CIRCUITE INTEGRATEANALOGICELecture 20

Cap.7.Amplificatoare operationale

7.1.IntroducereIn analiza schemelor cu AO din Cap.2 am admis ca AO au caracteristici ideale adica a= , Ri=, Ro=0, largime de banda infinita, tensiune de offset zero (tensiune de iesire de cc zero pentru o tensiune de intrare zero) etcAm aratat ca AO reale difera prin comportarea lor de cele ideale. Principalele diferente care apar constau in - limitarea domeniului de frecventa al semnalelor de intrare ce pot fi amplificate cu precizie -existenta unei limite inferioare a semnalului de intrare de cc ce poate fi sesizat la iesire -existenta unei limite superioare ale valorilor impedantelor ce pot fi folosite in reteaua de reactie negativa a AO

Pentru aprecierea deviatiilor de la idealitate ale unui AO real si a consecintelor care rezulta se definesc o serie de parametrii

7.2.Parametrii AO realeCurentul de intrare de polarizare( Bias) I B este media aritmetica a valorilor de cc a celor doi curenti de intrare

Existenta unui curent de polarizare nenul violeaza ipoteza potrivit careia curentul de intrare in AO este zero. Valori tipice: pentru etaje de intrare cu BJT 10 100nA pentru etaje de intrare cu MOSFET

Efectul curentilor de polarizare IB1, IB2 asupra configuratiilor inversoare si neinversoare cu AO Vo=?

Efectul curentilor de polarizare IB1, IB2 asupra configuratiilor inversoare si neinversoare cu AO Dar IB1IB2.

Aplicam teorema superpozitiei

Curentul de intrare de offset IOS Pentru etajul tipic de intrare al unui AO cei doi curenti de intrare de polarizare vor fi egali numai daca cele doua tranzistoare au acelasi . Chiar pentru tranzistoare de geometrii identice apar deviatii de cateva procente fata de valoarea medie care variaza aleator de la circuit la circuit. Aceasta particularitate se apreciaza prin curentul de intrare de offset definit ca IOS=IB1- IB2Pentru amplificatoare de cc valoarea rezistentei Rf este limitata de curentul de intrare de offset si eroarea acceptabila a tensiunii de iesire de cc

Tensiunea de intrare de offset VOS Efectul tuturor asimetriilor etajului de intrare si in general al abaterilor de la idealitate a valorilor componentelor din structura unui AO asupra performantelor sale de cc poate fi raportat la intrare si apreciat prin curentul de intrare de offset Ios si tensiunea de intrare de offset Vos. AO real = AO ideal avand inseriata cu una din intrari tensiunea VOS , admitand IB1, I B2=0 Valori tipice: pentru etaje de intrare cu BJT 0,1 2 mV pentru etaje de intrare cu MOSFET 1 20mVVOS depinde de temperatura (deriva termica) Efectul tensiunii VOS asupra configuratiilor inversoare si neinversoare

Tensiunea de intrare de offset a AO limiteaza valoarea de cc a tensiunii de intrare ce poate fi amplificata precis.Exista metode de anulare a efectului tensiunii VOS

Efectul simultan al curentilor de polarizare si al tensiunii de intrare deofset se poate determina prin superpozitie. Dupa cum s-a aratat pentru IB1, I B20 si Vos=0

Pentru Vos 0 si IB1, I B2=0

Vos 0 si IB1, I B2 0 prin superpozitie

Raportul de rejectie a modului comun CMRR

Tensiunea de iesire dintr-un AO care are o intrare diferentiala si o iesire simpla este vo=Addvid+Accvic CMRR=|Add/Acc|Din punctul de vedere al aplicatiilor CMRR are o semnificatie mai utilizabila - sa admitem vIC=0, pentru AO reale vO0. Aplicam la intrare o tensiune diferentiala pentru a aduce vo la zero.. Aceasta tensiune reprezinta tensiunea de intare de offset vOS - pastram vOS constant la aceasta valoare si crestem tensiunea de intrare de mod comun cu vIC=vic.. Tensiunea de iesire va creste cu vO= vo=Accvic=Acc vIC - pentru a readuce tensiunea de iesire la zero trebuie modificata tensiunea de intrare diferentiala cu

-Exemplu Admitem CMRR=80dB=104 . O tensiune de intare de mod comun vIC=10V are acelasi efect cu o variatie a tensiunii de offset vOS=10V/CMRR=1 mV

Am admis pana acum ca alimentarea in cc a AO se face de la surse de alimentare VDD (VCC) si VSS (VEE) riguros constante Tensiunea de iesire vo depinde numai de tensiunile de intrare de mod diferential si de mod comun aplicateIn realitate sursele de alimentare nu sunt constante si variatiile de semnal mic vdd(vcc) respectiv vss(vee) ale acestora au o contributie in tensiunea de iesire schema bloc a unui AO alimentat de la surse de alimentare care prezinta mici variatii Admitand pentru simplificare vic =0 tensiunea de semnal mic la iesirea AO este vo= Addvid + A+vdd+ A-vss unde A+ si A- reprezinta amplificarile de semnal mic de la sursele de alimentare la iesirea AO Raportul de rejectie a surselor de alimentare PSRR (Power Supply Rejection Ratio)

Ideal AO ar trebui sa fie sensibil la tensiunile de intrare diferentiale si insensibil la variatiile surselor de alimentarePentru a putea compara contributia semnalului de intrare diferential cu contributia variatiilor surselor de alimentare rescriem ecuatia astfel vo= Addvid + A+vdd+ A-vssConcluzii1.PSRR trebuie maximizat pentru minimizarea contributiilor nedorite la iesirea AO2. Importanta unor PSRR mari creste in CI moderne care contin si CIA si CID pe acelasi chip permitand astfel un cuplaj intre circuitele digitale si cele analogice prin sursele de alimentare

Se refera la rezistenta de intrare diferentiala ( intre I+ si I- )Pentru etaje de intrare cu tranzistoare bipolare are valori tipice intre 100 k si 1 M .. Din cauza castigului mare nu are influenta asupra performantelor in configuratii cu reactiePentru AO a caror intrari sunt porti ale unor tranzistoare MOS Ri este in principiu infinita dar aceste intrari trebuiesc protejate fata de distrugerea electrostatica (Electrostatic discharge = strapungerea oxidului daca se depaseste tensiunea de strapungere) conectarea unor diode de limitare (clamping) in polarizare inversa de la VDD si VSS spre portile celor doua MOSFET-uri de la intrare. De aceea curentul de intrare corespunde acestor diode polarizate invers fiind de ordinul pA. Aceste protectii sunt necesare numai la intrarile conectate la pinurile exterioare ale circuitului Rezistenta de intrare Ri

Este rezistenta Thevenin echivalenta masurata intre terminalul de iesire si masaAO bipolare de uz general au un etaj de iesire separator (buffer) care are o rezistenta de iesire intre 40 si 100 In tehnologie MOS AO interne deobicei nu lucreaza pe o sarcina rezistiva. Ele nu au in multe cazuri un etaj de iesire de tip separator iar rezistenta lor de iesire este semnificativ mai mare decat in cazul tehnologiei bipolare. .Atat in tehnologie bipolara cat si MOS rezistenta de iesire nu influenteaza semnificativ performantele in bucla inchisa cu exceptia faptului ca afecteaza stabilitatea in conditiile unei incarcari capacitive mari sau a unei rezistente de sarcini mici.VDRezistenta de iesire Ro

Datorita capacitoarelor asociate diverselor dispozitive din structura unui AO, castigul in tensiune scade pe masura ce frecventa cresteAcasta scadere de obicei trebuie controlata prin introducerea unui capacitor suplimentar numit capacitor de compensare al carui rol este de a impiedica intrarea in oscilatie a AO inclus intr-un circuit cu reactie negativa. Comportarea unui AO prevazut cu capacitor de compensare este caracterizata prin frecventa de taiere fT , definita ca frecventa la care modulul amplificarii este egal cu unitatea Pentru AO de uz general fT este cuprins intre 1 MHz si 100 MHz. Un al doilea aspect al comportarii la frecvente inalte este limitarea vitezei cu care poate creste tensiunea de iesire in conditii de SEMNAL MARE. Aceasta limitare se datoreaza valorii limitate a curentului disponibil in circuit pentru incarcarea capacitorului de compensare.Viteza maxima de variatie a tensiunii de iesire in conditii de semnal mare se numeste Slew-Rate (SR)Raspunsul in frecventa

Circuitul echivalent al AOPolaritatea surselor de curent IB si IOS corespunde unor tranzistoare de intrare npnValori tipice pentru AO bipolareao>105,IB=80nA, IOS=5nA, VOS=2mV, dVos/dT=15V/K, CMRR=80dB, Ri=2M, Ro=50 , SR=0,5V/ s, fT=1,5MHz, alimentare cc 15V

7.3. Structuri de AOAre trei etajeUn etaj de intrare care asigura: -o intrare diferentiala -trecerea de la un semnal diferential la unul simplu -o buna rejectie a modului comun -deplasarea nivelului de cc Un etaj de amplificare intermediar cu castig mare in tensiune prevazut cu un circuit de compensare in frecventa pentru a impiedica intrarea in oscilatie in configuratii cu reactieUn etaj de iesire in situatiile in care AO trebuie sa furnizeze curent in sarcinaSchema bloc

AO cu tranzistoare bipolareParticularitati

Prin tehnologie bipolara tranzistoarele pnp sunt inferioare celor npn prin fT si F spre deosebire de tehnologia MOS la care tranzistoarele PMOS sunt aproape la fel de performante cu cele NMOS

AO bipolare contin tranzistoare rapide npn si tranzistoare lente pnp

Arhitectura AO bipolare trebuie sa tina seama de aceasta particularitate. Exemplu 741

AO 741Are trei etaje de amplificare, oglinzi de curent folosite pentru polarizare sau ca sarcini, circuite de protectie (Q15,Q21, Q24, Q22 si Q23B)

Descrirea calitativa a functionarii AO 741Etajul diferential de intrare realizat cu tranzistoarele Q1..Q7 Tranzistoarele npn Q1, Q2 sunt in conexiune CC ofera rezistenta mare de intrare si curent mic de intrareEle comanda tranzistoarele pnp Q3, Q4 in conexiune BCQ5, Q6, Q7 alcatuiesc o oglinda de curent cu castig in curent folosita ca sarcina a primului etaj Etajul diferential de intrare are 3 functii:Ofera o intrare diferentiala, relativ insensibila la tensiunile de mod comun si un oarecare castig in tensiune necesar pentru reducerea tensiunii de offset si a zgomotului etajului urmator Realizeaza deplasarea necesara in cc pentru a maximiza domeniul tensiunii de iesire din AO prin utilizarea tranzistoarelor pnp laterale Q3, Q4. Bazele tranzistoarelor Q3, Q4 au un potential apropiat de al intrarii in timp colectoarele lor au un potential apropiat de - VEE.. Functionarea lor in conexiune BC permite largimea de banda maxim posibila.Realizeaza trecerea de la un semnal diferential la unul simplu asigurand o rejectie buna a modului comun prin utilizarea ca sarcina a oglinzii Q5, Q6, Q7

Etajul de amplificare intermediarQ16 in conexiune de repetor pe emitor reduce efectul de incarcare a sarcinii active a primului etaj de catre Q17Q17 amplificator EC avand ca sarcina pe Q13B. Acest etaj ofera o amplificare mare in tensiuneQ23A in conexiune de repetor pe emitor previne incarcarea etajului de amplificare in tensiune de catre rezistenta de intrare in etajul final.

Etajul final Tranzistoarele complementare Q14, Q20 , in conexiune CC,alcatuiesc un etaj de iesire in clasa AB. Polarizarea lor este realizata prin dioda multiplicata Q18,Q19, R10

Tranzistorul multicolector pnp Q13Are inelul de colector care inconjoara emitorul impartit in doua parti B si A corespunzand unei fractiuni de , respectiv din conturul intregului colectorStructura este analoga cu doua tranzistoare pnp avand jonctiunile BE conectate in paralel.

Daca IS corespunde tranzistorului standard a carui colector inconjoara emitorul, deoarece AB=3AA ISA= 0,25 IS ISB= 0,75 IS

Analiza in cc a AO 741Caculul PSF la AO implica un aspect specific din cauza amplificarii foarte mari Daca se porneste admitand ca cele doua intrari sunt legate la masa mici, variatii ale lui si a rezistentei de iesire a tranzistoarelor vor duce la saturarea AO (Vo= VCC)Problema exista si in practica. Pentru un AO cu ao=105 o tensiune de offset de 0,1 mV impinge iesirea AO la 10V in conditiile unei tensiuni de intrare zero.De aceea in analiza de cc se admite ca AO este inclus intr-o bucla de reactie negativa care forteaza iesirea sa aiba tensiune zeroSe neglijeaza deasemenea efectul Early pentru simplificarea calculelor erori de 10% pana la 20%

AO 741PSF: IR5, IC11,C12, IC10,C9, IC8, IC1,C2,C5,C6,C7, IC13,C13A,C13B,C17, VBE17, IC16, IC23A, IC18,C19,C14,C20

Analiza in cc a AO 741 continuare

unde s-a considerat Vcc=-Vee=15V si VBE=0,7Vunde s-a considerat Is=10-14A Sursele de polarizareOglinda Widlar Q10, Q11, R4

Schema simplificata a lui AO 741 cu surse de polarizare

unde s-a considerat Is=10-14APentru valori ale lui suficient de mariE interesant de comentat schema etajului de intrare in 741 a carui configuratie asigura o buna rejectie a modului comun:

vIC iC1,C2,C3,C4 IA iB4,B3,B2,B1 iC1,C2,C3,C4 reactie negativa pe modul comun

Ne ocupam acum de etajul final si prefinal , admitand asa cum am spus ca tensiunea de iesire este 0 si neglijam deocamdata curentii de bazaDaca tensiunea de iesire este zero, cum am admis, IC17=IC13B=550AAdmitand =250

In continuare vom determina curentii prin Q18, Q19 folosind o metoda iterativaNeglijand curentul IB18 si admitand VBE18=0,6V IC19=0,6V/40k=15A IC18=180-15=165 A Reluam calculele tinand seama si de curentul de bazaPentru calculul curentilor prin tranzistoarele finale, Q14 si Q2o, folosim rezultatul deja determinat in capitolul anterior, admitand Vo=0 si neglijand caderea de tensiune mica de pe rezistoarele din emitoarele tranzistoarelor

unde s-a admis ca tranzistoarele finale au o arie de trei ori mai mare decat celelalte

Circuite de protectieQ15 protejeaza tranzistorul final Q14 in conditii de suprasarcina pentru tensiuni de iesire pozitive. Se deschide pentru VBE=550mV limitand deci curentul prin sarcina la 550mV/27=20mA.

Q21, Q24 si Q22 realizeaza aceeasi functie pentru tensiuni de iesire negative. Q21 se deschide tot la 550 mV. In acest caz insa trebuie limitat si IB20 respectiv IE23A ceea se realizeaza cu oglinda Q24 si Q22.

Q23B protejeaza tranzistorul Q16 care s-ar distruge prin supradisipare daca Q17 ar fi lasat sa se satureze.Sa admitem ca tensiunea de comanda v+I este suficient de negativa fata de v-I astfel incat Q1 sa se blocheze. Fara Q23B tot curentul de 19A ar curge in baza lui Q16 ; cum a lui Q16 poate fi mare, de exemplu 1000 rezulta IC16= 19mA, care va curge in baza lui Q17 determinand saturarea acestuia. Carezultat PDQ16=(19mA)(30V) 600mW care ar distruge tranzistorul Q16.. Tranzistorul Q 23B impiedica saturarea lui Q17 preluand o parte din curentul injectat in baza lui Q16 atunci cand VCB17 ajunge la 0 V.Daca Q17 nu se poate satura, curentul sau de baza ramane mic, limitand astfel si puterea disipata de Q16.

Analiza functionarii la semnal mic a AO Se foloseste circuitul alaturat care contine cele mai importante elemente ale unui Ao integrat

Castigul la semnal mic si joasa frecventa Admitem-Qi,Q2 identice gm1=gm2-rezistenta de iesire din primul etajRo1=ro2||ro4 exterioara tranzistoarelor-Rb>> r6 Ri2= r5 +5 r5 -7= 8- 7Rl

Calculul amplificarii ao pentru AO 741Deoarece I1= 10A, gm1eq=(1/2)(40)(0,01)=0,2mA/V

Pentru 5= 6= 150, 7=50 si RL=1k ao=(0,2)(150)2(50)=225000

Dar IC1= IC3 gm1=gm3 gm1eq= gm1/2

Raspunsul in frecventa la semnal mic (1) Amplificatoarele generale de uz general folosesc deseori o compensare in frecventa interna care forteaza amplificatorul sa aiba un raspuns in frecventa corespunzator unei functii de transfer cu un singur pol

Functia de transfer a acestor AO este de forma

unde aoeste amplificarea la joasa frecventa, H- frecventa corespunzatoare unei atenuari de 3 dB, T frecventa AO corespunzatoare unui modul unitar

Aceasta forma a functiei de transfer se poate obtine conectand un capacitor de compensare Cc intre intrarea si iesirea celui de al doilea etaj asa cum se arata in slide-ul urmator

Raspunsul in frecventa la semnal mic

H=1/(CcRC0)RC0=Ro1||Ri2+7RL+Gm2(Ro1||Ri2)(7RL) Etajul de intrare este reprezentat prin circuitul sau Norton echivalent ( sursa de curent gm1vi si rezistenta de iesire Ro1)

Cel de al doilea etaj este reprezentat prin rezistenta sa de intrare Ri2 si sursa de curent Gm2vi2 Cel de al treilea etaj fiind un repetor nu contribuie la amplificarea in tensiune. S-a inlocuit prin rezistenta sa de intrare RL

Raspunsul in frecventa la semnal mic a AO741 RCO=Ro1||Ri2+7RL+Gm2(Ro1||Ri2)(7RL) 567RL/(1+Ri2/Ro1) RCO=a0/gm1H=gm1/(CCa0)gm1 ao H

unde

La frecvente inalte (>> H)

Pentru |a|=1 T=aoH=gm1/CCExemplu: 741 si LM101 CC=30pF, I1=10A, gm1eq=gm1/2=0,2mA/V fu=u/(2)=gm1eq/(2CC)=1MHz fH=fu/ao=1Mhz/105= 10Hz

Polii AO 741 inainte si dupa compensare determinati prin simulareInainte de compensare Dupa compensareComentarii Se observa o modificare dramatica a pozitiei polilor dupa compensare ca rezultat al efectului de pole spitting- In cazul AO compensate intern componenta care ocupa cea mai mare arie este capacitorul de compensare (tipic de 30 pF), care ocupa cam 30% din aria chipului Exista metode de reducere a acestui capacitor bazate pe reducerea pantei gm1 (I1))

Slew-Rate-ul amplificatoarelor operationaleSlew-Rate (viteza maxima de variatie a tensiunii de iesire) este un parametru al AO care caracterizeaza functionarea la semnal mare

Limitarea prin SR apare ori de cate ori curentul disponibil pentru incarcarea si descarcarea capacitoarelor interne este limitat.

In cazul AO compensate intern SR este determinat de capacitorul de compensare CC

Test pentru caracterizarea comportarii AO la semnal mareRezulta deci o crestere exponentiala a tensiunii de iesire avand un timp de crestere tr=t0,9-t0,1`=0,35 fT

Evolutia in timp a tensiunii de iesire vo(t) admitand k=5v si T=1MhzExperimental se obtine cu totul alt rezultat.Tensiunea de iesire vo(t) creste liniar in timp si ajunge la 90% din valoarea finala de 5 V dupaaproximativ 7 s.

Unde e gresala? De ce aceasta mare discrepanta intrerezultatul calculat si cel masurat?

Discrepanta mare intre rezultatele teoretice si cele experimentale se datoreza faptului ca s-a utilizat o metoda de analiza valabila pentru functionarea la semnal mic si complet neadecvata functionarii la semnal mare .Reluam de la circuit: La t=0 vI+=5V, dar AO nu raspunde instanantaneu si vo are valoarea 0. Tensiunea de 5V aplicata intre intrari scoate etajul de intrare din regiunea de functionare liniara ic2=0, ic1= 2I1, ic4= 2I1 care incarca CC la tensiunea

SR=2I1/CC tensiunea de iesire creste cu o panta constanta pana la valoarea finala, ceea ce e in concordanta cu rezultatele experimentaleExemplu: AO 741 2I1=20A CC=30 pF SR=0,67V/ s in concordanta cu experimentul

Metode de marire a SR=2I1/CC =(2I1/gm1) T marirea lui T care e impus de tehnologie marirea raportului (2I1/gm1) ..propuneti

SR=2I1/CC tensiunea de iesire creste cu o panta constanta pana la valoarea finala, ceea ce e in concordanta cu rezultatele experimentaleExemplu: AO 741 2I1=20A CC=30 pF SR=0,67V/ s in concordanta cu experimentul

Metode de marire a SR=2I1/CC =(2I1/gm1) T marirea lui T care e impus de tehnologie marirea raportului (2I1/gm1) de exemplu prin degenerarea de emitor, prin folosirea unuor tranzistoare cu efect de camp ambele metode

Efectul SR asupra functionarii la semnal sinusoidal mareSe aplica la intrare un semnal sinusoidal de amplitudine mareLa iesire

Daca

vo urmareste intrarea (e sinusoidala)Daca

vo e puternic distorsionat

Forma de unda a tensiunii de iesire pentru

Frecventa maxima a semnalului sinusoidal de amplitudine maxima (inainte de aparitia limitariilor) ce poate fi amplificat fara aparitia distorsionarii datorita SR-ului corespunde situatiei

Exemplu: AO 741 SR=0,67 V/s Vo=10V fmax=max/(2)=19,7 kHz modesta!!!

T H A N K Y O U !