Tranzistorul bipolar

          3.1. Generalitati. Structura tranzistorului bipolar          3.2. Principiul de functionare a tranzistorului bipolar. Formarea curentilor prin tranzistor          3.3. Conexiuni fundamentale ale tranzistorului bipolar          3.4. Tranzistorul bipolar in regim static               3.4.1. Factorul de amplificare in curent in conexiunea EC               3.4.2. Regimuri de lucru. Ecuatiile si modelele Ebers-Moll               3.4.3. Caracteristicile statice al tranzistorului bipolar               3.4.4. Multiplicarea in avalansa la jonctiunea colectorului               3.4.5. Polarizarea tranzistorului intr-un punct dat de functionare, in regiunea activa normala               3.4.6. Tranzistorul in scheme de comutatie               3.4.7. Ambalarea termica          3.5. Tranzistorul bipolar in regim dinamic de semnal mic               3.5.1. Modelul natural fundamental de semnal mic               3.5.2. Modelul natural de semnal mic Giacoletto (in P )                3.5.3. Modele cuadripolare          3.6. Tranzistorul bipolar la inalta frecventa               3.6.1. Caracteristica de frecventa a TB               3.6.2. Frecvente limita          3.7. Parametrii dinamici ai tranzistorului bipolar in conexiune emitor comun in domeniul de audiofrecventa

TRANZISTORUL BIPOLAR

3.1. GENERALITATI. STRUCTURA TRANZISTORULUI BIPOLAR

    Tranzistoarele bipolare (TB) sunt dispozitive semiconductoare alcatuite dintr-o succesiune de trei regiuni realizate prin impurificarea aceluiasi cristal semiconductor, regiunea centrala fiind mult mai ingusta si de tip diferit fata de regiunile laterale (fig. 3.1.). Regiunea centrala este mult mai slab dotata cu impuritati decât celelalte regiuni si se numeste baza (B). Una dintre regiunile laterale, puternic dotata cu impuritati, se numeste emitor (E), iar cealalta, mai saraca in impuritati decât emitorul, se numeste colector (C). Regiunile TB formeaza cele doua jonctiuni ale acestuia.     In figura 3.1. sunt reprezentate cele doua structuri ale TB si simbolurile acestora.

- 1 -

a b

Fig. 3.1. Structura si simbolul TB de tip: a) pnp; b) npn

    Structurile din fig. 3.1. ale celor doua tipuri de TB reprezinta modelele structurale unidimensionale ale acestora. denumirile regiunilor extreme sunt corelate cu functiile lor. E este sursa de purtatori, care determina in general curentul prin tranzistor, iar C colecteaza purtatorii ajunsi aici. B are rolul de a controla (modifica) intensitatea curentului prin tranzistor in functie de tensiunea dintre B si E.     Tranzistorul transfera curentul din circuitul de intrare de rezistenta mica in circuitul de iesire de rezistenta mare, de unde si denumirea de tranzistor (TRANSISTOR = TRANSFER RESISTOR).     Ce doua jonctiuni ale tranzistorului sunt:     – jonctiunea de emitor sau: – emitor-baza (EB) pentru TB pnp;     – baza-emitor (BE) pentru TB npn;     – jonctiunea de colector sau: – colector-baza (CB) pentru TB pnp;     – baza-colector (BC) pentru TB npn.

    TB este un dispozitiv activ care are ca functie de baza pe cea de amplificare. Proprietatea de amplificare a TB se datoreste asa-numitului efect de tranzistor.     Pentru TB se pot defini trei curenti si trei tensiuni asa cum sunt prezentate in figura 3.2.

a b

Fig. 3.2. Marimile la borne ale TB: a) pnp; b) npn

    Tensiunile sunt legate prin relatia:     vCB = vCE + vEB, (3.1)     iar curentii prin relatia:     iE = iC + iB. (3.2)     Pentru a obtine relatia (3.2), TB este asimilat cu un nod in care suma algebrica a curentilor este zero. Ca urmare a relatiilor (3.1) si (3.2) numai doua tensiuni si doi curenti sunt marimi independente.     Alegerea marimilor electrice care descriu comportarea tranzistorului se poate face in moduri diferite. Criteriul este urmatorul: se considera tranzistorul ca un diport (un bloc cu doua borne ce formeaza poarta de intrare si alte doua borne ce formeaza poarta de iesire). Deoarece tranzistorul

- 2 -

are doar trei borne (terminale), una dintre ele trebuie sa fie comuna intrarii si iesirii. Borna comuna defineste conexiunea tranzistorului.

3.2. PRINCIPIUL DE FUNCTIONARE AL TRANZISTORULUI BIPOLAR. FORMAREA CURENTILOR PRIN TRANZISTOR

    La functionarea normala a TB jonctiunea de emitor se polarizeaza direct, iar cea de colector invers (fig. 3.3).

Fig. 3.3. Formarea curentilor in TB pnp

    Presupunem pentru inceput ca este polarizata doar jonctiunea colectorului. Prin aceasta jonctiune va circula numai curentul invers de purtatori minoritari notat cu ICB0. Regiunea de trecere a jonctiunii are o largime mare datorita polarizarii inverse, extinzându-se mult in zona bazei intrucât aceasta este slab dotata cu impuritati.     Daca se polarizeaza direct si jonctiunea de emitor, regiunea de trecere a acesteia se ingusteaza si un numar apreciabil de goluri difuzeaza din E in B formând curentul ipE. In acelasi timp electronii din baza difuzeaza in emitor, obtinându-se curentul inBE, care, datorita slabei impurificari a bazei, este mult mai mic ca valoare decât ipE. Golurile injectate din emitor in baza devin purtatori minoritari in baza, unde o mica parte dintre ele se recombina cu electronii de aici, generând curentul ipEB de valoare mica. Cea mai mare parte a lor , datorita grosimii mici a bazei , va fi transportata de câmpul intern din zona de trecere B-C, câmp de intensitate mare, in colector, formând curentul ipEC, care este un curent de valoare mare. Trecerea unui curent de valoare mare printr-o jonctiune (jonctiune de colector) polarizata invers datorita cuplarii electrice cu o jonctiune polarizata direct (jonctiunea de emitor) poarta denumirea de efect de tranzistor.     Având in vedere cele aratate, rezulta urmatoarele relatii intre curentii prin TB pnp:

    iE = ipE + inBE, (3.3)     iC = ipEC + ICB0, (3.4)     iB = ipEB + inBE – ICB0. (3.5)     Insumând pe iC cu iB si tinând cont ca:     ipE = ipEC + ipEB, (3.6)     se obtine:     iC + iB = ipEC + ICB0 + ipEB + inBE – ICB0 = ipE + inBE = iE, (3.7)     relatie identica cu (3.2).     Curentul ICB0 este curentul rezidual (de saturatie) caracteristic jonctiunii colectorului. La aceasta contribuie atât electronii minoritari injectati din colector in baza, cât si golurile minoritare injectate din baza in colector.

    Factorul de amplificare in curent

    O functionare eficace a tranzistorului are loc atunci când curentul de colector este practic egal cu curentul de emitor. O prima conditie necesara este ca iE sa fie aproximativ un curent de goluri,

- 3 -

ceea ce este aratat de eficienta emitorului definita prin:

     , (3.7)

    a carei valoare ideala este E = 1.     O a doua conditie este aceea ca majoritatea golurilor injectate de emitor sa ajunga la jonctiunea colectorului. In acest sens se defineste un factor de transport al golurilor prin baza

     , (3.8)

    Valoarea ideala a acestuia este t = 1.     Din (3.8)     ipEC = t ipE (3.9)     Din (3.7) si (3.9)     ipEC = E t iE. (3.10)     Din (3.4) si (3.10) rezulta:     iC = F iE + ICB0, (3.11)     unde F = E t , (3.12)     se numeste factorul de amplificare in curent in sens direct in conexiune baza comuna (BC). Valoarea lui F este de regula foarte apropiata de unitate (0,98 0,99).     O a treia conditie care trebuie indeplinita este ca ICB0 sa fie neglijabil.     Nota: Uneori factorul F mai este numit si factor de amplificare in curent (câstig in curent) de semnal mare.     Pentru TB npn modul cum se polarizeaza jonctiunile si iau nastere curentii este explicat in figura 3.4.

Fig. 3.4. Formarea curentilor in TB npn

3.3. CONEXIUNI FUNDAMENTALE ALE TRANZISTORULUI BIPOLAR

    Asa cum am mai spus TB trebuie tratat ca un diport (cuadripol), dar având doar trei borne, una dintre ele va fi comuna circuitelor de intrare si iesire. TB are trei noduri de conectare fundamentale:

- 4 -

    – conexiunea BC (cu baza comuna) (fig. 3.5, a);     – conexiunea EC (cu emitorul comun) (fig. 3.5, b);     – conexiunea CC (cu colectorul comun) (fig. 3.5, c).

Fig. 3.5. Conexiunile fundamentale ale TB:

a) conexiunea BC; b) conexiunea EC; c) conexiunea CC

3.4. TRANZISTORUL BIPOLAR IN REGIM STATIC

3.4.1. FACTORUL DE AMPLIFICARE IN CURENT IN CONEXIUNEA EC

    Daca se doreste controlul curentului de colector prin curentul de baza trebuie considerata conexiunea EC.     In regim stationar relatia (3.2) se scrie     IE = IC + IB. (3.13)

- 5 -

    Conform (3.11)     IC = F IE + ICB0;

    IE =  . (3.14)     Introducând (3.14) in (3.13), rezulta:

     = IC + IB;

    IC – ICB0 = F IC + F IB;     IC(1 – F) = F IB + ICB0;

    IC =  . (3.15)

    Notând cu

     , (3.16)     numit factorul de amplificare in curent in conexiunea emitor comun (EC), si cu

    ICE0 =  ICB0 = (F + 1) ICB0 = IC (3.17)

    numit curentul rezidual de colector in conexiunea emitor comun (EC) (masurat cu baza in gol), relatia (3.15) devine:

    IC = F IB + ICE0. (3.18)

    Noul factor de amplificare in curent poate fi mult mai mare decât 1 (zeci, sute). De asemenea ICE0 >> ICB0. F este cel mai important parametru al TB. Ca si F si F poate fi considerat un factor de amplificare in curent de semnal mare.

3.4.2. REGIMURI DE LUCRU. ECUATIILE SI MODELELE EBERS-MOLL

    In cazul TB se pot realiza urmatoarele regimuri (regiuni) de lucru:     1) regimul normal de lucru (regiunea activa directa) când jonctiunea emitorului este polarizata direct si cea a colectorului invers;     2) regimul inversat de lucru (regiunea activa inversa) când jonctiunea emitorului este polarizata invers si cea a colectorului direct, iar E si C isi inverseaza rolurile; acest regim nu este folosit in mod practic deoarece parametrii atinsi de TB sunt inferiori celor corespunzatori regimului normal (C este mai slab dopat decât E);     3) regimul de blocare (de taiere) (regiunea de blocare sau taiere) când ambele jonctiuni sunt polarizat invers; curentul prin TB este practic nul;     4) regimul (regiunea) de saturatie când ambele jonctiuni sunt polarizate direct; poate exista atât regim de saturatie normal cât si invers; tensiunile pe cele doua jonctiuni sunt mici si nu pot varia decât foarte putin.

- 6 -

    Primele doua regiuni de lucru sunt regiuni active, deoarece TB permite obtinerea unei amplificari. Ultimele doua regiuni de lucru nu sunt regiuni active deoarece TB nu poate amplifica. Totusi aceste regiuni permit utilizarea TB ca element de comutatie, deoarece in aceste cazuri puterea disipata de tranzistor este mica din cauza valorii reduse a curentului (TB – blocat), respectiv a tensiunii (TB – saturat). Plecând de la ecuatia jonctiunii pn ideale se pot stabili expresiile curentilor prin TB in functie de tensiunile pe jonctiuni, având valabilitate generala in oricare regiune de lucru. Aceste expresii sunt cunoscute ca ecuatiile Ebers-Moll:     – pentru un tranzistor pnp:

    IE = IES ; (3.19)

    IC = F IES ; (3.20)     – pentru un tranzistor npn:

    IE = IES ; (3.21)

    IC = F IES , (3.22)     unde R este factorul invers de amplificare in curent, iar

    IES =  ; ICS =  , (3.23)

    unde IES este curentul de saturatie al jonctiunii emitorului masurat cu colectorul in gol, iar ICS este curentul de saturatie al jonctiunii colectorului masurat cu emitorul in gol.     Plecând de la ecuatiile Ebers-Moll se pot construi modelele Ebers-Moll, modele de semnal mare ale tranzistoarelor pnp si npn (fig. 3.6).

a b

Fig. 3.6. Modelul Ebers-Moll pentru tranzistor: a) pnp; b) npn

    Modelul Ebers-Moll prezentat se refera la tranzistorul intern, neluându-se in considerare rezistenta distribuita a bazei, o rezistenta echivalenta care se introduce in model pentru a se putea obtine caderea de tensiune care are loc datorita curgerii transversale a curentului de baza.     Modelul Ebers-Moll este valabil pentru orice polaritate a tensiunilor aplicate din exterior, adica pentru orice situatie de polarizare a jonctiunilor. Consideram modelul tranzistorului pnp si sa vedem cum se modifica (simplifica) acesta pentru cele patru regimuri de lucru.     – Regimul de blocare este caracterizat de VEB < 0, VCB < 0, ambele mari in modul in raport cu VT. In acest caz, ecuatiile (3.19) si (3.20) devin (diodele din modelul Ebers-Moll blocate, deci IF = –IES, IR = –ICS).

- 7 -

    IE = –IES + R ICS, (3.24)     IC = –F IES + ICS. (3.24)     Se demonstreaza ca F IES = R ICS. (3.26)     Relatiile (3.24) si (3.25), prin folosirea relatiei (3.26), devin:     IE = –IES + F IES = (F – 1) IES, (3.27)     IC = –R ICS + ICS = (1 – R) ICS. (3.28)     Modelul Ebers-Moll din figura 3.6, a poate fi restrâns in modelul din figura 3.7, a.

Fig. 3.7. Modele de semnal mare pentru tranzistorul pnp in regimul:

a) de blocare; b) normal de lucru; c) inversat de lucru

    – Regimul normal de lucru este caracterizat de VEB > 0 si VCB > 0, iar  mare in raport cu VT, rezulta ca dioda din stânga conduce, iar cea din dreapta este blocata, astfel incât IR = –ICS, iar

IF=IES     Ecuatiile Ebers-Moll devin:

    IE = IES (3.29)

    IC = F IES

- 8 -

     . (3.30)

    Din (3.23) rezulta ICB0 = ICS(1 – F R), deci (3.30) devine

    IC = F IE + ICB0, (3.31)     relatie cunoscuta deja.     – Regimul inversat de lucru este caracterizat de VEB < 0 si VCB > 0. Rationamentul este similar cu cel anterior, rezultând circuitul echivalent din figura 3.7, c.     – Regimul de saturatie apare la VEB > 0 si VCB > 0. Nu sunt posibile simplificari, deci trebuie lucrat cu modelul complet.

3.4.3. CARACTERISTICILE STATICE ALE TRANZISTORULUI BIPOLAR

    In cazul neglijarii rezistentelor domeniilor semiconductoare, tensiunile de polarizare se aplica direct pe jonctiunile unui tranzistor numai la conexiunea BC. Ca urmare relatiile care dau dependenta dintre curentii din tranzistor si tensiunile aplicate pe jonctiuni se pot aplica direct sub forma obtinuta doar la aceasta conexiune. Ecuatiile Ebers-Moll reprezinta expresii analitice caracteristice tranzistorului intern. Ele intereseaza in masura in care tranzistorul real se apropie de tranzistorul intern.     In general, curentii dintr-un tranzistor real difera de curentii din tranzistorul intern, in primul rând datorita faptului ca tensiunile care ajung pe jonctiuni difera de tensiunile aplicate intre electrozi, iar asupra componentelor curentilor s-au facut ipoteze simplificatoare când s-au dedus ecuatiile Ebers-Moll.     Aceste ecuatii sunt utile pentru a intelege forma reala a dependentei curentilor din tranzistor de tensiunile aplicate intre electrozi si pentru ca pun in evidenta parametrii fizici si constructivi si posibilitatea modificarii acestora in scopul realizarii unor anumite caracteristici pentru tranzistor.

    Pentru calcule practice ale circuitelor cu tranzistoare se utilizeaza caracteristicile statice ridicate experimental. Exista trei tipuri de caracteristici in TB:

a. caracteristicile de intrare care coreleaza doua marimi de intrare, parametru fiind o marime de iesire; b. caracteristicile de transfer care coreleaza o marime de iesire cu una de intrare, ca parametru putând fi, in principiu, oricare alta marime; c. caracteristicile de iesire care coreleaza doua marimi de iesire, parametru fiind o marime de intrare.

    Intrucât caracteristicile statice depind de tipul schemei de conectare, in cele ce urmeaza le prezentam pe cele corespunzatoare conexiunii EC. 1) Caracteristicile statice ale tranzistoarelor bipolare in conexiunea EC    Vom considera cazul unui TB npn de mica putere.     In schema EC, tensiunile au ca nivel de referinta potentialul emitorului. Ca marimi de intrare avem: VBE = –VEB si IB, iar ca marimi de iesire pe VCE si IC.     a) Caracteristici de intrare     Consideram caracteristica IB = IB(VBE) cu VCE = ct. In figura 3.8 sunt reprezentate caracteristicile de intrare tipice pentru un TB cu Si.

- 9 -

Fig. 3.8 Caracteristica statica de intrare

IB = IB(VBE) cu VCE = ct. (conexiune EC)

    Examinând caracteristicile, observam ca daca plecam de la VBE = 0 si marind valoarea acestei tensiuni, curentul IB este practic nul pâna la o anumita valoare VBED = (VBE,on = V ) numita tensiune de deschidere sau de prag. In jurul acestei valori curentul creste exponential cu VBE, dupa care variatia acestuia poate fi considerata practic liniara.     Se defineste rezistenta diferentiala de intrare a tranzistorului in montaj EC cu relatia:

     (3.32)

    Trebuie remarcat ca TB in montaj EC, datorita variatiilor mici al lui IB, poseda o rezistenta diferentiala de intrare de valoare mare (mii de ) spre deosebire de cazul montajului BC pentru care Rin,BC are o valoare foarte mica (zeci de ).     b) Caracteristici de transfer     Consideram caracteristica IC = IC(IB) pentru VCE = ct. (fig. 3.9).

Fig. 3.9 Caracteristica de transfer (conexiune EC)

IC = IC(IB) pentru VCE = ct.

    In regiunea valorilor medii ale curentilor dependenta experimentala IC = IC(IB) este cvasiliniara, astfel incât in zona acestor curenti

- 10 -

     (3.33)

    poate fi considerat constant.

    c) Caracteristici de iesire

    In figura 3.10 este reprezentata familia caracteristicilor experimentale de iesire IC = IC(VCE) cu IB = ct., caracteristice pentru un tranzistor npn.

Fig. 3.10. Caracteristicile de iesire IC = IC(VCE) cu IB = ct.

    Caracteristica IB = 0 nu este, de fapt, limita regiunii de taiere. Pentru a bloca tranzistorul este necesara blocarea jonctiunii emitorului. In acest caz pentru TB IC este egal cu ICE0. Functionarea TB in regim de saturatie este intâlnita frecvent in circuitele digitale, deoarece in aceasta regiune se asigura o tensiune de iesire bine specificata care reprezinta o stare logica. In circuitele analogice se evita in mod uzual regiunea de saturatie, deoarece factorul de amplificare al TB este foarte mic.

    2) Tensiuni tipice pe jonctiunile tranzistorului

    Consideram caracteristica de transfer IC = IC(VBE) pentru tranzistorul npn cu Ge, respectiv cu Si (fig. 3.11).

- 11 -

a b

Fig. 3.11. Valori tipice ale tensiunilor pe jonctiunile tranzistorului npn

Tabelul 3.1. Valori tipice ale tensiunilor pe jonctiunile tranzistorului npn

Tensiune [V]

Tip tranzistorVCE,sat VBE,sat = V VBE,reg.activ VBED (V ) VBE,taiere

Si 0,2 0,8 0,7 0,5 0,0

Ge 0,1 0,3 0,2 0,1 – 0,1

3.4.4. MULTIPLICAREA IN AVALANSA LA JONCTIUNEA COLECTORULUI

Caracteristicile electrice ale tranzistoarelor sunt afectate de fenomenul de multiplicare in avalansa a purtatorilor de sarcina. Acest fenomen este provocat de câmpul electric intens din regiunea de sarcina spatiala. Tensiunile mai apar, de regula, pe jonctiunea colectorului si aici apare multiplicarea curentului initial cu un factor:

M = (3.34)

unde Va este tensiunea de strapungere a jonctiunii colectorului.

Se demonstreaza ca in conexiunea EC, TB se strapung pentru tensiuni VCE mai mici decât in conexiunea BC.

- 12 -

3.4.5. POLARIZAREA TRANZISTORULUI INTR-UN PUNCT DAT DE FUNCTIONARE, IN REGIUNEA ACTIVA NORMALA

    Ca si in cazul tuburilor electronice, circuitele de polarizare au rolul de a plasa functionarea tranzistorului in PSF ales in cadrul regiunii permise de pe caracteristicile statice ale TB. Consideram cazul TB in conexiune EC.     Punctul static de functionare (PSF) se gaseste la intersectia unei caracteristici IC = IC(VCE) pentru o anumita valoare IB cu dreapta de sarcina statica.     PSF al TB trebuie sa fie situat in regiunea permisa (fig. 3.12), delimitata de urmatoarele curbe:

Fig. 3.12. Delimitarea zonei permise

a. dreapta IC = ICmax pentru a feri TB de distrugerea jonctiunilor; b. hiperbola de disparitie maxima corespunzatoare puterii maxime admisibile; c. dreapta VCE = VCEmax pentru a nu apare fenomenul de strapungere a TB; d. dreapta IC = ICmin pentru mentinerea jonctiunii emitorului polarizata direct si in prezenta semnalului; ICmin este situata in regiunea activa a caracteristicilor; e. dreapta VCE = VCEmin = VC,sat; pentru ca tranzistorul sa nu intre in regim de saturatie este necesar ca VCE sa fie mai mare decât tensiunea corespunzatoare acestui regim.

    Mentinerea unei functionari liniare a TB este legata de fixarea PSF in regiunea liniara a caracteristicilor statice. PSF se fixeaza pe dreapta de sarcina astfel incât in regim dinamic, in functie de amplitudinea semnalului care se aplica la intrare, tranzistorul sa nu intre nici in blocare nici in saturatie (fig. 3.13).     Ecuatia dreptei de sarcina statica (pentru schemele din fig. 3.14) este:     VCC = IC(RC + RE) + VCE, (3.35)     obtinuta daca se considera IC IE.

- 13 -

Fig. 3.13. Stabilirea PSF pentru TB

    In practica exista trei tipuri fundamentale de retele care asigura polarizarea TB (fig. 3.14).

    Aplicând teorema lui Thévenin la stânga punctelor AB (fig. 3.14, a) obtinem un circuit de forma celui din fig. 3.14, b, unde:

     , (3.36)

     . (3.37)     Rezistentele R1 si R2 pot fi alese de valoare suficient de mica pentru ca RB sa satisfaca conditia

    (F + 1) RE >> RB. (3.38)     Satisfacerea conditiei (3.38) determina ca reactia negativa introdusa de RE, sa duca la micsorarea dependentei lui IC de F, care depinde puternic de temperatura.     Consideram schema din figura 3.14, b. Conform teoremei a II-a a lui Kirchhoff vom avea:     VBB = RBIB + VBE + REIE (3.38, a)     ªtim ca IC = FIB + ICE0. In regim uzual FIE >> ICE0, deci frecvent se foloseste relatia     IC = IB. (3.38, b)     Din (3.38, a) si (3.38, b) rezulta IE = FIB + IB = (F + 1)IB,     VBB = RBIB + VBE + RE(F + 1)IB =     = VBE + [RB + (F + 1)RE]IB,

     . (3.38, c)     Din (3.38, b) si (3.38, c) rezulta

- 14 -

    IC = FIB =  . (3.38, d)

    Conform lui (3.38, d) se observa ca cresterea lui F determina atât o crestere a numaratorului cât si a numitorului. IC devine independent de F doar când acesta tinde la .     Daca VBB este egal cu VCC se obtine schema din figura 3.14, c.

    Metode de insensibilizare a PSF

    Ca metode utilizate se pot mentiona:

o metode bazate pe introducerea de elemente liniare; o metode bazate pe introducerea de elemente neliniare.

    Cel mai raspândit procedeu liniar consta in introducerea rezistentei RE. In cazul in care tranzistorul este folosit pentru variatii mari ale tensiunii si curentului de la iesire, nu se recomanda sa se utilizeze rezistenta RE, in acest caz stabilizarea facându-se prin polarizarea bazei cu ajutorul unei rezistente conectate intre colector si baza (fig. 3.15).

Fig. 3.15. Stabilizarea PSF prin intermediul rezistentei RB

    Metodele neliniare de insensibilizare a PSF prin utilizarea de elemente neliniare sunt prezentate in figura 3.16. Circuitele sunt prevazute cu elemente liniare de insensibilizare, iar elemente neliniare imbunatatesc performantele acestor circuite la modificarea conditiilor de functionare.

- 15 -

                          a                                           b                                                                c

Fig. 3.16. Stabilizarea PSF cu elemente neliniare: a) cu dioda polarizata direct; b) cu dioda polarizata invers; c) cu termistor

    In figura 3.16, a rezistenta R2 a divizorului este inseriata cu dioda D polarizata direct. La modificarea temperaturii ambiante se stie ca tensiunea pe dioda scade cu 2 mV/oC. Tendinta de crestere a curentului de baza (vezi fig. 3.8) si implicit a celui de colector, datorita scaderii tensiunii VBE, este compensata de scaderea tensiunii de pe dioda (VBE scade cu temperatura cu aproximativ 2 mV/oC).     In figura 3.16, b este prezentata o schema de compensare cu dioda polarizata invers. Dioda este parcursa de un curent Iinv care are valoarea aproximativ constanta intr-o gama mare de variatie a tensiunii inverse. Daca se alege dioda astfel incât sa se asigure Iinv = = ICB0, curentul rezidual ICB0 se inchide prin dioda si nu va mai influenta polarizarea bazei tranzistorului, deci punctul static de functionare.     O compensare mai generala se poate realiza introducând in divizorul de polarizare un termistor (fig. 3.16, c) cu coeficient de temperatura negativ. Acesta determina scaderea tensiunii de polarizare aplicate in circuitul de intrare, deci compenseaza cresterea curentului de colector datorita variatiei tensiunii VBE in principal.     Aceasta solutie se utilizeaza, in special, in etajele amplificatoare de putere.

3.4.6. TRANZISTORUL IN SCHEME DE COMUTATIE

O alta utilizare a tranzistorului este aceea de comutator. Circuitul folosit este cel prezentat in figura 3.17.

 

Fig. 3.17. Comutator cu tranzistor npn

- 16 -

    Tranzistorul comuta curentul prin rezistenta RC. Daca tranzistorul este blocat, nu curge un curent important, iar daca tranzistorul este deschis atunci prin RC trece curentul de colector. Tranzistorul ca si comutator, va lucra, de regula, in urmatoarele doua stari:

o starea de blocare, când comutatorul este deschis si nu curge curent; o starea de saturatie când comutatorul este inchis si curge curent.

3.4.7. AMBALAREA TERMICA

    Cresterea temperaturii semiconductorului (Tj) determina cresterea curentului de colector prin intermediul marimilor: F, ICB0, VBE. Daca cresterea curentului de colector cu temperatura duce la cresterea puterii disipate, atunci Tj va continua sa creasca. Aceasta inlantuire poate duce la cresterea temperaturii dincolo de limita admisa. Daca temperatura creste mult, tranzistorul se poate distruge rapid. Acest fenomen poarta numele de ambalare termica.

3.5. TRANZISTORUL BIPOLAR IN REGIM DINAMIC DE SEMNAL MIC

    Aplicatia fundamentala a tranzistorului, aceea de amplificator de semnale, ofera exemplul tipic de functionare a dispozitivului in regim dinamic. In figura 3.18 s-a reprezentat numai tranzistorul (npn) in conexiune EC care face parte dintr-un astfel de amplificator.     Dupa cum se arata si in figura 3.18, in regim dinamic, peste componentele continue VBE, IB, VCE si IC se suprapun componente variabile in timp: vbe, ib, vce, ic.     La terminalele B-E se aplica, pe lânga tensiunea de polarizare VBE si o tensiune variabila de la un generator de semnal. La terminalele C-E, in serie cu sursa care furnizeaza tensiunea de polarizare, se conecteaza o impedanta de sarcina, de exemplu o rezistenta RL.  

Fig. 3.18. Tranzistor npn in conexiune EC cu prezentarea marimilor de intrare si iesire

    Datorita semnalului (tensiunii variabile) vbe, apare in circuitul bazei, peste componenta continua IB, o componenta de semnal ib, care produce in circuitul de colector o componenta variabila de curent ic, suprapusa peste componenta continua IC. Datorita caderii de tensiune variabile RLic pe rezistenta de sarcina, tensiunea intre terminalele C-E va avea pe lânga componenta continua VCE si una variabila vce.     Un caz particular important este cel denumit regim dinamic de semnal mic. Daca semnalul vbe are permanent valori suficient de reduse astfel incât punctul dinamic de functionare M(vbe, ib, vCE,

- 17 -

ic) sa evolueze intr-un domeniu restrâns al variabilelor electrice, in care portiunile de caracteristici statice sa poata fi asimilate cu segmente de dreapta, atunci componentele variabile (de semnal) ib, ic si vce sunt proportionale cu vbe. Deci regimul de semnal mic este un regim liniar pentru componentele de semnal. Ca urmare, toate componentele variabile reproduc forma semnalului. Spunem ca semnalele amplificate nu sunt distorsionate (deformate).     Conditia cantitativa pe care trebuie s-o indeplineasca vbe pentru a asigura conditia de semnal mic este aceeasi pe care am stabilit-o la jonctiunea pn:

     .     Din punct de vedere practic, la T = 300 K semnalul vbe se considera mic

daca  . Daca semnalul vbe este sinusoidal, iar Vbe indeplineste conditia de mai sus, TB functioneaza in regim armonic de semnal mic.     Pentru exprimarea relatiilor analitice dintre componentele de semnal asociate tranzistorului functionând in regim dinamic de semnal mic se introduc parametrii de semnal mic. Acestia sunt marimi caracteristice dispozitivului, dar depind de punctul mediu de functionare, frecventa si temperatura.     Parametrii de semnal mic, impreuna cu ecuatiile liniare dintre componentele de semnal in care intervin, precum si cu circuitul echivalent elaborat pe baza acestor ecuatii constituie ceea ce se numeste modelul de semnal mic al tranzistorului.     Parametrii de semnal mic pot fi naturali, daca se introduc pe baza examinarii proceselor fizice din dispozitiv, sau de cuadripol, daca se definesc luând in considerare comportarea tranzistorului la terminale, intocmai ca un cuadripol electric liniar.

3.5.1. MODELUL NATURAL FUNDAMENTAL DE SEMNAL MIC

        – Parametrii naturali de semnal mic

    Se considera ca TB functioneaza la joasa frecventa (tipic, f < 15 kHz) pentru care efectele elementelor reactive ale TB pot fi neglijate.     Se definesc parametrii:     – rezistenta dinamica de intrare:

     ; (3.39)

    – factorul dinamic de amplificare in curent:

     ; (3.40)

    – conductanta mutuala sau panta:

     . (3.41)

    Faptul ca derivatele partiale se iau in punctul M, sau variatiile finite sunt in jurul lui M, inseamna ca r , , gm specificate sunt valabile numai când TB functioneaza in acel punct mediu

- 18 -

M.     Cei trei parametri nu sunt independenti, ei fiind legati prin relatia: = gm r . (3.42)     Observatie: La fiecare denumire ar trebui adaugat faptul ca fiecare parametru de semnal mic

este asociat conexiunii EC, dar aceasta se subintelege. Valori tipice: pentru gm zeci de  (= mS), pentru r unitati – zeci de k . Parametrii r ,, , gm sunt fundamentali (de baza), in sensul ca ei formeaza un set minimal suficient numai pentru analize când TB functioneaza la frecvente joase. In conditiile unor ipoteze simplificatoare se deduc urmatoarele relatii pentru parametrii fundamentali:

    r =  ; (3.43)

    gm =  ; (3.44) = F; (3.45)     gm r = F. (3.46)     gm se mai numeste si transconductanta.

    – Circuitul echivalent fundamental de semnal mic     Din (3.39) (3.41) se obtin relatiile:

     (3.47)

    Pe baza acestui model analitic se elaboreaza modelul natural fundamental de semnal mic valabil la frecvente joase si prezentat in fig. 3.19.

Fig. 3.19. Modelul natural fundamental de semnal mic

3.5.2. MODELUL NATURAL DE SEMNAL MIC GIACOLETTO (IN P )

    Acest model se caracterizeaza prin prezenta elementelor reactive in circuit, ceea ce-l face utilizabil si pentru frecvente mai inalte (fig. 3.20).

- 19 -

Fig. 3.20 Modelul natural Giacoletto

    Pe lânga elementele cunoscute s-au mai adaugat rb, C , C si ro.     rb se numeste rezistenta de baza, cu valori tipice cuprinse intre 50 si 500 . Ea reprezinta rezistenta care corespunde caderii de tensiune transversale pe regiunea bazei.     C se numeste capacitate de intrare, având valori tipice de ordinul zecilor de pF formata din capacitatea de difuzie si cea de bariera a jonctiunii emitorului. C se numeste capacitatea de reactie si este reprezentata de capacitatea de bariera a jonctiunii de colector. C0 este capacitatea de reactie la polarizare nula si are valori de ordinul pF. ro se numeste rezistenta de iesire. Ea reflecta efectul variatiei tensiunii vCE asupra caracteristicilor statice de iesire ale TB si se defineste prin:

     . (3.48)

    Valorile tipice pentru ro sunt cuprinse intre 50 si 100 de k .     Circuitul echivalent complet Giacoletto mai contine câteva elemente componente. Acest model nu-l vom prezenta in aceasta lucrare.

3.5.3. MODELE CUADRIPOLARE

    Tranzistorul bipolar poate fi reprezentat ca un cuadripol (fig. 3.21).

Fig. 3.21. Tranzistorul ca si cuadripol

        a) Modelul cuadripolar impedanta (z)

    In acest caz, ecuatiile cuadripolare sunt:     v1 = z11 i1 + z12 i2, (3.49)

- 20 -

    v2 = z21 i1 + z22 i2, (3.50)     unde:

    z11 =  – impedanta de intrare cu iesirea in gol; (3.51)

    z12 =  – impedanta de reactie cu intrarea in gol; (3.52)

    z21 =  – impedanta de transfer cu iesirea in gol; (3.53)

    z22 =  – impedanta de iesire cu intrarea in gol. (3.54)

    In baza relatiilor (3.49) si (3.50), schema echivalenta z are forma din figura 3.22; in aceasta schema impedantele z11, z22 caracterizeaza proprietatile in regim variabil ale circuitelor de intrare si iesire considerate separat, iar generatorul de tensiune z12i2, respectiv z21i1 reprezinta dependenta tensiunii de intrare de curentul de iesire (deci reactia), respectiv a tensiunii de iesire de curentul de la intrare (deci transferul de semnal).

Fig. 3.22. Schema echivalenta cuadripolara z

    Definitiile de baza ale parametrilor z (relatiile (3.51) – (3.54)) sunt valabile, in principiu, pentru orice tip de conexiune. Intrucât insa, de la un anumit tip de conexiune la altul, marimile curentilor si tensiunilor din expresii se modifica (spre exemplu, la schema BC i1 este curentul de emitor, in timp ce la schema EC este curentul de baza), rezulta ca, spre deosebire de parametrii naturali, marimile parametrilor cuadripolari sunt diferite de la o conexiune la alta si trebuie calculate sau masurate pentru fiecare caz in parte.

        b) Modelul cuadripolar admitanta (y)

    In acest caz ecuatiile cuadripolare sunt:

    i1 = y11 v1 + y12 v2, (3.55)

- 21 -

    i2 = y21 v1 + y22 v2, (3.56)     unde:

    y11 =  – admitanta de intrare cu iesirea in scurtcircuit; (3.57)

    y12 =  – admitanta de reactie cu intrarea in scurtcircuit; (3.58)

    y21 =  – admitanta de transfer cu iesirea in scurtcircuit; (3.59)

    y22 =  – admitanta de iesire cu intrarea in scurtcircuit. (3.60)

    Schema echivalenta y are forma din figura 3.23.

Fig. 3.23. Schema echivalenta cuadripolara y

        c) Modelul cuadripolar hibrid (h)

    Ecuatiile cuadripolare sunt:

    v1 = h11 i1 + h12 v2, (3.61)

    i2 = h21 i1 + h22 v2, (3.62)

    unde:

    h11 =  – impedanta de intrare cu iesirea in scurtcircuit; (3.63)  

    h12 =  – factorul de reactie cu intrarea in gol; (3.64)

- 22 -

    h21 =  – factorul de amplificare in curent cu iesirea in scurtcircuit; (3.65)

    h22 =  – admitanta de iesire cu intrarea in gol. (3.66)

    Schema echivalenta cu parametri hibrizi este reprezentata in fig. 3.24.

Fig. 3.24. Schema echivalenta cu parametrii hibrizi

    Spre deosebire de parametrii z si y parametrii h nu mai sunt de aceeasi natura. Modelarea cu parametrii hibrizi se aplica tranzistorului in orice conexiune. Totusi, pentru analiza de circuit nu este necesar sa folosim mai multe seturi de parametri hibrizi, unul singur fiind suficient, deoarece inlocuirea tranzistorului intre cele trei borne cu oricare circuit echivalent este complet independenta de modul de conectare a tranzistorului in circuit.     Setul de parametri h ales este cel corespunzator conexiunii EC, care sunt relativ frecvent indicati in cataloage. Cuadripolul care trebuie avut in vedere este cel din figura 3.25.

Fig. 3.25. Tranzistorul bipolar in conexiune EC ca si cuadripol

    Ecuatiile cuadripolare sunt:

    vbe = h11e ib + h12e vce, (3.67)

    ic = h21e ib + h22e vce. (3.68)

    Se observa ca parametrilor h li s-a adaugat la indice litera e, care indica conexiunea EC.

    Se mai utilizeaza si notatiile echivalente: hie = h11e, hre = h12e, hfe = h21e si hoe = h22e, indicii i, r, f si o fiind initialele cuvintelor englezesti: input, reverse, forward si output.     Comparând relatiile de definitie ale parametrilor h ((3.63) – (3.66)) in cazul conexiunii EC cu definitiile parametrilor naturali, rezulta egalitatile:

- 23 -

     . (3.69)

    Prin urmare, ordinele de marime tipice sunt pentru: h11e – unitati, zeci de k ; h21e – zeci, sute, iar 1/h22e – zeci, sute de k .     Factorul de reactie h12e (denumit si factor de transfer invers de tensiune), care este de ordinul 10–4, este o masura a influentei tensiunii vce asupra curentului ib, dupa cum rezulta din ecuatia (3.67):

.

Se observa ca, in vreme ce vbe intervine cu coeficientul 1 la numarator, vce intervine doar cu un coeficient de 10–4. Ca urmare, in prima aproximatie, se poate considera ca h12e 0, ceea ce inseamna neglijarea efectului tensiunii vce asupra lui ib. In acest caz, circuitul echivalent devine cel din figura 3.26. Acest circuit este identic cu modelul fundamental de semnal mic (fig. 3.19) cu h11e = r si h21e = F.

3.6. TRANZISTORUL BIPOLAR LA INALTA FRECVENTA

3.6.1. CARACTERISTICA DE FRECVENTA A TB

    Structura circuitului echivalent de semnal mic (fig. 3.20) arata ca functionarea TB este, in general, dependenta de frecventa. Pentru caracterizarea TB in raport cu frecventa se ia in considerare amplificarea de curent cu iesirea in scurtcircuit, care este, in general, un parametru complex, dependent de frecventa semnalului f (sau ). El se defineste prin relatia:

, (3.70)

adica, este raportul dintre curentul de iesire din TB, care pentru conexiunea EC este Ic si curentul de intrare in TB care, pentru aceeasi conexiune este Ib, când iesirea este scurtcircuitata (tensiunea de semnal colector-emitor nula), asa cum se prezinta in figura 3.27.

- 24 -

Fig. 3.27. Circuitul echivalent al TB prin scurtcircuitarea iesirii

    Datorita scurtcircuitului dintre c si e, C este conectata intre b’ si c, deci in paralel cu C , ceea ce inseamna ca tensiunea pe C este V’be si, de asemenea, curentul prin ro este nul. Rezulta, aplicând teorema I a lui Kirchhoff, ca:

IC = gmVb’e – j C Vb’e = (gm – j C )Vb’e. (3.71)

Dar pentru frecventele de lucru ale TB gm >> C , deci

IC gmVb’e. (3.72)

De asemenea, pentru c si e scurtcircuitate, avem:

Vb’e =  . (3.73)

Din relatiile (3.70), (3.72) si (3.73) rezulta:

. (3.74)

Dar gmr = F = 0 = AI(0) este amplificarea la frecvente joase, deci:

. (3.75)

Modulul amplificarii, ca functie de frecventa,

(3.76)

constituie caracteristica de frecventa a TB si este reprezentat grafic in figura 3.28.

- 25 -

Fig. 3.28. Caracteristica de frecventa a TB

Este de dorit ca aceasta caracteristica a TB sa fie o dreapta paralela cu axa frecventei, adica  sa nu depinda de frecventa pâna la frecvente cât mai inalte, ceea ce ar arata ca TB poate sa

amplifice constant semnale cuprinse intr-un spectru larg de frecvente. Practic,  este cvasiconstant (apropiat de 0) pâna la frecvente de ordinul 104 – 106 Hz si apoi scade treptat.

3.6.2. FRECVENTE LIMITA

    Pentru caracterizarea prin parametri numerici a calitatii TB in ceea ce priveste comportarea sa cu frecventa se introduc asa-numitele frecvente limita. Ele trebuie sa indeplineasca conditia de a fi usor de masurat si interpretabile fizic. Cele mai uzuale sunt:

o frecventa f ; o frecventa de taiere fT; o frecventa c.

    Frecventa feste frecventa la care  scade la  = 0,707 sau cu 3dB din valoarea lui 0. Aplicând aceasta definitie relatiei (3.76), avem:

     ,     de unde

     . (3.77)

    Relatia (3.76) devine:

     . (3.78)

    La frecvente mai mari de 3-4 ori decât f relatia (3.78) devine:

     = 0 . (3.79) - 26 -

    Frecventa de taiere fT este frecventa la care  scade la valoarea 1. Intotdeauna fT >> f , deci este valabila relatia (3.79), obtinând:

     = 0 = 1

    fT = 0 f . (3.80)

    Frecventa feste frecventa la care  al amplificarii de curent cu iesirea in scurtcircuit pentru

conexiunea BC scade cu  din valoarea 0 la joasa frecventa. Procedând ca in cazul determinarii lui f , se obtine:

    f 0f . (3.81)

    Prin urmare, f este mult mai mare decât f si de acelasi ordin de marime cu frecventa de taiere fT.

3.7. PARAMETRII DINAMICI AI TRANZISTORULUI BIPOLAR IN CONEXIUNE EMITOR COMUN IN DOMENIUL DE AUDIOFRECVENTA

Se considera etajul tip EC din figura 3.29.

Fig. 3.29. Etaj de amplificare cu TB in conexiune EC

    Se considera ca atât condensatorul de decuplare CE, cât si condensatoarele de blocare a componentei continue, CB si CC, au o capacitate suficient de mare pentru ca sa se comporte practic ca niste scurtcircuite la frecventa minima din domeniu.     In schema din figura 3.29 se inlocuieste tranzistorul cu circuitul echivalent cu parametrii hibrizi, rezultând circuitul din figura 3.30.

- 27 -

Fig. 3.30. Circuitul echivalent al circuitului din fig. 3.29.

    In circuitul din figura 3.30 se fac notatiile RB = R1 R2 si Rca = RC RL. Rca reprezinta rezistenta de sarcina a etajului in curent alternativ.

    Amplificarea in tensiune a tranzistorului, AV,T

AV,T = 

= 

= 

= –  .

Deci

AV,T = –  , (3.82)

unde h = h11eh22e – h12eh21e este determinantul parametrilor h.

Deoarece h = 10–5 10–6, se poate neglija produsul h Rca de la numitor, rezultând:

AV,T = –  . (3.83)

- 28 -

Amplificarea in curent a tranzistorului, AI,T

AI,T = 

= 

=  , pentru ca h22 10–5 10–6.

Deci

AI,T h21e. (3.84)

Impedanta de intrare a tranzistorului Zi,T

Zi,T = 

= 

=  .

Dar h = 10–5 10–6, h22 = 10–5 10–6 si deci

Zi,T h11e. (3.85)

Impedanta de iesire a tranzistorului, Zo,T

Zo,T = 

Circuitul echivalent al etajului din figura 3.29 devine cel din figura 3.31.    

- 29 -

Fig. 3.31. Circuitul echivalent al etajului din figura 3.29 pentru determinarea impedantei de iesire

Zo,T = 

Ib = 

Deci

Zo,T=

In acelasi mod se trateaza problema si in cazul conexiunilor BC, respectiv CC.

- 30 -