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TECHNISCHE UNIVERSITÄT ILMENAU Fakultät für Elektrotechnik und Informationstechnik Fachgebiet Elektronische Schaltungen und Systeme

Dynamisches Verhalten von OPVs

Versuch 6 im

Informationselektronischen Praktikum

Studiengang Elektrotechnik und Informationstechnik

2. Studienschwerpunkt:

Mikro-, Nanoelektronik und Elektrotechnologie (BA)

Betreuer: Dr.-Ing. Steffen Arlt Raum H3511, Tel. 691165

Praktikumsraum: H3521B

Dynamisches Verhalten von OPVs 2 Betreuer: Dr.-Ing. Steffen Arlt, Tel. 1165

Inhaltsverzeichnis

1. Versuchsziel ...................................................................................................... 3 2. Der Operationsverstärker – Modellvorstellungen ........................................ 3

3. Der gegengekoppelte Verstärker .................................................................... 3 4. Stabilität gegengekoppelter Spannungsverstärker ....................................... 4 5. Frequenzgangkompensation ........................................................................... 8 5.1 Intern kompensierte OPV .................................................................. 8 5.2 Lag – Kompensation ........................................................................ 10 5.3 Lag - Lead – Kompensation ............................................................ 11 5.4 Lead – Kompensation ...................................................................... 13 5.5 Vor - und Nachkorrektur ................................................................. 14 6. Messungen am OPV ..................................................................................... 15 6.1 Verstärkung, Kleinsignalgrenzfrequenz und Transitfrequenz ................................................................................ 15 6.2 Slew Rate und Großsignalgrenzfrequenz ........................................ 17 6.3 Phasensicherheit .............................................................................. 18 7. Vorbereitung 19 8. Messungen ..................................................................................................... 20 9. Literaturempfehlungen ................................................................................ 21


1. Versuchsziel Kennenlernen des dynamischen Verhaltens von Operationsverstärkern sowie Methoden der Frequenzgangkompensation. 2. Der Operationsverstärker - Modellvorstellungen Für den Operationsverstärker existieren mehrere Modelle. Speziell für die Beschreibung des Frequenzverhaltens dient ein Modell, das aus einem idealen Verstärker und 3 durch Trennverstärker entkoppelten Tiefpässen besteht, wobei die Grenzfrequenzen der Tiefpässe um mindestens eine Dekade entfernt sein müssen.

+1 +1 +1

f1 f2 f3

Vo

Bild 1.1: Modell des Operationsverstärkers Die Übertragungsfunktion hierfür lautet:

G p vpT pT pT

mit

( )( )( )( )

= ⋅+ + +

=

01 2 3

11 1 1

p = j , T R Cω ν ν ν

(1)

3. Der gegengekoppelte Verstärker Der Operationsverstärker kann durch ein Rückkopplungsnetzwerk als invertierender oder nichtinvertierender Spannungsverstärker betrieben werden. Mit diesem Netzwerk können sowohl die statischen als auch die dynamischen Eigenschaften des OPV auf Kosten der verminderten Verstärkung um den Gegenkopplungsgrad beeinflusst werden.

+ v

k

Ue Ua

kUa

Bild 1.2: Blockschaltbild des gegengekoppelten Verstärkers

′ =− ⋅

v vk v1

(2)

Gl(2) ist die allgemeine Gleichung für rückgekoppelte Verstärker, wobei


k : Kopplungsfaktor, kv : Schleifenverstärkung, v' : Verstärkung mit Rückkopplung, v : Verstärkung ohne Rückkopplung, 1-kv : Rückkopplungsgrad bedeuten. Betrag und Phase der Schleifenverstärkung bestimmen, ob Mit- oder Gegenkopplung vorliegt. 4. Stabilität gegengekoppelter Spannungsverstärker Zur Beurteilung der Stabilität seien hier das Nyquist- Kriterium sowie das Bodediagramm genannt. Praktisch lassen sich aus der Auswertung der Sprungantwort (Zeitbereich- oszillografisch darstellbar) oder mit dem Vektoranalyzer im Frequenzbereich (Phasenwinkel direkt ablesbar) Rückschlüsse auf die Stabilität ziehen.

lg f

lg v s

lg v

lg ′v

lg vs 1

lg v s2

lg ′v 2

lg ′v 1

-45°

-135°

-225°

V

appr.VerlaufVoraussetzung:

es gilt nach (2):

-90°

-180°

-270°

appr.Verlauf

realer Verlauf

ϕα

zus ;

ϕ

α

zus

lglglg vv v s= ′ +

fp1 fp 2 3fp

≥ ⋅10 fp1

≥ ⋅10 fp 2

fs 2

v =o vleerl

fp3

fp2

f s1=

lg f

Bild 2: Bodediagramm des OPV- Spannungsverstärkers


Die folgenden Betrachtungen stützen sich auf das Bodediagramm. Bild 2 zeigt den Verlauf des Betrages der Spannungsverstärkung und des Phasenwinkels als Funktion der Frequenz. Eine Beurteilung mit Hilfe der Ortskurve ist auch möglich, siehe dazu Bild 5 bzw. [1]. Zum Bodediagramm: Zwischen Amplituden- und Phasengang besteht im Bodediagramm eine feste Verknüpfung. Einem Amplitudenabfall von n(-20dB/Dec) ist eine Phasendrehung von n(-90°) als Endwert zugeordnet (siehe Bild 2). Daraus läßt sich ein vereinfachtes Stabilitätskriterium formulieren (als Näherung gut brauchbar, siehe auch [1, Seite 222]) : Ein gegengekoppeltes System ist stabil, wenn der 0dB- Durchgang des Betrages der Schleifenverstärkung (bei der Schnittfrequenz f s) mit einer Neigung von <40dB/Dec erfolgt. Der letztmögliche Punkt, für den dies zutrifft, ist die Polstelle des 2. Tiefpasses. An dieser Stelle beträgt die zusätzliche Phasendrehung - 135° und die verbleibende Phasensicherheit noch - 45°. Die Schleifenverstärkung ist eine komplexe Größe: v k v k e v e k v es

j j jk v k v= ⋅ = ⋅ ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅ +ϕ ϕ ϕ ϕ( ) (3) Der Phasenwinkel der Schleifenverstärkung hat mehrere Anteile: ϕ ϕ ϕ ϕ ϕ ϕs v k v f gk zusätzlich= + = + +

=0 (4) wobei ϕv f =0 : Phasendrehung durch Schaltungsprinzip (z.B. invertierender

Spannungsverstärker -180°) ϕ gk : Phasendrehung durch Gegenkopplungsnetzwerk ϕ zusätzlich : im Verstärker enthaltene Hoch- oder Tiefpässe (erwünscht oder unerwünscht) erzeugen

zusätzliche Phasendrehungen Für den Phasenrand α ergibt sich: α ϕ= − °−( )180 s , d.h., es ist der zu -180° noch verbleibende Winkel (daher auch Phasensicherheit genannt). Entscheidend für die Schaltungskonzipierung ist daher der Frequenzbereich, der genutzt werden soll, denn nur hier ist dann gesichert, dass der Verstärker auch gegenkoppelt.


Es gibt 2 Stabilitätskriterien: 1. Amplitudenbedingung Bei allen Frequenzen, bei denen k v⋅ >1 ist, darf der Phasenwinkel der Schleifenverstärkung nicht 2nπ (n=0, 1, 2 ...) sein. Darüber hinaus muss noch ein Sicherheitsabstand zu 2nπ vorhanden sein, meist bezeichnet mit Phasenrand, Phasenspielraum, Phasensicherheit oder nur α (siehe auch Bild 4). 2. Phasenbedingung Wenn der Phasenwinkel der Schleifenverstärkung den Wert 2nπ erreicht (bzw. der Phasenrand zu klein wird), dann muss für diese Frequenzen k v⋅ < 1 werden. Der Schnittpunkt der v'- Geraden mit der Frequenzgangkurve der Leerlaufverstärkung ist der 0-dB -Wert (=1) der Schleifenverstärkung ( kritischer Grenzwert, siehe Bild 2 ! ).

lg|k v| dB

s

⋅

α

ϕ

0

0

-180°

lg f

lg f

Amplituden-rand

Phasenrand

Bild 3: Schleifenverstärkung als Funktion der Frequenz Die Instabilität ist aber nicht nur bei der exakten Erfüllung der Schwingbedingung k v⋅ = 1 vorhanden, sondern es tritt schon vorher in Abhängigkeit vom Phasenrand α ein mehr oder weniger großes Überschwingen auf. Bild 4 zeigt den Zusammenhang mit Gleichung (5), welche sich aus Gleichung (2) ableiten lässt.


vv k v k v j

Betrag

vv k v k v

s s

s

'cos sin

:

'

cos

=− ⋅

=− ⋅ +

→

=+ ⋅ − ⋅

11

11

1

1 22

ϕ ϕ

ϕ

(5)

α =Param.0°

30°

45° 60°

90°

|kv|

|v'||v |

1

10 Bild 4: Verstärkungsüberhöhung als Funktion der Schleifenverstärkung Mit abnehmendem α wird die Verstärkungsüberhöhung größer (v'>v, Mitkopplung). Bei α = 0° kommt es für k v⋅ ≥ 1 zur Selbsterregung. Ausreichende Sicherheit gegen Selbsterregung ist erst dann gewährleistet, wenn bei allen Frequenzen, bei denen k v⋅ ≥ 1 ist, ein genügend großes α vorhanden ist. Praktisch wird α zwischen -45° und -70° als Kompromiss zwischen Bandbreite und Überschwingen gewählt. Fazit: Die dynamische Stabilität eines gegengekoppelten Verstärkers hängt allein vom Frequenzgang der Schleifenverstärkung ab. Stabilitätskriterium von Nyquist: Ein rückgekoppelter Verstärker ist dann stabil, wenn die Ortskurve (kv) den kritischen Punkt -1+j0 nicht umschließt ( Bild 5 ) bzw. [1].


-1

ω

ωω =

=∞0

ω

AB

Re[k·v]

Im[k·v]

Bild 5: Nyquist-Ortskurve der komplexen Schleifenverstärkung ( Kurve A- stabil; Kurve B- instabil ) 5. Frequenzgangkompensation Operationsverstärker sind für einen universellen Einsatz gedacht, d.h. die Verstärkung v' kann Werte zwischen 0dB und annähernd vleerl annehmen. Der hinsichtlich der Stabilität am meisten gefährdete Betriebsfall ist v'=1=0dB. Alle im folgenden gemachten Überlegungen gelten für diesen Fall und legen dafür noch eine Phasensicherheit von α = - 45° zugrunde ( daher sehr einfache Darstellung ). Alle Kompensationsmethoden müssen bewirken, dass der Amplitudengang der Schleifenverstärkung in der Umgebung der Schnittfrequenz fs ( Frequenz, für die k v dB⋅ = =1 0 ist ) genügend flach verläuft. Hinsichtlich der Stabilität ist es gleichgültig, an welcher Stelle der Schaltung das Kompensationsnetzwerk angeordnet wird und ob man die Frequenzabhängigkeit von k oder v beeinflusst [4]. Nach den im vorigen Kapitel gemachten Aussagen und den oben erwähnten Randbedingungen ist demnach die 2. Polstelle der letzte stabile Arbeitspunkt (Frequenz der 2. Polstelle = Schnittfrequenz). Man unterscheidet zwischen intern kompensierten OPV ( z.B. µA 741 ), die auf Kosten der Bandbreite stabilisiert werden, und Operationsverstärkern, bei denen man zwischen verschiedenen Kompensationsmethoden entsprechend den gewünschten dynamischen Eigenschaften ( Bandbreite, Rauschen, Aussteuerbarkeit ) wählen kann. 5.1 Intern kompensierte OPV Bild 6 zeigt 3 mögliche Kompensationsvarianten des intern kompensierten OPV µA 741 (siehe Anlage) in vereinfachter Darstellung:


Ud Ua

Ck

Ck Rk

Ck

1

vu1 vu2 vu3

C1 C2 C3R1 R2 R3

Eingangsstufe Zwischenstufe Ausgangsstufe Bild 6: Schaltungvarianten zum Polsplitting

Bild 7: vereinfachtes Ersatzschaltbild zur Wirkungsweise des Polsplitting Dabei wird der OPV herstellermäßig so kompensiert, dass der Amplitudengang zwischen der Grenzfrequenz des Verstärkers und f(v'=1) mit -20dB/Dec konstant abfällt (Bild 8). Im µA 741 (Bild 7) erfolgt die Kompensation durch C1=30pF. Durch das Polsplitting wird der 1.Pol nach niederen und der 2.Pol nach höheren Frequenzen hin verschoben. Es gilt: f v f fp neu p alt'= = ≤1 2 3 .


-180°α = -45°

lgflgf

ϕϕ

ϕ

unkorr.korr.

-20db

p1

|v|

f

f

f

p2

p3

lg

Bild 8: Bodediagramm der Differenzverstärkung bei Frequenzgangkorrektur durch Polsplitting nach Bild 7 5.2. Lag - Kompensation Prinzip: zur Übertragungsfunktion der Schleifenverstärkung wird ein Pol bei niedrigen Frequenzen hinzugefügt (Tiefpass - Spannungsfolger). Dabei entspricht R dem Innenwiderstand Ri, Cx wird zusätzlich angeschaltet (Bild 10). Das Bodediagramm dazu zeigt Bild 9.

lg f

|v |s

f altp3

f altp2

neufp1 ff altp1 s=

RiCx

U1 U2

Bild 9: Bodediagramm zur Lag-Kompensation Bild 10: Schaltung zur Lag-Kompensation Vorteil : geringe Ausgangsrauschspannung Nachteil : Bandbreitenbegrenzung, kleine Schleifenverstärkung bei niedrigen Frequenzen

v vj f

f p

' = ⋅+

01

1 (6)


Unter Annahme von v' = 1 und f f fs p alt= = 1 für α = - 45° erhält man zur Bestimmung von f p die folgende Näherung :

ffvp neup alt

o1

1≈ (7)

Unter Anwendung der Gleichung für die Grenzfrequenz eines Tiefpasses läßt sich daraus τ und Cx bestimmen. 5.3 Lag - Lead - Kompensation Hierbei handelt es sich um eine Pol - Nullstellen - Kompensation. Prinzip: Mit einer zusätzlich erzeugten Nullstelle wird der erste, alte Pol kompensiert. Die neu zugefügte, erste Polstelle bestimmt die Grenzfrequenz des kompensierten, gegengekoppelten Verstärkers. Vorteil : größere Bandbreite gegenüber der Lag-Kompensation ( ca. 1 Dekade ) Dimensionierung : 12

1

2 1

..f ff f f fNull p alt

s p alt Null p neu

=

= > ; wobei gewählt wird.

+-

k

R1

R2

C

12

3

Bild 11: Schaltungsprinzip der Lag - Lead - Kompensation

R2

C

R1

Bild 12: Modell zu Bild 11


fR R C

fR C

ffv

ff

RR R

ausf ferrechnet sich C

p neu

Null

p neup alt

o

p neu

Null

Null p alt

11 2

2

12

1 2

1 2

1

12

8

12

9

10

11

12

=+

=⋅

≈

=+

=

π

π

( )( )

( )

( )

( )

( ).

Gleichung (8) und (9) resultieren aus den Modellberechnungen, (10) stellt eine Näherung für die neue Polstelle dar, Ableitung ähnlich wie in (6, 7).

v

ffp neu

s

1 s

Nullfaltfp1 =

altfp2

lg

lg f

Bild 13: Bodediagramm der Schleifenverstärkung für Pol - Nullstellen - Kompensation


0

45

90

20

f

lg f

f

db/Dec

pol null

−

°−

°−

ϕ

/

f pol f null

lg f

ü

Bild 14: Bodediagramm des Korrekturnetzwerkes 5.4 Lead - Kompensation Prinzip: zur Übertragungsfunktion des nichtkompensierten Verstärkers wird eine zusätzliche Nullstelle addiert. Dimensionierung: 1. fpol > fNull wählen 2. fNull = fp2alt Die neue Nullstelle kompensiert die ursprünglich vorhandene zweite Polstelle. Falls fp3alt << fpneu, kann fs = fp3alt = fT sein!

+-

R1

R2

C

fR C

fC R R

ff

RR R

Null

p

Null

p

=⋅

=⋅

=+

12

13

12

14

2

1 2

1

1 2

π

π

(15)

( )

( || )( )

Bild 15: Schaltung zur Lead-Kompensation


Korrekturnetzwerk

lg f

f

f

f

fp alt

p

altp

neup

neu

lg |v |s

f Null

2

f p alt2

3

1

1

f p

f Null

altf p 2=

f p

f Null

lg f

fp 3 neu

ϕ90°

lg |ü|

lg f Bild 16: Bodediagramm der Schleifenverstärkung (oben) und des Korrekturnetzwerkes (unten) bei der Leadkompensation 5.5 Vor - und Nachkorrektur Neben der Standardkorrektur kann zur Beeinflussung besonderer Verstärkereigenschaften (Rauschen, Aussteuergrenzfrequenz, u.a.) eine Vor- oder Nachkorrektur durchgeführt werden ( Bild 17, 18 ). Der Operationsverstärker wird zunächst so frequenzgangkorrigiert, dass seine Eigeninstabilität beseitigt ist. Der durch die Korrektur gebildete Pol bestimmt die Grenzfrequenz des Operationsverstärkers. Die außerdem noch gebildete Nullstelle fällt mit der ersten Polstelle des unkorrigierten Operationsverstärkers zusammen. Die gleichen Überlegungen lassen sich auch auf die Nachkorrektur übertragen. Zur Kompensation des Frequenzganges ist es unwichtig, wo das Kompensationsglied angeschlossen wird, jedoch hinsichtlich der Anstiegsgeschwindigkeit und Großsignalbandbreite sollte es bei der praktischen Realisierung so nah wie möglich am Eingang angeordnet werden. Der Nachteil dabei besteht allerdings in der Bandbreiteverringerung des Eingangssignals und folglich einem erhöhten Ausgangsrauschen.


-+

R1

Cvk

R3

Ue

R2

UaRvk

Bild 17: Vorkorrektur

-+

R1

R3

Ue

R2

UaRnk

Cnk

Bild 18: Nachkorrektur 6. Messungen am OPV 6.1 Verstärkung, Kleinsignalgrenzfrequenz und Transitfrequenz Da bereits kleine Differenzspannungen ausreichend sind, den Verstärker voll auszusteuern und damit die Gefahr der Übersteuerung besteht, benutzt man zur Messung von v0 die gegengekoppelte Betriebsart mit einem zusätzlichen Spannungsteiler (R3/R4). Am Summationspunkt M (Bild 19) wird Ud

' gemessen. Die Leerlaufverstärkung v0 lässt sich mit Gl(16, 17) ermitteln: uu

RR R

v uu

uu

R RR

uu

dB

d

d

a

d

a

d

a

d dB

'

' '

=+

= = ⋅+

= +

4

3 4

03 4

4

40 (16, 17)


Über den -3dB - Abfall der Verstärkung kommt man zu einer Aussage über die Kleinsignalgrenzfrequenz.

Ue

R1 R2

R3

R4+-

fUa

Ud'

R1 = 1kR2 = 10kR3 = 100kR4 = 1k

Ud

M

Bild 19: Messschaltung zur Ermittlung der Leerlaufverstärkung Zur Bestimmung der Transitfrequenz wird die Schaltung nach Bild 20 genutzt. Wird mit zwei Millivoltmetern gleichzeitig gemessen, dann ist folgende Formel hilfreich:

f v f Verstärkungs Bandbreite Produkt

f f UU

T d g

T ga

d

= − −

⇒ = ⋅

⋅ ( ) (18, 19)

Bei Übereinstimmung der Beträge der Differenzeingangsspannung und der Ausgangsspannung ist die Transitfrequenz erreicht. Simulationsergebnisse zeigen aufgrund von Idealisierungen, d.h. Unterdrückung von Rauscheinflüssen, Meßkapazitäten u.ä. hierbei die maximal erreichbaren Werte! Diese Ergebnisse eignen sich jedoch für die Abschätzung der praktisch zu ermittelnden Transitfrequenz, bei der Messung läßt sich so der zu untersuchende Frequenzbereich eingrenzen.

R1 R2

+-

UaUe

f

Ud

10k 10k

Millivoltmeter

Oszilloskop/

Ue = 10...100mV

Millivoltmeter

Bild 20: Messschaltung zur Ermittlung der Transitfrequenz


6.2 Slew Rate und Großsignalgrenzfrequenz Bei Großsignalaussteuerung arbeitet der Operationsverstärker nicht mehr als lineares System. Die maximale Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung in dieser Betriebsart bezeichnet man als Slew Rate.

R1 R2

+-

Ua

Ue

RL

50

10k 10k

2,4k

Oszilloskop

f

Ue=10V Bild 21: Messschaltung zur Ermittlung der Slew Rate Die Slew Rate ist definiert als:

Sdudt

IC

f Ura

a a= = = ⋅max

maxmax

1

1

2π [ V/μs ] (20)

Dabei ist die Großsignalgrenzfrequenz fg = Aussteuergrenzfrequenz fa. Vergleiche auch mit Bild 7! Sr steht in direkter Beziehung zur Aussteuerbarkeit und zur Aussteuergrenzfrequenz fa. Bis zu fa gibt der Operationsverstärker die maximale Ausgangsspannung unverzerrt ab. Die Aussteuergrenzfrequenz ist stark abhängig von der gewählten Frequenzgangkorrektur und wesentlich kleiner als im Kleinsignalbetrieb. Durch die begrenzten Ströme im Operationsverstärker erfolgt die Umladung der Kondensatoren für die Frequenzgangkorrektur im Übersteuerungsbereich angenähert durch eine Konstantstromquelle. Bei sinusförmiger Ansteuerung ist die größte Steilheit des Signals im Nulldurchgang gegeben, und es gilt für geringste Anstiegsverzerrungen: 2 π fa Uamax < Sr (21) fa = fgrenz = Sr / 2 π Uamax. (22) Aus der Sprungantwort lassen sich Impulskennwerte ablesen, die Hinweise auf wesentliche Eigenschaften des Systems geben. Bei der Messung der Slew Rate gibt man große Sprungsignale auf den Eingang, bis das Ausgangssignal den maximalen Hub annimmt. Die Frequenz des Signals wird experimentell so reguliert, dass sich die Steigung des Ausgangssignals gut ablesen lässt, allerdings darf die Austeuerfrequenz nicht größer als die Großsignalgrenzfrequenz sein ! Die Großsignalgrenzfrequenz lässt sich über folgende Schaltung ermitteln:


R1 R2

+-

UaUe

f R L

Ud

10k 10k

2,4k

Millivoltmeter

Oszilloskop

Bild 22: Schaltung zur Ermittlung der Großsignalgrenzfrequenz Die Aussteuerung erfolgt mit großen Sinussignalen, die Generatorfrequenz wird dabei solange erhöht, bis es am Ausgang zu sägezahnförmigen Verzerrungen kommt (siehe dem Versuch beiliegende Messanleitung). Nebenbei lässt sich noch Ud betrachten, in der Nähe der Großsignalgrenzfrequenz steigt sie stark an. 6.3 Phasensicherheit Die Phasensicherheit ist ein Maß zur Beurteilung der relativen Stabilität einer OPV-Schaltung. Sie lässt sich entweder mit einem Phasenmessgerät messen oder aus den abgeleiteten Kennwerten der relativen Stabilität, der Resonanzüberhöhung des Ausgangsfrequenzganges Δ|v'| [dB] oder dem Überschwingen der Sprungantwort Δua [%] des Operationsverstärkers, bestimmen (Bild 23). In der Tabelle (Bild 24) sind einige Werte dazu aufgelistet. Mit Gl. (23) errechnet sich der Maximalwert der Resonanzüberhöhung aus der Ausgangsspannungskurve und der Eingangsspannung (siehe auch Bild 23a).

lg f

|v'|

a)

lg|v'|% Ua

b)

Ua

t

Eingangssignal

Bild 23: a) Resonanzüberhöhung, b) Überschwingen α [°] Δ |v'|

[dB] Δ ua [%]

90 0 0 85 0 1,3 80 0,1 3,2 75 0,3 5,7 70 0,5 8,7 65 0,9 12,1


60 1,3 15,9 55 1,7 20,2 50 2,3 24,9 45 3,0 30,0 40 3,8 35,6 35 4,8 41,7 30 6,0 48,3 25 7,5 55,4 20 9,3 63,1 15 11,7 71,3 10 15,2 80,2 5 21,2 89,8 0 ∞ 100,0 Bild 24: Tabelle zur Ermittlung der Phasensicherheit

⎟⎟⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅−⎟⎟

⎠

⎞⎜⎜⎝

⎛⋅=

e

a

e

max aUU

lg20U

Ulg20'vΔ (23)

7. Vorbereitung 1.) Nennen Sie Unterschiede zwischen einem Bipolar-OPV (μA 741) und einem OPV mit FET- Eingangsstufe (TL 080)! 2.) Warum stellt der Eingang des invertierenden Spannungsverstärkers eine virtuelle Masse dar? 3.) Ein OPV mit einer Slew Rate von 2,5V/µs lt. Datenblatt wird mit einer Sinusspannung von 5V und einer Frequenz von 100kHz angesteuert. Wie reagiert der OPV? Welche Konsequenzen hat dieser Betriebsfall, wenn man ein verzerrungsfreies Ausgangssignal wünscht? 4.) Mit Hilfe von PSpice (Demo-Version) sollen folgende dynamische Eigenschaften des TL 080 *) simuliert und ausgewertet werden: a) Frequenz - und Phasengang der Leerlaufverstärkung (Ua/Ud') des nichtgegengekoppelten OPV, Frequenzbereich 10mHz -10Mhz; Ueeff =10mV. Stellen Sie auch Ausgangsspannung und Differenzeingangsspannung dar! Interpretieren Sie die erhaltenen Ergebnisse! b) Frequenz-und Phasengang der Verstärkung (Ua/Ue) sowie der Schleifenverstärkung des gegengekoppelten Verstärkers bei R1=10k, R2= 10k, 100k! Wählen Sie eine Eingangsspannung von 10mV! Variieren Sie auch die Standardkorrektur (Ck=3p, 33p, 330p)! Halten Sie die wesentlichen Kennwerte (Verstärkung, - 3dB - Eckfrequenzen, Phasensicherheiten, Transitfrequenzen) fest! Betrachten Sie auch die Ausgangsspannung! c) Sprungantworten bei Kleinsignalaussteuerung. Ermitteln Sie daraus die Phasensicherheiten für o.g. Ck - Werte bei |v'|=1!


d) Ermitteln Sie mit Hilfe der Großsignalsprungantwort die Slew Rate, (Ueeff =10V)! e)Simulieren Sie einen Hochpass, einen Tiefpass sowie einen Bandpass! Benutzen Sie dazu die Schaltung des beiliegenden ORCAD- Ausdruckes mit den darin enthaltenen Werten! Betrachten Sie dazu die Verstärkungskurve Ua/Ue =1; Ck=33p! *) Benutzen Sie das überarbeitete Modell des TL 080 ( siehe Anhang )! 8. Messungen 1.) Nehmen Sie den Betrag der Leerlaufverstärkung bei Kleinsignalaussteuerung des nichtgegengekoppelten Verstärkers in Abhängigkeit von der Frequenz bei folgenden Kompensationen auf: a) Ck=3.3p b)Ck=33p c)Ck=330p Verwenden Sie dazu die Messschaltung nach Bild 19. Worin bestehen die Ursachen für mögliche Unterschiede im Vergleich zur Simulation? 2.) Nehmen Sie den Betrag der Verstärkung |v'| in Abhängigkeit von der Frequenz sowie die Kleinsignalgrenzfrequenzen für folgende Beschaltungen des invertierenden Operationsverstärkers auf: 1. R1 = 10k, R2 = 10k, Ck = 3p, 33p, 330p 2. R1 = 10k, R2 = 100k, Ck = 3p, 33p 3. R1 = 10k, R2 = 1M, Ck = 330p 4. R1 = 10k, R2 = 10k, Ck = 1p Messschaltung nach Bild 20. Beurteilen Sie das Verhalten des Operationsverstärkers und ermitteln Sie den Phasenspielraum der Beschaltungen. Zeigen Sie Möglichkeiten zur eventuell notwendigen Stabilisierung auf! 3.) Ermitteln Sie die Transitfrequenz, die Großsignalbandbreite, die Kleinsignalsprungantwort und die Slew Rate eines invertierenden Verstärkers bei nachfolgenden Korrekturen: 1. R1 = 10k, R2 = 10k, Ck = 3p 2. R1 = 10k, R2 = 10k, Ck = 33p 3. R1 = 10k, R2 = 10k, Ck = 330p 4. wie 1., aber zusätzlich mit Vorkorrektur 5. wie 1., aber zusätzlich mit Nachkorrektur Prüfen Sie den Zusammenhang Großsignalbandbreite - Slew Rate nach Gleichung (20) ! 4.) Nehmen Sie den Frequenzgang der drei schaltbaren Filter auf! Verwenden Sie als Korrektur Ck = 33p! Vergleichen Sie mit der Simulation!


9. Literaturempfehlungen [1] Seifart : Analoge Schaltungen, 3.Auflage, Verlag Technik 1990

[2] Tietze/Schenk : Halbleiterschaltungstechnik, 9. Auflage, Springer- Verlag 1990

[3] Ehrhardt : Verstärkertechnik, Vieweg- Verlagsgesellschaft , 1992

[4] Köstner/Möschwitzer : Elektronische Schaltungstechnik, Verlag Technik 1989

[5] Mennenga : Schaltungstechnik mit Operationsverstärkern, Verlag Technik 1979

[6] Dostal : Operationsverstärker, Verlag Technik 1989

[7] Duyan/Hahnloser/Traeger : PSpice- Eine Einführung, 2.Auflage, Teubner Stuttgart

1992

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