transistores bipolares
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•Materiales semiconductores (Sem01.ppt)
•La unión PN y los diodos semiconductores
(Pn01.ppt)
•Transistores (Trans01.ppt)
Introducción a la Electrónica de
Dispositivos
Universidad de Oviedo
Área de Tecnología Electrónica
Departamento de Ingeniería Eléctrica, Electrónica, de Computadores y de Sistemas
ATE-UO Trans 00
BJT:Transistores bipolares de unión.
FET: Transistores de efecto de campo.
JFET: Transistores de efecto de campo de unión.
MESFET: Transistores de efecto de campo de metal semiconductor.
MOSFET: Transistores de efecto de campo de metal-oxido-semiconductor.
Tipos de transistores
ATE-UO Trans 01
BJTPNP
NPN
FET
JFET
MESFET
MOSFET
Canal N Canal P
Canal NAcumulación
DeplexiónCanal P
Canal N
Canal P
Canal N
•Son dispositivos (típicamente) de 3 terminales.
Entrada
Ve
ie
+
-
Salida
Vs
is
+
-
•Dos de los tres terminales actúan como terminales de entrada (control).
•Dos de los tres terminales actúan como terminales de salida. Un terminal es común a entrada y salida.
Características comunes a todos los transistores (I)
ATE-UO Trans 02 Cuadripolo
Características comunes a todos los transistores (II)
ATE-UO Trans 03
Entrada
Ve
ie
+
-
Salida
Vs
is
+
-
Cuadripolo
•La potencia consumida en la entrada es menor que la controlada en la salida.
•La tensión entre los terminales de entrada determina el comportamiento eléctrico de la salida.
•La salida se comporta como:
•Fuente de corriente controlada (zona lineal o activa).
•Corto circuito (saturación).
•Circuito abierto (corte).
Características comunes a todos los transistores (III)
ATE-UO Trans 04
Vs
is
+
-
Vs=0
is
is=0
+
-Vs
Vs
is
+
-=
Zona Activa
Zona de Saturación Vs
is
+
-=
Zona de Corte Vs
is
+
-=
Transistor PNP: zona P, zona N y zona P
Transistor NPN: zona N, zona P y zona N
Colector (P)
Emisor (P)
Base (N)
PNP
•El emisor debe estar mucho más dopado que la base.•La base debe ser mucho más pequeña que la longitud de difusión de los mayoritarios del emisor.
Colector (N)
Emisor (N)
Base (P)
NPN
Muy, muyimportante
Transistores bipolares de unión (I)
ATE-UO Trans 05
P+ PN-
E B C
pE =1015
pB =107
pC =1014
nC=106
nE =105
nB =1013
1016
escala logarítmica
Po
rta
d./c
m3
104
1012
108
1m
PNP(Si)
n=100 ns
NDB=1013 atm/cm3
Ln=0,02 mm
Basep=100 nsNAE=1015 atm/cm3
Lp=0,01 mm
Emisor y Colector
NAC=1014 atm/cm3
Transistores bipolares de unión (II)
ATE-UO Trans 06
Polarizamos las uniones:
•Emisor-Base, directamente
¿Cómo son las corrientes por los terminales de un transistor?
Colector (P)Emisor (P)
B (N)
VEB VBC
E CP+ PN-
BVEBVBC
•Base-Colector, inversamente
Polarización en Zona Activa (I)
ATE-UO Trans 07
iE iCiB
Para contestar, hay que deducir cómo son las corrientes por las uniones. Para ello, es preciso conocer las concentraciones de los portadores.
nE
pE
Polarización en Zona Activa (II)
ATE-UO Trans 08
nE pB(0)s.p.
•Y como pB(0)s.p.= ni2/NDB, queda:
pB(0)=(eVEB/VT-1)·ni2/NDB
•Partimos de pE = pB(0)s.p.·eVO/VT y de pE = pB(0)·e(VO-VEB)/VT
pEpB(0)
Portadores en el emisor y en la unión emisor-base (I)
Polarizamos directamente
Esc. log.
104
1012
1016
Po
rta
d./c
m3
108
-0,3 -0,2 -0,1 0Longitud [mm]
Unión emisor-baseEmisor
•Llegamos a: pB(0) = pB(0)-pB(0)s.p.= (eVEB/VT-1)·pB(0)s.p.
pB(0)Calculamos el exceso de huecos en el comienzo de la base
pB(0):
Polarización en Zona Activa (III)
ATE-UO Trans 09
Portadores en el emisor y en la unión emisor-base (II)
Procediendo de igual forma con el exceso de concentración de
los electrones del final del emisor, nE(0), obtenemos:
nE(0)=(eVEB/VT-1)·ni2/NAE
104
1012
1016
Po
rta
d./c
m3
108
Esc. log.
-0,3 -0,2 -0,1 0Longitud [mm]
nE
pE
nE
pE
Unión emisor-baseEmisor
nE(0)
nE(0)
nE(0)s.p.
0,3 mmWB
Po
rta
d./c
m3
104
1012
1016
108
100
Esc. log.
Unión base-colector
Colector
Procediendo de igual forma con el exceso
de concentración de los huecos del final de
la base, pB(WB), obtenemos:
pB(WB) = (eVCB/VT-1)·ni2/NDB
Polarización en Zona Activa (IV)
ATE-UO Trans 10
-pB(WB)
Portadores en el colector y en la unión base-colector (I)
Polarizamos inversamente pC
nC
pB(WB )s.p.
pB(WB)
VBC
C (P)E (P)
VEB
B (N)
- +VCB
En zona activa, VCB< 0
Procediendo de igual forma con el exceso
de concentración de los electrones al
comienzo del colector, obtenemos:
nC(WB) = (eVCB/VT-1)·ni2/NAC
Polarización en Zona Activa (V)
ATE-UO Trans 11
Portadores en el colector y en la unión base-colector (II)
VBC
C (P)E (P)
VEB
B (N)
- +VCB
Colector
0,3 mmWB
Po
rta
d./c
m3
104
1012
1016
108
100
Esc. log.pC
nC
Unión base-colector
-nC(WB)
nC(WB )s.p.
nC(WB)
pBs.p.= ni2/NDB
nEs.p.= ni2/NAE
nCs.p.= ni2/NAC
pB(0+)
nE(0-)
-pB(WB-)
-nC(WB+)
Polarización en Zona Activa (VI)
ATE-UO Trans 12
P+ PN-
E B C
WB
+ --+
Portadores minoritarios a lo largo del transistor (I)
VEB VBC
Polarizamos en zona activa
¿Cómo es la concentración de los huecos en la base?
0- 0+ WB- WB
+ xEscala lineal (no exacta)
Polarización en Zona Activa (VII)
ATE-UO Trans 13
Portadores minoritarios a lo largo del transistor (II)
pBs.p.
pB(WB-)
pB(0+)
0+ WB- x
VEB VBC
N-
B
WB
+ --+
-pB(WB-)
pB(0+)
pB(x) = pB(WB-) + (pB(0+) - pB(WB
-))·senh((WB-x)/LP)
senh(WB/LP)
La solución de la ecuación de continuidad es (ATE-UO PN136) :
Como WB<<Lp (base corta) se
cumple que senh (a) a y, por tanto:
pB(x)=pB(WB-)+(pB(0+)-pB(WB
-))·(WB-x)/WB=
=pB(WB-)+(pB(0+)-pB(WB
-))·(WB-x)/WB
El gradiente de la concentración de huecos en la base es:
d(pB(x))/dx = -(pB(0+)-pB(WB-))/WB
Polarización en Zona Activa (VIII)
ATE-UO Trans 14
Portadores minoritarios a lo largo del transistor (III)
P+ PN-
E B C
WB
+ --+
VEB VBC
nEs.p.= ni2/NAE
nCs.p.= ni2/NAC
pB(0+)
nE(0-)
-pB(WB-)
-nC(WB+)
0- 0+ WB- WB
+ xEscala lineal (no exacta)
Ahora se pueden calcular los gradientes en los bordes de las dos zonas de transición
Polarización en Zona Activa (IX)
ATE-UO Trans 15
Cálculo de los gradientes de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición
-nC(WB+)
nEs.p.= ni2/NAE
nCs.p.= ni2/NAC
pB(0+)-pB(WB-)
nE(0-)
WB
0- 0+ WB- WB
+ x
Emisor “largo”:(dnE/dx)0- = nE(0-)/LNE
Colector “largo”:(dnC/dx)WB+ = -nC(WB
+)/LNC
Base “corta”:(dpB/dx)0+ = -(pB(0+)-pB(WB
-))/WB
nE(0-)=(eVEB/VT-1)·ni2/NAE
pB(0+)=(eVEB/VT-1)·ni2/NDB
Polarización en Zona Activa (X)
ATE-UO Trans 16
Resumen de los valores de los gradientes de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición
Resumen de los excesos de concentración de los minoritarios en los bordes de las zonas de transición
pB(WB-) = (eVCB/VT-1)·ni
2/NDB
nC(WB+) = (eVCB/VT-1)·ni
2/NAC
(dnE/dx)0- = nE(0-)/LNE = (eVEB/VT-1)·ni2/(NAE·LNE)
(dnC/dx)WB+ = -nC(WB+)/LNC = -(eVCB/VT-1)·ni
2/(NAC·LNC)
(dpB/dx)0+ = -(pB(0+)-pB(WB-))/WB =
= -((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT-1))·ni2/(NDB·WB)
Polarización en Zona Activa (XI)
ATE-UO Trans 17
Cálculo de las corrientes por las uniones
juEB = q·DNE·nE(0-)/LNE + q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB =
= q·DNE·(eVEB/VT-1)·ni2/(NAE·LNE) + q·DPB·((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT-1))·ni
2/(NDB·WB) =
=(eVEB/VT-1)·q·ni2·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(eVCB/VT-1)·q·ni
2·DPB/(NDB·WB)
juBC = q·DPB·(pB(0+)-pB(WB-))/WB - q·DNC·nC(WB
+)/LNC == q·DPB·((eVEB/VT-1)-(eVCB/VT-1))·ni
2/(NDB·WB) - q·DNC·(eVCB/VT-1)·ni2/(NAC·LNC) =
=(eVEB/VT-1)·q·ni2·DPB/(NDB·WB)-(eVCB/VT-1)·q·ni
2·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))
P+ PN-
E B C
WB
+ --+
VEB VBC
juEB juBC
Polarización en Zona Activa (XI)
ATE-UO Trans 18
Cálculo de las corrientes por los terminales
IE =q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(eVCB/VT-1)·DPB/(NDB·WB))
IC=-q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)-(eVCB/VT-1)·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)))
juEB juBC
IE
IB
IC
P+ PN-
E
B
CWB
+ --+
VEB VBC
+- VCB-+ VEB
Sección A
IE = A·juEB IC = -A·juBC IB = -IC -IE = A·(juBC- juEB)
IB = -q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·DNE/(NAE·LNE)+(eVCB/VT-1)·DNC/(NAC·LNC))
Polarización en Zona Activa (XII)
ATE-UO Trans 19
Cálculo de las corrientes en zona activa (I)
IE eVEB/VT·q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))
IC - eVEB/VT·q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)
IB - eVEB/VT·q·ni2·A·DNE/(NAE·LNE)
IE
IB
IC
VBC
C (P)E (P)
VEB
B (N)
- +VCB+ -VEB
¡Muy importante!Las ecuaciones anteriores valen para cualquier zona de trabajo del transistorParticularizamos para la zona activa:
VEB>>VT, VCB<<-VT (ya que VCB<0, VCB>>VT)
Por tanto:
eVEB/VT-1 eVEB/VT y eVCB/VT-1 -1
Polarización en Zona Activa (XIII)
ATE-UO Trans 20
Cálculo de las corrientes en zona activa (II)
IE
IB
IC
VBC
C (P)E (P)
VEB
B (N)
- +VCB+ -VEB
IC/IE -DPB/(NDB·WB)
DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)
DPB/(NDB·WB)= 10-8 DNE/(NAE·LNE)= 2·10-11
IC/IE = -0,998 IB/IE = (-IE - IC)/IE= - 0,002
DPB = 10 cm2/sNDB = 1013 atom./cm3
WB = 1 m
DNE = 40 cm2/sNAE = 1015 atom./cm3
LNE = 20 m
Ejemplo:
Vamos a interpretar estos resultados
Polarización en Zona Activa (XIV)
ATE-UO Trans 21
Cálculo de las corrientes en zona activa (III)
E CP+ PN-
B
+ --+
VEB VBC
+- VCB-+ VEB
IE
0,998·IE
0,002·IE
•La corriente de emisor IE se relaciona con la tensión emisor-
base VEB como en cualquier unión PN polarizada directamente:
IE ISE·eVEB/VT.•La corriente que sale por el colector es casi igual a la que entra por el emisor.
•La corriente que sale por el colector no depende de la tensión colector-base VCB. Por tanto, el colector se comporta como
una fuente (sumidero) de corriente.Muy importante
Gradiente muy pequeño no hay casi corriente de minoritarios del emisor (electrones)
Escala lineal
Portad./cm3
5·1011
1012
0
pB
nCnE
1m
VEBO=0,48V
VEB=0,3 VBC
P+ PN-
E B C
Polarización en Zona Activa (XV)
ATE-UO Trans 22
Interpretación con las escalas reales
Gradiente constante
Para cualquier VBC>0 (es decir, VCB <0), la posición vertical de este punto no varía casi.
La posición vertical de este punto varía mucho con VEB.
Portad./cm3
Escala lineal
5·1011
1012
0nE nC
pB
Polarización en Zona Activa (XVI)
ATE-UO Trans 23
Corrientes por el transistor
IpE
Corriente mA
0
3
1,5
Contacto de base
InE
IpB
InB -InC
-IpC
-IC
Gradiente muy pequeño en el emisor no hay casi corriente de electrones.
Gradiente muy grande en la base hay mucha corriente de huecos.
IE
Calculamos la corriente total de emisor.
Calculamos la corriente de huecos en el emisor.
Calculamos la corriente de electrones en la base.
Gradiente casi nulo en el colector no hay casi corriente de electrones.
0
nC
Concentración
Escala lineal
0
Corriente Contacto de base
nE
CE
B VBC
IE -IC
Polarización en Zona Activa (XVII)
ATE-UO Trans 24
Corrientes por el transistor
-IC1IE1
pB1
VEB1
-IC2IE2
pB2
< VEB2
-IC3IE3
pB3
< VEB3
Muy importante
Polarización en Zona Activa (XVIII)
ATE-UO Trans 25
Definición del parámetro “” directo (I)
IE -ICCE
B
VEB
IE =q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))-(eVCB/VT-1)·DPB/(NDB·WB))
IC=-q·ni2·A·((eVEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)-(eVCB/VT-1)·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)))
Expresión completa de las corrientes:
Salida en cortocircuito (VCB =0):
IE = q·ni2·A·(eVEB/VT-1)·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))
IC = -q·ni2·A·(eVEB/VT-1)·DPB/(NDB·WB)
=DPB/(NDB·WB)
DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)
Definimos :
= -IC/IEVCB=0
Muy, muy importante
Polarización en Zona Activa (XIX)
ATE-UO Trans 26
Definición del parámetro “” directo (II)
Luego:
-IC·IE
Ya habíamos obtenido antes (para VCB<0, ATE-UO Trans 20):
IC/IE -DPB/(NDB·WB)
DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)= -
Típicamente: = 0,99-0,999
IECE
B VBC
-IC
VEB
Muy, muy importante
Polarización en Zona Activa (XX)
ATE-UO Trans 27
Definición del parámetro “”
Valor de en función de la física del transistor: = DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB)
Típicamente: = 50-200
Partimos de :
-IC·IE y IE = -IB -IC
Eliminando IE queda:
IC IB·/(1-)
Definimos =/(1-)
Luego:
IC·IB
CE
B VBC
IE -IC
-IBVEB
Aunquees muy poco variable, (definida como =
/(1-)) es bastante sensible a las pequeñas
variaciones de .
max
típicamin
IC
Polarización en Zona Activa (XXI)
ATE-UO Trans 28
Variación del parámetro “”
Ejemplo:
= 0,99 = 0,99/(1-0,99) = 99
= 0,999 = 0,999/(1-0,999) = 999
Los fabricantes usan el término hFE en vez de .
Polarización en Zona Activa (XXII)
ATE-UO Trans 29
Configuraciones “base común” y “emisor común”
(> VEB)CE
B VBC
IE -IC
-IBVEB
Configuración “base común”
VEC
-ICCE
B
IE
-IBVEB
Configuración “emisor común”
Para controlar IC, la fuente de tensión de entrada VEB tiene que aportar la corriente IB IC/<<IC.
+
-VEC-VEB>0
PN
P
Para controlar IC, la fuente de tensión de entrada VEB tiene que aportar la corriente IE -IC/-IC.
WB>>LPPortad./cm3
5·1011
1012
0
pB
nCnE
VEB=0.3 VBC
P+ PN-
E B CIE ICIB
Transistor “mal hecho” (con base ancha) (I)
ATE-UO Trans 30
Gradiente grande fuerte corriente de huecos.
Gradiente muy pequeño no hay casi corriente de huecos.
Gradiente muy pequeño no hay casi corriente de electrones.
IpE
IE
-IC
InB
0
3
1.5
InE
nE
-InC
nC
IpB
pB
Densidad de corriente [mA/cm2]
Portad./cm3
5·1011
1012
0
-IpC
Transistor “mal hecho” (con base ancha) (II)
ATE-UO Trans 31
Transistor “mal hecho” (con base ancha) (III)
ATE-UO Trans 32
0
IpE
IpB -IpC InE
InB -InC
IE
-IC
3
1.5
Densidad de corriente [mA/cm2]
IE VEB=0.3 VBC
P+ PN-
E B C
-IC
-IB
WB>>LP
0 -IB
IE -IB
-IB
Circuito equivalente con Base ancha.
VEB VBC
CE B
-IC 0
Polarización en Zona de Corte (I)
ATE-UO Trans 33
Cálculo de las corrientes en zona de corte
IE
IB
IC
VBC
C (P)E (P)
VBE
B (N)
- +VCB+ -VEB
Particularizamos las ecuaciones del
transistor para la zona de corte ( ver
ATE-UO Trans 18):
VEB<<-VT y VCB<<-VT. Por tanto:
eVEB/VT-1 -1y eVCB/VT-1 -1
IE -q·ni2·A·DNE/(NAE·LNE)
IC -q·ni2·A·DNC/(NAC·LNC)
IB q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DNC/(NAC·LNC))
Se obtiene:
Las tres corrientes son muy pequeñas
Muy importante
Polarización en Zona de Corte (II)
ATE-UO Trans 34
Comparación entre las corrientes en zona activa y en zona de corte
Zona de CorteIE -q·ni
2·A·DNE/(NAE·LNE)
IC -q·ni2·A·DNC/(NAC·LNC)
IB q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DNC/(NAC·LNC))
Zona ActivaIE eVEB/VT·q·ni
2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))
IC - eVEB/VT·q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)
IB - eVEB/VT·q·ni2·A·DNE/(NAE·LNE)
Como VT 26mV, eVEB/VT
es muy grande en condiciones normales de uso. Por ejemplo, si VEB = 400mV, entonces
eVEB/VT = 4,8·106
Polarización en Zona de Corte (III)
ATE-UO Trans 35
CE
B VBC
IE -IC
VEB
0
Concentración
Escala lineal
0
Corriente
nC
-IC (activa)IE (activa)
pB (activa)
nE (activa)
Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y corte
-IC (corte)IE (corte)
pB (corte) nE (corte)
VBE
Resumen
ATE-UO Trans 36
CE
B VBC
IE -IC
-IBVBE
Base común
VEC
-ICCE
B
IE
-IBVBE Emisor
común
-IC·IE y -IB(1-)·IE
-IC-·IB y IE -
(1+)·IBCE
B VBC
IE -IC
-IBVEB
Base común
VEC(> VEB)
-ICCE
B
IE
-IBVEB
Emisor común
IC0,IE 0y
IB0
Zona Activa Zona de Corte
Otras condiciones cercanas a las de corte (I)
ATE-UO Trans 37
CE
B VBC
IE -IC
-IB
Base común y emisor común
Particularizamos las ecuaciones del
transistor para la zona de corte ( ver
ATE-UO Trans 18):
VEB=0 y VCB<<-VT. Por tanto:
eVEB/VT-1 = 0y eVCB/VT-1 -1
IE (VEB=0) =q·ni2·A·DPB/(NDB·WB))
IC (VEB=0) =-q·ni2·A·(DPB/(NDB·WB) + DNC/(NAC·LNC))
IB (VEB=0) = q·ni2·A·DNC/(NAC·LNC)
Corrientes muy pequeñas, aunque algo mayores que las que teníamos estrictamente en corte. En general, son despreciables.
Cortocircuito entre emisor y base
Otras condiciones cercanas a las de corte (II)
ATE-UO Trans 38
CE
B VBC
-IC0
La corriente de colector que circula es pequeña, pero bastante mayor que la de casos anteriores. Es denominada “corriente inversa de saturación emisor-colector con la
base en circuito abierto”, IEC0.
Es aconsejable no dejar la base “al aire”, siendo mejor cortocircuitarla al emisor o conectarla a dicho terminal a través de una resistencia.
Emisor en circuito abierto
La corriente de colector que circula es muy pequeña. Es denominada “corriente inversa de saturación de la unión base-colector con
el emisor en circuito abierto”, IC0.
Base en circuito abierto
VEC
CE
B
IEC0
Polarización en Zona de Saturación (I)
ATE-UO Trans 39
Cálculo de las corrientes en zona de saturación
IE
IB
IC
VCB
C (P)E (P)
VEB
B (N)
- +VCB+ -VEB
Particularizamos las ecuaciones del
transistor para la zona de saturación ( ver
ATE-UO Trans 18):
VEB>>VT y VCB>>VT. Por tanto:
eVEB/VT-1 eVEB/VTy eVCB/VT-1
eVCB/VT
Corrientes de emisor y de colector muy dependientes de las tensiones emisor base y colector base.
IE = q·ni2·A·(eVEB/VT·(DNE/(NAE·LNE) + DPB/(NDB·WB)) - eVCB/VT·DPB/(NDB·WB))
IC=-q·ni2·A·(eVEB/VT·DPB/(NDB·WB) - eVCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)))
IB = -q·ni2·A·(eVEB/VT·DNE/(NAE·LNE) + eVCB/VT·DNC/(NAC·LNC))
Se obtiene:
Polarización en Zona de Saturación (II)
ATE-UO Trans 40
-IB
-IC
+-
VCB P
P N
VEB
Emisor común
R
V1
Caso habitual: una impedancia en el circuito de colector y configuración en emisor común (I)
•Partimos de un valor “moderado” de -IB,
de forma que VCB = -V1 - IC·R + VEB < 0.
Entonces estamos en zona activa.
•Hacemos crecer -IB, de forma que crece -IC.
Llega un momento que VCB >0 e incluso
VCB>>VT.
•Si llamamos DB y DC:DB = q·ni
2·A·DPB/(NDB·WB)
DC = q·ni2·A·DNC/(NAC·LNC)
V1 >VEB
•La corriente de colector será:
-IC = eVEB/VT·DB - e (-V1 - IC·R + VEB)/VT·(DB+DC)
Muy, muy importante
Polarización en Zona de Saturación (III)
ATE-UO Trans 41
Caso habitual: Una impedancia en el circuito de colector y configuración en emisor común (II)
Por tanto:
(-IC) = eVEB/VT·(DB - e (-V1 +(- IC)·R)/VT·(DB+DC))
-IB
-IC
+-
VCB P
P N
VEB
Emisor común
R
V1
V1 >VEB
Si VEB/VT >>1, eVEB/VT .
Entonces:
(-IC)·R = V1 + VT·ln(DB/(DB+DC))
y, como DB>>DC:
(-IC)·R V1
El transistor se comporta como un cortocircuito
-IC (activa)IE (activa)
pB (activa)
0
Concentración
Escala lineal
0
Corriente
nCnE
Comparación entre las concentraciones de minoritarios en zona activa y saturación
Polarización en Zona de Saturación (IV)
ATE-UO Trans 41
pB (lim.)
-IC (límite)IE (límite)
pB (sat.)
-IC (satur.)IE (satur.)
V1/R
Misma pendiente, ya que la corriente de colector es más o menos constante.
Resumen
ATE-UO Trans 43
IC0,IE
0y
IB0
-IC·IE y -IB(1-
)·IE
-IC-·IB y IE -
(1+)·IB
VCB < 0
Zona Activa
IE
-IB
-IC
-
+VCBP
P N
VEB
R
V1
Zona de Corte
IE
-IB
-IC
-
+VCBP
P N
VBE
R
V1IE
-IB
-IC
-
+VCBP
P N
VEB
R
V1
Zona de Saturación
VCB > 0 (VCE 0)
-
ICV1/R
Muy, muy importante
Polarización en Zona Transistor Inverso (I)
ATE-UO Trans 44
IE
IB
IC
P+ PN-
E
B
C+ --+
VBE VCB
+- VCB-+ VEB
Estamos usando el emisor como si fuera un colector y el colector como si fuera un emisor
Particularizamos las ecuaciones del transistor para
la zona de transistor inverso ( ver ATE-UO Trans 18):
VEB<<-VT y VCB>>VT. Por tanto:
eVEB/VT-1 -1y eVCB/VT-1 eVCB/VT
Polarización en Zona Transistor Inverso (II)
ATE-UO Trans 45
IE -q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE) + DPB/(NDB·WB) + eVCB/VT·DPB/(NDB·WB))
IC q·ni2·A·(DPB/(NDB·WB) + eVCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC)))
IB q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE) - eVCB/VT·DNC/(NAC·LNC))
Queda:
Finalmente, despreciando los términos no afectados por eVCB/VT, obtenemos:
IE -q·ni2·A·eVCB/VT·DPB/(NDB·WB)
IC q·ni2·A·eVCB/VT·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))
IB -q·ni2·A·eVCB/VT·DNC/(NAC·LNC)
Estas ecuaciones son como las de zona activa si hacemos los
siguientes cambios: VEB VCB, VCB VEB, IE IC, IC IE,
DNC/(NAC·LNC) DNE/(NAE·LNE) y DNE/(NAE·LNE) DNC/(NAC·LNC).
Polarización en Zona Transistor Inverso (III)
ATE-UO Trans 46
Conclusión:Existe cierta reversibilidad en el comportamiento del emisor y del colector. La gran diferencia es que las características físicas del emisor, DNE/(NAE·LNE), y del colector, DNC/(NAC·LNC), son distintas.
CE
B VCB
-IE IC
-IB
Definición del parámetro “” inverso, “R”
R =DPB/(NDB·WB)
DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB)
R = -IE/ICVEB=0
Para distinguir ambos parámetros “” vamos a llamar “F” al directo, definido en ATE-UO Trans 25.
Comparación de “F” y “R”
ATE-UO Trans 47
CE
B VCB
-IE IC
-IB
R = -IE/ICVEB=0
IE -ICCE
B
VEB
F =DPB/(NDB·WB)
DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB)
F = -IC/IEVCB=0
R =DPB/(NDB·WB)
DNC/(NAC·LNC)+DPB/(NDB·WB)
DPB = 10 cm2/sNDB = 1013 atom./cm3
WB = 1 m
DNE = 40 cm2/sNAE = 1015 atom./cm3
LNE = 20 m
Ejemplo:
DNC = 40 cm2/sNAC = 1014 atom./cm3
LNC = 20 m
DPB/(NDB·WB)= 10-8 DNE/(NAE·LNE)= 2·10-11 DNC/(NAC·LNC)= 2·10-10
F = 0,998 R = 0,98
Definición de “F” y “R”
ATE-UO Trans 48
DPB = 10 cm2/sNDB = 1013 atom./cm3
WB = 1 m
DNE = 40 cm2/sNAE = 1015 atom./cm3
LNE = 20 m
Ejemplo anterior:
DNC = 40 cm2/sNAC = 1014 atom./cm3
LNC = 20 m
F = 500 R = 50
Definimos F
F=F/(1-F)Definimos R
R=R/(1-R)
Valor de F en función de la física del transistor:F=DPB·NAE·LNE /(DNE·NDB·WB)
Valor de R en función de la física del transistor:R=DPB·NAC·LNC /(DNC·NDB·WB)
En la realidad, estos valores suelen ser menores por la influencia de otros fenómenos no contemplados.
Volvemos a escribir las ecuaciones del transistor:
IE = q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))·(eVEB/VT-1) -
- q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVCB/VT-1)
Modelo de Ebers-Moll de un transistor (I)
ATE-UO Trans 49
IC = -q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVEB/VT-1) +
+ q·ni2·A·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))·(eVCB/VT-1)
IE
IB
IC
C (P)E (P)B (N)
- +VCB+ -VEB
Principal idea: buscar un circuito equivalente a un transistor que sea válido en cualquier región de trabajo.
ISC·(eVCB/VT-1) = IR
ISE·(eVEB/VT-1) = IF
Por tanto:
IE = IF - q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVCB/VT-1)
siendo:
IF = q·ni2·A·(DNE/(NAE·LNE)+DPB/(NDB·WB))·(eVEB/VT-1)
y también:
IC = IR -q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVEB/VT-1)
siendo:
IR = q·ni2·A·(DPB/(NDB·WB)+DNC/(NAC·LNC))·(eVCB/VT-1)
Modelo de Ebers-Moll de un transistor (II)
ATE-UO Trans 50
IR·R
IF·F
Por tanto, en resumen:
IE = IF - IR·R IC = IR - IF·F
IF = ISE·(eVEB/VT-1) IR = ISC·(eVCB/VT-1)
Modelo de Ebers-Moll de un transistor (III)
ATE-UO Trans 51
Resumen:
IE = IF - IR·R IC = IR - IF·F
IF = ISE·(eVEB/VT-1) IR = ISC·(eVCB/VT-1)
B
CE
IE IC
IB
IE
IB
IC
C (P)E (P)B (N)
- +VCB+ -VEB
+ -VEB - +VCB
IFIR
R·IR F·IF
Muy, muy importante
Modelo de Ebers-Moll de un transistor (IV)
ATE-UO Trans 52
IE = IF - IR·R
IC = IR - IF·F
IF = ISE·(eVEB/VT-1)
IR = ISC·(eVCB/VT-1) B
CE
IE IC
IB
+ -VEB - +VCB
IFIR
R·IR F·IF
De las ecuaciones anteriores se deduce:
q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVCB/VT-1) = ISC·R·(eVCB/VT-1)
q·ni2·A·DPB/(NDB·WB)·(eVEB/VT-1) = ISE·F ·(eVEB/VT-1)
Por tanto: ISC·R = ISE·F = IS
Consecuencia:
Sólo hacen falta tres parámetros para definir el modelo de Ebers-Moll de un transistor: IS, F y R.
Cálculo de IC0
ATE-UO Trans 53
Partiendo de:
0 = IF - IR·R
IC0 = IR - IF·F
IF = ISE·(eVEB/VT-1)
IR = ISC·(eVCB/VT-1)
IE=0 IC=IC0
C
B
E
IB
+ -VEB - +VCB
IFIR
R·IR F·IF
CE
B VBC
-IC0
VBC
Se obtiene: IC0 = ISC·(eVCB/VT-1)·(1-R·F) y como VCB<<-VT,
IC0 = -ISC·(1-R·F) = -IS·(1-R·F)/R
Particularizando el modelo para polarización en Zona Activa
ATE-UO Trans 54
Partiendo de:
IE = IF - IR·R
IC = IR - IF·F
IF = ISE·(eVEB/VT-1)
IR = ISC·(eVCB/VT-1)
Se obtiene -IC = -IR·(1-R·F) + IE·F y como VCB<<-VT, queda:
-IC = ISC·(1-R·F) + IE·F = -IC0 + IE·F
-ICIE
IB
VBC
C (P)E (P)
VEB
B (N)
- +VCB+ -VEB
-IC0
Éstas son mejores aproximaciones que -ICF·IE y ICF·IB
Muy importantey como IB + Ic + IE = 0, se obtiene:
IC = IC0·(1+F) + IB·F
Partiendo del modelo de Ebers-Moll, se obtiene:
IC (corte) = -ISC·(1-R) = -IS·(1-R)/R = IC0·(1-R)/(1-R·F)
IC (VEB=0) = -ISC = -IS/R = IC0/(1-R·F)
IEC0 = ISC·(1-R·F)/(1-F) = IS·(1-R·F)/((1-F)·R) =- IC0/(1-F)
Comparación entre IC0, IC (corte), IC (VEB=0) y IEC0
ATE-UO Trans 55
CE
B VBC
-IC0C
E
B VBC
-IC (VEB=0)CE
B VEC
IEC0-IC (corte)
CE
B VBCVBE
IC (corte)< IC0< IC (VEB=0)< IEC0
En resumen:
IC (corte) IC0 IC (VEB=0) IC0·(1+R) IEC0 = -IC0·(1+F)
Escala lineal
Portad./cm3
5·1011
1012
0nCnE
Al aumentar la tensión Base-Colector VBC, el ancho de la zona de
transición también aumenta, por lo que el ancho efectivo de la Base WB disminuye. Al disminuir el ancho efectivo de la base
aumenta la corriente de emisor (ya que aumenta el gradiente de minoritarios de la base), y también disminuye la corriente de base (ya que disminuyen las recombinaciones, ahora despreciadas, de minoritarios en ella).
CE
B VBCVEB
pB (VBC1)
WB
VBC1W’B
pB (VBC2)
< VBC2
Efecto “Early”
ATE-UO Trans 56
VCB=0
VCB=-5V
VCB=-10V
Referencias normalizadas
IE
IB
IC
CE
B
- +VCB+ -VEB
•Para una determinada tensión VEB, la corriente de
emisor crece con la tensión inversa aplicada entre colector y base (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo.
•Cuando VEB=0 y VCB<<-VT, la corriente de emisor es
ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37). Es un detalle no muy importante.
Curvas características en base común (I)
ATE-UO Trans 57
0
IE [mA]
VEB [V]
Curvas de entrada
0,6
20
Referencias normalizadas
IE
IB
IC
CE
B
- +VCB+ -VEB
En polarización en zona activa, se comporta como una fuente de corriente.
Curvas características en base común (II)
ATE-UO Trans 58
IE=40mA
IE=20mA
IE=0mA
IC0
VCB [V]
Curvas de salidaIC [mA]
0
-40
-20
-4-2 -6
IE=10mA
IE=30mA
IE=50mA
Muy importante
Referencias normalizadas
IE
IB
IC
CE
B
- +VCB+ -VEB
Curvas características en base común (III)
ATE-UO Trans 59
Muy importante Corte
VCB [V]
Curvas de salidaIC [mA]
0
-40
-20
-4-2 -6
IE=40mA
IE=20mA
IE=0mA
IC0
IE=10mA
IE=30mA
IE=50mA
Zonas de trabajo
Zona Activa
Saturación
Curvas de entrada
0
IB[A]
VBE[V]
-0,6
-100
•Para una determinada tensión VBE, la corriente de base
decrece con la tensión inversa aplicada entre colector y emisor (efecto “Early”). Este efecto no es muy significativo.
•Cuando VBE=0 y VCB<<-VT, la corriente de base es
ligeramente positiva (ver ATE-UO Trans 37). Es un detalle no muy importante.
Curvas características en emisor común (I)
ATE-UO Trans 60
Referencias normalizadas
VBE
+
-
IC
IBC
E
B VCE
+
-
VCE=0
VCE=-5V
VCE=-10V
Curvas características en emisor común (II)
ATE-UO Trans 61
Referencias normalizadas
VBE
+
-
IC
IBC
E
B VCE
+
-
-IEC0 =IC0·(1+F)
IB=0A
IB=-100A
IB=-200A
IB=-300A
IB=-400AIC [mA]
VCE [V]
0
-40
-20
-4-2 -6
Curvas de salida
En zona activa, se comporta como una fuente de corriente, como ocurría en base común, pero con un comportamiento algo menos ideal. Muy importante
Corte
Curvas características en emisor común (III)
ATE-UO Trans 62
Referencias normalizadas
VBE
+
-
IC
IBC
E
B VCE
+
-
IB=0A
IB=-100A
IB=-200A
IB=-300A
IB=-400AIC [mA]
VCE [V]
0
-40
-20
-4-2 -6
Curvas de salida
Muy, muy importante
Zonas de trabajo
Saturación
Zona Activa
Recta de carga
-IC [mA]
-VCE [V]
40
20
42 60
-IC
-IB
R=200
V2=6VV1
-VCE
+
-
-IB=300A
IB=0A
-IB=100A
-IB=200A
-IB=400A
Análisis gráfico en emisor común
ATE-UO Trans 63
-IB = 0 -IC 0 -VCE 6V Corte
-IB = 100A -IC 10mA -VCE 4V Zona activa-IB = 200A -IC 20mA -VCE 2V Zona activa-IB = 300A -IC 30mA -VCE 0,4V Saturación
-IB = 400A -IC 30mA -VCE 0,4V Saturación
IC
IB
SaturaciónZ.
Act
iva
Determinación del estado en zona
activa o en saturación en circuitos
Zona Activa: IC IB·F
Saturación: IC < IB·F
Determinación del estado en zona
activa o en saturación en circuitos
Zona Activa: IC IB·F
Saturación: IC < IB·F
Esta representación justifica en término “saturación”.
Corte
La corriente de colector como función de la corriente de base.
ATE-UO Trans 64
IC
VCE
IC4
IC3
IC2
IC1
= Cte.Curvas de salida
Curvas de entrada
Unión PN ideal
Circuito equivalente
IB0
IB1
IB2
IB3
IB4
B
CE
IE -IC
-IB
·IE-·IB
El transistor bipolar ideal
ATE-UO Trans 65
Muy importante
-IC [mA]
-VCE [V]
40
30
20
10
2 4 6
-IC
-IB
R=200
V2=6VV1
-VCE
+
-
Análisis gráfico en emisor común con un transistor ideal
ATE-UO Trans 66
-IB = 0 -IC = 0 -VCE = 6V Corte
-IB = 200A -IC = 20mA -VCE = 2V Z. activa
-IB = 400A -IC = 30mA -VCE = 0V Saturación
-IB = 300A -IC = 30mA -VCE = 0V Saturación
-IB=0
-IB= 100A
200A
300A
400A
Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (I)
ATE-UO Trans 67
•Como VCB < 0, el diodo CB no puede conducir.
-·IB
Zona activa
-IB
-IC
-
+
VCB
B
C
E(P)
(N)
R2
V2
R1
(P)
V1
•Por tanto: IC= ·IB
Muy importante
Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (II)
ATE-UO Trans 68
•Como IB = 0, la fuente de corriente no conduce corriente.
Corte
IB=0
-IC
-·IB
-
+
VCB
R1 B
C
E(P)
(N)
R2
V2
(P)
V1
•Por tanto: IC= 0
Muy importante
•Como VCB < 0, el diodo CB no puede conducir.
Análisis del funcionamiento de un transistor ideal en emisor común (III)
ATE-UO Trans 69
•Como ·(-IB) >V2/R2, el diodo CB conduce.
Saturación
-IB
·(-IB)
-IC
-
+
VCB
B
C
E(P)
(N)
R2
V2
R1
(P)
V1
•Por tanto: VCB= 0, -IC = V2/R2
Muy importante
Todo lo dicho para transistores PNP se aplica a los NPN sin más que:
•Mantener todos los tipos de polarización (directa o inversa).
•Cambiar los sentidos de todas las fuentes de tensión que hemos dibujado. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las tensiones.
•Cambiar los sentidos de todas las circulaciones reales de corriente. Por convenio mantendremos los sentidos en los que medimos las corrientes.
VCB < 0
-
IC·I
E
IC·IB
PNP, z. activa
IE
-IB
-IC
-
+VCBP
P N
VEB
R
V1
VCB > 0
IC·(-
IE)
IC·IB
NPN, z. activa
-IE
IB
IC
-
+VCBN
N P
VBE
R
V1
Transistores NPN
ATE-UO Trans 70
Resumen con transistores NPN
ATE-UO Trans 71
IC0,IE
0y
IB0
VCB < 0 (VCE 0)
ICV1/R
Muy, muy importante
VCB > 0
IC·(-
IE)
IC·IB
NPN, z. activa
-IE
IB
IC
-
+VCBN
N P
VBE
R
V1
NPN, corte
-IE
IB
IC
-
+VCBN
N P
VEB
R
V1
NPN, saturación
-IE
IB
IC
-
+VCBN
N P
VBE
R
V1
Curvas características en emisor común en un transistor NPN
ATE-UO Trans 72
Curvas de entrada
0
IB[A]
VBE[V]
0,6
100 VCE=0
VCE=5V
VCE=10V
IB=0A
IB= 100A
IB= 200A
IB= 300A
IB= 400AIC [mA]
VCE [V]
0
40
20
4 2 6
Curvas de salida
Referencias normalizadas
VBE
+
-
IC
IBC
E
B VCE
+
-
Todas las magnitudes importantes son positivas
Circuito equivalente ideal
B
CE
-IE IC
IB
·(-IE)·IB
Circuitos equivalentes para un transistor NPN
ATE-UO Trans 73
IE = -IF + IR·R
IC = -IR + IF·F
IF = ISE·(eVBE/VT-1)
IR = ISC·(eVBC/VT-1) B
CE
IE IC
IB
VBE- + + -
VBC
IFIR
R·IR F·IF
Modelo de Ebers-Moll
Encapsulado de transistores
ATE-UO Trans 74
EncapsuladoTO-220
MJE13008 (NPN)IRF840 (MOSFET, N)BDX53C (Darlington)
EncapsuladoTO-126 (SOT-32)
BD135 (NPN)BD136 (PNP)
EncapsuladoTO-92
BC548 (NPN)BC558 (PNP)
EncapsuladoTO-3
2N3055 (NPN)BU326 (NPN)
Antiguo transistor PNP de aleación
E C
B
N-
P
P+
Forma real de los transistores
ATE-UO Trans 75
Transistor NPN plano de doble difusión
N+
N+
N
P-
EB
C
SiO2
P+
P+
P
N-
EB
C
Resistencia de base
ATE-UO Trans 76
Parte que realmente actúa como transistor
Existe una resistencia relativamente alta al estar la base poco dopada. La
llamamos RB.
B’
CE
IE IC
IB
+ -VEB
- +VCB
IFIR
R·IRF·IF
BRBModelo de Ebers-Moll modificado
Como en el caso de las uniones PN en general, se caracterizan como:
•Capacidades parásitas (aplicaciones lineales)
•Tiempos de conmutación (en conmutación)
Efectos dinámicos en los transistores (I)
ATE-UO Trans 77
pB (sat.)
El tiempo más largo es el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS.
0
Concentración
nCnE
P+PN-
Transistor saturado
Para cortar el transistor hay que eliminar todo este exceso de portadores.
pB corte Transistor cortado
Efectos dinámicos en los transistores (II)
ATE-UO Trans 78
¿Cómo disminuir el de retraso por el almacenamiento de portadores minoritarios en la base, tS?
a) No dejando que el transistor se sature muy intensamente (que quede en el límite zona activa-saturación).
b) Extrayendo los minoritarios de la base polarizando inversamente la unión base emisor.
pB (sat.)
pB (lim.)
Situación menos deseable (muy saturado)
(desde en punto de vista de la rapidez).
Situación más deseable (en el límite)
Efectos dinámicos en los transistores (III)
ATE-UO Trans 79
Circuitos de “antisaturación”:
El transistor se queda en el límite entre saturación y zona activa.
-
+VCBN
N P
R2
V2
V1
R1
Con diodo Schottky-
+VCBN
N P
R2
V2
V1
R1
Con 3 diodos
Estos diodos impiden la polarización directa de la unión CB.
Efectos dinámicos en los transistores (IV)
ATE-UO Trans 80
Circuito para la extracción rápida de los minoritarios de la base.
Saturación N
N P
R2
V2
V1
R1/2
R1/2
C1
-
+VBE
N
N P
R2
V2
V1
R1Saturación
Corte
-
+
VBE
+ -
Esta corriente es la de eliminación de los minoritarios de la base
Circuito con extracción lenta de los minoritarios de la base.
Corte
Optoacoplador
Fototransistores y fotoacopladores
ATE-UO Trans 81
Símbolo
Un fototransistor es un transistor en el que la incidencia de luz sobre la zona de la base influye mucho en la corriente de colector. La luz juega un papel semejante al de la corriente de base.
IC
LED
F.T.
IC
ILED
R2
V2
+
N
N P
R2
V2
Fotodetector
IC/ILED 1-0,2
Muy importante
N-
Estructura de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (canal N)
ATE-UO Trans 82
P+
P+
Puerta (G)
Drenador (D)
Fuente (S)
JFET (canal P)Símbolo
GD
S
Canal
JFET (canal N)Símbolo
GD
Scanal P
G D
Scanal N
G D
S
Otros símbolos
Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (I)
ATE-UO Trans 83
N-
P+
P+
Puerta (G)
Drenador (D)
Fuente (S)
Zona de transición en zona muy dopada estrecha
Zona de transición en zona poco dopada ancha
N-
(G)
(S)
P+
P+
(D)
Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (II)
ATE-UO Trans 84
V1V2
V1 < V2
Según aumenta la tensión drenador-fuente, aumenta la resistencia del canal, ya que aumenta la zona de transición, que es una zona de pocos portadores.
Principio de funcionamiento de los transistores de efecto de campo de unión, JFET (III)
ATE-UO Trans 85
GD
S
+
-VDS
ID
ID
VDS
V1 V2
Evolución si la resistencia no cambiara con la tensión.
Evolución real en un JFET (la resistencia cambia con la tensión aplicada).
Principio de funcionamiento de los JFET (IV)
ATE-UO Trans 86
VDSN-
(G)
(S)
P+
P+
(D)
Si se aumenta más la tensión drenador-fuente, la zona de transición llega a dejar una parte del canal con muy pocos portadores. La corriente de drenador no cesa (si cesara no se formaría el perfil de zona de transición que provoca esta situación). La tensión VDS a la que se produce la contracción total del canal recibe el nombre de tensión de contracción (“pinch-off”), VPO.
VDS=VPO > V2
VPO +-
Principio de funcionamiento de los JFET (V)
ATE-UO Trans 87
Si se aumenta la tensión drenador-fuente por encima de VPO, va aumentando la parte del canal que ha quedado con muy pocos portadores, LZTC (longitud de la zona de transición en el canal). Sin embargo, el aumento de LZTC al aumentar VDS es pequeño comparado con la longitud del canal, LC.
(G)
(S)
(D)
VDS
N-
P+
P+
VDS=V3 > VPO
LC
LZTC
Si L’ZTC << LC (hipótesis de canal largo) y admitimos que el perfil de portadores en la parte no contraída del canal no ha cambiado, tenemos que admitir que la tensión en dicha parte es VPO.
(G)
(S)
(D)
VDS
P+
P+N-
LZTC
VDS=V4 > V3
L’ZTCVPO +-
Luego la corriente que circula es la necesaria para dar la misma caída de tensión sobre el mismo perfil de canal misma corriente que cuando aplicábamos VPO corriente constante por el canal cuando VDS>VPO.
Principio de funcionamiento de los JFET (VI)
ATE-UO Trans 88
Resumen del principio de funcionamiento de los JFET cuando VGS = 0
ATE-UO Trans 89
ID
VDS
VDS=V4
V4VDS=V3
V3
VDS=VPO
VPO
VDS=V2
V2
VDS=V1
V1
VDS=0 Comportamiento resistivo Comportamiento como
fuente de corriente
Es decir: VDSPO = UA = VPO - UB
N-
(G)
(S)
P+
P+
(D)
VDS=VPO
¿Qué pasa si VGS 0?
ATE-UO Trans 90
•Con VGS=0, la contracción ocurre cuando VDS = VDSPO =VPO.
•La contracción se produce cuando:VDS=VDSPO=VPO + VGS
Cuando VGS < 0, la corriente que circula es menor y la contracción se produce a una VDS menor.
VPO+
-
(G)
(S)
P+
P+
(D)
N-
•El canal es siempre más estrecho, al estar polarizado más inversamente mayor resistencia
VGS
+-UB
UA
VDS
+
-
VPO+
-
Curvas características de un JFET (canal N)
ATE-UO Trans 91
VGS = 0V
VGS = -0,5V
VGS = -1VVGS = -1,5VVGS = -2V
Contracción del canal
Muy importante
ID [mA]
VDS [V]
4
2
42 60
•Curvas de salida
•Curvas de entrada:No tienen interés
(unión polarizada inversamente)
GD
S
+
-VDS
ID
+
-VGS
Referencias normalizadas
Contracción producida cuando:VDSPO=VPO + VGS
La tensión VPO
ATE-UO Trans 92
Cortocircuitamos el drenador y la fuente y aplicamos tensión entre puerta y fuente.
Cuando la tensión VGS alcanza un valor negativo suficientemente grande, la zona de transición invade totalmente el canal. Este valor es el de contracción del canal, VPO.
UB2 VGS
+-
(G)
(S)
P+
P+
(D)N-
(G)
(S)
P+
P+
(D)
UB1
N-
VGS
+-
= -VPOUB1<
Análisis gráfico de un JFET en fuente común
ATE-UO Trans 93
VDS [V]
ID [mA]
4
2
84 120
GD
S
+
-VDS
ID
+
-VGS
2,5K
10VVGS = -2V
VGS = -1,5V
VGS = -1V
VGS = -0,5V
VGS = 0V
VGS = 0V > -0,5V > -1V > -1,5V > -2V
Comportamiento resistivo
Comportamiento como fuente de corriente
VGS = -2,5V> -2,5V
Comportamiento como circuito abierto
Muyimportante
VDS [V]
ID [mA]
4
2
84 120
VGS = -2V
VGS = -1,5V
VGS = -1V
VGS = -0,5V
VGS = 0V
VGS = -VPO
Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído)
ATE-UO Trans 94
ID0PO
Partimos de conocer el valor de la corriente de drenador
cuando VGS = 0 y el canal está contraído, ID0PO.
También se conoce la tensión de contracción
del canal, VPO
Ecuación ya conocida:
VDSPO = VPO + VGS
Muy importante
Ecuación no demostrada:
IDPO ID0PO·(1 + VGS/VPO)2
IDPO
Comparación entre transistores bipolares y JFET (I)
ATE-UO Trans 95
G (P)D
S
V1
R
V2N
R
V1
V2
B (P)C (N)
E (N)
IDIC
+
-VBE
-VGS
+
•En ambos casos, las tensiones de entrada (VBE y VGS) determinan las corrientes de salida (IC e ID).
IB
•En zona de comportamiento como fuente de corriente, es útil relacionar corrientes de salida y entrada (transistor bipolar) o corriente de salida con tensión de entrada (JFET).
IG 0
• La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar es mucho más pequeña en el caso del JFET (la corriente es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal).
Muy importante
(G)
(S)
P+
P+
(D)
N-
VGS
+-UB
UA
VDS
+
-
Comparación entre transistores bipolares y JFET (II)
ATE-UO Trans 96
Corriente de electrones en todo el dispositivo
(transistor unipolar)
•El JFET es más rápido al ser un dispositivo unipolar (conducción no determinada por la concentración de minoritarios).
•El JFET puede usarse como resistencia controlada por tensión, ya que tiene una zona de trabajo con característica resistiva.
•Para conseguir un comportamiento tipo “cortocircuito” hay que colocar muchas celdas en paralelo.
Muyimportante
Estructura real de un JFET de canal N
ATE-UO Trans 97
G (N)D
S
V1
R
V2
P
-ID
-VGS
+
IG 0
Uso de un JFET de canal P
Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo.
DS G
P+
N-
G
SiO2
N+ N+P+ Contactos metálicos
Canal N
Los transistores de efecto de campo de unión metal-semiconductor MESFET
ATE-UO Trans 98
DS G
N+ N+N-
GaAs aislante
Contactos óhmicos
GaAs
Contacto rectificador (Schottky)
G
Pequeña polarización directa GS
G
Tensión GS nula
G
Polarización inversa GS,
zona resistiva
G
Polarización inversa GS, zona
f. de corriente
VDS
ID
VGS<0
VGS = 0
VGS > 0
Los transistores de efecto de campo de metal-óxido-semiconductor, MOSFET
ATE-UO Trans 99
DS G
+
P-
Substrato
N+ N+
SiO2
Contactos metálicosMetal
GS D
NombreMetal
Óxido
Semiconductor
Estructura
MOSFET de enriquecimiento (acumulación) de canal N
G
D
S
Substrato
SímboloG
D
SMOSFET de enriquecimiento
de canal P
Símbolo
++ ++G
DS
+
P-
Substrato
N+ N+- - - -
GDS
+
P-
Substrato
N+ N+
Principios de operación de los MOSFET (I)
ATE-UO Trans 100
V1
+ + + +
- - - -
Zona de transición (con carga espacial)
V2 > V1
+ + + ++++ +++
- - - -
- -
- -
Se empieza a formar una capa de electrones
(minoritarios del substrato)
V3 = V TH > V2
GDS
+
P-
Substrato
N+ N+
++++ ++++
- - - -- - - -
Principios de operación de los MOSFET (II)
ATE-UO Trans 101
Esta capa de minoritarios es llamada “capa de inversión”
Esta capa es una zona de transición (no tiene casi
portadores de carga)
Cuando la concentración de los electrones en la capa formada es igual a la concentración de los huecos de la zona del substrato alejada de la puerta, diremos que empieza la inversión. Se ha creado artificialmente una zona N tan dopada como la zona P del substrato. La tensión a la que esto ocurre es llamada “tensión umbral” (“threshold voltage”), VTH.
Principios de operación de los MOSFET (III)
ATE-UO Trans 102
V4 > V TH
GDS
P
P-
Substrato
N+ N+
+++++ +++++
- - - -- - - - - -
Situación con tensión mayor que la de umbral
VGS
GDS
P-
Substrato
N+ N+
+++++ +++++
- - - -- - - - - -
VDS
•Conectamos la fuente al substrato.
•Conectamos una fuente de tensión entre los terminales fuente y drenador.
¿Cómo es la corriente de drenador?
ID
Principios de operación de los MOSFET (IV)
ATE-UO Trans 103
•Existe un canal entre drenador y fuente constituido por la capa de inversión que se ha formado.
•Con tensiones VDS pequeñas
(<<VGS), el canal es uniforme.
VGS
GDS
P-
Substrato
N+ N+
+++++ +++++
- - - -- - - - - -
VDS 0 ID 0
VGS
GDS
P-
Substrato
N+ N+
+++++ +++++
- - - - -
VDS =VDS1 >0ID
- - - - -
•El canal se empieza a contraer según aumenta la tensión VDS.
•La situación es semejante a la que se da en un JFET.
•El canal formado se contrae totalmente cuando VDS = VDSPO.
•Cuando VDS > VDSPO, el MOSFET
se comporta como una fuente de corriente (como en el caso de los JFET).
VGS
GDS
P-
Substrato
N+ N+
+++++ +++++
VDS2=VDSPO >VDS1
ID
- - - - - - - - - -
VGS
GDS
P-
Substrato
N+ N+
+++++ +++++
VDS3 >VDSPO
ID
- - - - - - - - - -
ATE-UO Trans 104
Principios de operación de los MOSFET (V)
Si VGS = 0, la corriente de drenador es prácticamente
nula. En general, si VGS <VTH, no hay casi canal
formado y, por tanto, no hay casi corriente de drenador.
VDS1
GDS
P-
Substrato
N+ N+
ID0
ATE-UO Trans 105
Principios de operación de los MOSFET (VI)
GDS
P-
Substrato
N+ N+
ID0
VDS2 > VDS1
Curvas características de un MOSFET de enriquecimiento de canal N
ATE-UO Trans 106
Muy importante
ID [mA]
VDS [V]
4
2
42 60
•Curvas de salida
•Curvas de entrada:No tienen interés
(puerta aislada del canal)
Referencias normalizadas
+
-VDS
ID
+
-VGS
G
D
S
VGS < VTH = 2V
VGS = 2,5VVGS = 3V
VGS = 3,5V
VGS = 4V
VGS = 4,5V
Análisis gráfico de un MOSFET en fuente común
ATE-UO Trans 107
VDS [V]
ID [mA]
4
2
84 120
VGS = 2,5V
VGS = 3V
VGS = 3,5V
VGS = 4V
VGS = 4,5V
VGS = 0V < 2,5V < 3V < 3,5V < 4V
Comportamiento resistivo
Comportamiento como fuente de corriente
VGS < VTH = 2V< 4,5V
Comportamiento como circuito abierto
Muyimportante
+
-VDS
ID
+
-VGS
2,5K
10VG
D
S
Cálculo de las corrientes en la zona de fuente de corriente (canal contraído) y de la tensión umbral
ATE-UO Trans 108
Ecuaciones no demostradas:
IDPO (VGS - VTH)2·Z·n·Cox/2LC
VTH 2·F + (rs·xox/rox)·(4·q·NA·F/(rs·0))1/2
Z = longitud en el eje perpendicular a la representación.
Cox = Capacidad del óxido por unidad de área de la
puerta.
rs, rox y 0 = permitividades relativas del semiconductor
y del óxido y permitividad absoluta.
xox = grosor del óxido debajo de la puerta.
F =VT·ln(NA/ni)
GDS
+
P-
Substrato
N+ N+N-
Los MOSFET de deplexión (I)
ATE-UO Trans 109
•Existe canal sin necesidad de aplicar tensión a la puerta. Se podrá establecer circulación de corriente entre drenador y fuente sin necesidad de colocar tensión positiva en la puerta.
V1
GDS
+
P-
Substrato
N+ N+
+++ +++
N-- - - - - -
+
-
VGS=V1
•Modo ACUMULACIÓN:Al colocar tensión positiva en la puerta con relación al canal, se refuerza el canal con más electrones procedentes del substrato. El canal podrá conducir más.
Los MOSFET de deplexión (II)
ATE-UO Trans 110
V1
+
-
VGS=-V1
GDS
+
P-
Substrato
N+ N+N-
•Operación en modo DEPLEXIÓN:Se debilita el canal al colocar tensión negativa en la puerta con relación al substrato. El canal podrá conducir menos corriente.
- - - - - -
+ + + + + +
Los MOSFET de deplexión (III)
ATE-UO Trans 111
•Cuando se aplica tensión entre drenador y fuente se empieza a contraer el canal, como ocurre en los otros tipos de FET ya estudiados. Esto ocurre en ambos modos de operación.
VDS ID
V1
GDS
+
P-
Substrato
N+ N+
+++ +++
N-- - - -
- -
Modo acumulación
VDS
ID
V1
GDS
+
P-
Substrato
N+ N+
- - - - - -
N-+ + + + + ++ +
Modo deplexión
Muy importante
DeplexiónID [mA]
VDS [V]
4
2
42 60VGS < -1,5V
VGS = -1VVGS = -0,5V
VGS = 0V
VGS = 0,5V
VGS = 1V
Modo acumulación
Modo deplexión
Comparación entre las curvas características de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión
ATE-UO Trans 112
ID [mA]
VDS [V]
4
2
42 60VGS < VTH = 2V
VGS = 2,5V
VGS = 3V
VGS = 3,5V
VGS = 4V
VGS = 4,5VEnriquecimiento
Canal N
Canal P
Comparación entre los símbolos de los MOSFET de enriquecimiento y de deplexión con ambos
tipos de canal
ATE-UO Trans 113
G
D
STipo enriquecimiento
G
D
STipo deplexión
D
Tipo enriquecimiento
GS
G
D
STipo deplexión
Comparación de los circuitos de polarización para trabajar en zona resistiva o en zona de fuente de corriente con MOSFET de ambos tipos de canal
ATE-UO Trans 114
+
-VDS
ID
+
-VGS
R
V2
G
D
S
V1
Canal N
+
-VDS
-ID
+
-VGS
R
V2
G
D
S
V1
Canal P
Hay que invertir los sentidos reales de tensiones y corrientes para operar en los mismas zonas de trabajo.
Comparación entre transistores JFET y MOSFET
ATE-UO Trans 115
• La potencia que la fuente V1 tiene que suministrar estáticamente en un MOSFET es cero. Por tanto, la corriente IG es más pequeña aún que en el caso del JFET (que es casi cero, al estar polarizada inversamente la unión puerta-canal).
Muy importante
ID
+
-VGS
R
V2
G
D
S
V1
MOSFET, canal N
IG =0G
D
SV1
R
V2
ID
-VGS
+
IG 0
JFET, canal N
• La tensiones V1 y V2 comparten terminales del mismo signo en el caso del MOSFET. Esto facilita el control.
Precauciones en el uso de transistores MOSFET
ATE-UO Trans 116
G
D
S
DS G
+
P-
Substrato
N+ N+
•El terminal puerta al aire es muy sensible a los ruidos.
•El óxido se puede llegar a perforar por la electricidad estática de los dedos. A veces se integran diodos zener de protección.
•Existe un diodo parásito entre fuente y drenador en los MOSFET de enriquecimiento.