21 y C2). Si es necesario, los valores de C2 y C3 pueden alterarse para ade¬ cuarlos a las particularidades «dinámicas» del instrumento de bobina móvil empleado.

Basado en una idea de P. de Bra.


disparador

En el diagnóstico de averías en equipos di¬ gitales complicados tales como los microprocesadores el disparo correcto de un osciloscopio puede ser difícil o incluso imposible de conseguir. El circuito de dis¬

paro de un osciloscopio ha sido diseñado p *ra dar una traza estable en la pantalla si si inicia el barrido de la base de tiempos en

el mismo punto para los distintos ciclos de una onda periódica, lo que se consigue me¬

diante el control de la amplitud y de polari¬

dad de la señal. En un sistema digital todas las señales tienen la misma amplitud y polaridad pero son frecuentemente aperiódicas consistien¬

do en una «corriente» irregular de ceros y unos, por eso es tan difícil obtener una tra¬ za estable en un. osciloscopio y práctica¬ mente imposible hacer el disparo en una de¬

terminada sección de la onda. La solución es emplear «un disparador de palabras». Este dispositivo consiste en un comparador digital de 8 bits que ha sido cargado previamente con una determinada palabra binaria. Las entradas del compara¬ dor se conectan al circuito que se está comprobando, por ejemplo, al bus de di-

de palabras lógicas

recciones o al bus de datos de un sistema de microprocesadores. Cuando en el sistema aparece la palabra preseleccionada la salida del comparador se hace alta y este impulso es enviado a la

entrada para disparo exterior de oscilosco¬ pio. Las entradas del osciloscopio pueden ahora utilizarse para examinar el estado de

diversos puntos del circuito cuando tiene lugar la palabra preseleccionada.

El comparador consiste en una puerta NAND de 8 entradas formado por N17, NI8, y NI9. La salida de esta puerta estará en estado alto sólo cuando todas las entradas lo estén. Por tanto, los bits de la palabra preseleccionada que sean ceros deberán in¬

vertirse por medio de los inversores de N1...N8, mientras que los bits que son unos se pasarán por los «buffers» no inversores (N9.. .N16). Esta selección se hace mediante los interruptores de SI a S8. Si la longitud de la palabra es menor de 8 bits o el valor de algunos bits carece de importancia se co¬ locará los correspondientes interruptores

en su posición central (X) lo cual hace que las correspondientes entradas de N17 y N18

sean altas.

Para evitar falsos disparos debidos a pulsos parásitos la salida de N19 es enviada a una línea de retardo formada por N21 a N26 cu¬ yo retraso puede variarse en pasos de 12 ms desde 0 hasta aproximadamente 72 ms. Así

si una entrada de N20 se hace alta la otra será sólo alta después que haya transcurri¬ do el retardo. La señal debe ser cierta du¬ rante un tiempo mayor que el retardo intro¬ ducido para que el pulso de disparo aparez¬

ca en la salida de N20. Para que el circuito pueda utilizarse tanto con circuitos TTL como con CMOS se han utilizado componentes TTL-LS en el dise¬ ño. Estos integrados son casi tan rápidos como los TTL normales pero pueden ser atacados directamente por circuitos CMOS (funcionando a + 5 V). El circuito de disparador de palabras lógi¬ cas puede alimentarse directamente de la fuente de alimentación de + 5 V del cir¬ cuito que se está comprobando. El circuito está protegido contra sobrecargas acciden¬ tales o polaridades inversas por medio de un diodo Zener de 6.8 V.


condensador electrónico variable

No resulta fácil conseguir condensadores variables de valores superiores a 500 p, lo

cual significa que no pueden usarse en cir¬ cuitos de audio y BF. Sin embargo, por me¬

dio dos amplificadores operacionales (co¬

nectados como seguidores de tensión) un

potenciómetro y un condensador fijo pueden conseguirse una amplia gama de

valores de capacidad. El modo de funciona¬

miento de circuito es muy fácil de entender si se supone que se aplica una tensión Uj a la entrada. Dado que 1C1 está conectado c

orno seguidor de tensión, este voltaje apa¬

recerá también en su salida. El poten¬

ciómetro P1 atenúa este valor de manera

que a la salida de IC2 aparece un voltaje de

kU¡ siendo k una constante menor de 1 que

IC1.IC2 « LF 356,14TL084

depende de la posición del cursor de Pl. En bornes Je C1 aparecerá por tanto una ten¬

sión! l-k)U,. La carga Q de C1 es 0(1 —

K) Ui (ya que Q = CU). Ya que la tensión

de entrada es U¡ y la carga suministrada por

la fuente de entrada es C1 • (1 — K) ■ U¡, la

capacidad que se ve desde la entrada será:

C1 (1 -k)U¡

Ui , es decir: C1 - (1 — K)

Ajustando Pl, el valor efectivo de la capa¬

cidad puede variar desde prácticamente ce¬ ro (excepto unos pocos pF) hasta el valor total de Cl.

Varios tipos de circuitos integrados pueden utilizarse para IC1 e 1C2 pero aquellos que tienen entradas FET son los más recomen¬

dables debido a su alta resistencia de entra¬ da especialmente si el valor de Cl es pe¬

queño. El valor de P1 puede estar compren¬ dido entre 10 k y 50 k.

multiplicador variable de capacidad

Este circuito funciona de modo similar al

condensador electrónico variable que aca¬

bamos de ver. La diferencia está en que el segundo seguidor de tensión ha sido re¬ emplazado por un amplificador inversor de

modo que, con Pl al máximo la tensión en

bornes del condensador será ( 1 + A) veces

mayor que la tensión de entrada, siendo A

la ganancia de A2 que como se sabe es igual a R2/R1. Por tanto, la fuente de entrada

introduce una tensión U¡ pero entrega una

carga Cl (1 + A) Uj, con lo que se tiene el efecto de una capacidad aparente de Cl (1 +

Cl + A). Esto es, por supuesto, una conse¬ cuencia del efecto Miller.

Desplazando el cursor de P1 hacia el termi¬ nal de masa se reduce la ganancia hasta que

en su valor mínimo la ganancia es nula y ia

capacidad aparente es Cl. Pl por tanto, permite multiplicar la capacidad desde el valor C hasta el valor C (1 -t- A).

detector caliente

de agua

Para cualquiera que haya padecido en sus

propios huesos la experiencia de descubrir demasiado tarde, en la ducha o en el baño, que el chorro de agua caliente deja de ser caliente para pasar a ser un chorro helado,

no será preciso insistir le demasiado para convencerle de la utilidad de este circuito. La llama piloto en las calderas de gas suele

apagarse algunas veces. Si este hecho pasa

desapercibido es sólo cuestión de tiempo el

que la temperatura del agua suministrada por el grifo de agua caliente sea igual a la

suministrada por el grifo de agua fría. Una vez que se ha vuelto a encender el piloto, la

caldera suele tardar una media hora o más en poder suministrar de nuevo agua caliente. Para evitar la desagradable experiencia del

chorro de agua fría a traición es necesario conocer rápidamente cuando el piloto se

apaga. Esto puede hacerse midiendo la temperatura de la chimenea de la caldera, ya que normalmente suele consistir en un

tubo metálico que suele estar notablemente caliente mientras la llama del piloto está en¬

cendida. Una resistencia NTC (termistor) sirve perfectamente para determinar los tres

estados posibles: chimenea fría (piloto apagado), chimenea templada (piloto en¬ cendido) y chimenea caliente (quemador

encendido). Este sistema no sirve para nada, por supues¬ to, si el sistema de calentamiento de agua es

eléctrico. En este caso, sin embargo, se puede sustituir el termistor R2 por una re¬

sistencia fija y usar el circuito para medir la temperatura del agua.

En la aplicación para la que el circuito fue

originalmente diseñado, R1 y R2 sirven pu¬ ra comparar la temperatura ambiente en :1 interior de la casa con la temperatura de la chimenea de la caldera. El valor típico de

los termistores no es especialmente critico y sirve cualquier valor comprendido entre 1 k y 10 k. El termistor más cómodo será el que

lleva incorporado un tornillo de fijación, en caso contrario será necesaria una cierta

habilidad mecánica para sujetar el termis¬ tor a la chimenea ya que debido a la alta

temperatura, la cinta aislante y los adhesi¬ vos no sirven para nada. Una abrazadera

metálica puede resolver el problema. Una


vez instalada R1 en la chimenea y R2 en el calibra como sigue: Inicialmente se coloca ambiente (por ejemplo, en la caja donde se el cursor de P2 en cero y se ajusta P1 hasta

encuentra alojado el circuito). El circuito se que comienza a lucir el LED verde (D2). Si

la llama piloto está apagada (o separamos

R1 de la chimenea) el diodo rojo (DI) em¬ pezará a lucir al cabo de uno o dos minu¬

tos. Si esto no ocurre así, deberá reajustar¬

se ligeramente Pl. Una vez ajustado P1 es relativamente sencillo ajustar P2. Con el quemador funcionando se mueve el cursor

de P2 hasta que se encienda claramente el LED amarillo (D3). Este ajuste no tiene

ninguna influencia en el ajuste de Pl.

El consumo de corriente de este circuito es aproximadamente 25 mA y puede utilizarse cualquier fuente de alimentación compren¬ dida entre 10 y 15 V. Una fuente de alimen¬ tación elemental (transformador, puente

rectificador y condensador electrolítico) es

suficiente, ya que el puente de medida (Rl, R2, Pl y P2) es alimentado por una tensión de referencia estabilizada procedente del circuito integrado (patilla 10).

transmisor de 2 m Este transmisor que opera en la banda de de salida de 1 W sobre 50 Í2 . El circuito es dos metros (144-146 MHz) tiene una señal controlado por dos señales: una señal mo-

Diámetro Bobina interior Calibre Vueltas Derivaciones

Lía 6 mm 21 SWG (1 mm) 4 derivación a 1 vuelta del terminal de masa

Llb 6 mm 21 SWG 4 L2 ver texto L3a 6 mm 21 SWG 4 L3b 6 mm 21 SWG 4 L4 núcleo de 33 SWG 4

ferrita (0.3 mm) L5 6 mm 21 SWG 3 L6 núcleo de

ferrita 33 SWG 4 L7 6 mm 21 SWG 2 L8 8 mm 21 SWG 2 L9 8 mm 21 SWG 7 LIO núcleo de

ferrita 33 SWG 4 L11 6 mm 21 SWG 5

utilícese siempre hilo de cobre esmaltado

dulada de 10,7 MHz y algo menos de 1 mW y una señal de 10 mW con una frecuencia comprendida entre 133,3 y 135,3 MHz. Es¬

tas señales son enviadas a un mezclador

iSchottky. La ganancia total se aplica en dos

etapas: la primera etapa emplea un MOSFET de doble puerta con una corriente de repo¬

so que puede ser de 10 mA. La tensión de polarización de la puerta 2 de este FET (que

determina la ganancia de la etapa) se ajusta a 4 V por medio de Pl. Las corrientes de re¬ poso de T2 y T3 deben ser 1 mA y 10 mA

respectivamente. L2 consiste en un trocito de ferrita unida al

drenador de T2. Las características de las demás bobinas que dan en la tabla adjunta.

A menos que se diga lo contrario todas las bobinas son de núcleo de aire.

Para usar el transmisor será preciso un filtro paso-bajo entre la salida y la antena para limitar a proporciones aceptables el se¬ gundo y tercer armónico de las señales.


DO £ i regulador de bujías

para pequeños motores Muchos modelos miniatura de coches, bar¬ cos y aviones, utilizan motores de combus¬

tión interna que requieren para su fun¬ cionamiento el empleo de una bujía. Sin embargo, muy a menudo sucede que estas

bujías se ensucian o están húmedas (de com¬ bustible) con el resultado de que el motor

no arranca. Aumentando temporalmente la disipación en la bujía es posible eliminar ia humedad molesta.

El circuito que describimos aqui, se basa en el hecho de que las bujías tienen coeficiente

de temperatura positivo. El circuito cons¬ truido en torno a IC3 tiene una tensión

r ntinua que oscila entre 1/3 y 2/3 de la

■-^nsión de alimentación. Cuando la bujía está fria su resistencia es relativamente pe¬ queña, por tanto, la tensión en la patilla 2 de 1C1 es mayor que en la de la patilla 3 con lo que la salida de este circuito es baja ha¬ ciendo que TI y T2 estén en conducción.

Por tanto, circulará por la bujía una inten¬ sidad cuyo valor queda determinado por el

valor de Rl. Ahora bien, si sólo una parte

de la bujía está húmeda se corre el riesgo de quemar la parte restante, por ello conviene

limitar esta intensidad a 2 veces la intensi¬ dad nominal de la bujía. Debido a la fuerte intensidad que circula

por ella, la bujía se calienta rápidamente y dado que su coeficiente de temperatura es

positivo la tensión en bornes de Rx (resis¬ tencia de la bujía) aumenta. Cuando la ten¬

sión en la patilla 3 de 1C1 sobrepasa a la

tensión de la patilla 2 la salida de este in¬

tegrado será-aproximadamente 220 veces mayor que la diferencia de tensión en sus

entradas. Esto hace que C1 comience a car¬ garse y que se obtenga una lectura en el me¬ didor. Cuando la tensión en la patilla 3 de

1C2 es superior a 1/3 la tensión de alimen¬ tación la salida de este comparador seguirá

a la onda cuadrada de 1 kHz, presente en su patilla 2. El ciclo de trabajo de esta señal quedará determinada, sin embargo, por el

valor de la tensión en la patilla 3, de modo que cuanto mayor sea su valor menor será

el ciclo de trabajo. Si la tensión sobrepasa los 2/3 de la tensión de alimentación, la sa¬

lida de 1C2 estará, pues, permanentemente en estado alto y TI y T2 en corte. Así, des¬ pués de un pequeño intérvalo de corriente

continua circulará por la bujía una corrien¬ te oscilante cuyo ciclo de trabajo depende

de la temperatura. Cuando una bujía está sucia o húmeda, su resistencia disminuye

haciendo que el ciclo de trabajo se incre¬

mente, aumentando la lectura en el medi¬ dor. La tensión en la patilla 2 de IC1 puede

ajustarse (R2, RX, R4, R5 y P1 forman un puente de Wbeatstone) de manera que la

temperatura de la bujia puede ser variada. Esto se hace como sigue. Se pone P2 en su

máximo valor. La temperatura deseada en la bujía se ajusta por medio de P1 y se re¬

ajusta P2 hasta desplazar a fin de escala ia

aguja del medidor. Si ahora se enfría la bujía (por ejemplo, soplando) es posible obtener una indicación de la relación ente la temperatura de la bujía y la lectura de; medidor.

Como ya dijimos al principio el valor de R i determina el valor de la corriente que circu¬

la por la bujía. Con el valor dado la corriente será aproximadamente de 4 A. Si

se utiliza una bujía de las llamadas calientes el valor de Rl debe reducirse a 1 i2.

Dado que no hay dos bujías iguales el ajus¬

te de P1 deberá hacerse para cada una de ellas.

Es posible proteger completamente a la bujía contra calentamientos incrementad;:

el valor de R4 hasta que la temperatura de seada coincida con P1 en su máximo vale,. La función de este circuito tiene por tanto tres aspectos: en primer lugar, reguia ia temperatura de la bujia, en segundo permi¬

te eliminar la suciedad o la humedad y fi¬ nalmente da una indicación visual de la

temperatura/disipación de ia bujia. Obsérvese que el 2N3055 debe montarse sobre un disipador. El circuito puede ali¬

mentarse por la batería del coche (por ejemplo, en la toma deí encendedor).


Componentes

Resistencias:

R1 = 1S35/17 W R2 = 0.47 ÍI/9W R3,R4 = 100 íl R5 = 47 fi R6,R7,R11,R13,R16,

R17,R18,R20 = 10 k R8 = 4M7 R9 = 2M2 R10,R14,R15» 1 k R12= 1 M R19 = 63 k P1 *> 100 n potenciómetro lineal P2 = 50 k potenciómetro de ajuste

Condensadores:

C1 = 1p5/16 V C2 = 220 m/16 V C3 = 10 n

Swrüconductores:

TI = 2N3055 T2= BD140 DI - 1N4148 IC1= 3140 IC2,!C3 = 741

Varios: 1 mando calibrado para P1 1 microamperímetro 100 .. . 500 M A

O

termostato electrónico El C1 TDA 1.024 de Philips/Mullard ha si¬ do diseñado para el control de triacs y lleva incorporado un comparador diferencial y un disparador a 0 V. La fig. 1 muestra el es¬

quema de un termostato electrónico cons¬ truido con ese circuito integrado y utilizado

Para controlar un elemento calefactor

eléctrico. Ea temperatura es detectada por un termis-

r°t (NTC) R2. Mientras la temperatura per¬ manece por debajo del valor prefijado

(punto de consigna) la tensión en ei punto de unión de R1 y R2 será mayor que la ob¬

tenida en el cursor de P1 y el triac, se man¬ tendrá en conducción continuamente me-


diante ráfagas de impulsos en la zona de

cruce de 0 de la onda de la tensión de red.

Cuando la temperatura aumenta la resis¬

tencia de R2 disminuye y con eüo, la ten¬ sión en el punto de unión de R1 y R2.

Cuando el valor de esta tensión caiga por debajo del valor y de la tensión en el cursor

de Pl, la salida del comparador cambia de estado y el triac deja de conducir, con lo que se apaga el elemento calefactor.

La temperatura a la cual el termostato cor¬

ta la alimentación puede ajustarse por me¬ dio de P2. Cambiando R3 puede ajustarse la anchura de los impulsos de control des¬

de 150 mseg (R3 = a 180 k) hasta 250 mseg

(R3 = 820 k). Esto es particularmente im¬

portante si la carga que controla el termos¬ tato es relativamente pequeña, ya que la corriente de carga cerca del punto de cruce

de 0 puede ser menor que la corriente de

mantenimiento del triac. El empleo de im¬

pulsos de disparo más largos permite man¬

tener el triac disparado hasta que la corrien¬ te de carga alcance un valor suficiente para mantener el triac en conducción.

/ZJd) indicador ^ (O)© de estereofonía

12 V/85mA

76036

Utilizando dos circuitos integrados UAA 170 es posible construir un nuevo indicador de

estereofonía que da una imagen determina¬ da por la amplitud y la relación de fase exis¬

tente entre las dos señales de entrada. El

circuito integrado 1C1 recibe las señales del

canal izquierdo y controla las filas de una matriz de 4 X 4 diodos LEDs mientras que 1C2 recibe la señal del canal derecho y

controla las columnas de la matriz. De este modo siempre habrá un LED de la matriz

encendido cuya posición depende de la amplitud instantánea de las dos señales de

entrada. Dado que las señales de entrada al

circuito son alternas, el diodo encendido cambia constantemente de posición produ¬ ciéndose una figura cuya forma depende no sólo de la amplitud sino también de la rela¬ ción de fase entre las dos señales (por

aiemplo, si las dos señales de entrada tienen

nisma frecuencia se producirá un figura semejante a la de Lissajous. En cambio si

tienen la misma amplitud y fase, la figura

resultante será una línea diagonal).

El circuito tiene cinco puntos de ajuste, los

potenciómetros Pl y P5 ajustan la polariza¬ ción en reposo a la entrada de los dos cir¬

cuitos integrados determinando así cual es el LED encendido cuando no hay señal de entrada. Normalmente, estos controles se

ajustan de manera que luzcan débilmente

los cuatro LEDs centrales. P2 y P4 sirven

para ajustar la sensibilidad de las entradas horizontal y vertical respectivamente,

mientras que T3 ajusta el brillo. El consu¬ mo de intensidad para brillo máximo es de aproximadamente 100 mA.

La sensibilidad de las dos entradas es dife¬ rente. Para obtener el máximo nivel de sali¬ da de IC2 se necesita en el cursor de P4 una

señal de 1 V pico a pico, mientras que para

obtener la máxima salida de IC1 se necesita

en el cursor de P2 una tensión de 4 V, p.a p.

Sin embargo, ajustando los valores de P2 y P4 y/o variando los valores de R1 y R3, la

sensibilidad de las dos entradas puede ha¬ cerse que sea la misma. Para pequeñas se¬

ñales de entrada puede prescindirse de R1 y R3 pero debe ponerse especial cuidado en

que el pico de tensión en la patilla de entra¬

da 11 de ambos circuitos integrados no su¬ pere los 10 V.


regulador tensión- /^(q) intensidad para coche Oy

Aunque muchos automóviles modernos es¬ tán ya equipados con reguladores electróni¬

cos para controlar la salida de tensión e in¬

tensidad del generador, existen millones de

coches que van provistos de reguladores

electromecánicos poco fiables. El circuito

que presentamos aquí permite reemplazar directamente a un regulador electromecáni¬

co. Y aunque en principio fue diseñado pa¬

ra ser usado con una dinamo funciona igualmente bien con un alternador.

Cua se examina el funcionamiento de

un rtk_ador convencional resulta sorpren¬

dente que tal dispositivo funcione tan bien como suele hacerlo. El funcionamiento bá¬ sico de un regulador de un coche es como

sigue: cuando el motor está al ralenti, la di¬ namo es excitada por la batería a través del

piloto correspondiente. El inducido de la

dinamo no está conectado a la batería ya que

ésta se descargaría. Cuando aumenta el nú¬ mero de revoluciones del motor la tensión de salida de la dinamo comienza a aumen¬

tar hasta que su valor sobrepasa el valor de la tensión de la batería en cuyo momento se

activa un relé que conecta el inducido de la dinamo a la batería y ésta entra en carga. Si la salida de la dinamo sigue subiendo hasta

sobrepasar los 14,5 V, se activa un segundo mié que desconecta la excitación; con lo cual el campo magnético disminuye, y la tensión

de salida de a dinamo desciende hasta que

este relé se desactiva. El relé se activa y de¬

sactiva continuamente manteniendo la sali¬ da de la dinamo a 14,5 V lo cual evita la

sobrecarga de la batería. Un tercer relé tiene su bobina en serie con la

salida de la dinamo de modo que circula

por ella la intensidad total que sale de la di¬

namo. Así, cuando se sobrepasa el valor

máximo permitido para esta intensidad, co¬

mo por ejemplo, cuando la batería está

muy descargada, se activa el relé desconec¬

tando la excitación de la dinamo. Todo lo

que acabamos de decir explica a grandes rasgos el funcionamiento del regulador de tensión de un automóvil, pero el circuito

exacto varía de un coche a otro.

En el circuito electrónico que damos aqui de un regulador de tensión/intensidad para

coche, el relé que actúa cuando la tensión

de la salida de la dinamo es inferior a la de la batería ha sido sustituido por D5. Des es¬

te modo la batería no se puede descargar

sobre la dinamo. En la puesta en marcha del coche la excitación de la dinamo recibe alimentación a través del piloto indicador,

y TI. D3 impide que el inducido «robe» par¬ te de la intensidad que iba destinada a la ex¬ citación por ser su resistencia menor. Cuan¬

do aumentan las revoluciones del motor la tensión de la salida de la dinamo aumenta y

comienza a suministrar su propia intensi¬ dad a través de D3 y TI. A medida que el voltaje en el cátodo de D3 aumenta se apa¬ ga gradualmente el piloto indicador.

Cuando la salida de la dinamo alcance los 13-14 V, la batería empieza a cargar. El cir¬ cuito integrado 1C1 actúa como compara¬ dor de tensión que controla el voltaje de la

salida de la dinamo. Inicialmente la tensión

en la entrada no-inversora de 1C1 es menor que el de la entrada inversora, con lo que la salida es cero y D3 está en corte. Cuando la

tensión de la salida de la dinamo alcance los 5,6 V, la tensión en la entrada inversora

queda estabilizada en ese valor por D4.

Cuando la tensión de salida de la dinamo

sobrepasa el valor máximo permitido (ajus-

table mediante Pl) la tensión en la entrada

no-inversora de 1C1 sobrepasa a la tensión en la entrada inversora, haciéndose positiva la salida de 1C1. Esto hace que T3 entre en

conducción poniendo en corte a T2 y TI lo cual interrumpe la circulación de intensidad por la excitación de la dinamo. El campo

magnético en la dinamo empieza a dismi¬ nuir y la tensión de salida empieza a bajar

hasta que el comparador vuelve a su estado

primitivo. La resistencia R6 proporciona

algunas décimas de voltio de histéresis para asegurar el funcionamiento del circuito co¬

mo conmutador. El transistor TI está alter¬ nativamente en corte, y en conducción por

lo que disipa relativamente poca potencia. Cuando se sobrepasa la tensión máxima

permitida, la tensión caída en R9 hace que T4 entre en conducción, lo cual a su vez ha¬ ce cambiar de estado la salida de 1C1 cor¬

tándose la corriente de excitación de la di¬

namo. El valor dado para R9 (0,033 £2/20 W, obtenido poniendo 10 resistencias de 0,33/2 W en paralelo) es correcto para una intensidad máxima de salida de 20 A. Para intensidades de salida mayores deberá reducirse el valor de R9.

Este circuito puede alojarse en la misma ca¬ ja que contenía el regulador original, con lo que no hará falta modificar el cableado del

sistema. La tensión y la intensidad de salida se ajustan mediante Pl y P2 hasta conse¬ guir las características del regulador origi¬

nal. TI y T5 pueden montarse sobre un di¬ sipador aislado del chasis.


¿quién ganó?

78110 1

En muchos juegos-concurso, la velocidad an bajas, la salida de N4 será alta, y por

de la respuesta juega un papel primordial, tanto, también lo será la entrada 2 de la NI

ya que el contendiente que pulse primero de cada módulo. Cuando se presiona algún

un botón es el que tiene la primera oportu- botón, la salida de la NI correspondiente se V._i de contestar la pregunta. El circuito hace baja y la salida Q del flip-flop aso- mostrado aquí está diseñado para determi- ciado se hace alta, poniendo en conducción

nar e indicar que concursante es más rápi- a TI y encendiendo el LED. A través de D6

do, en caso de empate. El diseño es mo- la entrada de N4 se hace alta y la salida, de dular y puede ampliarse para cualquier nú- ese modo baja, llevando a las entradas de

mero de concursantes, y como utiliza in- todas las NI a nivel bajo, e inhibiendo los

tegrados CMOS, el circuito podrá ser ali- pulsadores, de manera que ningún otro mentado con una pila, ya que el único con- flip-flop pueda ser activado,

sumo significativo de corriente es en los in- El flip-flop que ha sido activado puede ser

dicadores LED. repuesto para la siguiente pregunta pulsan- Como muestra la fig. 1, cada módulo cons- do SR. Conectando los módulos adicionales ta básicamente de un flip-flop RS (N2/N3), como se ve en la fig. 2, el circuito puede ser

con una puerta NAND conectada a su ampliado casi indefinidamente. Si se desea, entrada S (set). Los diodos D6 de la salida la salida de N4 puede utilizarse para excitar

Q de cada flip-flop junto con N4 (ver fig. un zumbador, a través, de un transistor se- 2), forman una puerta ÑOR de múltiples parador,

entradas. Con tal que todas las salidas Q se-

^ti control de velocidad u U para pequeños motores CC

La desventaja de la mayoría de los contro¬ ladores de velocidad sencillos para trenes o

coches miniatura es que se limitan a alimen¬ tar el motor con una tensión fija. Por con¬

siguiente, la velocidad no permanece cons¬ tante, ya que disminuye cuando el modelo

sube pendientes y aumenta cuando va cues¬ ta abajo. Con los trenes miniatura, la posi¬ ción del mando de control para mantener

una velocidad determinada también varia con la carga que arrastra la locomotora.

El circuito descrito aquí elimina este problema controlando la velocidad del mo¬ tor y manteniéndola constante para una po¬

sición del mando dada, independientemen¬ te de la carga. El circuito puede trabajar

con la mayoría de las miniaturas que utili¬ zan motores de continua.

La tensión en bornes de un motor consta de dos componentes, la fuerza contraelectro¬ motriz generada por el motor y caída de

tensión que se produce en la resistencia del

inducido. La f.c.e.m. es proporcional a la velocidad del motor y, así, ésta puede cal¬ cularse midiendo la f.c.e.m., pero el

problema está en separarla de la caída de tensión en la resistencia del inducido. Si se


conecta una resistencia externa en serie con

el motor, como pasa la misma corriente por

ella y por el inducido, la caida de tensión en

la resistencia en serie, será proporcional a la

caída en la resistencia del inducido. En rea¬ lidad si las dos resistencias son iguales, las tensiones caídas en ellas también lo son, y

la caída en la resistencia en serie puede res¬

tarse de la tensión en los bornes del motor, dejando sólo la f.c.e.m. El circuito contro¬

la la f.c.e.m. y ajusta la intensidad en el motor, de forma que, para una posición del

mando de control dada, permanece cons¬

tante la f.c.e.m. y, por tanto, la velocidad.

Para simplificar la descripción del circuito

se supone que P2 está colocado en su posi¬ ción central y que R3 es igual a la resisten¬ cia de la armadura del motor.

El voltaje del motor es la suma de la

f.c.e.m. Ua y la tensión caída en la resisten¬

cia interna Ur. Como a través de R3 hay

también una caída de tensión Ur, la tensión

de salida U0 será igual a Ua + 2 Ur. En la

entrada inversora de 1C1 habrá una tensión Ua + Ur, y en la no-inversora:

U, + U. + 2V.-V,

Como estas dos tensiones son iguales, se 1 ¡ene:

ua + ur = u¡ Ua + 2 Ur — Ur

2

Simplificando esta ecuación resulta:

Ua = U,, que significa que f.c.e.m. se man¬

tiene siempre igual a la tensión de control,

de modo que el motor gira a velocidad

constante para una posición dada del po¬

tenciómetro de control de velocidades Pl. P2 se utiliza para compensar, el hecho de

que R3 puede no ser igual a la resistencia de

inducido, y lo hace variando la cantidad de

realimentación positiva a la puerta no- inversora.

Para calibrar el circuito, se hace circular el

tren o coche miniatura que se quiere controlar y se ajusta P2 hasta que la veloci¬

dad se mantenga constante en pendientes y con cargas diferentes. Si P2 se gira dema¬

siado hacia Pl, el modelo reduce la veloci¬

dad, y si se gira en el sentido opuesto irá

más rápido cuando suba una pendiente. Si

el controlador va a ser usado con diferentes modelos de trenes o coches, éstos, natural¬

mente, deben estar dotados de motores si¬

milares; si no, el circuito requerirá reajustes siempre que se use un modelo diferente.

El transistor de salida TI debe estar provis¬

to de un disipador de unos 4o C/watio.

para almacenar información digital en una

cinta magnética o para transmitirla por lineas de larga distancia (teléfono), se hace uso a menudo de un modulador que con¬

dene la señal digital en una señal de FSK (modulación por desplazamiento de fre¬ cuencia). La fig. muestra el diagrama de un

sencillo y fiable modulador FSK que tiene ja ventaja de no requerir ningún calibrado. Vn oscilador a cristal suministra un tren de uupulsos de referencia a la entrada de un

contador, IC1. En la salida Q10 de éste se

obtiene una señal con una frecuencia de aProximadamente 2.400 Hz, mientras que en la salida Q11 se obtiene una señal de fre¬ cuencia exactamente la mitad de esa, es de- Clr, aproximadamente 1.200 Hz. Como se ut>liza un oscilador a cristal, la frecuencia

de ambas señales será sumamente estable Dependiendo del nivel lógico de la señal de

entrada, una de las frecuencias anteriores es enviada a la salida. La conmutación

entre las dos frecuencias se efectúa por me¬ dio del flip-flop FF1, cuyas salidas actúan las puertas de N3 y N4. Como el flip-flop es

disparado por la señal de 1.200 Hz, la señal

de FSK estará formada siempre por ciclos completos de 1.200 y 2.400 Hz. Esta medi¬ da es necesaria para facilitar la demodula¬ ción de la señal FSK.

Con el interruptor SI en la posición indica¬

da en el diagrama, el modulador producirá datos a una velocidad de 300 baudios (bits por segundo). Cambiando la posición de

este interruptor puede lograrse una veloci¬ dad de transmisión de 600 baudios, en cuyo

caso, las frecuencias utilizadas se convier¬ ten en 2.400 y 4.800 Hz. Como el número

de bits por ciclo continúa siendo el mismo,

no se ve afectada la fiabilidad del sistema.

La amplitud de la señal de salida puede va¬ riarse por medio de Pl. Si el modulador se emplea con un cassette puede ser necesario incluir un filtro pasa-bajo entre la salida del

modulador y el magnetófono, y para esto

bastará con una sencilla red RC con una

frecuencia de corte de aproximadamente 5 kHz.

El cristal (2,4576 MHz) aunque de hecho existe, puede resultar difícil de encontrar,

en cuyo caso se puede, por supuesto, expe¬ rimentar con un cristal de otro valor y otras salidas del contador.


accionador automático de antena de coche j

Muchas antenas automáticas de coche no lo

son totalmente en su funcionamento, sino

que están provistas de un interruptor ma¬

nual en el salpicadero. Este tiene una posi¬

ción central de apagado y para elevar la an¬

tena es necesario mantener el interruptor hacia un lado hasta que esté totalmente ex¬

tendida. Para bajarla hay que llevar el in¬ terruptor hacia el otro lado hasta que esté

totalmente replegada. Es bastante fácil ol¬

vidarse de bajar la antena cuando dejamos

el coche, así que perdemos la ventaja de la

protección contra los gamberros que, en teoría, tienen las antenas automáticas.

El circuito descrito aqui, sin embargo, ele¬ vará la antena automáticamente cuando en¬

cendamos la radio del coche y bajará cuan¬

do la apaguemos. SI puede ser el interrup¬

tor que, para este objeto, llevan algunos autorradios, o bien podemos sacar un cable adicional del interruptor normal, ya que só¬

lo emplearemos una intensidad muy pe¬

queña. T3 está normalmente en conducción. Cuan¬ do se enciende la radio (SI cerrado), T3 se

corta. La corriente que pasa por SI, carga

C1 a través de R4, P1 y la base de TI, con

lo que TI entra en conducción, activando a

R1 y haciendo que la antena se extienda. El

tiempo de funcionamiento del motor de la antena puede ajustarse a su valor correcto

mediante Pl. Cuando apagamos la radio

T3 conduce y C2 se carga a través de T3,

R5, P2 y la base de T2, con lo que este entra en conducción, Re2 es activado y la antena se repliega. El tiempo de actuación del mo¬ tor también puede ajustarse (mediante P2).

mezclador de video 5 V

Este mezclador de vídeo puede emplearse para combinar señales digitales de vídeo (a niveles TTL) con impulsos de sincronismo

de línea y campo, proporcionando una se¬ ñal compuesta de vídeo. El circuito es poco

común, en tanto que emplea un circuito in¬ tegrado «buffer» de tres estados: el 74 LS

125. La información de imagen se introduce a través de NI y N2. En ausencia de impulsos de sincronismo, las salidas de N2, N3 y N4 están en sus estados de alta impedancia, de modo que la tensión en la unión de R1 y R2

varía con la señal de vídeo, entre el nivel de

negro y el blanco. Si a la entrada de control de N2 se presenta un impulso de sincronis¬ mo de línea (HS) o un impulso de sincronis¬

mo de campo (V5) aparece en N3, la salida

de N2 o la de N3 alcanzará su estado activo y se hará baja porque la entrada está conectada

a masa. Esto hará que baje la tensión en la unión de R1 hasta el nivel de sincronismo.

También, tiene el circuito una entrada de

supresión de imagen: Cuando ésta es alta, la salida de N2 se inhibe mientras que la de N4 se hace baja, haciendo bajar la tensión en la unión de R1 y R2 hasta el nivel negro.

A la salida del mezclador se tiene un tran¬

sistor «buffer» TI, por lo que puede conec

tarse directamente a un modulador de UHF o a las etapas de video de un televisor.

elektor julio/agosto 1980 7-55 I I

i

i t

veleta electrónica |

Hasta hace poco, para averiguar la direc¬

ción del viento, necesitaba uno siempre cal¬ zarse, salir a la calle y exponerse a las incle¬

mencias del tiempo. Sin embargo, con un

poco de habilidad técnica, es posible cono¬

cer la dirección del viento sin abandonar la comodidad del hogar. La veleta electrónica

funciona conectando las aspas de una vele¬ ta mecánica a un potenciómetro que gira con ellas. La tensión en el cursor del poten¬

ciómetro es entonces proporcional al ángu¬

lo que la veleta ha girado a causa del vien¬

to. La medida de esta tensión (y de aquí la

dirección del viento) puede ser presentada

en forma digital utilizando un circuito in-

tegr' UAA 170 (descrito en el núm. 2 de

. EL£w»OR) y 16 LED’S. El circuito está diseñado de forma que haya un cambio uniforme de los LED’S entre sí. El poten¬

ciómetro P1 controla la luminosidad de los

f

LEDS, mientras que P2 se fija de forma que cuando la tensión en el cursor de P3

(que está unido a la veleta) está en un máxi¬ mo, el D16 se enciende.

El potenciómetro P3 puede presentar un pequeño problema, por cuanto debe de ser un tipo que pueda variar a lo largo de 360°.

Si éste tipo de potenciómetro resulta difícil

de encontrar una posible solución es utili¬ zar 16 relés de láminas, cada uno de los cuales se activa siempre que un imán conec¬

tado a las aspas pase sobre él. En este caso

un divisor de tensión sustituye al poten¬

ciómetro. Los lectores que sean aficionados

a la construcción de placas de circuito

impreso de pequeño tamaño, puede susti¬

tuir la pista de carbón de un potenciómetro convencional por una pequeña placa de cir¬

cuito de 16 segmentos, y conectar cada seg¬ mento al divisor de tensión.

La alimentación no necesita ser estabiliza¬ da, ya que el C.I. tiene una salida de ten¬

sión o de referencia interna (patilla 14) que

puede ser utilizada. La intensidad máxima a través de un LED es aproximadamente 50 mA., así que una posible fuente podría ser un transformador de 9 a 12 V. con 100 mA. el circuito se completa con un rectificador

en puente y un condensador electrolítico de 470 n F-25 V.

circuitos CMOS de alarma

Debido a su bajo coste, los circuitos lógicos CMOS que se caracterizan por su alta resistencia de entrada, buena inmunidad al

ru¡do y ancho margen de tensiones de ali¬

mentación, se prestan bien a la construc¬

tor de circuitos de alarma baratos y fiables y. Que pueden tener muy diversas aplicaciones.

La fig. 1 muestra un oscilador básico de fariña construido alrededor de dos puertas -'AND-CMOS. Mientras que la entrada Q está a nivel bajo, el circuito permanece

‘«activo. Cuando Q se hace alta, el circuito


s empieza a oscilar, conmutando TI y T2

entre corte y conducción y produciendo una señal de alarma en el altavoz. En la fig. 2 tenemos un circuito para dispa¬ rar la alarma después de un retardo prede¬ terminado, que puede variarse entre un se¬ gundo y un minuto. Cuando se activa la alarma la entrada de N2 se mantiene breve¬ mente a nivel bajo mediante C2, y así la sa¬ lida Q es baja. A continuación, C1 se carga a través de P1 y la tensión de entrada de NI

cae hasta que el flip-flop bascula y la salida de Q se hace alta. La fig. 3 es un circuito de alarma que se dis¬

para cuando se abre un circuito, lo que es particularmente útil en sistemas contra ladrones, donde se conectan en serie varios

interruptores. La entrada de NI es normal¬ mente mantenida alta por los interruptores, pero si uno de ellos se abre, la entrada caerá a través de la resistencia, el flip-flop bascu¬ lará y se disparará la alarma. Como alter¬ nativa, si la resistencia está conectada al terminal positivo de la fuente y los in¬ terruptores en paralelo y a tierra, la alarma se disparará al cerrar un interruptor.

La fig. 4 muestra un circuito de alarma que responde a la luz. En la oscuridad, la resistencia de la LDR es alta y la entrada de NI se mantiene alta por medio de R1 y Pl. Si la luz incide sobre la LDR, la resistencia baja y la entrada de NI cae, basculando el flip-flop y disparándose la alarma.

alarma antirrobo para coche

El robo de coches y/o de su contenido es hoy día un próspero negocio. Afortunada¬ mente a la mayoría de los ladrones les gus¬ tan las ganancias fáciles, y el ladrón casual tiende a evitar los vehículos que están bien cerrados y no tienen nada valioso a la vista. Para el ladrón profesional es necesaria una forma más activa de disuasión, y esta sen¬ cilla alarma antirrobo será más que sufi¬ ciente en la mayoría de los casos. Puede ser instalada con un mínimo de interferencia con el cableado existente en el coche, y se puede adaptar para que suene la alarma cuando un ladrón intente entrar en el

vehículo.

El circuito funciona captando la pequeña caída de tensión que se produce entre los polos de la batería cuando se abre una puerta y la luz interior absorbe corriente. El circuito proporciona una completa protec¬ ción para coches de dos puertas. Para los de cuatro, donde la luz interior se enciende abriendo sólo las puertas delanteras, es conveniente adaptar una luz extra que se encienda con las puertas traseras. Si el por¬ taequipajes está dotado de luz interior, también podrá ser protegido. El circuito completo de la alarma viene da¬ do en la fig. 1. Se excita mediante el cierre de un interruptor oculto SI. Cuando esto

elektor jutio/agosto 1980 757

ocurre, la entrada inversora de IC1 es eleva¬

da hasta unos 10 V. a través de R2. C1 se

carga a través de R1 y DI hasta que la entrada no inversora adquiere una tensión justo por debajo de la inversora, debido es¬ to a la caída directa en DI. La salida de IC1 está entonces a 0 V. Si más tarde la tensión

de la batería baja de repente debido a que

se abre una puerta, la tensión en la entrada inversora caerá por debajo de la no inverso¬ ra, ya que C1 mantendrá constante la ten¬ sión en ésta. La salida de IC1 subirá hasta + 12 V. y TI pasará a conducir, haciendo bajar a la entrada inversora a 0 V., de mo¬ do que el circuito permanecerá enclavado aunque la puerta sea cerrada más tarde. R3

y C2 forman un filtro paso bajo que evita cualquier interferencia extraña por el paso

a conducción de TI. Después de un corto instante, determinado por la constante de tiempo R5 • C3, T2 con¬

ducirá, cortando a T3 lo que hará que T4 conduzca y active el relé, sonando la bocina. El retraso permite al propietario entrar al

vehículo y desarmar el cicuito abriendo el interruptor oculto SI. C3 debe ser un con¬

densador de fugas pequeñas (por ejemplo,

de tántalo). Para asegurar una caída de tensión razo¬ nable para un funcionamiento fiable, el cir¬

cuito deberá conectarse a la línea de 12 V., tan cerca de la luz interior como sea po¬

sible. Evidentemente no debe conectársele directamente al terminal de batería. Si el circuito deja de funcionar puede ser necesa¬

rio bajar el umbral de disparo, intercalando un potenciómetro de 470 Q. como muestra la fig. 2 y ajustarlo hasta que funcione. La resistencia del potenciómetro puede enton¬ ces medirse y reemplazarse por una resis¬ tencia fija del mismo valor.

Para dejar la alarma preparada será preciso bajar del coche, dejar la puerta abierta y

cerrar el interruptor oculto. Como la puer¬ ta está abierta, la alarma no se disparará y podrá cerrarse sin activarla, ya que esto ocurre solamente cuando se produce una caída de tensión en la batería.

fuente de alimentación modulable

Esta fuente de alimentación de continua cu¬ ya tensión de salida puede ser modulada por una señal de audio o cualquier otra de BF, está pensada para plicaciones tales co¬ mo modulación de osciladores a diodo Gunn y modulación de amplitud en etapas

de salida de transmisores.

La fuente consiste básicamente en un amplificador con una ganancia 2 compues¬ to por un operacional 741 y un seguidor de emisor T2, para reforzar la capacidad de corriente de la salida. La tensión de salida

de continua del amplificador puede ser ajustada entre 6 y 8 V por medio de Pl,

aunque, a través de C1 puede introducirse una señal de alterna para modular la ten¬ sión de la fuente entre unos 3 V y 10 V. El margen de frecuencias del circuito es apro¬

ximadamente de 200 Hz a 30 kHz. El con¬ sumo sin carga de corriente de la fuente es de unos 5 mA, y la corriente máxima que puede entregar es de unos 800 mA a 6 V,

siempre que T2 tenga un disipador adecuado.

m.

15V

lámpara automática ^(Q) para acuario ü z/

Para simular la potente luz solar de los cli¬ mas tropicales, los acuarios frecuentemente necesitan de iluminación artificial. Sin em¬

bargo, esta debe ser encendida y apagada periódicamente para mantener el ciclo na¬

tural del día y la noche. La forma más sen¬ cilla de conseguir esto, es utilizando un fo- tosensor para encender la luz al amanecer y apagarla al anochecer. Cuando no incide luz alguna sobre la resis¬ tencia dependiente de la luz (LDR) R2, su resistencia es alta y TI entra en conducción por medio de la corriente de base que pasa


a través de P1 y R1. El relé Reí se activa, y

las lámparas del acuario se apagan, ya que

Reí está dotado de contactos normalmente cerrados. La iluminación del acuario per¬

manecerá asi apagada por la noche. Al

amanecer, la resistencia de R2 baja y la po¬

tencial en la unión de R1 y R2 cae por deba¬

jo de la tensión base-emisor de corte de TI.

El relé Reí salta, los contactos se cierran y la luz se enciende.

El LDR debe estar montado en un tubo apuntando hacia una ventana, pero no de¬

be poder ver niguna fuente de luz extraña.

0 - ^ste preamplificador para micrófono, in-

__jrpora un control automático de ganan¬ cia, que mantiene el nivel de salida constan¬ te sobre un amplio margen de niveles de

entrada. El circuito está especialmente indi¬

cado para excitar el modulador de un trans¬

misor de radio y permite conseguir un alto

indice medio de modulación. Puede tam¬

bién ser utilizado en intercomunicadores, pa¬

ra proporcionar una más alta inteligibilidad y

compensar las diferencias entre los altavo¬

ces (o entre lo usuarios de estos dispositi¬

vos). La verdadera etapa amplificadora de la se¬

ñal es T2, que trabajan en modo de emisor

común, siendo la señal de salida tomada de

su colector. Una parte de ésta es enviada a

través del seguidor de emisor T3 a un recti¬

ficador de cresta compueso por D1/D2 y C4. La tensión en C4 se amplea para

controlar la corriente de base de TI, que

forma parte del atenuador de entrada. Para niveles bajos de señal la tensión en C4 es

-•equeña y TI absorbe poca corriente. Se¬

como la luz de una habitación o de la calle,

ya que éstas podrían provocar un funciona¬

miento no deseado dei circuito. La sensibi¬ lidad del equipo se ajusta por medio de Pl.

SI permite el encendido manual de las lámpa¬

ras. La elección de componentes no es crítica. Pueden emplearse diversos relés y

transformadores, pero la tensión

característica de la bobina del relé deber ser

unas 1,4 veces la tensión eficaz del transfor¬ mador, y la corriente de éste, 1,4 veces la corriente nominál del relé. Tampoco es

crítico el tipo de LDR empleado, ya que Pl

gún aumenta el nivel de la señal de entrada, la tensión en C4 sube y TI conduce mas,

atenuando de este modo la señal de entra¬ da. El resutado neto es que según esta señal aumenta, está sometida a un cada vez ma¬

yor grado de atenuación, y la señal de sali¬

permite un amplio margen de ajuste. Ti

puede ser un Dalington del tipo BC51~,

aunque por otra parte, puede hacerse m par Darlington a partir de dos TUNs. l.|

circuito puede adaptarse también para ilu¬ minación automática de portales, simple¬

mente empleando un relé con los contactos normalmente abiertos. La luz del portal se

encenderá entonces con la caida de la tarde

En este caso la LDR debe estar evidente¬ mente oculta de la luz del porche.

da permanece así constante para un amplio margen de niveles de entrada. El circuito es

apropiado para señales de entrada con un

nivel de cresta de hasta 1 V. El micrófono puede reemplazarse por un altavoz pe¬

queño para usos de intercomunicación.

preamplificador para micrófono

reguladores de tensión 78 L

Los integrados reguladores de tensión, de

baja potencia, de la serie 78L, son ahora tan baratos que representan una alternativa económica a los estabilizadores a zener, ad¬

más ofrecen las ventajas de mejor regula¬ ción, limitación de corriente y protección

contra cortocircuitos a 100 mA, e interrup¬ tor térmico en el caso de una excesiva disi¬

pación de potencia. De hecho, práctica¬

mente la única forma en que estos CI1 pueden resultar dañados es con una polari¬

dad incorrecta o por una excesiva tensión de entrada. Los reguladores de la serie 78L del tipo de hasta 8 V aguantan tensiones de entrada de

hasta uos 35 V, mientras que los del tipo de 24 V admitirán 40 V. Normalmente, por su¬ puesto, los reguladores no trabajarán con

diferencias entrada-salida tan grandes que produzcan una excesiva disipación de po¬ tencia. En la serie 78L ofrece la posibilidad de 8

tensiones de salida, diferentes como

muestra la fig. 1. El número de tipo completo lleva también un sufijo (no en la

tabla) para indicar la tolerancia de la ten¬ sión de salida y el tipo de encapsulado. El sufijo AC indica una tolerancia en tensión del 5 por 100, mientras que el sufijo C signi¬

fica una tolerancia del 10 por 100, la letra H

indica encapsulado metálico y la letra Z. encapsulado plástico. Así, un 78L05ACZ.

seria un regulador de 5 V con un 5 por 100 de tolerancia y encapsulado en plástico. Todos los reguladores de la serie 78L,

entregarán una corriente máxima de 100 mA, siempre que la diferencia de tensión

entrada-salida no exceda de 7 V, o de otro

modo funcionará el interruptor térmico.

Esto sucede para una disipación de unos

700 mW; sin embargo, la versión metálica, puede disipar 1,4 W si está dotado de un disipador. En la fig. 1 se muestra un circuito regulador

que emplea un integrado de la serie 781..


junto con la disposición de componentes nominal con una corriente de hasta 100 mA taje de estos condensadores está elegido de en una placa de circuito impreso adecuado. (vienen dadas en la tabla 1), junto con valo- modo que cualquiera de ellos se adapte a la

Las tensiones de transformador mínima y res apropiados para el condensador placa dei circuito sin dificultad, máxima, para obtener la tensión de salida electrolítico Cl. El producto capacidad/vol-

76052

un preamplificador

En muchas aplicaciones (audio, sistemas de

limpio I© hedida, amplificadores de antena, comuni¬ caciones, etc.) se requiere una etapa pre- amplificadora de bajo ruido y cualquier dise¬ co que reduzca el ruido hasta 1 dB, es aco¬ gido con entusiasmo por todos los aficiona¬ dos.

El circuito mostrado aquí se ofrece como ‘dea de diseño básico. Aunque no es

todavía perfecto, los resultados obtenidos hasta ahora, son prometedores: aun utili- ^ndo el equipo de medida más sensible a

Muestra disposición, no hemos podido me- dlr ninguna señal de ruido a la salida. Sin ernbargo, por el momento existe un pe¬ ceño problema: ¡la ganancia del circuito es cero!.

alektor julio/agosto 1980

Los detectores de mentiras, que miden la produce unos efectos muy interesantes. La resistencia de la piel, pueden resultar muy salida de N4 se usa para excitar un amplifi-

divertidos en fiestas y guateques especial- cador de audio compuesto por T9 y TIO. mente si dos participantes sostienen cada El circuito está provisto de ocho electrodos,

uno un electrodo y consienten en alguna for- lo que permite hasta cuatro parejas de par- ma de contacto físico (por ejemplo, besar- ticipantes. Al disminuir la resistencia entre se). El medidor se puede calibrar en grados los electrodos de un par, la frecuencia del de pasión. Una variación sobre el mismo te- oscilador correspondiente subirá, y así el

ma es un circuito que produce una señal de abrazo más ardiente dará la frecuencia más salida audible en vez de una indicación en el alta. La interconexión entre los dos oscila- medidor, lo cual es todavía más divertido. dores produce sonidos poco usuales. El circuito consta de dos osciladores contro- Por razones de seguridad, el circuito debe lados por corriente. La salida del oscilp.Jor tener una pila de alimentación para transis- N1/N2 ataca al oscilador N3/N4, lo cual tores de 9 V. del tipo: PP3, PP6, PP9, etc.

(6) Á\ comprobador de cables DIN


La comprobación de cables term inados en conectores DIN (o cualquier otro multipo- lar) puede resultar un trabajo penoso, ya que podemos encontrar como posibles fallos un conductor en circuito abierto o cortocircuito entre conductores. El circuito que discribimos aquí, nos indicará la exis¬ tencia de cualquiera de estos fallos. El comprobador consiste en dos bases DIN pentapolares (y la circuitería asociada), entre las cuales se insertará el cable que se desea comprobar. En dichas bases se hallan soldadas unas resistencia de 330 ohmios se¬ gún se aprecia en el esquema de la fig. 1, y este conjunto está acoplado por los puntos A y B al circuito electrónico de comproba¬ ción propiamente dicho. Este consiste en

un comparador basculante formado por IC1 e 1C2, y tan sólo unos pocos compo¬ nentes adicionales. El cable junto con las resistencias de 330 ohmios forman un divi¬ sor de tensión con Pl, el cual se ajusta para que la tensión en el punto B esté en el centro de basculamiento del comparador para un cable en buenas condiciones. La sa¬ lida de 1C1 será entonces de alto nivel, la IC2 de bajo nivel, con lo que el LED D2 lu¬ cirá. Si alguno de los conductores del cable estuviese suelto (circuito abierto), la ten¬ sión en el punto B será cero y las salidas de ambos integrados serán de bajo nivel con lo cual el LED DI lucirá. Si por el contrario existiese cortocircuito entre dos o más con¬ ductores, una o más resistencias de 330 oh¬

mios estarán en corto, haciendo que la ten¬ sión en el punto B sea superior a lo normal con lo que las salidas de ambos integrados estarán a nivel alto y el LED D3 lucirá. Para la calibración del comprobador co¬ nectaremos entre las dos bases un cable DIN en buenas condiciones, y ajustaremos Pl hasta que luzca D2. Conectaremos mo¬ mentáneamente una resistencia de 330 oh¬ mios en paralelo con una de las ya existen¬ tes, de forma que D3 luzca. Finalmene, DI ha de lucir cuando desconectemos el cable. El circuito puede alimentarse con una pila de 9 V, o bien, con un alimentador de red que proporcione de 9 a 15 VCC. El consu¬ mo de corriente a 9 V es de unos 15 mA.

buffer para bus de datos

Casi todos los sistemas de microprocesador emplean varias señales de control para los diferentes buses (de direcciones, de datos, de control). Por ejemplo, el 8080 emplea las señales MEMR y MEMN para iniciar los ciclos de lectura y escritura. Los datos y direcciones sólo pueden ser «leídos de» o «escritos en» el sistema de memoria duran¬ te esas señales. Igualmente, el 6800 utiliza la señal VMA para la validación de los da¬ tos en los buses del sistema; el 6502 que es similar al 6800, también utiliza una señal lectura/escritura. El circuito que mostramos aquí, representa un buffer bidireccional (transceptor de bus), que permitirá la interconexión de microprocesadores con memorias adiciona¬ les o adaptadores para interfase con perifé¬ ricos. Este circuito es adecuado para siste¬ mas basados en; 8080, 6800 y 6502, debien¬ do hacer en cada caso las conexiones in¬ dicadas; también puede usarse para el SC/MP, siendo las conexiones a realizar las mismas que para el 8080. Una desventaja de este circuito es el hecho de que su utiliza¬

ción obliga a la no existencia de memoria direccionable u otro dispositivo de interfase entre la CPU y nuestro circuito.


0(Q) multiplexor de datos

La transmisión de datos en «multiplex» no

sólo reduce el número de líneas de transmi¬ sión necesarias en comunicaciones, sino que es también muy útil en circuitos de re¬

lojes digitales, circuitos de preselección en

contadores, y circuitos de selección de entrada de datos para microprocesadores.

El circuito que presentamos aquí, es un tipo de multiplexor que tiene cuatro entradas de datos, y por medio de las entradas de

borrado y reloj puede seleccionar una entre

cuatro «palabras» de 4 bits presentes en las

citadas entradas.

Cuando la entrada de selección de un '74157 es alta, la información presente en la

mitrada B es transferida a la salida. Si la entrada de selección es baja, se transfiere a

la salida la información presente en la entrada A. Las entradas de selección de 1C2 e IC3, es¬

tán unidas entre sí, de forma que depen¬ diendo del estado de esa linea de selección,

dos entradas A o dos entradas B se trans¬

fieren a 1C4. Por último, la entrada de se¬

lección de IC4 se usa para seleccionar una de las dos «palabras» de 4 bits que se en¬

cuentran en sus entradas A y B.

El circuito integrado 1C1 trabaja como contador/divisor por 4. Cuando un «0» ló¬

gico aparece en la entrada de borrado, las

salidas Q de los flip-flop están a nivel bajo, y

entonces los datos presentes en las dos entra¬

das A de IC2 e IC3 llegan hasta la entrada de IC4, donde una vez más la entrada A se trans¬

fiere a la salida (esto es, el dato seleccionado

por SI). El primer impulso de reloj hace a Q1 alto, de forma que los datos presentes en las

entradas B de IC2 e 1C3 se envían a IC4.

Como la entrada de selección de 1C4 está todavía en bajo nivel, la información de S2

será la salida. El siguiente impulso de reloj

devuelve a Ql a su estado bajo pero, ya que

la entrada D del otro flip-flop se ha puesto alta, Q2 es también alto, y lo que aparece

en la salida es el dato seleccionado por S3;el próximo impulso de reloj hará que en la sa¬

lida tengamos el dato seleccionado por S4. Así pues, con un impulso de borrado y tres impulsos de reloj es posible multiplexar los

cuatro datos de 4 bits seleccionados en SI, S2, S3, S4.

amperímetro para automóvil

El circuito teórico del amperímetro está representado en la figura. La resistencia R1

es un Shunt a través del cual fluye la

corriente consumida, obteniendo en sus bomas una tensión proporcional a ella (má¬ xima 133 mV a 40 amperios). Esta tensión

se amplifica por medio del operacional Al, para ser posteriormente utilizada (a través de A2 y A8), para el encendido de los LEDs

DI a D8 que constituyen un voltímetro de

escala luminosa.

Si no hay corriente a través de RI, se ajusta el potenciómetro P1 para que la tensión de

salida de Al sea de 6.5 V, con lo que estare¬ mos en el umbral de encendido de D4 y D5.

Cuando hay corriente que se consume de la

batería, el extremo de la derecho del Shunt estará a menor potencial que el extremo de la izquierda, de forma que la salida de Al

subirá y los LEDs indicadores de descarga

(D5 a D8) se iluminarán. Por el contrario,

cuando la corriente va hacia la batería, la salida de Al baja, y los LEDs indicadores

de carga (DI a D4) se iluminarán. Es evi¬

dente que las variaciones en la tensión de batería causarán subidas y bajadas en la sa¬ lida de Al, lo que daría falsas lecturas. Esto

no es un inconveniente, ya que la tensión de

referencia para el voltímetro a LEDs no fija, sino que se toma de la propia bater J-

y aumenta y disminuye siguiendo a la tef sión de Al. La calibración del medida'


varía algo con la tensión de batería, pero un

amperímetro de coche no requiere una gran precisión.

Con los valores indicados para los compo¬ nentes, la calibración es correcta a 13 V de tensión de batería, pero puede variar en + 15

por 100 si esta tensión se mueve entre 11 y

15 V. para R1 hay varias posibilidades. Puede ser bobinada utilizando hilo resistivo tipo Manganin o Eureka; alternativamente se puede utilizar la caida de tensión en el cable

que conecta la batería y el regulador, colo¬

cando un extremo de P2 al terminal positi¬

vo de la batería y el otro en el propio regu¬

lador. Así, P2 puede servir para calibrar el emperimetro. Si la caída de tensión en el cable que nos ha servido como resistencia

fuera insuficiente, hay que incrementar la ganancia de Al aumentando el valor de R6.

O

generador para calibración de Fl (2X2)


Este circuito puede ser utilizado para ca¬ librar pasos de F1 con una frecuencia inter¬ media de 455 kHz. El generador produce efectivamente una señal de 455 kHz, la

cual puede estar modulada en amplitud (AM) o en frecuencia (FM) dependiendo de la posición de los interruptores SI y S2. El oscilador está construido en torno a un transistor TI de efecto de campo. Un trans¬

formador convencional de F1 se usa para determinar la frecuencia. El generador está sintonizado a su frecuencia correcta, pa¬ sando la señal de salida por un filtro cerá¬ mico de Fl. Después de ser rectificada, esa señal puede medirse en un voltímetro y ajustaremos TR hasta leer la máxima amplitud posible. De esta forma, la fre¬

cuencia del generador coincidirá con el va¬ lor de 455 kFIz deseado.

El circuito incorpora las posibilidades de modulación AM y FM. Cuando se calibra el generador, el interruptor SI ha de estar abierto para anular la modulación de la se¬ ñal de salida. La señal de modulación la proporciona el oscilador formado por T3 y sus componentes asociados. La modula¬ ción de la amplitud se consigue modulando

la tensión de alimentación de TI por medio de T2 (S2 ha de estar en la posición AM). La modulación de frecuencia (S2en posi¬ ción FM) se realiza por medio del diodo varicap D4. En ambos casos la profundidad de modulación puede variarse con el poten¬ ciómetro Pl.

La señal de salida del generador se toma del

bobinado secundario del transformador de FL Dependiendo de la impedancia y ten¬ sión de salida deseadas, la resistencia R15 puede tomar cualquier valor por encima de 100 Í2- En la mayoría de los casos es sufi¬ ciente un valor de 1 k.

Componentes:

Resistencias:

R1 ,R2 = 220 n R3= 100 a R4 = 470 ít R5,R7,R9,R10,R12 = 1 M R6 = 3k3 R8 = 2k2 R11,R13,R14= 5k6 Pl = 4k7 (5 k) ajuste

Condensadores:

C1 ,C6,C7 = 100 n C2 =180 p C3 = 1 n C4.C5 = lOOp C8 = 330 n C9.C10.C11 = 68 n

Semiconductores

TI = BF 245B, BF 256B, 2N3819 T2.T3 = TUN DI ,D2,D3 = DUG D4= BB105 D5 = diodo zener de 10 V.

Varios:

K1 = Filtro cerámico de 455 kHz (Murata o similar)

Tr = Toko 11100, 12374 transformador de Fl

(o equivalente)

(o)(Q) disparador temporizado @ para cámara fotográfica

Solamente las cámaras fotográficas más ca¬ ras disponen de velocidades de obturación más lentas que un segundo. Esto es un in¬ conveniente se si quieren hacer exposi¬ ciones largas, ya que hay que realizarlas en la posición «B» de la cámara y utilizar un cronómetro. El diseño que se describe en este artículo permitirá tomar fotografías con tiempos de exposición de 1 a 100 segundos, y puede utilizado con cualquier cámara fotográfica que disponga de la posición «B» y cable de prolongación del disparador. Asimismo, puede ser utilizado como disparador remo¬ to y temporizador para aquellas cámaras que no dispongan de estas opciones.

La parte mecánica del sistema consiste en un motor de 12 V (M) y un engranaje re¬ ductor que proporcione una revolución por segundo. El eje mueve una leva de dos ló¬ bulos que actúa sobre el cable prolongador de la cámara. Cuando se actúa sobre el cable, se opera a

la vez sobre el microinterruptor S2. El re¬ ductor puede conseguirse en cualquier co¬ mercio dedicado a maquetas de modelismo. Para mantener la velocidad del motor y prevenirlo de movimiento cuando se desco¬ necta la alimentación, se ha de incorporar un freno de fricción con un trozo de cuerda de acero (o de piano) y un fieltro colocado en el eje del motor.

El funcionamiento del circuito es muy simple: al pulsar el botón de arranque, SI, entra en funcionamiento el flip-flop NI/N2. Las entradas de N4 son altas, con lo que la salida es baja, haciendo conducir a TI y T2 y el motor se pone en marcha. Cuando el lóbulo de la leva actúa sobre el disparador y sobre S2, el temporizador IC2 comienza a actuar. La salida de 1C2 se hace alta, la de N3 baja y el motor se para. Cuando el temporizador termina, el motor arranca de nuevo y gira hasta que la parte lisa de la leva se alcanza cuando el disparador se suelta, S2 conmuta a su posición de reposo y el flip-flop NI/N2 se queda en reset.

alektor julio/agosto 1980

I

Para utilización como auto-temporizador, I S3 se conmuta a su posición alternativa y la ] velocidad del disparador puede establecerse nal valor deseado. Cuando se pulsa ahora

SI, 1C2 se dispara inmediatamente y el mo- 1 tor no se mueve. Cuando 1C2 se queda en i reposo el motor girará, operará el dispara- idor y continuará girando hasta alcanzar la

;j parte lisa de la leva momento en que S2 de- ¡ sengancha N1/N2.

j Como disparador remoto, hay que incor- j porar el diseño un cable largo para SI. Las | velocidades normales de la cámara se j pueden emplear utilizando el mínimo de re-

j tardo, o bien, puede colocarse la cámara en ¡ su posición «B» para largas exposiciones. | Existen dos rangos de exposición en I nuestro circuito, uno que va de 1 a 10 segun- | dos y otro de 10 a 100 segundos. Hay que j calibrar la unidad a 10 y 100 segundos co- |nectando condensadores en paralelo hasta Jobtener los tiempos correctos. Existirá un 1 ligero error en la temporización debido al ¡tiempo empleado por la leva para volver a jsu posición de reposo. Sin embargo, esto I será significativo sólo para cortas exposi- ¡ciones, y se puede compensar haciendo que lias posiciones relativas del microinterruptor Jy el cable del disparador sean tales que el Jinterruptor se actúe ligeramente antes de ¡que abra el obturador.


receptor murciélago Mediante el receptor de ultrasonidos que vamos a describir podrán hacerse audibles

señales ultrasónicas (es decir, señales cuya

frecuencia supera el límite del espectro de audio). Estas señales son producidas no só¬ lo por murciélagos, sino también por otros mamíferos e insectos (las mariposas, por

ejemplo), así como toda una serie de «fuen¬

tes inanimadas» como fugas de gas, mano¬ jos de llaves al entrechocar unas con otras,

etc. Nuestro receptor funciona simplemente re¬ duciendo la frecuencia de la señal ultrasóni¬

ca original hasta hacerla caer dentro del es¬ pectro audible. Se trata, pues, de un recep¬ tor de conversión directa que utiliza el ciucuito integrado TOA 440 y puede captar emisiones en el margen ultrasónico de 25 a

45 kHz. Como sensor se utiliza un trans¬ ductor ultrasónico ya que un micrófono

sería incapaz de captar señales de frecuen¬

cias tan elevadas. La señal captada por el transductor ultrasónico (US) se aplica a una de las entradas del circuito mezclador del TCA 440 a través de un simple filtro

LC(L1/C1); en la otra antrada se aplica la salida de un multivibrador astable, también

incluido en el circuito integrado, cuya fre¬ cuencia puede variarse por medio del P1. El

resultado de la mezcla ataca un filtro de pa¬ so bajo de unos 5 kHz. De esta forma con¬ seguimos recoger sólo la señal diferencia

entre las dos aplicadas al mezclador (señal captada y señal del oscilador local). Esta se¬ ñal diferencia amplificada se obtiene en la patilla 7 del integrado; el transistor TI se

encarga de amplificarla y adaptarla a la ele¬ vada impedancia de los auriculares. Los diodos DI y D2 se encargan de la realimen¬

tación negativa necesaria para el control

automático de ganancia. El circuito puede trabajar con tensiones de alimentación entre 5 y 9. De ninguna mane¬

ra debe consumir más de 13 mA. La tensión en la patilla 7 del integrado debe ser del or¬ den de 1,5 V. Desviaciones importantes de este valor medio ocasionarían un mal fun¬ cionamiento del circuito; si esto sucede de¬

berá modificarse el valor de R6 hasta conse¬

guir la tensión correcta en la patilla 7. La sensibilidad del receptor estará determina¬ da únicamente por el tipo de transductor

utilizado.

5...9V

sistema de iluminación para trenes miniatura

En general, las maquetas de ferrocarril mi¬ niatura incorporan luz interior en los vago¬ nes de viajeros mediante una simple toma de corriente de la vía (corriente de tracción de la máquina) y una o dos bombillas. Sin

embargo, se presenta el conocido inconve¬ niente de que la intensidad luminosa de las bombillas de alumbrado dependerá lógica¬ mente del valor de la tensión presente en ca¬ da instante en la vía; y dado que la tensión

de la vía es la que determina la velocidad de la locomotora, se llega al triste resultado de que la iluminación de los vagones varía de igual forma que la velocidad de la máquina. Aún más, la iluminación se apaga cuando


se detiene la máquina ante una señal o en una estación, con la consiguiente pérdida de realismo. Sin embargo, el problema puede ser resuelto en aquellos modelos de ferrocarril miniatura que trabajen con ten¬

siones continuas (DC) de tracción, con ayu¬ da del siguiente circuito que permite trans¬ mitir por la misma vía, una tensión de ali¬

mentación independiente para las luces de los vagones.

El circuito utiliza el hecho de que un motor de corriente continua no trabaja con corriente alterna; es más, un motor de

corriente continua presenta una gran impedancia ante la corriente alterna con tal que ésta sea de frecuencia suficientemente alta. Esto significa que podremos superponer una corriente alterna de alta frecuencia a la

corriente continua de tracción sin que afec¬ ta para nada a esta última; pero la compo¬

nente alterna de alta frecuencia podrá utili¬ zarse para alimentar la iluminación de los vagones. Para asegurarnos de que la ten¬ sión de iluminación es aportada únicamen¬ te por la componente de alta frecuencia de¬ sacoplaremos en continua cada vagón me¬ diante un condensador (C) en serie con la

lámpara (La). En la figura 1 puede verse el principio de funcionamiento del circuito. La autoinduc¬ ción L tiene la misión de impedir el paso de tensiones alternas hacia la fuente de conti¬ nua encargada de alimentar los motores de las máquinas de tren presentes en el cir¬ cuito. Puesto que por esta bobina habrán de circular corrientes más bien fuertes (has¬ ta 2 A en algunos casos) será una buena idea recurrir al empleo de una bobina del ti¬ po de las utilizadas en los filtros que incor¬ poran las cajas de algunos altavoces.

1

En la figura 2 se muestra el esquema del cir¬ cuito utilizado para la alimentación de alumbrado en corriente alterna. El circuito

es básicamente un oscilador senoidal se¬ guido por un amplificador que puede entre¬ gar a la salida una potencia de unos 15 W (1,5 A con tensión de salida máxima de 10 RMS), suficiente para alimentar unas 30

lamparitas de las normalmente utilizadas en la iluminación de vagones de ferrocarril mi¬ niatura. La frecuencia del generador se- incluirá en serie con ellas (conectadas entre noidal (constituido por 1C1) es de 20 kHz si en paralelo) un condensador de 1 ¡i F.

aproximadamente. Mediante P1 puede Aquí de nuevo resulta recomendable utili- ajustarse la ganancia de ICI hasta obtener zar condensadores de poliester o policarbo- una forma de onda correcta a la salida. La nato. Estos condensadores deberán mon- amplitud de la señal puede variarse con P2. tarse también puenteando los diversos Lo más recomendable suele ser efectuar el aislamientos entre circuitos que pueden ajuste de forma que se obtenga la mejor existir en maquetas de un cierto tamaño, forma de onda posible con las máximas De esta forma se conseguirá que existan condiciones de carga previsibles (aproxima- tramos aislados para señales, vías muertas, damente 30 lámparas de 1/2 W). Para C7 etc. en cuanto a tracción, pero la corriente debe utilizarse un condensador de poliester de alumbrado llegue a todos los puntos del o policarbonato. Si el valor propuesto resulta circuito. Para ello la mejor solución consis- inalcanzable con un solo condensador debe- tirá probablemente en montar varios con-

rán conectarse varios en paralelo. El uso de densadores iguales que C7 para alimentar condensadores electrolíticos bipolares no re- cada uno de los tramos aislados que tenga sulta adecuado aquí porque las corrientes al- el circuito. temas a manejar son demasiado importantes. Por último, destaquemos que la salida del La capacidad de desacoplo en serie con cada circuito es cortocircuitable y que los tran- lámpara del vagón deberá ser de 0,5 jlí F. De- sistores TI y T2 deberán montarse con disi- este modo, si el vagón tiene dos lámparas se padores.

mezclador de video con (qYq) anchura de banda limitada ¿/¿L

JAI utilizar circuitos digitales generadores de i caracteres para presentar información en juna pantalla de televisión, suele suceder

que las señales digitales generadas tienen un y de video del receptor de televisión utiliza- ancho de banda mayor que el correspon- do. Esto puede ocasionr una cierta pérdida diente a las etapas IF (frecuencia intermedia) de calidad en la imagen; para evitarlo pare-


sincro-Knea sincro-cuadro (Horizontal) (vertical)

5 V OO 5 V

ce conveniente limitar el ancho de banda de la señal digital de video que va a aplicarse al receptor.

Una manera simple y lógica de hacer esto es

alargar los impulsos de video mediante el circuito de la figura. Como se ve, consta

fundamentalmente de dos disparadores (trigger) de Schmitt y una cadena RC que se

encarga de aplicar a la señal un retardo conveniente. La señal así retrasada se suma con la señal original (sin retardo) mediante los inversores N3,N4 y N5. Los impulsos de salida de N5 son de este modo más largos

que los originales, lo que tiene el efecto de reducir el ancho de banda de video en apro¬

ximadamente un tercio de su longitud sin pérdida alguna de definición en los caracte¬ res.

Dos de las puertas sobrantes del C1 séxtuple inversor 7406 pueden ser utilizadas para construir un mezclador video (N6 y N7) que

permite combinar información gráfica y se¬

ñales de sincronismo en una señal compues¬ ta de video.

Nótese que este circuito sólo puede ser utili¬

zado con señales de video digitales (blanco y negro solamente) y no con señales analó¬ gicas en que se presenten tonos grises.

amplificador de intermedia para

frecuencia FM

El siguiente circuito nos permite montar en

una placa extremadamente pequeña un pa¬ so amplificador de FI (frecuencia interme¬ dia), detector de FM y amplificador de BF. Junto con un paso de alta frecuencia ade¬ cuado, este circuito es el circuito integrado TDA 1190Z que contiene un amplificador- limitador de Fl, un filtro de paso bajo, un detector de FM, un amplificador de audio

(ataca directamente al altavoz) y una fuente de alimentación estabilizada para los cir¬ cuitos de Fí y detector. El detector es del ti¬ po de los llamados «de coincidencia» y pre¬ cisa tan sólo una bobina auxiliar Ll.

El circuito integrado TDA 1190Z fue dise¬

ñado originalmente para ser utilizado en las etapas de audio de los receptores de televi¬ sión; sin embargo, su funcionamiento es sa¬ tisfactorio con los valores más altos de FI-FM (10,7 MHz). Utilizando la placa de circui¬ to impreso que se acompaña no debe ha¬ ber problemas para la construcción de un

receptor FM miniatura. Nuestro prototipo arronjó los siguientes resultados: Potencia de salida 1 W (con una tensión de alimenta¬ ción de 12 V sobre carga de 12 Í2); supre¬ sión de AM de al menos 50 dB para ten¬ siones de entrada entre 0,1 y 20 mV (pro¬ fundidad de modulación de AM 30 por

100, frecuencia de modulación 1 kHz, ex¬ cursión de frecuencia en FM 40 kHz). Se necesitó una señal de entrada de 50/rV para

obtener una relación señal-ruido de 26 dB. Comparado con otros CI amplificadores de FI/Detectores, las características del TDA 1190Z no son nada inferiores. El consumo del circuito en reposo (sin señal de salida) es solamente de 15 mA. Con una o dos altera¬ ciones mínimas el circuito puede ser emple¬ ado también con una Fl de 455 kHz (tal co¬ mo es utilizado, por ejemplo, en receptores de la banda de dos metros).


Componentes Condensadores: Semiconductores:

C1 ,C2 = 47 n IC1 = TDA 1190Z (Motorola) Resistencias: C3 = 4n7 R1 = 330 n C4 = 50 m/16 V Varios: R2 = 4íi7 C5,C8 = 100 g/16 V FL1 = filtro cerámico SFE 10,7 A, R3 = 22 k C6= 220 n CFS 10,7 A o equivalente R4 = 1 íi C7 = 1000 p/16 V L1 = bobina detectora R5 = 5k6 C9= 100 n Toko 33733, 30465 R6= 15 n C10= 120 p P1 = potenciómetro lineal C11 = 470 p de 22 k (25 k) C12 = 10 p

medidor de eficacia de los frenos

La eficacia de la frenada de un automóvil puede ser evaluada simplemente midiendo el tiempo necesario para detener el automó¬ vil a partir de una velocidad conocida. La decelaración en metros por segundo al cuadrado viene dada por la ecuación:

a = —v/t donde v es la velocidad en metros por se¬ gundo y t es el tiempo en segundos necesa¬ rio para detener el auto. Este valor de dece¬ leración media puede ser convertida en va¬ lores «g» dividiéndolo por el factor 9,8 . Sobre un firme sólido y seco, un coche con buenos frenos y neumáticos debe superar el valor de 0,5 g. Es bastante simple construir un temporizador que sea accionado por un interruptor «de inercia» (ver figura) cuando comenza¬ mos a decelerar y se detenga al hacerlo el coche. Sin embargo, el tiempo así medido tendría que ser convertido en valores «g» utilizando ecuación anterior. Para evitar¬ nos esa molestia hemos diseñado el circuito objeto de este artículo. Si dibujamos la curva de variación de la de¬ celeración (en valores g) en función del tiempo de frenada obtendremos una curva del tipo de la figura (hipérbola equilátera). Ello es completamente lógico puesto que el tiempo necesario para detener el coche se

incrementa al descender el valor de la dece¬ leración aplicada. Asimismo, si descarga¬ mos un condensador a través de una resis¬

tencia la curva de variación de la tensión con el tiempo sería la conocida exponen¬ cial. No obstante, si se modifica la constan-

7-70 elektor julio/egosto 1980

te de tiempo de descarga conforme dismi¬ nuye la propia tensión del condensador puede conseguirse una razonable aproxi¬ mación a una hipérbola. Si descargamos el condensador durante el período de decele¬ ración y detenemos esa descarga apenas el coche se para, la tensión remanente en el condensador será (aproximadamente, claro

está) directamente proporcional a la decele¬ ración. Todo esto puede verse en la figura

1. En la figura 2 se ve el circuito práctico utili¬ zado para el medidor. Al accionar el pulsa¬ dor de rearme las salidas de los flip-flops N1/N2 y N3/N4 quedan en 0 y el condensa¬

dor C1 se carga aprox. a 5,1 V mediante TI y el transistor T2 pasa a corte. Se lleva el automóvil a una velocidad apro¬ ximada de 48 km/hora por una carretera llana, frenando bruscamente en un momen¬ to dado. Al aplicar los frenos el interruptor

de inercia es accionado, disparando ambos

flip-flops. Con ello se hace conducir a T2 y se corta TI. El condensador C1 comienza entonces a descargarse hasta que el auto se detiene (cuando el interruptor de inercia

vuelve a su posición normal), momento en el que el flip-flop N3-N4 es puesto en 0 y

T2 queda cortado. Gracias a los dos diodos en serie con P1 y R3,C1 se descargará hasta un valor aproxi¬

mado de 1,2 V con una constante de tiempo de unos 2 segundos; por debajo de esta ten¬ sión D2 y D3 dejarán de conducir y la cons¬

tante de tiempo subirá a 7 segundos. Dentro del margen de 1,4 a 14 segundos (que corresponde a una margen de decele¬ raciones que va de 0,1 a 1 g) la curva de des¬

carga es una razonable aproximación a una

hipérbola, por lo que la tensión presente en Cl, al final de cada descarga será propor¬ cional a la deceleración. Esta tensión puede ser medida en un voltímetro convencional o

en un voltímetro a LED tal como el UAA

170. El interruptor de inercia puede ser un microinterruptor (microswitch) de palanca con un peso sujeto a esta última, un in¬ terruptor de gota de mercurio o cualquier otro mecanismo que opere tan pronto el

coche comienza a decelerar. Para calibrar el circuito se coloca P2 en una posición intermedia y se cierra manualmen-

2

te el interruptor de inercia, ajustando P1 ¡ hasta que se precisen 2,75 segundos para obtener una lectura de 0,5 g (que corres¬

ponde a 1,25 V). Se repite a continuación el i mismo precedimiento hasta que sean nece- ¡ sarios 13,75 segundos para una lectura en el j voltímetro de 0,1 g.

control para sintetizador de frecuencia

En los modernos transceptores la frecuen¬

cia deseada es seleccionada a menudo en el sintetizador por medio de interruptores giratorios (thumbwheel switches) en código BCD. Puesto que este tipo de interruptores es bastante caro, la alternativa propuesta aquí resulta particularmente interesante. Además, el hecho de que la frecuencia se selecciona en nuestro circuito mediante tan sólo dos pulsadores ofrece la posibilidad de incluirlos en el mismo cajetín del micrófo¬ no, cerca del pulsador de cambio. Esto últi¬ mo resulta muy útil en equipos móviles. El principio básico del sintetizador de fre¬ cuencia es estremadamente simple. La fre¬

cuencia de salida de un oscilador controla¬ do por tensión (VCO) es dividida por un número preseleccionado y el resultado es comparado con una frecuencia fija de refe¬ rencia. El resultado de la comparación es llevado a algún tipo de circuito (usualmente un PLL= lazo de enganche de fase) que ajusta la frecuencia del VCO hasta que el resultado de la división tiene la misma fre¬ cuencia que la referencia. El resultado glo¬ bal es que la salida del VCO tiene una fre¬

cuencia igual a la frecuencia de referencia multiplicada por la razón de división. De esta forma se pueden sintonizar rápida y exactamente un gran número de frecuen¬ cias, variando solamente la razón de divi¬ sión de la frecuencia del VCO. En el circuito que describimos aquí, la sali¬ da del VCO ataca a los divisores de fre¬ cuencia IC3.1C4 e IC5. Estos contadores han sido dispuestos en el modo de cuenta atrás decimal. Cada vez que alcanzan el es¬ tado 000, el impulso de acarreo de IC5 se lleva a través de N10 al interruptor lógico de preselección (present enable input) de es¬ tos tres circuitos. Por su parte, IC3 e IC4 se llevan a un número decimal determinado por otros dos contadores-divisores por 10 (los cir¬ cuitos integrados IC1 e IC2) finalmente, IC5 queda en 1111 (su preselección no varía).

El mismo impulso de acarreo (carry-out pulse) de 1C5 es conducido a una entrada del circuito PLL (phase-lock loop) donde es comparado con la frecuencia de referen¬ cia. La frecuencia de salida de los impulsos de N10 debe de esta forma ser igual a la fre¬ cuencia de referencia y, puesto que la salida

del VCO es utilizada para gobernar los con- j tadores (es la frecuencia de reloj que los ali¬ menta), la frecuencia de salida del VCO se¬ rá igual a la frecuencia de referencia mul¬ tiplicada por un número «9XY», donde X e Y son los valores preseleccionados y alma¬ cenados en 1C1 e 1C2, respectivamente. Por ejemplo, si la frecuencia de referencia es 1 kHz la banda de sintonía se extenderá de 900 a 999 kHz en pasos de 1 kHz. Si el nú¬ mero almacenado en IC1 es 4 y el almace¬ nado en IC2 es 6, la frecuencia de salida se¬

rá en este caso 964 kHz. Si IC1 e IC2 fueran interruptores giratorios (thumbwheel switphes) el circuito resultaría obviamente convencional. Sirí embargo, no lo son. Somo ya se hizo notar anteriormen¬ te, estos integrados son contadores decima¬

les y almacenarán un número mientras no reciban impulsos de conteo. De esta forma SI y S2 se utilizan para fijar le frecuencia deseada: SI ocasiona el conteo directo y S2 el conteo inverso de 1C1 e 1C2. Una breve presión en cualquiera de los dos causará una alteración de 1 kHz en la frecuencia de salida (una unidad en IC1). Si se mantiene


pulsado cualquiera de ellos el conteo y la variación de frecuencia continuarán hasta que se levante el dedo del pulsador. Comenzando por los pulsadores, esta parte

del circuito opera de la siguiente forma: N6 y N7 suprimen el rebote de contactos en SI y similarmente N8 y N9 «limpian» la sali¬

da de N2. Cuando se mantiene pulsado al¬ guno de los dos pulsadores la salida corres¬

pondiente (N6 o N8) queda en nivel bajo (0 lógico) con lo que la salida de N5 queda en nivel alto, con lo que N3 puede actuar. A partir de ese momento N3 llevará la sali¬ da del generador de onda cuadrada contro¬ lado por tensión (formado por N1 y N2) a las entradas de reloj de IC1 e IC2. La fre¬ cuencia de reloj de N1 y N2 depende del es¬ tado de salida de N4. Si N4 está en nivel al ¬ to, la frecuencia de reloj es baja y vicever¬ sa. Inicialmente C3 está descargado, la sali¬

da de N4 en nivel alto y la frecuencia de re¬ loj en su valor más bajo. Sin embargo, si se

mantiene pulsado un rato cualquiera de ambos pulsadores, la salida de N5 quedará en 1 lógico, cargando aC3 a través de R3. Tras un corto tiempo C3 estará suficiente¬ mente cargado para cambiar el estado de N4, incrementando así la frecuencia de re¬

loj. Al soltar el pulsador C3 se descarga rá¬ pidamente a través de D2 y N5. De éste mo¬ do se consigue que la velocidad de cambio de la frecuencia seleccionada sea elevada, tras haber tenido pulsado un rato el botón (para poder ajustar el valor deseado con pre¬ cisión y evitándonos lentas esperas cuando el cambio de frecuencia comprende varias de¬ cenas de kHz). Cuando se pulsa SI, la sali¬ da de N6 queda en nivel bajo y la de N8 en nivel alto, con lo que IC1 e IC2 cuentan en sentido directo. Sin embargo, el pulsar S2 la salida de N6 queda en nivel alto y la de N8 en nivel bajo: de este modo ambos con¬ tadores funcionarán en conteo invertido

(cuenta atrás).

Los dos integrados IC1 e IC2 pueden ser preseleccionados automáticamente en una

frecuencia determinada al aplicar tensión al circuito. Para ello se han incluido los com¬ ponentes C4 y R4: estos componentes po¬ nen en 1 lógico la entrada PE (preset enable) de ambos contadores durante bre¬

ves instantes en el momento de aplicar ten¬ sión al circuito. Ello permite la preselección de cualquier número inicial en IC1 e IC2 simplemente uniendo las entradas de prese¬ lección de ambos contadores al 0 lógico (polo negativo común) o al 1 lógico (positi¬ vo de la alimentación) según se quiera pre¬ seleccionar un 0 o un 1 en el lugar corres¬ pondiente. Téngase presente que la prese¬ lección es en BCD. Las conexiones al polo positivo o negativo para esta preselección se han resumido en el rectángulo denomi¬

nado «preselección» en el esquema.

compresor/limitador Este circuito muestra una aplicación de la Durante el funcionamiento P1 ajusta el ni- el limitador comenzará a tener en cuenta casa CADAC para uno de sus circuitos vel de entrada al circuito y P3 el umbral en solamente el control de las pendientes de VCAT (atenuador controlado por tensión) el cual comienzan la limitación y la compre- subida y bajada; es decir, donde el Umita- como elemento limitador-compresor. sión de la señal. P4 fija el punto en el cual dor actúa una vez ha comenzado la


compresión de una señal creciente. P5 ajus¬ ta el tiempo de ataque de ambos circuitos compresor y limitador, y P6 determina el tiempo de recuperación del circuito tras una sobrecarga. P2 fija la relación de compresión de la señal de audio: en el extremo de mínima resistencia el circuito puede comprimir una variación de 20 dB a la entrada, dando una variación de 4 dB a la salida. En el otro extremo del poten¬ ciómetro la razón es de 2 a 1 (20 dB dan 10 dB). Cuando comienza la limitación la ra¬ zón de cambios en la entrada a cambios en

la salida empieza sobre 5:1 (con P2 al máxi¬ mo de resistencia), yendo hasta 40:1 con re¬

sistencia mínima. P7 controla el umbral en el cual una entrada externa de audio co¬ mienza a controlar la atenuación de la ca¬ dena principal y puede ser conectada a la entrada si se desea una limitación inversa.

De este modo un incremento de señal a la

entrada por encima del umbral produciría un nivel de salida decreciente con el consi¬ guiente efecto curioso para el oyente del

programa. Aparte de la placa del VCAT propiamente dicha, no se precisan más que componentes comunes de fácil adquisición. Con el proto¬

tipo se utilizó un cuádruple operacional Harris 4605-5 que se alimentaba de los mis¬ mo + 22 V del VCAT. Sin embargo, si van a montarse fuentes de + 15 V y puede tole¬

rarse un nivel de recorte algo limitado, puede usarse cualquier tipo de cuádruple 741. Otro prototipo funcionó casi igual¬

mente bien utilizando un LM324. El cir¬ cuito, pues, no es crítico en cuanto al tipo de operaciones empleado.

Las características básicas del circuito son las siguientes: Entrada de señal: Hasta + 24 dBm. Salida de señal: Hasta + 24 dBm.

Umbral: Desde - 20 dBm.

Tiempo de ataque: 100 fis a 500 ms. Tiempo de bajada: 500 ms a 5 s. Impedancia de entrada: 10 k-100 k.

(según la posición del control de entrada). Carga de salida: 47 k.

(debe incorporarse un amplificador de ga¬

nancia unitaria para acometer líneas de distribución de señal).

Respuesta de frecuencia: 10 Hz a 100 kHz ■ + 1 dB.

Distorsión: Menos del 0,1 por 100 a cual- |

quier frecuencia de 40 Hz a 10 kHz desde j no limitación a limitación completa con ¡ tiempo de bajada de 1 s. j

Ruido a la salida: Menos de 25 pV en el | ancho de banda de 10 Hz a 10 kHz. |

Alimentación: + 22 V (puede ser utilizado j con + 15 V pero el margen dinámico empe- j ora). j

W decodificador de direcciones programable

Este circuito resulta especialmente útil para la experimentación con sistemas de microprocesadores. Su función es recono¬ cer una dirección de 16 bit preseleccionada entre un máximo de 64 k de memoria. La dirección del byte de datos que ha de ser examinado se fija con los interruptores gi¬

ratorios SI y S2. Tan pronto como la direc¬ ción pedida aparece en el bus de direcciones la salida del circuito pasa a 1 lógico. Una versión invertida (lógica negativa) de la se¬ ñal de salida puede obtenerse también to¬ mando la salida de N1 directamente. En ese caso puede suprimirse N2 si así se desea.

Opcionalmente pueden decodificarse pági¬ nas o bloques de memoria de tamaños ele¬ vados. Por ejemplo, basta omitir IC1 e 1C2

para que el circuito direccione bloques de me¬ moria de 1/4 k. Debido al fuerte consumo de señal (fan-in) de las puertas IC1...IC4, este circuito debe-

oscilador (Q\Cd) de onda cuadrada z/@

Con el esquema siguiente es posible cons¬ truir un simple y práctico oscilador de onda

cuadrada utilizando casi cualquier tipo de operacional. Este diseño está libre de problemas de «memoria» en saturación, etc. (a menudo presentes en multivibrado-

res convencionales) y su frecuencia es prác¬ ticamente independiente de la tensión de alimentación. El circuito sólo utiliza seis componentes. Su funcionamiento es como sigue: al conectar la tensión C1 está descar¬ gado; la entrada inversora de IC1 está en

consecuencia a 0 V y mientras que la entrada no inversora queda a tensión alta gracias a

*1 y R2. En consecuencia la salida de 1C1

1

* ver texto 78043 i

sube, con lo que la entrada no inversora es llevada a una tensión aproximadamente igual a 1/3 de la de alimentación por el con¬ junto R1,R2 y R3. C1 comienza entonces a cargarse a partir de las salidas de IC1 (a tra¬ vés de R4) hasta que la tensión en sus bor¬

nes supere el valor presente en la entrada no inversora, momento en el que la salida del IC1 pasará a valer cero voltios. Los puntos exactos entre los que se mueve la tensión de salida, dependen del tipo de operacional utilizado. La entrada no inversora de IC1 ha quedado ahora a 1/3 de la tensión de ali¬ mentación. C1 comienza entonces a descargarse a tra-

7-74 elaktor julio/agosto 1980

vés de R4 sobre la salida de IC1 hasta oue su tensión quede por debajo de la de la

entrada no inversora; en ese momento la

salida del 1C1 vuelve a quedar en un valor elevado (prácticamente la tensión de ali¬

mentación) y el ciclo se repite. Puesto que

las variaciones en la tensión de alimenta¬ ción afectan por igual a la carga de C1 ya los niveles de umbral en los cuales la salida

del operacional cambia de estado, ambos efectos se cancelan y la frecuencia de oscila¬

ción resulta independiente de la alimenta¬

ción. Su valor viene dado por la fórmula:

(1.4) R4C,

donde f viene en Hz si se pone R4 en ohmios

y C1 en faradios, o bien f en Hz si R4 en ki- lohmios y C1 en microfaradios.

En este circuito puede utilizarse práctica¬ mente cualquier emplificador operacional;

la tabla 1 muestra los valores extremos de

tensiones de alimentación y la máxima fre¬ cuencia obtenible para varios operacionales

t! '>cos. El ciclo de trabajo debería ser del

__ por 100, pero debido a las asimetrías existentes en las etapas de salida de los ope¬

racionales no suele ser así en ningún caso

El único de los operacionales listados que

dio exactamente un ciclo de trabajo del 50

por 100 fue el CA 3130. Se observó también

que a tensiones de alimentación bajas hay una cierta dependencia de la frecuencia res¬

pecto de la tensión de alimentación, expli¬

cable considerando las variaciones en las características de salida de los operaciona¬ les comunes. Sin embargo, con tensiones de

alimentación superiores a 10 V no deben es¬ perarse problemas.

La tensión de trabajo de C1 debe ser al me¬

nos 2/3 de la tensión de alimentación.

Tabla 1.

amplif Ten®6" de tensión de operacional alimertación alimentació

más baja más alta 709 S V 36 V 741 3.5 V 36 V

CA3130 3 V 16 V CA3140 5 V 36 V CA3100 8.5 V 36 V LF357 3 V 36 V LM301 3 V 36 V

frecuencia más elevada 325 kHz 100 kHz (salida triangular por encima da 30 kHz debido a la limitación de pendiente a la salida] 276 kHz 200 kHz 275 kHz 325 kHz 325 kHz

referencia de tensión com¬ pensada en temperatura

MA723/TBA281 (TOS) El popular circuito integrado regulador de tensión 723 lleva incluida una fuente de ten¬ sión de referencia con un coeficiente de

temperatura bastante bajo. Usando un tru¬

co bastante simple puede conseguirse que el 723 trabaje como un «horno» mante¬ niéndose él (y por tanto la tensión de refe-

—"ida) a una temperatura virtualmente .stante y eliminando de esa forma la de¬

pendencia entre temperatura y tensión de

referencia. El 723 se conecta como un amplificador no inversor de ganancia unita¬

ria a cuya entrada se aplica la tensión:

Uref x Ra

R3 + R4

Esto provoca el flujo de corriente a través de la resistencia de carga R5 (a través tam¬ bién de los transistores TI y T2). La poten¬

cia disipada en estos transistores eleva la

temperatura del integrado y esto provoca, tras un cierto tiempo, la caída de la tensión

base-emisor del transistor sensor de tempera¬

tura T3. Cuando esta tensión base-emi¬ sor queda por debajo del valor ajusta¬ do en P1 el transistor T3 conducirá cor¬ tando la corriente de salida hasta que el

«chip» se haya enfriado lo suficiente para permitir que T3 se corte de nuevo y T1-T2

vuelvan a conducir.

El resultado es que el «chip» y su tensión de referencia se mantienen a una temperatura

prácticamente constante. Lógicamente esto

sólo es correcto si la temperatura del integra¬ do (chip) se mantiene en valores conside¬ rablemente superiores a la temperatura am¬ biente; está claro que el circuito no puede

enfriar el integrado a una temperatura infe- ajustar la temperatura del circuito inte¬

grado a un valor conveniente (entre 60 y 70° C.). El procedimiento de ajuste puede llevar algún tiempo, puesto que

es necesario permitir que la temperatura del circuito integrado se estabilice después de cada reajuste de P1. El mejor procedimien¬ to es llevar el cursor de P1 hacia Rl, conec¬ tar y dejar un rato el circuito funcionando;

una vez estabilizada la temperatura, se mi¬ de ésta (o se evalúa subjetivamente; 60 o 70 0 C. es el punto justo en que la temperatura

empieza a ser molesta al tacto por lo eleva¬

da) y se reajusta Pl, etc. El valor de R5 de¬ pende de la tensión de alimentación utiliza¬ da y debe ser de 33 £2 para tensiones entr; 7 y 15 V,68 £2, para tensiones entre 15 y 25

y 100 £2, para tensiones entre 25 y 35 V.


regulador sensoria! de intensidad luminosa La característica más sobresaliente de este circuito es que está formado totalmente por componentes de estado sólido no utilizando'

componentes mecánicos (interruptores o potenciómetros). Se puede encender o apa-, gar, aumentar o disminuir la intensidad de

[a lámpara simplemente colocando un dedo en la placa de contacto.

Este circuito se basa en el circuito integrado S566B de Siemens. Este circuito integrado

es básicamente un controlador de fase para triac, es decir, el brillo de la lámpara se controla variando el punto de la onda en el que se dispara el triac, según se muestra en

la fig. 1. Cuando más pronto se dispara el triac mayor es el ángulo de conducción y mayr>r es la potencia entregada a la lámpa¬

ra. Por el contrario cuanto más se tarda en

disparar al triac menos potencia se entrega¬ rá a la lámpara y menos lucirá ésta.

Variando el ángulo de conducción desde 30° hasta 150° se obtiene un control que va

desde casi plena potencia hasta casi 0. La fig.2, muestra como el S566B varía el ángulo de conducción del triac en respuesta al contacto del dedo con la placa. Tocando

muy brevemente la placa (de 60 a 400 ms) la lámpara se enciende en el punto en que se usó la última vez. Tocando de nuevo la pla¬ ca brevemente la lámpara se apaga. Si la placa se toca durante más de 400 ms, la

lámpara empezará a aumentar o disminuir

periódicamente su nivel de iluminación. Cuando se deja de tocar la placa, la lámpa¬

ra permanece en el nivel de iluminación que tenía en ese momento.

La fig.3, da el circuito completo del regula¬ dor de iluminación utilizando el S566B. Es¬ te circuito permite diversas posibilidades de

control tales como sustituir la placa de con¬ tacto por un pulsador o utilizar varias pla¬ cas de contacto.

*

7-76 ilektor julio/agosto 1980

display hexadecimal Cuando se trabaja con microporcesadores es frecuente la notación hexadecimal para

la entrada y salida de datos. Los números hexadecimales pueden ser decodificados y

presentados en pantalla de muchas mane¬ ras. El primer sistema puede ser utilizar un

«display» hexadecimal con decodificador

incorporado tal como el Hewlett-Packard 5082-7340. Si embargo, estos circuitos re¬

sultan algo caros. Una segunda posibilidad consiste en programar una rutina destinada a este fin en el procesador. Sin embargo, es¬

to puede suponer ocupar unos 200 bytes de memoria ROM dependiendo del tipo de procesadores.

El método que se describe aqui emplea el decodificador BCD a 7 segmentos normal para decodificar los números 0 a 9 mientras

que los números A a F se decodifican me¬ diante un doble decodificador «uno de

cuatro» y una matriz de diodos. Esta solu¬

ción es considerablemente menos cara que

el empleo de decodificadores hexadecima¬ les y no requiere tampoco el empleo de me¬

moria ROM. El circuito del decodificador hexadecimal

se da en la fig.l. Para decodificar los

dígitos del 1 al 9 se utiliza un decodificador 7448 con un «display» de cátodo común en vez de utilizar un decodificador 7447 y un

«display» de ánodo común. Esto se hace así para permitir obtener una función OR

cableada entre las salidas del 7448 y las del 74175 (doble decodificador uno de cuatro).

El circuito 7448 funciona de manera que cuando un determinado segmento del «display» tiene que estar apagado el corres¬ pondiente transistor de salida está en con¬

ducción cortocircuitando el segmento, mientras que cuando el segmento está en¬

cendido el correspondiente transistor está en corte circulando la intensidad por el seg¬ mento a través de las resistencias en serie

R1...R8. Así pues, los dígitos 0 a 9 son decodificados normalmente por el 7448. Las puertas NI y N2 realizan la fruición Booleana.

F = (B + C) • D. Como se puede ver en la tabla de la verdad de la fig.2, la salida de N2 es alta para los

dígitos 0 a 9. Esto inhibe al 74155 de mane¬ ra que todas las salidas de los «buffer» N4 a N9 son altas.

Para los dígitos A a F las salidas de N2 es baja. Lo cual activa la entrada LT del 7448

de modo que normalmente lucirían todos los segmentos del «display» sin embargo,

ahora el 74155 está ya activo y las salidas 2 a 7 permiten, a través de la matriz de diodos, cortocircuitar aquellos segmentos que no son necesarios. Una pequeña des¬

ventaja de este circuito es que no permite distinguir el número 6 de la letra B. Para evitar este problema el punto decimal del «display» se enciende para los dígitos 0 a 9 y se apaga para los dígitos A a F.

Tabla 1 79115 salida del 74155

DCBA F 234567

0 0000 1 lililí 1 0001 1 lililí 2 0010 1 lililí 3 0011 1 lililí 4 0 1 0 0 1 lililí 5 0101 1 lililí 6 0110 1 lililí 7 0 111 1 lililí 8 1000 1 lililí 9 1001 1 lililí A 1010 0 011111 B 1011 0 101111 C 1100 0 110111 D 1101 0 111011 E 1110 0 111101 F 1111 0 111110


sincronizador cassette- proyector de diapositivas

Este circuito se puede utilizar sólo con aquellas cassettes que tienen un zócalo audiovisual (AV) para sincronizar una pro¬

yección de diapositivas con un comentario grabado. Las cassettes de tipo AV están equipadas con una segunda cabeza que se emplea para grabar la señal del sincroniza¬

dor en una pista distinta de la señal de audio. Cuando el aparato funciona en reproducción esta señal se emplea para controlar un proyector automático de diapositivas. Si el cassette tiene un zócalo

AV pero no tiene un generador de señal de sincronismo será necesario el empleo de un sincronizador como el que aquí se describe. El oscilador de 1 Kz construido en torno a Al proporciona la señal de sincronismo

mientras permanezca abierto SI. Cuando se quiere que se produzca el cambio de diapositiva se pulsa S2 y la correspondiente

señal queda grabada en la cinta. Fun¬ cionando en reproducción esta señal es re¬ cogida por la cabeza lectora y amplificada por TI y A3, C7 está normalmente cargado a través de R13 de manera que el dispara¬ dor Schmitt construido en torno a A4 tiene salida en estado bajo, T2 que está en corte y los contactos del relé están abiertos. Duran¬ te la reproducción SI debe permanecer cerrado para evitar que si se pulsara S2 inadvertidamente, quedará grabada una se¬ ñal en la cinta. Ya que la señal de control enviada al pro¬ yector de diapositivas ha de tener una dura¬ ción adecuada para que el funcionamiento sea correcto, el proyector ha de estar co¬ nectado a la unidad de sincronización mientras se reproduce el comentario para comprobar los cambios de diapositivas. El proyector estará entonces controlado por la señal grabada. P1 se emplea para variar el nivel de esa señal. Puede suceder que debi¬ do a la gran ganancia de Al y A3 el circuito se dispare debido a ruidos en la cinta. En este caso el valor de RU debe reducirse a 1M y P1 debe ajustarse hasta que se grabe la señal de nivel adecuado en la cinta.

Componentes

Resistencias:

R1 = 560 n R2,R6 = 100 O R3,R4,R14 = 100 k R5 = 10 k R7.R10 « 1 k R8,R15 = 1 M R9 = 27 k R11 - 1 M . . . 2M2 R12 = 2k2 ver texto R13 = 22 k R16 = 2k7

Condensadores:

C1 ,C8 = 100p/10 V C3=4p7/10V C4 = 4p7/6 V C7 = 22 p/10 V C2 = 100 n C5.C6 = 220 n

Semiconductores

DI = LED D2,D3 = 2V7 D4= PUS

D5=1N4001 TI = BC 549C T2= BC547B Al . . . A4 = LM 324

Varios:

SI « Interruptor on-off S2= pulsador Relé 6 V, resistencia del arrollamiento mayor de 700 O

Si el zócalo AV tiene salida de 7,5 V de puede ser alimentado a través de esta sali- corriente continua (algunos modelos de da. En qaso contrario deberá recurrirse a cassette lo tienen) entonces el circuito una fuente de alimentación aparte.


generador de frecuencias

1 ■> frecuencia de salida de este generador de w.da cuadrada puede seleccionarse, en pa¬

sos de 1 kHz, desde 1 hasta 999 KHz. El co¬

razón de este circuito es el integrado CMOS 4046 sincronizable en frecuencia y amplitud

(PLL) y que tiene un amplio margen de captación de frecuencias.

La salida del generador de reloj de 1 kHz (NI, N2) es dividida por 2 por el flip-flop FF1 para dar una salida en onda cuadrada

de 500 Hz, la cual es enviada a una de las

entradas comparadoras de fase del 4046

(IC6). La salida del oscilador controlado

por tensión (VCO) del 1C6 es enviada a la

segunda entrada comparadora de fase a

través del divisor de frecuencias progra¬ mare (1C3-1C5) y de FF2. Como la fre¬ cuencia de salida del VCO se ajusta auto¬

máticamente hasta que la salida de FF2 tiene la misma frecuencia y fase que la sali¬ da.de reloj procedente de FF1, si el divisor seleccionado en los conmutadores SI, S2 y S3 es entonces la frecuencia del VCO será n veces la frecuencia del reloj (1 KHz). Así

pues, seleccionando el número n en los con¬ mutadores SI, S2 y S3 se obtiene una fre¬

cuencia de salida de n kHz. La salida VCO (patilla 4) puede usarse para atacar directa¬ mente circuitos CMOS, sin embargo, para otras aplicaciones se requiere un transistor

de salida. Si se necesita una gran exactitud de fre¬

cuencia puede sustituirse el circuito de reloj por una referencia de 1 kHz más estable tal como la base de tiempos que se describe en

otro artículo de este número.

hay muchas maneras de encender una lámpara

Este sencillo circuito puede usarse para

sorprender a los amigos, sobre todo si éstos tienen pocos conocimientos de electrónica. A primera vista el circuito parece consistir

en un bucle compuesto por dos interrupto¬ res y dos lámparas conectados en serie a una fuente de alimentación. Con los dos in¬ terruptores cerrados se encienden las dos

lámparas como es normal. Sin embargo,

cuando se abre uno de los interruptores, so¬ lamente se apaga una de las lámparas. I 1 otra lámpara solamente se apaga si se ab¿ '


©-

©-

el segundo interruptor. Además si una de

las iparas está encendida y se desenrros- caSfc-otra, la primera sigue encendida.

El circuito (fig.l) es muy sencillo y consiste solamente, aparte de la lámpara y los in¬

terruptores, en un transformador y cuatro diodos.

Cuando SI y S2 están abiertos D4 está po¬

larizado inversamente en el semiciclo positi¬

vo, mientras que D3 está polarizado en el

semiciclo negativo de modo que no fluye intensidad en ningún sentido. Si SI está

cerrado D3 queda cortocircuitado y la in¬ tensidad puede circular en sentido contra¬

rio a las agujas del reloj por el bucle (du¬

rante el semiciclo negativo) luciendo por tanto Ll. Aunque pasa también una pe¬

queña intensidad debido al voltaje directo

de D2 esta caída de tensión no es suficiente

para encender L2. Si S2 se cierra D4 queda cortocircuitado y la corriente puede circu¬ lar en sentido de las agujas del reloj por el

bucle a través de D3, DI y L2. Cuando am¬ bos interruptores están cerrados lucen las do'-’^-u paras. La-^.2 muestra una posible disposición

del circuito que puede realizarse sobre una tabla con el cable de conexión claramente

visible para que no quepa la menor sos¬

pecha de truco. Se se utilizan portalámpa¬ ras e interruptores con carcasa protectora similares a los de la fig.2 los diodos DI, D2,

D3 y D4 pueden alojarse en sus bases. Una variante posible consiste en montar DI

y D2 en el interior del casquillo de las lám¬ paras, poniendo mucho cuidado al des-

D1...D4-1N4001 Ll- L2-6V/0.3A

montar el casquillo en no romper el fila¬

mento. De este modo si una de las lámparas

es desenroscada la otra se apagará confir¬

mando la impresión de que trata de un cir¬ cuito serie. Además si se intercambian entre sí las lámparas, SI actuará sobre L2 y S2 sobre Ll.

Como el circuito puede usarse en presencia de niños, por seguridad debe emplearse un transformador de doble bobinado.

plotter XY con diodos LED

El relativo descenso del precio de los diodos

LED hace que sea económicamente viable •a construcción de un display X-Y utilizan¬ do una matriz de diodos LED. Dos circuitos integrados UAA 170 se utili¬ zan para controlar una matriz de 10 x 10

LEDs. Ya que el UAA 170 está diseñado Para controlar 16 LEDs dispuestos en una

matriz de 4 X 4 sus salidas deben decodifi¬

carse para dar una salida 1 de 10 utilizando los transistores TI a TIO y TI 1 a T30.

La tensión aplicada al CI2 (Uy) controla el eje vertical del display mientras que la ten¬

sión aplicada al CI1 (Ux) controla el eje ho¬ rizontal; por tanto, el LED situado en la in¬ tersección de la fila y columna seleccionada se encenderá. El margen de tensiones de entrada es de +0,25 a +2,5 V y puede

controlarse por medio de P1 y P2, el límite

superior puede ampliarse utilizando atenuadores en la entrada.

Con señales de baja frecuencia pueden ha¬ cerse las figuras de Lissajous uniendo las entradas y polarizando las patillas 11 de

modo que se encienda el LED central del display en ausencia de señal de entrada. Si se conecta una señal en diente de sierra en


la entrada X, Y puede usarse con una entrada Para mayores frecuencias deben usarse de un osciloscopio de baja frecuencia. En transistores más rápidos y mejorarse el

este caso las pruebas hechas indican que la brillo del display reduciendo el valor de R1

máxima frecuencia admisible es de 50 Hz. a 2K2.


célula solar La mayoría de los constructores aficiona¬ dos tendrán uno o dos transistores de po¬ tencia quemados, perdidos entre su caja de herramientas. Si al menos una de las

uniones está intacta todavía, el transistor puede convertirse en una célula solar, li¬ mando o serrando la tapa de la cápsula y

dejando al descubierto la pastilla de silicio.

Con la luz solar fuerte, un 2N3055 por ejemplo, generará unos 0,7 V. con corrien¬

tes de más de 20 mA. La gráfica muestra la forma de la tensión de salida en función de la corriente de carga. Como el área de la

placa de silicio es pequeña comparada con una célula solar corriente, se puede utilizar

una lente de aumento para concentrar la luz

en la unión y así aumentar la corriente de Jda. Sin embargo, no se recomienda esto

b''r6n luz solar intensa ya que puede destruir¬ se la unión. Si se utiliza un buen transistor, la corriente

de salida puede duplicarse conectando las

uniones colector-base y emisor-base en pa¬

ralelo, como se ve en la figura. Esto no puede hacerse con transistores defectuosos,

ya que si una de las uniones es un cortocir¬

cuito, podría cortar la salida de la célula so¬

lar.

Advertencia: No es recomendable utilizar viejos transistores de potencia de germanio, ya que pueden contener sustancias altamen¬

te venenosas. Por el contrario, uno de los

mayores fabricantes de semiconductores nos ha asegurado que los disositivos de sili¬

cio más modernos, tales como el 2N3055,

no ofrecen ningún peligro.

fuente de alimentación múltiple

Muchos de los diseños que utilizan amplifi¬ cadores operacionales y circuitos lógicos a la vez, necesitan más de una tensión de ali¬ mentación. El circuito descrito aquí está di¬ señado para suministrar cuatro voltajes de +12, +5, —7 y —12 voltios con una

corriente máxima de 50, 300, 50 y 50 mA

respectivamente. Las tensiones positivas se producen de la

forma normal, utilizando circuitos integra¬ dos reguladores de tensión positiva; para las negativas una solución posible sería usar los circuitos integrados especialmente dise¬

cados para este propósito, pero son algo

caros y, a veces, difíciles de obtener. Por esta razón se buscó una solución alternati¬ va. Si bien el 723 está diseñado para ten¬ siones positivas, puede también ser adapta¬ do para voltajes de salida negativos si, en vez de usarlo como regulador serie, se co¬

necta como estabilizador en paralelo (IC3 y IC4). Los estabilizadores paralelo tienen la des¬ ventaja de que toman una potencia cons¬ tante del transformador, independiente de

sí están alimentando una carga o no. Esto quiere decir que este tipo de circuitos no tiene un rendimiento particularmente

bueno; sin embargo, en este caso, en que la corriente máxima es de sólo 50 mA., la pér¬ dida de potencia es despreciable. Las tensiones de salida negativas pueden ajustarse por medio de PI y P2. Después

del ajuste, el potenciómetro y la resistencia conectados en serie pueden sustituirse por dos resistencias en serie de igual valor total. Todas las tensiones suministradas están a prueba de cortocircuitos; esto quiere decir

que cortocircuitando las salidas, la fuente no resultara dañada. Las salidas positivas están provistas del típico limitador de

corriente. En caso de usar los reguladores


paralelo para las tensiones negativas, la Observése que no será'siempre necesario toes, uno de 8 -0- 8 V.). D2y C2 se omiten

corriente de cortocircuito está determinada utilizar un transformador tan complicado en este caso.

por las resistencias reductoras R7 y R13. (8-0—8-16 V.). Si la salida de 5 V. no

Estas deben ser de 2 W. (o más) para preve- tiene que entregar mucha corriente, puede nir sobrecalentamientos. usarse un transformador de 0 - 8 -16 V. (es-

medidor de distorsión armónica

La base del circuito y su funcionameinto es el siguiente: aplicando realimentación a un circuito doble T, la Q del filtro se incremen¬ ta hasta el punto en que la atenuación de

los armónicos es eliminada. Por tanto, el filtro sólo rechaza la parte fundamental de

la señal de entrada (sinusoidal), premitien- do que la distorsión armónica sea medida o

examinada en un osciloscopio. En el circuito que aquí presentamos la señal de entrada alimenta (a través de Cl) direc¬ tamente una red en doble T, que puede mo¬ dificarse con un conmutador de cuatro po¬ siciones (cuatro frecuencias fundamentales

disponibles). No se precisa amplificación alguna a la entrada. Los condensadores

C6... C13 tienen un valor C, tal que C = 4,82/f (C en nanofaradios y f en ki-

lohertzios), mientras que C2..C5 tienen siempre un valor de 2C. Los valores de ca¬ pacidad poco comunes se obtienen uniendo

dos condensadores en paralelo: Por ejemplo, para una frecuencia de 1 kHz, el condensador correspondiente de 4n82

puede conseguirse con dos condensadores (4n7 y 120p) en paralelo.

El filtro se sintoniza por medio de un man¬

do de sintonía gruesa (P1/P3) y otro de sintonía fina (P2/P4). Pueden utilizarse pa¬ ra ellos los potenciómetros de ajuste de va¬

rias vueltas, que se utilizan en los controles de preselección de aparatos de radio y tele¬ visión. Al buscar el ajuste para obtener el cero de frecuencia fundamental, las dos ra¬ mas de la red (P1/P2 y P3/P4) deben reto¬ carse alternativamente. La señal de distorsión se obtiene en las sali¬ das DI y D2. La señal en D2 es amplificada por medio de IC3 y es, por tanto, diez veces mayor que la de D1. Una vez que el filtro haya sido óptimamente ajustado y se haya obtenido la mayor reducción posible de la

onda fundamental, mediremos el valor pico

de la señal de distorsión (Unpp) y elvalor Pi¬ co a pico de la señal de en irada (U,pp). El tanto por ciento de distorsión se obtiene

entonces con las fórmulas:

Componentes

Resistencias

R1 =100 k R2 = 33 k R3 = 27 k R4,R5 = 1 k R6 " 10 k R7 = 2k2 R8 = 18 k R9 * 1 k8 RIO =12 k R11 =1 k P1,P3 = 10 k ajustable P2,P4 = 4k7 ajustable

Condensadores

Cl = 1 m (MKM) C2a ... C13b: * ver texto C14.C15 = 2f<2/16 V

Semiconductores

IC1.IC2 = LF356 IC3 = LF356, LF357

Varios:

SI = Triple conmutador de cuatro posiciones


emisor ultrasónico para auriculares

Ante el problema de plantear una transmi¬ sión sin hilos (micrófono sin hilos) de corla distancia se suelen presentar típicamente tres soluciones: Construir un auténtico emisor-receptor de radiofrecuencia, un sis¬ tema de infrarrojos que emplee LEDs infrarrojos y fotodíodos o un sistema de

ultrasonidos. Puesto que el primer sistema

es ilegal, y el segundo, relativamente caro y complicado, elegiremos el sistema de ultra¬ sonidos para conseguir un transmisor-

receptor relativamente sencillo y barato. Por su inherente simplicidad, hemos prefe¬ rido la modulación de amplitud (AM) fren¬ te al sistema mejor, pero más complicado,

de modulación de frecuencia. De (odas for¬

mas, con un poco de ingenio en el diseño del receptor, es posible también alcanzar un nivel de calidad muy aceptable en una transmisión en AM. El circuito del receptor

se describe algo más adelante en este misino número; el del transmisor vamos a descri¬

birlo ahora. Dejando aparte la alimenta¬ ción, el circuito sólo consta de dos parles:

un amplificador de audio (TI y T2) con re¬ alimentación negativa y un multivibrador

astable (1C1). El transistor T2 oscila conti¬ nuamente entre corte y conducción, gober¬ nado por el multivibrador astable a fre¬ cuencia ultrasónica. Por tanto, en el colec¬ tor de este transistor tendremos una señal cuya amplitud varía en concordancia con la señal de audio de entrada y cuya frecuencia viene determinada por el multivibrador as¬

table. Esta señal se transmite por medio de un transductor ultrasónico. El diseño de la etapa amplificadora de audio es tal (configuración de tierra «vir¬ tual») que el multivibrador astable tiene un

efecto muy pequeño sobre la calidad de la señal de entrada y la distorsión resulta mínima. La sensibilidad de entrada del amplificador de audio es de aproximadamente 60 mV. La profundidad de modulación de la señal

puede variarse por medio de Pl, mientras que la frecuencia del multivibrador astable

(frecuencia de emisión) es variable entre 15 y 35 kHz, mediante P2. La frecuencia de transmisión óptima depende del receptor y del tipo de transductor utilizado. La alimentación es extremadamente simple. Se ha previsto un espacio en la pla¬ ca del circuito impreso para alojar una fuente de corriente (T3), que puede utilizar¬ se para cargar las baterías de níquel-cadmio del receptor (son la alimentación más apro¬

piada para éste). La corriente de carga es de 6 a 7mA; sin embargo, este valor puede ser incrementado, alterando el valor de Rll. Se pueden utilizar para este circuito varios tipos de transductores ultrasónicos, como veremos más detalladamente en el articulo dedicado al receptor.


Componentes

R1 ,R6,R12 = 22 k R2,R3 = 100 k R4 = 330« R5 = 2k2 R7,R9 = 1 k R8 = 4k7 RIO = 3k9 R11* = 120n P1 = 4k7 ajustable P2 = 10 k ajustable

Condensadores C1 =560n C2 = 47 p C3 = 22 n C4 = 470 p/63 V C5 = 47 m/6 V C6 = 2n2 C7 = 100 n C8,C9 = 100 m/35 V

Semiconductores:

01,02 = 1N4001 D3 = 5V6/400 mW diodo zener D4,D5,D7 = 1N4148 D6= LED TI ,T2 = BC 107B, BC 546B o eq. T3= BC177B o eq. IC1 = 555

Varios:

L1 = 100 mH Transductor de ultrasonidos (ver texto)

receptor ultrasónico para auriculares

Antes de describir el circuito del receptor hay un punto que debe hacerse notar: aunque ha sido diseñado en principio para utili¬ zarlo en un sistema de transmisión ultrasó¬

nico, este circuito es de hecho mucho más flexible de lo que uno pudiera pensar. Si el transductor ultrasónico se sustituye por un circuito LC apropiado (ajustable), se ob¬

tiene un receptor de AM convencional. El circuito puede también utilizarse como in¬ dicador seguidor de dirección en la región de 10 kHz a 30 kHz. El circuito funciona por el principio de de¬

tección por mezcla multiplicativa. El diagrama de bloques de la figura 1 ilustra su funcionamiento. La señal ultrasónica que se recibe es en primer lugar amplificada (bloque A) y después enviada a la etapa del limitador, que elimina toda la modulación de amplitud, dejando únicamente la porta¬ dora. Se obtienen dos señales producto: la

primera es la señal de modulación y la se¬ gunda es una señal de frecuencia doble a la de entrada. La salida del multiplicador es

enviada a un filtro pasabajos, que elimina las componentes de alta frecuencia de la se¬ ñal, dejando la señal de audio original. Me¬

diante una simple etapa amplificadora, es enviada esta señal de audio a los auricu¬ lares (bloque ALF).

Para asegurarse de que las diferencias en el nivel de entrada tengan el menor efecto po¬ sible sobre los niveles de salida, el circuito

DETECTOR DE PRODUCTO


dispone de una sencilla etapa de control automático de ganancia (CAG). Con este fin, la salida del multiplicador es amplifi¬

cada, rectificada y reenviada, como una se¬ ñal de control de continua, mediante un filtro pasabajos a la entrada del amplifica¬ dor. De este modo, a una mayor amplitud

de la señal recibida corresponde una ganan¬ cia menor en la etapa de entrada (y vicever¬

sa). Puede averse el diagrama del circuito en la figura 2. La entrada del amplificador está formada por un FET, tipo BF2568 (TI),

conectado en cascada con un transistor de radiofrecuencia convencional (T2). La se¬

ñal de entrada amplificada es enviada a tra¬

vés del seguidor de emisor T3 al S041P

(IC1), circuito integrado que consta de un limitador y un multiplicador, la salida del multiplicador (patilla 8) ataca a través

del filtro pasabajos de T5 a la etapa de sa¬

lida de audio formada por el 741 (1C2). El potenciómetro P1 proporciona un control

de volumen. El bucle de ralimentación (CAG) está com¬ puesto por T4 (amplificador) y DI, D2 (rec¬

tificador); el CAG nos proporciona una

tensión negativa, que es directamente pro¬ porcional al nivel de la señal de entrada; es¬ ta tensión se aplica a la puerta del FET TI.

La alta impedancia de entrada (500 kohm)

y la baja capacitancia (5 pF) del circuito permiten utilizarlo con los modernos

micrófonos «electret» como transductores.

Los modelos de AKG: CK 40/33/35 y /36 nos darán los mejores resultados. Algo me¬ nos sensibles, pero también aceptables son los modelos CK 40/37 y CK 40/38. Para el transductor del transmisor, los mo¬

delos de AKG: CK 5011 y CK 5015 y, en menor media, el CK 5013, son los mejores. Añadiremos además que hay un número de

transductores Valvo y Murata que pueden resultar adecuados tanto para el receptor como para el emisor. Si el sistema es utiliza¬ do únicamente para transmisión de pa¬

labras (conversación), el MA40LIR de

Murata será una buena elección. Puesto que se montan los componentes ver¬ ticalmente, la placa del circuito impreso re¬ sulta extremadamente compacta. Y puesto

que el circuito es alimentado por una batería de 9 V, podemos hablar en realidad

Componentes

Resistencias:

R1,R2,R18,R19,R20 - 560k R3-4k7 R4.R17 ■* 27 k R5,R6 =• 1k8 R7 “ 18 k R8 = 8k2 R9-1k5 RIO-56011 R11 - 220 n R12.R13 - 3k9 R14.R16 - 15 k R15 - 1 k R21 - 390 íl P1 =■ 10 k ajustable

de un receptor miniatura. El consumo de

corriente del circuito es de únicamente 7 mA (las baterías deberían durar mucho).

Si se utilizan baterías de níquel-cadmio, podrán ser recargadas con la ayuda del cir¬ cuito especial de carga (en la placa del

transmisor).

Condensadores:

C1,C2,C3,C4,C5,C6, C11 -0.22m/16 V Tántalo

C7,C8,C9,C15,C16 - 0.47 p/16 V Tántalo

C10,C18,C19 - 22 ji/16 V Tenta- C12 - 22 p/3 V Tántalo C13 “ 1 n C14.C20 » 4n7 C17-15p

Semiconductores

D1,D2« 1N4148 TI » BF 2568 T2,T3 “ BF 494 T4 » BC 179C, BC559C o eq. T5-BC109C, BC 549C o eq. IC1 -S041P

TC2- 741 (MlniDip)

Varios

Transductor de ultrasonidos: ver texto.

En vista de la anchura de banda del recep¬ tor, el transductor debe conectarse directa¬

mente a la entrada del circuito (es decir, no deben asistir conexiones largas entre am¬

bos).


frecuencímetro para sintetizadores

□ cn en

Un frecuencímetro es una herramienta

extremadamente útil para ajustar los oscila¬ dores controlados por tensión (VCOs) de

un sintetizador con rapidez y precisión. Para este fin, el autor ha diseñado un multiplica¬

dor de frecuencia que puede utilizarse junto con el minicontador publicado en ELEK¬

TOR número 2 marzo/abril de 1980, para

medir frecuencias entre 30 Hz y 10 kHz,

con unos tiempos de conleo muy inferiores

a los habituales en contadores. Con una

apertura de puerta de I s, la máxima lectura posible es de 999,9 Hz, mientras que con un

tiempo de conleo de 0,1 s la frecuencia má¬ xima es de 9999 Hz.

El circuito tiene dos entradas: la entrada número I tiene una sensibilidad de 1,3 Vpp

(máxima tensión de entrada, 5Vpp). La pri¬

mera está diseñada para conectarse directa¬ mente a la salida del VCO, mientras que la

segunda puede utilizarse con la salida de monitor de un amplificador.

La etapa de entrada de! circuito está forma¬

do por dos amplificadores opcracionales de corriente controlada. Al atenúa la

entrada I en un factor de 2 y amplifica la señal de la entrada 2 en cinco veces. Un de¬

tector de cresta (DI, C2) y un comparador

(A2) convierten la señal de entrada en una

onda cuadrada, la cual ataca ahora a un

disparador Schmitt (A3). El flip-flop FFI

asegura que la onda cuadrada resulte si¬ métrica.

La verdadera multiplicación de frecuencia se realiza por medio de un bucle de sincro¬

nismo de fase (1C3), un contador de déca¬ das conectado para dividir por 100 (1C4) y

un flip-flop (FF2). Una señal de onda cuadrada con la mitad de frecuencia de la

señal de entrada es enviada a una de las entradas de comparación de fase de PLL,

mientras qye la señal del VCO, dividida por 200 (por IC4 y FF2) es enviada a la otra

entrada. El VCO proporciona una señal de salida con una frecuencia que asegura que las dos señales de entrada del comparador

mantienen una relación constante de fase (lo que quiere decir que tienen la misma fre¬

cuencia). Por tanto, la frecuencia de salida del PLL VCO será siempre cien veces la fre¬

cuencia de entrada (la frecuencia de reloj de FFI). La constante de tiempo RI4/C4 de¬

termina la velocidad a la cual el VCO res¬

ponde a los cambios en la frecuencia de entrada.

Cuando el circuito no está «sincronizado», el resultado que se obtiene en el display no


Componentes

Resistencias:

R1,R6,R7,R8 = 220 k R2,R3,R9 = 1 M R4.R10 = 470 k R5.R13 = 100 k R11 = 33 k R12 = 560 íí R14 = 1 k R15 =10 k

Condensadores:

C1,C5= 100 n C2= 1 p/16 V tántalo C3 = 47 p C4 = 22 ji/16 V

Semiconductores:

!C1 = LM 3900 IC2 = 4013 IC3 - 4046 IC4 » 4518 TI - TUN DI = DUS D2= LEO

es exacto. Por esta razón se incluye el LED

2; cuando el VCO está «sincronizado», el LED se apagará y, por tanto, nos indicará que la lectura del aparato es correcta. La salida del circuito está conectada direc¬ tamente a la entrada de reloj de 1C1 en el

minicontador, lo que quiere decir que la etapa de entrada (TI) ha sido omitida. La tensión de alimentación puede obtenerse del propio minicontador. Para asegurarse de que la posición del punto decimal de los displays 1 y 2 (ver fi¬

gura 2) se corresponde con el margen de entrada, es preciso hacer algunas pequeñas modificaciones en la placa del circuito. Es¬ tas pueden verse en la figura 3.

J. Naudts □

sintetizador digital de onda senoidal

Los generadores sinusoidales de baja dis¬ torsión y frecuencia discreta son muy útiles para realizar medidas de distorsión en equipos de audio. Desgraciadamente, la mayoría de los circuitos analógicos, que incluyen termistores o FETs para estabili¬ zar la amplitud presentan rebotes en la amplitud debido a la gran constante de tiempo del circuito estabilizador, necesaria para conseguir baja distorsión. Sintetizando digitalmente la onda sinu¬ soidal puede evitarse el problema de la ines¬ tabilidad de amplitud. El circuito consta principalmente de un oscilador (reloj) cons¬ truido alrededor de NI y N2, un contador, IC3, que divide por 32, y un registro de desplazamiento de 16 bits con entrada serie y salida paralelo, formado por IC1 y 1C2. La salida de Q5 de ÍC3 se conecta a la entrada de datos de 1C1. Para los 16 prime¬ ros impulsos de reloj, esta salida es alta y éstos son almacenados en el registro de desplazamiento hasta que las 16 salidas son altas. Cada una de estas salidas se conecta a P2 a través de una resistencia, de forma que

según se l|acen altas, la caída de tensión en P2 varía escalonadamente. Eligiendo con¬ venientemente los valores de las resistencia, puede hacerse que la onda que aparece a través de P2 sea un semiciclo de una onda sinusoidal, (es decir, desde el valle hasta el pico). Ya que los cuatro cuadrantes de una onda de este tipo son simétricos es muy sen¬ cillo sintetizar el otro semiciclo. La salida Q5 de IC3 es baja entre los impulsos 17 y 32 del reloj y así que el registro se cargará con¬ ceros y la tensión a través de P2 bajará es¬ calonadamente a cero, en una imagen exac¬ ta de su subida anterior. Con el impulso 33°, Q5 se hace de nuevo alta y se repite el ciclo completo. La onda obtenida en P2 contiene un gran proporción de componen¬ tes de la frecuencia de reloj, y también dis¬ torsión por armónicos, debido a que los valo¬ res de las resistencias no serán exactamente los correctos; todas estas componentes no deseadas se eliminan mediante un filtro

construido alrededor de IC6. P1 se utiliza para ajustar la frecuencia de reloj, de ma¬ nera que la frecuencia de la sinusoide de sa¬

lida esté exactamente en el centro de la res¬ puesta del filtro. Para conseguir esto, la sa¬ lida del filtro se mide en un voltímetro de AC y se ajusta P3 hasta obtener la salida máxima. Puede entonces utilizarse P2 para ajustar él nivel de salida entre cero y 6,5 V pico a pico. Los condensadores Cl, C2 y C3 debe ele¬ girse de acuerdo con la frecuencia de salida de la sinusoide deseada, f0 y vienen dados por Cl = C2 = 9/f0; C3 = l/fc, donde f0 está en Hz y las capacidades en nF. Para frecuencia de salida entre 30 Hz y 12 kHz, la distosión total por armónicos es menor del 0,01 por 100 (típicamente 0,007 por 100) para un nivel de salida de 6,5 V p.p. Finalmente, una característica adicional del circuito es una salida de onda cuadrada de la misma frecuencia que la sinusoide, la cual se deriva de la salida Q5 de IC3 utili¬ zando un disparador Schmitt (N3/N4) y un

«buffer» formado por N5 y N6.

7-90 elektor julio/egosto 1980

generador de 288 MHz

Este generador de 288 MHz está diseñado para ser empleado en un «transvertor» (con¬

vertidor de transceptor) de modo que un

transceptor (transmisor-receptor) de dos metros (144 MHz) pueda trabajar en la banda de 70 centímetros (432 MHz). Du¬ rante la transmisión, la señal de 288 MHz es

mezclada con la salida de 144 MHz. Duran¬ te la recepción, la señal de 432 MHz entran¬ te se mezcla con la señal de 288 MHz, y la

frecuencia diferencia resultante (de 144 MHz) es enviada a la entrada del transcep¬ tor. Para que este sistema trabaje correcta¬ mente, la señal de 288 MHz debe ser suma¬ mente estable, lo que hace obligatorio el

control por cristal. Desgraciadamente no es factible diseñar un oscilador a cristal de 288 MHz, así que en su lugar se emplea un osci¬ lador de 96 MHz seguido de un triplicador de frecuencia. El oscilador se construye alrededor de TI y utiliza un cristal de 96 MHz de tercer o quinto sobretono. L3, co¬ nectada en paralelo con el cristal, neutraliza d efecto de la capacidad parásita de la car¬ casa de éste; lo cual es necesario a estas al¬

as frecuencias. El transformador L1/L2 está sintonizado a, exactamente, 96 MHz ñor medio de C3, C4 y el trimmer C5.

de T4. Esta etapa puede ser también ajusta¬

da conectando el circuito de prueba a la sa¬ lida (L7) y variando C14 hasta que dé una

lectura máxima en el polímetro. La salida del circuito es de aproximadamente lmW sobre una carga de 50 ohmios (220 mV ef., 300 mV de pico). Para construir el circuito se seguirán las

reglas habituales en RF. Todos los conduc¬ tores serán tan cortos como sea posible y las tres secciones del generador (oscilador, triplicador y etapa de salida) estarán apan¬ talladas entre ellas. Todos los condensado¬ res deber ser cerámicos de disco, y los tran¬

sistores de un fabricante de calidad proba¬ da. Todas las bobinas son de núcleo de aire con lmm de espacio entre las espiras con la excepción de L3 que es de devanado cerra¬ do (espiras juntas) y L5, que se devana entre las espiras de L4 de forma que las dos bobinas se tocan. L2 y L7 se devanan próxi¬ mas a los extremos de tierra de L1 y L6 res¬

pectivamente.

L2 acopla la señal de 96 MHz a las entradas ie un triplicador de frecuencia equilibrado, instruido alrededor de T2 y T3. Para ajus- ar (afilar) la salida del triplicador, se conec- a a C14 el circuito de prueba de la fig. 2 que :onsta de un diodo de germanio y cíe un rolí metro. P1 y C9 se ajustan entonces has- a obtener la máxima desviación en el medi- lor. La salida del triplicador se acopla, a ravés de L5 y CL1, a un amplificador sin- onizado a 288 MHz, construido alrededor

Detalles de bobinado (con

bobina espinas SWG

hilo esmaltado)

diámetro I diámetro interior lmm.) [de la bobina (mm.)

0.8 6 0.8 6 0.2 4 0.8 6

L1 6 21 L2 1 21 L3 6 36 L4 2, con deriva- 21

ción central LS 2 21 L6 1 21 L7 0.5 21

0.8 6 0.8 6 0.8 6

7 92 elekto ¡tos TTL

pdf] elektor 1980 español - archive.orge-06 - elektor julio/agosto 1980 . editorial amigo lector:...

Documents