Технически Университет - Варна

Димитър Димов Юдов Венцислав Цеков Вълчев

ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНА ТЕХНИКА

2005

В учебника са разгледани основните схеми на полупроводниковите преобразуватели на електрическа енергия. Обхванати са принципът на действие, анализът на електромагнитните процеси и схемните решения. Разгледани са и съвременните мощни полупроводникови прибори. Учебникът е написан съгласно действащата учебна програма на

дисциплината “Преобразувателна техника” за студентите от специалност ‘Електроника’ на Технически университет гр. Варна. Отделена е и допълнителна глава за методите и схемите за

подобряване на комутационните характеристики на преобразувател-ните устройства, която е полезна за обучението в магистърския курс на специалност “Електроника” на Технически университет Варна. Отделните раздели на учебника са написани както следва: проф. д-р инж. Димитър Д. Юдов, Бургаски Свободен Университет:

Въведение, Глава 2, Глава 3; гл. ас. д-р инж. Венцислав Ц. Вълчев, Технически Университет Варна:

Глава 1, Глава 4, Глава 5, Глава 6. Авторите са благодарни на рецензентите доц. д-р инж. Михайл П.

Илиев, Русенски Университет и доц. д-р инж. Андрей К. Андреев, Тех-нически Университет Варна, за бележките и препоръките към пособието. Учебникът е предназначен за студентите от специалност ‘Електроника’

на Технически университет Варна, но може да се ползува и от студенти от други специалности и университети, както и да бъде полезен за докторанти и инженери работещи в областта на силовата електроника. ISBN Учебникът е приет за печат от Факултетния съвет на Факултета по

Електроника, Технически Университет гр. Варна с протокол 13 от 12.07.05.

© Димитър Д. Юдов, Венцислав Ц. Вълчев – автори, 2005 © Михайл П. Илиев, Андрей К. Андреев – рецензенти, 2005 © Венцислав Ц. Вълчев, Георги Н. Тодоров – оформление, 2005 печат - ‘Синтроник’ ООД

1

СЪДЪРЖАНИЕ

Въведение ......................................................................................................................6 Списък на основните означения............................................................................9

Глава 1. СИЛОВИ ПОЛУПРОВОДНИКОВИ КЛЮЧОВЕ ИЗПОЛЗУВАНИ В ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИТЕ УСТРОЙСТВА

1.1 Класификация и сравнение ............................................................................11 1.2 Полупроводникови диоди................................................................................12

1.2.1 Основни параметри на полупроводниковите диоди ..................13 1.2.2 Динамични параметри на диодите ....................................................13 1.2.3 Основни групи диоди в преобразувателните устройства.........14

1.3 Тиристори с непълно управление.................................................................16 1.3.1 Еднооперационни тиристори ..............................................................16 1.3.2 Симетрични тиристори (триак, симистор).....................................19

1.4 Тиристори с пълно управление.....................................................................20 1.4.1 Тиристори изключвани чрез управляващ електрод (GTO)......20 1.4.2 Тиристори с MOS управление (MCT)..............................................21

1.5 Биполярни транзистори...................................................................................23 1.5.1. Комутационни характеристики на биполярните транзистори.........24 1.5.2 Коефициент на насищане Ksat на биполярните транзистори...24 1.5.3. Oбласт на безопасна работа нa биполярните транзистори ....27

1.6 Полеви транзистори (MOS FET)...................................................................28 1.6.1 Структура и функциониране на MOS транзисторите ................28 1.6.2 Комутационни процеси при MOS транзисторите .......................30 1.6.3 Сравнение на биполярните и MOS транзистори .........................31 1.6.4 Статични индукционни транзистори (SIT)...................................32

1.7 Силови биполярни транзистори с изолиран гейт (IGBT)...................33 1.7.1 Структура и функциониране на IGBT .............................................34 1.7.2 Комутационни процеси и характеристики.....................................35 1.7.3 IGBT драйвери ..........................................................................................36 1.7.4 Предимства и приложение на IGBT .................................................39

1.8 Силови интелигентни модули (IPM)...........................................................40 1.9 Тенденции в развитието на съвременните полупроводникови ключове........................................................................................................................41

1.9.1 Развитие на параметрите и характеристиките на съвременните полупроводникови ключове...........................................................................41 1.9.2 Перспективни нови ключови прибори и материали ..................42

Глава 2. УПРАВЛЯЕМИ ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ 2.1 Общи сведения ....................................................................................................45

2.1.1 Методи за регулиране на изправено напрежение........................45

2

2.1.2 Общи сведения. Класификация. Основни параметри................48 2.2. Работа на управляем токоизправител при активен товар .................51

2.2.1. Eднофазен еднополупериоден токоизправител ..........................51 2.2.2. Eднофазни двуполупериодени управляеми токоизправители .......55 2.2.4. Трифазен мостови токоизправител..................................................65

2.3. Работа на управляем токоизправител при активно-индуктивен товар .............................................................................................................................77

2.3.1. Eднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка при R-L товар...........................................................................................77 2.3.2. Eднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка и обратен диод.........................................................................................81 2.3.3 Eднофазни мостови управляеми токоизправители при активно-индуктивен товар ..............................................................................84 2.3.4. Трифазен еднополупериоден токоизправител, работа при активно-индуктивен товар ..............................................................................90 2.3.5. Трифазен мостови управляем токоизправител, работа при активно-индуктивен товар ..............................................................................94 2.3.6. Двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор. Дванадесет фазен токоизправител .............................................................101

2.4 Комутационни процеси в управляемите токоизправители ..............108 2.5. Работа на управляем токоизправител на противо е.д.н.....................113

2.5.1. Работа на управляем токоизправител при активно-капацитивен товар............................................................................................113 2.5.2. Работа на управляем токоизправител на противо електродвижещо напрежение (е.д.н.) .......................................................115

2.6. Токоизправители с подобрени енергетични показатели...................116 2.6.1. Управляеми токоизправители със степенно регулиране.......116 2.6.2. Токоизправители с напълно управляеми вентили ...................121

2.7. Зависими инвертори ......................................................................................124 2.7.1 Еднофазни зависими инвертори ......................................................125 2.7.2 Трифазни зависими инвертори.........................................................127

2.8. Реверсивни токоизправители .....................................................................129

Глава 3. ЕЛЕКТРОННИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА ПРОМЕНЛИВО НАПРЕЖЕНИЕ

3.1 Еднофазни променливотокови преобразуватели .................................133 3.1.1 Работа на еднофазен променливотоков преобразувател при активен товар .....................................................................................................133 3.1.2 Работа на еднофазен променливотоков преобразувател при активно-индуктивен товар...........................................................................137

3.2 Трифазни променливотокови преобразуватели ...................................141

3

Глава 4. ИМПУЛСНИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА ПОСТОЯННО НАПРЕЖЕНИЕ

4.1 Общи сведения ..................................................................................................144 4.1.1 Принцип на работа и регулиране на ИППН ................................144 4.1.2 Класификация на ИППН ...................................................................145 4.1.3 Основни принципи при анализа.......................................................146

4.2 Безтрансформаторни транзисторни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение..........................................................................................147

4.2.1 Прав понижаващ преобразувател (Buck DC-DC converter)..147 4.2.2 Обратен повишаващ преобразувател (Boost DC-DC converter) ...155 4.2.3 Обратен понижаващ-повишаващ преобразувател..................160 4.2.4 Чук преобразувател (Cuk DC-DC converter) ..............................164 4.2.5 Многозвенни безтрансформаторни ИППН ................................169

4.3 Трансформаторни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение................................................................................................................171

4.3.1 Еднотактен прав трансформаторен преобразувател...............171 4.3.2 Еднотактен обратен трансформаторен преобразувател (Flyback DC-DC converter) ............................................................................175 4.3.3 Двутранзисторен прав трансформаторен преобразувател ...179 4.3.4 Двутактен трансформаторен преобразувател със средна точка на трансформатора (Push-pull DC-DC converter)..................................182 4.3.5 Мостови трансформаторни преобразуватели на постоянно напрежение .........................................................................................................184

4.4 Тиристорни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение...189 4.4.1 Видове тиристорни ИППН ...............................................................190 4.4.2 Тиристорни ИППН с едностепенна комутация ........................190 4.4.3 Тиристорни ИППН с двустепенна комутация ..........................194

4.4.3.1 Тиристорни ИППН с двустепенна капацитивна комутация ...194 4.4.3.2 Тиристорни ИППН с двустепенна резонансна комутация ......197 4.4.3.3 Тиристорни ИППН с двустепенна последователна комутация..........198

Глава 5. ИНВЕРТОРИ 5.1 Общи сведения ..................................................................................................199 5.2 Еднофазни транзисторни инвертори на напрежение ..........................201

5.2.1 Полумостов инвертор на напрежение ........................................201 5.2.2 Мостов инвертор на напрежение .....................................................203 5.2.3 Инвертор на напрежение със средна точка на трансформатора.....207

5.3 Еднофазни тиристорни инвертори на напрежение.............................209 5.3.1 Тиристорни инвертори на напрежение със спомагателно – импулсна комутация .......................................................................................209

4

5.3.2 Тиристорни инвертори на напрежение със взаимно–импулсна комутация ............................................................................................................212

5.4 Трифазни инвертори на напрежение ........................................................214 5.5 Инвертори на ток .............................................................................................216

5.5.1 Особености на инверторите на ток .................................................216 5.5.2. Тиристорен еднофазен паралелен инвертор на ток.................217

5.6 Резонасни инвертори.......................................................................................223 5.6.1 Класификация на резонансните инвертори .................................223 5.6.2 Aнализ на последователен R-L-C кръг и условие за резонанс........225 5.6.3 Режими на работа на резонасните инвертори с обратни диоди......229 5.6.4 Анализ на мостов последователен резонансен инвертор с обратни диоди....................................................................................................236 5.6.5 Резонансни инвертори с удвояване на честотата ......................241

5.7 Методи за регулиране на изходното напрежение на инверторни схеми ...........................................................................................................................244

5.7.1 Широкоимпулсна модулация (ШИМ), основни понятия......245 5.7.2 Двуполярна синосуидална ШИМ ...................................................247 5.7.3 Еднополярна синосуодална ШИМ ..................................................250 5.7.4 ШИМ в режим на надмодулация (ma≥1).......................................252 5.7.5 Режим на правоъгълна вълна на изхода на инвертори на напрежение .........................................................................................................253 5.7.6 Широко-импулсно регулиране .........................................................254 5.7.7 Регулиране на трифазни инвертори на напрежение.................257

Глава 6. МЕТОДИ И СХЕМИ ЗА ПОДОБРЯВАНЕ НА КОМУТАЦИОННИТЕ ПРОЦЕСИ НА ЕЛЕКТРОННИТЕ

ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИ УСТРОЙСТВА 6.1 Видове комутационни процеси в преобразувателните устройства................................................................................................................260

6.1.1 Твърда комутация в преобразувателните устройства..............260 6.1.2 Мека комутация в преобразувателните устройства .................261

6.2 Основни подходи за подобряване комутационните условия в преобразувателните устройства ...................................................................263

6.2.1 Комутация при нулево напрежение (Zero Voltage Switching).........263 6.2.2 Комутация при нулев ток (Zero Current Switching) ..................264 6.2.3 Класификация на преобразувателите с мека комутация ........265

6.3 Резонансни силови преобразуватели ..................................................266 6.3.1 Резонансни преобразователи на постоянно напрежение........266 6.3.2 Полумостов резонансен преобразувател на постоянно напрежение с нулево напрежение и нулев ток на комутация .........268

6.4 Квази-резонансни преобразуватели на постоянно напрежение.......274

5

6.4.1 Същност и особености на квази-резонансните преобразуватели (Quasi-Resonant Converters) .......................................274 6.4.2 Квази-резонансен обратен повишаващ ИППН с нулево напрежение на комутация (ZVS-QRC).....................................................276 6.4.3 Усъвършенстван повишаващ квази-резонансен преобра-зувател с нулево напрежение и нулев ток на комутация .................279

6.5 Мулти – резонансни силови преобразуватели................................285 6.6 Постигане на мека комутация при преобразуватели с ШИМ .........288

6.6.1 Преобразуватели с ШИМ и нулево напрежение на комутация (ZVS-PWM Converters)...................................................................................288

6.7 Резонансни постоянно-токови връзки за постигане на мека комутация (Resonant DC Link Converters)...............................................295 Литература..............................................................................................300

6

ВЪВЕДЕНИЕ Все по-широкото навлизане на електрониката и електронизацията в

бита и промишлеността налага използването на захранващи напрежения с различни параметри – стойност, вид, честота, форма и др. Тъй като първичните източници на електрическа енергия не са в състояние да осигурят такава широка номенклатура от напрежения се налага използването на допълнителни преобразуватели на електрическа енергия.

Схемното съдържание, принципът на действие и анализът на електромагнитните процеси, както и разработване на основни методи за проектиране на полупроводникови преобразуватели на електрическа енергия са обект на изучаване в дисциплината ‘Преобразувателна техника’ и на настоящия учебник. В учебника са обхванати и силовите полупроводникови прибори и тенденциите в развитието им.

В учебника е приета класификацията на преобразувателните устройства в зависимост от вида на захранващото и изходното напрежения:

• преобразуватели на променливо напрежение в постоянно (токоизправители);

• преобразуватели на променливо напрежение в променливо (променливотокови преобразуватели);

• преобразуватели на постоянно напрежение в променливо (инвертори);

• преобразуватели на постоянно напрежение в постоянно (постояннотокови преобразуватели).

Широко приложение имат токоизправителите, които преобразуват напрежението на променливотоковата мрежа (220 V, 50Hz) в постоянно напрежение със желана стойност.

На фиг.1 е показана блокова схема на управляем токоизправител. Източникът на променливо напрежение (ИПН) в повечето случаи

е трансформатор, осигуряващ необходимата стойност на променливото напрежение за токоизправителя.

ИПН ВБ БФС T

БУ БОВЗ

Фиг.1 Блокова схема на управляем токоизправител

7

Вентилният блок (ВБ) е реализиран от управляеми или

управляеми и неуправляеми вентили, които преобразуват променливото напрежение в постоянно напрежение.

Блокът за филтрация и стабилизация (БСФ) може да се състои само от блок за филтрация или само от блок за стабилизация. Най-често те се съвместяват в един блок, който служи за подобряване качеството на изправеното напрежение.

Блокът за управление (БУ) е задължителен при управляемите токоизправители и служи да изработва управляващи импулси, синхронизирани със захранващото напрежение и дефазирани спрямо него на ъгъл при който се осигурява желана стойност на изходното напрежение.

Използването на блок за обратна връзка и защита (БОВЗ) повишава значително качествените и функционални характеристики на токоизправителите и се реализира лесно при наличието на управляеми вентили и блок за управление.

Разгледаната блокова схема е примерна. Тя може да има и други модификации, съобразно конкретните дадености на захранващия източник и изискванията на товара.

Все по-широко приложение намират инверторите, които преобразуват постоянното напрежение на първични и вторични източници на електрическа енергия в променливо напрежение с желана стойност. Такива са импулсните захранващи източници, системите за гарантирано захранване, пусково-регулираща апаратура за различни електротехнически устройства и др.

На фиг.2 е показана блокова схема на инверторен преобразувател. Източникът на постоянно напрежение в повечето случаи е

акумулаторна батерия (АБ), или токоизправител.

БУ БОВЗ

АИ БФ ТАБ

Фиг.2. Блокова схема на инверторен преобразувател

8

Автономният инвертор (АИ) е реализиран от управляеми или

управляеми и неуправляеми вентили, чрез превключването на които се преобразува постоянното напрежение в променливо напрежение.

Блокът за филтрация (БФ) не е задължителен и служи за подобряване формата на изходното напрежение.

Блокът за управление (БУ) определя работната честота на инвертора.

Използването на блок за обратна връзка и защита (БОВЗ) повишава значително качествените и функционални характеристики на инвертора и се реализира лесно при наличието на управляеми вентили и блок за управление.

Разгледаната блокова схема е примерна. Тя може да има и други модификации, съобразно конкретните изисквания на товара.

Блоковата схема на променливотоков преобразувател е подобна на фиг.1 , като вместо ВБ е поставен променливотоков управляем ключ (ТК). Когато има блок за обратна връзка променливотоковия преобразувател се нарича променливотоков регулатор.

Блоковата схема на постояннотоков преобразувател е подобна на фиг.2 , като вместо АИ е поставен постояннотоков управляем ключ (ТК). Постояннотоковият преобразувател с филтър представлява трансформатор на постоянно напрежение. Когато има блок с подходяща обратна връзка постояннотоковия преобразувател се нарича импулсен стабилизатор.

Въз основа на описаните структурни схеми могат да бъдат реализирани и по-сложни преобразуватели на електрическа енергия.

Преимуществата на полупроводниковите преобразуватели в сравнение с електромеханичните такива са неоспорими: високи енергетически показатели, бързо и лесно регулиране, малки габарити и тегло, опростени и надеждни в експлоатацията схеми, безконтактна комутация.

Силовата полупроводникова техника намира приложение в металургията и химическата промишленост, в железопътния и градския транспорт, за задвижване на различни металообработващи машини, кранове и ескалатори, за зареждане на акумулатори, захранване на галванични вани, електронизация на заваръчни агрегати, системи за гарантирано захранване, подобряване на качеството на светотехнически устройства и др.

9

СПИСЪК НА ОСНОВНИТЕ ОЗНАЧЕНИЯ В УЧЕБНИКА

u1,U1; u2,U2 - моментна и ефективна стойности на напреженията в първичната, вторична намотки на трансформатора;

i1,I1, i2, I2 - моментна и ефективна стойности на токовете в първичната и вторична намотки на трансформатора;

U1m, U2m - максимална (амплитудна) стойности на напреженията в първичната, вторична намотки на трансформатора;

uak, ia - моментна стойност на напрежението върху вентила и тока през него;

Ia - средна стойност на тока във вентила; URm - максимална стойност на обратното напрежение върху

вентила; UFm - максимална стойност на правото напрежение върху вентила; ud,(uоut), Ud(Uоut) -моментна и средна стойности на изправеното

напрежение върху товара Rd(Rо); Uin - входно напрежение; id, (iоut), Id,(Iоut) - моментна и средна стойности на изправения ток

през товара; Pd = Ud Id - постояннотокова мощност в товара; Ud(1)m -максимална стойност на първата хармонична на

напежението върху товара; S1, S2, - изчислителни мощности на първичната, вторичната

намотки на трансформатора; ST - типова мощност на трансформатора; Z - импеданс на електрическа верига; ma - амплитудно отношение на модулация; mf - честотно отношение на модулация; f – честота; T - период; ω- кръгова честота; α - ъгъл на управление; ϕ - ъгъл на дефазиране; ψ - ъгъл на удължаване; δ – коефициент на запълване; Φ – магнитен поток; n =U2/U1 - коефициент на трансформация;

10

кп =Uo(1)m/Uo - коефициент на пулсации; Uomax,Uomin - максимално и минимално значение на изправения ток D =I2/Io - коефициент на формата на тока; γ=P1/S1 - коефициент на мощтност P1н - номинално значение на активна мощност; S1н - номинална реактивна мощност; RR, RF (Rобр, rпр) - обратно и право съпротивление на вентилите; tON, tOFF – време през което ключовият прибор е отпушен, запушен.

11

ГЛАВА ПЪРВА

СИЛОВИ ПОЛУПРОВОДНИКОВИ КЛЮЧОВЕ ИЗПОЛЗУВАНИ В ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИТЕ

УСТРОЙСТВА

1.1 Класификация и сравнение

Съвременната силова електроника се изгражда на база на

постоянно усъвършенствани силови ключове. Параметрите и характеристиките на силовите ключове се подобряват непрекъснато и в сравнение с няколко години преди, сега възможностите им са значително повишени. Достигат се неколкократно по високи честоти при подобни мощности и много по лесно управление и загуби в ключовете. При проектирането на силовите ключове се отделя специално

внимание за подобряване на комутационните им характеристики, за намаляване на пада на напрежение в отпушено състояние, за намаляване на тока при приборите в запушено състояние. Тези подобрения се постигат чрез нови технологии в микроелектрониката. Следващите години се очаква навлизането и на нови материали, освен силиция на база на който са съвременните ключови полупроводникови елементи. По принцип всички полупроводникови елементи в

преобразувателните устройства работят в ключов режим. В зависимост от степента на управление на ключовете, те могат да се разделят на три групи:

- диоди, отпушването и запушването на прибора зависи от веригата, в която се намира;

- тиристори (еднооперационни тиристори) - прибора се отпушва чрез управляващ сигнал, а запушването му зависи от веригата, в която се намира;

- напълно управляеми ключове, като и отпушването и запушването на тези прибори се осъществява от управляващ сигнал. В тази група влизат двуоперационните тиристори GTO, тиристорите тип MCT, полевите транзистори MOSFET, биполярните транзистори, SIT транзисторите, биполярните транзистори с изолиран гейт IGBT. За да се сравнят възможностите на изброените ключове може да се

използват три основни параметъра:

12

- максимална работна честота при “твърда” комутация (т.е. без допълнителни мерки за облекчаване условията на комутация);

- номинално работно напрежение; - номинален работен ток. На фиг.1.1 е показано подобно сравнение, включващо повечето от

прилаганите в преобразувателните устройства прибори. Трябва да се отбележи, че непрекъснатото усъвършенстване на параметрите на приборите води до разширяване на областите на избраните параметри за почти всички от включените във фигурата прибори.

Фиг.1.1 Основни параметри на най-разпространените полупроводникови ключове

1.2 Полупроводникови диоди

Полупроводниковите диоди са двуслойни структури включващи

един P-N преход. За някои видове диоди се използуват и преходи на база метал-полупроводник. Полупроводниковите диоди се използват за изправяне на променливото напрежение в постоянно, или като обратни диоди при активно-индуктивен характер на товара.

13

1.2.1 Основни параметри на полупроводниковите диоди Диодите се характеризират с множество параметри. Най-важните

от тях са: - постоянен ток в права посока IF - постоянен ток, протичащ през диода в права посока;

- постоянен обратен ток IR - постоянен ток протичащ, през диода в обратна посока при приложено обратно напрежение;

- среден изправен ток Ia,d - средната стойност на тока протичащ през диода за един полупериод;

- постоянно напрежение в права посока UF - напрежението върху изводите на диода, което се определя от тока в права посока, т.е когато диода е отпушен;

- максимално постоянно напрежение UR,max - максималното обратно напрежение, което може да издържи диода в обратна посока.

1.2.2 Динамични параметри на диодите При работа при високи честоти съществено значение имат

динамичните параметри на диодите. Тези параметри характеризират инерционните качества на диодите при смяна полярността на напрежението върху тях.

Фиг.1.2 Процес на превключване на диода и разпределение на неосновните токоносители за различни моменти от комутационния процес

14

На фиг.1.2 е показан тока през диода при изключване и при включване на диода и концентрацията на неосновните токоносители за различните моменти от комутационния процес. При бързото изменение на напрежението върху диода от права в обратна посока, в началния момент протича голям обратен ток. Този ток, ІF,m, се дължи на натрупаните неосновни неравновесни токоносители от двете страни на прехода. Той остава постоянен, докато не завърши процеса на разсейването им и е ограничен от включените последователно външно съпротивление и съпротивлението на базата. Токът в обратна посока започва да намалява в момента, когато концентрацията на неосновните носители –дупките в базата близо до прехода стане нула – крива 4. С течение на времето тока в обратна посока намалява до стационарната си стойност ІF. Дефинират се време за разсйване на неравновесните носители tp и време за възстановяване на обратното съпротивление tb . Времето за разнасяне намалява с увеличаване на тока в обратна посока ІF,m:

(2.1) рmF

Fр

mFF

Fр I

III

It τ≅τ

+−−=

,

2

,2.01ln ,

където τp e времето на живот на дупките. Стойностите на времената tp и tb определят импулсните свойства

на диода. Подобряването на импулсните параметри се постига чрез намаляване на времето на живот на токоносителите и намаляване площта на прехода.

1.2.3 Основни групи диоди в преобразувателните устройства В съвременните преобразувателни устройства се ползват основно

силициеви полупроводникови диоди. Според мощността си те се разделят на три основни групи групи: диоди с малка, със средна и с голяма мощност. Първата група диоди с малка мощност: ІF≤ 300mA, UR≤ 1200V, ІR ≤

300µА – монтират се без топлоотвеждащи радиатори. Втората група диоди със средна мощност: 0,3A ≤ ІF ≤10A, UR≤

800V, Іобр ≤ 300µА – монтират се върху топлоотвеждащи радиатори. Третата група диоди с голяма мощност: 10A≤ ІF ≤ 3kA, UR ≤ 5kV –

работят задължително с принудително охлаждане (въздушно, течно).

15

При работа с високи честоти се използват специални високо-честотни диоди (най-често се използват диоди на Шотки). Диодите на Шотки имат голямо бързодействие, малък пад на напрежение в права посока, но имат малко UR,max и голям ІF при голяма работна температура. Тези диоди се изграждат на база на преход метал-полупроводник. За разлика от диодите с P-N преход, диодите на Шотки са униполярни прибори, тъй като в тях има движение само на един вид токоносители – на електроните на метала. Поради липсата на процес на разсейване на неосновните токоносители, тези диоди са значително по-бързи от диодите с P-N преход. Разпространени на пазара са полупроводникови модули (или така

наречените диодни сборки). Те представляват конструктивно завършени елементи, в които са обособени различен брой диоди, свързани по определена схема. Предимство е улесненото проектиране и производство. Компактността на модулите позволява оптимизиране на конструкцията на преобразувателните устройства. Разработени са различни диодни модули фиг.1.3, които могат да се класифицират в следните групи:

- диодни матрици – те са изправителни модули, ползвани основно в нисковолтови маломощни изправители (0,1А; 50V), например схема Грец. Произвеждат се в пластмасов малогабаритен корпус или в метало-керамичен корпус;

- изправителни блокове – диодни модули, свързани в еднофазна или трифазна изправителна схема (ток 1 ÷ 3А, UR до 600V);

- високоволтови стълбове – последователно съединени диоди, предназначени за работа във високоволтови изправители (до 15кV и ток до 1А).

Фиг.1.3 Диодни модули

16

1.3 Тиристори с непълно управление

1.3.1 Еднооперационни тиристори А. Структура и управление Тиристорът е полупроводников прибор с четирислойна структура с

три прехода, с редуващи се области с ‘P’ и ‘N’ проводимост. На фиг.1.4 са показани структурата на тиристор, еквивалентен модел на тиристорна структура, представен чрез два биполярни транзистора и графичното означение на прибора.

Фиг.1.4 Структура на тиристор, еквивалентен модел на тиристорна структура, и графичното означение на прибора.

Волт-амперната характеристика (ВАХ) на прибора е показана на фиг.1.5. Тиристорът се отпушва чрез подаване на кратък положителен импулс на управляващия електрод (УЕ) при условие, че е подадено положително напрежение на анода (А) спрямо катода (K) на прибора. Характерна за тиристора е положителната връзка между двата биполярни транзистора, включени в структурата му. При по-голям управляващ ток, тиристора се отпушва при по-малко напрежение в права посока. За отпушването на прибора е необходим токов импулс със стойност многократно по-малка от анодният ток, който ще протече при отпушването му. Тиристорът може да се включи и без управляващ импулс, ако напрежението Uak стане достатъчно голямо и се достигне точката на включване на тиристора Uвкл., показана на ВАХ (фиг.1.5).

17

Фиг.1.5 Волт-амперната характеристика (ВАХ) на тиристор

Тиристорът може да се включи и при голяма скорост на нарастване на анодното напрежение в права посока dU/dt, без да му е подаден управляващ импулс и без да е достигнато Uвкл.. Такова включване е нежелателно, тъй като прибора става по същество неуправляем. Тиристорът се изключва чрез подаване на обратно напрежение между А и K, което довежда до намаляване (прекъсване) на анодния му ток под тока му на задържане Iзад.

Б. Основни параметри на тиристорите По-важните параметри на тиристорите [2,13] са обобщени в две групи:

1. Статични параметри на тиристора са: - среден ток, Ia - показва какъв среден или постоянен ток може да

пропуска тиристора в права посока. Стойността Ia определя токовия клас на тиристора;

- напрежение на включване, Uвкл. - характеризира момента на преминаване на тиристора от запушено в отпушено състояние, без да е подаден управляващ импулс под действие на нарастващо анодно напрежение. Необходимо е работното анодно напрежение Ua<Uвкл.;

- ток на задържане, Iзад– минималния аноден ток, при който тиристорът остава включен след прекратяване на управляващия сигнал;

- остатъчно напрежение, ∆Ua - пад на напрежение върху тиристора в отпушено състояние;

- напрежение на обратен пробив Uпр;

18

- управляващ ток, Iy – стойност на управляващия ток, при която се включват всички прибори от даден тип;

- управляващо напрежение, Uy – напрежение между управляващия електрод и катода на тиристора, което осигурява Iy.

2. Динамични параметри на тиристора Работата на тиристора в преходни режими на преминаване от

запушено в отпушено състояние и обратно се характеризира с динамичните му параметри. Основните динамични параметри на тиристорите са следните:

- време за отпушване на тиристора, ton – това е времеинтервала между началото на управляващия токов импулс и момента, когато напрежението в права посока върху тиристора спадне до 10% от първоначалната си стойност. Времето ton зависи от амплитудата и формата на управляващия импулс и от приложеното анодно напрежение.

- време за запушване, toff – това е времеинтервала между момента, в който анодния ток е спаднал до нула до момента, и момента на повторно подаване на анодно напрежение в права посока, без тиристорът да се отпуши. Времето toff зависи правопропорционално от токът, който тече през тиристора, от температурата на тиристора и обратно пропорционално от обратното напрежение, което запушва тиристора.

- допустима скорост на нарастване на напрежението върху тиристора в права посока, dU/dt. Това е най-голямата скорост на нарастване на анодното напрежение в права посока, при която тиристорът все още не се включва. Този параметър е съществен основно при индуктивен характер на товара. Тогава паразитните капацитети на преходите на тиристора се зареждат бързо и върху прибора се прилага значително напрежение. В този случай титистора може да се включи преди да му е подаден управляващ импулс и преди да е достигнато Uвкл. За да се ограничи dU/dt под критичната за даден тиристор, паралелно на тиристорите се включват RC групи.

- допустима скорост на нарастване на тока през тиристора в права посока, di/dt. Това е най-голямата скорост на нарастване на анодния ток през тиристора, при която няма опасност от разрушаване на тиристорната структура. В определени случай, част от структурата поема значителен ток, прегрява се локално и се разрушава. Параметъра di/dt е съществен при активен характер на товара. Този параметър е силно зависим от честотата. Ограничаването на di/dt става чрез дросели с насищане, включени последователно на тиристорите.

19

В. Основни приложения на тиристорите Съвременните тиристори са сред най-мощните силови ключове.

Известни са тиристори, които могат да комутират до 5000А и да издържат напрежение в запушено състояние до 6000 V. Тиристорите остават едни от най-използуваните ключове в мощните преобразувателни устройства, над 100 kW, при честоти до 1-2 kHz. Такива приложения са в електропреноса, в мощните задвижвания, в мощни индустриални системи.

1.3.2 Симетрични тиристори (триак, симистор) Симетричният тиристор (триак) представлява интегриране на два

конвенционални еднооперационни тиристори, свързани антипаралелно. Приборът има три електрода и може да се отпушва чрез управляващ електрод (гейт) и в двете посоки. На фиг.1.6 е показана волт-амперната характеристика на прибора и графичното му означение. Триакът е по-евтин от двойка тиристори с подобни параметри. Допълнително предимство е по лесното управление в сравнение с двойка тиристори. Недостатъци в сравнение с тиристора:

- по голямо време на изключване на прибора; - по ниски допустими стойности на (du/dt).

Фиг.1.6 Волт-амперната характеристика на симистор и графичното му означение

20

Обикновено максималните токове и напрежения на съвременните триаци са значително по-малки от тези параметри на най-мощните съвременни тиристори. Приложенията на симетричните тиристори са главно в осветителни

и отоплителни уредби и някои задвижвания до честота 400Hz.

1.4 Тиристори с пълно управление

1.4.1 Тиристори изключвани чрез управляващ електрод (GTO) Много удобни за мощните преобразувателни устройства работещи

на честоти до 1-2 kHz са двуоперационните тиристори (GTO, Gate Turn off Tyristors). Този прибор, GTO, е известен като тиристор, изключван по

управляващ електрод. GTO се отпушва чрез положителен управляващ токов импулс, и се запушва чрез отрицателен управляващ токов импулс. Тази възможност и за запушване, и за отпушване на прибора чрез управляващия електрод, обуславя и наименованието му: двуоперационен тиристор. Възможността за запушване на прибора чрез управляващия електрод се осъществява чрез реализиране на специална геометрия на прехода гейт-катод. Това позволява целият преход гейт-катод да бъде отрицателно поляризиран чрез отрицателен ток на гейта спрямо катода при запушване на прибора. GTO възникват скоро след обикновените тиристори, но съвременните им реализации са резултат на изследователка рабата на няколко лаборатории в света. Недостатък на GTO е малкият коефициент на изключване:

(2.2) OFFG

aOFF I

IG

,= ,

където aI е токътпрез прибора, който трябва да бъде изключен;

OFFGI , е необходимият за изключването на прибора ток на гейта. Обикновено коефициента OFFG е около 4-5, т.е. за изключването

на ток примерно 2000А е необходим импулсен отрицателен ток на гейта спрямо катода около 500А. Използуването на GTO е в: - мощни приложения до 1-2 kHz работна честота; - мощни задвижвания; - системи за компенсиране на реактивна мощност; - UPS системи;

21

Възможностите на най-мощните прибори са до 5000V, 3000А. Използуването на GTO е до 2 kHz работна честота поради значителните комутационни загуби на тези прибори.

1.4.2 Тиристори с MOS управление (MCT) Тези прибори са тиристори, които се отпушват и запушват чрез

кратък импулс към MOS гейта. Структурата е различна от тази на GTO. Основните предимства на MCT (MOS Controlled Tyristors) са:

- висока работна честота; - ниски загуби в отпушено състояние; - сравнително лесно управление. По отношение на работната честота MCT са сравними с IGBT, но

ги превъзхождат по по-малките загуби в отпушено състояние. Съвременните MCT постигат номинални напрежения до 2000V и номинални токове до 200А. Особеното в структурата на MCT е, че приборът се състои от

множество паралелни структури (клетки). Като пример, прибор с номинали 500V/50А включва около 100 000 клетки. Основната структура на една клетка е показана на фиг.1.7,а.

Фиг.1.7 Основната структура на една клетка на MCT (MOS Controlled Tyristor), еквивалентната схема на прибора и графичното му означение

22

На фиг.1.7,б е показана еквивалентната схема на прибора и графичното му означение. MCT структурата е подобна на тиристорната структура P-N-P-N с три прехода. Разпространените MCT са ‘P’ тип (показания на фиг.1.7). Структурата включва 2 биполярни транзистора: Т1 и Т2 изграждащи тиристорна структура, и два полеви транзистора Т3 и Т4. Принципът на работа се пояснява от еквивалентната схема на прибора, фиг.1.7,б. За да се отпуши прибора се подава отрицателно напрежение гейт-анод. Тогава MOSFET транзистора Т3 се отпушва, тъй като неговият Р-канал се обогатява. Транзисторът Т3 осигурява базов ток на биполярният транзистор Т1. Транзисторът Т1 се отпушва. Положителната връзка между транзисторите Т1 и Т2 в тиристорната структура довежда до отпушване и насищането и на двата транзистора. В края на процеса MCT е отпушен. За да се запуши прибора се подава положително напрежение гейт-анод. В резултат, N-канала на MOS транзистора Т4 се обогатява. Отпушеният транзистор Т4 шунтира базата на транзистора Т2, отнемайки базовия ток на същия транзистор. Т2 се запушва, което довежда до нарушаване на положителната връзка между транзисторите Т1 и Т2 и запушване на тиристорната структура на целия прибор. Важно за функционирането на MCT е съпротивлението в отпушено състояние на N-каналния MOS транзистор Т4 да е достатъчно малко, за да може да поеме достатъчно голям катоден ток. Стойността на това съпротивление определя максималния ток на прибора, който може да бъде изключван чрез управляващ сигнал от гейта. За осигуряване на добро запушване на MCT се препоръчва управлението да се реализира с драйверни схеми с малко изходно съпротивление. Обикновено високоволтовите MCT имат по-малък пад на

напрежение от IGBT с подобни параметри, което позволява по-голяма управлявана токова плътност на прибора. MCT обаче са по-бавни от IGBT. Въпреки че MCT е прибор управляван с напрежение, в тока на

гейта има кратък, но значителен импулс, който зарежда и разрежда капацитетите на управляващите MOS транзистори в структурата. За разлика от типичните MOS транзистори, капацитетът тук е фиксиран, тъй като отсъства Милер ефекта. За намаляване на комутационните загуби на MCT е подходяща

мека комутация при нулево напрежение или нулев ток. Съответни решения и топологии са описани в Глава Шеста.

23

1.5 Биполярни транзистори

Биполярните транзистори са прибори, които се управляват по ток, и за разлика от тиристорите, тези прибори изискват постоянно управление, а не кратък токов импулс. Биполярните транзистори (БТ) намират приложение в съвременните преобразувателни устройства. От двата вида PNP и NPN транзистори, по разпространени са NPN транзисторите, тъй като електроните имат по-голяма подвижност от дупките. В индустрията по-разпространени са биполярните транзистори в схема Дарлингтон, при която коефициентът на усилване е по-голям. Биполярните транзистори се използуват като ключове и като усилватели. Областите на приложението на биполярните транзистори в съвременните преобразувателни устройства се определят от инерционността им при превключване от запушено в наситено състояние и обратно, от начина им на управление – по ток, и от напреженовия пад върху тях в отпушено състо-яние. Най-мощните биполярни транзистори са с номинални параметри 1200V, 800A, при работни честоти до 20 kHz. В този раздел се разглеждат само някои особености на тези транзистори, с оглед на приложението им като мощни ключове в импулсни преобразувателни устройства. В съвременната силова електроника се използват главно силициеви

БТ. На фиг.1.8 са показани често срещани свързвания на БТ в схеми на импулсни преобразувателни устройства.

Фиг.1.8 а) NPN и PNP биполярни транзистори, б) Свързвания на биполярни транзистори в схеми на импулсни

преобразувателни устройства.

24

1.5.1. Комутационни характеристики на биполярните

транзистори При работа в ключов режим БТ преминава от запушено в наситено

състояние и обратно. На фиг.1.9,а са показани изходната статична характеристика на БТ в схема с общ емитер. В точка S транзисторът се намира в режим на насищане и параметрите му се означават обикновено с индекс ‘sat’. В точка P транзисторът е запушен. Времедиаграмите на напрежението на тока на базата и колекторния ток при включане и изключване на прибора са показани на фиг.1.9,б. Процесите на включване (отпушване) и изключване (запушване) на

БТ включват няколко основни времеинтервали. До момента t1 транзисторът е запушен. В момента t1 се подава доста-

тъчно голям базов ток Ib, водещ до отпушване и насищане на транзисто-ра. Отпушването е инерционен процес и включва два времеинтервала:

Фиг.1.9 а) Статична характеристика на БТ в схема общ емитер б) Времедиаграми на базовия ток и колекторния ток при включване и

изключване на биполярните транзистори.

25

- tз,вкл - време на закъснение при включване, през което електроните преминават през колекторния преход. Времеинтервала започва от момента t1 и продължава до достигане на колекторния ток 10% от установената му стойност в наситено състояние Ic,sat. Тук трябва да се отбележи, че е пренебрегнато времето за зареждане на дифузния капацитет на базата, т.е. пренебрегната е инертността на нарастването на базовия ток при прилагане на право напрежение върху него.

- tф1 - време на фронта на нарастване на колекторния ток. Това е времето от момента на достигане на колекторния ток 10% от установената му стойност Ic,sat до нарастване до 90% от Ic,sat. Сумата от тези две времена характеризира процеса на включване

на БТ:

(2.3) 1, фвклзвкл ttt +=

Инерционен е и процесът на запушване на БТ. Когато се подаде на базата напрежение с обратна полярност, момент t4, протича обратен ба-зов ток за определен времеинтервал (фиг.1.9) и започва процес на запуш-ване на транзистора. Запушването на БТ включва два времеинтервала:

- tз,изкл време за закъснение при изключване, през което се осъществява разсейване на токоносителите в базата. През този времеинтервал колекторният ток е практически непроменен. Продължителността на времеинтервала зависи от степентта на насищане на транзистора

(2.4) satbb IIN ,/=

където: bI е базовият ток, а satbI , е базовият ток, необходим да насити

транзистора, 21

,, h

III satC

satbb =≥ ;

h21E – коефициент на усилване по ток за схема общ емитер в режим на голям сигнал.

- tф2 - време на фронта на намаляване на колекторния ток. Това е времето от момента на достигане на колекторния ток 90% от установената му стойност Ic,sat до намаляване до 10% от Ic,sat. Продължителността на времената tз,изкл и tф2 зависи от формата и

величината на приложеното към базата управляващо напрежение и протичащия базов ток. Времеинтервалите намаляват при намаляване степента на насищане на транзистора и при увеличаване на отрицателното напрежение uBE и отрицателния базов ток iв2.

26

Фиг.1.10 Намаляване продължителността на преходните процеси при биполярните транзистори чрез подходяща форма на базовият ток

Съществуват начини за повишаване на бързодействието на

превключване на БТ. Намаляване на продължителността на преходните процеси се постига чрез подходяща форма на базовия ток, фиг.1.10 [4]. Това се постига чез ускоряващ кондензатор, включен паралелно на базовия резистор. Необходимо е само да се отбележи, че освен от параметрите на транзистора, процесите на комутация зависят и от управлението на БТ .

1.5.2 Коефициент на насищане Ksat на биполярните транзистори Важен параметър на БТ, работещи в ключов режим е

коефициентът на насищане Ksat, който се определя като:

(2.5) C

Eвsat I

hIK 211=

(2.6) C

satCECC R

UEI ,−

=

За намаляване на пада на напрежение върху отпушения транзистор е необходимо Ksat да е над определено ниво. Оптимална стойност на Ksat за импулсни стабилизатори е 2÷4. В горните изрази участвува коефициентът на усилване по ток h21E. Стойностите на h21E за силовите БТ варират в големи граници (от единици до десетки). Коефициентът на усилване по ток зависи от множество фактори: от температурата, от максимално допустимите напрежение и ток UCЕ,m и IC,m. Така например, високоволтовите БТ имат по правило малък h21E, при една и съща стойност на UCЕm, БТ с по-голям колекторен ток имат по-малко усилване по ток, h21E намалява с намаляване на температурата.

27

Фиг.1.11 Област на безопасна работа при различни коефициенти на запълване в импулсен режим на работа на биполярния транзистор

1.5.3. Oбласт на безопасна работа нa биполярните транзистори Важна характеристика на силовите БТ работещи в ключов режим е

областта на безопасна работа, фиг.1.11. На фиг.1.11 е показана статичната част на ОБР (непрекъснатата линия), където транзисторът може да работи неограничено дълго време, а с пунктир е означена областта на безопасна работа при различни коефициенти на запълване в импулсен режим на работа на БТ. Вижда се, че при най-малък коефициент на запълване допустимите колекторни ток и напрежение са най-големи. От фигурата се вижда, че при работа на БТ в импулсен режим

площта на областта на безопасна работа се разширява. Това разширение е толкова по-голямо, колкото е по-малък коефициента на запълване δ:

(2.7) OFFON

ON

ttt+

=δ ,

където: tON e продължителност на токовия импулс; tON + tON =Т e периодът на импулсите. Използуването на биполярните транзистори като ключове в

преобразувателните устройства намалява. Това се дължи на определени недостатъци, с които е свързано използуването им като ключови елемент:

28

1. Мощните биполярни транзистори имат малък коефициент на усилване h21E.

2. Налице е голям диапазон на изменение на h21E при промяна на технологични и температурни фактори.

3. Големи загуби на мощност във веригата на управлението на БТ в резултат на управлението им с ток, особено при малък коефициент h21E.

4. Голямо време за превключване от наситено в запушено състояние, зависещо от полупроводниковата структура на БТ, от технологични, температурни и експлоатационни фактори. Тези недостатъци водят до сравнително ниска функционалност и

определят сравнително големи загуби при използуване на БТ като ключове. Ограничена е честотната лента и са необходими по-сложни схеми за управление на БТ.

1.6 Полеви транзистори (MOS FET)

1.6.1 Структура и функциониране на MOS транзисторите В съвременните преобразувателни устройства навлязоха полевите

транзистори с изолиран управляващ електрод – MOS транзисторите. Предимството им идва от начина на управление: по напрежение, и от механизма им на функциониране – базиран на движение на основни токоносители, което позволява достигане на по-високи работни честоти. MOS транзисторите имат структура метал-окис-полупроводник (силиций), гарантираща голямо входно съпротивление (Rвх=1012 до 1015Ω), определящо се от съпротивлението на окисния слой. В зависимост от структурата на проводящия канал дрейн-сорс различаваме два вида MOS транзистори: с вграден канал и с индуциран канал. MOS транзисторите с вграден канал са нормално отворени ключове (при отсъствие на управляващ сигнал са отворени ключове). MOS транзисторите с индуциран канал са нормално затворени ключове (при отсъствие на управляващ сигнал са затворени ключове). Обикновено в преобразувателните устройства се ползват MOS транзистори с индуциран канал. Те могат да бъдат с “N” канал, когато на дрейна се подава положително напрежение по отношение на сорса и с “P” канал, когато напрежението на дрейна е отрицателно спрямо сорса. Функционално двата вида MOS транзистори с индуциран канал са аналози съответно на “N-P-N” и “P-N-P” биполярни транзистори.

29

Фиг.1.12 Типична схема на включване на MOS транзистор

Типична схема на включване на MOS транзистор е показана на фиг.1.12. Товарното съпротивление на дрейна RD може да бъде резистор, трансформатор, дросел и др. Входното съпротивление на MOS транзистора има капацитивен характер. В структурата на прибора се отличават три капацитета: гейт-сорс

СGS, дрейн-сорс CDS и дрейн-гейт CDG (фиг.1.12). При работа в ключов режим трябва да се отчитат и трите капацитета, които са нелинейни. За промяна проводимостта на транзистора, е необходимо да се измени напрежението. до което е зареден входния капацитет. Заряда и разряда на този капацитет формира входния ток на прибора. При нарастване на работната честота, този ток нараства и съответно управляващата схема трябва да има необходимите възможности да го осигури. За оптималното превключване на MOS транзистора от значение е и вътрешното съпротивление на източника на управляващи импулси RГ, което определя заряда и разряда на входния капацитет СGS и на капацитета CDG, който също се зарежда и разрежда по време на комутационния процес. Структурата на MOS транзистора осигурява диода VD, шунтиращ прехода дрейн-сорс в обратна посока. Този диод се формира от прехода на подложката със сорса. Диода VD осигурява протичането на обратния ток в схемите на някои видове специални преобразуватели, което се явява предимство на MOS-транзисторите. Основните параметри на MOS транзисторите са: - прагово напрежение – дефинира се като напрежението, подадено

между гейта и сорса, при което в подложката се индуцира канал и протича определен минимален ток на дрейна ID;

30

- стръмност на предавателната характеристика,

constUUIS DS

GS

D =∂∂

= , ;

- динамично изходно съпротивление, constUI

UR GS

D

DSDS =

∂∂

= , .

MOS транзисторите се управляват с напрежение. Типична стойност на UGS е 10V, а максимална UGSmax=20V. Токът в управляващата верига в статично състояние е наноампери (10-9А), но при нарастване на работната честота този ток нараства. Гейтът трябва да се захранва от нискоомен източник на напрежение, което налага в близост до драйвера да се свърже филтриращ кондензатор. Препоръчва се последователно във веригата на гейта да се включи резистор ≤50Ω, за ограничаване на паразитни импулсни скокове на напрежението при бързото превключване на транзисторите.

1.6.2 Комутационни процеси при MOS транзисторите Времедиаграмите, показващи включването и изключването на

MOS транзистор при активен товар са дадени на фиг.1.13. Различават се няколко времеинтервала, които са свързани с определени състояния на прибора през периода на комутация. През времето tзд.вкл. – време на задействане при включване, входният източник зарежда капацитетите CGS и CDG през съпротивлението RГ. За намаляване на tзд.вкл. трябва да се намали RГ, но при много малко RГ се увеличава зарядния ток на CGS, което води до неравномерно разпределение на UGS по площта на гейта и различна плътност на тока в различните сечения на индуцирания канал, което може да доведе до повреда. Вторият етап при включване на MOS-транзистора е tвкл. – време за включване. Това е времето на отпушване на транзистора и той работи в линеен режим. През времеинтервала tвкл се характеризира със силна обратна

връзка, определена от влиянието на CDG (ефект на Miller), която увеличава tвкл., и по принцип води до намаляване на UGS. Това влияние е най-съществено при голяма стойност на RD и голямо RГ, а така също и при голяма стръмност S на предавателната характеристика на транзистора. В някои случаи при лошо подбрани стойности на RD, RG и S може да се получи многократно включване и изключване на транзистора, което води до получаване на паразитни високочестотни смущения и продължителна работа на транзистора в линеен режим. Този режим е нежелан в преобразувателните устройства, където MOS транзистора се използува като ключ, тъй като загубите върху него нарастват значително.

31

Фиг.1.13 Времедиаграми на включването и изключването на MOS

транзистор при активен товар

Третият етап от включването на транзистора е ty,вкл. – време за установяване при включване на транзистора. За това време UDS достига установената си стойност. Транзисторът се отпушва след този етап. Този етап е еквивалентен с етапа на достигане на насищане на биполярния транзистор. При запушване на транзистора (Uвх=0), започва процес на

изключване. През времето tзд,изкл (време на задържане при изключване) се разрежда капацитета (СGS+CDG). През времето tизкл (време на изключване) транзисторът е в линеен режим. Токът му ID намалява. През времето ty,изкл – време за установяване при изключване, се намалява напрежението на гейта и се установява UDS. При работа на MOS транзистора с индуктивен товар, напрежението

UDS може да превиши няколко пъти ED, което увеличава tизкл. 1.6.3 Сравнение на биполярните транзистори и MOS

транзисторите MOS транзисторите постепенно изместват биполярните

транзистори в приложенията им като силови ключове в преобразувателни устройства със средна и малка мощност. Цената и

32

разсейваната мощност върху затворения ключ за (MOS транзисторите) са съизмерими с тези на БТ, но времето за превключване е 5÷10 пъти по-малко. Важно предимство на MOS транзисторите е начина на управление:

с напрежение. Това осигурява възможност за по-високи работни честоти, определя по-малката консумирана управляваща мощност и по-лесното реализиране на схемата за управление. Допълнително предимство на MOS транзисторите, използувани

като ключове, са по-малките комутационни загуби. Този факт е особено важен при честоти десетки килохерци и по-вече, когато комутационните загуби са значителни и в някои приложения доминират в общите загуби на ключа.

MOS транзисторите имат по-високо напрежение на насищане (остатъчно напрежение) от БТ. В резултат, падът върху тях в отпушено състояние е по-голям. Обикновено в каталожните данни се дава съпротивлението RDS (дрейн-сорс) при отпушен транзистор. При нисковолтовите MOS транзистори през последните години има съществен напредък по отношение на намаляване остатъчното напрежение UDS, съответно остатъчно RDS (SIEMENS, INTERNATIONAL RECTIFIER).

1.6.4 Статични индукционни транзистори (SIT)

SIT приборите са високочестотни силови прибори, които се управляват с поле и се класифицират като особена разновидност на полевите транзистори. Мощни SIT (Static Induction Transistors) се появяват през 1987 година, предложени от фирмата Tokin, Япония. SIT (транзистори) представляват нормално отпушени транзистори. Работи се и върху нормално запушени SIT. На фиг.1.14 е показана структурата на прибора и графичното му означение. Показаната структура е ‘N’ – канална. При липса на управляващо напрежение на гейта съпротивлението на транзистора е RDS,0. Ако на гейта се подаде достатъчно отрицателно напрежение спрямо сорса, прехода P+-N се поляризира в обратна посока и обеднява на токоносители. Това довежда до стесняване на канала през кйто тече тока на дрейна. При определена стойност на управляващо напрежение на гейта каналът е изцяло блокиран, токът на дрейна се прекратява и транзисторът се запушва. При подаване на достатъчно положително напрежение транзисторът се насища и съпротивлението дрей-сорс намалява.

33

Фиг.1.14 Структура на статичен индукционен транзистор (SIT) и графичното му означение

Основните предимства на SIT транзисторите, които ги правят

привлекателни за определени приложения в силовата електроника, са: - високи допустими напрежения дрейн-сорс (до няколко kV); - малко остатъчно напрежение върху наситения транзистор; - добра надеждност и устойчивост на йонизиращи лъчения и

статично електричество; - по-голямо бързодействие при превключване в сравнение с

биполярните транзистори (основно поради малкото време на изключване). Като недостатък на SIT транзисторите при използването им в

преобразувателни устройства може да се смята отпушеното им състояние при отсъствие на управляващ сигнал на гейта. Приложенията на SIT са в устройства с висока работна честота

(стотици kHz) при средни мощности, както и при високоволтови приложения със сравнително малки токове.

1.7 Силови биполярни транзистори с изолиран гейт (IGBT)

IGBTтранзистора е най често използваният ключ в съвременните преобразувателни устройства. Техните параметри и характеристики определят развитието на модерната силова електроника. Първоначално прибора е известен като IGT (Insulated Gate Transistor) или IGR (Insulated Gate Rectifier). Предлага се за индустриални нужди от 1983год.

34

Фиг.1.15 Структура на IGBT, еквивалентната схема и графичното му означение

1.7.1 Структура и функциониране на IGBT IGBT приборите представляват комбинация от MOS транзистор на

входа и мощен биполярен транзистор на изхода. На фиг.1.15 е показана структурата на прибора, еквивалентната схема и графичното му означение. Прибора има три електрода: G-гейт, С-колектор, и Е-емитер.

Структурата на IGBT наподобява донякъде структурата на MOS транзистора. Разликата е, че обогатеният N+ слой на дрейна е заменен с обогатен р+ слой на колектора в IGBT. Подобно на MOS транзистора, IGBT има високо входно съпротивление, но същевременно в отпушено състояние има и характеристиките на биполярен транзистор.

При подаване на положително напрежение на гейта спрямо емитера, което е над определена прагова стойност, в P областта се индуцира N канал. В резултат прехода база-емитер на PNP транзистора се поляризира в права посока и това довежда до инжекция на дупки в N- областта. Дупките преминават обратно поляризирания колекторен преход P+-N- на транзистора и осигуряват колекторен ток. Инжекцията на неосновни токоносители променя проводимостта на N- областта, довеждайки до значително намаляване на съпротивлението на отпушения прибор в сравнение с MOS транзистора. Значителният емитерен ток на PNP транзистора довежда до пад на напрежение. Този пад поляризира в права посока прехода

35

база-eмитер на NPN транзистора и го отпушва. Налице е положителна връзка между двата транзистора PNP и NPN, характерна за тиристорна структура. Прибора се отпушва. За отпушване на прибора обикновено е необходимо прагово напрежение от 10-12V. За запушване е достатъчно нулево напрежение гейт-емитер. За по надеждното запушване е препоръчително подаването на отрицателно напрежение гейт-емитер в диапазона -10 до -18V.

1.7.2 Комутационни процеси и характеристики На фиг.1.16 са показани типични форми на напрежението и тока на

IGBT по време на комутационните процеси при отпушване и запушване, както и характерните времеинтервали и фронтове.

Фиг.1.16 Типични форми на напрежението и тока на IGBT по време на комутационните процеси при отпушване и запушване

Прибора се отпушва за кратко време, съизмеримо с отпушването на

MOS транзистор (но все пак IGBT са по-бавни). Различават се следните времеинтервали: tз,вкл - време на закъснение при включване; tф1 - време на фронта при включване. Запушването на IGBT е по сложно и включва три времеинтервала:

36

- tз,изкл време за закъснение при изключване, през което напрежението на гейта пада до едно прагово ниво, след което колекторния ток започва да нараства.

- tф2 време на фронта на намаляване на колекторния ток. През този времеинтервал заряда на входния капацитет гейт-сорс е намален до нула от входния отрицателен ток. Напрежението колектор-емитер започва да нараства. Фронта започва от момента на достигане на тока 90% от установената му стойност и продължава до достигане на напрежението колректор-емитер 10% от установената му стойност.

- tф3 време на фронта на нарастване на напрежението колектор емитер и намаляване на колекторния ток до 10% от установената му стойност. През това време концентрацията на неосновни токоносители в N- слоя намалява бързо, но все още има колекторен ток. Този ефект се нарича ‘токова опашка’ и е основна причина за комутационните загуби в IGBT. В съвременните прибори се предприемат специални мерки за намаляване продължителността на този времеинтервал, като в най добрите (най-бързи IGBT) се достига до общо време (tф2+tф3) по-малко от 300 ns. Съществено качество на IGBT, сравнен с MOS транзистора, е

значителното намаляване на входния капацитет гейт-сорс. Допълнително положително качество е намаленото отношение на капацитетите гейт-колектор към гейт-емитер (т.е. капацитета гейт-колектор е още по-вече намален). Този ефект подобрява комутационните характеристики при получаващите се високи стойности на du/dt при включване и изключване на прибора.

1.7.3 IGBT драйвери Комутационните параметри на IGBT и тяхната надеждна работа, и

оттук параметрите, гъвкавостта и надеждността на преобразувателните устройства, зависят силно от драйверното стъпало. На пазара се предлагат специализирани IGBT драйвери в интегрално изпълнение. Основните производители на IGBT предлагат и драйверни схеми. Например схемата IR2110 на International Rectifier е драйвер за управление на 2 транзистора от полумост, при осигуряване на галванична изолация. И двата входни сигнала – за ‘горен’ и ‘долен’ транзистор се обработват от тригери на Шмит. Схемата има и защита срешу намаляване на захранващото напрежение. Някои от параметрите на драйверите са съобразени с изискванията за приложения, касаещи електрически задвижвания, подобен е драйвера HCPL316J, осигуряващ

37

защита от късо съединение и обратна връзка. Разширяване на възможностите на защитата по ток на IGBT са свързани с добавяне зависимост на времето на реакцията на защитата от степента на токовото претоварване (т.е. защитата не е прагова).

Основните изисквания към IGBT драйверите са следните: - защита по ток; - ниско изходно съпротивление, позволяващо бързо зареждане на

капацитета на товара (гейт-емитер, CGE); - възможност за поддържане на продължително двуполярно изходно

напрежение; - да се възприемат стандартните логически входни нива; - определена точност във времето при комутацията.

А. Точност и бързина на IGBT драйвера Точността и бързината на IGBT драйвера при комутацията са важни

показатели, определящи продължителността на ‘мъртвото време’ (dead time) при мостови приложения. Намаляването на ‘мъртвото време’ ограничава породените от наличието му негативни ефекти:

1. Нарушения във формата на изходното напрежение при инвертори със ШИМ, нелинейност на инверторите. При приложения, касаещи електродвигатели или електрогенератори, наличието на относително голямо мъртво време може да доведе до проблеми със стабилността на управлението

2. Неточността при комутацията е причина за паразитни постоянни токове в някои топологии (мостови преобразуватели, преобразуватели със средна точка на трансформатора).

3. Същевременно бързината и точността на използуваните в последните години управляващи схеми (микропроцесори, специализирани интегрални схеми) са подобрени, в резултат на което бързината и точността на драйвера се явява определяща за параметрите на реакцията на цялата управляваща система.

Б. Особености и изисквания към IGBT драйверите при отпушване на ключа С оглед намаляване на комутационните загуби при отпушването на

IGBT времето на отпушване трябва да е възможно най-кратко. Колекторният ток зависи изцяло от приложеното напрежение гейт-емитер и с оглед намаляване на комутационните загуби времето на отпушване трябва да е възможно най-кратко. Това означава, че

38

капацитета на гейта трябва да се зарежда бързо от изходно стъпало с малко съпротивление. Бързото зареждане на капацитета на гейта води до бързото нарастване на колекторния ток IC и до бързо намаляване на колекторното напрежение. И двата ефекта водят до намаляване на комутационните загуби. Обаче бързото отпушване причинява високи dU/dt върху комплементарния ключ в мостови топологии. Това води до протичане на ток през капацитета колектор-гейт към капацитета гейт-емитер, който ток води до увеличаване на напрежението на гейта и в резултат е възможно нежелано отпушване на комплементарния ключ. От изложеното следва изводът, че токът на зареждане на капацитета на гейта при отпушване трябва да бъде ограничен чрез последователен резистор. Допълнителен негативен ефект от бързото отпушване (високи di/dt) е индуцираното напрежение в емитерния терминал (извод). Това напрежение води до пулсации на напрежението гейт-емитер и до увеличени комутационни загуби. За избягване на този негативен ефект се препоръчва минимизиране на общата серийна индуктивност и конкретно минимизиране на присъединителните проводници.

В. Особености и изисквания към IGBT драйверите при запушване на ключа За да се осигури бързо разреждане на капацитета гейт-емитер и да

се подтисне влиянието на паразитната индуктивност на емитера, се налага прилагане на отрицателно напрежение UGE през време на запушване на IGBT. Същевременно, едно много бързо запушване на IGBT причинява високи стойности на dU/dt между изводите колектор и емитер, което води до инжекция на ток в капацитета на гейта през капацитета колектор-гейт. В резултат е възможно ново отпушване на ключа, водещо до увеличаване на загубите и ограничаващо максималната работна честота. Друг нежелан ефект от много бързото запушване на IGBT е неравномерното токово разпределение във структурата на ключа, водещо до претоварване на някои от паралелните кристали. Препоръчва се отрицателното напрежение при запушване да се прилага през последователен резистор. За предотвратяване на нежелано отпушване на ключа, е препоръчително отрицателното напрежение UGE да е приложено през цялото време, през което ключът трябва да е запушен.

39

Г. Особености и изисквания към защитата по ток За изграждане на защита по ток е препоръчително използването на

факта, че при определени стойности на IC, в зависимост от приложеното напрежение UGE, IGBT "излиза" от режим на насищане и колекторното напрежение UCE се увеличава бързо. Този факт може да бъде използуван като информационен признак за изграждане на защита по ток. Чрез следене на UCE, е възможно запазване на частичен контрол над преобразувателя при повишаване на IC (респективно UCE), тъй като ключовете не се запушват веднага и е възможно реализирането на по-къси импулси, когато има само претоварване по ток, но не и късо съединение. Блоковата структура на IGBT драйвер за управление на един

транзистор, обикновено включва следните основни блокове: - Блок за оптронно развързване на входните и изходните сигнали. - Галванически изолирано захранване. Необходимостта от

галванически изолирано захранване се налага от мостовите топологии. - Изходно стъпало, осигуряващо достатъчно голям пиков ток. - Блок за детектиране на повишено колекторно напрежение. - Логически блок за обработка за сигналите. 1.7.4 Предимства и приложение на IGBT Oсновните предимства на IGBT са: - висока токова плътност, по голяма от токовата плътност при

биполярните транзистори и MOS транзисторите; - приблизително 30% от размерите на MOS транзистор с подобни

параметри; - пада върху отпушения IGBT е съизмерим с този на биполярен

транзистор, но много по малък в сравнение с MOS транзистора; - значително по малък входен капацитет в сравнение с MOS

транзистора. Можем да обобщим, че IGBT съчетава основните предимства на

биполярната технология и технологията на полевите транзистори. IGBT са широко използувани в средно мощни и мощни

преобразувателни устройства, в задвижвания, UPS системи, в индустриални уредби за индукционно нагряване, за заваряване и др. Времената на превключване на IGBT прибора са около 200-500ns. При мощности над 500W, тези прибори представляват добър компромис между скорост на превключване, напрежение на насищане и мощност в управляващата верига.

IGBT може да се използува като ключ и като линеен усилвател.

40

1.8 Силови интелигентни модули (IPM)

Силовите интелигентни модули включват в един корпус силовите ключове, входни стъпала, логически блок, опорно захранване, защита и драйвери за управление на силовите ключове. Съчетаването на тези елементи в един модул води до редица предимства:

- по-висока функционалност, по-добра устойчивост срещу електро-магнитни смущения, по-малки габарити и по-добра компактност;

- улеснение при проектиране и производство. IPM са приложими във всички области на силовата електроника.

Особено са полезни в задвижванията и трифазните инверторни схеми. Съществуват модули, проектирани специално за електрозадвижване. В IPM се прилага и т.н. ‘Trench Gate Technology’ (технология на ‘вкопан’ гейт), фиг.1.17 [35]. При тази технология се постига вертикално формира-не на преходи и капацитети. Гейта е имплантиран вертикално в силици-евата структура. Това позволява значително намаляване на размерите на структурата – до 6 пъти според известни фирми производители.

Основните характеристики и функции на IPM включват: - галваническо изолиране на входния управляващ сигнал и

изходния сигнал за грешка; - 15 V захранване; - защита срещу късо съединение; - защита срещу късо ниско захранващо напрежение; - мощни силови ключове IGBT; - защита срещу прегряване. Номиналните токове и напрежения на IPM достигат до 500A/1200V.

Предлагат се блокове, съдържащи до 6 силови ключове IGBT.

Фиг.1.17 Сравнение на обикновена IGBT структура и ‘Trench Gate Technology’ (технология на ‘вкопан’ гейт) структура на IGBT. Отношението

на размерите на структурите при едни и същи параметри е 6:1

41

1.9 Тенденции в развитието на съвременните полупроводникови ключове

1.9.1 Развитие на параметрите и характеристиките на съвременните полупроводникови ключове Възможностите на съвременната микроелектроника се увеличават

постоянно. Това води до подобряване параметрите на силовите полупроводникови ключове. Няколко са основните направления, в които се работи за подобряване параметрите на силовите ключове:

- намаляване загубите в отпушено състояние; - увеличаване на допустимите напрежения върху приборите при

запушено състояние; - подобряване на комутационните характеристики, т.е. намаляване

времената на превключване и комутационните загуби; - увеличаване на комутираната токова плътност, т.е. намаляване

размерите на чипа. В преобразувателните устройства се наложиха IGBT ключовете и

тяхното усъвършенствуване и състояние определя до голяма степен облика на бъдещата силова електроника. Следвайки еволюцията на IGBT, се разграничават пет генерации IGBT, като всяка следваща е с по-добри параметри и характеристики. На фиг.1.18 [31] са показани загубите в един IGBT от различните генерации при използуването на ключа в конвен-ционален инвертор, като пример. Работната честота е 18kHz, изходният ток е 45А, начина на управление е чрез синусоидална ШИМ.

Фиг.1.18 Загуби в един IGBT от различните генерации, работната честота 18 kHz, изходният ток е 45А, начина на управление е синусоидална ШИМ.

42

Фиг.1.19. Преобразувана мощност [W/cm3] за единица обем на силовото устройство за различни години и използувани технологии и ключове

Постоянното увеличение на комутиращите мощности за единица

обем на ключовете е изразено чрез фиг.1.19. Показана е преобразуваната мощност [W/cm3] за единица обем на силовото устройство за различни години и използувани технологии и ключове. При използуването на IPM през 90-те години се достига до 0,8 W/cm3 . През 2000 година при използуването на DIP-IPM (Dual-in-line Intelligent Power Module) – конструкция “в двойна линия” се достига до от 2-3 W/cm3 . Понастоящем при използуването на RB-IGBT (Reverse Blocking IGBT) се постига 5-6 W/cm3 . Очевидно е, че новите технологии позволяват достигане на

непознати до преди няколко години параметри. 1.9.2 Перспективни нови ключови прибори и материали Тук ще бъдат представени перспективни ключови прибори, които

се очаква да навлязат в по широко потребление в близките години. А. IGBT с повишено обратно напрежение RB-IGBT (Reverse

Blocking IGBT) RB-IGBT е прибор, който се базира на нова концепция в

структурата си. Целта е да се интегрира в един модул един IGBT и последователно свързан диод, който да осигурява високо обратно

43

напрежение на целия прибор. Едно от приложенията на RB-IGBT е в системи за електрически задвижвания. Предимствата на прибора са: спестяване на голям електролитен кондензатор, компактност, намалена цена.

Б. IGBT с двойна проводимост RC-IGBT (Reverse Conducting IGBT) Този тип IGBT има почти еднакви характеристики в І и ІІІ

квадрант, т.е. има добра проводимост и в двете посоки. Еквивалентна схема на прибора е показана на фиг.1.20. Известни са вече подобни прибори, които се предлагат с номинали 1200V/100А. Публикуваните данни сочат, че този тип ключ може да се превърне в най-разпространения полупроводников ключ за малки и средно мощни преобразувателни устройства.

Фиг.1.20 Еквивалентна схема на RC-IGBT (Reverse Conducting IGBT), IGBT с проводимост в двете посоки.

В. Нови материали използувани за полупроводникови ключове Според повечето източници приборите базирани на силиций скоро

ще достигнат определен лимит на възможностите си. Основната причина е в пробивното напрежение, което може да достига при прибори на основа на силиций, т.е. това е причината поради която се търсят нови материали. Сред материалите, които се посочват като заместители на силиция е SiC (силициев карбит). Параметрите на SiC ще позволят достигане на по-високи обратни напрежения, и същевременно при по добри комутационни характеристики.

По отношение на материалите за силови диоди нова и обещаваща структура е Merged-PIN-Schottky (MPS) или обединена PIN – Шотки структура.

44

Заключение Съществуват и други активни полупроводникови прибори [7,17],

които се ползват в преобразувателни устройства, но те не са масово навлезли в практиката и не са предмет на разглеждане в този учебник. Като обобщение би могло да се каже, че съществуват активни прибори подходящи за всеки вид преобразувателни устройства. Изборът на конкретния прибор е в зависимост от акцента върху качествените показатели на преобразувателните устройства.

45

ГЛАВА ВТОРА

УПРАВЛЯЕМИ ТОКОИЗПРАВИТЕЛИ Много консуматори изискват изправено напрежение, на което

може да се променя стойността в определени граници. Такова напрежение се получава от регулируем преобразувател на променливо напрежение в постоянно - регулируем токоизправител.

2.1 Общи сведения

2.1.1 Методи за регулиране на изправено напрежение Методите за регулиране на изходното напрежение на

токоизправители се делят на две големи групи: а/ електромеханични (фиг.2.1,а,б,в) б/ параметрични (фиг.2.1,г,д,е)

Фиг.2.1 Методи за регулиране на изправено напрежение

46

При първите три начина регулируемо напрежение се получава чрез преместване на механичен контакт и затова се наричат електромеханични. При последните три начина в схемата няма подвижни части и регулирането се получава за сметка на управляем електронен вентил, затова се наричат параметрични.

Регулирането по схема 2.1,а се нарича потенциометрично, защото върху потенциометър R се получава цялото изправено напрежение(Ud’), а част от него (Ud’’) се подава на товара:

(2.1) '''''''''

''' RIR

RUR

RRUU R

ddd ==

+=

При преместването на плъзгача може да се получи регулиране от 0 до 100% т.е. изходното напрежение се изменя от Ud’’=Ud’ до

Ud’’=0. Когато плъзгачът е в крайно горно положение R = R” се

получава Ud” = Ud’, а когато плъзгачът е в крайно долно положение

R” = 0 се получава Ud” = 0. Направеното разглеждане точно се реализира само при условие, че токът в товара е равен на нула (Id =0) или когато е изпълнено неравенството:

(2.2) Rd II <<

В противен случай изходното напрежение Ud” не е линейно

изменяща се функция на резистора R” и неговата стойност зависи силно от тока в товара Id. От изложеното до тук следва: разсейваната мощност в потенциометъра R е много по-голяма от мощността в товара ( ddR RIRI 22 >> ) от което се вижда, че схемата ще има много малък коефициент на полезно действие.

Регулирането на втората схема се нарича реостатно. В случая потенциометъра R е включен последователно с товара, при което:

(2.3) '''' RIUU ddd −=

Най-благоприятният енергиен режим е в случая, когато R”= 0 и Ud” = Ud’, но тогава няма регулиране. Във всички останали случаи

47

има загуби върху работещата част на потенциометъра (R”) и те са право пропорционални на стойността на R” и тока в товара.

По-добри енергетични показатели се получават при третия електромеханичен режим на регулиране (фиг.2.1,в), което се нарича автотрансформаторно регулиране. При него за разлика от първите два начина се регулира входното напрежение на токоизправителя и загубите се определят от загубите в автотрансформатора (АТ).

Недостатък на предложената схема е наличието на подвижен контакт, в който често се получават недопустими загуби от лошо контактуване и влошаване работата на регулатора.

Преимущество на до тук разгледаните методи за регулиране е, че те всички консумират чисто синусоидален ток от мрежата и не влошават допълнително фактора на мощност на устройството.

Параметричен метод на регулиране има схемата показана на фиг.2.1,г, при която последователно в променливотоковата страна на токоизправителя (ТИ) е включен ПрТР (променливотоков регулатор). ПрТР представлява тиристорен или транзисторен регулатор и благодарение на параметъра – управляващи свойства на тиристора (транзистора) пропуска до токоизправителя част от полусиносуидата на входното захранващо напрежение, с което се получава намаляване на изправеното напрежение [1].

По аналогичен начин работи схемата показана на фиг.2.1д, като в случая тиристорите са включени в токоизправителя и пропускат част от изправеното напрежение към товара. Това е схема на управляем токоизправител.

Преимуществата на тиристорните методи за регулиране на изправеното напрежение пред електромеханичните са:

1/ по-висок коефициент на полезно действие; 2/ по-малки габарити и тегло; 3/ отсъствие на механични движещи се и лесно износващи се

части. Недостатъците на тиристорните методи за регулиране на

изправеното напрежение пред електромеханичните са: 1/ влошаване фактора на мощност (несинусоидална форма на

консумирания ток); 2/ не издържат претоварване по напрежение и ток.

48

2.1.2 Общи сведения за управляемите токоизправители. Класификация. Основни параметри и характеристики

Токоизправителите са устройства, които преобразуват променливо напрежение и ток в постоянно напрежение и ток.

Преобразуването на променливото напрежение в постоянно се извършва от вентилен блок (фиг.2.2), който в най-общия случай се изпълнява от полупроводникови диоди, тиристори или транзистори. Прието е към токоизправителят да се прибавя и входния трансформатор в случаите, когато има такъв.

Токоизправителите са основен блок в токозахранващото устройство. В токоизправителното устройство може да има още филтърен блок, стабилизатор на напрежение или ток, блок за обратни връзки, защити и др.

Класификацията на токоизправителите се извършва по следните основни признаци: изходна мощност, броя на фазите на захранващия източник, броя на изправените полупериоди, типа на вентилите, вида на схемата,работната честота и др.

1. Изходна мощност а) токоизправители за малка мощност (от няколко вата до 1 кW); б) токоизправители за средна мощност (от 1 kW до 100 киловатa); в) токоизправители за големи мощности (над 100 кW). Класификацията по този показател има условен характер и зависи

от мощността на захранваното устройство. Примерно 1kW е много голяма мощност за компютърно захранване и много малка мощност за захранване на заваръчен агрегат.

2. Според броя на фазите на захранващия източник: а) еднофазни (фиг.2.2,а,б,в.) - захранващия токоизточник е

еднофазен; б) многофазни (фиг.2.2,г,д,е) - захранващия токоизточник е

трифазен. 3. Според броя на изправените полупериоди на захранващото

напрежение в рамките на един период: а) еднополупериодни - когато от захранващия източник се

консумира ток само в единия полупериод на захранващото напрежение (фиг.2.2,а,г);

б) двуполупериодни - когато от източника се консумира ток през двата полупериода на захранващото напрежение (фиг.2.2,б,в,д).

49

Фиг.2.2 Токоизправителни схеми

4. Според типа на изправителните вентили: а) нерегулируеми - когато са реализирани само с диоди ; б) регулируеми - когато са реализирани с управляеми вентили

(тиристори, транзистори) . 5.Според типа на схемата: а) прости - когато са реализирани от една от токоизправителните

схеми (фиг.2.2,а,б,в,г,д); б) сложни - състоят се от две и повече токоизправителни схеми

(фиг.2.2,е).

50

6.Според работната честота: а) нискочестотни- до 400 Hz; б) високочестотни- над 400 Hz. В зависимост от вида на товара се различават следните режими

на работа при управляемите токоизправители: а) активен (R) товар; б) активно-индуктивен (R,L) товар; в) активно-капацитивен (R,C) товар; г) работа на противо е.д.н. Основните параметри и характеристики, които определят

експлоатационните характеристики на управляемите токоизправители са същите каквито са при неуправляемите токоизправители:

а) Средна стойност на изправеното напрежение и ток-Ud, Id ; б) Коефициент на полезно действие (η). Дефинира се като отношение на консумираната от товара и от

захранващия източник мощности: η=Pd /P1 ; в) Коефициент на пулсации (кп). Представлява отношението на

максималната стойност на променливата съставяща на изправеното напрежение към средната му стойност. В действителност първата хармонична е с най-голяма амплитуда и затова обикновено коефициента на пулсации се взема по отношение на първата хармонична: кп=Ud(1)m /Ud.;

г) Външна характеристика - Ud=f(Id); Допълнителна характеристика на управляемите токоизправители

е: е)Регулировъчна характеристика. Отразява зависимостта на

изменението на изходното напрежение от ъгъла на управление: Ud=f(α).

При проектирането и разработката на токоизправителите е необходимо да се знаят електрическите натоварвания на елементите на схемата.

За избора на вентилите е необходимо да се определят: 1.Средната (Ia) и максималната (Iam) стойности на тока през

вентила при максимален товар или допустими претоварвания. 2.Максимално обратно напрежение върху вентила (UR.m). За избора или проектиране на трансформатор са необходими

следните параметри:

51

1.Ефективните стойности на тока и напрежението във вторичните намотки (I2n,U2n).

2. Ефективните стойности на тока и напрежението в първичната намотка (I1,U1).

3. Изчислителната мощност на всяка намотка (S1,S2…Sn) и общата типова мощност на трансформатора (ST).

2.2. Работа на управляем токоизправител при активен товар

2.2.1. Eднофазен еднополупериоден токоизправител Захранващият източник при еднофазния еднополупериоден

токоизправител се свързва към товара през единия полупериод. Забавянето на управляващия импулс по отношение на момента на

преминаването на захранващото напрежение през нулата, при което се получава естествено отпушване на неуправляемите вентили, определя ъгъла на регулиране α и стойността на изходното напрежение. Тиристорът се запушва при следващото преминаване на захранващото напрежение през нулата, когато напрежението му става отрицателно (Uак< 0).

Схема на еднофазния еднополупериоден управляем токоиз-правител е дадена на фиг.2.3,а. На фиг.2.3,в са показани времедиаграмите на управляемия еднофазен еднополупериоден токоизправител при активен товар, идеални елементи на трансформатора (индуктивност на разсейване-Ls=0, активни загуби в намотките на трансформатора-rTr=0, намагнитваща индуктивност-Lµ=∞) и идеални вентили (Rобр=∞, rпр=0). От времедиаграмите се вижда, че до момента на подаване на управляващия импулс тиристорът е запушен независимо, че анодът по отношение на катода му е положителен. След отпушване на тиристора цялото фазно напрежение се прилага върху товара. Увеличението на ъгъл α намалява частта от изправения полупериод на изходното напрежение. Това води до намаляване на средната стойност на изходното напрежение (Ud) и изходния ток (Id).

52

Фиг. 2.3 Еднофазен еднополупериоден управляем токоизправител: а-схема; б-времедиаграми

Напрежението върху тиристора съдържа положителната част от

синусоида, през която тиристорът е запушен и целия отрицателен полупериод. Максималната стойност на положителното напрежение върху тиристора зависи от ъгъла на регулиране α и е най-голямо при α ≥ 90o. След ъгъл α тиристорът се отпушва и напрежението върху него става равно на нула, а цялото фазно напрежение се прилага върху товара. При ъгъл ϑ = π фазното напрежение си сменя знака и тиристорът естествено (не принудително) се запушва.

Анализът на схемата се извършва в същия порядък и последователност, както при неуправляемите токоизправители, като се има в предвид наличието на ъгъл α. Средната стойност на изправеното напрежение на еднофазния еднополупериоден токоизправител е:

53

(2.4) )cos1(2

sin21

21 2

22 απ

ϑϑπ

ϑπ

π

α

π

αα +=== ∫∫ m

mdUdUduU

Като се замести в (2.4) ъгъл α = 0 се получава:

dm

d UUU ==πα2 .

Това е изходното напрежението на неуправляемия токоизправител. Като се замести в (2.4) ъгъл α =π се получава Udα =0. Прието е регулировъчната характеристика на токоизправителя да

се счита отношението на изходното напрежение на регулируемия токоизправител към изходното напрежение на нерегулируемия токо-изправител. За разгледаната схема тя е:

(2.5) 2cos1 αα +

=d

d

UU

където Udα - напрежението на регулируемия токоизправител; Ud - напрежението на същата схема при нерегулируем токоизправител. Графичният вид на регулировъчната характеристика е дадена на

фиг.2.4.

Фиг.2.4 Регулировъчна характеристика

54

За да се оразмери управляемия токоизправител е необходимо да се намерят величините, определящи натоварването на вентилите и трансформатора във функция от зададените величини – изходното напрежение (Udα) и изходния ток (Idα). Отношението между изходното напрежение (Udα) и напреженията необходими за избора на вентилите и трансформатора се определят по ф-ла (2.4) за даден ъгъл на управление α.

Когато ъгълът на управление α се изменя в широки граници е необходимо да се замести с ъгъл α, където съответната величина е най-голяма. От времедиаграмите се вижда, че максималното обратно напрежение върху тиристорите (URm) ще се получи при α = 0. Тази стойност е същата, както е за същата схема при неуправляемия токоизправител (URm= U2m). Максималното право напрежение ще се получи при ъгъл α > π/2. При този случай в интервала от α= 0 до α >π/2 тиристора е запушен и максималното право напрежение върху него е U2m.

(2.6) dmmFm UUUU 57,12

sin 22 ===π

Другият параметър за избора на тиристора е средната стойност на

тока през него. През тиристора преминава целият изходен ток.

(2.7) )cos1(2

sin21 2

2 απ

ϑϑπ

π

αα +== ∫ m

mdIdII

(2.8) ( )απα cos1

22 +== m

daIII

Ако ъгъл α се изменя в големи граници за избора на тиристора е необходимо да се вземе стойността на ъгъл α, при която токът ще е максимален. От ф-ла (2.8) се вижда, че това е стойността α = 0, а средната стойност на тока през тиристора е:

(2.9) dm

a III ==π2

От получените изчислителни съотношения са направени следните изводи:

55

1. Изборът на трансформатора и вентилите в управляемия токоизправител се извършва при максимални натоварвания на елементите по ток и напрежение.

2. Максимално натоварване на елементите по напрежение и ток се получава при ъгъл α=0

3. Ъгъл на управление α=0 съответства на неуправляем токоизправител, чиито изчислителни формули са дадени в [19].

2.2.2. Eднофазни двуполупериодени управляеми токоизпра-вители

При еднофазните двуполупериодни токоизправители се изправят двата полупериода на захранващото напрежение.

Съществуват две схемни на еднофазния двуполупериоден управляем токоизправител - схема със средна точка и мостова схема.

Мостовият токоизправител може да бъде с четири тиристора и тогава се нарича симетричен мостов токоизправител.

Мостовият токоизправител може да бъде с два тиристора и два диода и тогава се нарича несиметричен мостов токоизправител. При несиметричния мостов токоизправител свързването на тиристорите и диодите е реализирано така, че във всеки момент от време токът тече през последователно свързани тиристор и диод.

При анализа на неуправляемите схеми на токоизправители със средна точка и мостова схема [19] се установи незначителна разлика във времедиаграмите, показващи токовете и напреженията в елементите на схемата. Това дава основание да се анализира по-подробно едната схема и като се имат в предвид различието в схемната реализация да се правят съответните изводи за другата схема.

На фиг.2.5 е показана схемата на управляем двуполупериоден токоизправител със средна точка. При тази схема мрежовият трансформатор е тринамотъчен с две вторични намотки .

Двете вторични намотки са с равен брой навивки (w2=w3) и са свързани последователно. Тoва обуславя наличието на две изходни напрежения с еднакви стойности и дефазирани на 180о.

56

Фиг.2.5 Еднофазен управляем токоизправител със средна точка:

а) схема; б) времедиаграми

През първия полупериод (ϑ=0 до π) напрежението на тиристора S1 (uaк1) или напрежението на анода спрямо катода, e положително (фиг.2.5,б). Това е едното от необходимите условия за да се отпуши тиристора S1, но той се отпушва като се изпълни и второто условие –

57

подаване на управляващ импулс на ъгъл α в интервала ϑ=0 ÷ π. През следващия полупериод (ϑ=π до 2π) напреженията u2a и u2b си сменят знака, при което напрежението u2b става положително за тиристора S2 и той се отпушва, след като му се подаде управляващ импулс на ъгъл α след ϑ= π и това се повтаря за всеки период на захранващото напрежение.

Анализът на еднофазния двуполупериоден токоизправител със средна точка се извършва в същата последователност и допускане за идеалност на елементите, както при еднофазния еднополупериоден токоизправител.

Зависимостта на средната стойност на изходното напрежение от захранващото напрежение е:

(2.10) )cos1(sin11 222 α

πϑϑ

πϑ

π

π

α

π

αα +=== ∫∫ m

mdUdUduU

При α=0 се получава напрежението на еднофазния двуполупериоден неуправляем токоизправител със средна точка

(2.11) dm

d UUU ==πα

22

Регулировъчната характеристика е отношението на регулируемото към не регулируемо напрежение:

(2.12) 2

)cos1( αα +=

d

d

UU

Видът на регулировъчната характеристика, построена по (2.12) е показаната на фиг.2.3.

Средната стойност на изправения ток е:

(2.13) )cos1(.sin1 22 α

πϑϑ

π

π

αα +== ∫ m

mdIdII

За електрическото проектиране на токоизправителя трябва да се определят натоварванията по ток и напрежение на елементите на схемата – тиристорите и трансформатора.

58

Както при диодите тиристорите се избират по максимално напрежение върху тях и средна стойност на тока през тях.

От времедиаграмите на фиг.2.5,б се вижда, че напрежението върху тиристорите има отрицателна и положителна стойност. Максималната стойност на отрицателно напрежение се определя, както при неуправляемите токоизправители [19] и има следната стойност:

(2.14) dmRm UUU π== 2.2 .

Максималното право (положително) напрежение върху

тиристорите при 2π

<α зависи от ъгълът на управление.

(2.15) .sin2 αmFm UU =

Максималното право напрежение върху тиристорите при 2π

>α

не зависи от ъгълът на управление и има следната стойност:

(2.16) dmFm UUU22π

==

От получените зависимости (2.14), (2.15) и (2.16) се вижда, че най-голяма е стойността на максималното обратно напрежение, което определя класът по напрежение на избрания тиристор.

Средната стойност на тока през тиристорите е:

(2.17) 2cos1

.2.22ααα

α+

===d

d

d

dda R

UR

UII

Ако ъгъл α се изменя в широки граници, трябва да се приеме най-голямата стойност на средната стойност на тока през тиристорите, която се получава при ъгъл α=0.

(2.18) 2d

aII =

На практика се приема каталожната максимална средна стойност на избрания тиристор да бъде по-голяма от получената от (2.18) Iam > Ia.

За избор или оразмеряване на трансформатора е необходимо да се определи типовата му мощност:

59

(2.19) 2

21 SSST+

= ,

където S1= U1.I1 ; S2= 2U2.I2 са проектните мощности на първичната и двете вторични намотки, а Ui.Ii са съответните ефективни стойности на напреженията и токовете.

Toкът във вторичните намотки на трансформатора е пулсиращ (не синусоидален), поради което ефективната му стойност се определя по формулата:

(2.20) α

π

α

π

α

ϑϑπ

ϑπ dm IDdIdiI ..sin.

21.

21 22

2222 === ∫∫ ,

където D е коефициент отразяващ формата на тока и имащ следната стойност:

(2.21) α

ααπππ

α cos1

)2sin41

22(1

22

+

+−==

dIID

С увеличаване на ъгъла на регулиране α, коефициентът на формата расте, което трябва да се има в предвид при изчисление на вентилите и трансформатора. При голяма стойност на ъгъла на регулиране α през вентилите ще протича ток с голяма импулсна стойност при сравнително малка средна стойност.

Tъй като през първичната намотка се консумира ток през двата полупериода при едни и същи условия следва, че токът e променлив и симетричен.

Неговата моментна и ефективна стойности са :

(2.22) ;. 21 ini =

(2.23) 222

21 2].2[21 IndniI == ∫

π

α

ϑπ

,

където n – коефициент на трансформация; 12 /UUn = . За изчислителната мощност на първичната и вторични намотки на

трансформатора се получава:

60

(2.24) 2

IU.2IUS 2211

T+

= .

Когато по задание ъгълът на регулиране α се изменя в големи граници, най-натоварения режим на работа се получава при α=0. Тогава съгласно [19] се получава:

(2.25) S1=1,23Pd; S2=1,75Pd; ST=1,49Pd .

2.2.3. Трифазен еднополупериоден токоизправител Трифазните токоизправители се захранват от трифазно

напрежение. Използуват се за захранване на консуматори за средни и големи мощности. Първичните намотки на трифазния трансформатор са три и могат да се свържат в звезда или триъгълник. Вторичните намотки са три или кратни на три.

В схемно отношение трифазните управляеми токоизправителни схеми са: трифазна еднополупериодна, трифазна със средна точка и трифазна мостова схема. Има и други трифазни токоизправители, които се отнасят към сложните токоизправителни схеми.

Трифазните токоизправители се използват за захранване на постояннотокови електрически двигатели, електролизни вани, заваръчни апарати, зарядни станции и други големи консуматори, както и при специализирани захранвания, каквито са бордовите автономни захранвания за автомобили, телефонни централи и др.

При трифазния еднополупериоден управляем токоизправител всеки вентил е отпушен през част от единия полупериод на съответната фаза, когато напрежението между анода и катода е положително и в този интервал е подаден управляващ импулс. При трифазната еднополупериодна схема първичната намотка може да бъде свързана в звезда или триъгълник и това няма значение за принципното действие на схемата. Вторичната намотка обаче трябва да има нулев извод.

61

Фиг.2.6 Трифазен еднополупериоден управляем токоизправител: а) схема; б) времедиаграми при α = 0; в) времедиаграми при 0<α <π/6; г) времедиаграми

при π/6<α <5π/6.

62

Както при всички тиристорни схеми в даден момент от време пропуска онзи тиристор, чийто анод е положителен по отношение на катода му (uak > 0) и в този интервал му се подава кратък управляващ импулс. За трифазната еднополупериодна схема условието за положителен анод спрямо катода (uak > 0) е изпълнено за тиристор, чието фазно напрежение е най-положително.

На фиг.2.6,б са показани времедиаграмите на трифазния еднополупериоден неуправляем токоизправител при работа на активен товар. В интервала от ϑ1 до ϑ2 най-положително е напрежението на фаза А, и следователно може да се отпуши тиристор S1 след като се подаде управляващ импулс. На фиг.2.6,б това става при ъгъл α =0, защото ъгълът α се отчита от момента на естественото отпушване на неуправляемите вентили и при трифазните токоизправители това не съвпада с нулата на фазните напрежения. При трифазния еднополупериоден управляем токоизправител ъгъл α =0 е изместено на ъгъл π/6 (30о) от нулата на съответното фазно напрежение. В момента ϑ = ϑ2 напреженията на фаза А(u2а) и на фаза В (u2в) са положителни и равни. В следващия момент напрежението на фаза В (u2в) става по-положително от напрежението u2а (фаза А) и следователно се създават условия за отпушване на тиристор S2, след като се подаде управляващ импулс. При това напрежението между анода и катода на първия тиристор S1 става отрицателно( uak1 = u2а - u2в <0) и той се запушва.

Аналогично след момента ϑ = ϑ3 върху тиристорът S2 се прилага по-малко положително напрежение на анода му (u2в ) в сравнение с положителното напрежение на анода на тиристора S3 и следователно тиристорът S2 се запушва, а се отпушва тиристора S3. От описания процес на работа на вентилите се вижда, че напрежението върху товара е последователно сумиране на най-положителните части на фазните напрежения, а тиристорите са отпушени по 120о.

Забележка: За много тиристорни схеми управляващите импулси не се показват, но се разбира ,че се подават кратки управляващи импулси, когато е показано отпушването на тиристора. Широчината на управляващите импулси е от порядъка на (10 ÷100)µS и е в зависимост от типа на избрания тиристор.

63

При идеализирано разглеждане на процеса (rTr =0, Ls =0, rпр =0) комутацията на вентилите става мигновенно при изпълнение на условията за отпушване на съответен вентил.

При активен товар кривата на изправения ток повтаря кривата на изправеното напрежение. Токовете през вентилите (ia1 ,ia2, ia3) са

част от полусинусоида и са дефазирани един от друг на 120о (π/3). При наличие на управляеми вентили логично е ъгъл α ≠ 0, което

води до задържане на момента на отпушване на поредния вентил и запушване на работещия в сравнение с неуправляемия токоизправител. На фиг.2.6,в са показани времедиаграми на еднополупериоден управляем токоизправител при ъгъл 0<α <π/6. От времедиаграмите се вижда:

1) Стойността на изходното напрежение и изходния ток не достигат до нула;

2) Формите на напреженията и токовете са несиметрични спрямо максималните стойности на съответното фазно напрежение.

Тъй като изходния ток не прекъсва този режим се нарича режим на непрекъснат ток.

На фиг.2.6,г са показани времедиаграми на еднополупериоден управляем токоизправител при ъгъл π/6<α <5π/6. От времедиаграмите се вижда, че токът в товара има прекъснат характер. Този режим се нарича режим на прекъснат ток.

Токът през даден вентил е тока в съответната намотка на трансформатора. Напрежението върху вентила, както беше казано по-горе, е разликата от напрежението на собствената фаза (със съответния знак) и фазата на отпушения в момента вентил. Примерно:

uak1 = u2а - u2в за ϑ = ϑ2 до ϑ3 ;

uak1 = u2а - u2с за ϑ = ϑ3 до ϑ4.

Тъй-като по-голяма част от напрежението u2а е със знак (-), то максималната стойност на обратното напрежение се получава като сума от векторите на фазните напрежения.

Следователно, максималното обратно напрежение е равно на линейното напрежение:

64

(2.26) mRm UU 23= .

За проектиране на схемата е необходимо да се знаят зависимостите между изходните (дадените) величини Ud, Id и останалите параметри, определящи натоварването на вентилите и трансформатора. Като се има в предвид, че изходното напрежение и ток (ud, id) са отрязъци от фазното напрежение симетрично спрямо амплитудната си стойност, по рационално би било ud да се представи като косинусоидална функция (фиг.2.7), три пъти повтаряща се в рамките на един период.

Фиг.2.7 Изходно напрежение: а) при 0<α <π/6; б) при π/6<α <5π/6

Следователно честотата на пулсации на изправеното напрежение при схема Миткевич е три пъти по-висока от честотата на захранващата мрежа.

Средната стойност на изправеното напрежение, когато 0<α <π/6 е:

(2.27) ∫+

+−

===

απ

απ

α ααπ

πϑϑ

π

3

3

22 cos.cos.3

sin.3.cos23

dmmd UUdUU ,

където 3

sin32

ππ md UU = e средната стойност на изправеното

напрежение на неуправляем токоизправител (α =0). Средната стойност на изправеното напрежение, когато π/6<α

<5π/6 е:

65

(2.28)

3sin2

)3

sin(1)]

3sin(1[

23cos

23

2

2

3

2 π

παπα

πϑϑ

π

π

απα

−−=−−== ∫

+−

dmmd UUdUU

От (2.28) се вижда, че максималният ъгъл на регулиране, при който Udα=0 e α=150o .

За да се изберат вентилите е необходимо да се определи максималното право и обратно напрежение върху него и средната и максимална стойност на тока през него.

Максималното право напрежение (UFm) зависи от ъгъл α:

(2.29) αsin2mFm UU = за α <π/6,

)6

sin(2π

α += mFm UU за α >π/6.

Изборът на вентила по напрежение е: m2Fmm2Rm UUиU3U == . Натоварването на вентилите по средна и максимална стойност на

тока за всички ъгли са:

(2.30) d

mam

d

dda R

UIR

UII 2;33

=== αα .

За определяне на типовата мощност на трансформатора трябва да се намерят ефективните стойности на токовете в тях и напреженията върху тях. Обикновено това се извършва като за неуправляем токоизправител [19].

2.2.4. Трифазен мостови токоизправител Трифазният мостов токоизправител (схема Ларионов) е

аналогичен на еднофазния мостов токоизправител, реализиран за трифазна мрежа. Трифазната мостова схема може да бъде симетрична (ако всички вентили са управляеми) и несиметрична (ако част от вентилите са неуправляеми).

Първичните и вторични намотки на трансформатора могат да бъдат свързани в звезда, в триъгълник или смесено.

А. Управляем трифазен симетричен мостов токоизправител На (фиг.2.8 ) е показана трифазна управляема симетрична мостова

схема, при която първичната и вторична намотка са свързани в звезда.

66

Фиг.2.8 Трифазна симетрична мостова управляема схема

Както при схема Грец, тиристорите които имат общ анод се наричат анодна група ( S2 ,S4 ,S6), а тиристорите, които имат общ катод ( S1 ,S3 ,S5) – катодна група. В изходите на тези групи са свързани двата извода на товара.

За да протича ток през товара е необходимо да бъде отпушен поне по един тиристор от всяка група. По аналогия на трифазния еднополупериоден токоизправител, в даден момент ще може да работи този тиристор от катодната група, чийто анод е най-положителен, а от анодната група ще бъде отпушен този тиристор, чийто катод е най-отрицателен. При изпълнение на това условие тиристорът ще се отпуши, ако му се подаде управляващ импулс.

Принципната схема на фиг.2.8 и времедиаграмите на фиг.2.9, описващи процесите в трифазната мостова схема са дадени при идеализирани условия – идеален трансформатор (rТр=0 и Ls =0), идеални тиристори (RF=0, RR=∞).

На фиг. 2.9а са показани времедиаграмите на управляемия токоизправител при α= 0. В интервала от ϑ1 до ϑ3 е отпушен тиристорът S1, тъй като неговото фазно напрежение е най-положително и е получил управляващ импулс при α= 0.

67

Фиг.2.9 Времедиаграми на трифазна мостова схема

Тиристорът S1 e oтпушен заедно с тиристора S4 в интервала от ϑ1 до ϑ2, а от ϑ2 до ϑ3 e oтпушен заедно с тиристора S6.

68

В момента 3ϑ=ϑ фазното напрежение на тиристора S3 става по-положително, поради което тиристорът S1 се запушва, а тиристорът S3 се отпушва. Тиристорът S3 продължава да работи с тиристора S6, докато приложеното напрежение на неговия катод е по-отрицателно от катода на тиристора S2. В момента ϑ = ϑ4 тиристорът S6 се запушва и се отпушва тиристора S2 и т.н. От принципът на действие се вижда, че във всеки момент върху товара се прилага линейно напрежение, а всеки вентил е отпушен в продължение на 2π/3 от периода, а пулсациите на изправеното напрежение са с честота шест пъти по-висока от честотата на захранващата мрежа fп = 50 x 6 = 300 Hz.

На фиг. 2.9,б са показани времедиаграмите на управляемия токоизправител при α≠ 0. На първа, трета и пета графика са показани интервалите от време, когато са включени съответните фази към товара, а на втора, четвърта и шеста графика са показани формите на товарното напрежение при различни ъгли на регулиране. За първите две графики ъгълът на регулиране α<π/3. Изходното напрежение не достига до нулата и средната му стойност е по-малко, но близко до средната стойност на изходното напрежение при α= 0.

За вторите две графики ъгълът на регулиране α=π/3. Изходното напрежение достига до нулата и средната му стойност е почти два пъти по-малка от средната стойност на изходното напрежение при ъгъл на регулиране α= 0.

За третите две графики ъгълът на регулиране α>π/3. Изходното напрежение има прекъснат характер и средната му стойност е повече от два пъти по-малка от средната стойност на изходното напрежение при ъгъл на регулиране α= 0. Характерна особеност при прекъснатия режим на работа е, че всеки вентил работи два пъти в рамките на един период на захранващото напрежение, като интервалът между двете отпушвания е 60о. Това налага управляващият импулс да бъде или по-широк от 60о или да се подават сдвоени импулси, дефазирани на 60о един спрямо друг.

Аналогично на показаната методика за анализ на трифазния еднополупериоден токоизправител и тук зависимостите се определят за двата характерни режима на работа – непрекъснат и прекъснат режим на работа. Зависимостта на средната стойност на изправеното

69

напрежение Ud от максималната стойност на захранващото напрежение U2m при непрекъснат режим (α<π/3) е:

(2.31) 6

sin36cos332

6

6

2π

πϑϑ

α

π

πα mmdd UdUUU === ∫

−

за α=0,

(2.32) αϑϑπ

απ

απ

α coscos33 6

6

2 dmd UdUU == ∫+

+−

за α<π/3 ,

където Ud е средната стойност на изправеното напрежение при α=0.

За режим на прекъснат режим (α>π/3) зависимост (2.31) има следния вид:

(2.33) ∫+−

−−==

2

6

2 )6

sin(1cos33π

απα

παϑϑ

π dmd UdUU .

При α=π/3 се получава граничен режим на работа, а при α=2π/3 средната стойност на изправеното напрежение е равно на нула.

От (2.27), (2.28) за трифазния еднополупериоден токоизправител и (2.32), (2.33) за трифазния двуполупериоден токоизправител се построява регулировъчната характеристика (фиг.2.10):

Фиг.2.10 Регулировъчни характеристики

70

При изменение на ъгълът на регулиране α в широки граници се търси най-тежкият режим на работа. Това е режимът, при който натоварването на тиристорите и трансформатора по ток и напрежение са най-големи. Максимално натоварване по ток и максимално обратно напрежение (URm) се получава при α=0.

При това условие максималната стойност на линейното напрежение е:

(2.34) dd

лm UUU 05,1

6sin62 ==

ππ

Ефективните стойности на линейното и фазното напрежения са :

(2.35) dлm

л UUU 742.02

22 ==

dл UUU 428.0

32

2 ==

Обратното напрежение върху тиристорите се определя както при трифазната еднополупериодната схема. Когато е запушен даден тиристор, напрежението върху него е равно на неговото фазно напрежение плюс фазното напрежение на отпушения от същата група тиристор с обратен знак.

Следователно, обратното напрежение върху тиристора винаги следва линейното (междуфазно) напрежение, а неговата максимална стойност е: (2.36) dmR UUUU 05,1233 22max ===

Средната стойност на изправения ток е:

(2.37) mmmd IIdII 22

6

6

2 952,06

sin6cos26

=== ∫−

ππ

ϑϑπ

π

π

Максималната стойност на токa във вторичната намотка е:

(2.38) dd

m III 05,1952,02 == .

71

Тъй като всеки тиристор работи по време 2π/3 от периода следва, че средната стойност на тока през диодите е:

(2.39) 3d

aII = .

При проектирането тиристорите се избират по следните параметри:

1/ Максимална стойност на обратното напрежение върху тиристора е:

dRm UU 05.1= . 2/ Средна стойност на тока през тиристора е:

3/da II = .

Трансформаторът се избира по типова мощност: За намиране на изчислителната мощност на намотките на

трансформатора е необходимо определянето на ефективната стойност на напрежението върху първичните и вторични намотки и тока през тях.

Формата на напрежението върху първичните и вторични намотки е синусоидална, поради което се изчислява с коефициента на трансформация:

(2.40) n

Un

UU d428,021 ==

Формата на тока във вторичната намотка (i2a) е променлива, симетрична, но не е синусоидална. Това означава, че постоянна съставяща в нея няма да има, но ефективната стойност се определя по формулата за ефективна стойност на несинусоидална величина:

(2.41) dmm IIdII 817,0781,0cos22

6

6

2222 === ∫

−

π

π

ϑϑπ

Отсъствието на постоянна съставяща на вторичния ток означава, че отношението на вторичния ток към първичния ток се определя с коефициента на трансформация:

(2.42) dInInI 817.021 ==

72

За изчислителната мощност на вторичните и първични намотки на трансформатора се получава:

ddd PIUIUS 05.1817.0428.033 222 ===

ddd PIn

nUIUS 05,1817,0428,0.33 111 ===

Следователно, типовата мощност на трансформатора е :

(2.43) dT PSSS 05.121 ===

При изчисляване на допълнителните коефициенти за трифазната мостова схема се получават следните коефициенти:

1. Kоефициент на използване на трансформатора:

(2.44) 95,005,11

===T

d

SP

η = 95%

Това е много добър коефициент на използване на трансформатор при мрежова честота 50 Hz и е най-добрия от всички до сега разгледани схеми, особено като се има в предвид, че той при еднофазния еднополупериоден токозправител (стр.71) е 32,4%.

2. Kоефициент на пулсации.

(2.45) d

dП U

Uk )1(= 057,0

162

12

22 =−

=−

=m

Вижда се, че при схема “Ларионов” коефициента на пулсации е едва 5,7% и е най-малкия от всички до тук получени (157% е при еднофазния еднополупериоден токозправител ).

3. Kоефициент на полезно действие на токоизправителя:

(2.46) 95.005.11

===d

dd

PP

PP

η

Мостовата трифазна токоизправителна схема намира много широко приложение за реализирането на средномощни и мощни токоизправители за високи напрежения. Нейните предимства в сравнение с досега разгледаните схеми са:

73

1. Много доброто използване на вентилите по напрежение-

045,1=d

Rm

UU .

2. Малък коефициент на пулсации-

Кп = 0,057.

3. Висока честота на пулсации -

fп =300 Hz.

4. Малък коeфициент на фазата -

428,02 ==dU

UB .

Това прави по-малък брой вторични намотки и позволява да се понижи класа на изолацията на вторичната намотка.

5. Отсъства постоянно токово подмагнитване, което значително намалява габаритите на трансформатора.

6 Възможност за работа на токоизправителя без мрежов трансформатор.

Към недостатъците на мостовата трифазна токоизправителна схема могат да се отнесат:

1. Голям брой вентили. 2. Токът във всеки момент тече през два последователно свързани

вентила. Това намалява коефициента на полезно действие, особено при ниски изходни напрежения и големи товарни токове.

Б. Управляем трифазен несиметричен мостов токоизправител При управляем трифазен несиметричен мостов токоизправител

(фиг.2.11а) половината вентили са управляеми (в случая това е катодната група-S1,S2,S3), а другата половина са неуправляеми (анодната група-D1,D2,D3). Тъй като във всеки момент работят два вентила –по един от всяка група, следва че токът винаги ще тече през управляем вентил, което осигурява пълно управление на изходното напрежение.

74

Фиг.2.11 Управляем трифазен несиметричен мостов токоизправител

При ъгъл на управление α=0о тиристорите и диодите се отпушват в момента, когато анода на съответния тиристор стане най-положителен и когато катода на съответния диод стане най-отрицателен. При това времедиаграмите на токовете и напреженията ще имат същия вид, както на симетричния мостов управляем токоизправител при ъгъл на управление α=0о или както на неуправляемия мостов токоизправител.

75

При ъгъл на управление α ≠ 0о и α< 60о тиристорите се отпушват, когато имат положителен анод спрямо катода и наличие на управляващ импулс, а диодите ще продължават да се отпушват в момента на естествена комутация.

За първите две графики ъгълът на регулиране α=π/6.Тогава поредният тиристор се отпушва, когато фазното напрежение на работещия до момента е станало равно на нула, но той не се запушва, защото линейното напрежение все още е положително. Изходното напрежение не достига до нулата и средната му стойност е по-малко, но близко до средната стойност на изходното напрежение при α= 0.

При третата графика ъгълът на регулиране α=π/3. Изходното напрежение достига до нулата и всеки тиристор и диод работят едновременно по 2π/3. Примерно тиристорът S1 работи заедно само с диода D3, тиристорът S2 работи заедно само с диода D1 и т.н. Това е граничен режим на работа.

За четвъртата и петата графики ъгълът на регулиране α>π/3 и по-точно α=2π/3. Изходното напрежение има прекъснат характер и средната му стойност е повече от два пъти по-малка от средната стойност на изходното напрежение при ъгъл на регулиране α= 0. Характерна особеност при прекъснатия режим на работа е, че всеки вентил работи един път в рамките на един период на захранващото напрежение.

За да се определи израза на регулировъчната характеристика, трябва да се намери връзката между средната стойност на изходното напрежение и захранващото напрежение. От времедиаграмите при α=π/6 за непрекъснат режим на работа се вижда, че в рамките на една трета от периода има две несиметрични изменения на изходното напрежение. В такъв случай най лесно може да се намери изходното напрежение като сума от тези два несиметрични импулса: '''

ααα ddd uuu += . Първият импулс започва от момента на отпушване на тиристора и

завършва до момента на запушване на работещия диод. Средната стойност на напрежението за този импулс в рамките на един период е:

76

(2.47)

2cos1

)6

sin(21

23cos

23

2

6

6

2'

α

απ

πϑϑ

π

π

απα

+=

=

−+== ∫

+−

d

лmлmd

U

UdUU.

Тук Ud e изходното напрежение при α=0 и m2лm2 U3U = е линейно напрежение.

Вторият импулс започва от момента на отпушване на следващия работещ диод и завършва до момента на запушване на работещия тиристор. Средната стойност на напрежението за този импулс в рамките на един период е:

(2.48)

2cos1

)6

sin(21

23cos

23

2

6

6

2''

α

απ

πϑϑ

π

απ

πα

+=

=

++== ∫

+

−

d

лmлmd

U

UdUU.

От (2.47) и (2.48) се вижда, че регулировъчната характеристика за непрекъснат и прекъснат режим имат един и същ вид (2.49), но стойността на изходното напрежение Ud в двата режима е различно.

(2.49) 2

)cos1( αα +=

d

d

UU

.

В сравнение с мостовата симетрична схема за несиметричната схема може да се отчете:

1. Натоварването на вентилите по ток и напрежение е както при симетричната схема.

2. Пулсациите на изходното напрежение са с честота 150 Hz. 3. При големи ъгли на регулиране нараства третия хармоник в

първичната намотка. 4.Схемата има по-малко тиристори, което опростява схемата за

управление. 5. Несиметричната схема също може да работи без мрежов

трансформатор.

77

2.3. Работа на управляем токоизправител при активно-индуктивен товар

В практиката по-често се среща работа на токоизправител на активно-индуктивен товар. Индуктивността в товарната верига може да бъде внесена от самия консуматор (електрически двигател, електромагнитно реле и др.) или от изглаждащ филтър. Наличието на индуктивност в товара внася съществени изменения в процеса на изправяне.

2.3.1. Eднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка при R-L товар

На фиг.2.12 е показана схема и времедиаграми на еднофазен двуполупериоден токоизправител при работа на активно-индуктивен товар.

При анализа на схемата се правят следните допускания: 1. Трансформаторът е идеален (индуктивността на разсейване

∞== µLстиндуктивнощатанамагнитва,0Ls ); 2. Тиристорите са идеални ключове ( ∞== RF R,0R ); 3. Индуктивността Ld e безкрайно голяма ( ddп RL >>ω ); 4. Управляващи импулси се подават на тиристорите на ъгъл α от началото на синусоидата.

Tиристорът Т1 се отпушва при ϑ=α, защото му се подава управляващ импулс и Uak1 > 0. Протичащият ток от захранващия източник към товара запасява енергия в индуктивността Ld и при преминаване на захранващото напрежение през нулата тази енергия поддържа тиристорът Т1 отпушен при отрицателно фазово напрежение. Напрежението върху тиристора в интервала ϑ=π до π+α е

021 >−+−= αddLdaka iReuu . При ϑ= π+α се отпушва тиристор Т2 и се запушва тиристор Т1 , защото 0)( 221 <+−= baak uuu . При описания начин на работа се вижда, че напрежението върху товара udα има участъци с положителни и отрицателни стойности, което води до бързо намаляване на положителната средна стойност на изправеното напрежение.

78

Фиг.2.12 Eднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка

Средната стойност на изправеното напрежение се определя от израза:

(2.50) ααπ

ϑϑπ

απ

αα coscos2sin1 2

2 dm

md UUdUU === ∫+

.

Регулировъчната характеристика е :

(2.51) αα cos=d

d

UU

.

От (2.51) се вижда, че при α=0 се получава максимална стойност на изходното напрежение dd UU =α . Минимална стойност на изходното напрежение се получава при α=π/2, където 0Ud =α . Видът на външната характеристика е показан на фиг.2.13 (крива 2).

79

Фиг.2.13 Регулировъчна х-ка: 1- активен; 2- активно-индуктивен товар.

За да се определи натоварването на вентилите и трансформатора

във функция от зададените величини – изходното напрежение (Udα) и изходния ток (Idα) обикновено се търси ъгълът на управление α, при който те имат най-голяма стойност. От времедиаграмите се вижда, че максимална стойност за обратното напрежение върху тиристорите (URm) и средната стойност на тока през тях се получава при ъгъл на управление α=0. Тези стойности са същите, както е при неуправляемия токоизправител и за същата схема:

(2.52) dmRm UUU π== 22

22d

d

da

IR

UI == .

Правото напрежение върху тиристора се получава;

αsin2 2mF UU =

80

Максималното право напрежение се получава при ъгъл α = π/2. При този случай тиристорът е запушен и максималното право напрежение върху него е равно на обратното напрежение

dm2RmFm UU2UU π=== . От направеното допускане, че индуктивността Ld e безкрайно

голяма ( ddп RL >>ω ) следва,че товарният ток е идеално изгладен за широк диапазон на изменение на ъгъл α . В такъв случай за средната стойност на товарния ток се получава:

(2.53) ααα cos

d

d

d

dd R

UR

UI == .

Изчислителната (типова) мощност на трансформатора се определя чрез ефективните стойности на напреженията и токовете във вторичните и първична намотки. Както при неуправляемата схема токът във вторичната намотка не е синусоидален и не е симетричен. Следователно ефективната стойност на тока във вторичната намотка е:

(2.54) αϑπ

ααπ

αα cos

2221 2

2d

ddd R

UIdII === ∫+

.

Токът в първичната намотка i1 е променлив, правоъгълен и симетричен. Като се отчете коефициента на трансформация n на трансформатора се получава:

(2.55) αα cos1d

dd R

UnInI == .

От (2.50) се определят изразите за амплитудната и ефективна стойности на напреженията върху намотките:

(2.56) απ cos

22d

mUU = ; α

π cos22

2 UdU = и απ cos

221

1dU

nU = .

От (2.53), (2.54) и (2.55) се вижда, че показаните величини имат най-голяма стойност при ъгъл на регулиране α=0, което прави по нататъшните изследвания еднакви с направените извеждания на същата схема при неуправляемия токоизправител. Изчислителните мощности на вторичната и първична намотки са:

81

ddd PIUIUS 57,1222

22 222 ===π ,

(2.57) ddd PInU

nIUS 11,1

221

111 ===π .

Средната типова мощност за избор на трансформатора е:

(2.58) dT PSSS 34,12

21 =+

= ,

където ddd IUP = е изходната мощност на токоизправителя. От последната времедиаграма на фиг.2.12 се вижда, че първата

хармонична на тока i1 e дефазирана на ъгъл α (ϕ=α) от захранващото напрежение u1. Това води до влошаване на на фактора на мощност (cosϕ) на захранващата мрежа.

От казаното до тук се вижда, че недостатъци на разглежданата схема са:

1. Ъгълът на регулирането α е ограничен в сравнение със схемата при работа на активен товар.

2. Увеличено дефазиране на първата хармонична на тока i1 по отношение на захранващото напрежение u1 (ϕ=α) .

В голяма степен цитираните недостатъци се намаляват чрез включване на обратен диод (обратно включен) в изхода на токоизправителя.

2.3.2. Eднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка и обратен диод

За подобряване на коефициента на мощност (cosϕ) и за разширяване на диапазона на регулиране (d) при регулируемия токоизправител с активно- индуктивен товар се използва т.н. “обратен диод”. На фиг.2.14,а е показана схема на двуполупериоден управляем токоизправител с обратен диод.

От времедиаграмите се вижда, че в интервал от ъгъл α до π е отпушен тиристор S1. При ъгъл ϑ = π (2.14,б) тиристорът S1 естествено се запушва, а запасената в индуктивността Ld енергия създава електро-движещо напрежение, която поддържа неизменен тока в товара, като токът се затваря във веригата Ld, Rd, Dо. Toва е в интервал от момента на запушване на тиристора S1 (ϑ=π) до момента на отпушване на тиристор S2 (ϑ=π+α).

82

Фиг.2.14 Двуполупериоден управляем токоизправител с обратен диод.

След отпушването на тиристора S2 отново енергията в товара се консумира от захранващия източник.

От казаното до тук следва, че тиристорът S1 е отпушен в интервала от α до π. Средната стойност на изправеното напрежение е:

(2.59) 2cos1)cos1(sin1 2

2α

απ

ϑϑπ

π

αα

+=+== ∫ d

mmd UUdUU

Зависимост (2.59) показва, че регулировъчната характеристика на токоизправителя с активно-индуктивен товар и обратен диод е същата както при активен товар (2.5) :

83

(2.60) 2cos1 αα +

=d

d

UU

Видът на регулировъчната характеристика е показан на фиг.2.13, крива 1.

Средната стойност на тока през единия тиристор по отношение на изходния ток се определя от израза:

(2.61) π

απϑ

πα

π

αα

−== ∫ 22

1 dda

IdII

Средната стойност на тока през обратния диод е:

(2.62) πα

ϑπ α

α

α ddDo IdII == ∫0

1.

Максималното обратно и право напрежение върху тиристорите са същите, както при активен товар dmRm UUU π== 2.2 и

dmFm UUU22π

== .

Максималното обратно напрежение върху обратния диод е:

(2.63) dmDoRm UUU22π

== .

От времедиаграмите се вижда, че тиристорите се запушват при преминаване на фазовото напрежение през нулата и не се връща запасена реактивна енергия на товарната индуктивност в захранващата мрежа, което намалява дефазирането (ϕ = α/2) между захранващото напрежение (u1) и консумирания от мрежата ток (i1).

От казаното до тук става ясно, че наличието на обратен диод при управляемите токоизправители с активно-индуктивен товар води до:

1/ Намаляване на времето на проводимост на тиристорите. 2/ Разширяване на диапазона на регулиране (0 до π). 3/ Намаляване на дефазирането (ϕ = α/2) между захранващото

напрежение (u1) и консумирания от мрежата ток (i1).

84

2.3.3 Eднофазни мостови управляеми токоизправители при активно-индуктивен товар

Eднофазните мостови управляеми токоизправители намират по-широко приложения от другите еднофазни схеми заради по-добрите енергетични показатели и възможността да се включват към мрежата без мрежов трансформатор.

Използват се два вида еднофазните мостови токоизправителя: • Симетрични – всички вентили в моста са управляеми. • Несиметрични – част от вентилите в моста са неуправляеми.

2.3.3.1 Еднофазен симетричен мостов управляем токоизправител

На фиг.2.15,а е дадена схема на еднофазен симетричен управляем токоизправител. Времедиаграмите (фиг.2.15,б) са начертани при общоприетите допускания, дадени за еднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка при работа на активно-индуктивен товар (т.2.3.1)

Фиг. 2.15 Еднофазен мостови симетричен управляем токоизправител: а-схема; б-времедиаграми

85

За да работи токоизправителя е необходимо управляващият блок да подава едновременно и синхронизирано със захранващото напрежение управляващи импулси на работещите заедно двойка тиристори ( S1, S3 и S2, S4). Възможно и в повечето случаи е по-лесно да се подават едновременно управляващи импулси на всички тиристори, а се отпушват тези, на чиито аноди се подава положително напрежение спрямо катодите им.

В разглеждания случай и означения поляритет на захранващото напрежение u2 в интервала от α до π са отпушени тиристорите S1и S3 и се предава енергия от захранващия източник към товара. Това съответства на режим на изправяне. В интервала от π до π+α входното напрежение u2 е отрицателно, напрежението върху товара е също отрицателно, а входният ток i1 и токът в товара id запазват посоката си. Протичането на товарния ток и отпушеното състояние на тиристорите S1, S3 се дължи на запасената енергия в индуктивността Ld. Това обуславя поддържане на положително напрежение върху отпушените до момента тиристори.

В случая:

(2.64) 0)(23 >−−−=+ αdakak uuuu .

При XLd = ωLd =∝ ф-ла (2.64) е вярна до момента в който се подаде управляващ импулс на следващата двойка тиристори, за които захранващото напрежение е положително (u2 >0). При такъв режим на работа токът в товара е непрекъснат и идеално изгладен.

При сравняване на времедиаграмите от фиг.2.15,б с тези на еднофазния токоизправител със средна точка (фиг.2.12,б) се установява, че те са с еднаква форма. Това означава, че регулировъчните характеристики са еднакви:

(2.65) αα cos=d

d

UU

.

Както при еднофазния токоизправител със средна точка, токът в първичната намотка е правоъгълен, а първата му хармонична i1(1) е

86

дефазирана по отношение на захранващото напрежение (u1) на ъгъл ϕ = α. Наличието на дефазиране между консумирания от мрежата ток i1 и захранващото напрежение (u1) води до влошаване на фактора на мощност (cosϕ) на мрежата.

Разликата в натоварването на елементите на схемата е това, което е характерно за мостовата схема: два пъти по-ниско напрежение на тиристорите ( )U57,1UUU dm2FmRm === и по-добро използване на трансформатора.

Както при еднофазния токоизправител със средна точка, симетричната мостова схема с R-L товар има следните недостатъци:

1.Ъгъл на регулирането α е ограничен в сравнение с мостовата схема при работа на активен товар.

2.Увеличено дефазиране на първата хармонична на тока i1 по отношение на захранващото напрежение u1 (ϕ=α) .

В голяма степен цитираните недостатъци се намаляват чрез включване на обратен диод в изхода на токоизправителя, както е при схемата със средна точка. Тъй като при мостовата схема токът в даден момент тече последователно през два вентила е възможно единият вентил да бъде управляем (тиристор, транзистор), а другият вентил да бъде неуправляем (диод). Такава комбинация дава възможност изправителните вентили да изпълняват и функцията на обратен диод.

2.3.3.2. Еднофазни несиметрични управляеми мостови токоизправители

Мостовата регулируема схема “Грец” може да бъде реализирана с два управляеми вентила (тиристори, транзистори) и два диода, свързани по начин при който консумирания от захранващия източник ток винаги тече през управляем вентил. На фиг.2.16,а е показана несиметрична мостова схема при която

диодите са свързани паралелно на товара. Диодите D1 и D2 на схемата от фиг.2.16,а са изправителни диоди,

когато е отпушен един от тиристорите S1 и S2 и обратни диоди, когато и двата тиристори са запушени.

87

Фиг. 2.16 Еднофазен мостови несиметричен управляем токоизправител: а-схема; б-времедиаграми

88

При положително напрежението на анода на тиристора S1 и подаден управляващ импулс, токът тече по веригата: +u2, S1, Ld, Rd, D2,-u2 до момента, когато фазовото напрежение стане нула. В този момент тиристорът S1 се запушва, а енергията на индуктивността Ld поддържа тока в товара по веригата: (+)Ld, Rd, D2, D1, (-)Ld. Този процес продължава до момента на отпушване на другия тиристор (S2). В интервала α+ππ=ϑ до двата диода работят едновременно, изпълнявайки функциите на обратен диод. Същият процес се повтаря след като се запуши втория тиристор S2. Натоварването по ток на двата вентила е различно. Тиристорите са отпушени в рамките на един период по време по-малко от Т/2, а диодите са отпушени повече от един полупериод. Средната стойност на тока през тиристорите се изчислява по (2.66), средната стойност на тока през диодите се изчислява по (2.67):

(2.66) π

απϑ

πα

π

αα

−== ∫ 22

1 ddas

IdII

(2.67) π

απϑ

πα

απ

α+

== ∫+

221

0

ddaD

IdII .

Регулировъчната характеристика и натоварването на вентилите по напрежение е както при активен товар.

На фиг.2.17,а е показана несиметрична мостова схема при която диодите са свързани с общ анод (може да бъдат и с общ катод).

При схемата на фиг.2.17а ролята на обратен диод изпълняват работещия до момента тиристор с другия (неработещия до момента диод, S1, D2 и S2, D1).

89

Фиг. 2.17 Еднофазен мостови несиметричен управляем токоизправител: а-схема; б-времедиаграми

90

Примерно тиристорът S1 е отпушен в интервала α+πα=ϑ до , като πα=ϑ до и работи заедно с диода D1 като изправителни вентили, а в интервала α+ππ=ϑ до работи като обратен диод ,заедно с диода D2. Тук тиристорите и диодите се товарят еднакво по ток, което се вижда от следните зависимости:

(2.68) 22

1 ααπ

αα ϑ

πd

dasIdII == ∫

+

,

(2.69) 22

1

0

απ

α ϑπ

ddaD

IdII == ∫ .

Преимущество на схемата от фиг.2.17 е, че двата катода на тиристорите са свързани в обща точка, което позволява по-лесно да се реализира управляващата схема.

За двете схеми регулировъчната характеристика се получава от израза:

(2.70) 2cos1U)cos1(UdsinU1U d

m2m2d

α+=α+

π=ϑϑ

π= ∫

π

αα

Преимущества на несиметричната мостова схема при работа на RL товар пред симетричната мостова схема са:

1.Ъгълът на регулирането α е разширен ( π=α до0 ) и е еднакъв с мостовата управляема схема при работа на активен товар.

2.Намалено е дефазирането на първата хармонична на тока i1 по отношение на захранващото напрежение u1 (ϕ=α/2) .

3. Използват се по-малък брой управляеми вентили. 4. Опростена схема за управление.

2.3.4. Трифазен еднополупериоден токоизправител, работа при активно-индуктивен товар

При средни и големи мощности, където се използват трифазните токоизправители, най-широко разпространено е работа на токоизправителя при RL товар. На фиг.2.18,а е показана схема на трифазен еднополупериоден токоизправител при работа на активно-индуктивен товар.

91

Фиг. 2.18 Трифазен еднополупериоден управляем токоизправител: а-схема; б-времедиаграми при α=0; в- времедиаграми при α>π/6 без ОД;

г- времедиаграми при α>π/6 с ОД

92

От досега разгледаните схеми на еднофазни управляеми токоизправители при RL товар стана ясно, че има два характерни режима: без обратен диод и с обратен диод (Do).

А. Работа на трифазен еднополупериоден токоизправител при работа на активно-индуктивен товар.

Това е схемата на фиг.2.18,а, когато не е включен диодът Do. На фиг.2.18,б са показани времедиаграмите при ъгъл на

управление α= 0о ( неуправляем токоизправител при RL товар). Индуктивността Ld не удължава времето на пропускане на тиристорите, но изглажда формата на изправеното напрежение и удвоява честотата на пулсациите на изходното напрежение. При

нарастване на отношението d

d

RLω

, намалява амплитудата на

пулсациите на изходното напрежение, и при ∞=ω

d

d

RL изходното

напрежение е идеално изгладено, а формата на тока в тиристорите е правоъгълна.

Забележка: За ∞=d

d

RLω

приемаме стойността на d

d

RLω при

която изходното напрежение се приема за идеално изгладено. На фиг.2.18,в са показани времедиаграмите при ъгъл на

управление α= 60о. Индуктивността Ld удължава времето на пропускане на тиристорите, в сравнение с работата на токоизправителя при R товар и изглажда формата на изправеното напрежение.

Наличието на прекъснатост на режима на работа се получава при

големи ъгли на регулиране и малки съотношения на d

d

RLω

.Такъв

режим не е типичен за многофазните токоизправители при RL товар. В режим на непрекъснат ток, когато ъгълът на управление α>30о ,

изправеното напрежение след тиристорите има отрицателни стойности, а средната стойност на изправеното напрежение е:

(2.71) ααπ

πϑϑ

π

απ

απα coscos

3sin3cos

23

2

3

3

2 dmmd UUdUU === ∫+

+−

93

На практика непрекъснат режим на работа се получава при

53÷>d

d

RLω . За 10=

d

d

RLω

може да се приеме, че изходният ток е

идеално изгладен и регулировъчната характеристика има същия вид, както на еднофазния двуполупериоден токоизправител (2.51) при RL товар:

(2.72) αα cos=d

d

UU

.

От (2.72) се вижда, че максималният ъгъл на регулиране е 2π

=α

при който Udα=0. На фиг.2.19 е показана регулировъчната характеристика на

трифазен еднополупериоден токоизправител при RL товар за двете

гранични стойности на отношението d

d

RLω

.

Фиг. 2.19 Регулировъчна характеристика на трифазен еднополупериоден управляем токоизправител при RL товар

94

На фиг.2.18,г са показани времедиаграмите на трифазен еднополупериоден токоизправител при RL товар и обратен диод (Do), при ъгъл на управление α=60о. Индуктивността Ld не удължава времето на пропускане на тиристорите, в сравнение с работата на токоизправителя при RL товар и без обратен диод (Do). Както при еднофазния двуполупериоден токоизправител при RL товар, обратният диод не допуска появата на обратно напрежение върху товара при α>60о. При преминаване на фазовото напрежение през нулата, работещият до момента тиристор се запушва и запасената енергия в индуктивността поддържа тока в товара през обратния диод. По-такъв начин обратният диод работи три пъти в рамките на един период, което трябва да се има в предвид при неговия избор.

Средната стойност на изправеното напрежение, когато π/6<α <5π/6 е:

(2.73)

3sin2

)3

sin(1)

3sin(1

23cos

23

2

2

3

2 π

παπα

πϑϑ

π

π

απα

−−=

−−== ∫

+−

dmmd UUdUU

От (2.73 ) се вижда, че максималният ъгъл на регулиране e α=150o, при който Udα=0 .

Както при еднофазния токоизправител и тук наличието на обратен диод води до подобряване на коефициента на мощност на схемата. При ъгъл на управление α<30о схемата работи в непрекъснат режим и обратният диод не участва в токоизправителния процес.

2.3.5. Трифазен мостови управляем токоизправител, работа при активно-индуктивен товар

Трифазният мостови управляем токоизправител при работа на активно-индуктивен товар може да бъде изпълнен като симетричен (всички вентили са тиристори) и несиметричен (половината вентили са тиристори, а другата половина са диоди).

А. Трифазен мостови симетричен управляем токоизправител, работа при активно-индуктивен товар

На фиг.2.20,а е показана принципна схема на трифазен мостови симетричен управляем токоизправител при работа с активно-индуктивен товар. С пунктирна линия е показан начина на свързване на обратния диод.

95

Фиг. 2.20 Трифазен мостови симетричен управляем токоизправител: а-схема; б-времедиаграми без ОД; в- времедиаграми с ОД

96

При общоприетите допускания за идеален трансформатор (Ls=0, Lµ=∞, rs=0), идеални тиристори (RF =0, RR= ∞) при активно-индуктивен товар (Ld=∞) са показани времедиаграмите на фазовото и изходното напрежение, токът в транзисторите и фазовият ток.

При ъгъл на управление α<60о отсъстват участъци с отрицателни стойности на изходното напрежение и индуктивността не удължава времето на проводимост на тиристорите, а само изглажда изправения ток.

На фиг.2.20,б са показани времедиаграмите на фазовото и изходното напрежение, токът в транзисторите и фазовият ток при ъгъл на управление α>60о и без обратен диод. Принципът на работа на токоизправителя се вижда от последователността на работа на тиристорите от катодната група (S1 ,S3 и S5), показани на втората времедиаграма(iak) и работа на тиристорите от анодната група (S2 ,S4 и S6), показани на третата времедиаграма (iaа). Вижда се, че всеки тиристор работи по 120о, заедно с два тиристора от другата група. Тиристорите са отпушени при отрицателно линейно напрежение за тях, поради влиянието на запасената енергия в товарната индуктивност Ld.

Средната стойност на изправеното напрежение e:

(2.74) .cos6

sin36cos332

6

6

2 απ

πϑϑ

π

απ

απα mmd UdUU == ∫

+

+−

Следователно, регулировъчната характеристика има същия вид, както трифазния еднополупериоден токоизправител (2.72) при RL товар:

(2.75) αα cos=d

d

UU

.

От (2.75 ) се вижда, че максималният ъгъл на регулиране e α=90o, при който Udα=0 .

Наличието на обратно напрежение върху товара в явен вид означава консумиране на реактивна енергия от мрежата т.е влошаване на фактора на мощност (cosϕ).

За да се подобри фактора на мощност, паралелно на товара се включва обратен диод по показания на фиг.2.20,а начин (пунктирната линия става плътна).

97

На фиг.2.20,в са показани времедиаграмите, показващи действието на схемата с обратен диод, при ъгъл на регулиране α>60o. В момента, в който съответното линейно напрежение се нулира, се запушва отпушения до момента тиристор и в следващия момент, когато това напрежение стане отрицателно се отпушва обратно свързания диод (Do). Токът през диода протича докато се подаде управляващ импулс на друг тиристор, чийто анод е вече положителен спрямо общата точка на катодите. Напрежението върху товара е без отрицателни стойност, което води до подобряване на фактора на мощност (cosϕ).

Стойността на максималното право и обратно напрежение върху вентилите са същите, каквито са при работа на схемата при активен товар. Регулировъчната характеристика е същата, както при активен товар (α= 0 до 120о).

Б. Трифазен мостови несиметричен управляем токоизправител,

работа при активно-индуктивен товар С намаляване броя на тиристорите се постига известно

поевтиняване на схемата и опростяване на схемата за управление. Както при мостовата еднофазна схема половината тиристори се

заменят с диоди, като обикновено това са тиристорите от анодната група (фиг.2.21,а). При тази схема катодите на тиристорите имат еднакъв потенциал в схемата и поради това не се налага галваническо разделяне на управляващите импулси в трите канала на управляващото устройство. Освен, че това съществено опростява управляващото устройство, тук се получава много добра симетрия между отделните канали на управляващите импулси.

Принципът на действие на несиметричния трифазен мостов токоизправител има много общи неща с несиметричния еднофазен мостов токоизправител и е показан чрез времедиаграмите на някои от токовете и напреженията на фиг.2.21,б.

При несиметричния трифазен мостов токоизправител при ъгъл на регулиране по-малък от критичния, тиристорите са отпушени както при R товар, индуктивността Ld изглажда изправеното напрежение и удвоява честотата на пулсациите му.

При ъгъл на управление α=0 формата на изходното напрежение и работата на вентилите е еднакво с тази на симетричната трифазна мостова схема, работеща при същия товар.

98

Фиг. 2.21 Трифазен мостови несиметричен управляем токоизправител: а-схема; б-времедиаграми без ОД; в- времедиаграми с ОД

99

При ъгъл на управление α>0, напрежението върху товара се получава като сума от трифазна еднополупериодна управляема и трифазна еднополупериодна неуправляема схеми. Това обуславя несиметричното изменение на пулсациите на изправеното напрежение при ъгъл на управление α<αкр (αкр=60o).

При ъгъл на управление α>αкр токоизправителят работи в прекъснат режим. На фиг.2.21,б са показани времедиаграми при ъгъл

на управление 3π

>α . На втората времедиаграма са показани токовете

през тиристорите (ia), a на втората времедиаграма са дадени токовете през диодите (ig). В момента ϑ=ϑ1 напрежението Uak1>0 и е подаден управляващ импулс. Това е достатъчно условие за да се отпуши тиристор S1 и да работи заедно с диода D3. Това състояние е устойчиво до момента ϑ=ϑ2, когато напрежението на анода на диод D1 се изравнява и след това става по-положително от анодното напрежение на диода D3. Отпушването на диод D1 и съвместната работа с тиристор S1 в интервала ϑ=ϑ2÷ϑ3 изпълняват ролята на обратен диод. В този интервал запасената енергия в товарната индуктивност Ld поддържа тока през товара и отпушените вентили D1, S1, като ток не тече и не се консумира от захранващия източник. В интервала ϑ=ϑ2÷ϑ3 напрежението на изхода на токоизправителя (udα) е нула.

В момента ϑ=ϑ3 напрежението Uak3>0 и е подаден управляващ импулс. Следва отпушване на тиристор S2 и запушване на тиристор S1. Тиристор S2 работи заедно с отпушения диод D1 до момента в който анода на диод D2 стане по-положителен от анода на диод D1 (ϑ=ϑ4). В интервала ϑ=ϑ4÷ϑ5 вентилите S2 и D2 изпълняват ролята на обратен диод и т.н.

Средната стойност на изправеното напрежение е равно на средните стойности на двата съставни еднотактни изправителя:

(2.76)

3sin

23cos

3sin

23

cos23cos

23

22

3

3

2

3

3

2

ππ

απ

π

ϑϑπ

ϑϑπ

π

π

απ

απααα

mm

mmIIdIdd

UU

dUdUUUU

+=

=+=+= ∫∫−

+

+−

100

Следователно, регулировъчната характеристика има видa:

(2.77) 2cos1 αα +

=d

d

UU

.

Вследствие действието на вентилите като обратни диоди, регулировъчната характеристика на несиметричния трифазен мостов токоизправител е еднаква с регулировъчната характеристика на еднофазен мостов токоизправител при работа с активен товар. От (2.77) се вижда, че максималният ъгъл на регулиране, при който изходното напрежение е нула е α= 180о .

Описаният принцип на работа на несиметричния трифазен управляем мостов токоизправител има недостатъци:

• тиристорите пропускат повече ток, от колкото се консумира от захранващия източник. Това намалява коефициента им на използване по ток;

• товарният ток тече през два последователно свързани вентила, когато работят като обратен диод;

• при отпадане на управляващите импулси не се запушват всички тиристори.

Тези недостатъци се премахват, ако паралелно на товара се включи обратен диод (фиг.2.21,а с включен обратен диод).

На фиг.2.21,в се показани времедиаграмите на несиметричния трифазен управляем мостов токоизправител при работа на RL товар и с обратен диод. От тях се вижда, че при ъгъл на управление

3π

>α тиристорите работят в прекъснат режим, което позволява

надеждно регулиране. Формата на изходното напрежение (udα) е същата, както на фиг.2.21,б. Това означава, че по отношение на фактора на мощност, обратният диод не допринася нещо повече, но тук тиристорите са натоварени по-малко по ток.

Недостатък на несиметричната мостова схема е, че при

3π

>α пулсациите на изправеното напрежение съответстват на тези

в трифазната еднополупериодна схема. Това налага при използването на филтри да се използват реактивни елементи с по-големи стойности.

101

2.3.6. Двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор. Дванадесет фазен токоизправител

Въпреки цитираните множество преимущества на трифазната мостова схема, тя не може да се приеме като универсална и най-подходяща за приложение при всички случаи на средномощни и мощни постояннотокови захранвания. Недостатък на трифазната мостова схема е ниското използване на вентилите по ток и удвоеното вътрешно падение на напрежението на отпушените вентили (UF). Този недостатък особено се проявява при използването на вентили с по-голямо съпротивление на отпушения вентил (RF), при по-големи токове в товара и по-малки напрежения. Намаляването на тези недостатъци и подобряване на енергетичните показатели на трифазните токоизправители се получава при използване на сложни токоизправителни схеми.

А. Двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор (схема Кюблер).

Принципната схема на двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор (схема Кюблер) е дадена на фиг.2.22,а.

Схемата на двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор (схема Кюблер) представлява два трифазни еднополупериодни токоизправителя, работещи паралелно на общ товар. Изравнителният реактор LR осигурява паралелната работа на двата токоизправителя.

Принципната схема се състои от: 1. Тринамотъчен трифазен трансформатор с две вторични

намотки. Изходните напрежения от двете вторични намотки са еднакви по стойност и дефазирани на 180о.

2. Два еднакви трифазни еднополупериодни токоизправителя (схема Миткевич), свързани с анодите на вентилите към вторичните намотки на трансформатора, а всички катоди са свързани към единия извод на товара.

3. Изравнителен реактор LR – представлява бобина със затворен магнитопровод с две еднакви намотки, свързани по показания начин на схемата. Общият извод на изравнителния реактор е свързан към другия извод на товара, а другите изводи на реактора са свързани към двата токоизправителя.

102

Фиг. 2.22 Двойно-трифазен токоизправител с изравнителен реактор: а-схема; б-времедиаграми

Принципът на действие се състои в следното: Ако изравнителния реактор отсъства, схемата би била трифазен

аналог на еднофазната схема със средна точка. Схемата ще работи като обикновен шестфазен токоизправител. В даден момент ще е отпушен този диод, чието фазово напрежение е най-положително.

103

Следователно всеки вентил ще работи (ще е отпушен) 6π

=ϑ . Това

означава, че работният ток на вентила ще бъде 6 пъти по-голям от средната стойност на тока през него.

Наличието на изравнителния реактор предизвиква паралелна работа на два вентила от двата токоизправителя, като всеки вентил от единия токоизправител работи с два вентила от другия токоизправител.

На фиг.2.22,б са показани времедиаграми на токове и напрежения в токоизправителя при активен товар и ъгъл на регулиране α= 0о, което е равносилно на неуправляем токоизправител. В такъв случай тиристорите работят като диоди, защото се отпушват веднага, когато напрежението им на анода стане положително спрямо катода. При α= 0о означава, че в този момент е подаден управляващ импулс.

На първата времедиаграма са показани само положителните полувълни на фазните напрежения на двете вторични намотки, защото и при двата токоизправителя се отпушват вентили само в положителните полувълни.

Например след момента 1ϑ=ϑ най-положителен е анодът на вентил S1 и той е отпушен. В този момент от другия токоизправител най-положителен е анодът на вентил S4 и той трябва да е отпушен, независимо, че фазовото напрежение на вентил S1 (u2a1) е по-положително от фазовото напрежение на вентил S4 (u2в2). Причината за да са двата диода с различни фазови напрежения едновременно отпушени е изравнителният дросел, благодарение на който напреженията върху едновременно отпушените вентили са равни. За момента след 1ϑ=ϑ се получава:

(2.78)

2

2

222224

121121

kdbkdbak

kdakdaak

uuuuuuu

uuuuuuu

+−=+−=

−−=−−=

От (2.78) се вижда, че изравнителният реактор вади определено напрежение от по-положителната в момента фаза (u2a1) и прибавя същото напрежение към по-малко положителната в момента фаза (u2b2). При тази операция анодни напрежения се изравняват (uaк1 = uaк4).

104

След момента 2ϑ=ϑ фаза u2с2 става по-положителна от фаза u2b2,

вследствие на което вентил S4 се запушва и се отпушва вентил S6, като продължава той да получава допълнително напрежение от фаза u2a1.

След момента 3ϑ=ϑ фаза u2с2 става по-положителна от фаза u2а1,

вследствие на което продължават да са отпушени вентил S1 и вентил S6, като вече вентил S1 получава допълнително напрежение от фаза u2с2. Така се получава, защото се сменя поляритета на изравнителния реактор,поради това, че токът във от фаза u2с2 е станал по-голям от токът във фаза u2а1. По същия алгоритъм схемата продължава да работи в следващите интервали от време до изтичането на един период и след това всичко се повтаря.

Тъй като двата токоизправителя работят паралелно върху товара, изходното напрежение е:

(2.79) 222

dIIdIkdII

kdId

uuuuuuu +=+=−= ,

където udI и udII са моментните стойности на изправеното напрежение от първия еднополупериоден токоизправител (S1 ,S3 иS5) и втория еднополупериоден токоизправител (S2 ,S4 иS6).

Товарният ток (Id) е сума от токовете на двата токоизправителя:

(2.80) Id = IdI +IdII

В резултат на взаимната комутация на тиристорите от двете групи, всеки вентил работи по време равно на 120о. Кривите на изправените токове от двата токоизправителя са дефазирани на 60о, това обуславя честотата на пулсациите на изходното напрежение да бъде два пъти по-висока от честотата на пулсации на трифазния еднополупериоден токоизправител (fп=300Hz, както при схема Ларионов).

Тъй като изходното напрежение е с ушесторена честота на пулсациите, анализът на схемата се извършва както при схема Ларионов.

Вентилите се избират по-максимално обратно напрежение върху тях и средна стойност на тока през тях:

(2.81) mRm UU 23= ;

105

(2.82) .6d

aII =

Натоварването на тиристорите по ток съответства на натоварването на токовото натоварване на вторичните намотки на трансформатора.

Времедиаграмите на фазовите токове в първичната намотка са показани на фиг.2.22,б и се определят от изразите:

(2.83) ;221221

nii

nii

i aaaaA

−=

−=

n

iin

iii bbaaB

221243 +=

−= ;

n

iin

iii ccaaC

221265 −=

−= ,

където: iai – токове във вентилите; i2a, i2b, i2c –токове в съответните фази; n – коефициент на трансформация. Сравнявайки качествата на на двойно-трифазен токоизправител с

изравнителен реактор (схема Кюблер) с трифазната мостова схема (схема Ларионов) се констатира:

1.Схема Кюблер има по-висок коефициент на полезно действие, тъй като товарният ток тече паралелно на работещите в даден момент тиристори, вследствие на което загубите на напрежение и на мощност в тях са по-малки.

2. При схема Ларионов максималното обратно напрежение върху вентилите (URm) e два пъти по-малко.

Тези особености обуславят по-широко приложение на схема Кюблер при по-мощни токоизправители, но с относително ниски напрежения, където по-високото к.п.д. е от голямо значение (мощни заваръчни устройства).

Б. Дванадесетфазен токоизправител По отношение на захранващия източник токозправителите са

еднофазни и трифазни, тъй като захранващата мрежа е еднофазна и трифазна.

106

Друга класификация на токоизправителите е по кратността на честотата на пулсациите на изправеното напрежение. Според този показател те биват още: двуфазни (2х50), шестфазни (6х50), дванадесетфазни (12х 50) и т.н.

Изправено напрежение с честота fп=12х50=600 Hz и повече може да се получи при сложни схеми на токоизправители, които се получават при последователно или паралелно свързване на няколко от разгледаните схеми.

На фиг.2.23 е показана схема на дванадесетфазен токоизправител, съставен от последователно свързани две мостови трифазни схеми.

Фиг.2.23 Дванадесетфазен токоизправител

Принципната схема се състои от: 1. Тринамотъчен трифазен трансформатор с две вторични

намотки. Изходните напрежения от двете вторични намотки са еднакви по стойност. Едната вторична намотка е свързана в звезда, а

107

другата в триъгълник. Това определя дефазирането между двете вторични напрежения от едноименните фази на 30о.

2. Два еднакви трифазни двуполупериодни токоизправителя (схема Ларионов), свързани последователно в товарната верига.

Принципът на действие се състои в следното: Поотделно във всяка схема Ларионов работят едновременно два

вентила по 120о в период. При свързаните последователно две схеми Ларионов в даден

момент работят едновременно четири вентила по два от всяка схема, като захранващото напрежение на двете схеми е дефазирано на 30о. В резултат на това свързване пулсациите на изправеното напрежение са с честота 600 Hz. Коефициентът на пулсации се определя по формулата:

(2.84) 0135,01

22)1( =

−=

mkп .

В сравнение със схема Ларионов тук коефициентът на пулсации е повече от четири пъти по малък.

Натоварването по ток е както при схема Ларионов:

(2.85) .3d

aII =

Максималното обратно напрежение върху вентилите е:

(2.86) dmRm UUU 525,03 2 == .

Дванадесетфазният токоизправител има по-добро използване на вентилите по напрежение от мостовата трифазна схема.

Дванадесетфазният токоизправител може да се получи като се свържат паралелно два трифазни мостови токоизправителя или две схеми Кюблер. За изравняване на токовете на паралелно свързаните токоизправители се свързва изравнителен реактор със среден извод.

При осъществяването на по-сложни схеми може да се получи изходно напрежение с брой на пулсациите кратен на 18, 24 и т.н.

108

2.4 Комутационни процеси в управляемите токоизправители До тук във всички токоизправителни схеми вентилите се

разглеждат като идеални елементи. Това означава идеална комутация, т.е. мигновено преминаване на тока от един вентил на друг или по-точно мигновено запушване на работещия до момента вентил и мигновено отпушване на следващия работещ вентил. В реални условия такава мигновена комутация не е възможна. Това се дължи на реалните комуникационни качества на вентилите и влиянието на другите елементи на схемата. Оказва се, че индуктивността, последователно свързана между захранващата мрежа и вентилите влияе сериозно на комутационните процеси на вентилите. Това основно е индуктивността на разсейване на трансформатора, приведена към вторичната намотка.

Важен показател на комутационния процес е времето през което той протича. Времето на комутация е времето през което се извършва пълното запушване на единия вентил и пълното отпушване на другия вентил. Това време се измерва с ъглови единици, затова се нарича ъгъл на комутация (γ). През това време два от вентилите на различни фази работят едновременно, което внася особености при описването на работата на токоизправителя.

Описването на комутационните процеси с отчитане на всички възможни влияещи фактори е много сложно още повече, че те са различни за различните схеми по вид и мощност. Това налага анализа на комутационните процеси да се извършва за някои доминиращи фактори. За мощните токоизправители тези фактори са реактори в първичната намотка, индуктивността на разсейване на трансформатора и други индуктивности, включени преди вентилите. За мощните токоизправители може да се приеме, че токът е идеално изгладен (Ld = ∞) и отсъстват активни загуби в трансформатора и вентилите (rtr=0; RF=0).

На фиг.2.24 е представена еквивалентна заместваща схема на трифазен еднополупериоден токоизправител (фиг.2.18,а).

Мрежовият трансформатор е представен само с индуктивностите на разсейване на първичните и вторични намотки, приведени към вторичната страна. Вентилите се разглеждат като идеални. Токът в товара е идеално изгладен (idα=Idα= const.). Координатната система е така избрана, че фазите u2a и u2b да са симетрично разположени спрямо началото на координатната система.

Техният запис има вида:

109

(2.87) )3

(cosUu m2a2 α+π

−ϑ= ;

)3

(cosUu m2b2 α+π

+ϑ=

Фиг.2.24 Еквивалентна заместваща схема на трифазен еднополупериоден токоизправител

110

За да има анализът по обобщен характер и да е валиден за

всяка от разглежданите схеми, се заменя в (2.87) c3π

mπ , където

m е фазността на токоизправителя, съгласно кратността на честотата на пулсациите на изправеното напрежение. Според този показател m е :

1- еднофазен еднополупериоден; 2- еднофазен двуполупериоден; 3- трифазен еднополупериоден (Миткевич); 6- трифазен двуполупериоден (Ларионов); 12- дванадесетфазен и т.н.

За m-фазен токоизправител (2.87) добива вида:

)(cos22 απ

ϑ +−=m

Uu ma ;

)(cos22 απ

ϑ ++=m

Uu mb .

От условието, че Idα= const. и докато единият вентил се отпушва, а другият се запушва следва стойността на тока в комутационния интервал:

(2.88) constiiII acdd =+== 22αγ .

Като се диференцира (2.88) следва, че изменението към нарастване на тока i2a е равно на изменението към намаляване на тока i2ab.

(2.89) ϑϑ d

idi bа 22 −= .

По време на комутацията (0<ϑ<γ) двата тиристора са отпушени и са свързани паралелно на товара. В този интервал напрежението на товара е:

(2.90) ϑ

ωϑ

ωγ ddiLu

ddiLuu a

sac

scd2

22

2 −=−= .

Tъй като двете фазни напрежения са еднакви по големина, следва:

111

(2.91) 2

22 cad

uuu +=γ .

Във всеки момент напрежението върху товара е равно на полусумата на съответните фазни напрежения. Например,при еднофазния двуполупериоден токоизправител udγ=0, защото двете фазни напрежения са дефазирани на 180о.

Като се замести (2.87) в (2.91) за комутационния интервал напрежението на товара е:

(2.92) )cos(cos2 αϑπ

γ +=m

Uu md .

Изменението на тока във вентилите се определя от (2.90) и (2.89):

(2.93) )sin(sin2 2

222 αϑπ

ϑω +=

−=

mUuu

ddiL m

caas .

Изменението на тока във вентилите зависи от разликата на фазните напрежения.

Аналитичният израз за стойността на тока във вентилите се намира, като се реши диференциалното уравнение (2.93):

(2.94) AmL

Uis

ma ++−= )cos(sin2

2 αϑπ

ω.

За определяне на времеконстантата А се използва условието, че при ϑ=0 стойността на i2a=0. За А се получава:

(2.95) απ

ωcossin2

mLUА

s

m=

Аналитичният израз за стойността на тока във вентилите е:

(2.96) )]cos([cossin22 αϑα

πω

+−=mL

Uis

ma .

В края на комутационния интервал тиристорът S1 се е отпушил напълно, а тиристорът S2 се е запушил напълно.

При 0iа,Ii c2da2 ==γ=ϑ α и като се замести в (2.96) се получава:

112

(2.97) )]cos([cossin2 αγαπ

ωα +−=mL

UIs

md ,

от където се определя зависимостта на комутационния интервал от параметрите на схемата:

(2.98)

mU

IL

m

dsπ

ωααγ α

sincos)cos(

2

−=+ .

От (2.98) се вижда, че при неизменна стойност на ъгъла на регулиране α, времето за комутация γ нараства при увеличаване на индуктивността на разсейване Ls и товарния ток Idα.

За да се определи външната характеристика на токоизправителя е необходимо да се намери израза за средната стойност на изходното напрежение, като се отчете режима на комутация.

От фиг.2.24,б се определя средната стойност на изходното напрежение като сума от две напрежения – напрежението върху товара по време на комутация (udγ) и когато работи само един вентил (udα). За средната стойност на изходното напрежение в рамките на един период получения резултат се умножава по три:

(2.99) ∫ ∫+=γ

π

γαγαγ ϑϑ

π0

2

2 ][2

m

add dudumU .

Като се отчете избраното начало на координатната система, получените стойности за udγ (2.92) и се решат интегралите се получава:

(2.100) 2

)cos(coscos2αγαπ

παγ++

=m

UmU md .

Като се замести )cos( α+γ от (2.98) в (2.100) се получава:

(2.101) ααααγ πω

απ

π ddds

md UUILmm

UmU ∆−=−=2

cossin2

Udα е изправеното напрежение на идеалния регулируем токоизправител (без отчитане на комутационните загуби), а ∆Udα е падът на напрежение върху индуктивността на разсейване Ls.

Изразът (2.101) е външна характеристика на многофазен токоизправител, като са отчетени само загубите на напрежение върху

113

индуктивността на разсейване Ls на трансформатора. Като се отчетат загубите на напрежение в активното съпротивления на трансформатора (rtr), на вентилите и проводниците (rpr), външната характеристика ще има по-пълен вид:

(2.102) ααααγ πω

απ

π dprdtrds

md IrIrILmm

UmU −−−=2

cossin2 .

От изведеното до тук се вижда, че отчитането на реалните параметри на схемата водят до изменение на формата и стойността на изходното напрежение. При внедряване на по-мощни токоизправители е важно да се отчитат комутационните процеси. Това лесно се реализира чрез компютърна симулация, примерно с програмния продукт “Pspice”.

2.5. Работа на управляем токоизправител на противо е.д.н.

2.5.1. Работа на управляем токоизправител при активно-капацитивен товар

Всички управляеми токоизправители могат да работят при активно-капацитивен товар (RC). Общите особености на работа са същите, както при съответния неуправляем токоизправител, но наличието на управляем вентил (тиристор) дава възможност да се управлява момента на отпушване.

На фиг.2.25 е дадена схема на еднофазен двуполупериоден управляем токоизправител със средна точка.

114

Фиг.2.25 Еднофазен управляем токоизправител със средна точка.

От времедиаграмите на Фиг.2.25,б се вижда, че реално тиристорът може да се отпуши след 1ϑ=ϑ , когато напрежението ca2 uu > . За да се отпуши тиристора освен uak>0, e необходимо да се подаде управляващ импулс. На фиг.2.25,б това се реализира в момента 2ϑ=ϑ , когато тиристор S1 се отпушва. Тиристор S1 е отпушен в интервала 32 ϑ÷ϑ и се запушва ϑ=ϑ3, защото след ϑ3

напрежението на кондензатора е по-голямо от захранващото напрежение. След ϑ4 напрежението на анода на втория кондензатор става положително по отношение на катода му. При ϑ= ϑ5 се подава управляващ импулс на тиристор S2 и той се отпушва. След това процесът се повтаря.

Трудно може да се определи регулировъчна характеристика на управляем токоизправител при RC товар, защото стойността на изходното напрежение силно зависи от товара и стойността на кондензатора. При относително постоянен товар и като се имат в предвид реалните параметри на токоизправителя се получава определен диапазон на регулиране на изходния ток и следователно на изходното напрежение. Диапазонът на изменение на ъгъла на регулиране α във всеки случай е различен, но винаги 0<α< π за разглежданата схема.

115

2.5.2. Работа на управляем токоизправител на противо електродвижещо напрежение (е.д.н.)

Характерни товари с противо е.д.н. са: постояннотокови двигатели, акумулаторни батерии, електролизни вани и др.

Всички схемни варианти на управляеми токоизправители могат да работят при противо е.д.н. В [19] е разгледана работата на трифазни схеми с противо е.д.н.

Основните зарядни устройства за акумулаторни батерии са еднофазни. На фиг.2.26,а е показана схема на управляем двуполупериоден токоизправител, реализиран с един тиристор и неуправляема схема “Грец”, подходящ за зарядно устройство .

Фиг.2.26 Еднофазен управляем токоизправител

116

Захранващите напрежения u2a и u2b показват каква е полярността на напрежението u2 по отношение на диодитеD1,D3 (u2a) и D2, D4 ( u2b). Както при RC товар ъгълът на управление α е по-малък от 180о и тиристорът може да се отпуши само, когато захранващото напрежение е по-голямо от напрежението на акумулаторната батерия.

Другата особеност е, че запушването на тиристора става по естествен път, тъй като винаги има интервал от време, когато на тиристора естествено се подава обратно напрежение.

Натоварването на тиристора по ток е два пъти по-голямо от това на диодите, което трябва да се има в предвид при избора на вентилите.

2.6. Токоизправители с подобрени енергетични показатели При анализа на управляемите токоизправители се констатира, че

с нарастването на ъгъла на регулиране α се увеличават следните важни показатели:

1. Пулсациите на изправеното напрежение; 2. Дефазирането между захранващото напрежение и консумирания от мрежата ток.

Това води до влошаване на енергетичните показатели на токоизправителите. Заради тези особености обикновено не се използва пълния диапазон на регулиране, което води на намаляване на посочените недостатъци. В такива случай се използват токоизправители със степенно

регулиране или с напълно управляеми вентили.

2.6.1. Управляеми токоизправители със степенно регулиране На фиг.2.27 а и б са показани еднофазни токоизправители със

степенно регулиране. На фиг.2.27,а е реализирана схема на еднофазен двуполупериоден токоизправител със средна точка, чиито мрежов трансформатор осигурява четири вторични напрежения- две по две напрежения с различни стойности (u2a’, u2a’’и u2b’, u2b’’) и дефазиране на 180о (u2a’, u2b’ и u2a’’, u2b’’).

Токоизправителната схема се състои от неуправляем изправител (D1,D2) и управляем изправител (S1,S2). Неуправляемият токоизправител е свързан към намотките с по-ниско напрежение (u2a’, u2b’), а управляемият токоизправител е свързан към по-високото напрежение (u2a’’, u2b’’).

Диодите в неуправляемия изправител ще са отпушени винаги, когато анода е положителен спрямо катода им. За да се отпушат

117

тиристорите в управляемия токоизправител освен цитираното условие за диодите трябва да е изпълнено още едно условие- да се подаде управляващ импулс. Това условие прави възможно регулирането на изходното напрежение.

Минималната стойност на изправеното напрежение се определя от стойността на напрежението u2’, което се подава на неуправляем токоизправител, при отсъствие на управляващ импулс на тиристорите (тиристорите не се отпушват):

(2.103) '2

0

'2min

2sin1mmd UdUU ∫ ==

π

πϑϑ

π

Максималното изправено товарно напрежение се получава при α=0, когато работят само тиристорите, а диодите не се отпушват и се определя от u2’’.

(2.104) ''2

0

''2max

2sin1mmd UdUU ∫ ==

π

πϑϑ

π

Принципът на действие на токоизправителите се вижда от временните диаграми на фиг.2.27,в при ъгъл на регулиране α ≠ 0. При подаване на положително напрежение на вентилите D1 и S1 първоначално се отпушва само диода D1, защото на тиристора S1 не е подаден управляващ импулс. В интервала от време ϑ=0 до α работи само диодът, като напрежението и тока в товара са пропорционални на u2’. В момента ϑ=α се подава управляващ импулс на тиристора S1. Той се отпушва, изходното напрежение и ток със скок нарастват до нова стойност пропорционална на u2’’, а диодът D1 се запушва, защото неговият катод става по-положителен по отношение на анода му.

Средната стойност на изправеното напрежение се получава като сума от две напрежения:

(2.105)

)]cos1(U)cos1(U[2

dsinU1dsinU1U

''m2

'm2

''m2

0

'm2d

α++α−π

=

=ϑϑπ

+ϑϑπ

= ∫∫π

α

α

118

Фиг.2.27 Еднофазни токоизправители със степенно на регулиране

119

В (2.105), като заместим последователно α=π и α=0 се получават зависимости (2.103) и (2.104).

Максималното право напрежение на тиристорите се получава при α≥π/2 и е:

(2.106) ''2mFm UU = .

Максималното обратно напрежение на тиристорите се получава при α<π/2 и е:

(2.107) ''22 mRm UU = .

При диодите обратното напрежение е по-малко ''2

'2 mmRm UUU += .

Действието на мостовата схема със степеннo регулиране (фиг.2.27б) е аналогично на разгледаната. При α > 0 от начало работят диодите D1, D3 или D2, D4. При отпушване на тиристорите S1 и S2 се запушват съответните диоди D1 или D2, като изходното напрежение става пропорционално на u2’’.

При по-големи мощности за намаляване на пулсациите на изправеното напрежение се използват трифазни токоизправители със степенно регулиране.

На фиг.2.28,а е дадена схема на трифазен еднополупериоден управляем токоизправител със степенно регулиране. По принцип на действие и устройство, тази схема много наподобява еднофазния двуполупериоден токоизправител със степенно регулиране (фиг.2.27,а). Тук също има:

- две напрежения на вторичната намотка на трансформатора по-ниско и по-високо; - управляем и неуправляем токоизправител;

120

Фиг.2.28 Трифазни токоизправители със степенно на регулиране Регулирането на изходното напрежение се извършва между

ниското и високото захранващо напрежение. Минималната стойност на изходно напрежение се получава при

работа на неуправляемия токоизправител и е:

(2.108) 3

sin3cos3 '2

3

3

'2min

ππ

ϑϑπ

π

πmmd UdUU ∫

−

== .

Максималната стойност на изходно напрежение се получава при работа на управляемия токоизправител (α=0) и е:

(2.109) 3

sin3cos3 ''2

3

3

''2max

ππ

ϑϑπ

π

πmmd UdUU ∫

−

== .

Диапазонът на регулиране се определя от разликата между по-ниското и по-високо напрежение на вторична намотка.

121

По голям интерес представлява схемата на фиг.2.28,б, при която няма по-ниско и по-високо вторично напрежение, няма и допълнителни изводи на вторичните намотки. Схемата се състои от три диода и три тиристора. Допълнителен диод (D4) свързва анодите на тиристорите с общата точка на вторичните намотки.

Ако тиристорите са запушени (отсъстват управляващи импулси), схемата работи като трифазен еднополупериоден токоизправител. Диодът D4 пропуска целия ток през товара. Изходното напрежение тогава е минимално и е:

(2.110) mmmd UUdUU 22

3

3

2min 17,13

sin3cos3=== ∫

−

ππ

ϑϑπ

π

π

.

Ако тиристорите са отпушени при α=0 (диодът D4 е запушен) схемата работи като трифазна мостова несиметрична схема. Тогава на изхода се получава максимално напрежение и неговата стойност е:

(2.111) m2m2

6

6

m2maxd U34,26

sinU36dcosU36U =π

π=ϑϑ

π= ∫

π

π−

.

При работа на тиристорите диодът D4 е запушен, защото анодът му е отрицателен спрямо катода. Изменението на ъгъл α е от 0 до π и осигурява регулиране на изходното напрежение от Udmax до Udmin.

2.6.2. Токоизправители с напълно управляеми вентили Както беше казано, недостатък на управляемите токоизправители

е дефазирането на напрежението и тока в първичната намотка на трансформатора, което влошава фактора на мощността на токоизправителя. Използването на обратни диоди намалява това дефазиране, но не може да го премахне. Постоянно нарастват изискванията за консумация само на активна енергия от захранващата мрежа. Това поставя условие към консуматорите на електрическа енергия да не внасят дефазиране на консумирания ток от захранващото напрежение. При регулируемите токоизправители тази задача може да се реши по два начина:

- чрез използване на напълно управляеми вентили;

122

- чрез използване на допълнителни схеми за корекция на фактора на мощността (PFC).

На фиг.2.29,а е показан вариант на еднофазен мостов токоизправител, реализиран с два диода и два транзистора.

Принципът на действие на схемата се илюстрира с времедиаграмите от фиг.2.29,б. Тя работи като управляем несиметричен мостов изправител, в който на мястото на тиристорите са поставени транзистори. Отпушени са едновременно транзистор Q1 с диод D2 и транзистор Q2 с диод D1.

Различията в работата на токоизправител, реализиран с транзистори, в сравнение с тиристорния токоизправител произтичат от това, че транзисторът е напълно управляем вентил, а тиристорът е полууправляем. Това означава, че транзисторът се отпушва при подаване на управляващ импулс на ъгъл α от началото на положителната полувълна и се запушва при снемане на управляващ импулс на ъгъл β. Нулево дефазиране между консумирания ток и напрежението на първичната намотка на трансформатора се получава при спазване на съотношението:

(2.112) β=π-α Изменяйки това съотношение може да се получи изоставане или

изпреварване на първата хармонична на тока i1 от захранващото напрежение u1. Средната стойност на изправеното напрежение се дава с израза:

)cos(cos1sin122 βα

πϑϑ

π

β

αα −== ∫ mmd UdUU

123

Фиг.2.29 Еднофазен токоизправител с транзистори

Регулировъчната характеристика на токоизправителя има вида:

(2.113) 2

coscos βαα −=

d

d

UU

При изпълнение на условието от (2.112) за да има нулево дефазиране между u1 и i1 регулировъчната характеристика от (2.114) добива вида:

(2.114) αα cos=d

d

UU

124

При сравнение на работата на токоизправител с управляеми вентили - транзистори със същия вид схема, но реализирана с тиристори се констатират следните различия:

- намалява се диапазона на регулиране (α=0÷π/2); - може да се получи нулево дефазиране между консумирания ток

i1 и захранващото напрежение u1. Проблем при управляемите схеми реализирани с транзистори е

високото пренапрежение, което се получава при комутация при ненулев ток. Този проблем може да се реши, ако последователно на транзисторите се включат в права посока бързи диоди.

Всички схеми на управляеми токоизправители, разгледани по-горе, могат да се реализират с транзистори по аналогия на разгледаната схема.

2.7. Зависими инвертори Инвертирането е процес на преобразуване на постояннотоковата

енергия в променливотокова. Инвертирането е процес обратен на токоизправянето. Устройствата, които извършват процеса инвертиране се наричат инвертори.

По основен класификационен признак инверторите са: зависими и независими (автономни).

Зависимите инвертори отдават енергията си във верига за променлив ток, където големината, честотата и синусоидалната форма на изходното напрежение се определя от друг, по-голям източник на електрическа енергия (електрическата мрежа, синхронен генератор), който представлява товара.

При независимите инвертори в товара няма други източници на променливо напрежение. Честотата на автономните инвертори се определя от управляващото устройства, а формата и големината на изходното напрежение се определя от параметрите на инвертора.

Зависимите инвертори се използват най-вече в постоянни електрозадвижвания, в случаите:

- за бързо спиране въртенето на двигателя. В този случай инвертора изпълнява ролята на електродинамична спирачка ;

- връщане на енергия от двигателя в захранващата мрежа, когато двигателя е преминал от двигателен в генераторен режим .

125

2.7.1 Еднофазни зависими инвертори При захранване на постояннотоков двигател от акумулаторна

батерия процесите са много ясни. Когато напрежението на акумулаторна батерия (АБ) е по-голямо от това на двигателя се черпи ток от АБ и се върти двигателя. Когато нещо друго завърти двигателя и той стане генератор с изходно напрежение по-голямо от това на АБ, токът си сменя посоката и се зарежда АБ.

Основно постояннотоковите двигатели се захранват от токоизправители, а не от акумулаторни батерии, защото енергийният баланс на последните не е достатъчен. Това усложнява процесите на обслужване на двигателния и генераторния режим на работа на двигателя, респективно на токоизправяне и инвертиране.

На фиг.2.30,а е показана най-елементарната схема на задвижване на постояннотоков двигател с токоизправител. За ограничаване на тока и за изглаждане на неговата форма между токоизправителя и двигателя се включва дросел.

Принципът на действие на токоизправител на противо е.д.н. е разгледан в т.2.5.2. Диодът е отпушен когато u2 > Eд .На фиг.2.30,б това е интервала от ϑ1 до ϑ2 .Наличието на дросел увеличава времето на проводимост на диода до ϑ3. На фиг.2.30,б е показано напрежението върху диода, което е положително само когато е отпушен диода и е отрицателно през по-голяма част от периода.

За да може описания преобразувател да премине от режим на токоизправяне в режим на инвертиране т.е. да връща енергия в променливотоковата мрежа е необходимо да се изпълнят две условия:

1.Амплитудно условие – напрежението на електрическата машина, превърнала се в генератор, да бъде по-голямо от напрежението на мрежата – Eд > u2 .

2. Фазово условие- напреженията на u2 и на Eд да са с един и същи знак.Да се промени посоката на токовете и напреженията в схемата така, че посоките на u2 и iа да съвпаднат, а посоките на Eд и id да са противоположни.

126

Фиг.2.30 Еднофазен токоизправител и инвертор

В генераторен режим двигателя преминава, когато получава допълнителна енергия отвън, примерно при движение на електровоз по наклон колелетата въртят двигателя. Изпълнението на условието за посоките може да се получи като се обърне полярността на Eд или се обърне свързването на вентила. На фиг.2.30,в е показан случай с промяна полярността на двигателя. От времедиаграмите на фиг.2.30,г се вижда, че вентилът ще пропуска, когато е отрицателната полувълна

127

на мрежовото напрежение и когато напрежението на двигателя е по-голямо от мрежовото напрежение Eд>u2 . Това условие е изпълнено в интервала от ϑ1 до ϑ2 на фиг.2.30,в. Поради наличие на индуктивност този интервал се удължава до ϑ3 .След ϑ3 напрежението върху вентила за кратко време е отрицателно (от ϑ3 до ϑ4) и след това става положително.Това е причината в инверторите да се използват тиристори, а времето от ϑ3 до ϑ4 е необходимо за възстановяване на управляващите свойства на тиристора. За целта е необходимо това време tсв≥ tв да е по-голямо от паспортното време за възстановяване на управляващите свойства на тиристора. В случай, че това условие не е изпълнено се получава авариен режим, защото се сумират напреженията на двигателя и мрежата при много малко съпротивление във веригата.

Максималното право напрежение на тиристора е:

(2.115) mдmRF UEUU 22 2≈+= .

Стойността на обратното напрежение е по-малко от правото напрежение (UF), затова избора на тиристора е по максималното право напрежение (URF).

Еднофазният еднополупериоден зависим инвертор не се използва много, защото инверторният ток съдържа много хармонични, което влошава фактора на мощност на схемата.

Много по-добри енергетични показатели имат еднофазния двуполупериоден зависим инвертор или трифазните едно и двуполупериодни инвертори.

2.7.2 Трифазни зависими инвертори Всички трифазни управляеми токоизправители могат да работят

като инвертори, ако се изпълнява фазовото условие и токът тече от двигателя към мрежата. Това става, когато ъгълът на управление е по-голям от максималния ъгъл на регулиране за дадената схема. Като пример на фиг.2.31,а е показана схема на трифазен еднополупериоден зависим инвертор.

Максималният ъгъл на регулиране на трифазния еднополупериоден токоизправител при RL товар е 90о. На фиг.2.31,б са показани времедиаграми в режим на инвертиране при ъгъл на регулиране α= 150о.

128

Фиг.2.31 Трифазен зависим инвертор Напрежението на двигателя се инвертира в отрицателните

полувълни на захранващото напрежение (по фазовото условие). Показано е времето на взаимна комутация на вентилите (ϑ1 до ϑ2), когато е равно на полусумата на напреженията на комутиращите се фази. Двигателят, превърнал се в генератор, връща енергия в захранващата мрежа, защото неговото напрежение е по-голямо от това на мрежата (Ед > е2). След момента ϑ=ϑ4 напрежението на съответната фаза става по-положително от напрежението на двигателя, но тиристора продължава да е отпушен за сметка на запасената енергия в дросела Ld .

Запушването на работещия тиристор се получава след като се отпуши следващия тиристор, за който са изпълнени условията за инвертиране. Това трябва да стане преди ϑ=ϑ6, защото след този момент напрежението на тиристора става положително и ще се получи авариен режим. Минималното време преди ϑ=ϑ6 е необходимото време за запушване на работещия тиристор и се бележи като βmin (βmin =tcb ).

129

2.8. Реверсивни токоизправители Управляемите токоизправители намират широко приложение при

захранване на постояннотокови двигатели при които се налага промяна на оборотите. В много случаи се налага освен промяна на оборотите, и промяна на посоката на въртене на ротора. Такива са случаите за задвижване в металорежещите машини, медицинската техника, дървообработващите машини и др.

Промяната на посоката на въртене на двигателя се реализира основно по три начина: • Промяна на полярността на захранващото напрежение на котвата; • Промяна на посоката на тока на възбудителната намотка; • Комбинирано изменение на полярността на захранващото напрежение на котвата и промяна на посоката на тока на възбудителната намотка. Превключването на захранващото напрежение или посоката на

тока се осъществява : а) контактно (електромеханични контакти) ; б) безконтактно (електронни управляеми елементи). По-голяма надеждност и с по-големи възможности за управление

има безконтактното управление, което най-лесно се реализира с реверсивни токоизправители.

Всички разгледани схеми на токоизправители стават реверсивни ако паралелно на едната токоизправителна схема се свърже същата схема, но с обратно насочени вентили.

На фиг.2.32,а е показана схема на реверсивен токоизправител с най-малко вентили – еднофазен еднополупериоден реверсивен токоизправител.

При подаване на управляващи импулси през положителния полупериод за тиристора S1, върху товара се получава положително напрежение. В този интервал от време на тиристора S2 не се подават управляващи импулси и той не се отпушва. При промяна на ъгълът на управление α се регулира стойността на изходното напрежение Ud. За да се смени полярността на изходното напрежение Ud (показаните знаци в скоби), се спира подаването на управляващи импулси на тиристора S1 и се подават управляващи импулси на тиристора S2 през другия полупериод на захранващото напрежение.

130

Фиг.2.32 Реверсивни токоизправители: а-еднофазен еднополупериоден; б-еднофазен мостови; в-трифазен мостови.

Еднофазният еднополупериоден реверсивен токоизправител има много големи пулсации на изходното напрежение и се използва при много малки товари. При по-големи еднофазни товари най-често намира приложение еднофазната мостова схема (фиг.2.32,б).

При подаване на управляващи импулси на тиристорите S1÷S4 се

получава положително напрежение (показаният поляритет без скоби). В този интервал от време тиристорите S5÷S8 не работят и двигателят Еd се върти в една посока. За да се завърти двигателят в обратната посока се спират управляващите импулси на тиристорите S1÷S4 и се

131

подават управляващи импулси на тиристорите S5÷S8. На изхода се получава отрицателно напрежение (показаният поляритет със скоби).

При по-големи трифазни товари широко приложение намира трифазната мостова схема (фиг.2.32,в). Тиристорите S1÷S6 задвижват регулируемо постояннотоковия двигател в едната посока, а когато работят тиристорите S7÷S12 двигателят се върти в обратната посока.

Освен разгледаният алгоритъм на работа реверсивните токоизправители могат да работят и по други начини. Примерно:

А. При смяна на посоката на въртене на двигателя се снемат управляващите импулси от работещата група вентили и за да се спре бързо двигателя се подават управляващи импулси на втората група вентили, така че вторият токоизправител започва да работи като инвертор. След като спре да се върти двигателя се променя ъгъла на управляващи импулси на инвертора, така че той започва да работи като токоизправител и завърта двигателя в обратна посока. Този метод се използва при задвижване на мощни бетонобъркачки, мелници за трошене на камъни и др.

Б. За задвижвания с повишена точност се използва метод, при който едновременно работят двете групи вентили. Във всеки момент изходното напрежение е разликата от изходните напрежения на двата токоизправителя. При съгласувано изменение на ъглите на управление на двата токоизправителя се получава плавно и точно изменение на завъртването на двигателя. При съгласувано управление на двете групи вентили има опасност, особено в преходни режими) от протичане на големи уравнителни токове. За тяхното ограничаване се поставят т.н. уравнителни реактори (L11,L12,L21,L22 на фиг.2.32,в). Този метод се използва при задвижване на механизмите на металорежещи машини.

За подобряване на енергетичните показатели на реверсивните токоизправители все по-често се използват напълно управляеми вентили, каквито са транзисторите.

132

ГЛАВА ТРЕТА

ЕЛЕКТРОННИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА ПРОМЕНЛИВО НАПРЕЖЕНИЕ

Често се налага да се работи с променливо напрежение, чиято

стойност е различна от мрежовото напрежение. Много често за целта се използват понижаващи трансформатори или автотрансформатори. Трансформаторите и автотрансформаторите са тежки и скъпи съоръжения, защото медта е дефицитен метал и изработката им е трудоемка. Все по-често трансформаторите се заменят с електронни

преобразуватели на променливо напрежение. Електронните преобразуватели на променливо напрежение осигуряват допълнителни възможности - плавно регулиране на изходното напрежения, нулева консумация в режим на празен ход и следователно висок к.п.д., малко тегло и габарити, възможност за защита по ток и др. Освен като регулатори на променливо напрежение, тези

преобразуватели се използват като комутатори на променливотокови товари, затова се наричат още променливотокови прекъсвачи. Променливотоковите преобразуватели имат и определени

недостатъци: 1. Несинусоидалната форма на тока изисква използването на мощни

филтри, които намаляват динамиката на затворената система за регулиране.

2. Големите скорости на изменение на тока в силовите вериги водят до появата на радиосмущения. Променливотоковите преобразуватели намират приложения в: 1. Нагревателни устройства с различни мощности и приложения; 2. Променливотокови електрически задвижвания; 3. Заваръчната техника; 4. Осветителни уредби и др. В зависимост от вида на захранващото напрежение,

преобразувателите на променливо напрежение се делят на: • еднофазни; • трифазни.

133

3.1 Еднофазни променливотокови преобразуватели Характерни режими на работа на променливотоковите

преобразуватели са работа при активен товар (нагревателни прибори) и работа при индуктивно-активен товар (електрически двигател).

3.1.1 Работа на еднофазен променливотоков преобразувател при активен товар Идеализирана схема на еднофазен променливотоков преобразувател

се получава, като заменим комутиращия елемент с идеален ключ, който се включва синхронизирано със захранващото напрежение на определен ъгъл α от началото на полупериода и се изключва при преминаването на захранващото напрежение през нулата (фиг.3.1). При подадено управляващо напрежение ключът S е включен и

цялото захранващо напрежение u1 се прилага на товара (Rd). Когато ключът S е изключен, цялото захранващо напрежение u1 се прилага върху ключа S (uS). Чрез промяна на ъгъл α се регулира стойността на изходното напрежение u2.

Фиг.3.1. Схема на еднофазен променливотоков преобразувател

134

Средната стойност на изходното напрежение за един полупериод е:

(3.1) )cos1(sin1 112 α

πϑϑ

π

π

α

+== ∫ mmd

UdUU .

От (3.1) се вижда, че при α = π изходното напрежение е равно на нула, а при α = 0 изходното напрежение повтаря захранващото напрежение. Същите резултати се получават през следващия полупериод, когато изходното напрежение има отрицателна стойност. Ефективната стойност на напрежението върху товара се определя от

израза:

(3.2) π

α+

πα

−=ϑϑπ

= ∫π

α2

2sin12

sin1 12212

mm

UdUU .

Уравнението (3.2) представлява регулировъчна характеристика на

еднофазен променливотоков преобразувател. Графическата зависимост на регулировъчна характеристика

(фиг.3.2) се дава в относителни единици спрямо ефективната стойност

на захранващото напрежение (2

11

mUU = ).

Фиг.3.2 Регулировъчна характеристика

135

От фиг.3.2 се вижда, че при изменението на ъгъла на регулиране α от 0о до 180о се регулира изходното напрежение от номинална стойност до нула. В реалните схеми на променливотоковия преобразувател ключът S

е заменен с полупроводников елемент. Той може да бъде тиристор и или транзистор . На фиг.3.3 са показани най-често срещаните в практиката

тиристорни ключове, които се използват в променливотоковите преобразуватели. На фиг.3.3,а е показана схема с два насрещно-паралелно свързани

тиристора. При подаване на управляващи импулси се отпушва този тиристор, чиито анодно напрежение е положително. Така се получава управляемост на изходното напрежение през двата полупериода на захранващото напрежение. Недостатък на схемата е, че двата канала на управлението трябва да бъдат галванически разделени. Този недостатък отсъства при следващите две схеми (фиг.3.3,б,в), за сметка на използване на допълнителни диоди. Схемата на фиг.3.3,б е с един тиристор, но има четири диода, тиристорът е натоварен два пъти повече от другите схеми и товарният ток тече през три последователно свързани вентила, което увеличава загубите в тях. През единия полупериод токът тече през диодите D1, D3 и тиристора S, а през другия полупериод токът тече през диодите D2, D4 и тиристора S. Недостатък на всички тиристорни ключове е, че те са не напълно

управляеми ключове и при отпушване на ъгъл α≠ 0 и запушване при преминаване на захранващото напрежения през нулата (естествена комутация) се получава дефазиране на консумирания ток от захранващото напрежение т.е. консумира се реактивна енергия.

Фиг.3.3 Тиристорни ключове

136

Този недостатък може да се отстрани, като се използват ключове с напълно управляеми вентили - транзистори. По аналогия на разгледаните тиристорни ключове се реализират транзисторните ключове (фиг.3.4) Схемата на фиг.3.4,а е аналог на схемата с два насрещно-паралелно

свързани тиристора. За да не се допусне работа на транзисторите при обратни напрежения, последователно са включени диодите Д1 и Д2 . Управляващите импулси се подават едновременно на двата транзистора. На фиг.3.4,в са показани времедиаграми, отразяващи действието на транзисторния променливотоков регулатор. През положителния полупериод се отпушва транзистора Т1 на ъгъл α от началото на полусинусоидата и се запушва на ъгъл β от края на полусинусоидата.При ъгъл α=β първата хармонична на консумирания ток не е дефазирана от захранващото напрежение, което е голямото преимущество на транзисторните променливотокови преобразуватели пред тиристорните. На фиг.3.4,б е показана схема с един транзистор, който е два пъти по-натоварен от транзисторите в разгледаната схема и товарният ток тече през два диода и един транзистор.

Фиг.3.4 Транзисторни ключове

137

3.1.2 Работа на еднофазен променливотоков преобразувател при активно-индуктивен товар На фиг.3.5,а е дадена схема на еднофазен променливотоков преобра-

зувател при активно-индуктивен товар, какъвто се среща често в практиката.

Фиг.3.5 Променливотоков преобразувател при RL товар

Наличието на индуктивност в товара забавя нарастването на тока и удължава времето на пропускане на вентилите, както е при токоизправителите с пауза между изправените напрежения. На фиг.3.5б са дадени времедиаграмите на еднофазен променливотоков преобразувател при активно-индуктивен товар. Тиристорите се отпушват на ъгъл α от началото на съответната полувълна, но под действието на товарната индуктивност се запушват на ъгъл δ от края на полувълната. Напрежението върху тиристорите (uak) е частта от синусоидата, когато и двата тиристора са запушени. Напрежението върху товара е u2 = id Rd . Токът в товарната верига id се определя от

138

диференциалното уравнение, описващо процесите в еквивалентната заместваща схема (фиг.3.5,в), когато е включен един от тиристорите [19].

(3.3) ϑ=+ϑ

ω sin1mddd

d UiRddi

L .

Решението на диференциалното уравнение е сума от стационарната (id’) и преходна (id’’) съставни. Стационарният ток се получава под действието на синусоидалното

напрежение u1 и се определя от решението на частното уравнение:

(3.4) )-.sin(I i dm'd

ϕϑ= ,

където: 2

2mdm

)(

UI

dd LR ω+= – амплитудната стойност на

стационарната (id’) съставна;

d

d

RL

arctgω

=ϕ - дефазирането между id’ и

захранващото напрежение u1. Преходната съставна се определя от решението на

хомогенизираното уравнение:

(3.5) ϑ

ω= d

dL

R-''d eA i

За сумарния ток id се получава:

(3.6) ϑ

ω+ϕϑ=+= d

d

d

LR-

dm''d

'd eA )-.sin(I iii

Константата А се определя от граничните условия (при ϑ=α токът id=0).

0= Idm

sin(α-ϕ)+А или А= Idm

sin(α-ϕ).

Замествайки константата А в (3.6) окончателно за тока id се получава израз (3.7), който е сума от една синусоидална и една експоненциална съставка, която в рамките на един полупериод води до удължаване да

139

времето на пропускане на тиристора, след като захранващото напрежение премине през нулата [19].

(3.7)

ϕα−ϕϑ=

α−ϑω

)(L

R-

dmdd

d

e)-sin( )-sin(.Ii

Времето на пропускане на тиристора (ъгъл δ) след като захранващото напрежение се нулира може да се определи като в (3.7) се замести ϑ=π+δ. При ъгъл ϑ=π+δ токът се нулира. Уравнението добива вида:

(3.8) )(

LR-

d

d

e)-sin( )-sin(αδπ

ωϕαϕδ−+

+

Ъгълът δ е малко по-голям от ъгъл ϕ . За да може да се регулира изходното напрежение е необходимо ъгъл α да бъде по-голям от ъгъл δ (α >δ). В противен случай при изменение на ъгъл α от 0÷δ изходното напрежение е равно на входното т.е всеки тиристор е отпушен по 180о. Много силно това се проявява при малки стойности на cosϕ (индуктивността е голяма). Зависимостта на ефективната стойност на изходното напрежение от

дефазирането ϕ и ъгълът на регулиране α е изходната характеристика на регулатора и се определя от израза:

(3.9) 22sin

22sin)(1 12

12δ

−α

+δ−α−ππ

=ϑπ

= ∫δ+π

α

UduU .

От (3.9) се вижда, че при α=δ изходното напрежение е равно на входното. На фиг.3.6 е показана регулировъчната характеристика при активно-индуктивен товар за две стойности на ъгъла на дефазиране.

140

Фиг.3.6 Регулировъчна характеристика при RL товар

От характеристиката се вижда, че няма регулиране при α≤δ и изходното напрежение е равно на входното напрежение. При α≥δ се получава U2< U1 и при α= 180о се получава U2=0. Изборът на тиристорите се извършва за най-тежкия режим на

работа. Както при управляемите токоизправители той е при α= 0о. В много случаи тиристорният променливотоков преобразувател

може да се реализира със симистор. Сериозен недостатък на еднофазните променливотокови

преобразуватели при активен и активно-индуктивен товар е влошаването на cosϕ и то право пропорционално с нарастването на ъгъл α. Нулево дефазиране на консумирания от мрежата ток и захранващото напрежение се получава при използване на принудителна комутация на тиристорите, което сериозно усложнява силовата схема. Нулево дефазиране може да се получи при замяна на тиристорите с транзистори, което при съвременното развитие на силовите транзистори не е проблем и съществено опростява силовия блок.

141

3.2 Трифазни променливотокови преобразуватели Трифазни променливотокови преобразуватели се използват за

комутация и регулиране на напрежението и тока на трифазни товари.

Фиг.3.7 Трифазни променливотокови преобразуватели

На фиг.3.7,а е показана схема на трифазен тиристорен преобразувател, при който във всяка фаза е включена група от два насрещно-паралелно свързани тиристора. Товарът е свързан в звезда , като е възможно звездният център да бъде с изведен нулев проводник или с изолиран звезден център.

142

В случая, когато има изведен звезден център, всяка фаза работи независимо от другите две и работата е както при еднофазните преобразуватели. Разбира се при трифазните преобразуватели е необходима симетрична работа на трите фази. В случая, когато няма изведен звезден център, за да тече ток в

товара в даден момент са отпушени вентили от две фази. Върху товара се прилага линейно напрежение и управляващият блок се синхронизира с линейното напрежение. На фиг.3.7,б е показана схема на трифазен тиристорен

преобразувател, при който във всяка фаза е включена група от един тиристор и един диод насрещно-паралелно свързани. Товарът е свързан в звезда , като е възможно звездният център да бъде с изведен нулев проводник или с изолиран звезден център. Тази схема се използва в случаите, когато симетричността на тока и напрежението през двата полупериода не е задължителна (захранване на пещи). На фиг.3.7,в е показана схема на трифазен тиристорен

преобразувател, при който товарът във всяка фаза е независим от другите фази. Включването на насрещно-паралелни тиристори прави схемата регулируема и работеща на линейно напрежение. Управлението се осъществява с независимо управление на тиристорите в отделните фази. На фиг.3.7,г е показана схема на трифазен симисторен

преобразувател, при който във всяка фаза е включен симистор. Като управляем вентил през двата полупериода симистора може да замени тиристорите в много схеми на променливотокови преобразуватели. Симисторната схема е по-компактна и с по-просто управление.

Фиг.3.8

143

Симисторите са с по-ниски динамически показатели и по-високи комутационни загуби от тиристорите. За това е необходимо при комутация на големи токове да се използват вериги за намаляване на

скоростта на нарастване на напрежението (dtdu ) върху тях (R,C верига)

и тока (dtdi ) през тях (Ldr). В повечето случаи товарът е активно-

индуктивен и необходимостта от използването на допълнителен дросел (Ldr) отпада (фиг.3.8,а). Паралелно свързаните на симисторите RC вериги се избират в зависимост от параметрите на силовата верига, която определя времетраенето на импулса, претоварващ тиристорите по напрежение. Обикновено се избира τ = RC ≥ 4tи . На фиг.3.8,б е показана схема на трифазен тиристорен

преобразувател, при който товарът е включен в звезда с открит звезден център. Регулирането е по линейно напрежение и е зависимо в трите фази. Характерна особеност на схемата е минималния брой тиристори. Трифазните променливотокови преобразуватели се използват

основно за комутация и регулиране на мощността на нагревателни устройства и променливотокови двигатели.

144

ГЛАВА ЧЕТВЪРТА ИМПУЛСНИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ НА ПОСТОЯННО

НАПРЕЖЕНИЕ

4.1 Общи сведения 4.1.1 Принцип на работа и регулиране на ИППН

Импулсните преобразуватели на постоянно напрежение (ИППН) са електронни преобразувателни устройства, които преобразуват (регулират) постоянно входно напрежение в постоянно напрежение на изхода с друга стойност. Известно е, че стабилизаторите с непре-къснато действие, особено при по-големи мощности, имат нисък к.п.д. (по-малък от 50%). С импулсните преобразуватели на постоянно напрежение се избягва този сериозен недостатък. На фиг.4.1 е показана обобщената блокова структура на ИППН и

изходното напрежение на преобразувателя. С Uout е означена средната стойност на изходното напрежение.

Фиг.4.1 Обобщена структура и изходно напрежение на ИППН

Електронният ключ S, показан на фиг.4.1, може да бъде изпълнен със всеки от представените в Първа Глава полупроводникови ключове. Входното напрежение се подава към изхода на порции (на импулси). Регулиращият електронен елемент работи в ключов (импулсен) режим, т.е има две устойчиви състояния – отпушено състояние, при което съпротивлението му в права посока е RF ≅0, и запушено състояние, при което съпротивлението му клони към безкрайност ∞→RR . При този режим на работа к.п.д. на ИППН е голям и практически на зависи от разликата между входното и изходното напрежение.

145

Времето, през което ключът S е отпушен (времето на импулса) се отбелязва като tON, а времето, през което ключът е запушен (времето на паузата) се отбеляза като tOFF. Отношението между времето на импулса tON и периода T на управляващите импулси, се означава като коефициент на запълване и се отбелязва с δ:

(4.1) δ==+

=+T

ttt

tTtt ON

OFFON

ONOFFON ,

От допускане, че ключът S от фиг.4.1 е идеален, следва че при затворен ключ напрежението върху товара е равно на входното, а при отворен ключ напрежението върху товара е нула. Тогава средната стойност на напрежението върху товара (изходното напрежение) ще зависи от продължителността на двете състояния на ключа и може да се регулира чрез тяхната промяна.

В практиката са разпространени два основни начина на регулиране на ИППН,:

А. Широко-Импулсна Модулация (ШИМ) При този начин на регулиране работната честота на комутация на

електронния ключ f е постоянна (постоянен е и работният период Т), а се променя продължителността на времето tON, фиг.4.1, през което ключът е отпушен (времето на импулса): var, == ONtconstf . Регулирането се извършва чрез промяна на ширината на импулса tON, тоест променя се дефинираният по-горе коефициент на запълване δ.

Б. Време-Импулсна Модулация (ВИМ) При този начин на регулиране работната честота f е променлива

(променлив е и работният период), а се поддържа постоянна продължителността на времето tON, през което ключът е отпушен:

consttf ON == var, . Регулирането се извършва чрез промяна на работната честота f.

4.1.2 Класификация на ИППН Съществуват няколко признака, според които може да се направи

класификация на ИППН.

А. Според начина на натрупване на енергия и предаването й към изхода:

- прави преобразуватели – енергията се предава от захранващия източник към товара при включен ключов елемент;

146

- обратни преобразуватели – при включен ключов елемент енергията от захранващият източник се натрупва в бобина и след това, при изключен ключ, енергията на бобината се прехвърля към товара.

- комбинирани преобразуватели – състоят се от два преобразувателя (прав и обратен), работещи под общ товар.

Б. Според регулировъчната характеристика: - понижаващи преобразуватели – при тях изходното напрежение е

по-малко от входното; - повишаващи преобразуватели – при тях изходното напрежение е

по-голямо от входното.

В. Според диапазона на регулиране на изходното напрежение: - ИППН с пълно регулиране; - ИППН с непълно регулиране.

Г. Според наличието на електрическа връзка между входната и изходната верига:

- безтрансформаторни ИППН; - трансформаторни ИППН.

4.1.3 Основни принципи при анализа С цел опростяване на анализа в тази глава се използуват някои прин-

ципи и допускания [22], приложими за всеки импулсен преобразувател: 1) Идеално постоянно изходно напрежение на преобразувателя: допуска се, че изходното напрежение на преобразувателя )(tuout съдържа само постоянна съставна. Амплитудата на променливата съставна: )(Δ tuout е много по-малка от тази на постоянната: DCoutU , и може да се пренебрегне:

(4.2) )(Δ)( , tuUtu outDCoutout += , DCoutoutDCoutout UtuUu ,, )(Δ ≈⇒<<

2) В установен режим средната стойност на напрежението върху боби-ната за един период трябва да е равна на нула (волт-секунден баланс):

(4.3) 0)()(1)(1

000

=

+== ∫∫∫ dttudttu

Tdttu

TU

OFFON t

L

t

L

T

LL

3) В установен режим, средната стойност на тока през кондензатора за един период трябва да е равна на нула (ампер-секунден баланс):

147

(4.4) 0)()(1)(1

000

=

+== ∫∫∫ dttidtti

Tdtti

TI

OFFON t

C

t

C

T

CC

4) Всички уравнения са изведени за непрекъснат режим на работа на преобразувателите (фиг.4.5,а). 5) Допуска се, че полупроводниковите прибори са идеални. 6) Не се отчитат загубите в реактивните елементи.

4.2 Безтрансформаторни транзисторни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение

4.2.1 Прав понижаващ преобразувател (Buck DC-DC converter) Правият понижаващ преобразувател се използува широко в

електрониката. Характерно за преобразувателя е, че енергията се подава от захранващият източник към товара при затворен ключ (отпушен транзистор). Това е особеност на всички прави преобразуватели.

4.2.1.1 Принцип на работа На фиг.4.2 е показана схемата на преобразувателя при използуване

на MOS транзистор като управляем ключ. Преобразувателят включва управляем ключ (транзистор Т на фиг.4.2), неуправляем вентил – диод D, бобина L и филтров кондензатор C.

Фиг.4.2 Прав понижаващ преобразувател (Buck DC-DC converter)

На фиг.4.3,а и фиг.4.3,б са показани еквивалентните електрически схеми на правия понижаващ ИППН при съответно отпушен и запушен транзистор. На фиг.4.4 са представени идеализираните времедиагра-ми, илюстриращи работата на правия понижаващ преобразувател. Допуска се, че изходното напрежение няма променлива съставка, ключовете са идеални и загубите в реактивните елементи са нулеви.

148

Фиг. 4.3 Еквивалентни схеми на прав понижаващ преобразувател, а) при отпушен транзистор; б) при запушен транзистор.

Фиг. 4.4 Времедиаграми на правия понижаващ преобразувател Транзисторът Т (фиг.4.2) се управлява с правоъгълни импулси с

честота f и коефициент на запълване δ. При отпушен транзистор тече

149

работен ток през бобината L към товара. В същото време се натрупва енергия в бобината. Нарастването на тока на бобината (наклона на правата, фиг.4.4) се определя от напрежението Uin-Uout, което е приложено върху бобината, стойността на индуктивността й L и времето през което транзисторът е отпушен. След изключване на транзистора, запасената в бобината L енергия се насочва към товара и води до отпушване на диода D. Следва времеинтервала, през който протича ток към изхода на преобразувателя (товара и филтриращия кондензатор С). През този времеинтервал токът през бобината намалява линейно, тъй като върху бобината е приложено постоянно напрежение, равно на изходното напрежение. След определено време транзисторът се отпушва отново. Бобината се оказва свързана към входното напрежение и токът и започва отново да нараства линейно. В момента на отпушване на транзистора, диодът D се запушва. При така описания принцип на работа, токът през бобината се про-

меня между максималната max,LI и минималната стойност min,LI , фиг.4.4.

Забележка: Описаният режим на работа се нарича режим на непрекъснат ток на преобразувателя (фиг.4.5,а). В зависимост от момента на отпушване на транзистора, формата на

тока през бобината е непрекъсната или прекъсната. Правият понижаващ ИППН може да работи в три режима, в

зависимост от формата на тока през бобината:

1. Режим на непрекъснат ток, при който пулсациите на тока на бобината ΔiL са по-малки от средната му стойност IL: ΔiL < IL, фиг.4.5,а.

2. Режим на прекъснат ток, при който пулсациите на тока на бобината ΔiL са по-големи от средната му стойност IL : ΔiL > IL, фиг.4.5,б.

3. Граничен режим, при който пулсациите на тока на бобината ΔiL са равни на средната му стойност IL : ΔiL = IL, фиг.4.5,в.

Изброените режими са характерни и за другите ИППН, който ще бъдат разгледани в тази глава.

150

Фиг.4.5 Режими на работа на ИППН а) Режим на непрекъснат ток, ΔiL < IL; б) Режим на прекъснат ток, ΔiL > IL;

в) Граничен режим, ΔiL = IL

4.2.1.2 Анализ и регулировъчна характеристика

А. Основни времеинтервали Основните времеинтервали в работата на правия понижаващ

преобразувател са два: 1. Интервал, през който е отпушен транзисторът, за t=tON. За напрежението върху бобината Lu и тока през кондензатора Ci

при отпушен транзистор (t=tON), може да се запише:

(4.5) outinL UUu −=

(4.6) R

Uii outLC −=

Със inU и outU са означени средните стойности на входното и изходно напрежения. В края на този интервал токът на бобината може да се представи

като:

(4.7) ONoutin

LL tLUUIi −

+= min, ,

където min,LI е минималната стойност на тока на бобината.

За горните изрази се използва допускането, че изходното напрежение е идеално изгладено (няма пулсации).

2. Интервал, през който е запушен транзисторът, за t= tOFF.

151

За напрежението върху бобината и тока през кондензатора при запушен транзистор (t=tOFF), може да се запише:

(4.8) outL Uu =

(4.9) R

Uii outLC −=

В края на този интервал токът на бобината е:

(4.10) OFFout

LL tL

UIi −= max, ,

където max,LI е минималната стойност на тока на бобината. Средната стойност на тока през бобината LI е:

(4.11) ( ) 2/min,max, LLL III +=

Б. Регулировъчна характеристика Регулировъчната характеристика представя зависимостта на

средната стойност на изходното напрежение outU на преобразувателя от средната стойност на входното му напрежение inU и коефициента на запълване δ (δ=ton/T). За извеждането на регулировъчната характеристика се използува, че средната стойност на напрежението върху бобината за един период е нула:

(4.12) 0)()(1)(1

000

=

+== ∫∫∫ dttudttu

Tdttu

TU

OFFON t

L

t

L

T

LL

Развивайки интеграла и замествайки съответните стойности на напреженията за двата времеинтервала tON и tOFF се получава:

(4.13) [ ] 0)()(1=−+−= offoutonoutinL tUtUU

ТU

(4.14) 0)()( =−+− offoutonoutin tUtUU

Като се заместят изразите за TtON δ= и δ) 1( -TtOFF = в (4.14), за регулировъчната характеристика се извежда израза:

(4.15) inout UU δ=

152

Фиг.4.6 Регулировъчна характеристика на прав понижаващ преобразувател

Регулировъчната характеристика на правия понижаващ преобразувател е представена графично на фиг.4.6. Вижда се, че с намаляването на δ средната стойност на изходното

напрежение Uout намалява линейно, като при δ=0 става равно на нула. Изходното напрежение е винаги по-малко от входното, откъдето и този преобразувател е известен като понижаващ.

4.2.1.3 Ток и напрежение на реактивните елементи А. Постоянна компонента на тока през бобината IL Както се вижда от времедиаграмите на фиг.4.4, токът през

бобината се състои от постоянна съставяща IL и от променлива съставяща с амплитуда ΔiL. За да изведем стойността на IL, използуваме условието, че средната

стойност на тока през кондензатора за един период е нула:

(4.16) 0)()(1)(1

000

=

+== ∫∫∫ dttidtti

Tdtti

TI

OFFON t

C

t

C

T

CC

Развивайки интеграла и замествайки равенствата (4.6) и (4.9) и използувайки апроксимацията LL Ii = , се получава израза:

(4.17) 01=

−+

−= OFF

outLON

outLC t

RU

ItR

UI

TI

За да е изпълнено горното уравнение трябва 0=−R

UI out

L . От тук

за постоянната съставяща на тока през бобината IL се получава:

153

(4.18) R

UI out

L = ,

където Uout е средната стойност на изходния ток на преобразувателя.

Б. Променлива компонента на тока през бобината ΔiL Напрежението върху бобината Lu може да се представи като:

(4.19) dt

diLu L

L =

За времеинтервала dt=tON= Tδ върху бобината е приложено напрежението outinL UUu −= . През този времеинтервал промяната на тока на бобината е равна на два пъти променливата й съставка ( LL idi ∆2= ). Тогава, замествайки в горния израз, за амплитудата на променливата съставка на тока през бобината Li∆ се получава израза:

(4.20) ( )

TLUU

iL

TUUi

Ldtu

di outinL

outinL

LL δ

−=⇒

δ−=⇒=

2 2 ∆∆

Израз (4.20) се използува за оразмеряване стойността на индуктивността на бобината L след като е зададена Li∆ и е известен работния период и очакваните граници на изменение на коефициента на запълване δ.

В. Променлива компонента на напрежението върху кондензатора Cu∆ Постоянната съставка (компонента) на тока през бобината протича

изцяло през товара R, докато променливата съставка се разделя между товара и филтриращия кондензатор C. На практика, ако преобра-зувателят е добре оразмерен, стойността на кондензатора C трябва да е избрана така, че за дадена честота на управление неговият импеданс да е много по-малък от товарния импеданс R. Следователно, почти цялата променлива съставка на тока на бобината ще протича през кондензатора и много малка част през товара.

Нека приемем, че токът на кондензатора iC е равен на променливата съставка на тока през бобината.

Забележка: Тук не се използва допускането, че изходното напрежение е идеално изгладено! На фиг.4.7,а с Q е означен зарядът на кондензатора С, който се

натрупва в кондензатора за един полупериод Т при използуване на тока на кондензатора ΔiC.

154

Фиг.4.7 Ток и напрежение на филтровия кондензатор на прав понижаващ преобразувател

Тъй като амплитудата на iC е равна на Li∆ , то за заряда, натрупан в кондензатора за един полуперид Т/2, се получава:

(4.21) 22

1 TiQ L∆=

От фиг.4.7,б за същия полупериод Т/2, натрупаният заряд в кондензатора се изразява като:

(4.22) CUCQ = , CC uU ∆2= ⇒ )2( CuCQ ∆=

При приравняване десните страни на горните уравнения (4.21) и (4.22) и изразяване на ΔuC се получава:

(4.23) C

Tiu L

C 8∆

∆ =

Това уравнение може да бъде използвано за избор на стойност за кондензатора C, при зададени допустими пулсации на изходното напрежение ΔuC. За практически цели трябва да се отчетат и допълнителните пулсации, причинени от товара. Зависимост (4.23) е валидна и за други ИППН, при който

изходният филтър е от същия вид (L-C).

4.2.1.4 Оразмеряване на транзистора и диода Транзисторът и диодът на преобразувателя се избират в зависимост от

средния и максималния ток през тях и максималното приложено обратно напрежение.

А. Избор на транзистор Максималното напрежение върху транзистора е:

155

(4.24) inT UU =max,

Максималната и минималната стойности на тока през транзистора са:

(4.25) LoutLLT iIiIi ∆∆ +=+=max, , LoutLLT iIiIi ∆∆ −=−=max,

Средният ток през транзистора avrTI , е:

(4.26) δ=δ=

+== ∫ outLON

tTT

TavrT IItii

Tdtti

TI

ON

0

max,min,, 2

1)(1

Б. Избор на диод Максималното обратно напрежение върху диода е:

(4.27) inak UU =max,

Средният ток през диода avrDI , е:

(4.28) ( )δ−=

+== ∫ 1

21)(1

0

max,min,, outOFF

tDD

DavrD Itii

Tdtti

TI

OFF

Максималната стойност на тока през диода е:

(4.29) LoutD iIi ∆+=max,

4.2.2 Обратен повишаващ преобразувател (Boost DC-DC converter) Друг често използван в практиката импулсен преобразувател е

обратния повишаващ преобразувател. Основните му приложения са в токозахранващи схеми и в електрозадвижването (например регенеративно спиране на постояннотокови двигатели).

4.2.2.1 Принцип на работа На фиг.4.8 е показана практическа схема на обратния повишаващ

ИППН с използуване на MOS транзистор като управляем ключ.

156

Фиг.4.8 Обратен повишаващ ИППН

Принципът на действие на преобразувателя в установен режим включва две основни състояния на схемата: при отпушен транзистор и при запушен транзистор. На фиг. 4.9,а е дадена еквивалентната електрическа схема при отпушен транзистор, а на 4.9,б – при запушен транзистор. Когато транзисторът е отпушен през бобината протича линейно нарастващ ток. Нарастването на този ток (наклона на правата) се определя от захранващото напрежение Uin, което е приложено върху бобината, стойността на индуктивността й L и времето през което транзисторът е отпушен. Протичащият през бобината ток определя натрупаната в нея енергия. При отваряне на ключа Т (запушване на транзистора), натрупаната в бобината енергия се предава към товара през диода D. Токът през бобината намалява линейно, тъй като върху бобината е приложено постоянно напрежение, равно на разликата между изходното и входното напрежения на преобразувателя inoutL UUU −= . Идеализираните времедиаграми, поясняващи принципа на действие

на обратния повишаващ преобразувател са показани на фиг.4.10. Допуска се, че изходното напрежение няма променлива съставка, ключовете са идеални и загубите в реактивните елементи са нулеви. В зависимост от тока на бобината, oбратният повишаващ

преобразувател може да работи в трите режима: режим на непрекъснат ток, режим на прекъснат ток и граничен режим.

4.2.2.2 Анализ и регулировъчна характеристика Анализът на схемата се извършва в установен режим по

аналогия с анализа на правия понижаващ преобразувател. Всички уравнения са изведени за непрекъснат режим на работа при допускане, че полупроводниковите прибори са идеални и без отчитане на загубите в реактивните елементи.

157

Фиг.4.9 Еквивалентни схеми на обратен повишаващ ИППН, а) при отпушен транзистор; б) при запушен транзистор

Фиг. 4.10 Времедиаграми на обратния повишаващ преобразувател

158

А. Основни времеинтервали Основните времеинтервали в работата на oбратния повишаващ

преобразувател са два: 1) Интервал, през който е отпушен транзисторът, за t=tON. За напрежението върху бобината и тока през кондензатора при

отпушен транзистор (t=tON) може да се запише: (4.30) inL Uu =

(4.31) R

Ui outC −=

2) Интервал, през който е запушен транзисторът, за t=tOFF. За напрежението върху бобината и тока през кондензатора за този

времеинтервал (t= tOFF) може да се запише:

(4.32) outinL UUu −=

(4.33) R

Uii outLC −=

Б. Регулировъчната характеристика Използвайки, че средната стойност на напрежението върху

бобината за един период е нула се записва:

(4.34) 0)()(1)(1

000

=

+== ∫∫∫ dttudttu

Tdttu

TU

OFFON t

L

t

L

T

LL

Развивайки интеграла се получава:

(4.35) [ ] 0)(1=−+= offoutinoninL tUUtU

ТU

(4.36) 0)( =−+ offoutinonin tUUtU

Като се използуват изразите за ton=δT и )1( - δTtoff = и се заместят в (4.36), за регулировъчната характеристика на oбратния повишаващ преобразувател се получава израза:

(4.37) δ−

=1

1

in

out

UU

Графичното представяне на регулировъчната характеристика на обратния повишаващ преобразувател е показана на фиг.4.11.

159

Фиг.4.11 Регулировъчна характеристика на обратния повишаващ преобразувател

От графиката се вижда, че изходното напрежение нараства нелинейно с увеличаването на δ и е винаги по-голямо от входното.

4.2.2.3 Ток и напрежение на реактивните елементи А. Постоянна компонента на тока през бобината IL За да изведем стойността на IL, се използува условието, че средната

стойност на тока през кондензатора за един период е нула:

(4.38) ⇒== ∫ 0)(1

0

dttiT

IT

CC 01=

−+

−= OFFout

LONout

C tR

UIt

RU

TI

Забележка: В горния израз се използуват апроксимациите: LL Ii = . Замествайки tON=δT и )1( - δTtOFF = се получава израза:

(4.39) ( ) 01 =δ−

−+δ

−=

RU

IR

UI out

Lout

C

От горното уравнение за средния ток през бобината LI се получава:

(4.40) ( )δ−=

1RU

I outL

Б. Променлива компонента на тока през бобината ΔiL Напрежението върху бобината Lu може да се представи като:

(4.41) dt

diLu LL =

160

За времеинтервала dt=tON= Tδ върху бобината е приложено напрежението inL Uu = . През този времеинтервал промяната на тока на бобината е равна на два пъти променливата й съставка ( LL idi ∆2= ). Замествайки в горния израз, за амплитудата на променливата съставка на тока през бобината Li∆ се получава израза:

(4.42) TL

UiTL

UiLdtudi in

Lin

LL

L δ=→δ=→=2

2 ∆∆

В. Променлива съставяща на напрежението върху кондензатора Tокът през кондензатора може да се представи като:

(4.43) dt

duCi CC =

Преминавайки към крайна стойност за интервала dt=tON= Tδ , за който CC udu ∆2= , за амплитудата на променливата съставяща на напрежението върху кондензатора CuΔ се получава:

(4.44) TRC

UuTCR

UuCdtidu out

Cout

CC

C δ=⇒δ==2

ΔΔ2,

Израз (4.44) се използува за оразмеряване стойността на филтровия кондензатор С при зададена стойност на променливата съставяща на напрежението върху него CuΔ и известни товар R, работен период T и очакваните граници на изменение на коефициента на запълване δ.

4.2.3 Обратен понижаващ-повишаващ преобразувател (Buck-Boost DC-DC converter) В някои приложения се налага изходното напрежение да се

инвертира, т.е да има полярност обратна на входното напрежение спрямо общ потенциал. Това може да се постигне като се използва обратния понижаващ-повишаващ преобразувател.

4.2.3.1 Принцип на работа На фиг.4.12 е показана практическа схема на обратния понижаващ -

повишаващ преобразувател.

161

Фиг.4.12 Обратен понижаващ - повишаващ преобразувател Принципът на действие на преобразувателя е подобен на обратния

повишаващ преобразувател – когато транзисторът е отпушен се натрупва енергия в бобината. Когато транзисторът се запуши, натрупаната в бобината енергия се предава към изхода на преобразувателя. Токът на бобината се затваря през диода D, който е отпушен за интервала, когато транзистора е запушен. Изходното напрежение се получава с обратна полярност. На фиг. 4.13.а е дадена еквивалентната електрическа схема при

отпушен транзистор, а на 4.13.б – при запушен транзистор. Времедиаграмите, поясняващи принципа на действие на обратния понижаващ - повишаващ преобразувател са показани на фиг.4.14.

4.2.3.2 Анализ и регулировъчна характеристика При анализът на схемата всички уравнения са изведени за непре-

къснат режим на работа при допускане, че полупроводниковите прибори са идеални, без да са отчетени загубите в реактивните елементи и при допускане че изходното напрежение няма променлива съставка.

А. Основни времеинтервали Основните времеинтервали в работата на oбратния понижаващ -

повишаващ преобразувател са два: 1) Интервал, през който е отпушен транзисторът, t=tON. За напрежението върху бобината и тока през кондензатора при

отпушен транзистор (t=tON) може да се запише:

(4.45) inL Uu =

(4.46) R

Ui outC −=

при допускането, че изходното напрежение няма променлива съставка.

162

Фиг.4.13 Еквивалентни схеми на обратен понижаващ-повишаващ ИППН, а) при отпушен транзистор; б) при запушен транзистор

Фиг. 4.14 Времедиаграми на работа на обратния понижаващ - повишаващ ИППН

163

2) Интервал, през който е запушен транзисторът, за t=tOFF. За напрежението върху бобината и тока през кондензатора за този

времеинтервал (t= tOFF) може да се запише:

(4.47) outL Uu =

(4.48) R

Uii outLC −=

Б. Регулировъчна характеристика Известно е, че средната стойност на напрежението върху бобината

за един период е нула:

(4.49) 0)()(1)(1

000

=

+== ∫∫∫ dttudttu

Tdttu

TU

OFFON t

L

t

L

T

LL

Развивайки интеграла за двата времеинтервала tON= δТ и tOFF= ( )δ−1 Т , се получава:

(4.50) ( ) 01 =δ−+δ= outinL UUU

От горното уравнение се извежда регулировъчната характеристика:

(4.51) δ−

δ−=

1in

out

UU

Графичното представяне на регулировъчната характеристика на обратния понижаващ - повишаващ преобразувател е показано на фиг.4.15.

Фиг.4.15 Регулировъчна характеристика на обратния понижаващ - повишаващ преобразувател

164

От графиката се вижда, че изходното напрежение е отрицателно спрямо захранващото напрежение и намалява нелинейно с намаляването на δ, като при δ=0 става равно на нула. При стойности на коефициента на запълване 0<δ<0,5 преобразувателят е понижаващ. При стойности 0,5<δ<1 преобразувателят е повишаващ. Резултатите за тока и напрежението на реактивните елементи са

подобни като при обратния повишаващ преобразувател. Една от разликите между двата преобразувателя е напрежението

върху запушения транзистор: при обратния повишаващ преобразувател то е outU , а при обратния понижаващ - повишаващ преобразувател е

inout UU + . Последното напрежение е показано на времедиаграмите от фиг.4.14.

4.2.4 Чук преобразувател (Cuk DC-DC converter)

Чук преобразувателя има предназначение, подобно на обратния понижаващ - повишаващ преобразувател. Изходното му напрежение е инвертирано и преобразувателя може да е повишаващ или понижаващ, според стойността на коефициента на δ.

4.2.4.1 Принцип на работа На фиг.4.16 е показана схемата на преобразувателя. Характерни

токове и напрежения поясняващи принципа на действие на обратния Чук преобразувателя са показани на фиг.4.17. На фиг.4.18,а е показана еквивалентната електрическа схема на преобразувателя при отпушен транзистор, а на 4.18,б – при запушен транзистор. Принципът на действие на този преобразувател се основава на

капацитивен пренос на енергия. Този пренос се осъществява от кондензатора C1. Когато транзисторът T е отпушен (фиг.4.18,а), входният ток води да запасяване на енергия в бобината L1. През този времеинтервал товарният ток се поддържа от кондензатора C2, който се разрежда през товара. През времеинтервала на запушен транзистор T и отпушен диод D (фиг.4.18,б), кондензаторът C1 се зарежда, тъй като е свързан към захранващото напрежение през L1. Когато транзисторът T е отпушен, енергията на кондензатора C1 се предава към изхода през индуктивността L2.

165

Фиг.4.16 Чук преобразувател

Фиг.4.17 Времедиаграми на работа Чук на преобразувателя

166

Фиг.4.18 Еквивалентни схеми на Чук преобразувател, а) при отпушен транзистор, б) при запушен транзистор

В установено състояние средната стойност на напрежението на

бобините L1 и L2 е нула. Следователно, за средната стойност на напрежението върху кондензатора C1 може да се запише:

(4.52) outinC UUU +=1

Кондензаторът C1 трябва да се избере достатъчно голям, за да се осигури малка променлива компонента на неговото напрежение 1Cu спрямо постоянната му компонента 1CU .

4.2.4.2 Анализ и основни времеинтервали Направеният анализ и изведените съотношения са валидни при

непрекъснат ток през двете бобини. 1) Интервал, през който е отпушен транзисторът, за t=tON. През този времеинтервал токовете на двете бобини текат през

отпушения транзистор T. Диодът D е запушен за този времеинтервал. Кондензаторът C1 е включен последователно на товара и изходния кондензатор C2. Тъй като outC UU >1 , кондензаторът C1 се разрежда и неговата енергия се прехвърля към изхода и към бобината L2. Поради това токът на бобината 2Li нараства. За този времеинтервал напрежението върху бобината L2 е:

167

(4.53) outinCL UUUu =−= 12

при използуване на (4.52). Токът 1Li също нараства, тъй като бобината L1 е свързана накъсо

към захранващото напрежение inU за този времеинтервал:

(4.54) inL Uu =1

2) Интервал, през който е запушен транзисторът, за t=tOFF. През този времеинтервал токовете на двете бобини текат през

диода D, който е отпушен за същия времеинтервал. Токът на бобината L1 ( 1Li ) намалява, защото върху нея е приложено разликата от входното напрежение и напрежението на кондензатора C1, което при използуване на (4.52) е:

(4.55) outCinL UUUu −=−= 11

През този времеинтервал токът на бобината L2 ( 2Li ) също намалява. Върху нея е приложено изходното напрежение:

(4.56) outL Uu −=2

Товарният ток през интервала се осигурява от енергията на L2 и заряда на кондензатора C2.

4.2.4.3 Регулировъчна характеристика За извеждане на регулировъчната характеристика на Чук

преобразувателя се използува принципа, че средната стойност на напрежението върху бобините за един период е нула. Използува се и допускането, че постоянната съставка на напрежението на кондензатора C1 не се променя. Развитието на интеграла, представящ напрежението върху бобина

L1 за един период, 1Lu :

(4.57) 0)()(1)(1

01

01

011 =

+== ∫∫∫ dttudttu

Tdttu

TU

OFFON t

L

t

L

T

LL

води до израза:

(4.58) ( )( ) 011 =δ−−+δ TUUTU Cinin

168

От горния израз следва:

(4.59) inC UUδ−

=1

11

Развитието на подобен на (4.57) интеграл, представящ напрежението върху бобина L2 за един период, 2Lu , води до израза:

(4.60) ( ) ( )( ) 011 =δ−−+δ− TUTUU outoutC

От този израз следва:

(4.61) outC UUδ

=1

1

Приравнявайки двата израза (4.58) и (4.61) за 1CU , за регулировъч-ната характеристика на Чук преобразувателя се получава съотношението:

(4.62) δ−

δ=

1in

outUU

Графично представяне на регулировъчната характеристика на Чук преобразувателя е направено на фиг.4.19. От допускането, че входната мощност е равна на изходната outin PP = ,

следва че:

(4.63) δ−

δ==⇒=⇒=

1in

out

out

inoutoutininoutin U

UIIIUIUPP

Фиг.4.19 Регулировъчна характеристика на Чук преобразувател

169

Тъй като inL II =1 и outL II =2 , при използуване на (4.63) се извеждат следните съотношения за токовете на бобините:

(4.64) δ−

δ==

12

1

out

in

L

LII

II

Предимство на Чук преобразувателя в сравнение с обратния понижаващ - повишаващ преобразувател са намалените пулсации във входния и изходния токове. Като недостатък на схемата може да се посочат завишените изисквания към кондензатора C1, чийто ток е значителен.

4.2.5 Многозвенни безтрансформаторни ИППН Многозвенните ИППН включват няколко броя (звена)

преобразуватели. Обикновено управляващите импулси към ключовете са дефазирани, което осигурява дефазиране на пулсациите в изходните и входните токове на отделните преобразуватели.

Основните предимства на многозвенните ИППН са: - подобрена форма на входния и изходния ток на преобразувателя

(намалени са пулсациите). - възможност за намаляване стойностите на входния и изходния

филтриращи кондензатори. - възможност за постигане на по-голяма мощност. - наличие на ‘горещ’ резерв, при повреда на едно от звената (един

от включените преобразувателите) многозвенният ИППН продължава да функционира.

- разделянето на преобразуваната мощност между няколко идентични звена разширява възможностите за избора на ключове, тъй като токовите натоварвания на ключовете са значително намалени.

- възможност за работа в режим ‘главен-подчинен’ (master-slave), осигуряваща по-добър к.п.д. при малките товари. Изброените предимства на многозвенните преобразуватели ги

правят подходящ избор в редица енергийни и индустриални системи със завишените изисквания. Многозвенните преобразуватели намират приложение в заваръчните токоизточници, в системите за гарантирано захранване, в електронните преобразуватели в електроразпреде-лението, в системите за преобразуване енергията на възобновяемите източници на енергия.

170

Фиг.4.20 Двузвенен повишаващ ИППН

Като пример, на фиг.4.20 е показан двузвенен повишаващ ИППН [40]. Преобразувателят е с мека комутация по напрежение. Подробното функциониране на едно звено е представено в Глава шеста. Управлението и функционирането на двете звена на

преобразувателя (фиг.4.20) е идентично и независимо, като управляващите им импулси са дефазирани на 180о. Двете звена работят на общ товар. На фиг.4.21 са показани входните токове на двете звена и на целия преобразувател при симулация с PSPICE.

Фиг.4.21. Входни токове при двузвенен повишаващ преобразувател, Uin=100V,Uout=400V, Pout=6kW.

а) входни токове на всяко от двете звена; б) входен ток на двузвенния преобразувател, равен на сумата на входните

токове на двете звена.

Uout Uin

Lr2 D4

Lr1

D1 Cr1 D2 Cr2 S1

D3

S2

+ _

+ _

Cf

171

Симулиран е двузвенен повишаващ преобразувател с мощност 6 kW, използуван в система за преобразуване енергията на вятъра и слънцето. Входното напрежение е Uin=100V, а изходното Uout=400V. Tъй като управляващите импулси на двете звена са дефазирани на 180о, то пулсациите на входния ток са значително по-малки в сравнение със еднозвенен преобразувател, което е видно от предста-вените на фиг.4.21 резултати от компютърната симулация с PSPICE. При необходимост от допълнително намаляване на токовото

натоварване на ключовете и на пулсациите на входния и изходния ток е напълно възможно разширяване на структурата на двузвенния преобразувателя чрез добавяне на нови звена като се спази дефази-рането на управляващите сигнали.

4.3 Трансформаторни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение

Използуването на трансформатор в ИППН е целесъобразно, когато изходното напрежение е много пъти по-малко (или по-голямо) от входното захранващо напрежение. Друга причина за използуването на трансфор- маторни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение е изискването за галваническо разделяне на товара от захранващия източник. Предимство на трансформаторните ИППН е възможността за получаване на по-вече от едно изходни напрежения. Според начина на натрупване на енергия и предаването й към

изхода трансформаторните импулсни преобразуватели на постоянно напрежение биват прави преобразуватели и обратни преобразуватели. Според броя на полупериодите през които се отдава енергия трансфор-маторните импулсни преобразуватели биват еднотактни и двутактни.

4.3.1 Еднотактен прав трансформаторен преобразувател (Forward converter) Еднотактният прав трансформаторен преобразувател е показан на

фиг.4.22. Този преобразувател се използва за по-малки мощности в сравнение с мощностите на полумостовата и мостовата схема, които са разгледани в следващите точки.

4.3.1.1 Принцип на работа Действието на схемата е илюстрирано с времедиаграмите, показани

на фиг.4.23. Схемата включва трансформатор с две секции на първичната намотка.

172

Фиг.4.22 Еднотактен прав трансформаторен импулсен преобразувател

Фиг. 4.23 Времедиаграми на еднотактния прав трансформаторен ИППН

173

Броят на навивките на двете секции на първичната намотка и на вторичната са означени със n1, n2 и n3 съответно. В схемата диодът D3 изпълнява функцията на обратен диод, подобно както при токоизправители с R-L товар. Има три времеви интервала, характеризиращи работата на схемата. 1) Интервал, през който е отпушен транзисторът Т. През интервала δТ е отпушен транзисторът Т и цялото входно

напрежение се прилага върху първичната намотка на трансформатора. Входният ток тече през първата секция на първичната намотка. Диодът D2 е отпушен, а диодите D1 и D3 са запушени. През този времеинтервал се прехвърля енергия от входния източник към изхода на преобразувателя. Намагнитващият ток на трансформатора iμ нараства с наклон Uin /Lμ, където Lμ е стойността на намагнитващата индуктивност на трансформатора.

2) Интервал на рекуперация. Вторият времеинтервал е с продължителност δ1Т (фиг.4.23) и

започва когато се запуши транзисторът Т. Намагнитващият ток iμ e положителен и трябва да продължи да тече. Тъй като Т е запушен, iμ се затваря през диода D1 (който се отпушва) и втората секция на първич-ната намотка. Стойността на тока през втората секция на първичната намотка iμ2 се получава при използуване на закона за запазване на потокосцеплението: iμ1 n1= iμ2 n2, откъдето се получава израза iμ1=iμ2(n1/n2). На първичната намотка се прилага напрежение (-n1/n2)Ui, а намагнитващият ток започва да намалява с наклон (-n1/n2)(Ui /Lμ). Относно отношението n1/n2 обикновено най-удачен е изборът n1=n2. През този времеинтервал протичащият ток през втората секция на

първичната намотка (рекупериращата намотка) води до връщане на енергия към захранващия източник. През времеинтервала диодът D2 е запушен, тъй като приложеното напрежение върху вторичната намотка е вече с обратен поляритет, спрямо предишния времеинтервал. В резултат на натрупаната енергия в изходната индуктивност L2 се отпушва обратния диод D3.

3) В момента, в който намагнитващият ток стане нула, започва третият времеинтервал с продължителност δ2Т. Диодът D1 се запушва. Запушен е и диодът D2. Диодът D3 е отпушен.

174

4.3.1.2 Регулировъчна характеристика За извеждане на регулировъчната характеристика се използува

принципа, че средната стойност (постоянната компонента) на напрежението върху бобината L е нула. От това следва, че средната стойност на изходното напрежение Uout е равна на средната стойност на напрежението върху диода D3:

(4.65) ⇒==+ 0, 23,2 LDakLout UUUU 3,Dakout UU =

Според формата на напрежението върху диода D3, показана на фиг.4.23, средната му стойност е:

(4.66) δ=1

33, n

nUU inDak

Тогава при приравняване на горните две равенства (4.65) и (4.66) се получава уравнението на регулировъчната характеристика:

(4.67) δ=1

3

nn

UU

in

out

4.3.1.3 Ограничение на коефициента на запълване δ Регулировъчната характеристика на тази схема е ограничена. За

най-често срещания случай n1=n2, ограничението е 0≤δ≤0,5. Причината е, че ако интервалът δ1Т не е достатъчно голям, за да се нулира намагнитващият ток, то последният ще нараства с крайни стойности всеки следващ период и трансформаторът ще се насити. Ако δ1Т не е достатъчно голям, нулираното на намагнитващия ток iμ е възможно да се постигне чрез увеличаване скоростта на намаляването му през интервала δ1Т (увеличаване на наклона на характеристиката на намаляване на тока). Това се постига чрез увеличаване на отношението (-n1/n2). Недостатък на този подход е, че се увеличава и напрежението, което трябва да издържа транзисторът Т в запушено състояние:

(4.68)

+=

2

1max 1

nn

UU inDS , при 21 nn = inDS UU 2max =

За извеждане на ограничението на коефициента на запълване на схемата δ се използуват следните равенства:

175

(4.69) δ=δ1

21 n

n и 121 =δ+δ+δ ,

от които следва:

(4.70)

+δ−=δ

1

22 11

nn

Тъй като коефициентът 2δ не може да е отрицателен:

(4.71) 0111

22 ≥

+δ−=δ

nn ,

за коефициента на запълване на схемата δ се получава:

(4.72)

1

21

1

nn

+≤δ

За най-разпространеното отношение n1=n2 (при трансформатор с равен брой навивки на двете секции на първичната намотка), ограничението е:

(4.73) 21

≤δ

4.3.2 Еднотактен обратен трансформаторен преобразувател (Flyback DC-DC converter) Едноактният обратен трансформаторен преобразувател е показан

на фиг.4.24. За основа на схемата е използуван понижаващия - повишаващ безтрансформаторен ИППН, като бобината е заменена с трансформатор, на вторичната страна на който е присъединен товарът.

4.3.2.1 Принцип на работа Особеност на схемата е трансформаторът, който има специално

предназначение в тази схема. Предназначението на магнитния компонент в схемата се описва по-точно от названието ‘индуктор с две намотки’. За разлика от всеки друг трансформатор, тук токът не тече едновременно през двете намотки на магнитния компонент. Действието на еднотактния обратен трансформаторен ИППН е илюстрирано с времедиаграмите, показани на фиг. 4.25.

Забележка: Времедиаграмите и анализа на преобразувателя са направени при допускането, че изходното напрежение няма променлива съставка.

176

Фиг.4.24 Еднотактен обратен трансформаторен ИППН

Фиг.4.25 Времедиаграми на еднотактния обратен трансформаторен ИППН

177

Фиг.4.26 Еквивалентни схеми на еднотактния обратен трансформаторен ИППН, а) при отпушен транзистор, времеинтервал δТ; б) при запушен транзистор, времеинтервал (1-δ)Т.

В работата на схемата се отличават два времеви интервала: 1) Интервал, през, който е отпушен транзисторът Т. Това е времеинтервала tON=δТ. Транзисторът Т е отпушен и

еквивалентната схема на еднотактния обратен трансформаторен преобразувател приема вида, показан на фиг.4.26,а. Захранващото напрежение е приложено върху първичната намотка на трансформа-тора. Входният ток се явява ток на намагнитващата индуктивност Lμ, тъй като диодът не позволява протичане на ток в съответната посока през вторичната намотка и трансформаторът на практика е в режим на празен ход. Намагнитващият ток iLμ нараства линейно и в Lμ се запасява енергия. Този времеинтервал е аналогичен на времеинтервала, съответстващ на отпушен транзистор при обратния повишаващ преобразувател. Намагнитващата индуктивност Lμ изпълнява функцията на бобината в обратния повишаващ преобразувател. За този интервал може да се запишат следните уравнения за

напрежението върху намагнитващата индуктивност, тока през кондензатора и консумирания от захранващия източник ток: (4.74) inL Uu =µ

(4.75) R

Ui outC −=

(4.76) µ= Lin ii

2) Интервал, през който е запушен транзисторът Т.

178

По време на втория времеинтервал с продължителност tOFF=(1-δ)Т транзисторът Т е запушен. През времеинтервала провежда диодът D. Еквивалентната схема за този интервал е показана на фиг.4.26,б. През този времеинтервал натрупаната във магнитния компонент енергия се трансформира към изхода на преобразувателя. Уравненията за този интервал са:

(4.77) n

Uu out

L −=µ

(4.78) R

Un

ii outLC −= µ

(4.79) 0=ini

Тук с n е означено предавателното отношение на трансформатора.

4.3.2.2 Регулировъчна характеристика Регулировъчната характеристика се извежда при използуване на

условието, че средната стойност на напрежението върху намагнитващата индуктивност Lμ за един период е нула:

(4.80) 0)()(1)(1

000

=

+== ∫∫∫ µµµµ dttudttu

Tdttu

TU

OFFON t

L

t

L

T

LL

Развитието на интеграла, представящ напрежението µLu за един период и заместване със съответните стойности (4.74) и (4.77) за двата времеинтервала, води до израза:

(4.81) ( ) 01 =δ−

−+δ

nU

U outin

От горния израз (4.81) се извежда регулировъчната характеристика на еднотактния обратен трансформаторен ИППН:

(4.82) nUU

in

out

δ−δ

=1

Схемата се използва предимно за мощности от 50W до 100W, както и за високоволтови захранвания в телевизори и монитори. Предимство на преобразувателя е малкия брой компоненти. Също така лесно могат

179

да се постигнат повече изходни напрежения – всеки изход се състои от допълнителна вторична намотка, диод и кондензатор. Недостатък на схемата в сравнение с полумостовия и мостовия ИППН, които ще се разгледат в следващите точки, са големите претоварвания по напрежение на транзистора. Максималното обратно напрежение върху транзистора е равно на входното напрежение плюс приведеното изходно напрежение Uout/n. Друг недостатък е, че намагнитващият ток съдържа значителна постоянна съставяща и е еднополярен, което позволява да се използва само половината от хистерезисната крива.

Eднотактния обратен трансформаторен преобразувател може да работи в прекъснат и непрекъснат режим на работа. В прекъснат режим на работа размерите на трансформатора са по-малки отколкото при непрекъснат, но пиковите токове през транзистора, диода и кондензатора са по-големи.

4.3.3 Двутранзисторен прав трансформаторен преобра-зувател (Two transistor forward converter) Схемата на двутранзисторния прав трансформаторен

преобразувател е показана на фиг.4.27, а времедиаграмите поясняващи принципа на действие – на фиг.4.28.

Фиг.4.27 Двутранзисторен прав трансформаторен ИППН

180

Фиг.4.28 Времедиаграми на двутранзисторния прав трансформаторен ИППН

Подобно на правия трансформаторен преобразувател, схемата има

три времеви интервала, характеризиращи работата й:

181

1) Времеинтервал, през който са отпушени транзисторите Т1 и Т2. Транзисторите Т1 и Т2 са с общо управление и са отпушени през

интервала δТ. През този интервал цялото входно напрежение се прилага върху първичната намотка на трансформатора и намагнитващият ток iLμ започва да нараства с наклон Uin /Lμ. Диодът D3 е отпушен, а диодите D1 и D2 са запушени. Диодът D4 също е запушен. През този интервал енергията се предава от входа към изхода и част от нея се натрупва в бобината L. Напрежението на вторичната намотка на трансформатора е (n1 / n2)Uin.

2) Интервал на рекуперация Този интервал е с продължителност δ1Т и започва, когато се

запушат транзисторите Т1 и Т2. Намагнитващият ток е положителен и трябва да продължи да тече, което води до отпушване на диодите D1 и D2. В резултат, натрупаната енергия в намагнитващата индуктивност се връща към захранващия източник. Напрежението върху първичната намотка на трансформатора става –Uin, а намагнитващият ток спада с наклон -Uin/Lμ. Диодът D3 е запушен, а диодът D4 е отпушен за да осигури верига на тока на филтровата бобина L.

3) Третият интервал започва, когато iLμ достигне нула. Диодите D1 и D2 се запушват, D3 продължава да е запушен, а D4 – да е отпушен. Регулировъчната характеристика на преобразувателя е:

(4.83) δ=1

2

nn

UU

in

out , при 0≤δ≤0,5,

като има посоченото ограничение за стойностите на коефициента на запълване δ – от нула до 0,5 (непълен диапазон на регулиране).

Двутранзисторният прав трансформаторен преобразувател има предимството пред еднотактния прав трансформаторен преобразувател, че напрежението върху ключовете е ограничено до Uin. Обикновено схемата се използва за мощности до 1000W. Използваемостта на трансформатора и магнитопровода в схемата е

добра. Намагнитващият ток съдържа постоянна съставяща. Влиянието на постоянната съставяща върху размерите на трансформатора обаче не е голямо, тъй като обикновено на практика амплитудата на магнитния поток е ограничена повече от загубите в магнитопровода, отколкото от нивото на насищане на трансформатора. В крайна сметка използваемостта на магнитопровода е подобна, както при мостовата и полумостовата схеми.

182

4.3.4 Двутактен трансформаторен преобразувател със средна точка на трансформатора (Push-pull DC-DC converter) Двутактният трансформаторен преобразувател със средна точка на

трансформатора се състои от инвертор на напрежение и изправител. Инверторните схеми се разглеждат подробно в Пета глава, а изправителите във Втора глава. Поради това тук ще бъдат разгледани накратко само принципа на действие и регулировъчната характерис-тика на преобразувателя. Схемата на двутактния трансформаторен ИППН със средна точка на трансформатора е показана на фиг.4.29, като е използуван двуполупериоден изправител на изхода и идеални управляеми ключове. Времедиаграмите, поясняващи принципа на действие на схемата са представени на фиг.4.30.

Фиг.4.29 Двутактен трансформаторен ИППН

Схемата има два времеви интервала, характеризиращи работата й: 1) Времеинтервал на отпушен ключ През първия времеинтервал δТ е отпушен ключът S1. Ключът S2 е

запушен за този времеинтервал. Когато е отпушен S1, цялото входно напрежение се подава на намотката w'

1. Диодът D3 е отпушен и енергията се предава от входа към изхода. Изходният ток се филтрира от бобината L и кондензатора C.

2) Времеинтервал на запушени ключове Вторият интервал е с продължителност (1-δ)Т и започва, когато се

запуши S1. Ключът S2 остава също запушен. През този времеинтервал провеждат и двата диода на изходния изправител D3 и D4, като токът през всеки диод D3 и D4 е приблизително равен на половината от тока на бобината L.

183

Фиг. 4.30 Времедиаграми на двутактния прав трансформаторен ИППН

През следващия период на управляващите импулси процесите се повтарят, с тази разлика, че провежда ключът S2, а ключът S1 е запушен. Преобразувателят е с пълен диапазон на регулиране, а

регулировъчната характеристика има вида:

(4.84) δ= nUU

in

out , при 0≤δ≤1.

където 12 / wwn = е преводното отношение на трансформатора, а 1w и 2w са броя навивки съответно на първичната и на вторичната намотки. Проблем на схемата може да се окаже несиметричното

подмагнитване на трансформатора. Причина за това може да е разликата в падовете на напрежение върху S1 и S2 в отпушено състояние. Тогава за всеки следващ период намагнитващият ток iLμ ще нараства с крайна стойност, което ще доведе до насищане на трансформатора.

184

През времеинтервала δТ се използва половината първична и половината вторична намотка за предаване на енергия от входа към изхода. През времеинтервала (1-δ)Т има допълнителни активни загуби на мощност във вторичната намотка в резултат от протичането на токовете на диодите D3 и D4. Въпреки това, използването на трансформатора на схемата е добро. Намагнитващият ток е двуполярен, което означава, че може да се използва цялата хистерезисна крива (В-Н характеристика).

4.3.5 Мостови трансформаторни преобразуватели на постоянно напрежение Мостовите трансформаторни ИППН се състоят от инвертор на

напрежение (мостов или полумостов), трансформатор и изправител. Инверторните схеми се разглеждат подробно в Пета глава, а изправителите във Втора глава. Тук ще бъдат разгледани накратко само принципа на действие и регулировъчната характеристика на мостовите трансформаторни преобразуватели на постоянно напрежение при използуване на идеални управляеми ключове.

4.3.5.1 Полумостов трансформаторен преобразувател На фиг.4.31 е показана схемата на полумостов трансформаторен

ИППН, като изправителят е със средна точка на трансформатора.

Фиг. 4.31 Полумостов трансформаторен ИППН с еквивалентен модел на трансформатора

185

Фиг. 4.32 Времедиаграми на полумостов трансформаторен ИППН

Схемата от фиг.4.31 се състои от управляемите ключове S1 и S2, анти-паралелно включени диоди D1 и D2, капацитивен делител на напрежение С0,1 и С0,2, трансформатор с една първична намотка и една вторична намотка със среден извод (може да се разглежда като трансформатор с една първична и две вторични намотки, с предавателно отношение 1:n:n). Принципът на действие на схемата е пояснен с времедиаграмите,

показани на фиг.4.32. Характерните времеинтервали в работата на схемата са следните:

1) Времеинтервал, за който върху първичната намотка на трансформатора е приложено напрежение Uin/2 . В момента t0 се отпушва ключът S1. Напрежението на филтровия

кондензатор С0,1, равно на половината от захранващото напрежение Uin, се подава на първичната намотка на трансформатора.

186

Продължителността на интервала е δТ. Напреженията на двете вторични намотки са nUin/2. Диодът D3 е отпушен, тъй като напрежението на съответстващата му секция на вторичната намотка е положително за него. Диодът D4 е запушен.

2) Времеинтервал, за който напрежението върху първичната намотка на трансформатора е нула. В момента t1 ключът S1 се запушва. Започва втори времеинтервал,

чиято продължителност е (1-δ)Т. Напрежението върху първичната намотка на трансформатора е нула. През този интервал са отпушени и двата диода на изходния изправител D3 и D4, като всеки от тях провежда половината от тока на бобината L.

3) Времеинтервал, за който върху първичната намотка на трансформатора е приложено напрежение -Uin/2. В момента t2 се отпушва ключът S2. Върху първичната намотка на

трансформатора се прилага напрежение -Uin/2, което води до намаляване на намагнитващия ток с наклон -Uin/2Lμ за следващия интервал δТ. Диодът D4 е отпушен и през него тече целият ток на бобината L, а диодът D3 е запушен. Времеинтервала завършва в момента t2 , когато се запушва S2. По-нататък процесите в схемата са аналогични. Диодите D1 и D2 предпазват управляемите ключовете от

пренапрежение, като осигуряват верига за намагнитващия ток, когато управляемите ключовете са запушени. Регулировъчна характеристика на схемата e:

(4.85) inout UnU δ=2

От горното уравнение се вижда, че схемата е с пълен диапазон на регулиране. Освен чрез изменение на коефициента на запълване δ, желаното изходно напрежение може да се постигне и чрез подходящо предавателно отношение на трансформатора (n). Използването на трансформатора е добро. Магнитопроводът се

използва ефективно, тъй като намагнитващият ток е двуполярен. Полумостовата схема намира приложение за средни и малки мощ-

ности. Предимство на полумостовата схема пред мостовата схема, която се разглежда в следващата точка, е по-малкия брой на елементите на схемата.

187

4.3.5.2 Мостов трансформаторен преобразувател Схемата на мостов трансформаторен ИППН е показана на фиг.4.33,

като е използувана еквивалентна схема на трансформатора. Преобразувателят се състои от инвертор с мостова конфигурация, трансформатор и токоизправител. В случая използуваният изправител е двуполупериоден със средна точка на трансформатора.

Фиг.4.33 Мостов трансформаторен ИППН с еквивалентен модел на трансформатора

Принципът на действие на схемата е илюстриран чрез

времедиаграмите, показани на фиг.4.34. Основните времеинтервали в работата на схемата са подобни на тези при полумостовата схема:

1) Времеинтервал, за който върху първичната намотка на трансформатора е приложено захранващото напрежение Uin . Нека в момента t0 се отпушат ключове S1 и S4. Входно напрежение

Uin се подава на първичната намотка на трансформатора и през намагнитващата индуктивност Lμ протича нарастващ намагнитващ ток iLμ с наклон Uin/Lμ. Продължителността на интервала е δТ (Т е периодът на управляващите импулси). Напреженията на двете вторични намотки са равни на nUin. Диодът D5 е отпушен, тъй като напрежението на съответстващата му секция на вторичната намотка е положително за него. Диодът D6 е запушен.

188

Фиг.4.34 Времедиаграми на мостов трансформаторен ИППН

2) Времеинтервал, за който напрежението на първичната намотка на трансформатора е нула. В момента t1 се запушват ключовете S1 и S4 и започва втори

времеинтервал с продължителност (1-δ)Т. Напрежението върху първичната намотка на трансформатора е нула. За състоянието на ключовете има три варианта. Най-често срещаният случай е когато всички транзистори са

запушени. Възможно е да са отпушени двойката ключове S2 и S4 или двойката S1 и S3, като и в двата последни случая първичната намотка е дадена на късо за осигуряване верига на намагнитващия ток. През този интервал са отпушени двата диода на изходния изправител D5 и D6, като всеки от тях пропуска половината от изходния ток:

(4.86) 65 DDL i i i +=

189

3) Времеинтервал, за който върху първичната намотка на трансформатора е приложено захранващото напрежение с обратен знак -Uin . В момента t2 се отпушват ключове S2 и S3. Върху първичната

намотка на трансформатора се прилага напрежение -Uin, което води до намаляване на намагнитващия ток с наклон -Uin/Lμ за следващия интервал с продължителност δТ. Диодът D6 е отпушен и през него тече целия изходен ток, а диодът D5 е запушен. Времеинтервалът завършва в момента t2 , когато се запушват ключовете S2 и S3. По-нататък процесите в схемата са аналогични на разгледаните. Обратните диоди D1 - D4 предпазват управляемите ключовете от

пренапрежение, като осигуряват верига за намагнитващия ток, когато управляемите ключовете са запушени. Регулировъчната характеристика на схемата е:

(4.87) inout UnU δ=

Разлики от полумостовата схема: 1. Напрежението, което се прилага върху първичната намотка на

трансформатора е Uin, а при полумостовата схема е 0,5Uin. 2. Токовете през транзисторите са два пъти по-малки при еднакви

мощности и захранващи напрежения. Мостовият DC-DC преобразувател обикновено се използва за

мощности, по-големи от 500W. Използването му за малки мощности не е оправдано поради сравнително големия брой елементи на схемата и факта, че входния ток тече през два управляеми ключа. Използването на трансформатора в такава конфигурация по

отношение на ефективността е добро. Магнитопроводът се използва ефективно, тъй като намагнитващия ток е двуполярен и може да се използва В-Н кривата и в двата квадранта.

4.4 Тиристорни импулсни преобразуватели на постоянно напрежение

Разгледаните до тук ИППН са реализирани с транзисторни ключове. Подобни схемни решения могат да бъдат изпълнени при използуване на тиристорни ключове, като се има в предвид особеностите на тиристорните ключове. Поради това тук ще бъдат разгледани само някои от основните и най-разпространени схеми на тиристорни ИППН.

190

Запушването на транзисторите се осъществява чрез управляващата верига. За запушването на конвенционалните (еднооперационни) тиристори е необходимо анодният им ток да намалее под тока на удръжка на прибора. За целта се използуват комутиращи вериги с различна топология и начин на действие. Състава на комутиращата верига и нейното действие са важни показатели за основите параметри и за класификацията на тиристорните ИППН.

4.4.1 Видове тиристорни ИППН Съществуват множество схеми на тиристорните импулсни

преобразуватели на постоянно напрежение, което се дължи на различните подходи и схемни реализации на комутиращата верига. В част от схемите комутиращата верига включва и допълнителен (спомагателен) активен ключ (тиристор обикновено). Според наличието или не на спомагателен ключ, тиристорните ИППН могат да се класифицират като:

- тиристорни ИППН с едностепенна комутация, без спомагателен тиристор;

- тиристорни ИППН с принудителна (двустепенна) комутация, със спомагателен тиристор (тиристори).

Според начина на включване на комутиращата верига спрямо силовия (основния) тиристор, тиристорните ИППН се класифицират като:

- тиристорни ИППН с паралелна комутация, при които комутиращата верига е в паралел с основния тиристор;

- тиристорни ИППН с последователна комутация, при които комутиращата верига е последователно присъединена към основния тиристор.

Паралелната комутация при тиристорните ИППН може да е капацитивна или резонансна. Комутацията е капацитивна, когато за комутиращия процес се използува енергията на кондензатор, включен в паралел на основния тиристор. При резонансната комутация токът на основния тиристор се насочва към антипаралелно включен диод под действието на резонансна верига.

4.4.2 Тиристорни ИППН с едностепенна комутация Схемата на преобразувателя е показана на фиг.4.35, а

времедиаграмите, илюстриращи принципа на работа - на фиг.4.36.

191

Фиг.4.35 Тиристорен ИППН с едностепенна комутация

Фиг.4.36 Времедиаграми на работа на тиристорен ИППН с едностепенна комутация Преобразувателят включва комутираща верига, състояща се от

комутиращия кондензатор Ck и комутиращата бобина Lk. Действието на схемата е разгледано в установен режим. Товарът има R-L характер, затова се поставя обратен диод D.

192

Забележка: Анализът и времедиаграмите (фиг.4.36) са направени като е прието, че изходният ток Iout е константен, т.е. няма променлива съставка.

Различават се следните времеинтервали, характеризиращи работата на преобразувателя:

1) Интервал t0-t1 След подаването на отпушващ импулс в момента t0, през

тиристора Т протича ток, който е сума от изходния ток Iout и токът на колебателния кръг, състоящ се от Lk и Ck. Към момента t0 кондензаторът е зареден с напрежение с показания на фиг.4.36 поляритет без скобите. Започва колебателен процес, включващ Lk и Ck . Кондензаторът Ck започва да се разрежда. Диодът D се запушва. В момента t1 напрежението върху Ck е нула.

2) Интервал t1-t2 В момента t1 токът през кондензатора (съответно през тиристора) е

достигнал максимална стойност, а напрежението върху Ck е нула. Токът през кондензатора започва да намалява и в момента t2 преминава през нулата, а напрежението върху Ck достига –Uin, т.е. към момента t2 кондензаторът се е презаредил и има поляритета показан в скобите. Анодният ток на тиристора в момента t2 е равен на изходния ток Iout.

3) Интервал t2-t3 След момента t2, кондензаторът Ck започва да се разрежда, като

напрежението му се стреми към първоначалния си поляритет. След момента t2 токът на Ck е противоположен на анодния ток на тиристора Т. В резултат, токът на тиристора Т започва да намалява, като в момента t3 става нула, т.е. налице е условие за запушване на Т. Напрежението на Ck в момента t3 е UCk,3. Тиристорът се запушва, a напрежението върху него става отрицателно със стойност –UCk,3. Напрежението върху товара нараства със скок и достига стойността Uin + UCk,3. В момента t3 тиристорът се запушва.

4) Интервал t3-t4 След запушването на тиристора T, кондензаторът Ck започва да се

разрежда през товара със константен ток, равен на товарния ток Iout. Тук използуваме допускането, че товарният ток Iout е константен. Напрежението върху товара спада със същия наклон, както и напрежението на Ck. В момента t4 напрежението на кондензатора Ck достига нула. Интервалът t3-t4 е времето, което схемата осигурява за възстановяване на непроводящите свойства на тиристора.

193

5) Интервал t4-t5 През този времеинтервал Ck се зарежда от константен ток, равен

на товарния ток Iout. В момента t5 напрежението на кондензатора Ck достига стойността на входното напрежение +Uin. В този момент t5, след пълното презареждането на кондензатора (UCk=Uin), токът по веригата: захранващ източник, Ck, товар се преустановява. Тъй като товарът е активно-индуктивен, товарният ток се нуждае от верига, през която да тече. Отпушва се обратният диод D, който осигурява такава верига. В това състояние схемата е готова за следващ управляващ импулс.

6) Интервал t5-t6 Следващият управляващ импулс се подава в момент t6.

Времеинтервалът t5-t6 е променлив и чрез неговата промяна се реализира регулирането на схемата.

Времето, за което провежда тиристора Т е равно на:

(4.88) 03, ttt onT −=

Времето, което схемата осигурява на тиристора за възстановяване на проводящите му свойства е времето на разряд на кондензатора от напрежение UCk,3 до нула:

(4.89) out

Ckkвсх I

UCt 3,

.. =

Особеност на схемата, е че в края на интервала t3-t4 е възможно да има колебателен процес при отпушване на диода D по веригата D, Lk, Ck, +Uin. При определени условия тези колебания не затихват до следващото отпушване на T и могат да нарушат функционалността на схемата. Друг недостатък на схемата е, че зарядният ток на Ck тече през товара, следователно този ток зависи от стойността на товара. На фиг.4.37 е показан подобрен вариант на схемата от фиг.4.35, при

който описаните недостатъци са решени.

194

Фиг.4.37 Подобрена схема на тиристорен постояннотоков преобразувател с едностепенна комутация

При схемата от фиг.4.37 диодът D1 не позволява да започне колебателен процес по веригата D, Lk, Ck, +Uin, а диодът D2 осигурява верига за презаряд на Ck..

Тиристорните ИППН с едностепенна комутация се управляват чрез принципа на времеимпулсната модулация. При тях времето на провеждане на тиристора е фиксирано, а изходният ток се регулира чрез промяна на периода на подаване на управляващи импулси (променлив е времеинтервала t5-t6, фиг.4.36).

4.4.3 Тиристорни ИППН с двустепенна комутация Тиристорните ИППН с двустепенна комутация имат по-големи

възможности от тези с едностепенна комутация. При тиристорните ИППН с двустепенна комутация регулирането може да е времеимпулсно (ВИМ), широчинно-импулсно (ШИМ), както и комбинация от двата метода.

4.4.3.1 Тиристорни ИППН с двустепенна капацитивна комутация

На фиг.4.38 са показани схеми на тиристорни ИППН с двустепенна капацитивна комутация [11,20]. При тези схеми за запушване на работния тиристор се използува енергията на кондензатор, включен в паралел на работния тиристор. За представяне на принципа на работа, се разглежда схемата от фиг.4.38,а. Схемата се състои от силов тиристор T1, комутиращ тиристор T2, обратен диод D0, диод D1, комутиращ кондензатор Ck и комутираща индуктивност Lk. На фиг.4.39 са представени времедиаграмите, поясняващи работата на схемата.

195

Фиг.4.38 Схеми на тиристорни ИППН с двустепенна капацитивна комутация

Забележка: Анализът на схемата и представените времедиаграми (фиг.4.39) са направени при допускането, че изходният ток Iout е константен, т.е. няма променлива съставка.

Следните времеинтервали характеризират работата на преобразувателя:

1) Интервал t0-t1 Към момента t0 кондензаторът Ck е зареден до напрежение равно на

захранващото напрежение Uin с поляритет показан без скобите на фиг.4.39. В момента t0 се подава управляващ импулс към T1. През товара протича ток от захранващия източник. Започва резонансен (колебателен) процес на презаряд на Ck по веригата +Ck , T1, Lk, D1, -Ck. Процесът завършва в момента t1 и кондензаторът е презареден до напрежение -Uin.

2) Интервал t1-t2 Времеинтервалът започва в момента t1 на достигане на

напрежението на кондензатора Ck до стойността на захранващото напрежение с отрицателен знак -Uin. През времеинтервала провежда работният тиристор T1. Времеинтервалът завършва с подаване на управляващ импулс към комутиращия тиристор T2.

196

Фиг.4.39 Времедиаграми на работата на тиристорен ИППН с двустепенна капацитивна комутация, фиг.4.38,а

Този времеинтервал t1-t2 се използува за регулиране на схемата, т.е.

той е променлив. 3) Интервал t2-t3 В момента t2 се подава управляващ импулс към комутиращия

тиристор T2. Последният се отпушва и дава накъсо Ck през двата тиристора T1 и T2. Разрядният ток на Ck е обратен за работния тиристор T1. Когато този ток стане по-голям от правия ток на T1, последният се запушва. Товарният ток тече по веригата +Uin , Ck , T2,

197

Z, -Uin. В момента t2 върху товара е приложено максимално напрежение (Uin+ UCk,1)=2 Uin. Времеинтервалът t2-t3 е схемното време за възстановяване, през

което върху работния тиристор T1 е приложено обратно напрежение.

4) Интервал t3-t4 В момента t3 напрежението на Ck достига нула. В момента t4

напрежението на Ck достига +Uin и комутиращият тиристор се запушва. Тъй като товарът е активно-индуктивен е необходима верига за тока през него. Отпушва се обратният диод D0, който провежда до подаване на управляващ импулс към работния тиристор T1. След отпушване на работния тиристор T1, момент t5, започва нов

период и процесите се повтарят. Наличието на времеинтервали в работата на схемата, зависещи от

товара, намаляват твърдостта на изходната характеристика при регули-рането на схемата. В известна степен този недостатък се премахва чрез добавяне на диода D2 и бобината L2 (фиг.4.38,а с пунктир).

4.4.3.2 Тиристорни ИППН с двустепенна резонансна комутация На фиг.4.40 е показан тиристорен ИППН с резонансна комутация.

Принципът на действие на схемата е подобен на този на разгледаната схема с капацитивна комутация от фиг.4.38,а. Разликата във двете схеми е, че тук във веригата на комутиращия кондензатор Ck е включена комутираща бобина Lk, която провежда заедно със Ck при комутация (запушване) на работния тиристор T1. При тази схема е облекчен режима на работа на работния тиристор, тъй като благодарение на Lk се намалява скоростта на нарастване на тока през тиристора и амплитудата на обратното напрежение върху него.

Фиг.4.40 Тиристорен ИППН с резонансна комутация

198

Недостатък на тиристорните ИППН с резонансна комутация е ограничението на диапазона на регулиране.

4.4.3.3 Тиристорни ИППН с двустепенна последователна комутация

По-добри показатели по отношение на регулирането имат тирис-торните ИППН с последователна комутация. При тях комутиращият импулс на запушващото напрежение се въвежда последователно на силовата верига, в която е и силовият тиристор. Това се постига чрез бобина, свързана последователно в силовата верига (фиг.4.41,а), или чрез трансформатор (фиг.4.41,б). И при двете схеми веригата за презареждане на кондензатора е отделена от товара. Това осигурява по-добра правоъгълна форма на изходното напрежение. В схемата от фиг.4.41,б е необходимо още едно постоянно напрежение Uk, чрез което се извършва процеса на запушване на тиристора.

4.41 Тиристорни ИППН с последователна комутация

Съществуват и се прилагат и други схемни варианти на тиристорни ИППН. По подробното им описание е направено в [3,9,13]. Въпреки навлизането на напълно управляемите ключове (IGBT, MCT, MOSFET), тиристорните ИППН запазват своето приложение в определени области.

199

ГЛАВА ПЕТА

ИНВЕРТОРИ

5.1 Общи сведения Преобразувателните устройства, които преобразуват постоянни

напрежения или токове в променливи напрежения или токове се наричат инвертори. Приложенията на инверторите обикновено са в случаи, когато се налага да се захранват устройства с променливо напрежение с честота, различна от мрежовата. Основни области на приложение на инверторите са:

• Захранване на технологични процеси и устройства, използващи повишени работни честоти (електротермия; закаляване на метали; ултразвукова обработка; индукционно нагряване);

• Управление на електрически двигатели в системите за задвижване;

• Електротранспорта – за електрическа тяга; • За осветители уредби и управление на високочестотни лампи; • Резервно (гарантирано) захранване, известно като (UPS) и

горещ резерв на отговорни потребители (болници, пощи, реакторни уредби);

• При преобразуване енергията на Възобновяеми енергийни източници (слънчева енергия; енергия на вятъра; енергия на геотермални води; енергията на приливи и отливи);

• Нови технологии, лазерна техника, приборостроене; • В битовата техника. При съвременните инвертори като ключови елементи се използват

полупроводникови прибори. Доминира използването на напълно управляеми прибори (MOS FET, IGBT, MCT). Непълно управляемите прибори (тиристори, GTO) се използват единствено при големи мощности. Съществуват няколко класификации на инверторите според

различни признаци: 1. В зависимост от характера на електромагнитните процеси,

инверторите се делят на три основни типа: а) инвертори на напрежение, фиг.5.1; б) инвертори на ток, фиг.5.2; в) резонансни инвертори, фиг.5.3.

200

Фиг.5.1 Инвертор на напрежение и форми на напрежението и тока върху товара.

Фиг.5.2 Инвертор на ток и форми на тока и напрежението върху товара.

Фиг.5.3 Резонансен инвертор и примерни форми на тока и напрежението върху товара.

2. Според начина на управление инверторите се делят на два вида: а) инвертори със самовъзбуждане, при които честотата на

управляващите импулси е еднаква с честотата в товарната резонансна верига; б) инвертори с независимо възбуждане, при които управляващата

честота се определя от автономен генератор ( схемата за управление). 3. В зависимост от схемата и захранващият източник: а) полумостови инвертори; б) мостови инвертори; в) инвертори със средна точка на трансформатора;

201

г) трифазни еднополупериодни инвертори; д) трифазни двуполупериодни (мостови) инвертори. При инверторите на напрежение входното постоянно напрежение

Ud се превключва периодично и към товара се подава променливо напре-жение u с правоъгълна форма, фиг.5.1. Амплитудата на това промен-ливо напрежение е равна на Ud, а честотата му се определя от управ-ляващата схема. Тока през товара i зависи от характера на товара. При инверторите на ток става периодично превключване на

входния ток Id и през товара Z протича променлив ток i с правоъгълна форма. Формата и фазата на напрежението върху товара зависят от характера на самият товар. При резонансните инвертори формата на тока и напрежението

върху товара са близки до синусоида. Показаните на фиг.5.1, фиг.5.2 и фиг.5.3 времедиаграми са

идеализирани и обобщени. В практическите схеми показаните токове и напрежения имат своите специфики.

5.2 Еднофазни транзисторни инвертори на напрежение Основен признак на инверторите на напрежение е правоъгълната

форма на напрежението върху товара.

5.2.1 Полумостов инвертор на напрежение При полумостовия инвертор на напрежение товарът се намира в

диагонала на мост, съставен от два кондензатора с голям капацитет C0,1=C0,2 и два ключа, S1 и S2. На фиг.5.4 е показана схема на полумостов инвертор на напрежение, изпълнен с IGBT ключове.

Фиг.5.4 Полумостов инвертор на напрежение

202

Фиг.5.5 Ток и напрежение върху RL товар при полумостов инвертор на напрежение

Двата кондензатора на схемата C0,1 и C0,2, образуват делител на

напрежение. Различават се следните основни времеинтервали, характеризиращи работата на схемата:

1) Времеинтервал t0 – t1 При подаване на отпушващ сигнал към ключа S1 (ON) и запушващ

сигнал към ключа S2 (OFF), момент t0, върху товара се формира поло-жителната полувълна на изходното напрежение. Амплитудата на напрежението върху товара е равна на напрежението върху филтрови-те кондензатори C0,1, C0,2, т.е на половината от входното напрежение Uin/2. Ако товара е активно-индуктивен (RL), токът през него си сменя знака след определен интервал t0 – t1, фиг.5.7. През времеинтервала t0 – t1 токът през товара се затваря през диода D1 и захранващият източник. Тoест, захранващият източник консумира енергията, запасена в индуктивността на товара. На практика кондензаторите C0,1, C0,2 не са с безкрайни стойности и през времеинтервала t0 – t1 се наблюдава зареждане (увеличаване на напрежението) на C0,1 и разреждане (намаляване на напрежението) на кондензатора C0,2.

2) Времеинтервал t1-t2 В момента t1 товарният ток се нулира. Следва смяна посоката на

тока през товара, като ключът S1 започва да провежда. През следващия времеинтервал t1-t2 токът през товара съвпада по посока с напрежението върху него. Върху товара е приложено напрежението на кондензатора C0,1 и товарният ток нараства до максималната си

203

стойност Im. В момента t2 се подава отпушващ сигнал към ключа S2 и запушващ сигнал към ключа S1.

3) Времеинтервал t2-t3 През този времеинтервал t2-t3 провежда диода D2 и кондензаторът

C0,2 се зарежда, а кондензаторът C0,1 се разрежда. Токът през товара намалява, енергията на индуктивността се трансформира към захранващия източник и в момента t3 товарният ток се нулира.

4) Времеинтервал t2-t3 Следва отново смяна посоката на тока през товара, като ключа S2

започва да провежда в момента t3. В момента t4 се подава отпушващ сигнал към ключа S1 и запушващ сигнал към ключа S2. В таблица 4.1 са показани четирите обособени времеинтервала в рабо-

тата на схемата и съответните провеждащи ключове за всеки един от тях.

Таблица 4.1 Времеинтервали Проводящи ключове

t0-t1 D1 t1-t2 S1 t2-t3 D2 t3-t4 S2

5.2.2 Мостов инвертор на напрежение На фиг.5.6 е показана схема на мостов инвертор на напрежение,

изпълнен с IGBT ключове. На фиг.5.7 са показани времедиаграмите на инвертора на напрежение при R-L товар. Обикновено ключовете на мостовия инвертор се управляват по двойки. Следните основни времеинтервали характеризират работата на схемата:

1) Времеинтервал t0 – t1 В момента t0 на ключоветe S1 и S3 се подава отпушващ сигнал

(ON), а на ключовете S2 и S4 се подава запушващ сигнал (OFF). В резул-тат на запушването на S1 и S3 и отпушването на S2 и S4 върху товара се подава напрежение, съответствуващо на положителния полупериод от фиг.5.7. Този полупериод се ограничава от моментите t0 и t2. Отрицателният полупериод върху товара се формира при отваряне на S1 и S3 и затваряне на S2 и S4. Това е времеинтервалът t2 - t4.

204

Фиг.5.6 Мостов инвертор на напрежение изпълнен с IGBT ключове

Фиг.5.7 Времедиаграми на работа на мостов инвертор на напрежение при R-L товар

В случаите, когато товарът има активен характер, токът през товара следва формата на напрежението върху него. В по-голяма част от практическите приложения обаче товарът е активно реактивен (R-L). В резултат, токът през товара изостава по фаза от напрежението. Тогава токът през него си сменя знака след определен интервал t0 – t1, фиг.5.7. През времеинтервала t0 – t1 токът през товара е с посока,

205

обратна на приложеното върху него напрежение. Токът се затваря през диодите D1, D3 и захранващия източник. Следователно, през този времеинтервал захранващият източник консумира енергията, запасена в индуктивността на товара.

2) Времеинтервал t1 – t2 В момента t1 товарният ток се нулира. Ключовете S1 и S3 започват

да провеждат. През този времеинтервал t1-t2 токът през товара съвпада по посока с напрежението върху него. Върху товара е приложено цялото входно напрежение и товарният ток нараства до максималната си стойност Im. В момента t2 се подава отпушващ сигнал към ключовете S2 и S4 и запушващ сигнал към ключове S1 и S3.

3) Времеинтервал t2-t3 При запушване на ключовете S1 и S3, момент t2, токът през товара

запазва посоката си за определен интервал от време, това е интервала t2-t3, показан на фиг.5.7. През този интервал подобно на t0 – t1, напрежението и токът върху товара са с различни полярности. През този интервал токът на товара са затваря през диодите D2 и D4 и захранващия източник Ud.

4) Времеинтервал t3-t4 В момента t3 товарният ток се нулира. Ключовете S2 и S4 започват

да провеждат. Времеинтервалът завършва в момента t4 , в който към ключоветe S1 и S3 се подава отпушващ сигнал, а на ключовете S2 и S4 се подава запушващ сигнал. Аналогично, след запушването на ключовете S2 и S4 в момента t4

се отпушват диодите D1 и D3, които провеждат през следващия времеинтервал t4-t5 и t0-t1. От представения принцип на работа се вижда, че през времеинтервалите t0-t1 и t2-t3 запасената в индуктив-ността L енергия се трансформира към захранващия източник, който се превръща в консуматор на енергия през споменатите времеинтервали. След изчерпване на запасената в индуктивността L енергия, токът през товара се нулира и сменя знака си, като полярността му през времеинтервалите t1–t2 и t3-t4 съответства на полярността на напрежението върху товара. Очевидно, при R-L товар времето, през което провежда всяка двойка ключове е по-малко от π. За ключовете S1 и S3 времеинтервалът на проводимост е t1-t2, а за ключовете S2 и S4 съответно времеинтервала t3-t4, фиг.5.7. В таблица 4.2 са показани четирите обособени времеинтервала в рабо-

тата на схемата и съответните провеждащи ключове за всеки един от тях.

206

Таблица 4.2 Времеинтервали Проводящи ключове

t0-t1 D1, D3 t1-t2 S1, S3 t2-t3 D2,D4 t3-t4 S2, S4

Представеният принцип на работа на мостовите инвертори на напрежение води до следните важни изводи:

1. Използваните ключове трябва задължително да са с двустранна проводимост. В практическите схеми това се реализира чрез включване на антипаралелен диод на съответния ключ (IGBT, MOS, MCT, тиристори). За повечето от съвременните реализации на ключове такъв диод е включен в структурата на самия ключ.

2. Източникът на напрежение Ud трябва също да позволява токът през него да протича в двете посоки. В повечето случаи това се осигурява от филтровия кондензатор C0 на входа на инвертора. За оразмеряване на ключовете важни стойности са максималната

стойност на тока и на напрежението върху тях. Максималната стойност на тока през ключовете Im се получава след решаване на диференциалното уравнение:

(5.1) dLL UiR

dtdiL =+

с начални условия mIi −=)0( и mT Ii =)2/( . Решаването на диференциалното уравнение води до следния израз

на максималната стойност на тока:

(5.2) 2

2

1

1/

TLR

TLR

d

m

e

eRU

I−

−

+

−

= ,

където Т е периодът на управляващите импулси. Максималното напрежение върху ключа е равно на:

(5.3) FdCE UUU +=

където UF е падът върху отпушения диод.

207

5.2.3 Инвертор на напрежение със средна точка на трансфор-матора Основен компонент на схемата, фиг.5.8, е трансформаторът със

секционирана първична намотка. Необходимо е двете секции (двете първични намотки w1 и w2) да са еднакви. Времедиаграмите, поясняващи принципа на работа на схемата са показани на фиг.5.9, като токът през товара съответства на R-L товар.

Фиг.5.8 Инвертор на напрежение със средна точка на трансформатора

Фиг.5.9 Времедиаграми на работа на инвертора на напрежение със средна

точка на трансформатора.

208

В момента t0 се подава отпушващ сигнал към ключа S1 и запушващ към ключа S2. Тъй като товарът е активно-индуктивен, то токът през него изостава спрямо напрежението върху него. В резултат, през времеинтервала t0 - t1 провежда диодът D1 по веригата: край на w1, +Ud, -Ud, D1, начало на w1. През този времеинтервал t0 - t1 се връща запасената в индуктивността енергия към захранващия източник. В момента t1 токът през товара се нулира. След момента t1 този ток

сменя знака си. През следващия времеинтервал t1 – t2 провежда ключът S1. Товарът консумира енергия от източника, тъй като токът и напрежението върху него са с един и същ поляритет. В момента t2 се подава отпушващ сигнал към ключа S2 и

запушващ към ключа S1. Процесите са аналогични на описаните по-горе. През времеинтервала t2 – t3 провежда диодът D2 и се връща запасената в индуктивността енергия към захранващия източник. През следващия времеинтервал t3 – t4 провежда ключът S2 и се консумира енергия от източника. Основният недостатък на схемата произтича от наличието на

трансформатора. Практически е трудно да се избегне постояннотоковото подмагнитване на трансформатора. Това би могло да се постигне чрез добро симетриране на двете първични намотки w1 и w2. Също е необходимо минимизиране на индуктивността на разсейване между двете първични намотки, т.е. двете намотки трябва да имат еднакви потокосцепления:

(5.4) 221121 NN ΦΦΨΨ === ,

където N1 и N2 са броя на навивките на двете секции на първична намотка;

1Φ и 2Φ са магнитните потоци, обхванати от всяка една от двете секции.

На практика е невъзможно да се гарантира, че пада на напрежение върху двата ключа S1 и S2 и времето им, в което са в отпушено състояние са еднакви. Малки разлики в тези параметри водят до резултантно постоянно напрежение върху първичната намотка, различно от нула. В резултат, намагнитващият ток на трансформатора може да достигне до опасни за работата на схемата стойности. Следва извода, че при схемата с трансформатор със средна точка, е необходимо следене и на тока на първичната намотка, освен традиционното ШИМ управление. Предимства на схемата:

209

1. Във всеки един момент от време в схемата провежда само един от управляемите ключове S1 и S2. Това е особено важно ако напрежението на входа на инвертора е нисковолтово. При такива инвертори входният ток Id е голям и загубите върху отпушените ключове са значителен процент от общите загуби на преобразувателя. Подобни приложения са гарантираните захранвания (UPS), където входният източник обикновено е акумулаторна батерия.

2. Наличието на общи точки (маса) на двата ключа S1 и S2 позволява те да бъдат управлявани от една драйверна схема, т.е. не е необходимо галваническо развързване на двата управляващи сигнала един спрямо друг.

5.3 Еднофазни тиристорни инвертори на напрежение Тиристорните инвертори на напрежение се използват обикновено

когато е необходимо да се захранват по-големи товарни мощности. Основни недостатъци на тиристорните схеми са по-сложното запушване на ключовете и невъзможността за недостигане на работни честоти над няколко килохерца. Според метода на комутация тиристорните инвертори на напрежение се класифицират като:

- схеми със спомагателно-импулсна комутация; - схеми с взаимно импулсна комутация.

5.3.1 Тиристорни инвертори на напрежение със спомагателно – импулсна комутация За представяне на принципа на спомагателно-импулсната

комутация се използва показаният на фиг.5.10 полумостов тиристорен инвертор. Работата на схемата се пояснява от времедиаграмите на фиг.5.11. На фиг.5.11,а са показани детайлните времедиаграми за времето на комутация, а опростените времедиаграми, включващи няколко периода са показани на фиг.11,б. При този вид инвертори запушването на работен тиристор не е

свързано с комутирането на друг работен тиристор. За запушването на всеки работен тиристор се използува допълнителен тиристор и реактивни елементи. На фиг.5.10 основните ключове с двустранна проводимост са T1, D1 и T2, D2. Групата за комутация е съставена от тиристорите Тk1, Тk2 и реактивните елементи Lk и Ck. При работа на схемата, комутацията на единия тиристор подготвя комутиращата верига за комутация на другия тиристор.

210

Фиг.5.10 Полумостов тиристорен инвертор със спомагателно-импулсна комутация.

Фиг.5.11 Времедиаграми на работа на полумостов тиристорен инвертор със спомагателно-импулсна комутация, а) детайли времедиаграми за времето на

комутация; б) опростени времедиаграми за няколко периода.

211

Нека кондезаторът Ck да е зареден с поляритет на напрежение, показан на схемата и да е отпушен тиристорът Тk1. Напрежнието на кондензатора Ck е по голямо от 2Ud и зависи от качествения фактор на колебателния кръг, включващ Lk, Ck и товара Z. При отпушен тиристор Т1 се формира положителен полупериод върху товара. В края на полупериода, момент t0, се отпушва комутиращият тиристор Тk1, фиг.5.11. Напрежението на кондензатора Сk осигурява запушващ токов импулс върху тиристора Т1. Полученият токов импулс е с почти синусоидална форма. За да се запуши работния тиристор, амплитудата на този токов импулс трябва да е по голяма от стойността на товарния ток в момента на комутация. В момента t1 комутиращият и товарният ток се изравняват и тиристорът Т1 се запушва. В същия момент t1 се отпушва диода D1. Комутиращият ток продължава да нараства и след момента t1 и достига максималната си стойност Ik,max. След достигане на максимума на комутиращия ток, кондензаторът започва да се презарежда, подготвяйки се за следващия процес на комутация. В момента t2 комутиращият ток се нулира и диода D1 се запушва. След момента t2 товарния ток протича само през комутиращата верига. Схемното време за възстановяване на тиристора е времеинтервала t1-t2. В момента t3 напрежението на комутиращия кондензатор Ck достига захранващото напрежение. В момента t4 токът през комутиращия тиристор Ck се нулира. През времеинтервала t3-t4 натрупаната във индуктивността енергия дозарежда комутиращия кондензатор Ck. За да се определи схемното време на възстановяване tсх.в. за

силовите тиристори се използува зависимостта:

(5.5) ( )max,12.. /arccos2 kkkkвсх IICLttt =−=

където kI е токът на комутация;

max,kI е максималният комутиращ ток. При използуване на горния израз и избрано отношение

5,1/max, =kk II , в [2] са посочени следните съотношения за избор на комутиращите елементи:

(5.6) d

всхkk U

tIC ..9,0= , k

всхdk I

tUL ..4,0=

При проектиране на тиристорни инвертори на напрежение със спомагателно-импулсна комутация трябва да се има пред вид следното:

212

1. За по-големи стойности на товарния ток е необходима и по-голяма стойност на елементите на комутиращата група.

2. При оразмеряване на Lk и Ck се изхожда от условието комутиращият ток да е по голям от товарния ток за достатъчно дълъг времеинтервал, зависещ от схемното време на възстановяване на тиристора.

3. Изчисляването на Lk и Ck се прави за най-голямата стойност на товарния ток и за максималното каталожно време за възстановяване на тиристора.

5.3.2 Тиристорни инвертори на напрежение със взаимно–импулсна комутация Основният признак на тиристорните инвертори на напрежение със

спомагателно–импулсна комутация е, че комутиращият импулс за запушване на работен тиристор се формира от друг работен /силов/ тиристор. Поради това тези инвертори се наричат инвертори с взаимно-импулсна комутация. На фиг.5.12 е показана такава схема. Принципа на работа се пояснява от времедиаграмите на фиг.5.13 при активно-индуктивен характер на товара.

Фиг.5.12 Тиристорен инвертор на напрежение със взаимно–импулсна комутация.

213

Фиг.5.13 Времедиаграмите на тиристорен инвертор на напрежение със взаимно–импулсна комутация при активно-индуктивен характер на товара.

Напрежението към товара се подава посредством двете идентични

първични намотки w1 и w2. Скоростта на нарастване на тока през тиристора се ограничава от комутиращата индуктивност Lk. Функцията на диодите D1 и D2 е да връщат енергия към захранващия източник. Към момента t0 е отпушен тиристора Т1. Напрежението върху товара е Ud, приемайки коефициента на трансформация на трансформатора равен на единица, 1// 3231 === wwwwktr . Кондензаторът Ск е зареден до напрежение 2Ud с означения на фигурата поляритет. В момента t0 се подава управляващ импулс към

214

тиристора Т2 и той се отпушва. След отпушването на Т2 конденза-торът Сk се дава на късо през двата тиристора Т1 и Т2, в следствие на което Т1 се запушва и към него се прилага напрежение 2Ud. Сред като се отпуши Т2, кондензаторът Сk се презарежда през веригата +Ud, w1, Сk, Т2, Lk, -Ud. В момента t1 напрежението на Сk се нулира. Времеинтер-валът t0-t1 е времето, през което върху тиристора Т1 се прилага обратно напрежение и той възстановява непроводящите си свойства. В момента t2 кондензаторът Сk се е презаредил до напрежение 2Ud, а върху товара се е установило напрежението -Ud. Диодът D2 се отпушва в момента t2 . Запасената в индуктивността Lk енергия се връща частично в захранващия източник по веригата +Ud, w2, D1, -Ud и частично се разсейва в товара. Особеност на схемата е, че работният тиристор се отпушва два пъти в един полупериод, което изисква сдвоени или по-продължителни управляващи импулси. Оразме-ряването на комутиращите елементи се прави за най-тежкия режим на работа, който е при най-голям работен ток I и най-голямо каталожно време на запушване на тиристорите toff. Използават се изразите:

(5.7) d

offk U

ItC

7,1= ,

IUt

L doffk 7,1

=

5.4 Трифазни инвертори на напрежение Трифазните инвертори на напрежение се използват в редица

приложения: - системи за гарантирано захранване (UPS); - електрически задвижвания и управления на асинхронни и

синхронни двигатели; - мощни трифазни товари, изискващи по-висока работна честота. Реализирането на трифазно изходно напрежение е възможно и

чрез използването на три еднофазни инвертора, чиито изходни напрежения са дефазирани на 120°. Въпреки че този подход е приложим в някои случаи, той има сериозни недостатъци:

- наличие на дванадесет ключа общо в системата; - необходимост от трифазен трансформатор или достъп до всяка от

трите фази на товара. За реализирането на трифазно изходно напрежение практически

много по-често се използва един трифазен инвертор, например показа-ният на фиг.5.14 инвертор, реализиран с напълно управляеми ключове.

215

Фиг.5.14 Трифазен инвертор на напрежение реализиран с напълно управляеми ключове.

Всяко рамо на инвертора включва два ключа и два диода и е

подобно на рамото на полумостовия инвертор разгледан по-горе. Изходното напрежение на всяка фаза (A, B, C) зависи от захранващото напрежение Ud и не зависи от товара. Товарът може да е включен в звезда или в триъгълник. Възможни са непосредствено включване на товара, или чрез използуване на разделителен трансформатор. На фиг.5.15 са показани времедиаграмите, поясняващи

времеинтервалите през които са отпушени съответните ключове, както и съответните линейни напрежения при трифазен инвертор на напрежение изпълнен с напълно управляеми ключове. В показания режим на работа всеки ключ провежда по един полупериод на изходното променливо напрежение. Широко използуван метод на регулиране на изходното напрежение

при трифазните инвертори на напрежение е чрез използуването на синусоидална ШИМ. Този начин на регулиране е разгледан в точка 5.7.

216

Фиг.5.15 Времедиаграми на работа на трифазен инвертор на напрежение.

5.5 Инвертори на ток

5.5.1 Особености на инверторите на ток В инверторите на ток захранващият източник е източник на ток.

Това се постига чрез включване на индуктивност с голяма стойност между захранващия източник и инвертора. Формата на изходния ток на инвертора на ток е правоъгълна, а формата на изходното напрежение зависи от големината и характера на товара. Основни области на приложение на инверторите на ток са

електротермията и променливо-токовото електрическо задвижване за честотно регулиране на еднофазни и трифазни двигатели.

217

В зависимост от това как е включен комутиращият кондензатор по отношение на товара, инверторите на ток биват:

- паралелни инвертори на ток, в този случай изходното напреже-ние е идентично с напрежението на комутиращия кондензатор;

- последователни инвертори, комутиращият кондензатор е включен последователно на товара;

- паралелно-последователни инвертори на ток; - последователно-паралелни инвертори на ток.

5.5.2. Тиристорен еднофазен паралелен инвертор на ток Инверторът на ток с паралено включен на товара кондензатор е

една от най-разпространените инверторни схеми. Ако схемата е реализирана с тиристори, то се осъществява взаимна комутация на тиристорите. На фиг.5.16,а е показана схема на тиристорен паралелен инвертор със средна точка на изходния трансформатор, а на фиг.5.16,б – мостова схема на паралелен инвертор на ток. И в двата случая стойността на дросела Ld е достатъчно голяма, за да може да се приеме, че захранващият източник е източник на ток. На фиг.5.16,г са показани времедиаграмите, отразяващи работата

на схемата от фиг.5.16,а. Управляващите импулси на тиристорите Т1 и Т2 са дефазирани на 180 градуса. В момента t0 се подава управляващ импулс към Т1. Протича работен ток по веригата +Ud, Ld,w1, Т1, -Ud. При отпушване на Т1 се създават условия за заряд на кондензатора С по веригата +Ud, Ld, w2, Т1, -Ud с указания поляритет на схемата (без скобите). В момента t1 се подава управляващ импулс към Т2. Последният се отпушва и кондензаторът С се оказва накъсо свързан през тиристорите Т1 и Т2. Протича разряден ток, който е обратен за Т1. Разрядният ток бързо нараства, става по-голям от правия ток на Т1 и в резултат, Т1 се запушва. След запушването на Т1 кондензаторът С се разрежда по веригата +C, w2, w1, -C. През интервала t2-t3 кондензаторът С се презарежда и поляритета е показания в скоби на фиг.5.16,г. В момента t3, с отпушването на Т1, започва нов комутационен процес и нов период на тока върху товара.

218

Фиг.5.16

а) Тиристорен паралелен инвертор на ток със средна точка на трансформатора б) Мостова схема на тиристорен паралелен инвертор на ток; в) Еквивалентна заместваща схема на моствия инвертор при отпупени Т1 и Т3 г) Времедиаграми отразяващи работата на схемата от фиг.5.16,а Принципът на действие на мостовия паралелен инвертор

(фиг.5.16,б) е подобен на описания принцип на действие на инвертора със средна точка на трансформатора. При отпушване на тиристорите Т1 и Т3 (момент t0) протичащият ток се разделя между клона на товара и кондензатора (фиг.5.16,в). Кондензаторът се зарежда с поляритет, показан на фигурата без скобите. При отпушване на другата двойка тиристори Т2 и Т4 (момент t1), кондензаторът се оказва свързан накъсо през Т1 и Т2 и през Т2 и Т4. Разрядният му ток е обратен за Т1 и Т3 и те се запушват. По нанатък кондензаторът се разрежда през товара и се

219

презарежда от захранващият източник с поляритет, показан в скобите. При следвашото отпушване на Т1 и Т3 (момент t3)се запушват Т2 и Т4. При анализа на паралелният инвертор на ток се правят следните

допускания – захранващият източник е идеален източник на ток, т.е. токът на бобината Ld е без пулсации; няма загуби в реактивните елементи, тиристорите са идеални ключове и товарът е чисто активен. При направените допускания еквивалентната заместваща схема на мостовия инвертор за времеинтервала, когато са отпушени тиристорите Т1 и Т3 е показана на фиг.5.16,в. За схемата се записва системата уравнения:

(5.8) CRd iiI +=

(5.9) R

ui RR =

(5.10) dt

duCi CC =

При заместване и използуване на равенството CR uu = се получава уравнението:

(5.11) 01=−+⇒+=

CIu

CRdtdu

dtduC

RuI d

CCCC

d

Решението на линейното диференциално уравнение (5.11) е от вида:

(5.12) ( )RCtdC eARItu /1)( −+=

Намирането на константата А се прави при използуване на условието, че напрежението на кондензатора се изменя по периодична крива, вследствие на което значенията му в моментите на съседните комутации са равни по големина и противоположни по знак. Ако се разположи координатната система в средата на един между-комутационен период, може да се запише:

(5.13) )4

()4

( TtuTtu CC =−=−=

Замествайки се получава:

(5.14) ( ) ( )RCTd

RCTd eARIeARI 4/4/ 11 −+−=+

220

Намерената стойност на константата А от (5.14) е:

(5.15)

−=+

−=−

RCT

eeARCTRCT

4cosh

12

4/4/

За удобство периодът T се замества с честотата f=1/T и се получава:

(5.16)

−=

CRf

A

41cosh

1

Моментната стойност на напрежението на кондензатора, което е и напрежението върху товара се получава като се замести (5.16) в (5.12):

(5.16)

−==

−

CRf

eRItutuRCt

dRC

41cosh

1)()(/

Полезна за практическото използуването на инвертора е зависимостта на изходното напрежение от захранващото )( dR UFu = . За извеждане на зависимостта се използува условието, че средната стойност на напрежението върху бобината за един полупериод в установен режим е нула:

(5.17) ( ) 02

0

=−= ∫π

dtuUT

U CdL

Замествайки (5.16) в (5.17) се получава:

(5.18)

−

=

CRfCRfR

UI dd

41tanh41

Горният израз (5.18) се замества в (5.16) и за изходното напрежение се получава:

221

(5.19)

−

−

=−

CRf

e

CRfCRf

UtuRCt

dR

41cosh

1

41tanh41

)(/

Въвежда се следният израз, който се нарича коефициент на натоварване:

(5.20) CRf

k 1=

Тогава, замествайки в (5.19) с k се получава зависимостта:

(5.21)

−

−

=−

4cosh

1

4tanh41

)(k

ek

k

UtuTtk

dR

Полезно е да се изрази зависимостта на ефективната стойност на изходното напрежение (напрежението върху товара) RU от захранващото dU . Използува се равенството на мощността в товара и мощността, консумирана от захранващия източник:

(5.22) RIUUIUPR

UP ddRdddR

R =⇒===2

След заместване на (5.18) в (5.22) се стига до зависимостта:

(5.23)

−

=

4tanh41

1k

kUU

d

R

Получената зависимост представлява външната (товарната) характеристика на инвертора и е представена графично на фиг.5.17 [11].

222

Фиг.5.17 Външна (товарна) характеристика на тиристорен инвертор на ток фиг.5.16,б, и схемно време на възстановяване като функции на коефициента

на натоварване

Важен параметър на инвертора е схемното време за възстановяване tс.в.. Изразът за tс.в се намира от (5.16), като се използува условието, че за ..4/ всtTt +−= , напрежението върху товара, което е и напрежението върху тиристора, е нула. Намерената зависимост е:

(5.24)

−=

4coshln1

41.. k

kTt вс

От графичното представяне на изрази (5.23) и (5.24) на фиг.5.17 се вижда силната зависимост на изходното напрежение и схемното време за възстановяване tс.в от коефициента на натоварване k. При малки k изходното напрежение силно нараства, а при големи k намалява значително tс.в. В резултат, тиристорният паралелен инвертор на ток е неработоспособен при малки и големи стойности на коефициента на натоварване k. В реалните приложения диапазона на коефициента на натоварване е k=4 ÷ 8.

223

5.6 Резонасни инвертори Отличителна черта на резонансните инвертори е наличието на

резонансен процес в схемата, който обхваща и товара. В резултат, токът през товара и силовите ключове има приблизително синусоидална форма. Подобна форма на тока осигурява малки комутационни загуби в ключовете на резонансните инвертори [24]. Принципът на работа на резонансните инвертори позволява да се работи в режим с пауза, т.е. моментът на включване на следващата група ключове зависи от схемата и алгоритъма на управление. Приложенията на резонансните инвертори са главно в устройства

със средна и висока честота. Основни такива приложения са в източниците за ултразвукова техника, в индукционното нагряване [15], в заваряването [38], също като междинно звено в системи от няколко преобразувателни устройства.

5.6.1 Класификация на резонансните инвертори 1. Според мястото на включване на товара и начина на създаване

на един полупериод (провеждане на ключове с едностранна или дву-странна проводимост), резонасните инвертори се класифицират като:

- резонансни инвертори без обратни диоди, фиг.5.18,а; - резонансни инвертори с обратни диоди, фиг.5.18,б; - резонансни инвертори с удвояване на честотата върху товара, фиг.5.19. Съвременните резонансни инвертори са реализирани предимно с

транзисторни ключове и схемите им са от първите две изброени групи. Принципът на удвояване на честотата не се използува при транзисторните инвертори, тъй като транзисторите имат достатъчно голямо бързо действие и не е необходимо използването на предим-ствата на схемни решения от третата група резонансни инвертори. Тиристорните резонансни инвертори се реализират и използуват и

по трите основни схемни групи на резонансни инвертори. 2. Според начина на включване на товара в резонансния кръг

резонансни инвертори могат да се класифицират като: - последователни резонсни инвертори; - паралелни резонансни инвертори; - последователно – паралелни резонансни инвертори. При последователните резонансни инвертори комутиращият

кондензатор е включен последователно на товара. При паралелните резонансни инвертори комутиращият кондензатор е включен паралелно на товара.

224

Фиг.5.18 а)Резонансни инвертори без обратни диоди; б) Резонансни инвертори с обратни диоди

3. Допълнителна класификация на резонансни инвертори с обратни диоди според начина им на действие [15]:

- резонансни инвертори с обратни диоди, работещи в режим с естествено изключване на ключовите прибори;

- резонансни инвертори с обратни диоди, работещи в режим с принудително изключване на ключовите прибори;

- резонансни инвертори с обратни диоди, работещи в режим с широчинно регулиране на захранващото напрежение и принудително изключване на ключовите прибори;

225

Фиг.5.19 Резонансни инвертори с удвояване на честотата върху товара - резонансни инвертори с обратни диоди, работещи в режим с

широчинно регулиране на захранващото напрежение и естествено изключване на ключовите прибори;

- резонансни инвертори с обратни диоди, работещи в режим на удвояване на чесотата;

- едноключови резонансни инвертори.

5.6.2 Aнализ на последователен R-L-C кръг и условие за резонанс Работата на резонансния инвертор може да се сведе до включване на

последователен R-L-C кръг към постоянно захранващо напрежение, фиг.5.20. Началните условия в момента 0=t , преди включването на ключа S

са:

(5.25) 00 )0(,)0( CCLL UtUIti −====

Анализът на преходния процес по класическия метод включва определянето на двете съставки на тока в колебателния кръг )(tik :

(5.26) )()()( tititi свпрk += ,

226

Фиг.5.20 Включване последователен R-L-C кръг към постоянно захранващо напрежение

където )(tiпр е принудитетелна съставка, зависеща от частното реше-ние на нехомогенното интегро-диференциално уравнение, което в случая е:

(5.27) ⇒=++ dRCL UUUU dkkk UiRtdi

CtdidL =++ ∫

1 ,

а )(tiсв е свободната съставка, определяща се от общото решение на хомогенното диференциално уравнение (5.27), като вида й зависи от корените на характеристичното уравнение. Стационарната (принудителната съставка) )(tiпр на тока през

контура след комутацията е нула поради наличието на кондензатора. Следователно:

(5.28) )()( titi свk =

Неизвестна е свободната съставка )(tiсв . За намиране й е необходимо характеристичното уравнение на контура. Един от начините да се определи характеристичното уравнение е като се анулира изразът на входното съпротивление на контура спрямо захранващия източник, при заместване на множителя jω със k:

(5.29) ⇒→ω=ω

+ω+ ,,01 kjCj

LjR 01=++

CkLkR ,

От израз (5.29) се получава следното характеристично уравнение:

(5.30) 012 =++CL

kLRk

Корените на квадратното уравнение (5.30) са:

227

(5.31) CLL

RL

Rk 142 2

2

2,1 −±−=

Вида на свободната съставка (режима на работа) зависи от корените на характеристичното уравнение (5.31). В зависимост от

стойността на израза CLL

R 14 2

2−=α са възможни три режима на работа

на последователния R-L-C кръг: а) при 0>α корените са реални и различни и режимът е

апериодичен; б) при 0=α корените са реални и равни и режимът е граничен

апериодичен; в) при 0<α корените са двойка комплексно спрегнати числа и

режимът е периодичен (колебателен) . Апериодичният режим не е характерен за последователните

резонансни инвертори. Практическата работа на резонансните инвертори е в периодичен

(колебателен) режим. За да е налице този режим трябва да е изпълнено неравенството:

(5.32) ⇒<α 0 014 2

2<−

CLLR

От горното неравенство (5.32) се получава условието за резонанс на последователен R-L-C кръг:

(5.33) CLR 2<

При използуване на изразяванията:

(5.34) RL2

=τ , 2

2

0 41

LR

CL−=ω

корените на характеристичното уравнение в периодичен режим могат да се представят като:

(5.35) 02,11

ω±τ

−= jk

228

С 2

2

0 41

LR

CL−=ω е означена собствената честота на

колебателния контур.

Свободната съставяща на тока на контура е от вида:

(5.36) ( )ϕ+ω== τ− teAtiti tсвk 0

/ sin)()( ,

където А и ϕ са интеграционни константи. За намиране на интеграционните константи се използуват

началните условия. Токът в момента 000 )(е LL Ititt == :

(5.37) ( ) ϕ==⇒=⇒ϕ+ω= τ− sin)0(0sin)( 00/ AIitзаteAti Lk

tk

Следователно, първото уравнение на системата за намиране на интеграционните константи е:

(5.38) ϕ= sin0 AI L

Напрежението на кондензатора е:

(5.39) ( )∫ ∫ ϕ+ω== τ− dtteAC

dttiC

tU tkC 0

/ sin1)(1)(

за 00 )0( CC UUtt −=⇒= След интегриране на (5.39), заместване 0=t и приравняване на

получения израз на 0CU− се получава второто уравнение на системата за намиране на интеграционните константи. След намиране на интеграционните константи А и φ и заместване в

(5.36), крайният израз за тока контура )(tik е:

(5.40)

ω−ω

ωτ−ω

ω+

= τ−τ− tteIteLUUti t

LtCd

k 000

/00

/

0

0 cossin1sin)(

Крайният израз за напрежението на кондензатора )(tuC е:

(5.41) ( ) teC

ItteUUUtu tLt

CddC 0/

0

000

0

/0 sincossin1)( ω

ω−

ω+ω

ωτ+−= τ−τ−

229

Фиг.5.21 Формата на тока през резонансната верига при 20

0f

ff >> .

В резонансните електронни преобразуватели резонансната верига

се включва последователно към постоянно напрежение с противопо-ложен поляритет. Това се реализира от силовите ключове на преобразувателя, които се управляват с работна честота fπ=ω 2 . Тази честота обикновено е различна от собствената честота на резонансната верига 00 2 fπ=ω . Като пример, на фиг.5.21 е показана

формата на тока през резонансната верига при отношение 20

0f

ff >> за

инвертор с обратни диоди.

5.6.3 Режими на работа на резонасните инвертори с обратни диоди Резонсните инвертори с обратни диоди имат три основни режима

на работа: - работната честота на силовите ключове f е по-малка от

резонансната честота на резонансния кръг f0: f<f0. - работната честота на силовите ключове f е по-голяма от

резонансната честота на резонансния кръг f0: f>f0. - работната честота на силовите ключове f е равна на резонансната

честота на резонансния кръг f0: f=f0.

5.6.3.1 Работа при честота под резонансната честота f<f0 При работна честота f по-малка от резонансната честота f0, f<f0,

серийната резонансна верига има капацитивен характер. Това означава, че токът през веригата изпреварва основния хармоник на напрежението върху нея на ъгъл φ, където φ<0.

230

Можем да разграничим два подрежима на работа при честота под резонансната честота f<f0:

А. Работа при отношение 20f

f < ;

Б. Работа при отношение 20

0f

ff >> .

A. Работа на резонасните инвертори с обратни диоди при 20f

f <

На фиг.5.22 е показан полумостов тиристорен резонансен инвертор с обратни диоди, а времедиаграмите на поясняващи принципа на работа при отношение f<f0/2 са показани на фиг.5.23.

Фиг.5.22 Полумостов тиристорен резонансен инвертор с обратни диоди

Фиг.5.23 Времедиаграми на тока през резонансна верига )(tik и напрежението върху тиристор на полумостов тиристорен резонансен

инвертор с обратни диоди, фиг.5.21, при отношение f<f0/2.

231

Полумостовият инвертор включва двата филтрови кондензатора Cf1 и Cf2 , чийто капацитет е много по-голям от този на резонансния кондензатор С: Cf1=Cf2>>C. Двата кондензатора Cf1, Cf2 осигуряват средната точна на захранващия източник.

Основните времеинтервали в работата на схемата са: 1) Времеинтервал t0 – t1 Напрежението върху кондензатора е с означената на фигурата

полярност без скоби и със стойност 00 )( CC UtU −= . В момента t0 се подава отпушващ сигнал към тиристора T1. Той се отпушва и в контура +Cf1, T1, L, C, R, -Cf1 протича синусоидален токов импулс. Продължителността на токовия импулс се определя от резонансната верига L-C. През този времеинтервал кондензаторът С се презарежда до напрежение UCmax, което е по-голямо от захранващото напрежение Ud, поради резонансния характер на веригата и натрупаната в боби-ната L енергия. Амплитудата на тока през веригата, Ik,max, се определя от напрежението (Ud+UC0). Времеинтервала завършва в момента t1 след естественото нулиране на тока през резонансната верига.

2) Времеинтервал t1 – t2 В момента t1 започва нов колебателен процес, дължащ се на факта,

че напрежението на кондензатора в този момент е по-голямо от захранващото dC UtU >)( 1 . На фиг.5.23 това напрежение на кондензатора е означено в скоби. През този времеинтервал провежда обратният диод D1. През времеинтервала токът на резонансната верига протича през контура -Cf1, R, C, L, D1, +Cf1, при което се връща енергия в кондензатора Cf1 на захранващия източник. Амплитудата на тока през товара за този времеинтервал се определя от разликата (UCmax-Ud). Времеинтервалът завършва в момента t2 с нулиране на тока и запушване на диода D1.

3) Времеинтервал t2– t3 През следващия времеинтервал t2-t3 няма отпушени прибори и

схемата не променя състоянието си. В момента t3 се отпушва тиристора Т2 и започват аналогични процеси. Трябва да се отбележи, че кондензаторите на захрахващия източ-

ник Cf1, Cf2 са в паралел спрямо променливата компонента на тока. Разгледаният режим на работа на резонансни инвертори с обратни

диоди при отношение f<f0/2 е характерен за тиристорни инвертори. При транзисторните инвертори този режим обикновено не се среща.

232

Б. Работа на резонасните инвертори с обратни диоди при 20

0f

ff >>

Разглежда се мостов транзисторен резонансен инвертор с обратни диоди, фиг.5.24. Времедиаграмите на работа на схемата са показана на фиг.5.25.

Фиг.5.24 Мостов транзисторен резонансен инвертор

Фиг.5.25 Времедиаграми на работа на мостов транзисторен резонансен инвертор при 2/00 fff >>

233

Времеинтервалите, характеризиращи работата на схемата са следните:

1) Времеинтервал t0 – t1 При подаване на отпушващи сигнали към двойката транзистори Т1,

Т3 в момента t0 започва приблизително полусинусоидален токов импулс във веригата +Ud, T1, R, C, L, T3, -Ud, фиг.5.25. Токът на транзисторите в момента на комутация е ION. През този времеинтервал кондензаторът С се презарежда от -UC0 до UC,max в резултат на колебателния процес в резонансната верига L-C.

Забележка. Разликата с преди разгледаният режим при f<f0/2 е, че отпушването на транзисторите в момента t0 е при ненулева стойност на тока ONIti =)( 0 . Тоест, нямаме отпушване при нулев ток, което предимство е налице при режим с отношение f<f0/2.

2) Времеинтервал t1 – t2 В момента t1 транзисторите се запушват поради естественото

завършване на полупериода на резонансната верига. Кондензаторът е зареден до максималната стойност на напрежението върху него UC,max. В резултат, започва токов импулс през антипаралелните диоди D1, D3. Схемата връща енергия в захранващия източник през този времеинтервал. В транзисторните инвертори този времеинтервал може да се сведе до практически много малка стойност. В тиристорните схеми обаче времеинтервала не може да е под определена стойност, зависеща от времето на запушване на използваните тиристори.

3) Времеинтервал t2 – t3 В момента t2 се подава отпушващ сигнал за транзисторите Т2, Т4.

Стойността на тока в момента на комутация зависи от продължителността на времеинтервала t1 – t2, в който провеждат антипаралелните диоди. Започва токов импулс през веригата +Ud, T2, L, C, R, T4, -Ud, който продължава през целия времеинтервал t2–t3.

4) Времеинтервал t3 – t4 Следващият времеинтервал t3 – t4 е аналогичен с времеинтервала

t1–t2. Провеждат антипаралелните диоди D2, D4 и схемата отново връща енергия в захранващия източник. При работа при честота под резонансната честота f<f0

комутационните загуби в ключовете при запушването им са нулеви, докато загубите при отпушване на ключовете са ненулеви.

234

5.6.3.2 Работа на резонасните инвертори с обратни диоди при честота над резонансната честота f>f0 В този режим последователната резонансна верига има индуктивен

характер и токът на веригата изостава от напрежението върху нея. В този режим работят само схемите с напълно управляеми ключове – транзистори, MCT, двуоперационни тиристори. Обикновените тиристори не се използуват в схеми с такъв режим, тъй като за запушването им в случая би била необходима допълнителна комутационна верига. Анализира се отново мостов инвертор, фиг.5.24. Основните

времеинтервали на работа на схемата са: 1) Времеинтервал t0 – t1 В момента t0 (фиг.5.26) се подава отпушващ сигнал към

транзисторите Т1 и Т3. Започва токов полусинусоидален импулс. Запушващият сигнал към Т1, Т3 се подава преди края на токовия импулс в момент t1, като токът през транзисторите в момента на запушването им е със стойност IOFF.

2) Времеинтервал t1 – t2 След запушване на транзисторите Т1, Т3 в момент t1, поради

натрупаната в индуктивността енергия, токът през резонансната верига продължава в същата посока през нея. Провеждат диодите D2 и D4. Контурът на тока е –Ud, D4, R, C, L, D2, +Ud. Схемата връща енергия в захранващия източник.

3) Времеинтервал t2 – t3 След нулиране на тока през резонансната верига, в момента t2 се

подава отпушващ сигнал към транзисторите Т2, Т4. Формира се отрицателният полупериод върху товара, който включва времеинтервалите t2–t3 и t3–t4. Запушващият сигнал към транзисторите Т2, Т4 се подава в момент t3, с което завършва времеинтервала t2–t3.

4) Времеинтервал t3 – t4 След запушване на транзисторите Т2, Т4 в момент t3 започва

времеинтервала t3 – t4. През този времеинтервал провеждат диодите D1 и D3. Схемата връща енергия в захранващия източник през интервала. От показаната форма на напрежение върху транзистора Т1

(фиг.5.26) се вижда, че отпушването му (моменти t0 и t4) е при нулево напрежение (всъщност върху транзистора има малко обратно напрежение, равно на пада върху антипараления диод). Тази мека комутация при отпушване на транзисторите води до значително намаляване на комутационните загуби в тях.

235

Фиг.5.26 Времедиаграми на работа на мостов транзисторен резонансен инвертор при отношение f>f0

За разлика, запушването на транзисторите е съпроводено със

значителни комутационни загуби. Това се дължи на факта, че и тока (IOFF) и напрежението върху тях са ненулеви по време на комутационния процес на запушването им.

236

Обобщения за резонансните инвертори с обратни диоди: 1. При отпушени транзистори (тиристори) схемата консумира

енергия от захранващия източник. 2. При провеждане на антипаралените диоди схемата връща

енергия в захранващия източник.

5.6.4 Анализ на мостов последователен резонансен инвертор с обратни диоди

А. Параметри на последователна резонансна верига Известни са следните параметри на последователна резонансна

верига, които се използуват в по-прецизния анализ на резонасните инвертори:

1) Собствена резонансна честота на резонансната верига без загуби:

(5.42) CLLC

1=ω

Забележка: Честотата LCω е различна от честотата 2

2

0 41

LR

CL−=ω .

В реалните преобразуватели обикновено разликата между LCω и

0ω е не по-вече от няколко процента. Поради това за опростяване на анализа се приема, че 0ω≅ωLC и до края на тази точка това допускане ще бъде използувано.

2) Характеристичен импеданс на резонансната верига:

(5.43) C

LCLZ

000

1ω

=ω==

3) Качествен фактор на товара:

(5.44) RZ

RCRLQL

0

0

0 1=

ω=

ω=

4) Входен импеданс на веригата при честота fπ=ω 2 на напрежението, приложено върху веригата:

237

(5.45)

XjReZ

QjRCj

LjRZ

j

L

+==

ω

ω−

ωω

+=ω

−ω+=

ϕ

0

0

.11

(5.46) 2

0

0

21

ω

ω−

ωω

+= LQRZ

5) Ъгъл φ между напрежението, приложено върху веригата и тока през нея:

(5.47)

ω

ω−

ωω

=ϕ 0

0arctan LQ

При използуване на φ може да се запише:

(5.48) ϕ=ϕ= sin,cos ZXZR

където:

(5.49) 2

0

0

21

1cos

ω

ω−

ωω

+

=ϕ

LQ

Б. Анализ на мостов резонансен инвертор Една от най-често прилаганите в практиката схеми е мостовата

схема на последователен резонансен инвертор с обратни диоди (фиг.5.24). Тук ще бъде направен по-подробен анализ на схемата. Напрежението URLC, което се прилага към резонансната верига R-L-

C е с правоъгълна форма. Разложение по Фурие на това напрежение е:

(5.50)

+ω

π+ω

π+ω

π= KtttUtu dRLC 5sin

543sin

34sin4)(

Първата хармончна (основния хармоник) на същото напрежение uRLC е:

(5.51) tUtu dRLC ω

π= sin4)(1,

където амплитудната му стойност е: dd

RLC UUU 273,14max, =

π= .

238

Забележка: Когато работната честота на инвертора πω= 2/f е близка до резонансната честота на веригата πω= 2/00f , импедансът на резонансната верига е много голям за висшите хармоници [28]. Това допускане е прието при извеждане на дадените тук зависимости. При това допускане, токът през веригата е приблизително синусоидален, отговорящ на основния хармоник. Токът е отместен на ъгъл φ спрямо първия хармоник на напрежението. Този ъгъл се определя от характера на товара. Токът през резонансната верига (допускайки, че висшите

хармоници са пренебрежимо малки) се изразява като:

(5.52) ( )ϕ−ω= tIti mk sin)(

Амплитудната стойност на този ток е Im :

(5.53) 2

0

0

21

4cos44

ω

ω−

ωω

+π

=π

ϕ=

π==

L

dddmm

QR

UR

UZ

UZ

UI ,

където 2

0

0

21cos

ω

ω−

ωω

+=ϕ LQ , R

CLQL/

=

За 0ff = ( 0ω=ω ) се получава максималната стойност на амплитудата на тока през резонансната верига:

(5.54) R

UI d

m π=

4

При допускането, че токът на резонансната верига се изразява с (5.52), токовете през ключовете S1-S4 на схемата от фиг.5.24 са както следва:

(5.55)

π<ω<ππ<ω<ϕ−ω

==2за0

0за)sin(31 t

ttIii mSS

(5.56)

π<ω<πϕ−ω−π<ω<

==2за)sin(

0за042 ttI

tii

mSS

където mI е амплитудната стойност на тока.

239

Входният ток на инвертора е:

(5.57) 4321 SSSSin iiiii +=+=

Постоянната съставка на вхoдния ток dinI , се намира след решаване на следния интеграл:

(5.58) ( ) ( )

ϕπ

=ϕπ

=

=ωϕ−ωπ

=ωπ

= ∫∫ππ

cos2cos2

)sin(1

max,

00,

ZUI

tdtItdiI

RLCm

mindin

Замествайки 2

0

0

21

1cos

ω

ω−

ωω

+

=ϕ

LQ

, 2

0

0

21

ω

ω−

ωω

+= LQRZ , и

π= d

RLCU

U4

max, , за постоянната съставка на входния ток се получава

израза:

(5.59)

ω

ω−

ωω

+π

=2

0

0

22,

1

8

L

ddin

QR

UI ,

където R

CLRCR

LQ

LC

LCL

/1=

ω=

ω= .

За частния случай, когато работната и резонансната честоти са равни 0ff = ( 0ω=ω ), горният израз се свежда до:

(5.60) R

UI ddin 2,

8π

=

За да намерим постояннотоковата мощност dP , консумирана от захранващия източника, използваме израза:

240

(5.61)

ω

ω−

ωω

+π

==2

0

0

22

2

,

1

8

L

ddindd

QR

UIUP

За 0ff = ( 0ω=ω ) постояннотоковата мощност dP е:

(5.62) R

UIUP ddindd 2

2

,8π

==

Максималното напрежение върху кондензатора се представя като:

(5.63) 2

0

0

2

max,

1

4

ω

ω−

ωω

+ωπ

=ω

=

L

dmC

QCR

UC

IU

След заместване се стига до израза:

(5.64) 2

0

0

2

00

max,4

ω

ω−

ωω

+

ωω

π

=

ZR

UU d

C ,

където CLZ /0 = .

За максималното напрежение върху индуктивността след замествания се получава израза:

(5.65) 2

0

0

2

0

0

max,4

ω

ω−

ωω

+

ωω

π

=ω=

ZR

UILU d

mL

За 0ff = ( 0ω=ω ), максималните напрежения върху конден-затора и върху индукивността са равни max,max, CL UU = :

(5.66) R

CLUQUQUUU dLd

LRLCCL π=

π===

/44max,max,max,

241

Забележка: При направеният анализ като активно съпротивление на резонансния контур е използувана стойността на товара R т.е. допуска се, че dCLDS rrrRR +++>> , където е DSR съпротивлението на отпушения ключ (IGBT в случая); Lr е съпротивлението на бобината, Cr е съпротивлението на кондензатора, а dr е съпротивлението на захранващия източник.

5.6.5 Резонансни инвертори с удвояване на честотата Схемите на инвертори с удвояване на честотата се използват

главно с тиристорни ключове, тъй като транзисторните ключове имат достатъчно бързодействие. На фиг.5.27 е показан инвертор с удвояване на честотата, а времедиаграмите показани на фиг.5.28 поясняват принципа на работа на схемата [2]. При резонансни инвертори с удвояване на честотата се използва

принципа на подаване на еднополярни токови импулси към товара и елиминиране на постоянно-токовата им съставка, което е показно на фиг.5.28. Различието мужду тази схема и разгледания вече мостов резо-нансов инвертор е мястото на включване на товара. Товарът е включен последователно на разделителния кондензатор C0 и заедно с него е в паралел на останалата част от схемата. Предназначението на C0 е да елиминира постоянната съставка на тока през товара. Стойността на разделителния кондензатор C0 е значително по-голяма от стойността на комутиращия кондензатор Ck. Комутиращата индуктивност в случая е разделена на две части Lk1

и Lk2. Схемните особености, свързани с разделянето на комутиращата индуктивност на две части или с мястото на включването й, когато е само една, са свързани с напрежението върху ключовете и схемното време на възстановяване. На входа на схемата има бобина със значителна стойност, т.е.

Ld>>Lk1; Ld>>Lk2.

242

Фиг.5.27 Тиристорен резонансен инвертор с удвояване на честотата

Фиг.5.28 Елиминиране на постоянно-токовата съставка на тока на товара на резонансен инвертор с удвояване на честотата, фиг.5.26; fff >> 01

f честота на управляващите импулси; f0 резонансна честота на колебателната верига; f1 честота на тока през товара.

243

При тази конфигурация на схемата, постоянният входен ток на източника Id се разделя през двата клона: клона на товара с ток iRout и на клона на инвертора с ток ik:

(5.66) kRoutd iiI +−= )(

В резултат, токът на товара е разлика от тока на инвертора ki и постоянния ток на входа на схемата dI :

(5.67) dkRout Iii −=

Схемата функционира аналогично на резонансен инвертор. Основните времеинтервали в работата на схемата са:

1) Времеинтервал t0 – t1 В момента t0 се подават отпушващи сигнали към двойката тирис-

тори T1 и T3. Протича токов импулс в контура +Cf, Lk1, T1, Ck, Lk2, T3, R, -Cf. Формата на импулса е полусиносоида с продължителност, определена основно от стойностите на елементите Lk1, Lk2 и Ck (C0>>Ck). В края на полупериода кондензаторът Ck се зарежда до максималното си напрежение, което е достатъчно за формиране на отрицателно напре-жение върху тиристорите T1 и T3, в резултат на което те се запушват.

2) Времеинтервал t1 – t2 През този времеинтервал няма отпушени тиристори.

Продължителността му зависи от времето, необходимо за възстановяването на тиристорите T1 и T3, както и от необходимоста за формиране на подходяща отрицателна полувълна върху товара.

3) Времеинтервал t2 – t3 В момента t3 се отпушва другата двойка тиристори T2 и T4.

Формира се нов полусинусоидален токов импулс по следния контур +Cf, Lk1, T2, Ck, Lk2, T4, R, -Cf. Този токов импулс протича отново през клона на товара и има същата посока, като токовия импулс при отпушването на двойката тиристори T1 и T3. Следващите времеинтервали са аналогични. В момента t4 започва

нов период на управляващите импулси, чиято честота f е два пъти по-голяма от честотата f1 на тока върху товара (f=2 f1). Двете поредици полусинусоидални токови импулси върху товара

определят два пъти по високата честота върху него. Тези поредици имат постоянно-токова съствка. Тази постоянно-токовата съставка се

244

елиминира благодарение на тока на филтровата индуктивност Ld, който е в противоположна посока на полусинуидалните токови импулси. Предимство на схемите с удвояване на честотата са, че при дадена

работна честота и динамично натоварване на приборите се получава честота върху товара, която е два пъти по-голяма от работната честота. Недостаък на тези схеми са повишените напрежения върху елементите им.

5.7 Методи за регулиране на изходното напрежение на инверторни схеми

Методите за регулиране на изходно напрежение на инверторните схеми могат да се разделят на три групи:

1. Широкоимпулсна модулация (ШИМ) При този метод на регулиране се предполага, че входното напреже-

ние е със сравнително постоянна във времето стойност. Целта на регулирането е амплитудата и честотата на изходното напрежение да се поддържат в желаните граници. Това се постига чрез широко-импулсна модулация на управляващите сигнали към ключовете.

2. Регулиране на амплитудата на входното напрежение При тези инвертори необходимите стойности на наблюдаваните

параметри (изходно напрежение и честота) се постигат чрез регулиране амплитудата на входното напрежение. Контрола на инвертора следи и поддържа само честотата на изходното напрежение. Структурата на система, използваща този начин на регулиране включва стабилизиран токоизправител, напрежението на изхода на който се регулира. Това регулируемо постоянно напрежение е входно напрежение за инвертора. То се използува за регулиране на амплитудата на изходното напрежение.

3. Метод на геометричното сумиране При този метод за регулиране няколко инвертора работят на общ

товар. Напрежението на изхода на всеки от тях е дефазирано спрямо напрежението на първия инвертор. Изходното напрежение се получава като сума от изходните напрежения на всички инвертори. При подходящо регулиране и дефазиране на тези изходни напрежения се постига и желана форма на резултатното напрежение, например синусоидално.

245

5.7.1 Широкоимпулсна модулация (ШИМ), основни понятия Този метод за регулиране на изходното напрежение и честота на

инверторите е най-често използваният и затова ще бъде разгледан подробно. Най-разпространената е така наречената синусоидална ШИМ, при

която всеки полупериод на изходното напрежение се получава от серия импулси с фиксирана честота (много по-висока от товарната) и продължителност, изменяща се по синусоидален закон. Съществуват две основни разновидности на ШИМ:

- еднополярна ШИМ; - двуполярна ШИМ. За да се реализира синусоидално изходно напрежение със желана

честота fout, се използва синусоидален сигнал със същата честота ucon, който се сравнява с триъгълен сигнал с многократно по-висока честота, utri (фиг.5.29) Честотата на триъгълният сигнал ftri е и честота на комутация на ключовете, и се нарича още носеща честота. Тази честота е постоянна и е необходима за да се получи по-добро изглаждане на изходното напрежение. Обикновено честотата ftri е нечетно кратна на основната (товарната) честота fout. Изходното напрежение на инвертора не е идеална синусоида, а

съдържа хармоници кратни на fout.. Изборът на отношението ftri / fout е определящ за хармоничния състав на изходното напрежение. Приемлив хармоничен състав се получава при отношение ftri / fout ≥ 15. Следните основни понятия се използват при описване на

регулирането чрез синусоидална ШИМ: 1. Амплитудно отношение на модулацията ma, дава се с израза:

(5.68) tri

cona U

Um = ,

където conU е амплитудата на управляващия сигнал, фиг.5.29;

triU е амплитудната стойност на триъгълния сигнал, фиг.5.29.

2. Честотно отношение на модулацията mf, представено с израза

(5.69) out

trif f

fm = ,

където: trif е честотата на триъгълният сигнал (честотата на комутация на ключовете) , фиг.5.28,а;

outf е желаната честота на изходното напрежение, фиг.5.29, която е и честотата на управляващия синосуидален сигнал ucon.

246

Фиг.5.29 Триъгълен и синусоидален сигнал при регулиране чрез синусоидална ШИМ

При управление на инверторите на напрежение със синусоидална ШИМ съществуват три режима на работа (фиг.5.30):

1. Линеен режим, при който 1≤am и амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение 1,outU зависи линейно от ma.

2. Режим на надмодулация, при който 24,31 ≤< am и амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение зависи нелинейно от ma.

3. Режим на правоъгълна вълна, при който 24,3>am и 1,outU не за-виси ma. Инверторът не може сам по себе си да регулира изходното напрежение.

На фиг.5.30 е показана зависимостта на отношението 2/1,

d

out

UU от ma за

полумостова схема [33].

Фиг.5.30 Зависимост на отношението от амплитудно отношение на модулацията ma за еднофазен полумостов инвертор на напрежение.

247

5.7.2 Двуполярна синосуидална ШИМ За представяне на метода на регулиране чрез двуполярна

синусоидална ШИМ, се разглежда показаният на фиг.5.31 полумостов инвертор.

Фиг.5.31 Полумостов инвертор на напрежение Управлението на ключовете S1 и S2 на инвертора от фиг.5.31 се

извършва на база на сравнение на синосуидалния сигнал conu с триъгълния сигнал с многократно по-висока честота, triu като:

- ключът S1 е отпушен, а S2 запушен при tricon uu > и в този случай напрежението върху товара е 2/dout Uu = (фиг.5.32);

- ключът S2 е отпушен, а S1 запушен при tricon uu < и в този случай напрежението върху товара е 2/dout Uu −= (фиг.5.32). В резултат, моментното изходно напрежение върху товара uout има

една от двете стойности: 2/dU и 2/dU− . В рамките на един полу-период напрежението върху товара се сменя последователно от 2/dU до 2/dU− и обратно (или от -Ud до +Ud при мостовите инвертори) и затова тази ШИМ се нарича двуполярна ШИМ. На фиг.5.32 са показани времедиаграмите, илюстриращи регулиране

с двуполярна синусоидална ШИМ. Показаните времедиаграми съответстват на честотно отношение на модулация 15=fm и

амплитудно отношение на модулация 8,0=am . Забележка: В тази точка 5.7 ключовете се разглеждат като

идеални, т.е. времето им за комутация е нула. Спектърът на изходното напрежение на инвертора от фиг.5.31 при

регулиране с двуполярна ШИМ е показан на фиг.5.33 [33].

248

Фиг.5.32 Двуполярна синусоидална ШИМ, полумостов инвертор, ma=0,8; mf=15

Фиг.5.33 Спектър на изходното напрежение на полумостов инвертор (фиг.5.29) при регулиране с двуполярна ШИМ

На фиг.5.33 е представено отношението 2/

,

d

nout

UU на амплитудната

стойност на n-тия хармоник noutU , към ½ от стойността на

249

захранващото напрежение dU , за различни честоти, кратни на изходната честота fout, т.е. за цели стойности на честотното отношение на модулацията mf .

Основни съотношения и съображения при двуполярна ШИМ:

1. Амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение 1,outU е ma пъти Ud/2 при полумостова схема:

(5.70) 21,d

aoutUmU = , за 0,1≤am (линеен режим)

При мостовите инвертори, регулирани с двуполярна ШИМ, зависимоста на амплитудата на основния хармоник на изходното напрежение 1,outU от ma е:

(5.71) daout UmU =1, , за 0,1≤am (линеен режим)

Следователно, за синусоидална ШИМ амплитудата на първият хармоник на изходното напрежение зависи линейно от амплитудното отношение на модулацията ma за стойности 1≤am . Тази област се нарича линейна област на регулиране (линеен режим на работа). В случаите, когато е необходимо по-нататъшно увеличение на

амплитудата на основния хармоник, амплитудното отношение на модулацията ma се увеличава над единица и се получава така наречения режим на надмодулация (overmodulation).

2. Хармониците в спектъра на изходното напрежение са групирани симетрично около носещата честота ftri (съответства на mf=1) и стойности кратни на нея 2ftri (съответства на mf=2) и 3ftri (съответства на mf=3) (фиг.5.33).

3. Когато честотното отношение на модулацията mf е нечетно число, се постига наличието само на нечетни хармоници в спектъра на изходното напрежение. Следователно, mf трябва да е нечетно число при двуполярна ШИМ.

4. Избор на честота на комутация ftri Поради сравнително по-лесното филтриране на по-високите

честоти (хармоници) се препоръчва използването на по-висока носеща честота ftri. Ограничителното условие при избора на тази честота са възможностите на използуваните ключове и комутационните загуби в инвертора, основно в неговите активни ключове. На практика честотата на комутация се избира или по-малка от 6 kHz или по-

250

голяма от 20 kHz. Втората граница 20 kHz е установена за да се надхвърли допустимата лента на човешкото ухо. Стойността mf =21 се приема за гранична стойност, която разделя нискочестотната ШИМ и високочестотната ШИМ [33].

5.7.3 Еднополярна синосуодална ШИМ За реализиране на еднополярна ШИМ се използва мостов инвер-

тор, например показаният на фиг.5.34. На фиг.5.34 с А и В са означени средните точки на двете рамена на моста, а с N е означена точката, съответстваща на отрицателния извод на захранващото напрежение. Двете рамена на моста се управляват чрез сравнение на

триъгълното напрежение utri с две управляващи (контролни) синусоиди ucon и -ucon, които са в противофаза (дефазирани на 180˚), фиг.5.35. При това сравнение се получава следния начин на управление на ключовете:

- рамо А, ключове S1, S3: за tricon uu > S1 – отпушен, а S3 – запушен. за tricon uu < S1 – запушен, а S3 – отпушен. - рамо В, ключове S2, S4: за tricon uu > S2 – отпушен, а S4 – запушен. за tricon uu < S2 – запушен, а S4 – отпушен.

Фиг.5.34 Мостов инвертор на напрежение При еднополярната ШИМ в рамките на един полупериод на

изходната честота напрежението върху товара има само една полярност, т.е. сменя от Ud до нула, или от -Ud до нула за следващия полупериод. Поради това тази ШИМ се нарича еднополярна ШИМ. На фиг.5.36 е показан спектъра на изходното напрежение при еднополярна ШИМ [33].

251

Фиг.5.35 Еднополярна ШИМ, 8,0=am , 12=fm

Фиг.5.36 Спектър на изходното напрежение на инвертора от фиг.5.31 при регулиране с еднополярна ШИМ

252

Особеност на еднополярната ШИМ е, че напрежението върху товара е с честота равна на два пъти носещата честота ftri (докато при двуполярната ШИМ е ftri). Друго важно предимство на еднополярната ШИМ е, при избор на mf четно число, най-ниските хармоници в спектъра на изходното напрежение са групирани от двете страни на честотата 2ftri (която съответства на 2mf на фиг.5.36). Същевременно, хармониците с честота, кратна на ftri са елиминирани.

Сравнението между еднополярната и двуполярната ШИМ показва следните изводи: 1. При еднополярната ШИМ висшите хармоници в спектъра на изходното напрежение са значително намалени, като няма висши хармоници, центрирани около ftri (хармоникът с честота ftri също е нула). В резултат, филтрирането на изходното напрежение е значително облекчено.

2. Амплитудната стойност на основния хармоник на изходното напрежение за едни и същи стойности на ma са еднакви и за двата вида модулация (при използуване на мостови схеми).

3. Честотно отношение на модулацията mf трябва да е нечетно число за двуполярната ШИМ (препоръчително е mf >15, [2]) и четно число за еднополярната ШИМ.

4. При използването на мостова схема е възможна реализацията и на двата вида ШИМ – еднополярна и двуполярна ШИМ.

5.7.4 ШИМ в режим на надмодулация (ma≥1) При досега дискутираните ШИМ стойността на амплитудното

отношение на модулацията е 0,1≤am и модулацията е линейна. Амплитудата на основния хармоник в спектъра на изходното напре-жение зависи линейно от ma и не може да е по-голяма от стойността на захранващото напрежение. В някои случаи обаче е необходимо по-нататъшно увеличение на амплитудата на основния хармоник. Тогава ma се увеличава над единица и схемата функционира в така наречения режим на надмодулация (overmodulation), фиг.5.30. Режима на надмодулация се характеризира с: 1. Амплитудата на основния хармоник 1,outU зависи нелинейно от

ma (фиг.5.30). 2. Наличието на много повече висши хармоници в спектъра на

изходното напрежение в сравнение с линейния режим 0,1≤am . На

253

фиг.5.37 е показан спектърът на изходното напрежение в режим надмоду-лация при 15;5,2 == fa mm за полумостов инвертор на напрежение [33].

Фиг.5.37 Спектър на изходното напрежение на еднофазен полумостов инвертор на напрежение в режим над модулация при 15;5,2 == fa mm .

Режима на надмодулция се избягва при системи със завишени

изисквания към спектъра на изходното напрежение.

5.7.5 Режим на правоъгълна вълна на изхода на инвертори на напрежение При режим на правоъгълна вълна (square wave), изходното

напрежение на инвертора е правоъгълно, фиг.5.38,а. Амплитудата на основния хармоник 1,outU не зависи от амплитудното отношение на модулация ma. При режима на правоъгълна вълна инверторът не може сам по себе си да регулира изходното напрежение (напрежението върху товара), а това се осъществява чрез регулиране стойността на захранващото напрежение Ud. Зависимостта на амплитудата на основния хармоник на изходно

напрежение на полумостов инвертор от захранващото напрежение е:

(5.72) dd

out UUU 637.02

41, ≅

π=

За мостов инвертор зависимостта е:

(5.73) ddout UUU 273.141, ≅

π=

254

Фиг.5.38 а) Изходно напрежение uout и основен хармоник uout,1 на полумостов инвертор напрежение в режим на правоъгълна вълна;

б) Спектър на изходното напрежение uout

На фиг.5.38,а са показани изходното напрежение и основния му хармоник при полумостов инвертор на напрежение в режим на правоъгълна вълна. На фиг.5.38,б е показан спектърът на изходното напрежение [33].

5.7.6 Широко-импулсно регулиране

При широко-импулсно регулиране (ШИР) на изхода на инвертора на напрежение има импулси с правоъгълна форма, като ширината на тези импулси се променя в рамките на полупериода (фиг.5.39). Най-често срещания случай е когато на всеки полупериод на изходното напрежение отговаря един импулс. Регулирането на изходното напрежение се постига чрез промяна ширината на импулсите. Форма-та на тока през товара зависи от характера му. За пример е разгледан мостов инвертор (фиг.5.39,а). На фиг.5.39,в са показани времедиа-грамите, поясняващи принципа на работа на схемата в режим на ШИР. Основните времеинтервали в работата на схемата са: 1) Времеинтервал t0-t1 В момента t0 се подават отпушващи сигнали към ключовете S1 и

S3. Върху товара се прилага захранващото напрежение. Тъй като товарът е с активно-индуктивнен характер, токът през него продължава да тече през същата посока към момента t0 (с посока показана на фиг.5.39,а без скоби).

255

Фиг.5.39 а) Мостов инвертор на напрежение; б) амплитуди на първата

хармонична и висшите хармониците в спектъра на изходното напрежение; в) времедиаграми на мостовия инвертор при ШИР;

Токът се затваря през веригата осигурена от диодите D1 и D3: -Ud,

D1, Z, D3, +Ud. Схемата връща енергия към захранващия източник през този времеинтервал.

2) Времеинтервал t1-t2 В момента t1 токът се нулира. За този времеинтервал t1-t2 провеждат

двата напълно управляеми ключа S1 и S3. 3) Времеинтервал t2-t3 В момента t2 се подава запушващ сигнал към ключа S3 и той се

запушва. Поради активно-индуктивния характер на товара, токът запазва посоката си и се затваря през веригата S1, Z, D2.

4) Времеинтервал t3-t4

256

В момента t3 се подава запушващ сигнал към ключа S1 и отпушващи сигнали към ключовете S2 и S4. Времеинтервалът е аналогичен на времеинтервала t0-t1. Товарът е активно-индуктивен характер и токът през него продължава да тече през същата посока към момента t3 (с посоката, означена в скобите на фиг.5.39,а). Токът се затваря през веригата осигурена от диодите D2 и D4: -Ud, D2, Z, D4, +Ud. Схемата връща енергия към захранващия източник.

5) Времеинтервал t4-t5 Времеинтервалът е аналогичен на времеинтервала t1-t2 с разликата,

че провеждат ключове S2 и S4. 6) Времеинтервал t5-t6 Времеинтервалът е подобен на времеинтервала t2-t3 с разликата, че

токът на товара се затваря през веригата S2, Z, D1. Регулировъчната характеристика за средната стойност на

изходното напрежение на схемата при ШИР регулиране е:

(5.74) 2/

,

TUU

d

срZ λ= ,

където срZU , е средната стойност на напрежението върху товара; λ е продължителността на импулсите на напрежението върху товара; Т/2 е работният полупериод на схемата, Т=1/f.

Забележка: Има се предвид средната стойност за един полупериод Т/2, тъй като средната стойност за един период е нула. При разглеждания начин за регулиране ширината на импулса λ

може да се променя в диапазона 2/0 T÷ . На фиг.5.39,б е показана зависимостта на отношението на амплитудата на първия хармоник U1m на изходното напрежение към захранващото напрежение Ud, от ширината на импулса λ . Показани са и подобните зависимости за 3-ти, 5-ти и 7-ми хармоници. От фигурата се вижда, че изменението на λ е целесъобразно в диапазона 180˚-120˚. По нататъшното намаляване на λ води до силно намаляване на първата хармонична и нарастване на висшите хармоници.

257

5.7.7 Регулиране на трифазни инвертори на напрежение Целта на регулирането и управлението на трифазнен инвертор на

напрежение (фиг.5.40) е поддържане на зададената амплитуда и честота на изходното напрежение.

Фиг.5.40 Трифазен инвертор на напрежение

Често използуван метод на регулиране на трифазните инвертори е метода на широкоимпулсната модулация (ШИМ). Метода на синусоидалната ШИМ при трифазните инвертори на напрежение е изграден на принцип, подобен на вече разгледания за еднофазни инвертори на напрежение. Разликата е, че триъгълният управляващ сигнал се сравнява с три различни синусоиди, отместени всяка спрямо другите две на 120°. Получените от сравнението резултати се подават като управляващи сигнали към съответните фази. На фиг.5.41,а са показани времедиаграмите, илюстриращи принципа на управление със ШИМ на трифазен инвертор на напрежение за получаване на синусиодално изходно напрежение. На фиг.5.41,б е показан спектърът на изходното напрежение за разгледаният метод на управление [33]. В линеен режим на модулация 0,1≤am амплитудата на основния

хармоник на фазовото напрежение 1,AU се изменя линейно при промяна на ma:

(5.75) 21,d

aAU

mU =

За амплитудата на основния хармоник на линейното напрежение UAB,1, при използуване горния израз, се получава:

(5.76) dad

aABCCAAB UmUmUUUU 87,02

33 1,1,1,1, ≅====

258

Фиг.5.41 а)Времедиаграми при регулиране на трифазен инвертор на напрежение с еднополярна ШИМ, 15;8,0 == fa mm ;

б) Спектър на изходното напрежение на трифазен инвертор на напрежение при регулиране с еднополярна ШИМ.

259

При трифазните инвертори на напрежение са възможни и другите два режима на регулиране:

- режим на надмодулация; - режим на правоъгълна вълна. В режим на надмодулация (overmodulation) в спектъра на изходното

напрежение има значително повече хармоници, централизирани около mf и нейните кратни честоти. Същевременно амплитудата на основния хармоник на изходното линейно напрежение зависи нелинейно от ma. В режим на правоъгълна вълна инверторът не може да регулира

изходното напрежение. Това се постига с регулиране на захранващото напрежение. Амплитудата на основния хармоник на изходното линейното напрежение в режим на правоъгълна вълна е:

(5.77) dd

outBCCAAB UUUUUU 1.12

433 1,1,1,1, ≅π

====

При трифазните инвертори линейното напрежение се получава като разлика от напреженията между две фазови напрежения (напреженията на едно рамо на инвертора). Това позволява елиминирането на част от хармониците, които съществуват във фазовите напрежения. Следните съображения са се наложили при определяне

параметрите на ШИМ при трифазни инвертори на напрежение: 1. Стойността на mf трябва да е нечетно цяло число, 2. Стойността на mf трябва да е число кратно на 3. Последното позволява елиминиране на някои от доминиращите хармоници в линейното напрежение.

Забележка: В разглежданите досега режими на ШИМ триъгълното напрежение utri и управляащото синусоидално напрежение ucon са синхронизирани едно спрямо друго. Това е задължително при стойности на mf<21, при така наречената нискочестотна ШИМ. При високочестотната ШИМ (mf>21) е възможно двете напрежения

utri и ucon да не са синхронизирани. Този режим обаче не е препоръчителен и се среща рядко в практиката.

260

ГЛАВА ШЕСТА

МЕТОДИ И СХЕМИ ЗА ПОДОБРЯВАНЕ НА КОМУТАЦИОННИТЕ ПРОЦЕСИ НА ЕЛЕКТРОННИТЕ

ПРЕОБРАЗУВАТЕЛНИ УСТРОЙСТВА

6.1 Видове комутационни процеси в преобразувателните устройства

Комутационните процеси в ключовете на преобразувателните устройства могат да се разделят на две групи:

- комутационни процеси с твърда комутация (hard switching); - комутационни процеси с мека комутация (soft switching).

6.1.1 Твърда комутация в преобразувателните устройства Полупроводниковите ключови прибори в реалните преобразуватели

не са идеални и преминават от едно състояние в друго за определено (ненулево) време. В по-голяма част от преобразувателните устройства процеса на комутация на силовите ключове не е облекчен от допълнител-ни методи или елементи. В резултат е налице твърда комутация: Комутационен процес, при който едновременно и напрежението uS и

токът iS върху ключовия прибор са със значителни стойности, което довежда до голяма моментна мощност )()( tutiP SSsw = , отделена върху ключа, е известен като твърда комутация, фиг.6.1,а.

Фиг.6.1 Напрежение uS , ток iS и мощност Psw върху ключовия прибор по

време на комутационните процеси, а) твърда комутация; б) мека комутация

261

Средната стойност на тази мощност Psw е известна като комутационни загуби. При високи честоти тези загуби могат да бъдат даже по-големи от загубите в отпушено състояние на ключа. Твърдата комутация на ключовете в пребразователните устройства

води до няколко недостатъка във функционирането, оразмеряването и параметрите на съответните преобразувателни устройства:

1. Повишените загуби в ключовете намаляват общия к.п.д. на преобразувателното устройство.

2. Повишаването на работната честота, което е важно изискване в съвременните преобразувателни устройства, е затруднено от нарастващите пропорционално на честотата комутационни загуби и увеличаване на токовите и напреженови натоварвания на елементите на схемата.

3. Преобразувателното устройство е източник на електромагнитни смущения. Основните тенденции за подобряване характеристиките на

съвременните преобразувателни устройства се базират на повишаване на работната честота, което от своя страна води до повишаване на загубите в ключовете. Очевидно, тази тенденция налага подобряване на комутационните условия на ключовете в преобразувателните устройства, с цел отстраняване на недостатъците на твърдата комутация.

6.1.2 Мека комутация в преобразувателните устройства Един комутационен процес се нарича мека комутация, когато токът

и/или напрежението на ключа по време на комутационния интервал са нулеви или близки до нула, фиг.6.1,б. На фиг.6.2 са сравнени двата вида комутации на ключ от

преобразувателно устройство. При обикновената (твърда) комутация, означена с криви ‘а’ на

фиг.6.2, например при изключване на ключа (крива 1) едновременно с намаляването на тока през прибора е налице и увеличаване на напрежението върху него. Тоест, за периода на комутация двете величини ток и напрежение едновременно са ненулеви, което води до комутационни загуби. Меката комутация е показана с крива ‘б’, фиг.6.2 е - например при

изключване на ключа напрежението върху него се увеличава след значителното намаляване (в идеалния случай – нулиране) на тока през ключа (посока 1 на крива ‘б’, фиг.6.2). При включване на ключа токът през него нараства след значителното намаляване на напрежението върху него (посока 2 на крива ‘б’).

262

Фиг.6.2 Видове комутации на ключ от преобразувателно устройство, а) твърда комутация; б) мека комутация

Реализарането на мека комутация в преобразувателните устройства

има множество положителни ефекти върху характеристиките и функционирането на преобразувателното устройство:

1. Значително намаляване на общите загуби на преобразувателното устройство, благодарение на минимизираните комутационни загуби в ключовете.

2. Възможно е увеличаване на работната честотата, което благоприятства подобряване на редица параметри на преобразувателното устройство: по ефективен контрол, намалени масогабаритни показатели, по лесно филтриране и постигане на желани форми на тока и напрежението.

3. Подобряване на електромагнитната съвместивмост и намаляване на нежеланите електромагнитни излъчвания, причина за които е комута-цията при значителни стойности на тока или напрежението на ключа.

4. Повишена надежност, благодарение на намалените напреженови и токови натоварвания върху елемнитете.

5. Облекчени изсквания към защитата. Постигането на мека комутация в преобразувателните устройства

има и някои недостатъци: 1. Комплексната (цялостната) оптимизация на преобразувателното

устройство е по-сложна. 2. Максималните стойности на напреженията и токовете в някои от

схемите (например резонансни преобразователи) надвишават значително същите стойности в съответните проеобразователи с твърда комутация .

263

6.2 Основни подходи за подобряване комутационните условия в преобразувателните устройства

Известни са две разновидности на меката комутация в преобразувателните устройства:

- комутация при нулево напрежение; - комутация при нулев ток.

6.2.1 Комутация при нулево напрежение (Zero Voltage Switching, ZVS) За да се постигне комутация при нулево или при значително

намалено напрежение върху ключовете, обикновено се включва кондензатор с подходящ капацитет паралелно на ключа, фиг.6.3.

Фиг.6.3 Комутация при нулево напрежение на ключа S, чрез кондензатор с подходящ капацитет включен паралелно на ключа

При включване (отпушване) на ключа нулевото напрежение върху

него трябва да се гарантира от принципа на работа на схемата. При запушване на ключа, нулевото напрежение върху него се осигурява от паралено включеният кондензатор С. Напрежението върху кондензатора не нараства със скок, а зависи от стойността на капацитета на С и от зареждащия го ток, определен от външната верига. Тук трябва да се отчита и капацитета на вече запушения ключ и да се добави към стойността на външно включения кондензатор С. Обикновено оразмерявенето на кондензатора C цели осигураване на време на нарастването на напрежението върху него поне 4-5 пъти по-голямо от каталожното време за запушване на ключа (tOFF). При такова

264

оразмеряване се постига до неколкократно намаляване на комутационните загуби в ключа. При този подход (свързване на кондензатор паралелно на ключа) е

необходимо отпушването на ключа да не е при зареден кондензатор. Схемата на преобразувателя трябва да осигури разреждане на кондензатора (обикновено с резонансна верига или чрез допълнителна верига и ключ). Напрежението на кондензатора се следи и отпушването на ключа е при благоприятна (достатъчно ниска) стойност на това напрежение. Забележка: Тъй като тока на комутация на ключа не е нула, то са

възможни пренапрежения върху ключа, генерирани в резултат на резонансен процес, включващ паразитната индуктивност между ключа и кондензатора С. За избягването на тези пренапрежения е необходимо кондензаторът С да е разположен и присъединен възможно най-близко до изводите на ключа.

6.2.2 Комутация при нулев ток (Zero Current Switching, ZCS) Един от начините за постигане на комутация при нулев ток е чрез

включване на индуктивност последователно на ключа. При отпушване на ключа, токът му не нараства със скок, а плавно в резултат на включената последователно индуктивност. На фиг.6.4 е показана основната верига за постигане на комутация при нулев ток.

Фиг.6.4 Основна верига за постигане на комутация при нулев ток Комбинацията от двете условия на мека комутация – нулево

напрежение и нулев ток също е възможно да се постигне. Това означава, че за един период на работната честота се осигурява отпушване на ключа при нулев ток и запушването му при нулево напрежение. Поддържането и на двете условия обаче, е трудно осъществимо при широки промени на товара и коефициента на запълване или работната честота.

265

6.2.3 Класификация на преобразувателите с мека комутация В редица нови схемни решения условията на мека комутация се

постигат чрез добавяне на нови елементи в схемата на преобразувателното устройство. Това могат да бъдат и активни и пасивни елементи. Обикновенно добавените елементи са с по-ниски номинали (по маломощни). При някои схемни решения комутацията на допълнителните ключове също е оптимизирана, т.е. постига се мека комутация и за тях. Според спецификата на процесите и начина на управление на

преобразувателните устройства, в литературата [23, 29, 30] схемите, които реализират мека комутация се резделят на следните основни групи:

- резонансни силови преобразуватели; - квази-резонансни силови преобразуватели; - мулти-резонансни силови преобразуватели; - преобразувателни устройства с ШИМ и подобрена комутация. Съществуват множество разновидности на резонансните вериги,

които се използуват в изброените четири групи преобразуватели с мека комутация. Веригите от втори ред в зависимост от свързването на индуктивността и кондензатора спрямо ключа са осем на брой. Най разпространените са така наречените: серийна резонансна верига, фиг.6.5,а и паралелна резонансна верига, фиг.6.5,б. Възможните вериги от трети ред (три реактивни елемента) са доста повече на брой: в литературния източник [28] са изброени 36 такива вериги. Най разпространената в практиката е така наречената LCC резонансна верига, фиг.6.5,в.

Фиг.6.5 Разпространени резонансни вериги: а) и б) от 2-ри ред; в) LCC верига от трети ред

266

6.3 Резонансни силови преобразуватели Основна черта на резонансните преобразувателни устройства е

наличието на резонансна верига, която се използува за постигане на определена, желана форма на напрежението и тока върху ключовете.

Резонансните силови преобразувателни устройства могат да се групират в следните групи:

1) Резонансни инвертори. 2) Резонансни силови преобразуватели на постоянно напрежение. Резонансните инвертори са разгледани подробно в Глава Пета. Тук

се представя втората група резонансни преобразуватели.

6.3.1 Резонансни преобразователи на постоянно напрежение (Resonant DC-DC converters) На фиг.6.6 е показана блокова схема на резонансен пробразувател на

постоянно напрежение. Основните блокови схеми са: - инвертор; - резонансна верига (серийна, паралелна или друг вид); - изправител; - филтър. Очевидно е, че при използването и съчетаването на различни схемни

решения на всеки един от четирите компоненти, може да се постигнат множество крайни топологии и варианти на резонансни преобразуватели на постоянно напрежение.

Фиг.6.6 Основни блокове на резанансен пробразувател на постоянно напрежение

267

Като примери на фиг.6.7 са показани две от най разпространените

схемни реализации на резонансни DC-DC (постояннотокови) преобразуватели: мостов сериен резонансен преобразувател, фиг.6.7,а и мостов паралелен резонансен преобразувател, фиг.6.7,б. Изправителят на изхода на двете схеми е двуполупериоден, схема Грец. В общия случай, когато работната честота на резонансния преобразувател f е под резонансната честота f<f0, полупроводниковите ключове се запушват при нулев ток, което води до елиминиране на загубите при запушването им. При работа с честота над резонансната f>f0, ключовете се отпушват при нулево напрежение, което води до елиминиране на загубите при отпушването им. Недостатък на схемите е значителната енергия, която циркулира в преобразувателя вследствие на разонансния процес.

Фиг.6.7 а) Мостов сериен резонансен преобразувател на постоянно напрежение; б) мостов паралелен резонансен преобразувател

268

При определен начин на управление и оразмеряване на резонан-сните преобразуватели е възможно постигане на мека комутация и при двата комутационни процеса: на отпушване и на запушване. Това се постига обикновено чрез допълнителни пасивни елементи и по-сложен алгоритъм на управление на схемата. За да се осигури регулиране на изходното напрежение в целия

диапазон на товара при поддържане на условията за мека комутация и при запушване и при отпушване на приборите, в някои схеми се налага и добавянето на допълнителни ключови прибори. В други приложения изискванията към регулирането са по-малки. Примерно, регулирането на изходното напрежение се постига чрез съответното управление на друг преобразувател, който осигурява входното постоянно напрежение на резонансния преобразувател.

6.3.2 Полумостов резонансен преобразувател на постоянно напрежение с нулево напрежение и нулев ток на комутация Като пример на резонансен преобразувател с нулево напрежение и

нулев ток на комутация, е разгледан полумостов резонансен преобразувател (Half Bridge Zero-Voltage Zero Current Resonant DC-DC Converter [39]), фиг.6.8. Представената схема е подходяща за практически приложения, в които се изискват постояннотокови преобразуватели за галванична развръзка с подобрени комутационни и енергийни характеристики. Преобразувателят включва полумостов инвертор и двуполупериоден

изправител-умножител.

Фиг.6.8 Полумостов резонансен преобразувател на постоянно напрежение с нулево напрежение и нулев ток на комутация.

269

Начинът за управление на полумостовия резонансен преобразувател на постоянно напрежение с нулево напрежение и нулев ток на комутация се разглежда при условията, че променливата съставна на напрежението върху кондензаторите на делителя на напрежение Cd1,Cd2 е малка в сравнение с постоянната съставна на напрежението им и капацитета на комутиращите кондензатори Ck1,Ck2 е многократно по-малък от този на кондензаторите Cd1,Cd2. На фиг.6.9 са показани времедиаграмите, получени при изследване

на практическа схема с програмен симулатор PSPICE при следните данни: Uin=400V; Ck=Ck1=Ck2=16nF; Cd=Cd1=Cd2=5µF; LS1=LS2=1,25µH (LS1 и LS2 индуктивности на разсейване на първичната и на вторичната намотки); Lµ=500µH (Lµ намагнитваща индуктивност на трансфор-матора); n=1 (n - предавателното отношение на трансформатора), Co=Co1=Co2=500µF; R=25Ω; tON=16µs; tOFF=4µs. Преобразувател с цитираните параметри е използуван в система за преобразуване енергията на ВЕИ (Възобновяеми енергийни източници). На фиг.6.9. са показани напреженията и токовете на ключовете S1 и S2, тока през първичната намотка iL1 и характерните моменти, определящи смяната на последователните състояния на преобразувателя. Принципът на действие на схемата е следният. При отпушване на

всеки един от ключовете започва резонансен процес, включващ индуктивността на разсейване на трансформатора LS (LS=LS1+L′S2) и кондензаторите Cd1 и Cd2 (Cd1 и Cd2 са в паралел по променлив ток). За да се осигури запушване на ключа при малък (3-5% от работния) ток, времето, през което към ключа има отпушващ сигнал, трябва да е по-голямо от резонансния полупериод на веригата )(2/ 21 ddS CCLT += . В момента на запушването на ключа S1 започва процес на зареждане на кондензатора Ck1 и разреждане на кондензатора Ck2 от намагнитващия ток на трансформатора. Тъй като стойността на Ck1 и Ck2 е малка (Ck1=Ck2<<Cd1=Cd2), напрежението върху тях се променя практически линейно. Процесът завършва с пълното разреждане на Ck2 и зареждането на Ck1 до напрежение равно на входното напрежение Uin. По този начин ключът S2 e отпушван, когато напрежението върху Ck2 е нула, т.е. при нулево напрежение. Аналогичен е процесът, който започва при запушването на S2 и

осигурява нулево напрежение на отпушване на S1.

270

Фиг.6.9 Времедиаграми на полумостов ИППН, комутиран при нулево напрежение и нулев ток (PSPICE); Uin=400 V; Ck=Ck1=Ck2=16nF;

Cd=Cd1=Cd2=5µF; LS1=LS2=1,25µH; Lµ=500µH, Co=Co1=Co2=500µF; R=25Ω; tON=16µs; tOFF=4µs; n=1.

271

Характерни времеинтервали от работата на преобразувателя са:

1) Времеинтервал t0-t1 В момент t0 се подава отпушващ сигнал към ключа S1, а ключа се

отпушва в момента t1 след смяна на посоката на тока през първичната намотка на трансформатора iL1 - фиг.6.9.

2) Времеинтервал t1-t2 Резонансният процес, който започва след отпушване на всеки един

от ключовете, включва индуктивността на разсейване на трансфор-матора LS, кондензаторите Cd1 и Cd2 (Cd1 и Cd2 са в паралел по промен-лив ток), изходните кондензатори Co1 и Co2 и товара R. Заместващата схема на преобразувателя за времеинтервала t1-t2 е показана на фиг.6.10 при използуване на Т-образната заместваща схема на трансформатора.

Фиг.6.10. Заместващата схема на преобразувателя от фиг.6.8 за времеинтервал t1-t2

3) Времеинтервал t2-t3 Това е времеинтервал, в който товарната верига е отделена от

инверторната верига. В момента t3 ключът S1 се запушва след подаване на запушващ сигнал към него. Токът в товара се обуславя от разряда на кондензаторите Co1,Co2, а токът в инверторния кръг - от запасената в трансформатора енергия, свързана с намагнитващата индуктивност Lµ. Tози ток е значително по-малък от инверторния работен ток (поне с един порядък), поради което запушването на ключа S1 в края на този интервал (момент t3) е при сравнително малък ток в сравнение с работния ток и можем да приемем, че се извършва при нулев ток. На фиг.6.11 са показани токовете в трансформатора на преобразувате-

ля при използуване на Т-образната заместваща схема на трансформатора.

4) Времеинтервал t3-t4 В момента t3 ключът S3 се запушва. Тъй като Lµ e с много голяма

стойност, то започва процес на заряд на кондензатора Ck1 и разряд на кондензатора Ck2 с почти константен ток. Стойностите на Ck1 и Ck2 са относително малки, вследствие на което Ck1 се зарежда до напрежение, равно на входното напрежение Uin, a Ck2 се разрежда до нула.

Cd1+Cd2

LS1 L’S2

Lµ Co1

R

Co2

272

Фиг.6.11 Токове в трансформатора на преобразувателя от фиг.6.8 при Pout=6

kW; Uin=100V; Uout=400V; Lµ= 500µH; LS=2,5µH; tON = 16µs, tOFF=4µs. iL1 – ток през първичната намотка на трансформатора; iL2 – ток през вторичната намотка на трансформатора;

iLµ – намагнитващ ток на трансформатора. Времеинтервалът завършва в момента t4, в който след пълното

разреждане на кондензатора Ck2 се отпушва диода D2. След този момент е подходящо подаването на отпушващ сигнал към ключа S2, тъй като отпушването на ключа ще е при нулево напрежение върху него и при нулев ток (след отпушването започва резонансен процес, т.е. тока в момента на комутация е нулев).

5) Времеинтервали t4-t5 и t5-t6 Времеинтервалът t4-t6 започва в момента t4, в който кондензаторът

Ck1 е напълно зареден и завършва в момента t6 на отпушване на ключа S2. Отпушващият сигнал към S2 e подаден в момента t5, но ключът се отпушва в момента t6, в който токът през първичната намотка сменя посоката си. Представеният принцип на работа, както и времедиаграмите на

фиг.6.9, илюстрират особеностите на схемата: 1. Схемата осигурява мека комутация и при отпушване и при

запушване на ключовете. 2. Токът на първична намотка на трансформатора е почти

синусоидален. 3. Напрежението на кондензаторите Cd1 и Cd2 на делителя на

напрежение е с голяма постояннотокова съставна (UCd1=UCd2=Uin/2) и със сравнително малка променливотокова съставна (ΔUCd1= ΔUCd2).

273

Основните предимства на представения полумостов ИППН с нулево напрежение и нулев ток на комутация са:

• оптимални условия за комутация: - отпушване на ключовете при нулево напрежение и нулев ток; - запушване: мека комутация по напрежение и комутация при нулев

(или много малък в сравнение с работния, например 5%) ток. • сведено до минимум генериране на електромагнитни смущения

поради оптималната комутация на ключовете; • лесен за изработване трансформатор поради възможността за

предавателното отношение 1:1; • възможност за намаляване броя на компонентите чрез

увеличаване при подходящ дизайн на индуктивността на разсейване на трансформатора и избягване на допълнителната индуктивност, необходима за осигуряване на меката комутация. Ограничение на схемата е, че не може да се осъществи регулиране

на изходното напрежение. Това може да се реализира чрез регулиране на захранващото напрежение на схемата.

Особености на резонансните преобразуватели 1. Начина на регулиране на резонансните преобразуватели, който

обикновено включва променяща се работна честота, се отчита като определен недостатък. За избягване на този недостатък се прилага регулиране с фазово изместване (phase shift) на управлението на двойките ключове в мостовите преобразуватели [41]. При различните схеми се постига комутация при нулев ток или при нулево напрежение.

2. При резонансните преобразуватели със сериен резонанс режима на празен ход е по сложен. Това налага по широка честотна област на регулиране. При резонансните преобразуватели с паралелен резонанс режима на празен ход е реализиран по лесно, но циркулиращата енергия в този режим, води до значително намаляване на к.п.д. на преобразувателя.

3. Сравнително големите пикове във формата на изходния ток при резонансните преобразуватели обуславят по-голяма стойност на филтровия кондензатор. Поради това резонансните преобразуватели са по подходящи при високоволтови приложения с по-малка стойност на изходния ток.

274

6.4 Квази-резонансни преобразуватели на постоянно напрежение

6.4.1 Същност и особености на квази-резонансните преобраз-уватели (Quasi-Resonant Converters)

Характерна черта на квази-резонансните преобразуватели е добавената в близост до ключа резонансна верига, с която се цели постигане на определена форма на напрежението и тока на ключа по време на комутационния процес. Резонансната честота на тази верига е по-висока от работната честота на преобразувателя. Разликата с резонансните преобразуватели е, че тук товарът не е включен директно в резонсната верига. Квази-резонансните преобразуватели могат да се разглеждат като хибридни преобразуватели, получени при съчетаване особеностите на резонансните преобразуватели и преобразувателите със ШИМ. Чрез резонансния процес се постига мека комутация на ключовете, т.е. една от двете величини ток или напрежение са нулеви (или много малки в сравнение с работните стойности) през време на комутационния процес. В зависимост от модификацията и свързването на реозонансната

верига в квази-резонансните преобразуватели на постоянно напрежение се постига един от двата ефекта:

- Елиминиране на комутационните загуби при запушване (отваряне на ключа), т.е. комутация при нулев ток (Zero-Current Switching Quasi-Resonant Converters, ZCS-QRC) [8, 21, 28,30].

- Елиминиране на комутационните загуби при отпушване (затва-ряне) на ключа, т.е. комутация при нулево напрежение. Тази група квази-резонансни преобразуватели са известни в литературата [22,30,32], като квази-резонансни преобразуватели с нулево напрежение на комутация (Zero-Voltage Switching Quasi-Resonant Converters, ZVS-QRC). По принцип известните конфигурации и топологии на импулсните

преобразуватели на постоянно напрежение (ИППН) (прав повишаващ преобразувател, обратен понижаващ преобразувател, повишаващ-понижаващ преобразувател, мостов преобразувател) могат да се усъвършенстват и да се получи съответен квази-резонансен преобразу-вател. Това се постига чрез замяна на обикновения силов ключ с ключ и резонансна верига. На фиг.6.12 е показана схемата на верига, осигуряваща комутация при нулев ток (ZCS), приложена в прав понижаващ ИППН [22]. На фиг.6.13 е илюстрирана схема за осигуряване на нулево напрежение на комутация (ZVS) в квази-резонансни преобразуватели [22].

275

Фиг.6.12 а) Прав понижаващ квази-резонансен ИППН с комутация при нулев ток (ZCS)

б) комутационна верига, осигуряваща комутация при нулев ток

Фиг.6.13 а) Прав понижаващ квази-резонансен ИППН с нулево напрежение на комутация (ZVS)

б) комутационна верига, осигуряваща комутация при нулево напрежение

От фиг.6.12 и фиг.6.13 е видно, че и в двата подхода резонансната индуктивност Lr се свързва последователно на ключа. Свързването на резонансния кондензатор Сr определя вида на меката комутация:

- при последователно свързване на резонансния кондензатор и силовия ключ се реализира комутация при нулев ток, ZСS;

- при паралелно свързване на резонансният кондензатор към силовия ключ се реализира комутация при нулево напрежение, ZVS.

276

6.4.2 Квази-резонансен обратен повишаващ ИППН с нулево напрежение на комутация (ZVS-QRC) За демонстрация на принципа на действие и особеностите на квази-

резонансните преобразуватели, е представен подробно квази-резонансен обратен повишаващ ИППН с нулево напрежение на комутация, фиг.6.14,б. На фиг.6.14,а за сравнение на двете схеми е показан конвенционалния обратен повишаващ ИППН.

Фиг.6.14 a)Конвенционален обратен повишаващ ИППН б) квази-резонансен обратен повишаващ ИППН с нулево напрежение на

комутация

Принципът на работа на преобразувателя включва четири време-интервала, които характеризират различните състояния на схемата. Състоянията на схемата, съответстващи на четирите времеинтервала са показани на фиг.6.15,а-г, а времеинтервалите на фиг.6.15,д.

1) Времеинтервал на заряд на резонансния кондензатор, t0-t1 Еквивалентната схема на преобразувателя за времеинтервала t0-t1 е

показана на фиг.6.15,а. В момента t0 ключът S се запушва и константният ток на входната филтрова индуктивност Ld започва да зарежда резонасния кондензатор Cr. Напрежението на Cr нараства линейно от нула до стойност, равна на изходното напрежение Uout в края на времеинтервала – момент t1. Приемайки, че входният ток Iin е константен, можем да намерим продължителността на времеинтервала t0-t1, означен с 1,0T :

(6.2) 00, =CrU момент t0, outCr UU =1, момент t1

(6.3) dt

dUCiI Cr

rCrin == , in

outr

in

CrCrr

IU

CI

UUCT =

−= 0,1,

1,0

277

Фиг.6.15 а), б), в), г)Основни работни състоянията на схемата от фиг.6.14,б д) Времедиаграми на работа на схемата

2) Резонансен времеинтервал, t1-t2 Заместващата схема за преобразувателя за този времеинтервал е

показана на фиг.6.15,б. В момента t1 се отпушва диода D2 и започва резонансен процес, включващ Cr и Lr. Част от тока Iin започва да протича към товара през диода D2, а останалата част продължава да зарежда Cr. Токът на индуктивността Lr нараства и формата му за времеинтервала t1-t2 е част от синусоида. Напрежението на кондензатора Cr достига своя максимум през този

времеинтервал и започва да намалява. В момента t2 това напрежение достига нула 02, =CrU след което диодът D1 се отпушва. Това е краят на този времеинтервал. Продължителността на времеинтервала е:

(6.4)

=

rrin

outrr CLI

UCLT

/arcsin2,1

3) Интервал на отдаване на енергията на индуктивността Lr , t2-t3

278

Този времеинтервал започва в момента t2 и завършва в момента t3, когато токът през индуктивността Lr се нулира. През този време-интервал токът на индуктивността Lr намалява линейно:

(6.5) outLr

r Udt

diL −=

Заместващата схема на времеинтервала е показана на фиг.6.15,в. Продължителността на времеинтервала е:

(6.6) out

rrin

out

rin U

CLIU

LIT

−

=/

arcsincos1

3,2

Отпушващият сигнал към ключа S се подава в момента t2`, в който токът на диода D1 се нулира. След отпушване на ключа S при нулево напрежение, токът му нараства линейно тъй като входният ток Iin се разпределя между тока на индуктивността Lr и тока на ключа. В момента t3 токът на ключа достига стойност Iin.

4) Времеинтервал на празен ход t3-t4 След момента t3 входният константен ток Iin тече изцяло през ключа

S, фиг.6.15,г. Продължителността на този времеинтервал t3-t4 е независима от стойностите на елементите на схемата. Точно този времеинтервал е променливият елемент, който се използва за регулиране на изходното напрежение Uout . Периодът на работната честота е равен на сумата от четирите времеинтервала:

(6.7) 4,33,22,11,0 TTTTT +++= ,

където f, (T=1/f) е работната честота на преобразувателя. При увеличаване на работният период, т.е. намаляване на работната

честота, енергията, която се прехвърля към изходния филтър Cf за единица време е по-малка и обратно: при намаляване на работния период (увеличаване на работната честота), енергията, която се прехвърля към изходния филтър Cf за единица време е по-голяма Това е принципа на регулиране на изходното напрежение на схемата. Основни недостатъци на разгледания квази-резонансен

преобразовател с нулево напрежение на комутация са: - напрежението върху резонансния кондензатор и ключа

надвишава значително входното напрежение; - запушването на ключа е при ненулев ток през него;

279

- през периода на празен ход (t3-t4) пада върху ключа води до нисък к.п.д. при малки стойности на товара, т.е. когато работната честота е ниска и периода t3-t4 е голям. Част от тези недостатъци са избегнати в показания на фиг.6.16

усъвършенстван повишаващ квази-резонансен преобразовател с нулево напрежение на комутация.

6.4.3 Усъвършенстван повишаващ квази-резонансен преобра-зувател с нулево напрежение и нулев ток на комутация На фиг.6.16 е представен повишаващ ИППН с нулево напрежение на

комутация [40]. Меката комутация и регулирането на изходното напрежение при широки граници на промяна на товара и входното напрежение са постигнати без допълнителен ключ и без усложняване на управляващия алгоритъм. Съществената разлика между разглеждания преобразувател и конвенционалния повишаващ (boost) преобразувател е в новия начин на управление, обезпечаващ предимствата му и осигуряващ широка гама приложения при средни и големи мощности. Добавен е и сравнително малък кондензатор в паралел на управляемия ключ Cr. Опростените времедиаграми, представени на фиг.6.17, демонстрират принципа на работа на преобразувателя. На фиг.6.18 са показани токът през индуктивността Lr и напреже-

нието върху кондензатора Cr на схемата. Основните времеинтервали на работа на схемата са: 1) Времеинтервал t0 -t1

В момента t0 ключът S1 се запушва след подаване на запушващ сигнал към него. Токът на индуктивността Lr в момента на комутация е IL0. След запушване на S1, този ток започва да зарежда кондензатора Cr. През времеинтервала t0-t1 напрежението на Cr, което е равно на напрежението върху ключа S1, расте почти линейно. В момента t0’ (фиг.6.18,б) напрежението на резонансния кондензатор Сr се изравнява с входното напрежение UCr=Uin, а токът през индуктивността достига пиковата си стойност iL=ILp:

(6.8) r

rinlLp C

LUII /220 +=

280

Фиг.6.16. Повишаващ ИППН с нулево напрежение на комутация.

Фиг.6.17. Опростени времедиаграми на повишаващия ИППН с нулево напрежение на комутация

Продължителността на времеинтервала t0 –t0’ (фиг.6.18,б) е:

(6.9) Lp

Lrra I

ICLT 0

1 arccos=

281

Фиг.6.18 а)Ток през индуктивността Lr и напрежение върху кондензатора Cr на схемата от фиг.6.15; б) Основни времеинтервали на работа на схемата

В момента t1 напрежението на кондензатора достига изходното

напрежение UCr=Uout . Токът през индуктивността момента t1 е iL=IL1. Стойността на тока IL1 се дава с израза:

(6.10) ( )r

rinoutlpl C

LUUII /221 −−=

За продължителността на времеинтервала t0’ –t1 се получава израза:

(6.11) Lp

Lrrb I

ICLT 11 arccos=

Тогава времеинтервалът T1 = t0 –t1 се изразява като:

(6.12)

+=+=

Lp

L

Lp

Lrrba I

III

CLTTT 10111 arccosarccos

2) Времеинтервал t1 –t2 В момента t1 се отпушва диода D2. През времеинтервала t1-t2

индуктивността Lr инжектира ток в изходния кондензатор Cf и по този начин енергията, запасена в Lr се трансформира към изхода на преобразувателя. Края на времеинтервала е в момента t2, когато токът през Lr се нулира и диодът D2 се запушва.

282

През времеинтервала T2=t1–t2 напрежението върху Сr е непроменено UCr=Uout. Токът през Lr намалява линейно за времеинтервала, тъй като върху нея е приложено константно напрежение inout UU − . При тези условия за продължителността времеинтервала T2 се получава израза:

(6.13) inout

LrUU

ILT−

= 12

3) Времеинтервал t2 –t3 В момента t2 токът през Lr се нулира iL=0 и диодът D2 се запушва.

Токът през Lr сменя посоката си и започва резонансен процес, включващ Lr и Cr. В момента t2’ токът през Lr достига отрицателния си максимум iL=ILp,n, а напрежението на Сr е равно на входното напрежение UCr=Uin. При тези условия за стойността на тока ILp,n се получава израза:

(6.14) rr

inoutnLp CL

UUI

/)( 2

,−

=

Продължителността на времеинтервала T3a= t2 –t2’ e равен на ¼ от резонансния период ТLC :

(6.15) rrLCa CLTT2

2/3π

==

В момента t3 напрежението на кондензатора Сr се нулира UCr=0. При това условие токът през Lr в момента t3 (iL=IL3) се изразява като:

(6.16) rr

outinoutL CL

UUUI

/22

3−

=

За продължителността на времеинтервала T3b се получава израза:

(6.17)

=

nLp

Lrrb I

ICLT

,

33 arccos

Времеинтервалът T3 е равен на:

(6.18)

−+

π=+=

inout

rrLrrba UU

CLICLTTT

/arccos

23

333

283

4) Времеинтервал t3–t4 През времеинтервала t3–t4 токът iL намалява линейно, тъй като за

целия интервал напрежението върху индуктивността е равно на входното напрежение ULr=Uin . Провежда диодът D1. В момента t4 токът през Lr се нулира. Продължителността на времеинтервала Т4=t3–t4 е:

(6.19) rrin

outinout

in

r

rr

outinout

in

rL CL

UUUU

UL

CLUUU

UL

IT 2

22

342

/2 −

=−

==

5) Времеинтервал t4–t5 В момента t4 се отпушва ключът S1 и започва времеинтервала на

натрупване на енергия в Lr. Токът iL нараства линейно, тъй като за интервала Lr е свързана към директно към захранващия източник и ULr=Uin. В момента t5 токът през Lr достига стойност IL5=IL0. Времеинтервалът t4–t5 е променлив, т.е. не зависи еднозначно от

параметрите на веригата. Този времеинтервал се използува при регулиране на схемата. Валидни са равенствата:

(6.20) in

rLLL U

LITII 0505 =⇒=

За работния период Т на преобразувателя може да се запише:

(6.21) 54321 TTTTTT ++++=

В полученият израз (6.21) времеинтервалът Т5 зависи директно от работния период Т и този факт се използува при управлението на преобразувателя.

Регулирането на изходното напрежение Uout се осъществява чрез промяна на работния период (работната честота). Променя се моментът на запушване на ключa S1, като по този начин се регулира времето, през което ключa e отпушен – това е времеинтервалът Т5, т.е. регулира се натрупаната в индуктивността Lr енергия, която се пренася в изходния кондензатор, когато ключът е запушен. При увеличаване на работният период, т.е. намаляване на работната честота, енергията, която се натрупва в бобината и прехвърля към изхода е по-голяма, тъй като по-дълго време върху бобината е приложено захранващото напрежение. Това води до повишаване на изходното напрежение. Обратно - при намаляване на работният период (увеличаване на работната честота) енергията, която се прехвърля към изхода е по-малка, респективно изходното напрежение намалява.

284

1. Условия на комутация при отпушване на ключа S1 В момента t3 кондензаторът Cr е напълно разреден и напрежението

върху него е нула. Това е и напрежениет о върху ключа S1. В този момент (t3) се отпушва срещуположно включеният на S1 диод D1. Моментът t3 се установява от схемата за управление чрез следене на напрежението върху Cr и служи за подаване на отпушващ сигнал към ключа S1. По този начин се осигурява нулево напрежение на отпушване на ключа S1. Моментът на отпушване на ключа t3’ не съвпада с подаване на отпушващия сигнал, а е след смяна на посоката на тока през индуктивността Lr (след запушване на диода D1). Токът през ключа след отпушването му нараства плавно, тъй като е ограничен от индуктивността Lr и може да се приеме, че отпушването на ключа е и при нулев ток.

2. Условия на комутация при запушване на ключа S1 Меката комутация при запушване на ключа се осигурява от

резонансния кондензатор Cr. В момента на запушването на S1 напрежението на Cr e нула. Времето, за което кондензаторът Cr щe се зареди до Uout, зависи от стойността му и от тока през ключа в момента на запушването му. Следователно, при подходящо оразмеряване на Cr може да се постигне желаното време за процеса на заряд на Cr. Този процес определя напрежението върху ключа S1 след запушването му и съответно има определящо значение за комутационните загуби на ключа.

Основните предимства на разгледания повишаващ ИППН с нулево напрежение на комутация са:

1. Висок к.п.д.; 2. Регулиране на изходното напрежение при широки граници на изменение на товара и на входното напрежение; 3. Мека комутация по напрежение за изменение на товара в граници от 0 до 100%.

Недостатък на преобразувателя са значителните пулсации на входния му ток. Също при средни и големи мощности на преобразуване са възможни трудности при избора на ключове поради значителната пикова стойност на тока през ключа. Споменатите недостатъци се избягват при използуването на

двузвенен (или многозвенен) повишаващ ИППН с нулево напрежение на комутация, състоящ се от две (или по-вече) идентични части (звена). Схемата на двузвенен повишаващ преобразувател с мека комутация е представена в Четвърта Глава, фиг.4.20.

285

Особености на квази-резонансните преобразователи 1. Подобно на резонансните преобразуватели, наличието на L-C

верига в близост до силовия ключ дава възможност за постигане на определена форма на напрежението и тока върху него през комутационния период.

2. Променливата работна честота е недостатък на квази-резонансните преобразуватели.

3. Квази-резонансните преобразователи с нулев ток на комутация са подходящи за високочестотни приложения с ниско входно напрежение, което позволява да се намалят загубите при отпушване на ключовете.

4. Квази-резонансните преобразователи с нулево напрежение на комутация са подходящи за приложения с по-малки промени на входното напрежение и товара.

6.5 Мулти – резонансни силови преобразуватели

Мулти-резонансните силови преобразуватели възникват в резултат на усъвършенстването на квази-резонансните преобразуватели с нулево напрежение или нулев ток на комутация. Наименованието им ‘мулти-резонансни’ показва наличието на по-вече от един резонанс в схемата. Тези преобразуватели са създадени с целта е да се намалят (или избегнат) два от основните недостатъци на повечето квази-резонансни преобразуватели:

1) голямото пренапрежение върху ключа, зависещо от товара; 2) осцилациите, дължащи се на резонанса между капацитета на

изправителния диод и резонансната индуктивност. Характерно за мулти-резонансните силови преобразуватели е

наличието на резонансни вериги, в които са обхванати няколко реактивни елемента, включително и основните паразитни капацитети и индуктивности във схемата. Това са:

- изходния капацитет на ключовете; - капацитета на диодите; - индуктивността на разсейване на трансформатора (ако има такъв). Този подход (на обхващане на паразитните елементи на схемата)

позволява да се увеличи работната честота, тъй като влиянието на паразитните елементи е включено в принципа на работа, а не е “паразитно”, т.е. вредно.

286

Фиг.6.19 a)Понижаващ мулти-резонансен ИППН с нулево напрежение на комутация; б) времедиаграми на работа

На фиг.6.19 е показан понижаващ мулти-резонансен силов преобра-

зувател с нулево напрежение на комутация (Zero-Voltage-Switching Multi-Resonant Converter, ZVS-MRC). На фиг.6.19,а CS е паразитният капацитет на ключа, а CD e паразитният капацитет на диода. На фиг.6.19,б са показани тока през резонансната индуктивност и

напрежението върху ключа S в относителни единици (спрямо изходния ток и входното напрежение). На фиг.6.20 са показани основните схемни решения на мулти-

резонансни ИППН [21,30]. Използувани са означенията: CS е паразитен капацитет на ключа; CD e паразитен капацитет на диод; Lr e резонансна индуктивност; C, L, Cf и Lf са елементите, които присъстват в конвенционалните схеми за да се реализира принципа на работа на преобразувателя (тези елементи са обикновено са със значително по-големи стойности от изброените преди паразитни елементи).

287

Фиг.6.20 Схемни решения на мулти-резонансни силови преобразуватели а) Прав понижаващ мулти-резонансен ИППН; б) Обратен повищаващ мулти-резонансен ИППН; в) Чук мулти-резонансен импулсен преобразувател; г) Понижаващ-повишаващ мулти-резонансен ИППН; д) Еднотактен обратен трансформаторен мулти-резонансен ИППН; е) Полумостов мулти-резонансен ИППН.

288

Предимствата на мулти-резонансните силови преобразуватели са: - възможност за висока работна честота, достигаща до няколко MHz; - постига се мека комутация при широк диапазон на промяна на товара; - имат сравнително висок к.п.д., до 96-97% за някои схеми за малки

мощности; - възможно е използуването на елементи с по-големи толеранси на

параметрите им (капацитети и индуктивности). Този факт е от особено значение за многосерийното производство.

Недостатъците на мулти-резонансните силови преобразуватели са: - значителна циркулираща енергия; - повишено напрежение върху ключовете; - увеличени загуби в ключовете в отпушено състояние поради

циркулиращата енергия; - честотно регулиране.

6.6 Постигане на мека комутация при преобразуватели с ШИМ

В литературата [22,25,27,37] са известни множество схеми и методи за постигане на мека комутация при преобразуватели с ШИМ. Тези схеми и методи могат да бъдат групирани в две групи:

- ШИМ преобразуватели с нулево напрежение на комутация (ZVS-PWM Converters);

- ШИМ преобразуватели с нулев ток на комутация (ZCS-PWM Converters).

6.6.1 Преобразуватели с ШИМ и нулево напрежение на комутация (ZVS-PWM Converters) Основно предимство на преобразувателите с ШИМ е постоянната

им работна честота. При постоянно токовите преобразователи с ШИМ нулевото напрежение на комутация се постига с добавяне на допълнителен ключ към основния силов ключ. На фиг.6.20 е показан понижаващ преобразувател с ШИМ и нулево напрежение на комутация, заедно с времедиаграмите, представящи принципът му на действие. Допълнителният (спомагателен) ключ в схемата е S1.

289

Фиг.6.21 a) Понижаващ преобразувател с ШИМ и нулево напрежение на комутация; б) Времедиаграми на работа

Следните времеинтервали характеризират работата на схемата:

1) Времеинтервал t0-t1 В момента t0 се отпушва спомагателния прибор S. Oсновният ключ S

се запушва в момента t1.

2) Времеинтервал t1-t2 След запушването на S, кондензаторът Cr започва да се зарежда и

напрежението върху него нараства линейно и достига установена стойност (Uin-Uout).

290

3) Времеинтервал t2-t3 В момента t2 допълнителният ключ S1 се запушва и започва

резонансен процес, включващ Cr и Lr. Напрежението на Cr нараства до максималната си стойност и след това кондензаторът се разрежда напълно към момента t3 вследствие на резонансния процес. След този момент може да се подава отпушващ сигнал към S при нулево напрежение върху него.

4) Времеинтервал t3-t4 В момента t3 започва да провежда антипаралелният диод D на

основния прибор S. В момента t4 се подава отпушващ сигнал към S.

5) Времеинтервал t4-t5 За да се реализира отпушване на прибора S при нулево напрежение

и нулев ток, моментът t4 на подаване на отпушващият сигнал към прибора трябва да е преди момента на смяна на посоката на тока през Lr (момент t5). Токът на Lr намалява линейно тъй като върху индуктивността е приложено захранващото напрежение. Диодът D провежда докато токът на Lr си смени посоката в момент t5, след което започва да провежда основният прибор S.

5) Времеинтервал t5-t6 В момента t6 токът на Lr достига стойността на тока на филтовата

индуктивност Lf. При мостовите топологии с ШИМ, нулевото напрежение на

комутация се постига чрез допълнителна индуктивност или използване на индуктивността на разсейване, или намагнитващата индуктивност на трансформатора. При усъвършенстване на разгледаните топологии за нулево

напрежение на комутация при преобразуватели с ШИМ се получават така наречените преобразуватели с ‘преход (комутация)’ при нулево напрежение ‘Zero-Voltage Transition PWM Converters’ (ZVT-PWM Converters) [27]. Допълнителното им предимство, е че и двата ключа: основен и допълнителен се комутират при условия на мека комутация. На фиг.6.22 е показан подобен понижаващ преобразувател с ШИМ.

291

Фиг.6.22 Усъвършенстван понижаващ преобразувател с ШИМ и нулево напрежение на комутация (ZVT-PWM Converter)

Преобразувателят на фиг.6.22 се отличава от конвенционалния

преобразувател с ШИМ по добавената резонансно-комутационна верига включваща:

- резонансен кондензатор Cr; - резонансна индуктивност Lr; - допълнителен ключ S1; - допълнителен диод D1. Особеностите на усъвършенстваните преобразуватели с ШИМ и

нулево напрежение на комутация (ZVT-PWM Converter) са: 1. Реализирането на условията на комутация при нулево

напрежение и на двата ключа се поддържа в широки граници на изменение на товара.

2. Работната честота на преобразувателя може да се увеличи значително – до 1MHz и повече.

3. Токовите и напреженовите стресове върху ключовете не са значителни.

292

6.6.2 Преобразуватели с ШИМ и нулев ток на комутация (ZCS-PWM Converters) Поради навлизането на IGBT транзисторите в силовата електроника,

чиито принцип на работа се базира на движението на неосновни токоносители, развитието в съвременните схемни топологии доведе до нови схеми осигуряващи нулев ток на комутация. По този начин се избягват загубите в резултат от така наречената токова опашка при запушване на прибора, характерна за IGBT и всички прибори с този принцип на действие (основаващ се на неосновните токоносители). При преобразувателите със ШИМ меката комутация по ток се

постига като в схемата на конвенционален импулсен преобразувател се добави допълнителен ключ и резонансна верига. На фиг.6.23,а е показан усъвършенствуван преобразувател със ШИМ с нулев ток на комутация (Zero-Current Transition, ZCT-PWM Converter) [25]. На фиг.6.23,б са показани времедиаграмите отразяващи принципа му на работа. Новите елементи в схемата са допълнителният ключ S, диодът D1 и резонансните елементи Cr и Lr.

Отличават се следните времеинтервали: 1) Времеинтервал t0-t1 Към момента t0 силовият ключ S е отпушен. Резонансният конденза-

тор Cr е зареден с указания на фигурата поляритет. В момент t0 се отпушва допълнителния ключ S1. Започва резонансен процес включващ Cr и Lr. В резултат на този резонансен процес токът на силовия ключ S намалява по синусоидален закон, тъй като за този времеинтервал входният ток, който е константен поради голямата стойност на входната индуктивност L, е сума от токовете на двата ключа. След ¼ от резонансния период rrr CLT π= 2 напрежението на Cr се нулира, а токът на Lr достига максимума си. Към силовия транзистор S се подава запушващ сигнал в момента

4/00' rTtt += , след като антипараленият му диод вече е започнал да провежда малко преди този момент. Очевидно е, че за да се реализира нулев ток на комутация, пиковият ток през Lr трябва да е по голям от входния ток.

2) Времеинтервал t1-t2 Ключът S се запушва в момента t1. В този момент се отпушват и

диодите D и D1. Резонансният процес между Cr и Lr продължава до нулиране на тока на Lr в момента t2. В момента t2 кондензаторът Cr и индуктивността Lr завършват един резонансен полупериод 2/rT .

293

Фиг.6.23 а) Повишаващ преобразувател с ШИМ и нулев ток на комутация (ZCT-PWM Converter); б) Времедиаграми на схемата

294

3) Времеинтервал t2-t3 Този времеинтервал съответства на времеинтервала с отворен ключ

в конвенционалния ШИМ преобразувател. Провежда диодът D и енергията, запасена в индуктивността L се предава към товара.

4) Времеинтервал t3-t4 В момента t3 силовият ключ S е отпушен отново и върху

идуктивността L се прилага входното напрежение. Същевременно започва нов резонансен процес включващ Cr и Lr. Продължителността на процеса е rrr CLT π=2/ . Токът на резонансната верига се затваря през S и антипаралелния диод на S1. В резултат, напрежението на Cr отново сменя знака си и поляритета му е показания на фигурата. В момента t4 завършва резонансния полупериод и кондензаторът е зареден с подходящия поляритет за да се осъществи следващата комутация (запушване) на силовия прибор при нулев ток. Напрежението на изходния кондензатор Cf е по-голямо от това на Cr и диодът D1 е запушен. В резултат няма верига за разряд на Cr и напрежението му се запазва до следващият момент на отпушване на силовия прибор S.

5) Времеинтервал t4-t0 Времеинтервалът t4-t0 съответства на времеинтервала с включен

(отпушен) ключ в конвенционалния преобразувател с ШИМ. Описаният преобразувател е подходящ за използване при високи

работни честоти благодарение на комутацията при нулев ток. Същевременно пренапреженията върху ключовете са същите като при конвенционален ШИМ преобразувател. Реализирането на оптимални условия на комутация не зависи от товара и захранващото напрежение, като циркулиращата енергия в преобразувателя е постоянна (т.е. не зависи от товара). Тези предимства правят разгледания ШИМ преобразувател с нулев ток на комутация подходящ за приложение и при по големи мощности при използването на IGBT и MCT (MOS Controlled Tyristor). По подобие на разгледаните преобразуватели: повишаващ

преобразувател с ШИМ и нулев ток на комутация (ZCT-PWM Converter), фиг.6.23,а и понижаващ преобразувател с ШИМ и нулево напрежение на комутация (ZVT-PWM Converter), фиг.6.22 съществуват схемни реализации и за другите основни топлогии на импулсни преобразуватели на постоянно напрежение [25, 27, 28. 29].

295

6.7 Резонансни постоянно-токови връзки за постигане на мека комутация (Resonant DC Link Converters)

При тези преобразуватели се постига нулево напрежение на комутация на ключовете чрез добавяне на допълнителни ключове и резонансна верига. Резонансната постоянно-токова (DC-DC) връзка осигурява времеинтервали, през които основните ключове на преобразувателя се комутират при нулево напрежение. На фиг.6.24 [26] е показан трифазен инвертор, чиито ключове се комутират при нулево напрежение чрез такава постоянно-токова резонансна верига.

Резонансно-комутационната верига включва двата допълнителни ключа S1, S2, обратните им диоди D1, D2, резонансната индуктивност Lr и резонансния кондензатор Cr, и диода D4.

Фиг.6.24 Трифазен инвертор с нулево напрежение на комутация чрез резонансна постоянно-токова връзка

На фиг.6.25,а е показана еквивалентна схема на преобразувателя за

периода на комутация, а на фиг.6.25,б са показани времедиаграмите, поясняващи работата на схемата. Комутацията на ключа означава комутация на два от ключовете на кое да е рамо на инвертора. Cekv е еквивалентен кондензатор със стойност Cekv =3Cs. С Io е означен еквивалентния ток на инвертора за времето на комутационния период. Направени са следните допускания: - индуктивността на товара е много по-голяма от резонансната индуктивност Lr;

- капацитета на захранващия източник е много по-голям от капацитета на еквивалентния кондензатор Cekv;

- всички компоненти на схемата са идеални.

296

Фиг.6.25 а) Еквивалентна схема на преобразувателя за периода на комутация; б) Времедиаграми, поясняващи работата на схемата от фиг.6.25

297

Работата на схемата по време на комутационния процес се пояснява от следните основни времеинтервали:

1) Времеинтервал t0-t1 До момента приборът S1 е отпушен, а приборите S2 и S3 са запушени.

Началните условия на схемета са:

0)(0)(

)(

0

0

01

==

=

tUti

UtU

cr

Lr

inin

В момент t0 се отпушва прибор S2 при нулев ток. Започва резонансен процес, включващ Lr и Cr.

2) Времеинтервал t1-t2 В момента S1 се запушва при нулево напрежение върху него. В

момента t2 напрежението Uin1 достига нула в резултат на резонансния процес.

3) Времеинтервал t2-t3 След момента t2 ключовете на инвертора могат да се отпушат при

нулево напрежение върху тях. На времедиаграмите това е отразено с подаване на отпушващ сигнал към прибора S3.

4) Времеинтервал t3-t4 В момента t3 ключовете на инвертора се запушат при нулево

напрежение върху тях. Напрежението Uin1 започва да нараства. 5) Времеинтервал t4-t5 В момента t4 напрежението Cr на достига нула. В момента t4

напрежението Uin1 достига захранващото напрежение и приборът S1 се отпушва при нулево напрежение върху него. При така представения принцип на работа се изясняват

предимствата на схемата: 1. Осигурена е мека комутация на всички ключове от схемата. 2. Извън времето на комутационния период загубите в

допълнителните елементи са нулеви, тъй като напрежението на Lr и токът на Cr са нула за извън комутационния период.

3. Нулирането на напрежението на Lr и тока на Cr е в резултат на резонансния процес и не са необходими допълнителни мерки за постигането му.

298

ЛИТЕРАТУРА

1. Барудов Ст., Барудов Е., ‘Дискретни регулатори и стабилизатори на променливо напрежение’, ТУ-Варна, Варна, 2005.

2. Бобчева М., Табаков Ст., Горанов П., ‘Преобразувателна техника’, ТУ - София, 1997.

3. Бобчева М. Л., Градинаров Н. П., Малеев Г. Ю., Попов Е. И., Анчев М. Х. ‘Силова електроника’, ТУ - София, 1998.

4. Вълков Ст., Ямаков, И., Дойчинова Р., Христов М., ‘Електронни и полупроводникови елементи и интегрални схеми’, София, Техника, 1992.

5. Гигов Хр., Янков И., Бекяров Л., ‘Измервания в електрониката’, ТУ-Варна, 2003.

6. Градинаров Н., Е. Попов, М. Анчев, Н. Хинов, “Ръководство за лабораторни упражнения по електроника”. Изд. ТУ-София, 2004.

7. Дойчинова Р., Ямаков И, ‘Специални и силови полупроводникови елементи’, София, Техника, 1994.

8. Илиев М.П.,‘Относно оптимизирането на токовия режим на IGBT при комутация в схеми на квазирезонансни преобразуватели с превклю-чване в нулата на тока’, Известия на съюза на учените - Русе, кн. 3, 2000.

9. Каров Р., ‘Преобразувателна техника’, София, Техника,1994 10. Немигенчев И. Н., Алексиев В. И., ‘Аналогова схемотехника’,

ТУ- Габрово, 1998. 11. Руденко В.И., Чиженко И.М., Сенько В. И., ‘Преобра-зовательная

техника’, Киев, ВШ, 1983. 12. Стефанов Н., ‘Tокозахранващи устройства’, София, Техника 1999.

13. Табаков Ст. Е., ‘Тиристорна техника’, София, Техника, 1989. 14. Табаков Ст. Е., ‘Импулсни и цифрови устройства’, ТУ-София,

2002. 15. Тодоров Т., Маджаров Н, Алексиев Д., Иванов П., ‘Автономни

инвертори’, Габрово, 1996. 16. Тошков Г. П., ‘Електроника’, ТУ- Варна, 2005. 17. Христов М. Хр., ‘Ръководство за лабораторни упражнения по

електронни и полупроводникови елементи и интегрални схеми’, София, Техника, 1988.

18. Хинов Н., ‘Ръководство за лабораторни упражнения по импулсни и цифрови устройства – част I’, ТУ-София, 2004.

299

19. Юдов Д., ,Токозахранващи устройства’, БСУ - Бургас, 2005. 20. Юдов Д., ‘Промишлени електронни преобразуватели’, ВМЕИ -

Варна, 1983. 21. Chang-Sun Kim, et. al., ‘Alternately Zero Voltage Switched Forward,

Flyback Multi Resonant Converter Topology’, 28th Annual Conference of the IEEE IES, Sevilla, Spain, November 5-8, 2002, cd-rom.

22. Erickson R, D. Maksimovic, ‘Fundamentals of Power Electronics’ KAP, Massachusetts, USA, 2001

23. Farrington R, F. Lee, M. Jovanovic, ‘Constant frequency zero-voltаge multi-resonant converters: topologies, analysis and experiments’, IEEE PESC, 1991, pp. 33-40.

24. Gradinarov N., N. Hinov, D. Arnaudov, “Analisys and Design of Resonant Inverters with Improved Output Characteristics, Working with Zero-Current Switching’, PCIM’03, Power Conversion, Nuremberg, Germany, 20 –22. 05.2003, pp. 423-427.

25. Hua Guichao, Fred Lee, ‘Novel Zero-Current-Transition PWM Converter’, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 9, No6, 1994, pp.601-610.

26. Jong-Woo and Ki Sul, ‘Resonant Link Bidirectional Power Converter, Part I’, IEEE Transactions on Power Electronics, vol.10, No4, July 1995, pp.479-484.

27. Jung Cho et.al., ‘Novel Zero-Voltage-Transition PWM Multiphase Converters’, IEEE Transactions on Power Electronics, vol.13, No1, 1998, pp.152-160.

28. Kazimerczuk M, D. Czarkowski, ‘Resonant Power Converters’, New York, John Wiley&Sons, 1995.

29. Klaassens et. al., ‘Soft Switching Power Converstion’, EPE Journal, vol. 3, No3 September, 1993, 155-166.

30. Lee F., M. Jovanovic, W. Tabisz, ‘Resent development in high-frequency quasi-resonant and multi-resonant converter topologies’, 3th European Conference on Power Electronics, 1999, pp. 401-410.

31. Majumdar G., ‘Future of Power Semiconductors’, 35th Annual IEEE PESC, Aachen, Germany, 2004, cd-rom.

32. Makcimovic, D, S. Cuk, ‘A general approach to synthesis and analysis of quasi-resonant converters’, IEEE PESC, 1989, pp.713-727.

33. Mohan N., T. Undeland, W. Robbibs, ‘Power Electronics’, New York, UAS, John Wiley&Sons, 1995.

34. Mohan N., ‘Power Electronics: Computer Simulation, Analyzis and Education’ New York, USA, John Wiley&Sons, 1998.

300

35. Parker Z., ‘IPM Featuring Trench IGBTs’, PCIM Europe, vol.3, 1998, pp. 132-134.

36. Rashid, Muchammad H., ‘Power Electronics’, New Jersey, USA, 1993.

37. Smith K. et. al., ‘A Comparison of Voltage-Mode Soft-Switching Methods for PWM Converters’, IEEE Transactions on Power Electronics, vol.12, No2, March 1997, pp.376-386.

38. Toshkov G. P. et. al., ‘Electrical Mode Analysis of Autonomous Arc Invertor’, Acta Universitatis Pontica Euxinus’, Int. Journal of TU-Varna and Ovidius University – Romania, vol.3, No1, 2003, pp.68-77.

39. Vencislav Valchev et al, ‘Zero-Voltage Zero-Current HB DC-DC Converter’, 2002 IEEE Industry Applications Sociaty Conference,13-18 October, Pitsburg, USA, 2002, cd-rom.

40. Vencislav Valchev et al, ‘Design Considerations and Loss Anylas of ZVS Boost Converter,’ IEE Electric Power Applications, vol.148, No1, January, 2001, pp.29-33.

41. Zhang J. M., X.G. Xie, X.K. Wu Zhaoming Qian, ‘Comparison Study of Phase-Shifted Full Bridge ZVS Converters’, 2004, 35th Annual IEEE PESC, Aachen, Germany, 2004, cd-rom.